JP2009071960A - 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法および性能評価装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波数での力率改善性能が最適なキャパシタを装備した、電力伝送性能が良好な電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法および性能評価装置を提供する。
【解決手段】直流電力を交流電力に変換する交流電源１３と送電コイルと１を少なくとも含む送電部１０と、負荷２１と受電コイル２とを少なくとも含む受電部２０とから成る電力伝送装置１００において、力率改善用キャパシタの誘電吸収をＫとすると、Ｋが１％以下の条件を満足するキャパシタを、送電コイル１と交流電源１３との間、受電コイル２と負荷２１との間、の少なくとも一方に直列に装備し、１０ｋＨｚ以上の周波数で電力を伝送する。
【選択図】図１

Description

この発明は、送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置に関し、特に、コイル間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法および性能評価装置に関する。

例えば、送電用コイルと受電用コイルとが分離可能な電力伝送装置１０は、図４２に示すように、送電用コイル１と、受電用コイル２とが対向（誘導結合）して配されている。送電制御回路３から送電用コイル１に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電用コイル２に起電力が誘起される。この起電力による電流が受電制御回路４に流れ、電力伝送が行われる。送電制御回路３には、直流電源１２を交流電力に変換する電力変換手段である交流電源１３が含まれる。

送電用コイル１と、受電用コイル２とが分離不能で、コアを装備して変成器とした通常の構成のものは、送電用コイル１と、受電用コイル２の間の結合係数が、ほぼ１の密結合状態である。一方、送電用コイル１と受電用コイル２とが分離可能な電力伝送装置においては、送電用コイル１と、受電用コイル２には、例えば、平面渦巻状に巻回されたコイルが使われる。このような場合、送電用コイル１と、受電用コイル２の間の結合係数は、最大でも０．９程度の疎結合状態である。よって、通常の両コイルが分離不能な変成器においては、力率はほぼ１である。一方、送電用コイル１と受電用コイル２とが分離可能な電力伝送装置においては、力率が０．２程度まで低下することがある。

図４３は、図４２に示した送電制御回路３から送電コイル１を見たときの簡略化した等価回路図である。図４３において、Ｌｅは、送電コイルおよび受電コイルのインダクタンスと両コイル間の結合係数、負荷抵抗値、後述する受電コイルの実効直列抵抗値によって決まる残留（漏洩）インダクタンスである。Ｒｅは、両コイル間の結合係数、負荷抵抗値、後述する送電コイルと受電コイルの実効直列抵抗値によって決まる純抵抗成分である。残留インダクタンスＬｅは、無効電力の原因となり、力率を低下させる。そこで、図４４に示すように、キャパシタＣｅを用いて、残留インダクタンスＬｅに起因する正の残留リアクタンス成分を打ち消して力率の改善を行なっている場合がある。

特性がよいキャパシタ単体の特許は多数出願されている。しかし、電力伝送装置において、前記した正の残留インダクタンスＬｅを打ち消して力率の改善のために使用される適切なキャパシタの構成や特性について言及した文献は、殆ど見られない。特開２００２−３５３０５０号公報（特許文献１）に、電力伝送装置に用いるキャパシタとして、誘電正接の低いフィルムキャパシタ等を使用するというのが記載されている程度である。

次に、用語について説明しておく。容量性素子であるキャパシタは、日本語ではコンデンサと表記される場合が多い。本願では文献を引用する場合を含め、全て「キャパシタ」に表記を統一しておく。また、一般にキャパシタの容量値である静電容量をキャパシタンスと表記する場合が多い。しかし、キャパシタンスの表記は、キャパシタと混同しやすいので、全て「静電容量」に表記を統一しておく。

そして、キャパシタやコイルに等価的に直列に存在する抵抗成分は、通常ＥＳＲと表記され、等価直列抵抗(Equivalent Series Resistor)と呼ばれている。本願では、ＥＳＲの周波数特性に言及するので「実効直列抵抗」(Effective Series Resistor)に表記を統一しておく。さらに、一般に、真空中の誘電率に対する比である比誘電率は、単に「誘電率」と表記されている場合が多い。物理定数である誘電率εｏは、真空中の誘電率であり、εｏ＝８．８５×１０^−１２（Ｆ／ｍ）である。本願では、キャパシタの構成を真空中の誘電率εｏを用いて求めている。よって、真空中の誘電率εｏに対する比である比誘電率εｓは「比誘電率」またはεｓに表記を統一しておく。

送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置においては、送電コイルまたは受電コイルに、直列または並列にキャパシタを接続できる。したがって、送電部単体あるいは受電部単体では、共振回路が形成される。本技術分野においては、このように送電部と受電部単体の共振周波数に着目している文献が殆どである。特許文献１においても、送電部、受電部の共振周波数に言及している。しかし、特許文献１には、コイルとキャパシタを直列接続した直列回路が、前述した力率改善の作用効果を持つことは全く記載されていない。

キャパシタが電力伝送装置において、力率改善の作用効果を持つことについても、言及した文献は殆ど無い。自動車のステアリングハンドルに、送電コイルと受電コイルを装備する実施例が記載されている特開２００４−８０８４４（特許文献２）に、キャパシタが力率改善の作用効果を持つことが記載されている程度である。
特開２００２−３５３０５０号公報（段落番号０００６，０００７、００１６〜００１８、請求項２〜３） 特開２００４−８０８４４号公報（段落番号００４７、００４８）

特許文献１の段落番号００１７には、特許文献２の段落番号００４７に記載のように、正のリアクタンス成分を打ち消して、力率の改善（特許文献１では共振用と記載されている）を行うキャパシタとして、誘電正接ｔａｎδが小さいキャパシタ、ポリスチレンやポリプロピレンを誘電体とするキャパシタを使用することが記載されている。しかしながら、ポリスチレンやポリプロピレンを誘電体とするキャパシタは、他の誘電体を用いたキャパシタよりいかなる周波数でも誘電正接ｔａｎδが小さいとは限らない。さらに、本願発明者が追試したところ、一部のポリスチレンキャパシタは発熱のため使用できなかった。また、ポリプロピレンキャパシタは、構成によって電力伝送性能が異なるうえ、静電容量と周波数によっては、電力伝送性能が低下する現象が見られた。

図４５は、キャパシタの等価回路を表す図である。図４５において、Ｘｃはキャパシタのリアクタンス、Ｒｃはキャパシタの実効直列抵抗、Ｌｃはキャパシタの寄生インダクタンスを表す。

誘電正接ｔａｎδは、キャパシタのＱを使い、ｔａｎδ＝１／Ｑ（無単位）、と定義されている。キャパシタのＱは、キャパシタのＱを計測する周波数において、キャパシタのリアクタンスをＸｃ、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ、とすると、Ｑ＝Ｘｃ／Ｒｃ、で表される。ＪＩＳの規定によると、キャパシタの誘電正接ｔａｎδは、静電容量により、１ｋＨｚまたは１ＭＨｚで計測される。静電容量をＣ（Ｆ）とすると、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、Ｘｃ＝１／ωＣ（Ω）、で、Ｘｃは、角周波数ω（ω＝２πｆ、ｆは周波数Ｈｚ）と静電容量Ｃの積の逆数となっている。よって、キャパシタの誘電正接ｔａｎδは、ｔａｎδ＝ωＣ・Ｒｃ＝Ｒｃ・Ｘｃ、となる。また、キャパシタの静電容量Ｃは、通常、１０^−６Ｆ以下である。よって、１ｋＨｚのような低い周波数においては、ωＣの値が、１０^−６以下と、非常に小さな値となる。一方、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは、キャパシタの種類や静電容量によっても異なるが、１ｋＨｚでは、通常、１０Ω以下である。したがって、キャパシタの誘電正接ｔａｎδの値は、通常、後述するＪＩＳの規定値である、ｔａｎδ＜０．００１、となっている。

一般に、高周波数領域で実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が低いキャパシタは、セラミックキャパシタである。したがって、セラミックキャパシタはＱが高く、誘電正接ｔａｎδも低い。実際に本願発明者が、１ＭＨｚにおいて、０．１μＦの積層セラミックキャパシタのＱを実測したところ、Ｑ≒１８で、ｔａｎδ＝１／１８≒０．０５５、正接角δは、δ≒３度であった。また、１ＭＨｚにおいて、０．３９μＦのポリプロピレンキャパシタのＱを実測したところ、Ｑ≒６で、ｔａｎδ＝１／６≒０．１６６、正接角δは、δ≒９度であった。すなわち、実際に電力伝送に使用される周波数、あるいは高周波数領域での誘電正接ｔａｎδを比較する限りにおいては、セラミックキャパシタの方が、ポリプロピレンキャパシタよりも特性がよい。しかし、本願発明者が実験検証した限りにおいては、積層セラミックキャパシタはポリプロピレンキャパシタより電力伝送性能が悪い。

特許文献１には、単に「誘電正接が小さい」と記載されているだけである。ＪＩＳの規定に準ずるとしたなら、前述したように、１ｋＨｚにて誘電正接を計測して性能比較をするだけで、電力伝送装置に最適なキャパシタが選べることになる。しかし、後述するが、キャパシタの誘電体や誘電正接のみでは、電力伝送装置に最適なキャパシタは選べない。すなわち、周波数特性を勘案した具体的な誘電正接の値、具体的な静電容量、両者の関係、およびその他の特性要因を規定する必要がある。

したがって、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタは、誘電体（キャパシタの種類）、静電容量、周波数特性等を勘案して誘電正接ｔａｎδの値を規定する必要がある。なお、誘電正接ｔａｎδの周波数特性については後述する。

そのうえ、特許文献１の図２は、電流を流し出すとともに、電流を引き込むという、双方向に電流を流せる回路構成になっていない。そのため、この回路はコイルとキャパシタを直列接続した回路を駆動できないので、特許文献１の図２の回路は動作しない。

すなわち、従来の技術では、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの構成や特性、電力伝送装置の力率改善用キャパシタを使用する回路構成と作用効果が全く明確にされておらず、そのために、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない。換言すれば、高周波電力回路に使用するキャパシタの性能評価方法が確立できていない。

そこで、この発明の目的は、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの構成や特性を規定し、電力伝送性能が良好な電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置を提供するとともに、高周波電力回路に使用するキャパシタの性能評価方法と性能評価装置を提供することである。

この発明は、送電部と受電部が分離可能なように構成され、直流電力を交流電力に変換する電力変換手段である交流電源と、送電コイルとを少なくとも含む送電部と、負荷と、受電コイルとを少なくとも含む受電部とから成り、送電コイルと、受電コイルとを誘導結合させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、両コイルが誘導結合しているときに、前記送電コイルと前記受電コイル間の結合係数が０．９以下であり、前記送電コイルの両端が、前記結合係数に起因する残留インダクタンスを持ち、交流電源と送電コイルとの間、負荷と受電コイルとの間、の少なくとも一方に、前記残留インダクタンスによる前記送電コイルの正のリアクタンス成分を打ち消して力率を改善するための少なくとも１個の無極性のキャパシタを直列接続した直列回路を含み、キャパシタの誘電吸収をＫとすると、Ｋが１％以下であり、送電部は１０ｋＨｚ以上の周波数で電力を受電部に送電する。

誘電吸収Ｋはキャパシタの直流特性であり、誘電吸収Ｋの小さいキャパシタは特性がよい。したがって、キャパシタの誘電吸収を規定することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましい実施形態では、キャパシタの所定の周波数における誘電正接ｔａｎδが１％以下である。

この例では、ＪＩＳの規定による１ｋＨｚではなく、誘電正接ｔａｎδの周波数特性を勘案し、電力伝送に使われる周波数での誘電正接ｔａｎδの数値を規定することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、誘電正接ｔａｎδは、２００ｋＨｚにおける値が１％以下である。

一般に電力伝送として使用される周波数は、電波障害の関係上、２５０ｋＨｚ程度が上限と規定されている。したがって、２００ｋＨｚにおける誘電正接ｔａｎδの値が、１％以下であるキャパシタを選び、電力伝送装置の力率改善用キャパシタとして使用ことにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、キャパシタの静電容量の温度変化が、０℃から８０℃の間で、±５％以内である。

キャパシタの静電容量が温度により変化すると、正の残留リアクタンスを打ち消す負のリアクタンスが変化する。そのため、ＬＣ直列回路のリアクタンスがゼロとならず、正または負のリアクタンスが残る。交流電源の周波数を可変とするような構成の電力伝送装置であれば、ＬＣ直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数に調整は可能である。しかし、このような構成の電力伝送装置は、キャパシタの温度検知手段等を装備しなければならず、制御回路が複雑となる。そのため、温度によるキャパシタの静電容量変化は、０℃から８０℃の間で、±５％以内である必要がある。キャパシタの静電容量の温度変化は、当然、小さい方が好ましい。

好ましくは、キャパシタに交流定電流を流したときに、キャパシタの両端電圧の変動が、電流を流し始めた５秒後以降、±０．１％以下、電流を流し始めた後５分間の計測時間で静電容量の変動率が、１％以下、電流を流し始めた後１分間の計測時間で静電容量の変動率が０．２％以下、のうち、少なくとも１つの条件を満足する。

先の例と同じく、キャパシタに交流定電流を流したときに、キャパシタの両端電圧が安定しないのは、時間経過により静電容量が変化することを意味する。交流定電流がキャパシタに流されたときに、キャパシタの両端電圧が安定しないと、時間と共に静電容量が変化する。したがって、後述するキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる発熱等を考慮すると、キャパシタに交流定電流を流したときに、キャパシタの両端電圧が安定する時間が５秒以下である必要がある。

好ましくは、交流電源の出力電圧は、ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波であり、
キャパシタのリアクタンスＸｃと、送電コイルのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数をｆｒ、とすると、
交流電源の出力周波数はｆｒに設定されており、
出力周波数ｆｒにおいて、
キャパシタの両端電圧の、ゼロ電位に対する正のピーク値をＶｐ、
キャパシタの両端電圧の、ゼロ電位に対する負のピーク値をＶｎ、
ＶｐとＶｎの比を、Ｖｐ／Ｖｎ、
所定係数をＢ、としたときに、
キャパシタが、少なくとも、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、を満足している。

この例では、誘電正接ｔａｎδの規定では除外できない電力伝送性能の悪いキャパシタを、規定数値外に掃き出すことができる。よって、より正確に電力伝送性能の良いキャパシタを選ぶことができる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、交流電源と、基準コイルとにキャパシタを直列に接続した直列共振回路において、交流電源の出力周波数は、基準コイルのインダクタンスとキャパシタの静電容量とで決まる共振周波数に設定されており、直列共振回路のＱをＱｒ、直列共振回路に共振電流が流れているときの、交流電源の出力電圧をＶｔ、キャパシタの両端電圧をＶｃ、ＶｏをＶｃに昇圧する昇圧比をＨとし、
Ｈ＝Ｖｃ／Ｖｔ、とすると、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、を満足する。

直列共振回路のＱ、Ｑｒは、基準コイルのＱをＱｉ、キャパシタのＱをＱｃとすると、１／Ｑｒ＝１／Ｑｉ＋１／Ｑｃ、なる関係にある。直列共振周波数では、基準コイルとキャパシタのリアクタンスがゼロとなり、基準コイルの両端とキャパシタの両端には、交流電源電圧のＱｒ倍の電圧が発生する。これは、直列共振回路の昇圧効果と呼ばれている。

上記の昇圧効果は、基準コイルの実効直列抵抗ＲｉとリアクタンスＸｉ、キャパシタの実効直列抵抗ＲｃとリアクタンスＸｃのみで決まる。したがって、後述するキャパシタを使用可能な周波数範囲内であれば、任意の周波数で昇圧比Ｈを計測でき、理論値Ｑｒも計測して計算できる。周波数によって、昇圧比Ｈと理論値Ｑｒの数値は異なるが、実測値の昇圧比Ｈと理論値Ｑｒが、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、なる関係を満足していれば、キャパシタの電力伝送性能はよい。このような特性を持つキャパシタを装備することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、キャパシタの２端子のうち、一方の端子に正の電圧を印加したときの誘電吸収を、Ｋｐ、一方の端子に負の電圧を印加したときの誘電吸収を、Ｋｎ、Ｋｐ＞Ｋｎ、であるときに、ＫｐとＫｎの比Ｋｒを、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、とし、Ｋｐ＜Ｋｎ、であるときに、Ｋｒを、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とすると、キャパシタが、１＜Ｋｒ＜１．５、を満足している。

この例では、先の発明における誘電吸収Ｋの規定よりも、さらに厳密に電力伝送性能のよいキャパシタを選ぶことができる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

より好ましくは、キャパシタにより積分回路を構成し、積分回路は、所定値の同一値の定電流を正逆双方向に流せる電流源と、キャパシタの両端電圧をゼロする初期化手段と、積分時間を計測するための基準パルスを少なくとも１０００カウント以上計測するパルス数計測手段と、を含み、初期化手段により、キャパシタの初期電圧をゼロとしたときに、パルス数計測手段のパルス計測値がゼロに初期化された後、キャパシタに、正方向の定電流Ｉｐを所定時間Ｔの間流し、所定時間Ｔの経過後に、キャパシタに、負方向の所定の定電流Ｉｎを流し、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｎ、とすると、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、Ｔのパルスカウント数をＮ、Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、としたときに、ＮｎとＮとの差の絶対値が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する。

この例では、例えば、二重積分式Ａ／Ｄ変換器を使用し、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする。Ａ／Ｄ変換器の出力、例えば表示が、理論値１からの乖離を見ることにより、電力伝送措置に使用され力率キャパシタの性能を判断できる。このＡ／Ｄ変換器は、１０００カウント以上の分解能を持つ。カウント数をＮとし、０．００４×Ｎカウント以下の偏差（デジット）であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。なお、カウント数Ｎは、例えば１００００であればより正確な判断ができる。また、上記の理論値１は、２のｎ乗のビット数、例えば１１ビットなら、２０４７などであってもよい。

さらに、キャパシタに、負方向の定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、所定時間Ｔの経過後に、キャパシタに、正方向の所定の定電流Ｉｐを流し、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｐ、とすると、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、Ｔのパルスカウント数をＮ、Ｔｐのパルスカウント数をＮｐ、としたときに、ＮｐとＮとの差の絶対値が０．００４×Ｎカウントのキャパシタを選択する。

この例では、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする際、入力電圧の極性を反転させる。先に誘電吸収にて述べたように、無極性のキャパシタであっても、正の同一電圧と負の同一電圧をＡ／Ｄ変換器に加えたときに、表示が異なる。上記の方法により、正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができる。

さらに、ＮｐとＮｎの差の絶対値が、０．００３×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する。

この例では、ＮｐとＮｎの差の絶対値を比較することにより、さらに正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができる。

