JPWO2007029438A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率、高力率、無負荷依存性を備えた非接触給電装置を提供する。【解決手段】交流電源３で駆動される一次巻線１に直列コンデンサＣｓ１を接続し、二次巻線２に並列コンデンサＣｐ２を接続し、電源周波数ｆ０、一次巻線１の一次漏れリアクタンスｘ１、二次巻線２の一次側に換算された二次漏れリアクタンスｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスｘ０とするとき、Ｃｐの値を、Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋ｘ２）｝一次側に換算したＣｓの値を、Ｃｓ≒（ｘ０＋ｘ２）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)｝に設定する。このようにＣｐ及びＣｓの値を設定すると、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。電圧形インバータで駆動すれば、出力電圧（＝負荷電圧）は負荷の値が変わってもほぼ定電圧となり、抵抗負荷（ＺＬ＝Ｒ）の場合には、負荷の値が変わっても、電源出力の力率は常にほぼ１となる。

Description

この発明は、非接触で移動体あるいは電気機器に給電を行う非接触給電装置に関する。

工場の搬送車やエレベータなどの移動体に対して、非接触で電力を供給すれば、トロリー給電方式における接点磨耗や接点火花の問題、ケーブル給電方式におけるケーブルの保持やからまりなどの問題がなくなり、保守も容易になる。そのため、近年、トランスの原理を応用して、電磁誘導作用により一次巻線から二次巻線に非接触で電力を給電する非接触給電装置が開発され、実用化されている。

図２５は、移動体に非接触給電を行うために開発された装置を示している。この装置は、周波数ｆ０の交流を出力する交流電源と、移動体の移動経路に設置され、トランスの一次巻線として作用する給電線５と、一次巻線と共に並列共振回路を構成するコンデンサＣｐ１とを備えており、移動体側が、給電線５から非接触で電力を取得するピックアップ６と、ピックアップ６内に保持された二次巻線２と、二次巻線２のコア７と、移動体の負荷ＺＬと、二次巻線２と共に並列共振回路を構成するコンデンサＣｐ２とを備えている。
この装置では、電力が交流電源から給電線５に出力され、給電線５に非接触の二次巻線２を通じて、移動体の負荷ＺＬに供給される。

また、図２６は、コードレス化された家電製品や携帯機器の充電のために採用されている非移動型非接触給電装置を示している。この装置は、一次巻線１及び二次巻線２のそれぞれがコア７に巻回されており、一次巻線１から、家電製品や携帯機器側の二次巻線２に、電磁誘導作用により電力が送られる。
また、図２７は、図２５の非接触給電装置において、移動体側に、さらにダイオード整流器４０と平滑コンデンサＣとを設け、負荷ＺＬに対して直流を給電する装置を示している。この装置では、二次巻線２の交流出力が、ダイオード整流器４０で直流に変換されて負荷ＺＬに供給される。
また、図２８は、図２６の非移動型非接触給電装置において、家電製品や携帯機器側の二次側にダイオード整流器４０と平滑コンデンサＣとを設け、負荷ＺＬに対して直流を給電する装置を示している。

これらの非接触給電装置は、トランスと同じ等価回路で表すことができるが、密結合トランスと違って、一次側と二次側との間に空隙が存在するため、結合係数が低く、大きな漏れインダクタンスが発生する。その解決に向け、従来の非接触給電装置では、共振回路を用いて変換効率の改善を図っている。

従来の非接触給電装置の共振回路について説明する。
なお、この明細書及び図面では、一次巻線の巻数をＮ１、二次巻線の巻数をＮ２、巻数比をｎ＝Ｎ１／Ｎ２ で表す。
図２９（ａ）は、下記非特許文献１に記載された非接触給電装置の回路構成であり、一次側及び二次側に並列共振回路が設けられている。図２９（ａ’）は、この回路の等価回路であり、トランスをＴ形等価回路で表している。
この等価回路では、電源出力の角周波数をω０（＝２πｆ０）、そのときのトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０で表している。従って、一次漏れインダクタンスをｌ１、一次側に換算された二次漏れインダクタンスをｌ２、一次側に換算された励磁インダクタンス（相互インダクタンス）をｌ０とすると、ｘ１、ｘ２、ｘ０は（数１）〜（数３）の関係にある。
ｘ１＝ω０ ×ｌ１ （数１）
ｘ２＝ω０ ×ｌ２ （数２）
ｘ０＝ω０ ×ｌ０ （数３）

また、ｘＰ１は、電源出力の角周波数がω０（＝２πｆ０）のときの一次側コンデンサの容量リアクタンス、ｘＰ２は、そのときの一次側に換算された二次側コンデンサの容量リアクタンスである。一次側コンデンサの値をＣｐ１、二次側コンデンサの一次側に換算した値をＣｐ２とすると、ｘＰ１及びｘＰ２は（数４）（数５）の関係にある。
ｘＰ１＝１／（ω０×Ｃｐ１） （数４）
ｘＰ２＝１／（ω０×Ｃｐ２） （数５）
なお、一次側に換算されていない実際の二次側コンデンサの値をＣｐ２’とすると、
Ｃｐ２’＝ｎ²×Ｃｐ２ （数６）
の関係にある。また、一次側に換算されていない励磁インダクタンス（相互インダクタンス）をｌ０’とすると、
ｌ０＝ｎ×ｌ０’ （数７）
の関係にあり、また、一次巻線の自己インダクタンスをＬ１、一次側に換算されていない二次巻線の自己インダクタンスをＬ２とすると、
ｌ１＝Ｌ１−ｌ０ （数８）
ｌ２＝（ｎ²×Ｌ２）−ｌ０ （数９）
の関係にある。ここで、ｎは巻数比であり、巻数比がｎ＝１であれば、一次側に換算されていない値と換算した値とは同じ値になる。

非特許文献１の方式では、一次側のコンデンサが一次巻線の自己インダクタンスと共振回路を構成し（つまり、ｘＰ１＝ｘ０＋ｘ１となるように)、また、二次側のコンデンサが二次巻線の自己インダクタンスと共振回路を構成するように（つまり、ｘＰ２＝ｘ０＋ｘ２ となるように）、各部の値を設定している。

また、図２９（ｂ）は、電流形インバータのように、周波数ｆ０の電流を出力する電流源を電源として用いることにより、一次側の共振回路を省略した回路構成を示している。図２９（ｂ’）は、その等価回路であり、ｘ１、ｘ２、ｘ０、ｘＰ２は、図２９（ａ’）の場合と同じ意味を持つ。

また、図２９（ｃ）は、下記非特許文献２に記載された非接触給電装置の回路構成を示し、図２９（ｃ’）は、その等価回路を示している。この装置は、二次側に、一次側に換算した値がＣｓ２の二次側コンデンサを有している。この二次側コンデンサの一次側に換算した容量リアクタンスｘＳ２は、電源出力の角周波数がω０（＝２πｆ０ ）であるとき、Ｃｓ２に対して（数１０）の関係にある。
ｘＳ２＝１／（ω０×Ｃｓ２） （数１０）
また、一次側に換算されていない実際の二次側コンデンサの値をＣｓ２’とすると、
Ｃｓ２’＝ｎ²×Ｃｓ２ （数１１）
の関係にある。なお、図２９（ｃ’）のｘ１、ｘ２、ｘ０は、図２９（ａ’）の場合と同じ意味を持つ。
非特許文献２の方式では、励磁リアクタンスｘ０を無視して、一次漏れリアクタンスｘ１と二次漏れリアクタンスｘ２と二次側コンデンサとが直列共振回路を構成するようにコンデンサＣＳ２を設定している（つまり、ｘＳ２＝ｘ１＋ｘ２とする)。

また、図２９（ｄ）は、下記特許文献１に記載された非接触給電装置の回路構成を示し、図２９（ｄ’）は、その等価回路を示している。図２９（ｄ’）のｘ１、ｘ２、ｘ０、ｘＰ１、ｘＳ２は、図２９（ａ’）及び図２９（ｃ’）の場合と同じ意味を持つ。
特許文献１の方式では、励磁リアクタンスｘ０と二次漏れリアクタンスｘ２と二次側コンデンサＣｓ２とで直列共振回路を構成し（つまり、１／（ω０×Ｃｓ２）＝ｘＳ２＝ｘ０＋ｘ２とする)、さらに、前記直列共振回路が電源出力の基本周波数に同調して共振するようにＣｐ１の値を選択する。