好ましくは、送電コイルの実効抵抗をＲｉ、キャパシタの実効抵抗をＲｃとしたとき、送電部は、Ｒｉ＞Ｒｃを満足する最低周波数以上で電力を伝送する。

最低周波数を規定することにより、上述した各発明によるキャパシタの作動条件を規定できる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、キャパシタは、少なくとも１個の単体キャパシタ、あるいは複数のキャパシタを直列、並列、または直並列に接続した少なくとも１個の合成キャパシタから成る。

この発明を実施するには、キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流が、電力伝送装置の作動条件を満足していないとならない。この作動条件を満足しない場合、複数のキャパシタを直列、並列、または直並列に接続することにより、動作可能電圧、通過可能電流を満足するキャパシタを実現できる。

好ましくは、キャパシタの静電容量が、０．４７μＦ以下のときに、複数のキャパシタを直列、並列、または直並列に接続した少なくとも１個の合成キャパシタから成る。

この例では、先の発明と同等の作用効果を持つとともに、キャパシタの静電容量を規定することにより、小型、低コストのキャパシタであっても、電力伝送性能の良いキャパシタを実現できる。

好ましくは、キャパシタを構成する各キャパシタの少なくとも１個に、キャパシタンス微調整用のキャパシタＣｃが少なくとも１個、並列に接続されている。

電力伝送時の送電コイルと受電コイルの相対位置が一定で、受電部の負荷抵抗値も一定の場合、交流電源の出力周波数を固定できる。あるいは送電部が、ＬＣ直列回路のリアクタンスをゼロとなるように交流電源の出力周波数を設定しておけばよいときがある。このような場合、キャパシタの静電容量またはコイルのインダクタンスのバラツキを補正し、ＬＣ直列回路のリアクタンスをゼロとするため、キャパシタを構成する各キャパシタの少なくとも１個に、キャパシタンス微調整用のキャパシタＣｃを並列に接続する。また、前記Ｃｃに静電容量の小さい可変キャパシタを用いることにより、簡単に直列回路のリアクタンスをゼロに調整できる。

また、抵抗などは、レーザートリミングにより、公称値０．１％程度のものが存在するが、キャパシタは、コストにもよるが、公称値１％程度のものが最も精度が高い。したがって、Ｑの高いコイルと組み合わせた場合、リアクタンスをゼロにするには、単体キャパシタ、または合成キャパシタに、キャパシタンスを微調するキャパシタを並列に接続し、共振点に調整する。キャパシタの接続方法については後述する。上述したような本発明の作用効果により、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できるようになる。

好ましくは、直並列に接続された合成キャパシタは、複数のキャパシタの直列接続数および並列接続数が全て同一であり、かつ、各キャパシタのキャパシタンスの公称値が±２０％以内に選ばれている。

この例では、公称値が±２０％以内のキャパシタを選び、直列接続数と並列接続数を同一とすることにより、合成キャパシタを構成する各キャパシタに印加される交流電圧、各キャパシタに流れる交流電流を均一に近づけることができる。

例えば、公称値０．０１μＦ、耐圧１００Ｖ、通過可能電流２Ａのキャパシタを、４個並列に接続する。４個並列に接続した合成キャパシタを、さらに２個直列に接続すると、静電容量０．０２μＦ、耐圧２００Ｖ、通過可能電流８Ａの合成キャパシタが得られる。

好ましくは、各キャパシタは、誘電材料と金属箔を巻回されて構成されているか、あるいは誘電材料と金属箔を積層して構成されたキャパシタである。

電力伝送装置に用いられるキャパシタの構成は、誘電材料と金属箔を巻回されて構成されるか、あるいは誘電材料と金属箔を積層して構成されるのが好ましく、このような構成のキャパシタは誘導性成分が少なく、誘電吸収特性および誘電吸収特性の対称性がよい。

好ましくは、誘電材料と金属箔からなる単層１ｃｍ^２当りの静電容量が、１０００ｐＦ以下のキャパシタである。

静電容量にもよるが、比誘電率が高い誘電体を用いたキャパシタは、誘電体の分極が起こると、キャパシタの性能が低下する。単層１ｃｍ^２当りの静電容量が１０００ｐＦ以下と規定することにより、性能が低下しないキャパシタの条件を規定することができる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、誘電材料の比誘電率が４以下であり、誘電材料の箔厚が１．５μｍ以上である。

この例は、先の発明の作用効果より、キャパシタの誘電体の比誘電率の上限を規定するものである。また、キャパシタの静電容量は、極板面積と極板距離とで決まるので、比誘電率が４以下より、誘電材料の箔厚が１．５μｍ以上と規定できる。規定方法については後述する。強誘電体は分極が大きく、誘電吸収特性が悪い。誘電材料の箔厚が１．５μｍ以上であるキャパシタは、誘電吸収特性および誘電吸収特性の対称性がよい。このようなキャパシタを電力伝送装置の力率改善用キャパシタに用いることにより、性能の良い電力伝送装置が実現できる。

好ましくは、誘電材料は、ポリイミド、ポリエチレンテレフタレート、ポリカーボネート、ポリスルフォン、ポリフェニレンスルフィド、ポリフッ化ビニリデン、の各ポリマー、一般式が、Ｃ_２Ｒ_４、で表されるオレフィン系のモノマーであって、Ｃ_２Ｒ_４、中のＲは、Ｈを含む官能基からなるモノマーの重合体であるポリマー、あるいは上記に記載の各ポリマーのうち、少なくとも２つの混合物、のいずれかである。

例えば、Ｃ_２Ｒ_４、中の１つのＲがＣＨ_３、残りの３つのＲがＨの場合、モノマーはプロピレン、ポリマーはポリプロピレンとなる。Ｃ_２Ｒ_４、中のＲ全てがＦの場合、モノマーはテトラフルオロエチレン、ポリマーはポリテトラフルオロエチレン（テフロン（登録商標））となる。このような誘電材料を選び、キャパシタを適切に構成することにより、誘電吸収特性および誘電吸収特性の対称性がよいキャパシタが得られる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

好ましくは、送電部から受電部に信号を伝送する信号伝送手段と、受電部から送電部に信号を伝送する信号伝送手段のうち、少なくとも一方の手段を備える。

この例では、本発明の電力伝送性能がよい電力伝送装置に、信号伝送手段を備えることにより、送電部と受電部間で、信号伝送が行なえる。信号伝送機能により、例えば、受電部から送電部への帰還制御などが実現できる。

この発明の他の局面は、少なくとも送電部の送電コイルにキャパシタが接続された本発明の電力伝送装置の送電部から成る送電装置であって、送電部は、受電部に電力を送電する。

本発明における電力伝送装置は、送電部と受電部が分離可能である。送電部は、特定の受電部のみならず、送電部に適合する受電部に電力を送ることができる。このような電力伝送装置の送電部は、上述したキャパシタを装備している。

さらに、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、広い周波数範囲で電力伝送性能が確保できる。そして、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、電力伝送性能も向上する。

この発明の他の局面は、少なくとも送電部の送電コイルに記キャパシタが接続された本発明の電力伝送装置の受電部から成る受電装置であって、受電部は、送電部より電力を受電する。

本発明における電力伝送装置は、送電部と受電部が分離可能である。先の発明と同様に、受電部は、特定の送電部のみならず、受電部に適合する送電部にから電力を受電できる。このような電力伝送装置の送電部は、上述したキャパシタを装備している。

さらに、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、広い周波数範囲で電力伝送性能が確保できる。そして、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、電力伝送性能も向上する。

この発明のさらに他の局面は、高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価方法であって、キャパシタを含む積分回路に基準電流を与えて、積分回路による積分を開始後、積分回路の出力がピーク値に達するまでの積分時間を計数する過程と、ピーク値に達してから逆積分を開始後に積分回路の出力がゼロになるまでの逆積分時間を計数する過程と、計数した積分時間と逆積分時間とを比較する過程と、積分時間と逆積分時間との計数偏差が所定値以内であれば、キャパシタの性能が高いと評価する過程とを含む。

この発明は、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能評価のみならず、高周波電力回路用キャパシタの性能評価にも利用できる。例えば、誘導加熱器に用いられるキャパシタの性能評価に使える。この例では、キャパシタを積分回路で作動させることにより、キャパシタの性能を判断しており、作用効果は、先の発明の電力伝送装置と同様である。

好ましい実施形態では、積分回路の入力端を短絡して、積分および逆積分を行なって偏差の補正値を取得する過程と、積分回路に正の基準電流を与えたときに得られる積分時間、および正の基準電流と同一値の負の基準電流を与えたときに得られる逆積分時間とに基づいて得られる第１の偏差を補正値で補正する過程と、積分回路に負の基準電流を与えたときに得られる積分時間、および負の基準電流と同一値の正の基準電流を与えたときに得られる逆積分時間とに基づいて得られる第２の偏差を補正値で補正する過程とを含み、評価する過程は、補正された第１の偏差と、補正された第２の偏差とに基づいて、キャパシタの性能を評価する。

この好ましい実施形態では、先の発明と同様の作用効果を持つともに、積分回路の極性を反転してキャパシタを作動させることにより、先の発明とは異なる性能判断ができる。このように複数の評価方法を併用することによって、さらに性能の良い高周波電力回路用キャパシタを選ぶことができるようになる。

この発明のさらに他の局面は、高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価装置であって、キャパシタを含む積分回路と、積分回路に基準電流を与えるため、積分回路の入力端子に印加される基準電圧を、基準電流に変換する、電圧−電流変換手段と、入力端子に印加された正の基準電圧値、または負の基準電圧値を、所定分解能のディジタル値で出力するＡＤ変換手段と、正の基準電圧を入力端子に与えたときの積分時間と、負の基準電圧を与えて逆積分したときの逆積分時間との偏差、負の基準電圧を入力端子に与えたときの積分時間と、正の基準電圧を与えて逆積分したときの逆積分時間との偏差、のうち少なくとも一方の偏差を求めるため、所定分解能のディジタル値を出力する手段と、を少なくとも備える。

この発明は、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能評価のみならず、高周波電力回路用キャパシタの性能評価にも利用できる性能評価装置の具体例を示すものである。この例の作用効果は、先の発明の電力伝送装置と同様である。

この発明のさらに他の局面は、高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価方法であって、基準コイルと、ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波である出力電圧を出力し、出力周波数が、評価するキャパシタのリアクタンスＸｃと、基準コイル単体のリアクタンスＸｉが等しくなる点に設定された交流電源とを含み、ゼロ電位に対するキャパシタの両端電圧の、正のピーク値Ｖｐを計測する過程と、負のピーク値Ｖｎを計測する過程と、ＶｐとＶｎの比を、Ｖｐ／Ｖｎ、としたときに、Ｖｐ／Ｖｎ、の数値が所定値以内であれば性能が高いと評価する過程とを含む。

この発明は、先の発明と同様の作用効果を持つともに、先の発明とは異なる性能判断ができる。この例における作用効果は、先の発明の電力伝送装置と同様である。先に述べた評価方法に加え、この例の評価方法を併用することによって、さらに性能の良い高周波電力回路用キャパシタを選ぶことができるようになる。

この発明のさらに他の局面は、高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価装置であって、基準コイルと、ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波である出力電圧を出力し、出力周波数が、評価するキャパシタのリアクタンスＸｃと、基準コイル単体のリアクタンスＸｉが等しくなる点に設定された交流電源とを含み、ゼロ電位に対するキャパシタの両端電圧の、正のピーク値Ｖｐを計測する手段と、負のピーク値Ｖｎを計測する手段と、を少なくとも含む。

この発明は、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能評価のみならず、高周波電力回路用キャパシタの性能評価にも利用できる性能評価装置の他の具体例を示すものである。この例の作用効果は、先の発明の電力伝送装置と同様である。

この発明によれば、キャパシタの誘電吸収を規定して、１０ｋＨｚ以上の周波数で電力を受電部に送電するようにしたので、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。誘電吸収はキャパシタの直流特性であり、誘電吸収の小さいキャパシタは特性がよいので、キャパシタの誘電吸収を規定することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。

（電力伝送装置の実施形態）
図１は、本発明の一実施形態における電力伝送装置１００を示す回路構成図である。図１において、電力伝送装置１００は、それぞれが分離可能に構成された送電部１０と、受電部２０とを含む。送電部１０は、送電制御回路１１と、直流電源１２と、送電コイル１と、キャパシタＣ１とを含む。送電制御回路１１は、直流電源１２の直流電圧Ｖｄ（Ｖ）を交流電力に変換して出力する交流電源１３を含む。キャパシタＣ１は、送電制御回路１１の交流電力出力端子と送電コイル１の一方端との間に接続されている。キャパシタＣ１は、送電コイル１とともに直列回路を構成している。キャパシタＣ１は、無極性であり、送電コイル１の残留インダクタンスＬｅに起因する正の残留リアクタンス成分を打ち消して力率を改善するために設けられており、後述するように電力伝送装置１００の力率改善用に適切なものが選ばれている。

受電部２０は、受電コイル２と、負荷２１とを含む。送電コイル１と受電コイル２とは、分離可能に構成されている。電力伝送時には両コイルが誘導結合され、送電コイル１から受電コイル２に電力が伝送され、負荷２１に供給される。送電用コイル１と、受電用コイル２には、例えば、平面渦巻状に巻回されたコイルが使用される。

図１の実施例では、図４３に示す等価回路にキャパシタＣｅを付加した図４４の等価回路となる。この場合、送電制御回路１１に接続されているＬＣ直列回路は、図４４の等価回路のように、インピーダンスＺ１が純抵抗Ｒｅとなっている。後述する受電コイル２にキャパシタを装備する場合においても、送電制御回路１１に接続されているＬＣ直列回路のリアクタンスがゼロになるようにキャパシタが作用する。受電コイル２にキャパシタを装備する場合は、図４４の等価回路において、コイルＬｅと、純抵抗Ｒｅの間に、キャパシタＣｅが直列接続される等価回路となる。力率改善の作用効果は、キャパシタが送電コイル１に装備されていても、受電コイル２に装備されていても同様である。すなわち、キャパシタ以外の構成要因が決まっているときには、送電制御回路１１に接続されている２端子回路のリアクタンスをゼロとするように、キャパシタの静電容量が選ばれるか、あるいは交流電源１３の周波数が設定される。

図２は、図１に示す送電制御回路１１に含まれる交流電源１３の一例を示す図である。図２において、交流電源１３は、制御回路１４と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを含む。制御回路１４には、直流電源１２から直流電圧Ｖｄ（Ｖ）が供給されており、制御回路１４は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ゲートに制御信号を交互に与える。スイッチング素子Ｑ１のドレインには直流電圧Ｖｄ（Ｖ）が供給されており、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインは、キャパシタＣ１の一方の電極に共通接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースはＧＮＤ（接地）に接続されている。

制御回路１４は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互に導通させて、キャパシタＣ１を介して送電コイル１に非正弦波である方形波を供給する。この方形波は、Ｖｄ（Ｖ）とＧＮＤとの間でレベルが変化する、デューティ５０％、振幅Ｖｄ（Ｖ）の波形である。キャパシタＣ１と送電コイル１は、図２に図示していない受電部を含め、図４４の等価回路のようなＬＣ直列共振回路を構成しているので、方形波信号に基づいて共振する。そして、振幅がＶＬ（Ｖ）の正弦波交流が送電コイル１から図１に示した受電コイル２に伝送されて負荷２１に供給される。後述するが、振幅ＶＬ（Ｖ）は振幅Ｖｄ（Ｖ）よりも数倍から数十倍に昇圧される。

（ＬＣ直列共振回路の説明）
図３は、ＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路図である。図３において、交流電源１３の交流電力出力端とＧＮＤとの間には、基準コイルＬｓと、計測用キャパシタＣｘと、抵抗Ｒ２とが接続される。計測用キャパシタＣｘの両端には、オシロスコープ３０が接続され、キャパシタＣｘの両端電圧が計測される。Ｒ２は０．１Ω程度の抵抗で、Ｒ２の両端電圧を計測することにより、ＬＣ直列共振回路に流れる交流電流を計測する、交流電源１３は、評価しようとするキャパシタＣｘのリアクタンスＸｃと、基準コイルＬｓ単体のリアクタンスＸｉが等しくなるように、出力周波数が設定される。

図４は、図３のＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路を構成する各素子の純抵抗成分（実効直列抵抗）を含む等価回路図である。図４において、Ｒｃ（Ω）はキャパシタＣの実効直列抵抗、Ｒｉは送電コイル１の実効直列抵抗、Ｒｍ（Ω）は、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉと、キャパシタＣの実効直列抵抗Ｒｃとの加算値（Ｒｉ＋Ｒｃ）（Ω）であり、出力インピーダンスＺｓ（Ω）は交流電源１３の出力インピーダンスを示す。

（キャパシタの説明）
まず、本願発明者は、図１の回路にて、キャパシタ以外の構成要素である交流電源１３と、送電コイル１、受電コイル２、負荷２１に全て同一のものを使い、周波数を同一として電力伝送試験を行なってみた。その結果、静電容量が同一のキャパシタを用いても、キャパシタの誘電体や構成が異なることによって、電力伝送性能が異なるのを見出した。また、同一の誘電体により構成されたキャパシタであっても、キャパシタの構成によって、電力伝送性能が異なるのを見出した。さらに、送電コイル１を変え、キャパシタの誘電体と構成が全く同一であっても、静電容量によって電力伝送性能が異なるのを見出した。

そこで、本願発明者は、０．０１μＦの１７種のキャパシタＣ１ａ〜Ｃ１ｒを用意し、まずＬＣＲメータにて、キャパシタの特性を計測した。Ｃ１ａ，Ｃ１ｂはポリスチレン（ＰＳ）、Ｃ１ｃ，Ｃ１ｇはポリプロピレン（ＰＰ）、Ｃ１ｄはポリカーボネート（ＰＣ）、Ｃ１ｅ，Ｃ１ｆはポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）、Ｃ１ｇ，Ｃ１ｑはポリエチレン（ＰＥ）Ｃ１ｈ，Ｃ１ｐ，Ｃ１ｓ，Ｃ１ｒはセラミック（ＣＥ）、Ｃ１ｉ，Ｃ１ｋ．Ｃ１ｍ，Ｃ１ｎはポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）、をそれぞれ誘電体としている。

これらのキャパシタの特性を、実効直列抵抗Ｒｃの低い順に並べ替えたものが表１になる。なお、表１に示す各キャパシタは、各５個程度を実測し、平均値を求め、平均値に近いキャパシタの特性値を記載したものである。ただし、特性が計測不能なキャパシタ、計測値に再現性が無いキャパシタ、電力伝送性能が著しく悪いキャパシタなど、基礎データとならないキャパシタは、表１から除外してある。

表１で、０．０１μＦのキャパシタと、１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚの周波数を選んだのは、後述するキャパシタの特性計測の一実施形態において、キャパシタおよびコイルのリアクタンスを確保するためである。また、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）を、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）と同等以上にするためである。キャパシタの静電容量とキャパシタの各パラメータの周波数特性については後述する。

なお、表１には記載していないが、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）を誘電体とするキャパシタについても、電力伝送性能を計測してある。ポリエチレンナフタレートキャパシタの電力伝送性能については、後述する。

特許文献１の段落番号００１３には、電力伝送用周波数として５０ｋＨｚから５００ｋＨｚが好ましいと記載されているが、キャパシタの高周波数領域における特性は、キャパシタによっても異なる。さらに、全く同一の誘電体を使い、全く同一の構成のキャパシタであっても、静電容量によって、電力伝送性能が異なってくる。

これらのキャパシタの周波数特性については、使用可能な周波数領域を、実例を挙げて後述する。表１を基礎データとし、キャパシタの特性につき考察する。最初に、ＪＩＳに規定されている本発明の実施形態に関連するキャパシタの特性を表２に記載しておく。

（キャパシタの特性計測の原理）
まず、キャパシタの特性を計測する原理について説明しておく。図５は、キャパシタの静電容量を計測する計測回路の原理回路図の一例で、ＬＣＲメータにおける静電容量の計測方法の一例を示す原理図である。

図５の回路構成のＬＣＲメータは、交流定電流源４１と交流電圧計４２とを含む。図５においてＲｚはプローブなどをキャパシタＣの端子に電気的に接触させたときの接触抵抗である。交流定電流源４１から交流定電流Ｉ（Ａ）をキャパシタＣに流し、キャパシタＣの両端電圧Ｖ（Ｖ）を交流電圧計４２で計測することにより、キャパシタＣの静電容量を計測する。キャパシタＣの両端電圧Ｖ（Ｖ）を正確に計測できるよう、いわゆる４端子計測法という手法が使われている。これは、微小電流や微小電圧を計測するときに、図５に示す接触抵抗Ｒｚ（Ω）などの影響を排除するためである。

なお、図示していないが、図５に示すＬＣＲメータは、交流定電流源４１の位相と交流電圧計４２にて計測した電圧位相との位相差θを検知する手段を備えている。よって、図５に示すＬＣＲメータは、複素インピーダンスを計測できる。

キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、インピーダンスＺ（Ω）であるので、
Ｘｃ（Ω）＝Ｚ（Ω）＝Ｖ（Ｖ）／Ｉ（Ａ）、として求められる。キャパシタＣの静電容量Ｃ（Ｆ）を計測する角周波数をωとすると、Ｃ（Ｆ）＝Ｘｃ（Ω）／ω、として静電容量Ｃ（Ｆ）が求められる。実際には、Ｚは複素インピーダンスであり、電流Ｉ（Ａ）の位相は電圧Ｖ（Ｖ）の位相よりもθ（０度≦θ≦９０度）進んでいる。したがって、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、Ｘｃ（Ω）＝Ｚ・ｓｉｎθ（Ω）、として求められる。また、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、Ｒｃ（Ω）＝Ｚ・ｃｏｓθ（Ω）、として求められる。よって、Ｃ（Ｆ）＝Ｘｃ（Ω）／ω＝Ｚ（Ω）・ｓｉｎθ／ωとなる。上式より明らかなように、キャパシタのＱは、Ｑ＝Ｘｃ（Ω）／Ｒｃ（Ω）、であるので、Ｑ＝（Ｚ・ｓｉｎθ／Ｚ・ｃｏｓθ）＝ｔａｎθ、となる。Ｑは、電圧Ｖと電流Ｉの数値には関係なく、電流Ｉと電圧Ｖの位相差、θだけの関数となっている。位相差θは、θ＝ｔａｎ^−１（Ｑ）、として求められる。

（静電容量の時間変化の説明）
図６は、図５に示したＬＣＲメータにて、電力伝送性能が悪いポリエチレンテレフタレートキャパシタＣ１ｎ、セラミックキャパシタＣ１ｓの静電容量を計測したときの、計測開始時間から５分間の静電容量の変動を示すグラフである。

本願発明者が図５のＬＣＲメータにて、電力伝送性能が悪いキャパシタの静電容量を計測したところ、静電容量の表示が安定せず、一定表示となるまでに数分の時間を要した。図２、図３のＬＣ直列回路においても、キャパシタには交流電流Ｉｃ（Ａ）が流れている。したがって、Ｉｃが流れた瞬間からキャパシタの静電容量が安定するまでに相当の時間がかかる。これは、図２、図３の回路において、リアクタンスがゼロとなる周波数が時間と共に変動することを示している。すなわち、図２、図３の回路に表１に示したポリエチレンテレフタレートキャパシタＣ１ｎ、セラミックキャパシタＣ１ｓを使うと、電流Ｉｃ（Ａ）が変動したときに安定して動作させることができない。これは、実際に図２、図３の回路で確認するまでもなく、数桁の分解能がある一般のＬＣＲメータで静電容量を計測し、静電容量値が安定するまでの時間を見れば簡単に分かることである。

実測結果から見ると、５秒程度以下で安定しないキャパシタは電力伝送性能が悪い。すなわち、計測開始から５秒後以降の計測数値が±０．１％以上変動しない必要がある。あるいは、５分間の計測時間で静電容量の変動率が、１％以下、計測開始から１分間の計測時間で静電容量の変動率が０．２％以下である必要がある。

図５の回路構成のＬＣＲメータにおいては、前述したように、いわゆる４端子計測法という手法が使われている。このような微小電流や微小電圧を用いて静電容量を計測しても、静電容量を安定して計測できない。したがって、図６のように、計測した静電容量が安定していないキャパシタは、図２、図３の回路においても静電容量が安定せず、電力伝送性能が悪く、かつ電力伝送性能が変動する。強誘電体、例えば一部のセラミックキャパシタの温度特性は非常に悪く、７０℃程度になると、静電容量が半分程度になる場合もあることが一般に知られている。このような、静電容量が温度により大きく変動する特性を持つキャパシタも、当然のことながら、本発明には使用できない。ただし、セラミックを誘電体とするキャパシタであっても、静電容量の温度特性がよいものもある。目安として、２５℃のときの静電容量を基準とし、０℃から８５℃の間で、静電容量の温度変化が、±５％以下であるのが、最低限満足しないとならない条件となる。

（昇圧比の説明）
次に、図４に示した直列共振回路を構成する基本回路の動作を説明する。図４において、ωＬ（Ω）＝（１／ωＣ）（Ω）、となる周波数ωで、回路に流れる電流Ｉ（Ａ）は最大値Ｉｒ（Ａ）となる。これは、図４４で、ＣｅとＬｅが共に短絡された状態である。

以降、共振周波数、または共振点と表記する場合、ωＬ（Ω）＝（１／ωＣ）（Ω）、となる周波数を指すものとする。すなわち、直列共振回路において、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）とキャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）が、Ｘｉ（Ω）＝Ｘｃ（Ω）、となる周波数ｆｒである。本願発明者は、交流電源１３と、送電コイル１に同一のものを使い、キャパシタを種々用意して、最大値Ｉｒ（Ａ）を計測した。図４において、コイル１は、平面空芯状に構成されたものが使用されている。２００ｋＨｚにおける交流電源１３の出力インピーダンスＺｓは、０．２Ωである。交流電源１３の開放出力電圧Ｖｏ（Ｖ）は実効値、１Ｖ（２Ｖｐ−ｐ）に固定してある。交流電源１３の出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、交流電源１３の開放出力電圧のピーク値をＶｏ（Ｖ）、交流電源１３の出力に２Ωの無誘導抵抗を接続したときの交流電源１３の出力電圧のピーク値をＶｔ（Ｖ）とし、Ｚｓ（Ω）＝２（Ω）×（Ｖｏ−Ｖｔ）（Ｖ）／Ｖｏ（Ｖ）、として求めてある。

同じく、２００ｋＨｚにおける送電コイル１単体の実効直列抵抗Ｒｉは１．３５Ω、インダクタンスは約６０μＨ、リアクタンスＸｉは８０Ωである。したがって、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ（Ω）とすると、回路に流れる電流Ｉ（Ａ）の最大値Ｉｒ（Ａ）は、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ（Ω）＋Ｒｗ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、となる。そして、送電コイル１の両端電圧Ｖｉ（Ｖ）は、Ｖｉ（Ｖ）＝Ｘｉ（Ω）×Ｉｒ（Ａ）、となる。すなわち、交流電源１３の出力インピーダンスＺｓ（Ω）が十分に低く、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が、Ｒｃ（Ω）＜＜Ｒｉ（Ω）、を満足しているならば、送電コイル１単体のＱをＱｉとすると、送電コイル１の両端には、
Ｖｉ（Ｖ）＝Ｖｏ（Ｖ）×Ｑｉ、の電圧が発生する。このＱｉを昇圧比Ｈと呼ぶ。実際には、キャパシタのＱ、Ｑｃを勘案し、直列共振回路のＱ、Ｑｒは、
１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、なる関係にある。Ｑｃ＞＞Ｑｉ、が成立しない場合、昇圧比Ｈは、Ｈ＝Ｑｒ、となる。上述したが、ωＬ１（Ω）＝１／ωＣ１（Ω）、となる周波数では、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）とキャパシタＣのリアクタンスＸｃ（Ω）が等しくなる。よって、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、Ｖｉ（Ｖ）と等しくなる。本願発明者は、表１に示す、公称値０．０１μＦの各種キャパシタを使い、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）、および前述した昇圧比Ｈ、Ｈ＝Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｏ（Ｖ）、をオシロスコープ３０にて計測してみた。

図７は、表１に示した２００ｋＨｚにおける各キャパシタの実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、昇圧比Ｈと駆動回路電流Ｉｄ（ｍＡ）をＹ軸としたグラフである。図７に示す特性上の黒点は各キャパシタにおける昇圧比の実測値Ｈ，駆動回路電流ＩＤを示している。図７において、Ｈｔは、Ｑｒより計算した昇圧比の理論値である。なお、黒点は各キャパシタの計測値であり、中間点は、グラフにより補間している。

図８は、図４の回路に直列に抵抗Ｒ３を付加した回路図である。図８に示すＲ３の作用については後述する。交流電源１３の出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、０．２Ωと極めて低い。しかし、本実施形態においては、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）、が２Ω以下であり、Ｚｓを無視できない。そこで、Ｚｓを考慮しなくて済むよう、ＬＣ直列回路に接続される交流電源の出力電圧をＶｔ（Ｖ）とする。Ｖｔ（Ｖ）は前記Ｖｏ（Ｖ）よりも小さくなるが、Ｖｔ（Ｖ）を計測すれば、ＬＣ直列回路に流れる電流を、Ｚｓ（Ω）に関係なく計算することができる。以下、Ｖｔ（Ｖ）とＶｏ（Ｖ）を、実施形態によって使い分けることにする。

図７より、キャパシタにより昇圧比Ｈが異なることが分かる。直列共振点では、リアクタンス成分がゼロとなり、純抵抗成分である実効直列抵抗Ｒｍ（Ω）のみとなる。そのため、Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／Ｒｍ（Ω）、なる電流Ｉｒ（Ａ）が回路に流れる。

よって、コイルの両端に発生する電圧Ｖｉ（Ｖ）は、
Ｖｉ（Ｖ）＝Ｉｒ（Ａ）×Ｘｉ（Ω）、となる。

キャパシタの両端に発生する電圧Ｖｃ（Ｖ）は、
Ｖｃ（Ｖ）＝Ｉｒ（Ａ）×Ｘｃ（Ω）、となる。

直列共振点では、Ｘｉ（Ω）＝Ｘｃ（Ω）であるので、Ｖｉ（Ｖ）＝Ｖｃ（Ｖ）、である。Ｖｉ（Ｖ）とＶｃ（Ｖ）は、共に位相が１８０度ずれており、かつ、振幅が等しいので、図８のＡ点とＢ点間の電圧は、理論上ゼロとなる。すなわち、Ａ点とＢ点間は短絡と同じ状態になる。実際には、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）とコイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）が存在するので、Ａ点とＢ点間には正弦波の残留電圧が発生する。

電流Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ（Ω）＋Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、に、
Ｚｓ＝０．２Ω、Ｒｉ＝１．３５Ω、を代入すると、
Ｚｓ＋Ｒｉ＋Ｒｃ＝Ｒｃ＋１．５５Ω、となり、Ｒｃ≒０Ω、なら、共振周波数における回路電流Ｉｒ（Ａ）は、理論上、Ｉｒ＝１Ｖ／１．５５Ω＝６６６ｍＡ、となる。

図３の回路において、Ｒ２を０．１Ωの交流電流計測用抵抗とし、表１の実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が０．０１ΩのポリスチレンキャパシタＣ１ａを使い、図３に示すように、オシロスコープ３０で、Ｒ２の両端電圧の極大値を計測すると８３ｍＶであった。よって、図３の回路には、尖頭値、８３ｍＶ／０．１Ω＝８３０ｍＡ、の電流が流れていることになる。すなわち、８３０／√２＝５８６ｍＡの実効電流が流れていることになり、ほぼ理論通りの結果が得られた。理論値６６６ｍＡと、実測値５８６ｍＡの差異は、交流電流計測用抵抗Ｒ２が回路に直列に付加されたからと推察される。

図４の回路中の実効直列抵抗Ｒｍ（Ω）は、Ｒｍ＝Ｒｉ＋Ｒｃ＝１．５５Ωである。共振点にて、実効直列抵抗Ｒｍが消費する電力Ｐｒは、
Ｐｒ＝０．５８６（Ａ）^２×１．５５（Ω）＝０．５２Ｗ、になる。直流電源１２の出力電圧は２Ｖ、出力電流は０．２６Ａで、出力電力は、２Ｖ×０．２６Ａ＝０．５２Ｗ、となり、ほぼ理論と合致する結果が得られている。

しかしながら、表１の一部のキャパシタは、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ(Ω)＋Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、の関係、および、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｍ（Ω））、の関係、を満足していない。また、昇圧比Ｈについても、直列共振回路のＱをＱｒとしたときに、１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、の関係から求められる昇圧比Ｈの理論値を満足していない。すなわち、Ｈ≠Ｑｒ、となっている。

実例を示すと、例えば表１のセラミックキャパシタＣ１ｓは、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｃが１．５７Ωとなっている。したがって、Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃは、
Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃ＝０．２＋１．３５＋１．５７＝３．１２Ω、となる。

図３において、理論上の共振点における回路電流Ｉｔは、実効値で、
Ｉｔ＝１Ｖ／３．１２Ω＝３２０ｍＡとなる。

よって、図３の理論上の消費電力Ｐｔ、Ｐｔ＝Ｉ^２Ｒ（Ｗ）、は、
Ｐｔ＝Ｉ^２Ｒ＝０．３２Ａ×０．３２Ａ×３．１２Ω＝０．３２Ｗ、となる。

一方、駆動回路図２の実測電流は、６３ｍＡであり、図３の回路に投入される電力は、
２Ｖ×０．０６３Ａ＝０．１２６Ｗ、となる。すなわち、理論上は、０．３２Ｗを消費するべき図３の回路が、実測上は、０．１２６Ｗしか消費していない。

また、この電力から図３の回路電流Ｉを逆算すると、
Ｉ＝√（Ｐ／Ｒ）＝√（０．１２６Ｗ／３．１２Ω）＝２００ｍＡとなる。

理論値Ｉｔは３２０ｍＡであるが、実測値Ｉは、２００ｍＡとなっている。

理論値から計算したキャパシタの両端電圧Ｖｃは、実効値で、
Ｖｃ＝７２．４Ω×０．３２Ａ＝２３．１７Ｖ、となる。

理論上の昇圧比Ｈｔは、Ｈｔ＝２３．１７／１＝２３．１７となるが、実測した昇圧比Ｈは１０．８程度しかない。昇圧比Ｈｔ、Ｈを、キャパシタ電圧を示すものとする。

以上の結果をまとめると、理論値と実測値の比は、
電流では、２００ｍＡ／３２０ｍＡ＝０．６２５
電圧では、１０．８／２３．１７＝０．４６６
電力では、１２６ｍＷ／３２０ｍＷ＝０．３９４
となる。いずれも理論値よりも小さい値となっている。しかし、後述するが、理論値よりも大きくなる場合もある。これは、キャパシタの静電容量が、０．０１μＦではなく、表１より、最大で、±１０％程度の偏差があり、共振周波数が２００ｋＨｚよりずれているからと推察される。図３の直列共振回路を利用し、このようにしてキャパシタの性能を判断することができる。

図７には、理論上の昇圧比Ｈｔ、Ｈｔ＝Ｑｒがプロットされている。なお、図７で、セラミックキャパシタＣ１ｈは、実効直列抵抗Ｒｃから計算した理論値とずれている。これは、セラミックキャパシタＣ１ｓを参照し前述した理論値と合致しないキャパシタで、以下の規定を満足していない。これについては後述する。

以上の実験結果より、理論上の昇圧比Ｈｔと、実測した昇圧比Ｈの比、Ｈ／Ｈｔが、
Ｈ／Ｈｔ＞０．９、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。

図７を参照すると、Ｈ／Ｈｔ＞１、となるキャパシタも存在する。前述したように、それらのキャパシタの静電容量が０．０１μＦよりも小さく、共振周波数が高くなる。コイルは同一であるため、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）が大きくなる。その結果、キャパシタのリアクタンスＸｉ（Ω）も大きくなる。共振点での駆動回路電流ＩＤｒ（Ａ）は、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）と、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）のみで決まる。よって、駆動回路電流ＩＤｒ（Ａ）は同一なので、キャパシタの両端電圧、
Ｖｃ（Ｖ）＝Ｘｃ（Ω）×ＩＤｒ（Ａ）、が大きくなるからと推察される。

ここで、Ｉｔ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、とすると、上記の実験結果から、理論上の回路電流Ｉｔと実測した回路電流Ｉｒの比、Ｉｒ／Ｉｔが、
Ｉｒ（Ａ）／Ｉｔ（Ａ）＞０．９、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。これは、直列共振点において、交流電源１３の出力電圧をＶｔ（Ｖ）、キャパシタの両端電圧をＶｃ（Ｖ）、とすると、Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）＞０．９、の条件を満足するのと等価である。前述したが、Ｈ＝Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）である。よって、Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）＞０．９、の条件は、し実測した昇圧比をＨと、ＬＣ直列回路のＱ、Ｑｒとすると、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、と等価である。共振周波数の差異によっては、Ｈ＞Ｈｔ、となることがある。しかし、通常はＨｔ＞Ｈ、であるので、特にＨの上限を規定する必要はない。図７の実測結果からは、Ｈ＞Ｈｔ、となる場合、Ｈは、Ｈｔの１．２倍程度であった。なお、昇圧比Ｈのシンボルを定義した関係上、Ｈｔを定義しているが、Ｈｔ＝Ｑｒである。これは、前述した理論の通りである。