この等価回路では、１／（ω０×Ｃｓ２）＝ｘＳ２＝ｘ０＋ｘ２としているため、負荷が抵抗Ｒ（ＺＬ＝Ｒ）の場合に、図２９（ｄ’）のＡＡ’より右の回路のインピーダンスＺＡが、
ＺＡ＝ｘ０²／Ｒ＋ｊ（ｘ０＋ｘ１） (数１２)
になる。特許文献１には、さらにＺＡ を、合成負荷抵抗Ｒ”と合成インダクタンスとの並列回路に変換し、その回路がＣｐ１と並列共振回路を構成するようＣｐ１の値を決めると、Ｃｐ１を含む回路全体が簡素な等価回路に転換できると記述され、そのときの合成負荷抵抗Ｒ”が（数１３）で与えられると記述されている。
Ｒ”＝Ｒ（ｘ０＋ｘ１）²／ｘ０² （数１３）
しかし、この式には、後述するように、ｘ０²／Ｒが抜けている。
特開２００２−３２０３４７号公報 A.W.Green and J.T.Boys, "10kHz Inductively Coupled Power Transfer - Concept and Control", Power Electronics and Variable-Speed Drives,26-28 Oct., 1994, Conf. Publication No. 399, IEE 綾野,長瀬,稲葉,「高効率非接触給電措置の検討」,電気学会論文誌D, 123 巻, 3 号, 2003

非接触給電装置は、結合係数が低く、漏れインダクタンスが大きいため、高周波電源を採用し、また、直列あるいは並列のコンデンサを追加して共振回路を構成し、二次電圧（出力電圧）を高くすると共に、一次の入力力率を１に近づけて無効電流を減らし、効率向上と電源及び非接触給電装置の小型化を図っている。
また、非接触給電装置は、一般に負荷が変動する用途に多く用いられるため、負荷変動の影響を受けにくく（即ち、“無負荷依存性”を持ち）、常に効率が高く安定な回路が望まれている。
また、どのような非接触給電装置に対しても適用可能で、良好な特性（高効率、高力率、無負荷依存性）を持つ共振回路の構成とその設計法の確立が望まれている。

これらの観点から上記従来技術の問題点について述べる。
図２９（ａ）の方式や図２９（ｃ）の方式は、図２９（ａ’）や（ｃ’）に示すトランスの等価回路の一部を省略あるいは簡略化して共振回路のコンデンサの値を決めており、このような省略や簡略化が可能なトランス定数を持つ場合でないと良好な特性は得られず、一般性に欠けると言う問題がある。特性改善の余地もあると思われる。
図２９（ｂ）の方式は、電源出力の力率が悪く、電源の利用効率に問題がある。

図２９（ｄ）の方式は、等価回路を省略することなく共振回路を決定しており、抵抗負荷の場合（即ち、線形負荷の場合）には入力力率が１になる。しかし、共振回路を構成するコンデンサの値の決定法には改善の余地がある。この方法では、２次巻線（ｘ０とｘ２）とコンデンサ（Ｃｓ２）とからなる直列共振回路が電源出力の基本周波数と同調して共振するように一次側コンデンサＣｐ１の値を選択しているが、それに従えば、Ｃｓ２の値は、１／（ω０×Ｃｓ２）＝ｘＳ２＝ｘ０＋ｘ２の関係を満たすように、また、Ｃｐ１の値は、（数１４）の関係を満たすように設定する必要がある。
１／(ω０×Ｃｐ１)＝ｘＰ１
＝ｘ０＋ｘ１＋ｘ０⁴／｛Ｒ²（ｘ０＋ｘ１）｝ （数１４）
この関係は、図２９（ｄ’）の等価回路で電源より右のインピーダンスを求め、そのｊ成分が０になる条件から導くことができる。

(数１４)は、負荷Ｒの値が変わる場合に、Ｃｐ１の値も変更する必要があることを示しており、Ｃｐ１の値を固定にすると、負荷Ｒの変動により特性が劣化する恐れがある。
また、等価回路に（数１２）及び（数１４）の値を代入して、電源から見た負荷のインピーダンスＺを算出すると、（数１５）に示す値となる。
Ｚ＝ｘ０²／Ｒ＋Ｒ（ｘ０＋ｘ１）²／ｘ０² （数１５）
（（数１５）と（数１３）とを比較して分かるように、特許文献１の記述では、ｘ０²／Ｒが抜けている。）
このＺの値は、理想トランス特性とは異なる特性を示している。

本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、高効率、高力率、無負荷依存性を備えた非接触給電装置を提供することを目的としている。

本発明では、交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次巻線または二次巻線の一方に直列に接続する直列コンデンサと、一次巻線または二次巻線の他方に並列に接続する並列コンデンサとを設け、交流電源の周波数をｆ０とし、周波数ｆ０における一次巻線及び二次巻線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０とするとき、
一次側に換算した並列コンデンサの値Ｃｐを、
Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋Ｘ）｝
に設定し、一次側に換算した直列コンデンサの値Ｃｓを、
Ｃｓ≒（ｘ０＋Ｘ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)｝
（但し、Ｘは、並列コンデンサが、一次巻線に並列に接続されているときにはｘ１、二次巻線に並列に接続されているときにはｘ２とする）
に設定している。
このようにＣｐ及びＣｓの値を設定すると、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。

また、本発明の非接触給電装置では、
Ｃｓ０＝（ｘ０＋Ｘ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×ｘ２＋ ｘ２×ｘ０)｝
とするとき、直列コンデンサの値Ｃｓを、
（１−０．４）Ｃｓ０≦Ｃｓ≦（１＋０．４）Ｃｓ０
の範囲内に設定している。
直列コンデンサの値ＣｓがＣｓ０からずれると共に特性は劣化するが、±４０％程度までは使用可能な場合もある。

また、本発明の非接触給電装置では、
Ｃｐ０＝１／｛２πｆ０×（ｘ０＋Ｘ）｝
とするとき、並列コンデンサの値Ｃｐを、
（１−０．４）Ｃｐ０≦Ｃｐ≦（１＋０．４）Ｃｐ０
の範囲内に設定している。
並列コンデンサの値ＣｐがＣｐ０からずれると共に特性は劣化するが、±４０％程度までは使用可能な場合もある。

また、本発明では、交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次巻線に直列に接続された直列コンデンサと、二次巻線に並列に接続された並列コンデンサと、二次巻線と並列コンデンサとの間に直列接続されたインダクタと、並列コンデンサと並列に接続された負荷とを設け、交流電源の周波数をｆ０とし、周波数ｆ０における一次巻線及び二次巻線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０、一次側に換算されたインダクタのリアクタンスをｘａとするとき、
直列コンデンサの値Ｃｓを、
Ｃｓ≒（ｘ０＋Ｙ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×Ｙ＋Ｙ×ｘ０)｝
（但し、Ｙは、ｘ２＋ｘａとする）
に設定し、並列コンデンサの値Ｃｐを、二次巻線及びインダクタとともに共振回路を構成するように設定している。
このように、二次側にインダクタを加えることにより、二次電圧を適当な値に上げることができ、また、電源から見た負荷側のインピーダンスの周波数特性も調整できる。

また、本発明の非接触給電装置では、一次巻線に直列に接続された直列コンデンサと、二次巻線に並列に接続された並列コンデンサと、二次巻線と並列コンデンサとの間に直列接続された二次側直列コンデンサと、並列コンデンサと並列に接続された負荷とを設け、 交流電源の周波数をｆ０とし、周波数ｆ０における一次巻線及び二次巻線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０とするとき、
直列コンデンサの値Ｃｓを、
Ｃｓ≒（ｘ０＋Ｙ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×Ｙ＋Ｙ×ｘ０)｝
（但し、Ｙは、ｘ２とする）
に設定し、並列コンデンサ及び二次側直列コンデンサの値を、並列コンデンサと二次側直列コンデンサとを直列接続した全体のコンデンサの値Ｃｐが、二次巻線とともに共振回路を構成するように設定している。
このように、二次側の並列コンデンサを２つに分割することにより、二次電圧（負荷電圧）を適当な値に下げることができ、また、電源から見た負荷側のインピーダンスの周波数特性も調整できる。

また、本発明の非接触給電装置では、一次巻線及び二次巻線の少なくとも一方がコアに巻回されている。
巻線をフェライト等のコアに巻くことで非接触給電の効率が向上する。

また、本発明では、交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた同一形状のｍ個（ｍ＞１）の二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、 一次巻線に直列に接続された直列コンデンサＣｓと、二次巻線の各々に並列に接続されたｍ個の並列コンデンサＣｐとを設け、交流電源の周波数をｆ０とし、一次巻線と二次巻線とで構成されるｍ個のトランスの各々における周波数ｆ０での一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０とするとき、
二次巻線の各々に接続する並列コンデンサの一次側に換算した値Ｃｐを、
Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋ｘ２）｝
に設定し、直列コンデンサの値Ｃｓを、
Ｃｓ≒（ｘ０＋ｘ２）／｛ｍ×２πｆ０×（ｘ０×ｘ１／ｍ＋ｘ１×ｘ２／ｍ＋ｘ２×ｘ０）｝
に設定している。
このようにＣｐ及びＣｓの値を設定すると、二次巻線が複数の場合でも、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。そのため、二次側のピックアップの個数が複数の場合でもシステム全体が安定的に動作する。

また、本発明の非接触給電装置では、二次巻線に接続した並列コンデンサＣｐと、直流電力を供給する負荷との間に、インダクタを介して自励式コンバータを設置し、並列コンデンサＣｐを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を自励式コンバータで制御している。
このように、交流から直流への変換に自励式コンバータを用いる場合は、二次側交流の出力先が等価的に抵抗負荷となるように制御することができる。この場合、電源出力の力率は１となり、電源が定電圧源であれば、二次側交流出力の電圧は負荷に依存せず一定となる。

この非接触給電装置では、二次側交流出力の電圧の大きさ及び位相、並びにインダクタを流れる電流の大きさに基づいて、自励式コンバータの交流入力端子における交流電圧の大きさ及び位相を制御する。

自励式コンバータには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンバータまたは電圧形パルス幅制御コンバータを用いることができる。

また、本発明の非接触給電装置では、二次巻線に接続した並列コンデンサＣｐと、直流電力を供給する負荷との間に、ＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータを設置し、並列コンデンサＣｐを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率をＰＦＣコンバータで制御している。
このように、交流から直流への変換にＰＦＣコンバータを用いても、二次側交流の出力先が等価的に抵抗負荷となるように制御することができる。

ＰＦＣコンバータとしては、ダイオードブリッジと昇圧チョッパとから成る回路を用いることができる。

本発明の非接触給電装置は、共振回路を構成するコンデンサＣｓ１及びＣｐ２が負荷に依存せず、無負荷依存性を備えている。
また、抵抗負荷の場合には、負荷の値が変わっても、電源出力の力率は常に１であり、高力率を有し、変換効率が高い。また、負荷がリアクタンス分を持つ場合であっても電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じになる。

また、二次電圧及び二次電流が、一次電圧、一次電流、漏れリアクタンス及び励磁リアクタンスだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡単に推定でき、非接触給電システムの設計が容易である。

また、本発明の非接触給電装置は、二次側のピックアップの個数が複数の場合でもシステム全体が安定的に動作する。

また、本発明の非接触給電装置は、二次側交流出力を直流に変換して負荷に供給する場合でも、二次側出力の定電圧特性や高力率特性を維持することができる。

本発明の第１の実施形態における非接触給電装置の回路構成図 本発明の第１の実施形態における非接触給電部の等価回路 本発明の第１の実施形態における非接触給電部の抵抗を省略した等価回路 本発明の第１の実施形態における非接触給電装置の基本構成（ａ）と等価回路（ｂ） 本発明の第１の実施形態における非接触給電部と等価な理想トランス回路 本発明の第１の実施形態における装置の特性を示す波形図 本発明の第２の実施形態における非接触給電装置の回路構成図 本発明の第２の実施形態における装置の非接触給電部の抵抗を省略した等価回路 本発明の第２の実施形態における非接触給電装置の基本構成（ａ）と等価回路（ｂ） 本発明の第１の実施形態における装置の電源から見たインピーダンスＺの周波数特性（ａ）と、第２の実施形態における装置の同周波数特性（ｂ）を示す図 本発明の第３の実施形態における非接触給電装置の回路構成図 本発明の第４の実施形態における非接触給電装置の回路構成図 本発明の第６の実施形態における移動型非接触給電装置を示す図 本発明の第６の実施形態における非接触給電部の等価回路 共振コンデンサ付きトランスの出力電圧を整流器で直流電圧に変換して負荷に供給する場合の等価回路 本発明の第６の実施形態における非接触給電装置の回路構成図 本発明の第６の実施形態におけるインダクタ周辺の等価回路 本発明の第６の実施形態における非接触給電部の交流電圧と電流との関係を示すベクトル図 本発明の第６の実施形態におけるＰＷＭコンバータの制御回路を示す図 本発明の第６の実施形態におけるＰＷＭコンバータでの制御方式を説明する図 本発明の第６の実施形態における電圧形パルス幅制御コンバータでの制御方式を説明する図 本発明の第６の実施形態における非接触給電装置のローパスフィルタを挿入した場合の回路構成図 本発明の第７の実施形態における非接触給電装置の回路構成図 本発明の第７の実施形態におけるＰＦＣコンバータでの制御方式を説明する図 従来の移動型非接触給電装置を示す図 従来の非移動型非接触給電装置を示す図 従来の直流を給電する移動型非接触給電装置を示す図 従来の直流を給電する非移動型非接触給電装置を示す図 従来の非接触給電装置の基本構成と等価回路

符号の説明

１ 一次巻線
２ 二次巻線
３ 高周波交流電源
４ 電圧形インバータ
５ 給電線
６ ピックアップ
７ コア
８ 整流器
９ 正弦波出力インバータ
１０ 非接触給電部
２４ ローパスフィルタ
２５ ＰＦＣコンバータ
２６ 昇圧チョッパ
３１ 整流器
３２ 平滑コンデンサ
４０ ダイオード整流器
４１ 共振コンデンサ付きトランス
４２ インダクタ
４３ 自励式コンバータ
５１ 電圧・位相検出回路
５２ 電流検出回路
５３ 電圧検出回路
５４ 自励式コンバータ制御回路
５５ ゲート駆動回路
６１ ピックアップ
６２ ピックアップ
Ｃｓ１ 一次側直列コンデンサ
Ｃｐ２ 二次側並列コンデンサ
Ｃｐ１ 一次側並列コンデンサ
Ｃｓ２ 二次側直列コンデンサ
Ｃｐ２ａ 二次側並列コンデンサ
Ｃｐ２ｂ 二次側並列コンデンサ
Ｉ１ 一次電流
Ｉ２ 一次側に換算された二次電流
Ｌａ インダクタ
Ｖ１ 一次電圧
Ｖ２ 一次側に換算された二次電圧
Ｖ_AC 三相交流電源
ＺＬ 負荷
ｒ０ 一次側に換算された励磁抵抗（鉄損）
ｒ１ 一次巻線抵抗
ｒ２ 一次側に換算された二次巻線抵抗
ｘ０ 一次側に換算された励磁リアクタンス
ｘ１ 一次漏れリアクタンス
ｘ２ 一次側に換算された二次漏れリアクタンス
ｘＰ１ 一次側並列コンデンサのリアクタンス
ｘＰ２ 二次側並列コンデンサのリアクタンス（一次側に換算された値）
ｘＳ１ 一次側直列コンデンサのリアクタンス
ｘＳ２ 二次側直列コンデンサのリアクタンス（一次側に換算された値）

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における非接触給電装置の回路構成を示している。
この装置は、高周波交流電源３と、高周波交流電源３から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部１０とを備えている。高周波交流電源３は、三相交流電源Ｖ_ACと、三相交流を整流する整流器３１と、平滑コンデンサ３２と、整流された電流を用いて高周波電圧を発生する電圧形インバータ４とを備えており、非接触給電部１０に数ｋ〜１００ＫＨＺ程度の交流を供給する。また、非接触給電部１０は、トランスを構成する一次巻線１及び二次巻線２と、一次巻線１に直列に接続された一次側コンデンサＣｓ１と、二次巻線２に並列に接続された二次側コンデンサＣｐ２と、電力が供給される負荷ＺＬとを備えている。