そして、理論上の回路電力Ｐｔと実測した回路電力Ｐの比、Ｐ／Ｐｔが、
０．８＜Ｐ／Ｐｔ、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。

上述した、Ｈ／Ｈｔ、Ｉ／Ｉｔ、Ｐ／Ｐｔ、と電力伝送性能の相関については、実例を挙げて後述する。次に、１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、を計算してみる。

表１より、セラミックキャパシタＣ１ｓの２００ｋＨｚにおける、Ｘｃ＝７２．４Ω、共振点では、Ｘｃ（Ω）＝Ｘｉ（Ω）、であるから、
Ｑｉ＝Ｘｉ／Ｒｉ＝７２．４Ω／１．３５Ω＝５３．６２、
Ｑｃ＝Ｘｃ／Ｒｃ＝７２．４Ω／１．５７Ω＝４６．１１
１／Ｑｉ＋１／Ｑｃ＝１／５３．６２＋１／４６．１１＝０．０４
Ｑｒ＝１／０．０４１＝２４．８、となり、
上記に求めた理論上の昇圧比Ｈｔ＝２３．１７との若干の差異が出るが、上記に求めた理論上の昇圧比Ｈｔは、交流電源の出力インピーダンスＺｓを加味しており、出力インピーダンスＺｓを除外して計算すると、Ｒｉ＋Ｒｃ＝１．３５Ω＋１．５７Ω＝２．９２Ω、Ｉｒ＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））＝１Ｖ／２．９２Ω＝０．３４２Ａ、
Ｖｃ＝７２．４Ω×０．３４２Ａ＝２４．８Ｖ、となり、Ｈｔ＝Ｑｒ、となる。上述したように、実際の昇圧比Ｈは、１０．８であり、キャパシタＣ１ｓは、理論上の相関、
１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、の関係を満足していない。

上記に述べてきたように、キャパシタ自体に交流電流が流れるような、図１、図２の回路構成に使われるキャパシタの特性については、従来、理論値と実験値の差異などが全く検討されておらず、先行文献も存在していない。

図７と計算より、昇圧比Ｈが理論値と合致するキャパシタもあれば、キャパシタによっては、昇圧比Ｈが理論値Ｈｔと異なることが分かった。そこで、本願発明者は、図３において、キャパシタの両端電圧を、再度オシロスコープにて計測してみた。

(キャパシタの性能評価方法、性能評価装置の実施例の説明)
図９は、図３の共振点における、表１のポリプロピレンキャパシタＣ１ｃ両端の交流電圧波形である。図１０は、表１のセラミックキャパシタＣ１ｓ両端の交流電圧波形である。図１１は、図８の回路において、Ｒ３を３０Ω程度としたときのセラミックキャパシタＣ１ｓ両端の交流電圧波形である。なお、図９から図１０は、図３におけるＲ２を取り除き、図３のＧＮＤを基準として各キャパシタの両端電圧を計測したものである。なお、オシロスコープ３０のＧＮＤは、図３のように、交流電源１３のＧＮＤと接続しなければならない。これは、後述するＧＮＤに対する正のピーク値Ｖｐ、負のピーク値Ｖｎを計測し、ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎ、を求めたときに、Ｖｐ／Ｖｎ＞１、となるようにするためである。逆接続すると、Ｖｐ／Ｖｎ＜１、となり、数値規定から外れてしまう。

図９と図１０を比較すれば分かるように、図９では、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの両端電圧波形がゼロ点（図３のＧＮＤ）に対し、正負ともにほぼ対称である。一方、図１０では、セラミックキャパシタＣ１ｓの両端電圧波形が、ゼロ点に対しプラス方向にシフトしており、正負非対称の波形になっている。すなわち、セラミックキャパシタＣ１ｓの両端電圧波形には、正の直流成分が含まれている。このような現象は、前述した図８の回路において、３０Ω程度の無誘導抵抗Ｒ３を直列に挿入したさらに顕著となる。この、ゼロ点に対し大きくプラス方向にシフトしている波形が、図１１である。ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの両端電圧を、図１１と同一の条件で計測した場合、正方向へのシフトは、非常に少ないのが、実験上確認されている。

図１２は、表１に示す各キャパシタの、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、正弦波からのシフト比ＳをＹ軸としたグラフである。図１２を見ると、黒点に示す各キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと、正弦波からのシフト比Ｓとに相関は見られない。

図１３は、表１に示す各キャパシタの、ゼロ点からのシフト比をＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。

図１４は、表１に示す各キャパシタの、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。

図１５は、表１に示す各キャパシタの、誘電正接ｔａｎδをＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。

図１３から図１５において、電力伝送性能は、２次側電力Ｐ２（Ｗ）と、伝送効率ηで示される。２次側電力Ｐ２は、１次側の交流電圧を一定とし、送電コイル、受電コイル、両コイルの相対位置、負荷抵抗値を同一とし、２次側に伝送可能な最大電力Ｐ２（Ｗ）を示す。伝送効率ηは、送電側に投入される直流電力Ｐｄ（Ｗ）と負荷抵抗の両端をオシロスコープによりモニターし、負荷抵抗の両端のｐ−ｐ電圧Ｖｐ（Ｖ）から求めた交流電圧の実効値Ｖｅ（Ｖ）、Ｖｅ＝Ｖｐ／２√２（Ｖ）、より計算した負荷電力Ｐｓ（Ｗ）の比η、η＝ＰｓＷ／ＰｄＷ、である。また、２次側電力Ｐ２は３．２５Ｗ以上、電力伝送効率ηは８０％以上を基準とし、この基準を満足するＸ軸の条件を規定している。以下の説明で、電力伝送性能は、２次側電力Ｐ２と、伝送効率ηとを意味するものとする。

上記の基準は、電力伝送装置の電力損失が、図４のＺｓ、Ｒｃ、Ｒｉに起因して発生し、４Ｗ前後の電力伝送では、１Ｗの電力損失が実用化の上限だからである。この条件から計算すると、電力伝送効率は７５％となる。また、コイルの大きさは異なるが、誘導加熱器（電磁調理器）の電気−熱エネルギー変換効率は８５％程度である。したがって、７５％と８５％の中間値として、８０％の伝送効率を規定している。２次側に伝送可能な最大電力は、約４．１Ｗである。よって、伝送効率が８０％より、４．１×０．８≒３．２５Ｗ、として２次側の電力下限を規定している。

ゼロ電位とプラス電位の方形波としたような、交流電源１３の出力の電圧の時間平均値がゼロではなく、直流成分が含まれている場合、図３、図８の回路において、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）はゼロ電位に対し、プラス側にシフトした正弦波となる。さらに、図８の回路において、Ｒ３を、Ｘｃ＝８０Ωよりも大きい値、例えば、１００Ω程度とすると、直列共振回路のＱが低下し、波形が三角波に近づくとともに、キャパシタの両端電圧波形の極小値がゼロ電位よりも高くなる。

実際には、図３において、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、および交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）をゼロにすることは困難である。よって、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）、またはコイル１のリアクタンスＸｉ（Ω）と、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）を計測しておき、キャパシタ両端の波形を観測する。

キャパシタに印加される電圧Ｖｃ（Ｖ）に比べ、キャパシタに流れる電流Ｉｃ（Ａ）は９０度進んでいる。Ｖｃ（Ｖ）とＩｃ（Ａ）の瞬時値を掛けて、一周期積分すればＶｃとＩｃの積はゼロとなる。すなわち、リアクタンス性素子であるキャパシタは、交流電力を消費しない。キャパシタに印加される電流に、図１１のような直流電圧Ｖｏが重畳されているとする。この場合において、ＶｃとＩｃの瞬時値を掛けて、一周期積分してみる。

Ｖｃ＝Ｖｊ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ（Ｖ）、Ｉｃ＝ｃｏｓφ（Ａ）、として、
Ｖｃ×Ｉｃ＝（Ｖｊ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ）×ｃｏｓφ（Ｗ）
＝Ｖｊ・ｃｏｓφ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ・ｃｏｓφ（Ｗ）
＝Ｖｊ・ｃｏｓφ＋Ｖｍ・（１／２）ｓｉｎ２φ（Ｗ）
となり、φを独立変数として、Ｖｊ・ｃｏｓφ、と、Ｖｍ・ｓｉｎ２φ、を０から２πまで積分すれば、いずれもゼロになるのは、数学上自明である。すなわち、キャパシタに印加される交流電圧に直流成分が重畳されていても、キャパシタは電力を消費しない。これが、キャパシタが直流電流を遮断し、交流電流のみを通過させる作用である。

したがって、図８において、直流電流が流れる抵抗Ｒ３の両端電圧および送電コイル１の両端電圧は、ゼロ点（図３のＧＮＤ）に対しほぼ対称である。一方、キャパシタＣの両端電圧は、図１０、図１１に示すように、ゼロ点に対しシフトしている。

上記の回路理論を前提とすると、キャパシタ両端の交流電圧波形Ｖがゼロ点に対してシフトする比率Ｓは、以下のようにして求められる。まず、直列回路中の全ての実効直列抵抗の和をＲｒ、共振周波数におけるキャパシタのリアクタンスをＸｃｒ（Ω）、位相角をθ（度）、キャパシタの両端電圧のｐ−ｐ値をＶｐ（Ｖ）、ゼロ点よりのシフト値をＶｍ（Ｖ）とすると、前述したように、
ｔａｎ^−１（Ｘｃｒ／Ｒｒ）＝θ（度）、
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓθ（Ｖ）、となる。

上式に、前述した２００ｋＨｚにおけるリアクタンス、Ｘｃ＝Ｘｉ＝８０Ω、実効直列抵抗、Ｒｉ＝１．３５Ω、交流電源の出力インピーダンス、Ｚｓ＝０．２Ω、直列回路中の全ての実効直列抵抗の和、Ｒｒ＝１．５５Ωを代入してみると、
ｔａｎ^−１（Ｘｃｒ／Ｒｒ）＝ｔａｎ^−１（８０／１．５５）＝８８．８９度
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓ８８．８９度＝（Ｖｃｐ／２）・０．０１９３
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×０．００９６８、となる。

したがって、理想的なキャパシタを使用した場合には、キャパシタの正のピーク値の絶対値をＶｐ、負のピーク値の絶対値をＶｎ、とすると、
Ｖｐ＝（Ｖｐ−Ｖｎ）×１．００９６８（Ｖ）
Ｖｎ＝（Ｖｐ−Ｖｎ）×０．９９０３（Ｖ）
が理論上の値となる。ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎは、
Ｖｐ／Ｖｎ＝１．００９６８／０．９９０３＝１．０１９５、となる。

念のため、上記のシフト値をｐ−ｐではなく、実効値で計算してみる。

Ｖｐ＝（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）×１．００９６８（Ｖ）
Ｖｎ＝（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）×０．９９０３（Ｖ）
となり、（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）は定数となる。よって、Ｖｐ（Ｖ）とＶｎ（Ｖ）の比、Ｖｐ／Ｖｎ（無単位）は、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０１９５、と変わらない。

キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が、Ｒｃ＜＜Ｒｒ、を満足する場合は、有効数字と計測誤差を勘案し、前記のＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎ、が、Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０２、を満足していればよい。前述した表１においては、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｆ、など、一部のキャパシタのみが、Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０２、を満足しているにすぎない。

一方、Ｒｃ＞０．１Ω、程度になると、Ｒｃの影響が出てくるので、表１のデータから、Ｒｃの平均値として若干の余裕を見て、Ｒｃ＝１．５Ω、Ｒｒ＝３Ω、として上式にて再計算してみると、
ｔａｎ^−１（８０／３）＝８７．８５度
Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓ８７．８５＝Ｖｃｐ・０．０１８７
Ｖｐ＝（Ｖｐ−（Ｖｎ））×１．０１８７（Ｖ）
Ｖｎ＝（Ｖｐ−（Ｖｎ））×０．９８１２（Ｖ）
ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎは、
Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０１８７／０．９８１２＝１．０３８１、となる。

このように、キャパシタの実効抵抗を考慮し、前述した表１において、有効数字と計測誤差を勘案すると、１＜Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０４、となるが、この条件を満足するキャパシタも、Ｃ１ｅ、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂしかない。すなわち、単にキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃのみが原因となって、このようなゼロ電位に対する非対称性が起こっているとは思えない。ゼロ電位に対する波形の非対称性が起こっているのは、Ｒｃ以外の要因によるものと考えざるを得ない。例えば、図４５に示すＬｃなどが考えられる。したがって、図１３においては、シフト比Ｓが、Ｓ＜１．０６、の条件から、Ｐ２＞３．２５Ｗ，η＞８０％、であるという電力伝送性能の規定を満足しているキャパシタを選ばざるを得ない。

なお、図３に示したキャパシタＣｘの両端に積分回路Ｇｉを接続すると、積分回路Ｇｉの出力電圧Ｖｇは、Ｖｇ＝Ｖｐ−Ｖｎ、となって、シフト比Ｓに比例する。オシロスコープ３０により、シフト比Ｓを計測するには、計測精度に限界がある。しかし、キャパシタの電圧波形の振幅値Ｖｐ（Ｖ）、Ｖｎ（Ｖ）はほぼ正確に計測できる。シフト比Ｓを、Ｓ＝Ｖｇ／Ｖｎ＋１＝（Ｖｐ−Ｖｎ＋Ｖｎ）／Ｖｎ＝Ｖｐ／Ｖｎ、とすると、より正確なシフト比Ｓが求められる。あるいは、キャパシタの両端に正負のピークホールド回路を設けてＶｐ，Ｖｎを求めるようにしてもよい。

また、図３に示したオシロスコープ３０は、正のピーク値Ｖｐと、負のピーク値Ｖｎとを計測する手段を構成している。すなわち、上述した各計測手段は、本発明の高周波電力回路用キャパシタの評価装置について説明しているものである。

上記の規定にかかわらず、２次側電力は高いほど良く、伝送効率も高いほど良いのは言うまでもない。ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを使用した場合、図４の１次側電力は、４．５Ｗ、２次側交流電力は、４．１Ｗである。出力インピーダンスＺｓとコイルの実効直列抵抗Ｒｉの和は１．５５Ω、１次側電圧は実効値１Ｖである。よって、出力インピーダンスＺｓとコイルの実効直列抵抗Ｒｉにより、Ｐ＝１Ｖ^２／１．５５Ω＝０．６５Ｗ、のジュール損が発生している。すなわち、計算上の伝送効率は１００％以上となっている。０．２５Ｗの余剰が出るのは、２次側の波形が完全な正弦波になっておらず、ｐ−ｐの電圧値を２√２で割っても、正確な実効値にならないからと推察される。すなわち、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを使用した場合、電力伝送系（送受電コイル間）の伝送効率は、交流電源１３の出力インピーダンスＺｓとキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる電力損失を除くと、１００％に極めて近いものと思われる。

図１３から明らかなように、図１０に示すような、ゼロ電位に対し、正負が非対称なキャパシタ、すなわち、Ｖｐ／Ｖｎ、が１よりも大きくなるにつれて、電力伝送性能は悪くなる。一方、Ｖｐ／Ｖｎ、が１に近いキャパシタは、電力伝送性能がよい。

そして、図１３においては、Ｖｐ／Ｖｎ、が１よりも大きくなるのに従い、電力伝送特性のカーブが単調減少しているのが分かる。図１３を参照するならば、ゼロ電位と正電位の方形波で、図３の回路を駆動したときの、キャパシタの正弦波電圧波形が、ゼロ点からシフト比Ｓが、１．０６以下であることが必要となる。しかし、規定値、１．０６は、前述したように、０．０１μＦのキャパシタを使用し、２００ｋＨｚで計測したものである。この条件では、キャパシタＣ１ｃと基準コイルを使ったときの、Ｖｐ／Ｖｎ、の値は１．０２である。しかし、静電容量が０．４７μＦのキャパシタＣ１ｃと同一のキャパシタと、別の基準コイルを使い、５０ｋＨｚにて計測したところ、Ｖｐ＝２２．８Ｖ、Ｖｎ＝２０．７Ｖ、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．１、となった。

基準コイルと周波数にもよるが、本願発明者が種々の実験を行なったところ、静電容量をＣ（μＦ）、とし、係数αを、α＝ｌｏｇ（Ｃ／０．００１）、とすると、規定値は、１＋０．０６×α、として、近似可能なことが分かった。一例を示すと、０．４７μＦでは、α＝ｌｏｇ（０．４７／０．００１）＝ｌｏｇ（４７０）＝２．６７、となる。規定値は、１＋０．０６×α＝１＋０．１６２＝１．１６２、となる。

１００ｋＨｚで、０．１μＦのキャパシタＣ１ｉと同じポリエチレンテレフタレートキャパシタを使った場合、Ｖｐ＝１６．５Ｖ、Ｖｎ＝１５．１Ｖ、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０９、である。αは、α＝ｌｏｇ（０．１／０．００１）＝ｌｏｇ（１００）＝２、となる。よって、規定値は、１＋０．０６×α＝１＋０．１２＝１．１２、となる。静電容量が、０．０１μＦでは、α＝ｌｏｇ（０．０１／０．００１）＝ｌｏｇ（１０）＝１、となる。したがって、規定値は、１＋０．０６×α＝１＋０．０６＝１．０６、となる。静電容量が、０．０１μＦ以下のときは、規定値を１．０６とする。

したがって、所定係数をＢとし、キャパシタの静電容量をＣ（μＦ）、としたときに、Ｃ（μＦ）＜０．０１、のときには、Ｂ＝１．０６、となる。Ｃ（μＦ）＞０．０１、のときには、所定係数Ｂは、Ｂ＝１＋０．０６×ｌｏｇ（Ｃ／０．００１）、となる。

また、基準コイルや電力伝送の周波数によっても、前記した、Ｖｐ／Ｖｎ、の値は異なってくる。したがって、キャパシタの静電容量から、前述してきた計算式により、所定係数Ｂを求める。そして、実際に使用する送電コイル１単体を使い、電力伝送に使用する周波数において、キャパシタの両端電圧のＶｐ、Ｖｎを計測する。この条件において、所定計数をＢとしたとき、キャパシタが、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、の条件を満足していればよい。

一方、図１４においては、前述したように、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）の増加に従い、電力伝送特性のカーブが減少した後、実行直列抵抗Ｒｃが１．４Ω付近で上昇して下降するような単調特異点が見られる。図１５においても、キャパシタの誘電正接ｔａｎδの増加に従い、電力伝送特性のカーブが単調減少しておらず、特異点が見られる。しかし、図１４、図１５共に、キャパシタとしての特性と電力伝送性能の相関から、特性規定を行なうことは可能である。図１４においては、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃが、１．５５Ω以下であれば、前述の電力伝送性能基準を満足している。上記の、１．５５Ωは、送電コイル単体の実効直列抵抗Ｒｉ＝１．３５Ω、と、交流電源１３の出力インピーダンスＺｓ＝０．２Ωを足したものとなる。

ただし、図１４は、静電容量０．０１μＦ、周波数２００ｋＨｚでのデータである。よって、周波数と静電容量を勘案したリアクタンスが式中にある誘電正接ｔａｎδにより規定するのが好ましい。図１５を参照する限りにおいて、電力伝送性能と誘電正接の関係は、図１３のグラフのように、Ｘ値の増加と共に、電力伝送性能が単調減少しておらず、特異点が見られるが、所定の最低周波数、例えば、１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚなどにおいて、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが２％以下であることは、最低限満足すべき条件となる。しかし、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが２％以下の領域に、２次側電力３．２５Ｗ以上、伝送効率８０％以上という前述した基準値を満足しない特異点が存在する。よって、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが１％または０．５％以下であればより好ましい。

図１６は、電力伝送性能が悪いセラミックキャパシタＣ１ｓと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。

図１７は、電力伝送性能が悪いセラミックキャパシタＣ１ｓと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。

図１８は、電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。

図１９は、電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。

図１７、図１９を参照する限りにおいて、キャパシタの誘電体と静電容量により、誘電正接ｔａｎδの周波数特性が異なるのが分かる。比誘電率の高い誘電体を使ったセラミックキャパシタＣ１ｓは、図１７に示すように低周波数領域では、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδが小さい。しかし、高周波数領域になると、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδは大きくなっている。すなわち、高誘電体を使ったキャパシタでは、静電容量が小さいほど、周波数の上昇に伴う誘電正接ｔａｎδの増加率が小さい。一方、図１９を参照すると、比誘電率の低い誘電体を使ったポリプロピレンキャパシタＣ１ｃは、ほぼ全ての周波数領域で、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδが大きい。図１７、図１９は前述した実測結果と一致している。すなわち、静電容量や電力伝送装置の作動周波数によって、キャパシタの種類を選ぶ必要がある。

図１７を参照すると、比誘電率の高い誘電体で構成されたセラミックキャパシタＣ１ｓでは、２００ｋＨｚにおいて、静電容量が、０．４７μＦのキャパシタのみが、誘電正接ｔａｎδが１％以下である。その一方で、図１９を参照すると、比誘電率の低い誘電体で構成されたポリプロピレンキャパシタＣ１ｃでは、２００ｋＨｚにおいて、０．０１μＦから０．４７μＦの静電容量で、誘電正接ｔａｎδが１％以下になっている。

最初に述べたが、力率を改善するとは、正のリアクタンスを打ち消すことである。そして、ＬＣ直列回路は、方形波、三角波、鋸波などの非正弦波波形を正弦波に戻す作用を持つ。それには、ＬＣ回路のＱが高くないとならず、目安として、キャパシタは少なくとも１０以上のＱが必要となる。表１に示すように、１００ｋＨｚにおいて、Ｑが１０００や１００００を越えるキャパシタならともかく、Ｑが数十のキャパシタは、上述してきたような、特性を満足するようなものを選ぶ必要がある。

前述したキャパシタの実効直列抵抗ＲｃをＸ軸、電力伝送性能をＹ軸とした図１４、キャパシタの誘電正接ｔａｎδをＸ軸、電力伝送性能をＹ軸とした図１５においては、キャパシタＣ１ｈが規定領域内に入っている。一方、図１３のグラフでは、キャパシタＣ１ｈが全て規定領域外となっている。このように、本発明においては、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ、キャパシタの誘電正接ｔａｎδのみでは規定できない電力伝送性能が悪いキャパシタを除外できる。このような規定により、電力伝送性能が良いキャパシタを選んで、電力伝送装置を構成する。その結果、電力伝送性能が良い電力伝送装置が実現できるという、極めて優れた効果を奏する。

また、図１８より、周波数が２０ｋＨｚ程度の低周波数領域になると、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは、数Ω〜数十Ωとなり、実効直列抵抗Ｒｃによる電力損失が増大する。よって、静電容量が０．０１μＦのキャパシタを電力伝送に使用可能な周波数は、２０ｋＨｚ程度を下限とするのが好ましい。ただし、静電容量が０．１μＦ以上のキャパシタになると、１０ｋＨｚでも実効直列抵抗Ｒｃがほぼ電力損失を起さない程度の値まで低下する。しかし、実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）の存在は、電力伝送性能を劣化させる。よって、送電コイル１の実効直列抵抗をＲｉ（Ω）とすると、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が少なくとも、Ｒｉ（Ω）＞Ｒｃ（Ω）、を満足する最低周波数以上で電力伝送を行なうのが好ましい。前述した、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、キャパシタを使用可能な最低周波数の規定に関するものである。キャパシタを使用可能な最高周波数については、キャパシタのインピーダンスの周波数特性を示して後述する。

（誘電吸収の説明）
次に、電力伝送性能と相関を持つ要因の１つとして、キャパシタの誘電吸収が考えられる。誘電吸収は、キャパシタの直流特性である。誘電吸収の原因には種々の説があるが、一説として、キャパシタの両端子に長時間、直流電圧Ｖｗ（Ｖ）が印加されている間に、誘電体の分極が起こると考えられている。キャパシタに直流電圧が印加されなくなり、キャパシタの両端子を短絡してキャパシタに蓄積された電荷を放電する。放電後にキャパシタを開放すると、キャパシタの両端に開放電圧Ｖｂ（Ｖ）が発生する。Ｖｗ（Ｖ）とキャパシタのＶｂ（Ｖ）の比を誘電吸収Ｋとし、Ｋ＝Ｖｂ（Ｖ）／Ｖｗ（Ｖ）、とする。Ｋが小さいほど、キャパシタの特性はよい。なお、誘電吸収Ｋは常に１より小さい正の値であり、無単位の数値である。

図２０は、キャパシタの誘電吸収を計測する回路図である。

図２０には、オペアンプによるインピーダンス変換回路が示してある。本願発明者は、図２０のような、入力インピーダンスが、１０^１０Ω以上のインピーダンス変換回路を作成し、一般に使用されているディジタルテスターで誘電吸収が計測できるようにした。図２０において、インピーダンス変換回路として作動するオペアンプ６１の反転入力端子と出力端子とが接続されており、オペアンプ６１の出力端子とＧＮＤ間に直流電圧計６２が接続されている。オペアンプ６１と直流電圧計６２は入力インピーダンスが、１０^１２Ω以上の電子式直流電圧計として作動する。一般に使用されているディジタルテスターなどは、入力インピーダンスが数ＭΩであり、誘電吸収の正確な計測ができない。

スイッチ６３は、計測用のキャパシタＣに電荷を蓄積する直流電圧Ｖｗ＝Ｖ１（Ｖ）を印加するために設けられており、スイッチ６４はキャパシタＣに蓄積された電荷を５Ω±１０％の精度を有する抵抗Ｒ４を介して放電するために設けられており、スイッチ６５はキャパシタＣに蓄積した電荷をオペアンプ６１の非反転入力端子に与えて誘電吸収Ｋを測定するために設けられている。オペアンプ６１は非反転入力端子のバイアス電流が１ｐＡ程度で、入力インピーダンスが１０^１２Ωのハイインピーダンスのものが使用される。

図２０に示す計測回路で誘電吸収を計測する手順は、ＪＩＳに規定されているが、以下に説明する。まず、スイッチ６３を閉じてキャパシタＣの定格電圧の±１０％の電圧、Ｖｗ＝Ｖ１（Ｖ）、をキャパシタＣに１時間印加する。その後、スイッチ６３を開いて、スイッチ６４を閉じ、抵抗Ｒ４を１０秒間キャパシタＣの両端に接続してキャパシタＣに蓄えられている電荷を放電する。１０秒間の放電後、スイッチ６４を開いてキャパシタＣを開放し、スイッチ６５を閉じてキャパシタＣの両端電圧Ｖｂ（Ｖ）をオペアンプ６１に与え、電圧計６２で１５分間計測する。１５分間の計測時間でのキャパシタの両端電圧の最大値をＶｂ（Ｖ）とする。誘電吸収Ｋは、Ｋ＝Ｖｂ／Ｖｗ、として求められる。

本願発明者は、無極性であるキャパシタの一方の端子に正の電圧を印加し、誘電吸収Ｋを計測した。その後、一方の端子に負の電圧を印加し、誘電吸収Ｋを計測したところ、一方の端子に正の電圧を印加して誘電吸収Ｋを計測した場合とは異なる結果が得られた。後述するが、誘電吸収の非対称性は、電力伝送性能と相関がある。以降、一方の端子、例えば、図２０に示すキャパシタＣのＡの端子に正の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｐと表記する。そして、一方の端子に負の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｎと表記する。例えば、図２０に示すキャパシタＣのＢの端子に正の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｎと表記する。

表２に示すように、ＪＩＳでは、誘電吸収は無極性の直流用キャパシタのみに規定があり、その規定値は０．１％である。しかし、本発明の実施形態においては、無極性のキャパシタに交流電圧を印加し、交流電流を流す。誘電吸収は直流特性であり、直流ではキャパシタのインピーダンスは理論上無限大になる。図２０に示すオペアンプ６１の入力端子には、微小ではあるが、バイアス電流が流れる。ＪＩＳの規定によると、キャパシタの絶縁抵抗は、１ＧΩ〜３０ＧΩとなっている。バイアス電流値が１ｐＡ程度のオペアンプを使用しても、前記バイアス電流によりキャパシタが蓄電され、オペアンプの出力端子電圧の絶対値は、時間と共に上昇する。そのため、図２０のオペアンプ６１の非反転入力端子には２００ＭΩの高抵抗ＲｈをＧＮＤ間に取り付けている。

また、キャパシタの定格電圧が１００Ｖ程度になると、実測が危険となる。よって、キャパシタＣの定格電圧にかかわらず、２０Ｖの電圧をキャパシタＣに印加した。キャパシタＣに印加する電圧が高いと、誘電体内の電界強度が高くなり、誘電体分極を起しやすくなる。そのため、実測値は０．２５％以下に収まっているが、５倍程度の余裕をみておく必要がある。したがって、電力伝送装置のキャパシタＣとしては、誘電吸収Ｋが、少なくとも１％以下でないとならない。実際に、本願発明者が、空中配線で回路を配線して、回路全体の絶縁抵抗を、１０^１２Ω以上にし、キャパシタＣ１ｍに、定格電圧１００Ｖを印加して誘電吸収を計測したら、約０．９３％であった。これは、図２１に示す実測値である０．１８％の５倍に相当している。

図２１より明らかなように、誘電吸収Ｋｐが小さいキャパシタは電力伝送性がよく、誘電吸収Ｋｐが大きいキャパシタは電力伝送性が悪いことが分かる。さらに、本願発明者は、前述したように、図２０の回路において、正の電圧が印加されているキャパシタＣの端子Ａと、負の電圧が印加されているキャパシタＣの端子Ｂとを入れ替えてみた。

図２２は、図２０において、キャパシタの端子Ａと端子Ｂを入れ替えて誘電吸収Ｋｎを計測し、ＫｎをＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図２３は、表１に示す各キャパシタの前記誘電吸収ＫｐとＫｎの比ＫｒをＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。比Ｋｒは、Ｋｐ＞Ｋｎ、のときは、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、Ｋｎ＞Ｋｐ、のときは、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とし、Ｋｒ＞１、となるように規定してある。

図２３によれば、誘電吸収の非対称性が明らかに見られる。電力伝送性能のよいキャパシタは、誘電吸収の非対称性が小さい。換言すれば、比Ｋｒの値が１に近い。電力伝送性能の悪いキャパシタは、誘電吸収の非対称性が大きい。換言すれば、比Ｋｒの値が１より大きい。このようにして、電力伝送性能がよいキャパシタを選ぶことができる。

すなわち、図２０に示すキャパシタの一方の端子Ａと他方の端子Ｂを入れ替えると、誘電吸収ＫｐとＫｎとが、異なる値となる結果が得られている。これは、昇圧比が最も小さいセラミックキャパシタＣ１ｓ、において顕著である。また、図２３より明らかなように、比Ｋｒが１に近いキャパシタは電力伝送性がよく、比Ｋｒが１より大きいキャパシタは電力伝送性が悪いことが分かる。図２３のＫｒと電力伝送性能との相関から見ると、前記Ｋｐと前記Ｋｎの比であるＫｒ、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、は、１＜Ｋｐ／Ｋｎ＜１．５、の範囲内に入っていないといけないのが分かる。

（キャパシタの温度上昇に関する実施例の説明）
図２４は、本発明のその他の実施形態であるキャパシタＣの性能を判断する回路構成図である。図２４の交流電源７２は、周波数を可変でき、交流電流計７３で出力電流Ｉａを計測でき、交流電圧計７４で出力電圧Ｖｔ（Ｖ）が計測できるように構成されている。キャパシＣに交流電圧Ｖｔ（Ｖ）を印加すると、キャパシタに無効電力による電流Ｉａ（Ａ）、が流れる。Ｉａ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／Ｘｃ（Ω）、である。図２５は、前述した図３に示した直列共振回路を構成することにより、キャパシタＣｘに電流を流す回路図である。

図２６は、図２４、図２５の回路において、周波数２００ｋＨｚ、実効値０．５Ａの交流電流をキャパシタに流したときの、キャパシタの上昇温度をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。正確な温度を計測するため、キャパシタの温度は、赤外線式の非接触型温度計で計測してある。

図２６から明らかなように、キャパシタＣの温度が高くなると、電力伝送性能が悪くなる。キャパシタの温度上昇が１０℃以下であれば所定の電力伝送性能が得られるのが分かる。キャパシタの温度上昇が５℃以下であれば、より好ましい。

（性能評価方法、性能評価装置の他の実施例の説明）
図２７（Ａ）は、キャパシタの性能を計測するその他の実施形態を表すブロック図であり、図２７（Ｂ）は、図２７（Ａ）に示す二重積分式のＡ／Ｄ変換器７５に含まれる積分回路７８を示す図である。

パルス数計測手段およびＡＤ変換手段として作動するＡ／Ｄ変換器７５には、図２７（Ｂ）に示す積分回路が含まれている。オペアンプ７８の反転入力端子ｂと出力端子ａとの間に積分キャパシタＣｘが接続されており、積分キャパシタＣｘは抵抗Ｒｔの一端とオペアンプ７８の反転入力端子に接続され、抵抗Ｒｔの他端は入力端Ｖ_ＩＮに接続されている。オペアンプ７８の非反転入力端子はＧＮＤに接続されている。

基準電圧Ｖｒｅｆは、Ａ／Ｄ変換器７５の基準電圧入力ＲＥＦ＿ＨＩとＲＥＦ＿ＬＯに接続されている。Ａ／Ｄ変換器７５には表示器７６が接続されている。測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯにはスイッチ７７が接続されている。スイッチ７７は測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯに、基準電圧Ｖｒｅｆ，反転基準電圧−Ｖｒｅｆを与えるかあるいは短絡状態にするかを切換える。短絡状態に切換えたとき、スイッチ７７は積分キャパシタの両端電圧をゼロにする初期化手段として作動する。

この実施形態では、Ａ／Ｄ変換器７５は、積分キャパシタＣｘが初期化された後、積分キャパシタＣｘに正方向の定電流Ｉｐを所定の時間Ｔの間に流し、所定の時間Ｔ経過後に積分キャパシタＣｘに負方向の所定の定電流Ｉｎを流し、積分キャパシタＣｘの両端電圧がゼロになるまでの時間をＴｎとすると、Ｉｐ＝Ｉｎのときの所定時間Ｔのパルス数をカウントする。そして、所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、積分キャパシタＣｘの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、としたときに、ＮｎとＮとの差の絶対値が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する。

Ａ／Ｄ変換器７５として、二重積分式Ａ／Ｄ変換器を使用し、Ａ／Ｄ変換器７５の基準電圧と入力電圧を同一とする。Ａ／Ｄ変換器７５の出力、例えば表示が、理論値１からの乖離を見ることにより、電力伝送措置に使用され力率キャパシタの性能を判断できる。このＡ／Ｄ変換器７５は、１０００カウント以上の分解能を持つ。カウント数をＮとし、０．００４×Ｎカウント以下の偏差（デジット）であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。なお、カウント数Ｎは、例えば１００００であればより正確な判断ができる。また、上記の理論値１は、２のｎ乗のビット数、例えば１１ビットなら、２０４７などであってもよい。

さらに、キャパシタに、負方向の定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、所定時間Ｔの経過後に、キャパシタに、正方向の所定の定電流Ｉｐを流し、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｐ、とすると、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、Ｔのパルスカウント数をＮ、Ｔｐのパルスカウント数をＮｐ、としたときに、ＮｐとＮとの差の絶対値が０．００４×Ｎカウントのキャパシタの力率改善性能を判断できる。

この例では、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする際、入力電圧の極性を反転させる。先に誘電吸収にて述べたように、無極性のキャパシタであっても、正の同一電圧と負の同一電圧をＡ／Ｄ変換器に加えたときに、表示が異なる。上記の方法により、正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができる。

さらに、ＮｐとＮｎの差の絶対値が、０．００３×Ｎカウント以下のキャパシタの力率改善性能を判断ができる。

この例では、ＮｐとＮｎの差の絶対値を比較することにより、さらに正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができる。

図２８は、Ａ／Ｄ変換器７５の積分回路出力Ｖｏを示す波形である。

図２７に示すＡ／Ｄ変換器７５において、差動入力である測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯ間の電圧をＶｍとすると、積分電流Ｉｉ（Ａ）は、
Ｉｉ（Ａ）＝Ｖｍ（Ｖ）／Ｒｔ（Ω）、となる。Ａ／Ｄ変換器７５の出力は表示器７６に表示される。入力信号積分の時間は、１０００カウントの固定値になっている。したがって、図２８に示すピーク電圧Ｖｐｅａｋ（Ｖ）は、Ｖｍ（Ｖ）に比例して高くなる。積分キャパシタＣｘとＶｐｅａｋの関係は、Ｖｐｅａｋ（Ｖ）＝Ｉｉ（Ａ）／Ｃｘ（Ｆ）、となる。これは、入力信号積分の時間が一定であるからである。１０００カウントの入力信号積分後、Ａ／Ｄ変換器７５内部で逆積分に切換えられる。電流源として作動する基準電圧Ｖｒｅｆにより生成される電流Ｉｒｅｆ（Ａ）、Ｉｒｅｆ（Ａ）＝Ｖｒｅｆ（Ｖ）／Ｒｔ（Ω）により、一定の負の傾きにより、Ｖｐｅａｋから逆積分を行なう。逆積分の時間をカウントし、積分回路の出力がゼロとなったときのカウント値を、４桁のディジタル値として表示する。