電圧形インバータ４は、よく知られているように、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等から成る４つの主スイッチと、各主スイッチに接続された４つの還流ダイオード（不図示）とを具備し、主スイッチは、インバータから方形波や略正弦波形の交流を出力するようにオン・オフ制御される。なお、図１では還流ダイオードの記載を省略している（図１１及び図１２についても同様である）。

図２は、トランスをＴ形等価回路で表した非接触給電部１０の等価回路である。この等価回路では、一次側の入力電圧をＶ１、入力電流をＩ１、一次側コンデンサＣｓ１の容量リアクタンスをｘＳ１、一次巻線１の巻線抵抗（銅損）をｒ１、一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された二次巻線２の巻線抵抗をｒ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０、一次側に換算されたトランスの鉄損を表す抵抗をｒ０、一次側に換算された二次側コンデンサＣｐ２の容量リアクタンスをｘＰ２、一次側に換算された出力電圧をＶ２、一次側に換算された出力電流をＩ２で表している。

巻線抵抗ｒ１、ｒ２や鉄損を表す抵抗ｒ０が、それぞれ漏れリアクタンスｘ１、ｘ２や励磁リアクタンスｘ０に比べ十分小さい場合、即ち、ｒ１＜＜ｘ１、ｒ２＜＜ｘ２、ｒ０＜＜ｘ０の場合、等価回路は、図２から巻線抵抗ｒ１、ｒ２と鉄損ｒ０とを省略して、図３のように表すことができる。また、図４は、この場合の基本構成（ａ）及び等価回路（ｂ）を、従来の方式と比較できる形で表している。

この非接触給電装置では、一次巻線１と直列にコンデンサＣｓ１を、二次巻線２と並列にコンデンサＣｐ２を入れ、Ｃｐ２の値は、交流電源３の周波数において二次巻線２の自己インダクタンスと共振回路を構成するように設定する。即ち、図３または図４（ｂ）の等価回路において、Ｃｐ２を（数１６）のように決める。
１／（ω０×Ｃｐ２）＝ｘＰ２＝ｘ０＋ｘ２ （数１６）

さらに、このときに図３または図４（ｂ）の等価回路で電源より右のインピーダンスのｊを含む項が０になるように、Ｃｓ１の値を（数１７）のように決める。
１／（ω０×Ｃｓ１）＝ｘＳ１
＝(ｘ０×ｘ１+ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)／（ｘ０＋ｘ２）
（数１７）
こうすると、図３または図４（ｂ）の電源から見た負荷のインピーダンスＺは、（数１８）のようになる。
Ｚ＝｛ｘ０／（ｘ０＋ｘ２）｝²×ＺＬ （数１８）
また、ＺＬ＝Ｒ であれば（数１９）のようになる。
Ｚ＝｛ｘ０／（ｘ０＋ｘ２）｝²×Ｒ （数１９）

また、コンデンサＣｓ１及びＣｐ２を含むトランスの等価回路は、図５に示す巻数比a がａ＝ｘ０／（ｘ０＋ｘ２）の理想トランスと等価になる。
即ち、
Ｖ１＝ａ×Ｖ２ （数２０）
Ｉ１＝（１／ａ）×Ｉ２ （数２１）
となる。

（数１６）及び（数１７）に示すように、Ｃｓ１及びＣｐ２の値は、トランスのリアクタンスの値だけで決まり、負荷に依らない。
また、（数１９）において、｛ｘ０／（ｘ０＋ｘ２）｝²はｊ成分を含まないため、抵抗負荷（ＺＬ＝Ｒ）の場合には、負荷の値が変わっても、電源３の出力力率は常に１となる。また、（数１８）に示すように、リアクタンス分を持つ負荷であっても電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じである。
また、（数２０）（数２１）に示すように、二次電圧Ｖ２及び二次電流Ｉ２は、一次電圧Ｖ１、一次電流Ｉ２及び巻数比ａだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡単に推定できる。また、電源（インバータ４）が定電圧源であれば、二次側から見た電源も定電圧源であり、電源が定電流源であれば二次側から見た電源も定電流源となるため、非接触給電システムの設計が容易になる。このことは負荷の値が大きく変化する応用では特に有利となる。
また、各巻線やコンデンサに流れる電流の値も簡単な式で求まるため、どの部分の損失を減らせば、全体としての効率が上がるのかも容易に推定でき、効率改善の対策も取り易い。

図６は、この非接触給電装置の特性について測定した結果を示している。ここでは、図１の回路構成において、一次電圧Ｖ１は変えずに（一定とし）、抵抗負荷Ｒを５０Ω、１００Ω及び２００Ωに変えた場合の、一次電圧Ｖ１、一次電流Ｉ１、二次電圧Ｖ２及び二次電流Ｉ２の各波形を表示している。一次電圧Ｖ１は、縦軸５０Ｖ／ｄｉｖ方形波形を示し、一次電流Ｉ１は、縦軸２．００Ａ／ｄｉｖの正弦波形を示し、二次電圧Ｖ２は、縦軸５０Ｖ／ｄｉｖの正弦波形を示し、また、二次電流Ｉ２も正弦波形を示している。
これらを見ると、負荷抵抗Ｒが変化しても、二次電圧Ｖ２は、ほぼ一定であり、すべての電圧と電流との位相も変化せず、入力力率もほぼ１であることが分かる。本発明の共振回路を用いれば「理想トランス特性」が得られることが確認できる。

なお、以上の特性は、巻線抵抗ｒ１、ｒ２や鉄損を表す抵抗ｒ０が、それぞれ漏れリアクタンスｘ１、ｘ２や励磁リアクタンスｘ０に比べ十分小さい場合（ｒ１＜＜ｘ１、ｒ２＜＜ｘ２、ｒ０＜＜ｘ０）に成り立つのであるが、非接触給電装置では、高周波でも損失の増加が少ないリッツ線やフェライトコアを用いるのが通例であり、巻線抵抗や鉄損が一次二次間の電圧電流特性に与える影響は十分小さい。

また、ここでは、Ｃｓ１の値を（数１７）から、Ｃｐ２の値を（数１６）から決定したが、次に示すように、（数１６）（数１７）で定まる値から±４０％程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。
Ｃｓ１やＣｐ２の値が（数１６）（数１７）で定まる値からずれると、共振回路では一般に共振周波数が変化する。共振回路の共振周波数が交流電源周波数ｆ０からずれると、非接触給電装置では、一次入力電圧Ｖ１が一定であっても、二次出力電圧Ｖ２や効率、電源出力の力率が低下する。非接触給電装置及び交流電源の大きさは、一般に（効率×力率）で決まるため、非接触給電装置及び交流電源を小型に構成するためには、共振回路の共振周波数が交流電源周波数から大きくずれないことが必要となる。
Ｃｓ１やＣｐ２に（数１６）（数１７）で定まる値を用いた場合の（効率×力率）の値を“Ａ”とするとき、実際の装置における（効率×力率）は、少なくともＡの５０％以上とする必要がある。
実験から、共振回路の周波数のずれが±２０％以下であれば、その（効率×力率）は、Ａの５０％以上となる場合が多いことが分かった。
共振周波数は一般にコンデンサの値の平方根に逆比例するため、Ｃｓ１の値は、（数１７）で定まる値からのずれが±４０％以下であれば、また、Ｃｐ２の値は、（数１６）で定まる値からのずれが±４０％以下であれば、特性の劣化はあっても使用可能な場合が含まれる。逆に±４０％以上ずれると本来の性能はまず得られない。

高周波交流電源３の出力は、方形波でも正弦波でも良いが、正弦波の方が電磁ノイズは少ない。また、この電磁ノイズを抑えるため、高周波交流電源３と非接触給電部１０との間にフィルターを入れても良い。高周波交流電源３のインバータ４には電流形インバータを用いてもよい。また、非接触給電の効率を上げるため、通常行われているように、巻線にはリッツ線を用い、フェライトコアに巻回することが好ましい。