図２７（Ａ），（Ｂ）に示すキャパシタＣｘとして理想的なものを使用したものとし、Ａ／Ｄ変換器７５の測定電圧入力端子ＩＮ＿ＮＩとＩＮ＿ＬＯに入力される電圧をＶｉｎとすると、Ａ／Ｄ変換器７５出力の表示器７６に表示される表示Ｄは、Ｄ＝１０００×（Ｖｉｎ／Ｖｒｅｆ）となる。この場合において、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ、であるので、表示Ｄは常に１０００となる。すなわち、理想的なキャパシタでは、図２８に示す入力電圧積分波形と、基準電圧逆積分波形とはピーク電圧Ｖｐｅａｋを境にして対称になるはずである。しかし、電力伝送性能の悪いキャパシタでは、入力電圧積分波形と、基準電圧逆積分波形とはピーク電圧Ｖｐｅａｋを境にして対称にならず、積分時間のカウント数に偏差を生じる。この偏差が所定値以内であるか否かを判別すれば、キャパシタの電力伝送性能の良し悪しを区別できる。以下、具体的に説明する。

図２７（Ａ）に示すように、スイッチ７７がＡのときには、入力Ｖｉｎには基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。このとき、表示器７７の表示Ｄｐは、１０００となる。スイッチ７７がＢのときには、Ａ／Ｄ変換器７５の入力は短絡される。このとき、表示器７６の表示Ｄｚは、±０となる。スイッチ７７がＣのときには、入力Ｖｉｎには基準電圧−Ｖｒｅｆが入力される。このとき、表示器７６の表示Ｄｎは、−１０００となる。このような機能を持つ二重積分式Ａ／Ｄ変換器７５の一例として、インターシル社のＩＣＬ７１０６などがある。本実施形態では、ＩＣＬ７１０６の改良版であるＩＣＬ７１３６を使用した。さらに精密な計測を行ないたい場合は、±１９９９９の分解能を持つＩＣＬ７１３５、表示器ではなく、データをコンピューターに取り込んで計測させるには、±１２Ｂｉｔの分解能を持つ、ＩＣＬ７１０９などがある。いずれも二重積分式のＡ／Ｄ変換器であり、二重積分式以外のＡ／Ｄ変換器は本発明には使用できない。なお、上述した二重積分式のＡ／Ｄ変換器以外であっても、動作原理が同等のものは、本発明に使用可能である。

図２７（Ａ）のように回路を構成することにより、基準電源Ｖｒｅｆが変動しても、上述した理論値が常に表示される。したがって、この理論値からの乖離を見ることにより、キャパシタの性能を判断できる。図２７（Ａ），（Ｂ）には図示していないが、二重積分型Ａ／Ｄ変換器７５は、積分回路を構成するオペアンプ７８のオフセット電圧をキャンセルする回路（オートゼロ回路）が付加されている。このオートゼロ回路は、通常、積分回路のオフセット電圧を５０μＶ以下に自動調整する。したがって、Ｖｒｅｆが１００ｍＶ以上なら、スイッチ７７がＢの点にあるときは、表示は必ずゼロとなる。なお、Ｖｒｅｆは２００ｍＶに設定して計測した。ただし、二重積分式のＡ／Ｄ変換器は、ノイズの影響を受けやすいため、配線や金属ケースによるシールド等、実装に十分気をつけないと、表示が安定せず、正確な計測が難しくなるので注意を要する。

図２９は、表１に示す各キャパシタをＡ／Ｄ変換器７５に接続し、スイッチ７７をＢ点としたときの、各キャパシタのゼロ点からのずれの絶対値（単位デジット）をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図２９では、０デジットと１デジット表示を繰り返しているときは、０デジットとし、１デジットの表示のときを１デジットとしてある。後述するＤｐ、Ｄｎを計測する際には、ゼロ点からのずれを補正してある。図２９にプロットされている表１の各キャパシタの電力伝送性能と、デジット値を比較すると、キャパシタの違いによる入力短絡時の表示値と電力伝送性能の間に、特に関係は無いものと思われる。

まず、図２７（Ａ）に示すスイッチ７７をＢの位置とし、Ａ／Ｄ変換器７５の入力電圧をゼロとする。このときの表示を補正値としてＤｚとする。０表示と１表示を均等に繰り返しているときは、Ｄｚ＝＋０．５とする。−０表示と−１表示を均等に繰り返しているときは、Ｄｚ＝−０．５とする。このＤｚを、Ｄｐ、Ｄｎを計測するときに差引いて補正する。なお、Ｄｐ、Ｄｎの計測においても、０９９９表示と１０００表示を均等に繰り返しているときは、９９９．５を計測値としている。

図３０は、図２７に示すスイッチ７７をＡの位置にし、入力電圧＝基準電圧Ｖｒｅｆとしたときの、理論上の表示１０００と、実際の表示Ｄｐの第１の偏差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図３１は、図２７において、スイッチ７７をＣの位置にし、入力電圧＝−基準電圧としたときの、理論上の表示−１０００と、実際の表示Ｄｎの第２の偏差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図３２は、実際の表示ＤｐとＤｎの表示の絶対値の差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。

表１に示すキャパシタをＡ／Ｄ変換器７５に接続する。Ａ／Ｄ変換器７５の表示の絶対値が、正、負共に、０９９６から１００２の間であれば、該キャパシタは性能がよいと判断できる。図３０、図３１において、最大４デジットの幅を設けたのは、通常、Ａ／Ｄ変換器７５は、±１デジットの基本誤差を持つからである。また、２次側電力３．２５Ｗ、伝送効率η８０％以上の規定を満足する値（デジット）でもある。

実際の表示Ｄｐ、Ｄｎの双方が計測できれば、図３０より、Ａ／Ｄ変換器７５の表示において、実際の表示ＤｐとＤｎの差の絶対値が、３デジット以内であれば、所定の電力伝送性能が得られるのが分かる。例えば、実際Ｄｐの表示が１００１であったならば、Ｄｎの表示値は、０９９８＜Ｄｎ＜１００４、を満足していればよい。あるいは、基準電源Ｖｒｅｆとは別の精密電源を使い、Ａ／Ｄ変換器７５の表示が、１９９０になるように、入力電圧を設定してもよい。この場合、実際の表示ＤｐとＤｎの差が、６デジット以内であれば、所定の電力伝送性能が得られる。この６デジットは、
３×（１９９０／１０００）≒６デジットとして規定されているものである。

前述の式は、最大カウント値、１９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合について説明しているが、例えば、最大カウント値、１９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合で、図２０の回路構成の場合、３×（１００００／１０００）≒３０デジットが規定値となる。これは、前述したＤｐ、Ｄｎの場合も同様であり、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合、規定値は４０デジット以下になる。

このように、所定周波数における誘電正接、ゼロ電位に対する対称性、昇圧比Ｈ、キャパシタに交流電流が流れたときの静電容量の安定性、誘電吸収、誘電吸収の対称性、二重積分式Ａ／Ｄ変換器７５の実際の表示Ｄｐ、Ｄｎの理論値からのずれ、ＤｐとＤｎの表示差を規定することにより、電力伝送装置の力率改善用に最適なキャパシタを選ぶことができるようになる。このようなキャパシタを電力伝送装置の力率改善に用いることにより、従来の技術では実現が困難であった電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現可能となる。

次に、全く同一の誘電体を使用し、全く同一の構成のキャパシタについて、静電容量の違いによる電力伝送性能の違いについて検討してみる。

図３３は、電力伝送特性の最も良いポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと誘電体と構成が同一で静電容量が異なるキャパシタにおける、各キャパシタの複素インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性を示す図である。図３４は、電力伝送特性の最も悪いセラミックキャパシタＣ１ｓと誘電体と構成が同一で静電容量が異なるキャパシタにおける、各キャパシタの複素インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性を示す図である。

キャパシタの複素インピーダンスＺを、Ｚ＝Ｒｃ＋ｊωＣ＝Ｒｃ＋Ｘｃ、とすると、
｜Ｚ｜は、｜Ｚ｜＝√（Ｒｃ^２＋Ｘｃ^２）（Ω）、で表される。

図３３、図３４を参照すると、周波数が上昇するにつれ、｜Ｚ｜が減少してゆくのが分かる。静電容量の大きいキャパシタでは、１ＭＨｚ〜２ＭＨｚ近辺で｜Ｚ｜が極小値Ｚｂ（Ω）となっている。それ以上の周波数では｜Ｚ｜が増加しているのが分かる。図３３、図３４には、０．４７μＦのキャパシタの位相角θがプロットされている。｜Ｚ｜が極小値Ｚｂ（Ω）となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）以上では、位相角θが１８０度移動しており、キャパシタはインダクタとして動作するのが分かる。したがって、｜Ｚ｜が極小値となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）が、該キャパシタを使用可能な最高周波数となる。周波数ｆｂは、図４４の等価回路において、キャパシタの静電容量Ｃと等価直列インダクタンスＬｅとで決まる直列共振点になる。後述するが、キャパシタを並列接続すると、実効直列抵抗Ｒｃ、等価直列インダクタンスＬｅの双方が低下する。そのため、キャパシタに大電流を流すことができ、発熱も抑えられる。

図３３、図３４を参照すると、誘電体、構造、特性が異なるポリプロピレンキャパシタＣ１ｃとセラミックキャパシタＣ１ｓは、同一の静電容量であれば、｜Ｚ｜（Ω）が極小値となる周波数がほぼ等しくなっているのが分かる。このように、キャパシタのインピーダンス｜Ｚ｜（Ω）の周波数特性を見ることにより、該キャパシタを使用可能な最高周波数が分かる。またはキャパシタに流れる電流とキャパシタの両端電圧の位相差θの周波数特性を見ることにより、該キャパシタを使用可能な最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）が分かる。

なお、電力伝送に使用される周波数は、最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）以下であるなら、任意の周波数でよい。しかし、任意の周波数でキャパシタの特性規定はできない。よって、静電容量Ｃａ（Ｆ）が決まったキャパシタにて、最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）を求める。最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）の最も低い値を基準とし、ｆｂ／２（Ｈｚ）以下の周波数において、上述したキャパシタの特性を計測し、前述した規定を満足しているかを確認すればよい。あるいは、２００ｋＨｚ、５００ｋＨｚなどの、最高周波数ｆｂ以下の同一周波数を計測用周波数とし、異なるキャパシタの性能比較をしてもよい。このようにして、キャパシタ以外の構成要素、電力伝送周波数が変わったときでも、電力伝送性能を確保できる。上記の実測結果より、単体キャパシタとして使用可能なのは、０．４７μＦ程度が上限と考えられる。後述するが、０．４７μＦ以上の静電容量が必用な場合は、０．４７μＦ以下の静電容量を持つキャパシタを並列接続するのが好ましい。

一般に実効直列抵抗Ｒｃの最小値は、図３３、図３４における、インピーダンスの極小値と捉えられている。しかし、図１６、図１８と比較する限りにおいて、図３３、図３４との一致は見られない。しかし、これらは、定義と計測法の差異だけである。本発明は、キャパシタの実効直列抵抗や誘電正接ｔａｎδだけでは規定できない電力伝送装置の力率改善用に適したキャパシタを選び、電力伝送性能の良い電力伝送装置を実現するものである。前述したように、キャパシタ両端の正弦波電圧のゼロ点からのシフト比Ｓ、誘電正接の具体的数値、誘電吸収、二重積分型Ａ／Ｄ変換器などによるキャパシタ特性の計測は、電力伝送周波数に関係なく、性能のよいキャパシタを選べる。その後に、図１６、図１７、図１８、図１９、図３３、図３４の周波数特性を計測し、キャパシタを使用可能な周波数の目安とするのが好ましい。

（キャパシタの構成の説明）
図３５、図３６は本発明の実施形態である具体的なキャパシタの構成を示す図である。電力伝送装置の回路構成図である、図１の、キャパシタＣ１は、図３５（Ａ），（Ｂ）、図３６（Ａ），（Ｂ）に示すように、誘電材料８６と金属箔８５を巻回されて構成されるか、あるいは誘電材料８６と金属箔８５とを交互に積層して構成されており、誘電材料と金属箔からなる単層１ｃｍ^２当りの静電容量が１０００ｐＦ以下のものを使用するのが好ましい。なお、図３５において、金属箔の代わりに、誘電体フィルムに金属を蒸着させて電極を形成した構成のものであってもよい。このような構成のキャパシタは、メタライズドキャパシタと呼ばれ、誘電体フィルムにピンホールが生じても、ピンホールの周囲にある金属蒸着層が蒸発して正規の特性に戻る。この機能は、自己回復性と呼ばれている。

本発明の実施形態においては、絶縁抵抗が高く、耐電圧の高い誘電体を導箔間に設置したキャパシタが使用され、導箔２枚と誘電材料で構成される１ｃｍ^２当りの静電容量が、１０００ｐＦ以下に選ばれている。誘電体を用いたキャパシタでは、静電容量値によりキャパシタの構造により特性が異なってくる。空気は、絶縁破壊が起こる電圧が、１０００Ｖ／ｍｍ程度と低い。そのため、絶縁破壊が起こる電圧が高い誘電体を用いたキャパシタを使用せざるを得ない。例えば、フィルムキャパシタに用いるプラスチックフィルムの絶縁破壊電圧は、１０００Ｖ／μｍ程度と、空気の約１０００倍になっている。

また、本願発明者が、本発明の実施形態の交流電源とコイルを使い、種々のキャパシタを使って実験を行ったところ、誘電体がプラスチックフィルムであって、かつ図３５や図３６の構成のキャパシタは、電力伝送性能がよかった。しかし、数百〜千Ｖ以上の動作可能電圧を持つ、例えばチタン酸バリウムを誘電体とするキャパシタＣ１ｚなどは、プラスチックフィルムを誘電体とするキャパシタよりも電力伝送性能がよい場合もあった。前記Ｃ１ｚは直径数ｃｍ以上の円板状で、誘電材料が厚く、形状が大きくはなるが、静電容量値と円板面積から逆算すると、単層１ｃｍ^２当りの静電容量は２００ｐＦ程度以下となっており、前記の規定、単層１ｃｍ^２当りの静電容量１０００ｐＦ以下という条件を満足していた。したがって、電力伝送装置に使用するキャパシタとしては、単位面積当りの静電容量を規定することが重要となる。後述するが、単位面積あたりの静電容量を規定するのは、極板間隔、誘電体の比誘電率の一方が決まれば、他方を決定する条件になる。

本願発明者が、実際に図３５（Ｂ）の箔状導体とフィルムを巻回した構成で、表１の中で最も電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと誘電体が同一の、静電容量が０．４７μＦのキャパシタを分解し、表面積と公称容量から逆算したところ、単層面積１ｃｍ^２当りの静電容量が、約１０００ｐＦ以下であった。以下に実測結果を示す。

０．４７μＦの、キャパシタＣ１ｃと同じ構成のポリプロピレンキャパシタを分解し、極板寸法を測ったら、約２ｃｍ×２５０ｃｍ、であった。

極板面積Ｓｃは、Ｓｃ＝２ｃｍ×２５０ｃｍ＝５００ｃｍ^２、になる。

静電容量は、０．４７μＦ＝４７００００ｐＦなので、１ｃｍ^２当りの静電容量は、
４７００００ｐＦ／５００ｃｍ^２＝９４０ｐＦ／ｃｍ^２になる。

静電容量Ｃは、Ｃ＝εｏ・εｓ・Ｓ／ｄ、表される。ここで、εｏは真空中の誘電率で、εｏ＝８．８５×１０^−１２（Ｆ／ｍ）の物理定数である。εｓは比誘電率（無単位）、Ｓは極板の面積（ｍ^２）、ｄは極板間の距離（ｍ）を表す。上式を変形し、
ｄ＝εｏ・εｓ・Ｓ／Ｃ、として、上記の定数、実測値を代入すると、
ｄ＝８．８５×１０^−１２（Ｆ／ｍ）・εｓ・１０^−４ｍ^２／（９４０×１０^−１２Ｆ）
ｄ＝（８．８５／９４０）・εｓ・１０^−４ｍ＝εｓ・９．４１×１０^−７ｍ、
寸法測定誤差等を勘案し、９．４１×１０^−７ｍを、１×１０^−６ｍとすると、
ｄ＝εｓ・１×１０^−６ｍ＝εｓ・μｍ、となる、資料によると、キャパシタＣ１ｃと同じ誘電体フィルムの比誘電率εｓは、１．５〜４となっており、極板間の距離ｄは、最低でも１．５μｍは必要となる。本願発明者が実験した限りにおいて、最も電力伝送性能のよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃは、同一の静電容量においては、体積が大きい部類に入る。すなわち、キャパシタの電力伝送性能は、体積に比例してよくなる傾向を持つ。よって、極板面積Ｓを小さくできる比誘電率は、上限を４とするのが好ましい。

なお、マイクロメーターで実測した前記誘電体フィルムの厚さは、約３μｍであった。したがって、前記の誘導式、ｄ＝εｓ・μｍ、より、前記誘電体フィルムの比誘電率εｓは約３と推定され、資料の数値と一致している。

（キャパシタの誘電体の説明）
キャパシタの誘電体は、ポリイミド、ポリエチレンテレフタレート、ポリカーボネート、ポリスルフォン、ポリフェニレンスルフィド、ポリエチレンナフタレートの各ポリマー、一般式が、ＣＲ_２ＣＱ_２、で表されるオレフィン系のモノマーであって、ＣＲ_２ＣＱ_２、中のＲ、Ｑは、Ｈを含む官能基からなるモノマーの付加重合体であるポリマー、あるいは上記に記載の各ポリマーのうち、少なくとも２つの混合物から構成されている。

ここで、Ｒ、Ｑは、Ｈを含む官能基、例えば、Ｃｌ（塩素）、のような単原子、ＣＨ_３（メチル基）、のような官能基、Ｃ_６Ｈ_５（フェニル基）、のような官能基などを指す。例えば、ＣＲ_２ＣＱ_２、中のＲ、Ｑ全てがＨの場合、モノマーはエチレン、ポリマーはポリエチレンとなる。ＣＲ_２ＣＱ_２、中のＲ、Ｑ全てがＦの場合、モノマーはテトラフルオロエチレン、ポリマーはポリテトラフルオロエチレン（テフロン（登録商標））となる。ＣＲ_２ＣＱ_２、中のＲの１つがフェニル基、他のＲとＱ全てがＨの場合、モノマーはスチレン、ポリマーはポリスチレンとなる。ＣＲ_２ＣＱ_２、中のＲ全てがＨ、Ｑ全てがＦの場合、モノマーはフッ化ビニリデン、ポリマーはポリフッ化ビニリデンとなる。ＣＲ_２ＣＱ_２、中のＲ、Ｑの内１つがＣＨ_３、残りのＱとＲが全てＨの場合、モノマーはプロピレン、ポリマーはポリプロピレンとなる。このような誘電材料を選び、キャパシタを適切に構成することにより、前述した電力伝送装置の力率改善に適切な特性を持つキャパシタが得られる。例えば、誘電吸収特性および誘電吸収特性の対称性がよいキャパシタが得られる。

なお、上記の表記は、ＩＵＰＡＣ（国際純正・応用化学連合）により定められている正式な化合物命名法ではない。上記の表記は、一般に使用されている化合物名である。

本願発明者が実験した限りにおいて、静電容量が０．０１μＦ、上述した電力伝送回路条件で、伝送電力が４Ｗ程度では、ポリプロピレン（ＰＰ）、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）、ポリスチレン（ＰＳ）、ポリカーボネート（ＰＣ）のフィルムを誘電体とするキャパシタの順に、電力伝送性能がよかった。ただし、ポリプロピレン（ＰＰ）を誘電体とする構成が異なるキャパシタは、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）のフィルムを誘電体とするキャパシタよりも、電力伝送性能が劣るものもある。次に、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）、ポリエチレン（ＰＥ）を誘電体とするキャパシタが、電力伝送性能がよかった。ポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）を誘電体とするキャパシタは、前述したポリエチレン（ＰＥ）を誘電体とするキャパシタよりは性能が劣る。

ただし、前述したように、ポリスチレンキャパシタは、構成によっては、発熱が起こり、本発明に使用できない場合もある。このようなポリスチレンキャパシタは、実効直列抵抗Ｒｃ、誘電正接ｔａｎδの特性は、最高性能に近かった。しかし、前述した、ゼロ点からのシフト値Ｓ、Ｖｐ（Ｖ）／Ｖｎ（Ｖ）、の値が、ポリエチレンキャパシタよりも大きかった。したがって、上記のキャパシタの誘電体による電力伝送性能はあくまで実験結果であり、上述した特性規定に従い、キャパシタを選ぶことが重要になる。

なお、前述したように、強誘電体を誘電体とする、例えばセラミックキャパシタなどは、誘電正接、静電容量の安定性、静電容量の温度特性、誘電吸収など、本発明における電力伝送装置の電力伝送性能を左右するキャパシタとしての性能がいずれも悪く、電力伝送装置の力率改善用キャパシタには適していない。ただし、前述したように、静電容量が増加すると、比誘電率が小さい誘電体を用いたキャパシタと大差ない電力伝送性能が得られる。全く同一の誘電体を使い、全く同一の構造のキャパシタであっても、静電容量によって、電力伝送性能が異なってくる。また、前記キャパシタの静電容量により、使用可能な周波数の上限が存在するのは前述したとおりである。周波数にもよるが、目安としては、０．１μＦ程度以上の静電容量になると、フィルムキャパシタとセラミックキャパシタとの電力伝送性能に、著しい差異が見られなくなるようである。

なお、表１を参照すると、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｃの値は、ポリスチレンキャパシタＣ１ａで０．０１Ω、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃで０．０３Ωとなっている。すなわち、実効直列抵抗Ｒｃの値で比較する限りにおいては、ポリスチレンキャパシタＣ１ａの方が性能がよい。同じく、誘電正接ｔａｎδ、Ｑ、の値で比較する限りにおいては、ポリスチレンキャパシタＣ１ａの方が性能がよい。しかし、前述したＶｐ／Ｖｎの値、誘電吸収Ｋ、誘電吸収Ｋｐ、Ｋｐの対称性Ｋｒ、実際の電力伝送性能などは、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの方がよい。したがって、単に誘電正接ｔａｎδやＱのみでは、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断はできない。前述した、所定周波数において、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが所定数値以下であるのは、必要条件に過ぎない。図１３〜図１５、図２１〜図２３、図３０〜図３３等のＹ軸に示すキャパシタ特性の数値が大きい（グラフの上側に位置する）キャパシタを選ぶ必要がある。

図１に示す回路構成の電力伝送装置では、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃのように電力伝送性能がよいキャパシタを使用しても、送電制御回路１１、送電コイル１、受電コイル２、両コイルの相対位置、負荷抵抗値などの構成要素を適切に選ばないと、図１３等に示すような、電力伝送性能は得られない。実際に、図１３では、キャパシタ以外の構成要素を全く同一にしてあるが、キャパシタにより電力伝送性能は異なっている。したがって、キャパシタ以外の構成要素が変わったときに、電力伝送性能を維持するには、本発明の力率改善用キャパシタを電力伝送装置に装備する必要がある。キャパシタ以外の構成要素、特にコイルと二次側の負荷抵抗値は、電力伝送性能に大きな影響を与える。しかし、本発明の実施形態においては、静電容量が決まれば、電力伝送性能のよいキャパシタを上述の規定に基づき、一義的に選ぶことができる。特に、正弦波のゼロ点からのシフト値Ｓ、誘電吸収Ｋ、誘電吸収の対称性Ｋｒにより選ばれたキャパシタは、キャパシタ以外の構成要素が変化しても、常に他のキャパシタよりも優れた電力伝送性能を維持できる。このようなキャパシタを装備することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。

なお、前述した図３４、図３５に示す計測により、キャパシタを使用可能な上限が規定できる。そして、図１３〜図１５、図２１〜図２３、図２６、図２９〜図３２などのＹ軸に示す特性がよい（グラフの上側に位置する）キャパシタを選ぶ。同一の誘電体を用いたキャパシタであっても、電力伝送性能が異なることは上述した通りである。当然、キャパシタの誘電体、構成により、電力伝送性能は異なる。しかし、実装上、常に最高性能のキャパシタが使えるとは限らない。表面実装構造のキャパシタは、実装時の耐熱性が要求される。誘電体が誘電体の融点（正確にはガラス転移点であり、軟化点と表記される場合もあるが、融点と表記しておく）を越える温度下にさらされると、変形が起こり、静電容量が変動してしまう。このような用途には、若干電力伝送性能は劣るが、融点の高いポリフェニレンスルフィドキャパシタを選ぶ。あるいは、キャパシタの物理的な寸法が大きいために実装が困難な場合がある。このような場合は、物理的な寸法が大きいポリスチレンキャパシタやポリカーボネートキャパシタの代わりに、物理的な寸法が小さいポリエチレンナフタレートキャパシタを選ぶ。後述するが、交流電流が流れることによりキャパシタが発熱する。このような場合、キャパシタを並列接続してキャパシタの通過可能電流を確保する。並列接続したキャパシタは、単体キャパシタよりも特性がよくなるので、前述したキャパシタの特性は並列接続した合成キャパシタにて計測する。これは、キャパシタを並列接続することにより、少なくとも実効直列抵抗Ｒｃを低下させることができるからである。また、セラミックキャパシタは、耐熱性がよく、静電容量が０．１μＦ以上になると、フィルムキャパシタとそれほど差異のない電力伝送性能を持つ。したがって、静電容量が０．１μＦ以上のセラミックキャパシタを直列、並列、直並列に接続することにより、耐熱性と寸法小型化の双方を満足できる。さらに、動作可能電圧、通過可能電流を増加させることができる。ただし、セラミックキャパシタも、上述してきたような規定を満足する必要がある。一般的には、リード形状のセラミックキャパシタよりも、チップ形状（表面実装用）のセラミックキャパシタの方が、前述してきた特性がよい。チップ型形状のキャパシタの方が性能はよいのは、フィルムキャパシタにおいても見られる。

上記に述べたようなキャパシタの使用法を採用することにより、各種仕様に応じた、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。そして、キャパシタに流れる電流に応じ、キャパシタを選ぶ。前述してきた電力伝送性能の良いキャパシタは、一般に高価である。前述した方法でキャパシタを選ぶことにより、電力伝送措置が必要とする性能に応じ、安価なキャパシタを用いることもできる。上記に述べてきた本発明の実施例は、単に誘電正接や誘電体を記載している特許文献１では、規定すらできないものである。

（キャパシタ複数接続の実施例）
なお、前述したが、図４４に示す直列回路では、キャパシタの両端に電源電圧Ｖｔ以上の電圧が発生する昇圧効果が起こる。図４４の等価回路と同じ、図１、図３７、図３９、の回路構成において、本発明の実施形態に述べたキャパシタの動作可能電圧が低い場合、キャパシタの動作可能電圧を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを直列に接続してもよい。また、本発明の実施形態に述べたキャパシタの通過可能電流が低い場合、キャパシタの通過可能電流を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを並列に接続してもよい。あるいは、キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流の双方を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを直並列に接続してもよい。なお、前述したが、キャパシタを並列に接続するのは、キャパシタの通過可能電流を確保して、キャパシタの発熱を、５℃〜１０℃以下に抑えるためである。

好ましくは、キャパシタを直並列に接続する場合、直列接続するキャパシタの数と、並列に接続するキャパシタの数を同一にする。図４０は、キャパシタを直並列に接続する場合の接続図である。図４０（Ａ）、図４０（Ｂ）、図４０（Ｃ）は、直列接続するキャパシタの数を３、並列に接続するキャパシタの数を２とした場合の接続例である。

そして、直列、並列に接続するキャパシタＣｄの値を±２０％以内にするのは、各キャパシタＣｄに印加される電圧、各キャパシタＣｄに流れる電流をできる限り均一に近づけるためである。１％以下の精度を持つキャパシタも存在するが、これらは高価である。一般のキャパシタに表記されている静電容量は、５〜１０％程度の偏差を持つため、キャパシタＣｄの公称値は、約±２０％以内に選べばよい。例えば、０．０１μＦを基準とすると、上限は０．０１２μＦ、下限は、０．００８２μＦとなる。同一の公称値を持つキャパシタをＣｄ全てに使用すれば、より好ましい。なお、同一の種類、公称値のキャパシタを直並列に接続する場合、図４０（Ｄ）のような接続をすると、キャパシタＣｄ１に過大電圧が印加されるので、このような接続法を使用しないよう、キャパシタを直並列に接続する場合、直列接続するキャパシタの数と、並列に接続するキャパシタの数を同一とする規定を設けてある。

さらに精密な調整が必要な場合は、図４０（Ｅ）に示すようにキャパシタＣｃを用いて行なう。キャパシタの静電容量を微調整するために、単体キャパシタＣｄ、合成キャパシタＣｐ、または合成キャパシタＣｐを構成するＣｄに並列に接続するキャパシタＣｃは、この発明の実施形態の特性規定を必ずしも満足する必要はないが、満足しているのが好ましい。ただし、並列に接続するキャパシタＣｃも、交流電源の出力周波数が、前記ＬｐとＣとで決まる、リアクタンスがゼロとなる点に設定されているときの、並列に接続するキャパシタＣｃに印加される交流電圧Ｖｃ（Ｖ）より高い動作可能電圧性能をＣｃが有しており、かつ、並列に接続するキャパシタＣｃに流れる交流電流Ｉａ（Ａ）より高い通過可能電流性能を並列に接続するキャパシタＣｃが有していることを条件としている。なお、合成キャパシタＣｐは、図４０の各図に示す左右端双方の端子から成るものを指す。

コイルとキャパシタの直列回路のリアクタンスがゼロとなる点では、共振作用により、キャパシタに、Ｉａ（Ａ）なる電流が流れ、Ｖｒ（Ｖ）＝Ｖｓ（Ｖ）×Ｑｒ、なる電圧が印加されるので、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは十分に低いものを選び、熱条件を満足する周波数を電力伝送に選ぶことが重要である。

なお、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、図１の回路において、最大電力を伝送しているときに実測すればよい。実測後、両端電圧Ｖｃ（Ｖ）がキャパシタの動作可能電圧を越えているときには、前述したように、キャパシタを直列に接続する。同じく、キャパシタに流れる電流は、図１の回路において、最大電力を伝送しているときに実測する。キャパシタが通過可能な交流電流は、リップル電流として規定されている場合もある。しかし、規定が無い場合には、前述したように、キャパシタの温度上昇を計測する。温度上昇が１０℃を越えているときは、キャパシタを並列接続する。キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流の双方を越えているときには、キャパシタを直並列に接続する。キャパシタを直列、並列、直並列に接続する場合、合成キャパシタの静電容量が所定値となるよう、合成キャパシタを構成するＣｄの値を選ぶ。そして、上述した特性規定は、前記合成キャパシタにて計測する。

（回路構成の実施例）
図３７は、本発明の他の実施形態を示す図であり、送電コイル１には、直流電源１３とスイッチング素子Ｑ３が直列接続されており、スイッチング素子Ｑ３は、制御回路２０１の制御により、図３８（Ａ）のような駆動波形ＶＧにて送電コイル１に単方向のパルス電流を流すと、送電コイル１の両端には図３８（Ｂ）に示す電圧波形ＶＬ（Ｖ）が現れる。

図３７においては、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を接続し、無負荷時の回路電流を減少させるとともに、送電コイル１の電圧、電流波形を正弦波に近づけるのが好ましい。図３７においては、駆動波形ＶＧにて、スイッチング素子Ｑ３を駆動する。駆動波形の周期（周波数）は一定で、スイッチング素子Ｑ３をＯＮにする時間のみを可変可能としている。このような構成とすることにより、送電コイル１に流れる電流が飽和するのを防止し、送電コイル１による電力損失を防いでいる。

また、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を装備することにより、送電コイル１の電圧波形、電流波形を正弦波に近づけ、送電コイル１による電力損失を防止できる。送電コイル１に並列に装備するキャパシタＣ３は、前述したような実施形態に規定の特性を持つものに限定されないが、前述したような特性を持つものを使うとより好ましい。あるいは、図３７に示すスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦとなったときに、図３８（Ｂ）に示す電圧波形ＶＬに示されている逆起電力による負のスパイク電圧を防止するためにも、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を接続するのが好ましい。

なお、図３７に示す実施形態では、必ず受電コイル２にキャパシタＣ２を装備しなければならない。ただし、受電コイル２にキャパシタＣ２を装備していれば、送電コイル１の送電制御回路１１（駆動回路）は、図３７に示すものに限られない。図２に示す実施形態のもの、正弦波出力など、種々のものが適用できる。図２に示す実施形態の交流電源１３を使用する場合、デューティが５０％に固定されておらず、デューティが可変可能なものを使うのが好ましい。また、正弦波で送電コイル１を駆動すると、受電コイル２が送電コイル１と誘導結合していないときに、送電コイル１は全く実効電力を消費しない。これは、送電コイル１に供給される電力が全て無効電力になるからである。よって、送電コイル１単体に交流電力が供給されていても、送電コイル１は全く発熱しない利点がある。

図３９は、本発明のその他の実施形態を示す図であり、回路構成は図１と同一で、受電コイル２と負荷ＲＬとの間に直列にキャパシタＣ２が装備されている。

図３９のような回路構成とすると、負荷抵抗値ＲＬの変動による送電側のインピーダンス変動を、図１の回路構成に比べて小さくすることができる。図３９のＣ１、Ｃ２は、いずれも本発明の実施形態におけるキャパシタが使用される。ただし、図３９のＣ２は、主として受電機器など実装スペースが小さいところに装備される。また、図３９の回路構成では、前述したように所定の電力を伝送可能な周波数範囲が広いので、通過可能電流を満足していれば、キャパシタＣ２は、必ずしも上記実施形態に記載したキャパシタを使用しなくともよい。

上述してきた電力伝送装置の各実施形態において、送電コイルと受電コイルは空芯平面渦巻状のコイルについて説明している。しかし、送電コイルと受電コイルとが誘導結合可能な構成を持つものであれば、空芯平面渦巻状のコイルに限らず、本発明に適用可能である。なお、送電コイルと受電コイル間の結合係数は、０．４〜０．８の間が好ましい。

（送電部と受電部間の信号伝送）
図４１は、受電部２０から送電部１０に信号を伝送する一例である。受電部２０の負荷変動により、送電コイル１のインダクタンスが変動する。そのときに、送電コイル１の両端交流電圧が大きく変動する。そこで、送電部１０に信号送受信回路１５を内蔵し、受電部２０に信号送受信回路２５を内蔵する。これにより、受電部２０から送電部１０に信号を送ることが可能になる。受電部２０から送電部１０に信号を送ることにより、受電部２０に異常が起こったときに、送電部１０で電力送電を中止するなどの異常対策が取れる。

また、コード認証を行なうことにより、正規の受電部２０以外には送電を行わないこともできる。前述したように、キャパシタＣの両端電圧Ｖｃは、交流電源１３の出力電圧よりも高くなる。そのため、例えば、受電部２０から負荷を変動させて振幅変調した信号を送電部１０に送り、図２の送電部１０において、キャパシタとコイルの接続点より信号を取り出して振幅変調された信号を復調することができる。同じくキャパシタとコイルの接続点を接地電位と短絡することにより、振幅変調した信号を生成できる。振幅変調された電力伝送用の搬送波は、受信部にて復調される。前述したが、キャパシタは直流電流を遮断する。よって、キャパシタとコイルの接続点を接地電位と短絡すると、コイルには電流は流れない。その結果、短絡時には、図２の回路は電力を消費しない。

このような制御方式は、従来から種々提案されているが、従来の技術では、そもそも受電部が必要とする電力を送れていない。このような機能は、本発明の実施形態ように、電力伝送性能が確保できてこそ、効果を発揮するものである。信号伝送方法としては、種々の方式がある。上記のように送電コイル１と受電コイル２を用いても、従来技術より高精度に信号を伝送できる。あるいはＭＨｚ帯域、ＧＨｚ帯域の通信手段を使うこともできる。プラスチックを透過する赤外線ＬＥＤにより信号を送信し、赤外線フォトダイオードにより信号を受信して用いてもよい。このように、従来と比較して電力伝送性能が向上すると、送電部１０と受電部２０間の信号伝送が種々の方式を用いて実現できるようになる。

前述してきたような電力伝送装置の送電部１０は、電力伝送装置の受電部２０と組合せ、電力伝送装置の送電装置として使用できる。また、前述してきたような電力伝送装置の受電部２０は、電力伝送装置の送電部１０と組合せ、電力伝送装置の受電装置として使用できる。