また、負荷ＺＬが抵抗負荷でない場合は、一次側に力率調整用のコンデンサやリアクトルを並列あるいは直列に追加して力率を改善しても良い。一般には誘導性負荷が多いため、力率調整用のコンデンサを追加して力率を改善することが多くなる。
具体的には、ＺＬ＝Ｒ＋ｊＸＬとすると、（数１８）より電源から見た負荷のインピーダンスＺは、交流電源の周波数において（数２２）のようになる。
Ｚ＝ａ²×（Ｒ＋ｊＸＬ） （数２２）
従って、一次巻線１の直列コンデンサＣｓ１に、さらに直列に（数２３）の値のコンデンサＣＬを追加すると、電源から見た負荷のインピーダンスＺは（数２４）のように抵抗分だけとなり、電源出力の力率を１とすることができる。
１／（ω０×ＣＬ）＝ｘＣＬ＝ａ²×ＸＬ （数２３）
Ｚ＝ａ²×Ｒ （数２４）
また、この場合、追加したコンデンサＣＬと直列コンデンサＣｓ１とを纏めて、一つのコンデンサとすることができる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態では、第１の実施形態の一次と二次のコンデンサを入れ換えた非接触給電装置について説明する。
図７は、この装置の回路構成を示している。この装置は、高周波交流電源３の高周波電圧発生手段として正弦波出力インバータ９を備えており、また、非接触給電部１０が、一次巻線１に並列に接続された一次側コンデンサＣｐ１と、二次巻線２に直列に接続された二次側コンデンサＣｓ２とを備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。

図８は、巻線抵抗ｒ１、ｒ２や鉄損ｒ０を省略した非接触給電部１０の等価回路であり、また、図９は、この場合の基本構成（ａ）及び等価回路（ｂ）を、従来の方式と比較できる形で表している。ここでは、一次側コンデンサＣｐ１の容量リアクタンスをｘＰ１、一次側に換算された二次側コンデンサＣｓ２の容量リアクタンスをｘＳ２で表している。

この非接触給電装置では、一次側の並列コンデンサＣｐ１の値を、一次巻線の自己インダクタンスと並列共振回路を構成するように、即ち、（数２５）のように決める。
１／（ω０×Ｃｐ１）＝ｘＰ１＝ｘ０＋ｘ１ （数２５）
また、二次側の直列コンデンサＣｓ２の値は、図８または図９（ｂ）の等価回路で電源より右のインピーダンスのｊを含む項が０になるように、（数２６）のように決める。
１／（ω０×Ｃｓ２）＝ｘＳ２
＝(ｘ０×ｘ１+ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)／（ｘ０＋ｘ１）
（数２６）
こうすると、図８または図９（ｂ）の電源から見た負荷のインピーダンスＺは、（数２７）のようになる。
Ｚ＝｛（ｘ０＋ｘ１）／ｘ０｝²×ＺＬ （数２７）
また、ＺＬ＝Ｒ であれば（数２８）のようになる。
Ｚ＝｛（ｘ０＋ｘ１）／ｘ０｝²×Ｒ （数２８）

これは、コンデンサＣｐ１及びＣｓ２を含むトランスの等価回路が、図５に示す巻数比a がａ＝（ｘ０＋ｘ１）／ｘ０の理想トランスと等価になることを示しており、第１の実施形態と同様に、（数２０）（数２１）の関係が成り立つ。
（数２５）及び（数２６）に示すように、Ｃｐ１及びＣｓ２の値は、トランスのリアクタンスの値だけで決まり、負荷に依らない。
また、（数２７）において、｛（ｘ０＋ｘ１）／ｘ０｝²はｊ成分を含まないため、抵抗負荷（ＺＬ＝Ｒ）の場合には、負荷の値が変わっても、電源３の出力力率は常に１となる。また、（数２８）に示すように、リアクタンス分を持つ負荷であっても電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じである。
また、二次電圧Ｖ２及び二次電流Ｉ２は、一次電圧Ｖ１、一次電流Ｉ２及び巻数比ａだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡単に推定できる等、第１の実施形態と同様の効果を奏する。

また、この場合も、巻線抵抗ｒ１、ｒ２や鉄損を表す抵抗ｒ０が、それぞれ漏れリアクタンスｘ１、ｘ２や励磁リアクタンスｘ０に比べ十分小さい場合（ｒ１＜＜ｘ１、ｒ２＜＜ｘ２、ｒ０＜＜ｘ０）に成り立つのであるが、非接触給電装置では、高周波でも損失の増加が少ないリッツ線やフェライトコアを用いるのが通例であり、巻線抵抗や鉄損が一次二次間の電圧電流特性に与える影響は十分小さい。
また、Ｃｐ１、Ｃｓ２の値は、（数２５）（数２６）で定まる値から±４０％程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

なお、図９（ａ）の基本構成及び図９（ｂ）の等価回路は、図２９（ｄ）（ｄ’）に示した特許文献１の基本構成及び等価回路と同じであるが、Ｃｐ１とＣｓ２のコンデンサの値は全く異なり、その特性も異なる。
即ち、この装置では、Ｃｐ１を（数２５）により、Ｃｓ２を（数２６）により決定しており、その値は負荷に依存しない。一方、特許文献１では、Ｃｓ２を１／（ω０×Ｃｓ２）＝ｘＳ２＝ｘ０＋ｘ２の式から決定し、Ｃｐ１を（数１４）により決定しており、Ｃｐ１の値は負荷に依存する。
また、この装置は、電源から見た負荷のインピーダンスＺが（数２７）となり、理想トランス特性を有しているが、特許文献１では、電源から見た負荷のインピーダンスＺが（数１５）となり、理想トランス特性を有していない。

このように、この実施形態の装置は、第１の実施形態と巻数比が異なる理想トランス特性を示すため、用途に応じて構成を選ぶことができる。

ただ、第２の実施形態と第１の実施形態とは一見良く似ているように見えるが、実は大きな相違がある。第２の実施形態と第１の実施形態とでは、電源から見た負荷側（非接触給電部１０）のインピーダンスＺの周波数特性が全く異なるのである。図１０（ａ）は第１の実施形態（図１の回路）のＺの周波数特性を、また、図１０（ｂ）は第２の実施形態（図７の回路）のＺの周波数特性を示している。ここで、実線は｜Ｚ｜を示し、そのスケールを左縦軸に表示している。また、点線はＺの位相を示し、そのスケールを右縦軸に表示している。横軸には対数表示した周波数を表示している。
第１の実施形態では、共振周波数においてインピーダンスが小さくなるため、方形波出力インバータで駆動しても、図６に示すように、電流Ｉ１、Ｉ２は正弦波となり正常に動作する。これに対し、第２の実施形態では、逆に共振周波数でインピーダンスが大きくなるため、方形波出力インバータで駆動すると、共振周波数以外の周波数成分の電流が多く流れ、電流波形は正弦波と程遠くなり、特性も良くない。そのため、方形波出力インバータによる駆動は好ましくなく、正弦波出力インバータで駆動する必要がある。具体的には、図７に示したように、正弦波出力インバータ９を用いるか、非接触給電部１０の前に同調フィルタを入れる必要が生じる。従って、第２の実施形態よりは、第１の実施形態の方が部品点数も少なく、その分、効率も高く、総合的に優れている。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態では、第１の実施形態の二次側にインダクタＬａを加えて、二次電圧Ｖ２の設定を変えた非接触給電装置について説明する。
図１１は、この装置の回路構成を示している。この装置は、二次側にインダクタＬａが追加されている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
インダクタＬａの一次側に換算されたリアクタンスをｘａとすると、ｘａは（数２９）で表される。
ｘａ＝ω０ ×Ｌａ （数２９）