上記の実施形態に述べてきたキャパシタの特性計測方法は、キャパシタに１ｋＨｚ以上の周波数の交流電流が流れる高周波電力回路に使用するキャパシタの性能評価方法となる。性能が良いと評価されたキャパシタは、本発明の実施形態の電力伝送装置以外にも使用できる。例えば、図２の回路の送電コイル１を加熱用コイル、受電コイル２を被加熱用の金属体とした誘導加熱器にも使用できる。現状の誘導加熱器は、図３７の送電部と同じ回路構成となっている。図３７の送電部においては、送電コイルが方形波で駆動される。そのため、送電コイル１の両端電圧波形と送電コイル１に流れる電流波形は正弦波とならず、送電コイル１と駆動用スイッチング素子Ｑ３にて電力損失が発生する。市販されている誘導加熱器の、電気−熱のエネルギー変換効率は約８５％となっている。しかし、誘導加熱器は１ｋＷ以上の大電力を消費するため、１５％の電力損失は、１５０Ｗに昇る。この１５０Ｗの電力の大半が、加熱コイルとスイッチング素子Ｑ３にて熱損失となる。誘導加熱器を、図２の送電部のような回路構成とすることにより、Ｑ１とＱ２の電力損失は殆どなくなり、加熱コイルでの電力損失のみとなる。

誘導加熱器は、１ｋＷ以上の電力が消費されるのは前述した通りである。したがって、図３７の送電部と同じ回路構成の誘導加熱器であっても、加熱コイルに並列にキャパシタを接続した並列共振回路では、並列回路に理論上は無限大の電流が流れる。前述の図３７に示す電力伝送装置とは異なり、誘導加熱器においては、本発明の実施形態における力率改善用キャパシタと同じ特性を持つものを使用するのが好ましい。

同じく、図３に示すキャパシタ電圧のゼロ点よりのシフト比Ｓの計測回路は、電力回路用キャパシタの性能評価用装置として使用できる。図２０に示す誘電吸収Ｋ、誘電吸収の対称性Ｋｒを計測する回路も同様である。さらに、図２４に示すキャパシタの温度計測回路、図２７に示すＡ／Ｄ変換回路７５も、電力回路用キャパシタの性能評価用装置として使用できる。これらの装置を用いて、電力伝送装置のみならず、電力回路に使用されるキャパシタの性能評価ができる。特に、キャパシタに５ｋＨｚ以上の交流電流が流れる電力回路に使用するのに最適なキャパシタを選べるようになる。

また、上記に説明した各キャパシタの実効抵抗やインダクタンスの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、計測は、１、２、４、１０の各点でしか計測できないので、中間点は、グラフにより補間している。交流波形計測には、ケンウッドのオシロスコープ、ＣＳ−５３７０を使用した。交流波の図には、ピーク値をカーソルで計測後にグラフに数値として記入してある。ＣＳ−５３７０は、電力伝送性能の計測にも使用している。例えば、受電コイルに接続された無誘導負荷抵抗の両端電圧を計測し、無誘導負荷抵抗に伝達されている実効電力を求めている。

以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。

この発明の電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置は、送電部から受電部に、電線や機械的接点を用いずに電力を伝送するのに利用できる。この発明の高周波電力回路に使用するキャパシタの性能評価方法および評価装置は、高周波電力回路に使用するキャパシタの性能を判断するのに利用できる。

本発明の一実施形態である電力伝送装置のブロック図である。 図１の送電制御回路に含まれる直流−交流変換回路の回路図である。 図１の送電部を構成する回路図である。 図３の回路中に存在する抵抗成分を含めた等価回路図である。 インピーダンスを計測する原理を示す回路図である。 キャパシタの静電容量の時間変化を示すグラフである。 キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと昇圧比Ｈの関係を示すグラフである。 図３の回路に、抵抗Ｒ３を直列に装備した回路図である。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを図３に装備したときの、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの電圧波形である。 セラミックキャパシタＣ１ｓを図３に装備したときの、セラミックキャパシタＣ１ｓの電圧波形である。 図８の回路における、キャパシタ両端の電圧波形である。 キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと、キャパシタ両端の正弦波電圧波形のゼロ点からのシフト比Ｓとの関係を示すグラフである。 キャパシタ両端の正弦波電圧波形のゼロ点からのシフト比Ｓと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの誘電正接ｔａｎδと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 セラミックキャパシタＣ１ｓの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。 セラミックキャパシタＣ１ｓの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。 キャパシタの誘電吸収特性を計測する回路図である。 キャパシタの誘電吸収Ｋｐと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの誘電吸収Ｋｎと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの誘電吸収Ｋｐ、Ｋｎの比であるＫｒと、電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタに流れる電流により、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる発熱を計測する回路の一例である。 キャパシタに流れる電流によって、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによるキャパシタの発熱を計測する回路のその他の例である。 キャパシタの温度上昇と電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの性能を計測するその他の実施形態を表すブロック図である。 図２７における積分回路の出力の電圧波形を示す図である。 Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｚと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｐと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｎと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 Ａ／Ｄ変換器の表示ＤｐとＤｎの差Ｄｄと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃのインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 セラミックキャパシタＣ１ｓのインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 本発明の実施形態におけるキャパシタの構成を示す一例である。 本発明の実施形態におけるキャパシタの構成を示す他の例である。 本発明の電力伝送装置の他の実施形態を示す回路図である。 図３７における、コイルの両端波形を示す図である。 本発明の電力伝送装置のその他の実施形態を示すブロック図である。 複数のキャパシタを接続する回路図である。 本発明の実施形態の電力伝送装置に、信号伝送機能を付加した図である。 電力伝送装置の構成を示す従来例である。 図４２において、送電部から送電コイルを見たときの簡略化した等価回路である。 図４２において、送電コイルに力率改善用キャパシタを付加したときの、送電部から送電コイルを見たときの簡略化した等価回路である。 キャパシタの等価回路図である。

符号の説明

１ 送電コイル、２ 受電コイル、３ 送電制御回路、４ 受電制御回路、１０ 送電部、１１ 送電制御回路、１２ 直流電源、１３ 交流電源、１４，２０１ 制御回路、１５，２５ 信号送受信回路、１７ 通信ライン、２０ 受電部、２１ 負荷、３０ オシロスコープ、４１ 交流定電流源、４２ 交流電圧計、６１ オペアンプ、６２ 直流電圧計、６３，６４，６５ スイッチ、８１，８２，８３，８４，キャパシタ、８５ 箔状金属、８６ 箔状誘電材料、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ スイッチング素子、Ｃ，Ｃ１〜Ｃ３，Ｃｃ，Ｃｄ、Ｃｐ キャパシタ、Ｃ１ｃ ポリプロピレンキャパシタ、Ｃ１ｈ，Ｃ１ｓ セラミックキャパシタ、Ｌｓ 基準インダクタンス、Ｒｃ，Ｒｉ 実効直列抵抗、Ｒ１〜Ｒ４，Ｒｈ 抵抗、Ｚｓ 交流電源の内部インピーダンス。

Claims (28)

1. 送電部と受電部が分離可能なように構成され、
   直流電力を交流電力に変換する電力変換手段である交流電源と、送電コイルとを少なくとも含む送電部と、
   負荷と、受電コイルとを少なくとも含む受電部とから成り、
   前記送電コイルと、前記受電コイルとを誘導結合させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
   前記送電コイルと、前記受電コイルとが誘導結合しているときに、前記送電コイルと前記受電コイル間の結合係数が０．９以下であり、
   前記送電コイルの両端が、前記結合係数に起因する残留インダクタンスを持ち、
   前記交流電源と前記送電コイルとの間、
   前記負荷と前記受電コイルとの間、
   の少なくとも一方に、前記残留インダクタンスによる前記送電コイルの正のリアクタンス成分を打ち消して力率を改善するための、少なくとも１個の無極性のキャパシタを直列接続した直列回路を含み、
   前記キャパシタの誘電吸収をＫとすると、前記Ｋが１％以下であり、
   前記送電部は１０ｋＨｚ以上の周波数で前記受電部に電力を送電する、電力伝送装置。
2. 前記キャパシタの所定の周波数における誘電正接ｔａｎδが１％以下である、請求項１に記載の電力伝送装置。
3. 前記誘電正接ｔａｎδは、２００ｋＨｚにおける値が１％以下である、請求項２に記載の電力伝送装置。
4. ０℃から８０℃の間で、前記キャパシタの静電容量の温度変化が±５％以下である、請求項１から３のいずれかに記載の電力伝送装置。
5. 前記キャパシタに交流定電流を流したときに、
   前記キャパシタの両端電圧の変動が、
   電流を流し始めた５秒後以降、±０．１％である、
   電流を流し始めた後５分間の計測時間で静電容量の変動率が、１％以下、
   電流を流し始めた後１分間の計測時間で静電容量の変動率が０．２％以下、
   のうち、少なくとも１つの条件を満足する、請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置。
6. 前記交流電源の出力電圧は、ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波であり、
   前記キャパシタのリアクタンスＸｃと、前記送電コイルのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数をｆｒ、とすると、
   前記交流電源の出力周波数はｆｒに設定されており、
   前記出力周波数ｆｒにおいて、
   前記キャパシタの両端電圧の、前記ゼロ電位に対する正のピーク値をＶｐ、
   前記キャパシタの両端電圧の、前記ゼロ電位に対する負のピーク値をＶｎ、
   ＶｐとＶｎの比を、Ｖｐ／Ｖｎ、
   所定係数をＢ、としたときに、
   前記キャパシタが、少なくとも、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、を満足している、請求項１に記載の電力伝送装置。
7. 交流電源と、基準コイルとに前記キャパシタを直列に接続した直列共振回路において、
   前記交流電源の出力周波数は、前記基準コイルのインダクタンスと前記キャパシタの静電容量とで決まる共振周波数に設定されており、
   前記直列共振回路のＱをＱｒ、
   前記直列共振回路に共振電流が流れているときの、前記交流電源の出力電圧をＶｔ、
   前記キャパシタの両端電圧をＶｃ、
   前記Ｖｔを前記Ｖｃに昇圧する昇圧比をＨとし、Ｈ＝Ｖｃ／Ｖｔ、とすると、
   Ｈ＞０．９×Ｑｒ、を満足する、請求項１に記載の電力伝送装置。
8. 前記キャパシタの２端子のうち、一方の端子に正の電圧を印加したときの誘電吸収を、Ｋｐ、
   前記一方の端子に負の電圧を印加したときの誘電吸収を、Ｋｎ、
   Ｋｐ＞Ｋｎ、であるときに、
   前記Ｋｐと前記Ｋｎの比Ｋｒを、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、
   Ｋｐ＜Ｋｎ、であるときに、
   前記Ｋｒを、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とし、
   前記キャパシタが、１＜Ｋｒ＜１．５、を満足している、請求項１に記載の電力伝送装置。
9. 前記キャパシタにより積分回路を構成し、
   前記積分回路は、
   所定値の同一値の定電流を正逆双方向に流せる電流源と、
   前記キャパシタの両端電圧をゼロにする初期化手段と、
   前記積分時間を計測するための基準パルスを少なくとも１０００カウント以上計測するパルス数計測手段と、を含み、
   前記初期化手段により、前記キャパシタの初期電圧をゼロとしたときに、前記パルス数計測手段のパルス計測値がゼロに初期化された後、
   前記キャパシタに、正方向の前記定電流Ｉｐを所定時間Ｔの間流し、
   前記所定時間Ｔの経過後に、前記キャパシタに、負方向の所定の定電流Ｉｎを流し、
   前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｎ、とすると、
   ｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、
   前記所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、
   前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、としたときに、
   前記ＮｎとＮとの差の絶対値が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する、請求項１に記載の電力伝送装置。
10. 前記キャパシタに、負方向の前記定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、
    前記所定時間Ｔの経過後に、前記キャパシタに、正方向の所定の定電流Ｉｐを流し、前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｐ、とすると、
    ｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、
    前記所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、
    前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｐのパルスカウント数をＮｐ、としたときに、
    前記パルスカウント数ＮｐとＮとの差の絶対値が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する、請求項９に記載の電力伝送装置。
11. 前記キャパシタに、負方向の前記定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、
    前記所定時間Ｔの経過後に、前記キャパシタに、正方向の所定の定電流Ｉｐを流し、前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｐ、とすると、
    ｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、
    前記所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、
    前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｐのパルスカウント数をＮｎ、としたときに、
    前記Ｎｐと前記Ｎｎの差の絶対値が、０．００３×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する、請求項９に記載の電力伝送装置。
12. 前記送電コイルの実効直列抵抗をＲｉ、前記キャパシタの実効直列抵抗をＲｃとしたときに、
    前記送電部は、Ｒｉ＞Ｒｃ、を満足する最低周波数以上で前記電力を伝送する、請求項１から１１のいずれかに記載の電力伝送装置。
13. 前記キャパシタは、少なくとも１個の単体キャパシタ、あるいは複数のキャパシタを直列、並列、または直並列に接続した少なくとも１個の合成キャパシタから成る、請求項１に記載の電力伝送装置。
14. 前記キャパシタの静電容量が、０．４７μＦ以下のときに、
    前記キャパシタは、少なくとも１個の単体キャパシタ、あるいは複数のキャパシタを直列、並列、または直並列に接続した少なくとも１個の合成キャパシタから成る、請求項１３に記載の電力伝送装置。
15. 前記キャパシタを構成する各キャパシタの少なくとも１個に、キャパシタンス微調整用の、少なくとも１個のキャパシタＣｃが並列に接続された、請求項１３に記載の電力伝送装置。
16. 前記直並列に接続された合成キャパシタは、前記複数のキャパシタの直列接続数および並列接続数が全て同一であり、
    かつ、前記各キャパシタのキャパシタンスの公称値が±２０％以内に選ばれている、請求項１３に記載の電力伝送装置。
17. 前記各キャパシタは、誘電材料と金属箔を巻回されて構成されているか、
    あるいは誘電材料と金属箔を積層して構成されたキャパシタである、請求項１に記載の電力伝送装置。
18. 前記誘電材料と前記金属箔からなる単層１ｃｍ^２当りの静電容量が、１０００ｐＦ以下のキャパシタである、請求項１７に記載の電力伝送装置。
19. 前記誘電材料の比誘電率が４以下で、
    前記誘電材料の箔厚が１．５μｍ以上である、請求項１７に記載の電力伝送装置。
20. 前記誘電材料は、
    ポリイミド、ポリエチレンテレフタレート、ポリカーボネート、ポリスルフォン、ポリフェニレンスルフィド、ポリフッ化ビニリデン、の各ポリマー、
    一般式が、Ｃ_２Ｒ_４、で表されるオレフィン系のモノマーであって、前記、Ｃ_２Ｒ_４、中のＲは、Ｈを含む官能基からなるモノマーの付加重合体であるポリマー、
    あるいは上記に記載の各ポリマーのうち、少なくとも２つの混合物、
    のいずれかである、請求項１７から１９のいずれかに記載の電力伝送装置。
21. 前記送電部から前記受電部に信号を伝送する信号伝送手段と、前記受電部から前記送電部に信号を伝送する信号伝送手段のうち、少なくとも一方の手段を備えた、請求項１から２０のいずれかに記載の電力伝送装置。
22. 少なくとも前記送電部の前記送電コイルに前記キャパシタが接続された請求項１に記載の電力伝送装置の送電部から成る送電装置であって、
    前記送電部は、前記受電部に電力を送電する、電力伝送装置の送電装置。
23. 少なくとも前記送電部の前記送電コイルに前記キャパシタが接続された請求項１に記載の電力伝送装置の受電部から成る受電装置であって、
    前記受電部は、前記送電部より電力を受電する、電力伝送装置の受電装置。
24. 高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価方法であって、
    前記キャパシタを含む積分回路に基準電流を与えて、前記積分回路による積分を開始後、積分回路の出力がピーク値に達するまでの積分時間を計数する過程と、
    前記ピーク値に達してから逆積分を開始後に積分回路の出力がゼロになるまでの逆積分時間を計数する過程と、
    前記計数した積分時間と逆積分時間とを比較する過程と、
    前記積分時間と前記逆積分時間との計数偏差が所定値以内であれば、キャパシタの性能が高いと評価する過程とを含む、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法。
25. 前記積分回路の入力端を短絡して、前記積分および前記逆積分を行なって前記偏差の補正値を取得する過程と、
    前記積分回路に正の基準電流を与えたときに得られる前記積分時間、および前記正の基準電流と同一値の負の基準電流を与えたときに得られる前記逆積分時間とに基づいて得られる第１の偏差を前記補正値で補正する過程と、
    前記積分回路に負の基準電流を与えたときに得られる前記積分時間、および前記負の基準電流と同一値の正の基準電流を与えたときに得られる前記逆積分時間とに基づいて得られる第２の偏差を前記補正値で補正する過程とを含み、
    前記評価する過程は、前記補正された第１の偏差と、前記補正された第２の偏差とに基づいて、前記キャパシタの性能を評価する、請求項２４に記載の高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法。
26. 高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価装置であって、
    前記キャパシタを含む積分回路と、
    前記積分回路に基準電流を与えるため、前記積分回路の入力端子に印加される基準電圧を、前記基準電流に変換する、電圧−電流変換手段と、
    前記入力端子に印加された正の基準電圧値、または負の基準電圧値を、所定分解能のデジタル値で出力するＡＤ変換手段と、
    正の基準電圧を前記入力端子に与えたときの積分時間と、負の基準電圧を与えて逆積分したときの逆積分時間との偏差、
    負の基準電圧を前記入力端子に与えたときの積分時間と、正の基準電圧を与えて逆積分したときの逆積分時間との偏差、
    のうち少なくとも一方の偏差を求めるため、前記所定分解能のデジタル値を出力する手段と、を少なくとも備える、高周波電力回路用キャパシタの性能評価装置。
27. 高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価方法であって、
    基準コイルと、
    ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波である出力電圧を出力し、出力周波数が、評価するキャパシタのリアクタンスＸｃと、前記基準コイル単体のリアクタンスＸｉが等しくなる点に設定された交流電源とを含み、
    前記ゼロ電位に対する前記キャパシタの両端電圧の、
    正のピーク値Ｖｐを計測する過程と、
    負のピーク値Ｖｎを計測する過程と、
    前記Ｖｐと前記Ｖｎの比を、Ｖｐ／Ｖｎ、としたときに、
    Ｖｐ／Ｖｎ、の数値が所定値以内であれば性能が高いと評価する過程とを含む、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法。
28. 高周波電力回路用のキャパシタの性能を評価する性能評価装置であって、
    基準コイルと、
    ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波である出力電圧を出力し、出力周波数が、評価するキャパシタのリアクタンスＸｃと、前記基準コイル単体のリアクタンスＸｉが等しくなる点に設定された交流電源とを含み、
    前記ゼロ電位に対する前記キャパシタの両端電圧の、
    正のピーク値Ｖｐを計測する手段と、
    負のピーク値Ｖｎを計測する手段と、を少なくとも含む、高周波電力回路用キャパシタの性能評価装置。
    

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