この非接触給電部１０の等価回路は、第１の実施形態の図２〜図４に示す等価回路の一次側に換算された二次漏れリアクタンスｘ２が、ｘａだけ増加して（ｘ２＋ｘａ）になったと見ることができる。従って、Ｃｐ２の値は、第１の実施形態の（数１６）のｘ２を（ｘ２＋ｘａ）に置き換えて、
１／（ω０×Ｃｐ２）＝ｘＰ２＝ｘ０＋（ｘ２＋ｘａ） （数３０）
と決定する。これはコンデンサＣｐ２の値を、交流電源３の周波数において、二次巻線２及びインダクタＬａとともに共振回路を構成するように設定していることに他ならない。
また、Ｃｓ１の値は、第１の実施形態の（数１７）のｘ２を（ｘ２＋ｘａ）に置き換えて、
１／（ω０×Ｃｓ１）＝ｘＳ１
＝｛ｘ０×ｘ１+ｘ１×（ｘ２＋ｘａ）＋
（ｘ２＋ｘａ）×ｘ０｝／｛ｘ０＋（ｘ２＋ｘａ）｝
（数３１）
と決定する。
こうすると、図１１の電源から見た負荷のインピーダンスＺは、
Ｚ＝｛ｘ０／（ｘ０＋ｘ２＋ｘａ）｝²×ＺＬ （数３２）
となる。

また、このトランスの等価回路は、図５に示す巻数比ａがａ＝ｘ０／（ｘ０＋ｘ２＋ｘａ）の理想トランスと等価になり、二次電圧Ｖ２は、（数３３）のようになる。
Ｖ２＝Ｖ１×（１／ａ）＝Ｖ１×（ｘ０＋ｘ２＋ｘａ）／ｘ０ （数３３）
このように、二次側に加えるインダクタＬａの値により、二次電圧Ｖ２を適当な値に上げることができ、また、それだけでなく、電源から見た負荷側のインピーダンスＺの周波数特性も調整できる。
なお、Ｃｐ２、Ｃｓ１の値は、（数３０）（数３１）で定まる値から±４０％程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態では、第１の実施形態の二次側コンデンサを分割することにより、二次電圧（負荷電圧）Ｖ２の設定を変えた非接触給電装置について説明する。
図１２は、この装置の回路構成を示している。この装置では、第１の実施形態（図１）の二次側並列コンデンサＣｐ２をＣｐ２ａ及びＣｐ２ｂの２つに分割し、負荷ＺＬは並列コンデンサＣｐ２ｂと並列に設置している。その他の構成は、第１の実施形態と変わりがない。

このコンデンサＣｐ２ａ及びＣｐ２ｂは、それらを直列接続した場合の全体のコンデンサ容量がＣｐ２と等しくなるように、即ち、（数３４）のように設定する。
１／Ｃｐ２＝（１／Ｃｐ２ａ）＋（１／Ｃｐ２ｂ） （数３４）
また、（数３４）のＣｐ２、及び図１２の直列コンデンサＣｓ１の値は、第１の実施形態と同じように、（数１６）（数１７）により決定する。
このように並列コンデンサを２分割すると、二次電圧（負荷電圧）Ｖ２を適当な値に下げることができ、また、電源から見た負荷側のインピーダンスＺの周波数特性も調整できる。
なお、Ｃｐ２、Ｃｓ１の値は、（数１６）（数１７）で定まる値から±４０％程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態では、２次側が複数個存在する非接触給電装置について説明する。
移動型の非接触給電装置では、図１３に示すように、二次側がｍ個（ｍ＞１）のピックアップを有している場合がある。図１３では、二次側が、抵抗負荷Ｒ１に給電するピックアップ６１と抵抗負荷Ｒ２に給電するピックアップ６２とから成る、ｍ＝２の場合を示している。ここでは、Ｒ１≠Ｒ２であるが、ピックアップ６１、６２は同一形状とする。このため、ピックアップ６１、６２内の二次巻線に並列に接続された並列コンデンサＣｐ２は同じ値を持つ。
図１４は、図１３のＰＰ’より右側の回路の等価回路を示している。ここでは、簡単のため巻線抵抗や鉄心の損失を無視している。

この装置では、各ピックアップ６１、６２の二次巻線に接続する並列コンデンサの値Ｃｐ２を、各ピックアップ６１、６２の二次巻線の自己インダクタンスと共振回路を構成するように、
Ｃｐ２＝１／｛２πｆ０×（ｘ０＋ｘ２）｝ （数３５）
と設定する。
そして、一次巻線に接続する直列コンデンサの値Ｃｓ１は、図１３の交流電源の力率が１になるように、即ち、図１４に示す等価回路のインピーダンスのｊを含む項が０になるように設定する。２次側負荷がｍ個のとき、Ｃｓ１は（数３６）のようになる。
Ｃｓ１＝（ｘ０＋ｘ２）／｛ｍ×２πｆ０×（ｘ０×ｘ１／ｍ＋ｘ１×ｘ２／ｍ＋ｘ２×ｘ０）｝ （数３６）
Ｃｐ２、Ｃｓ１をこのように設定すると、図１３の電源から見た負荷側のインピーダンスＺは、
Ｚ＝｛ｘ０／（ｘ０＋ｘ２）｝²×（Ｒ１＋Ｒ２） （数３７）
となる。
これは２次側が１個の場合の（数１９）と類似の形であり、「理想トランス特性」が２次側負荷を直列した値（Ｒ１＋Ｒ２）に対して成立している。従って、Ｒ１の印加電圧をＶ２１、Ｒ２の印加電圧をＶ２２とするとき、一次側電源が定電圧源であれば、２次側電圧の和（Ｖ２１＋Ｖ２２）は、（Ｒ１＋Ｒ２）の値に関わらず定電圧となることが分かる。

ただ、Ｒ１及びＲ２と電圧Ｖ２１及びＶ２２とは、
Ｖ２１：Ｖ２２＝Ｒ１：Ｒ２
の関係にあり、一方のＲが非常に大きくなると（例えば軽負荷で）、他方の電圧が著しく低下する。そのため、大きくなったＲは短絡する（Ｒ＝０）などの対策が必要となる。

（数３７）より、二次側負荷がｍ個の場合には、
Ｚ＝｛ｘ０／（ｘ０＋ｘ２）｝²×（Ｒ１＋Ｒ２＋・・・+Ｒｍ）
となることが分かる。
本発明の特徴は、Ｃｓ１及びＣｐ２の値が負荷に依らないことであり、２次側負荷全体に対して「理想トランス特性」が成立つことである。従って、二次側の電圧分布も容易に分かり、問題が生じたときは対策が採り易い。
なお、Ｃｐ２、Ｃｓ１の値は、（数３５）（数３６）で定まる値から±４０％程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

（第６の実施形態）
第６の実施形態では、二次巻線の交流出力を直流に変換して負荷に供給する非接触給電装置について説明する。
非接触給電装置から給電される負荷が抵抗負荷や誘導性負荷のように線形負荷（即ち、正弦波電圧の印加により正弦波電流が流れる負荷）である場合は、第１〜第５の実施形態で示す構成により、トランスが理想トランスと略等価となるため、一次側の電源が定電圧源（交流電圧が負荷電流に依存しない交流源）であるならば、二次側の交流出力は、負荷の値が変わっても、あるいは、図１３のようにピックアップ６１、６２の個数が増加しても、定電圧に保たれる。また、電源出力の力率は、二次側の負荷力率と常に同じになり、特に、負荷が抵抗負荷の場合には、負荷の値が変わっても、電源の出力力率は常に１となる。
しかし、図２７や図２８に示すように、二次側交流出力をダイオード整流器４０で直流に変換する場合は、ダイオード整流器４０を含む負荷が非線形負荷となり、第１〜第５の実施形態の構成を適用しても、二次側出力の定電圧特性や高力率特性等の優れた特性が損なわれる。

図１５は、図２７や図２８の装置に第１の実施形態の構成を適用した場合の説明図であり、図１の非接触給電装置の二次側交流出力をダイオード整流器４０で直流に変換して負荷ＺＬに供給する場合を示している。ここでは、トランスと直列コンデンサＣｓ１と並列コンデンサＣｐ１とをまとめて共振コンデンサ付きトランス４１と呼ぶことにする。
この共振コンデンサ付きトランス４１からダイオード整流器４０に出力される二次側交流電圧をＶ２、二次電流をＩ２、また、ダイオード整流器４０で直流に変換され、且つ、平滑コンデンサＣによりほぼ一定となるように設定された直流電圧をＶｄとすると、ダイオード整流器４０のダイオードは、二次側交流電圧Ｖ２の絶対値が直流電圧Ｖｄよりも大きい期間だけオンするため、二次電流Ｉ２は断続し、ダイオード整流器４０を含む負荷は非線形負荷となる。この場合は、一次側の電源が定電圧源であっても、二次側出力の定電圧特性は得られず、また、電源出力の力率を高い値に保つことができない。

しかし、この点は、図１５のＡＡ’より右側が線形負荷である抵抗と等価になるように設定すれば解決する。つまり、共振コンデンサ付きトランス４１のコンデンサＣｐ２を（数１６）のように設定し、且つ、コンデンサＣｓ１を（数１７）のように設定した場合に、二次側交流電圧Ｖ２は略正弦波形となるため、二次側交流電流Ｉ２がＶ２と同じ位相の正弦波になる整流回路を用いれば良いことになる。

図１６は、この実施形態の非接触給電装置を示している。この装置は、高周波交流電源３と、共振コンデンサ付きトランス４１と、インダクタ４２と、自励式コンバータ４３と、平滑コンデンサＣと、負荷ＺＬとを有しており、共振コンデンサ付きトランス４１と負荷ＺＬとの間に、インダクタ４２を介して自励式コンバータ４３を配置している。
この非接触給電装置は、図１５の構成と比べると、ダイオード整流器４０の代わりにインダクタ４２及び自励式コンバータ４３を用いている点で相違している。

自励式コンバータ４３は、４つの主スイッチと、各主スイッチに並列接続された４つの還流ダイオードとを具備し、各還流ダイオードは、各主スイッチのエミッタからコレクタ方向への逆電流を許容するように接続されている。主スイッチは、自己消弧能力を持つＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯサイリスタ、パワートランジスタ等のデバイスから成り、コンバータ自体で転流が可能である。

なお、この自励式コンバータ４３は、電圧形の自励式インバータである。自励式インバータは、よく知られているように、直流から交流への逆変換（インバータ動作）を行うとともに、電力の流れを逆にして、交流から直流への順変換（コンバータ動作）を行うことが可能である。コンバータ動作を行っている自励式インバータは、“自励式コンバータ”とも呼ばれる。そのため、この明細書では、統一して“自励式コンバータ”と呼ぶことにする。

いま、共振コンデンサ付きトランス４１のＡＡ’間の二次側交流電圧をＶ２、インダクタ４２を流れる二次側交流電流をＩ２、自励式コンバータ４３の交流入力端子ＣＣ’間の交流電圧をＶ３、自励式コンバータ４３で直流に変換され、且つ、平滑コンデンサＣによりほぼ一定となるように設定された直流電圧をＶｄとする。二次側交流電圧Ｖ２は、共振コンデンサ付きトランス４１のコンデンサＣｐ２を（数１６）のように設定し、且つ、コンデンサＣｓ１を（数１７）のように設定することで略正弦波形となる。この正弦波の周波数をｆ０、角周波数をω０（＝２π×ｆ０）とする。

自励式コンバータ４３は、直流電圧Ｖｄを一定値に維持し、且つ、二次側交流電流Ｉ２を二次側交流電圧Ｖ２と同位相の正弦波にするために、主スイッチの切換えのタイミングが制御される。
この二次側交流電流Ｉ２の振幅及び位相は、自励式コンバータ４３の交流入力端子ＣＣ’における交流電圧Ｖ３の大きさと位相とを制御して変えることができる。その点を図１７及び図１８を用いて説明する。

図１７は、インダクタ（４２）Ｌに加わる交流電圧Ｖ２、Ｖ３と、インダクタＬに流れる二次側交流電流Ｉ２とを示す等価回路である。ここでは、交流電圧Ｖ３を、自励式コンバータ４３が直流電圧Ｖｄから逆変換した交流電圧として示している。この交流電圧Ｖ３の基本波は、後述するように、主スイッチの切換え制御により、周波数ｆ０の正弦波形に近付けることができる。この等価回路から、インダクタＬを流れる二次側交流電流Ｉ２が、交流電圧Ｖ２及び交流電圧Ｖ３の大きさと位相とで決まることが分かり、交流電圧Ｖ３を変えて、インダクタＬに印加される電圧（Ｖ２−Ｖ３）を変えれば、二次側交流電流Ｉ２を制御できることが分かる。

図１８は、図１７の回路のベクトル図である。インダクタＬの電圧降下を示すベクトル（ｊω０ＬＩ２）は、大きさがω０ＬＩ２で、交流電圧Ｖ２のベクトルＶ２と直角になる場合を示している。もしも、図１８に示すように、交流電圧Ｖ３のベクトルＶ３とベクトル（ｊω０ＬＩ２）との合成ベクトルがベクトルＶ２と一致するならば、即ち、（数３８）に示すように、
Ｖ２＝ｊω０ＬＩ２＋Ｖ３ （数３８）
であるならば、Ｉ２とＶ２とは位相が一致する。
従って、自励式コンバータ４３を用いて、交流電圧Ｖ３が図１８に示す大きさと位相θとを持つように制御すれば、二次側交流電流Ｉ２は二次側交流電圧Ｖ２と同位相になり、交流出力の力率は１となり、図１６のＡＡ’から右側は抵抗負荷と等価になる。

図１９は、この自励式コンバータ４３の制御回路を示している。この制御回路は、二次側交流電圧Ｖ２の電圧及び位相を検出する電圧・位相検出回路５１と、インダクタ４２を流れる二次側交流電流Ｉ２を検出する電流検出回路５２と、変換された直流電圧Ｖｄを検出する電圧検出回路５３と、検出された値に基づいて主スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング信号を生成する自励式コンバータ制御回路５４と、このスイッチング信号に基づいて主スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を駆動するゲート駆動回路５５とを備えている。

自励式コンバータ制御回路５４は、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）方式により、スイッチング信号を生成する。ＰＷＭ方式では、図２０（ａ）に示すように、正弦波（信号波）ｅ０と三角波状の搬送波ｅｓとを比較し、正弦波と搬送波とが交差した時点で主スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング信号を出力する。このスイッチ信号により、
（１）Ｑ１、Ｑ３：オン、Ｑ２、Ｑ４：オフ
（２）Ｑ２、Ｑ３：オン、Ｑ１、Ｑ４：オフ
（３）Ｑ２、Ｑ４：オン、Ｑ１、Ｑ３：オフ
（４）Ｑ１、Ｑ４：オン、Ｑ２、Ｑ３：オフ
の順番でオン・オフが繰り返され、正弦波の振幅の方が搬送波より大きい期間（あるいは逆に正弦波の振幅の方が小さい期間）をパルス幅とするパルスが自励式コンバータ４３の交流入力端子ＣＣ’に出力される。
この多数のパルス列は、図２０（ｂ）に示すように、擬似的に正弦波を成しており、パルスの数、間隔、パルス幅などを変えることで正弦波の振幅や周波数を可変できる。

自励式コンバータ制御回路５４は、電圧検出回路５３が検出した直流電圧Ｖｄを所定値と比較し、その電圧偏差から、平滑コンデンサＣの電圧を所定値に保つために交流電源から供給すべき電流の振幅Ｉを計算する。そして、電圧・位相検出回路５１で検出された交流電圧Ｖ２と同一位相で、且つ、振幅がＩである電流指令値を生成し、電流検出回路５２で検出された電流Ｉ２が電流指令値に追従するように交流電圧Ｖ３の指令値を算出し、この指令値を信号波として、ＰＷＭ方式により主スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング信号を生成する。
こうした手順で、自励式コンバータ４３は、直流電圧Ｖｄを一定に保ち、且つ、二次側交流出力の力率を１に制御することができる。

この非接触給電装置では、一次側の電源が定電圧源であれば、交流二次電流Ｉ２が増加しても、二次電圧Ｖ２は略一定となる。また、二次側負荷の個数が複数になっても、各二次電圧Ｖ２の和は負荷電力に依らず略一定となる。
なお、ＰＷＭ方式を用いるコンバータは、ＰＷＭコンバータと呼ばれ、通常、商用周波数（５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）の電源に接続して電源への電力回生が必要な場合に用いられている。このＰＷＭコンバータは、高力率かつ高調波電流が少ない特長がある。
この実施形態の非接触給電装置では、ＰＷＭコンバータを用いることで、こうした特長とともに、「高周波電源が定電圧源であれば、負荷の値が変わっても、二次交流出力電圧が一定になる」という特長が維持される。

ただ、非接触給電装置では、高周波電源３の周波数ｆ０が１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚと高いため、図２０（ａ）に示すＰＷＭコンバータの信号波ｅ０の周波数はｆ０と同じになり、搬送波ｅｓの周波数はｆ０より通常１桁以上高く選ぶ必要がある。従って、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４の動作周波数は極めて高くなる。
この半導体スイッチＱ１〜Ｑ４の動作周波数を低く抑えるには、ＰＷＭコンバータに代えて、電圧形パルス幅制御コンバータを用いれば良い。この電圧形パルス幅制御コンバータでは、オン信号を与える半導体スイッチＱ１〜Ｑ４が、図２１（ａ）に示すように切り替えられる。この場合、自励式コンバータ４３の交流入力端子ＣＣ‘における交流電圧は、図２１（ｂ）に示す擬似的な正弦波となる。

また、インダクタ４２のコンバータ側の電圧波形Ｖ３をより正弦波に近づけるため、図２２に示すように、インダクタ４２と自励式コンバータ４３との間にローパスフィルタ２４を挿入しても良い。
また、ここでは自励式コンバータ４３として単相のものを示したが、多相のものを用いることもできる。また、電流形の自励式コンバータを用いても良い。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態では、二次巻線の交流出力を直流に変換して負荷に供給する第２の方式として、ＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）コンバータを用いる非接触給電装置について説明する。
ＰＦＣコンバータは、整流回路の後段にスイッチング回路（直流チョッパ）を接続して、整流回路で整流された直流電圧を、スイッチング回路で所定のレベルの直流電圧に変換するものであり、スイッチング回路のスイッチングを工夫することで、整流回路の出力電圧のみならず、整流回路の入力交流電流を制御することができる。

図２３は、この実施形態の非接触給電装置を示している。この装置は、高周波交流電源３と、共振コンデンサ付きトランス４１と、ローパスフィルタ２４と、ダイオード整流器４０及び昇圧チョッパ２６を組み合わせたＰＦＣコンバータ２５と、平滑コンデンサＣと、負荷ＺＬとを有しており、共振コンデンサ付きトランス４１と負荷ＺＬとの間にＰＦＣコンバータ２５が配置されている。なお、ローパスフィルタ２４は、ＰＦＣコンバータ２５への入力電圧波形をより正弦波に近づける必要がある場合に設置すればよい。

ＰＦＣコンバータ２５は、よく知られているように、昇圧チョッパ２６のスイッチＳのオン・オフを制御することで、入力交流電流Ｉ２を正弦波に近づけ、入力交流電流Ｉ２の位相を二次側交流電圧Ｖ２の位相とほぼ同じにすることができる。
図２４は、周波数ｆ０の二次側交流電圧Ｖ２の半周期の間に昇圧チョッパ２６を電流不連続モードで動作させた場合のＶ２、リアクトル電流Ｉ_L及び入力交流電流Ｉ２の関係を示している。昇圧チョッパ２６は、
（１）スイッチＳ：オン、
（２）スイッチＳ：オフ、Ｉ_L≠０、
（３）スイッチＳ：オフ、Ｉ_L＝０、
の動作状態を繰り返し、それにより、図２４のリアクトル電流Ｉ_Lが発生する。入力交流電流Ｉ２の波形は、リアクトル電流Ｉ_Lと同じになり、入力交流電流Ｉ２の電流平均値は、二次側交流電圧Ｖ２と同じ位相の正弦波となる。その結果、図２３のＡＡ’より右側は、抵抗負荷と等価になる。
また、ＰＦＣコンバータ２５の出力電圧は、二次側交流電圧Ｖ２の最大値より大きくなる。

このように、この非接触給電装置では、図２３のＡＡ’より右側が抵抗負荷と等価になるため、二次側交流出力の力率は１になり、一次側の電源が定電圧源であれば、交流二次電流Ｉ２が増加しても、二次電圧Ｖ２は略一定となる。また、二次側負荷の個数が複数になっても、各二次電圧Ｖ２の和は負荷電力に依らず略一定となる。また、負荷ＺＬに対しては略一定の直流電圧が供給される。

なお、図２３では、ＰＦＣコンバータ２５として、ダイオード整流器４０と昇圧チョッパ２６とを組み合わせた代表的なＰＦＣコンバータを示しているが、ＰＦＣコンバータには様々な回路がある。この非接触給電装置では、ＰＦＣコンバータのどの回路を用いた場合でも、基本的に同じ効果を得ることができる。

本発明の非接触給電装置は、工場の搬送車やエレベータ等の移動体、あるいは、コードレス家電製品や携帯機器など、従来、非接触給電装置が用いられている各種装置に広く適用して、特性の改善を図り、高効率、高力率、無負荷依存性を実現することができる。

Claims (14)

1. 交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
   前記一次巻線または二次巻線の一方に直列に接続された直列コンデンサと、前記一次巻線または二次巻線の他方に並列に接続された並列コンデンサとを備え、
   前記交流電源の周波数をｆ０とし、周波数ｆ０における前記一次巻線及び二次巻線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０とするとき、
   一次側に換算した前記並列コンデンサの値Ｃｐが、
   Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋Ｘ）｝
   に設定され、一次側に換算した前記直列コンデンサの値Ｃｓが、
   Ｃｓ≒（ｘ０＋Ｘ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)｝
   （但し、Ｘは、前記並列コンデンサが、前記一次巻線に並列に接続されているときにはｘ１、前記二次巻線に並列に接続されているときにはｘ２とする）
   に設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
2. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、
   Ｃｓ０＝（ｘ０＋Ｘ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×ｘ２＋ ｘ２×ｘ０)｝
   とするとき、前記直列コンデンサの値Ｃｓが、
   （１−０．４）Ｃｓ０≦Ｃｓ≦（１＋０．４）Ｃｓ０
   の範囲内に設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
3. 請求項２に記載の非接触給電装置であって、
   Ｃｐ０＝１／｛２πｆ０×（ｘ０＋Ｘ）｝
   とするとき、前記並列コンデンサの値Ｃｐが、
   （１−０．４）Ｃｐ０≦Ｃｐ≦（１＋０．４）Ｃｐ０
   の範囲内に設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
4. 交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
   前記一次巻線に直列に接続された直列コンデンサと、前記二次巻線に並列に接続された並列コンデンサと、前記二次巻線と前記並列コンデンサとの間に直列接続されたインダクタと、前記並列コンデンサと並列に接続された負荷とを備え、
   前記交流電源の周波数をｆ０とし、周波数ｆ０における前記一次巻線及び二次巻線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０、一次側に換算された前記インダクタのリアクタンスをｘａとするとき、
   前記直列コンデンサの値Ｃｓが、
   Ｃｓ≒（ｘ０＋Ｙ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×Ｙ＋Ｙ×ｘ０)｝
   （但し、Ｙは、ｘ２＋ｘａとする）
   に設定され、前記並列コンデンサの値Ｃｐが、前記二次巻線及びインダクタとともに共振回路を構成するように設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
5. 交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
   前記一次巻線に直列に接続された直列コンデンサと、前記二次巻線に並列に接続された並列コンデンサと、前記二次巻線と前記並列コンデンサとの間に直列接続された二次側直列コンデンサと、前記並列コンデンサと並列に接続された負荷とを備え、
   前記交流電源の周波数をｆ０とし、周波数ｆ０における前記一次巻線及び二次巻線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０とするとき、
   前記直列コンデンサの値Ｃｓが、
   Ｃｓ≒（ｘ０＋Ｙ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×Ｙ＋Ｙ×ｘ０)｝
   （但し、Ｙは、ｘ２とする）
   に設定され、前記並列コンデンサ及び二次側直列コンデンサの値は、前記並列コンデンサと前記二次側直列コンデンサとを直列接続した全体のコンデンサの値Ｃｐが、前記二次巻線とともに共振回路を構成するように設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
6. 請求項４または５に記載の非接触給電装置であって、
   Ｃｓ０＝（ｘ０＋Ｙ）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×Ｙ＋ Ｙ×ｘ０)｝
   とするとき、前記直列コンデンサの値Ｃｓが、
   （１−０．４）Ｃｓ０≦Ｃｓ≦（１＋０．４）Ｃｓ０
   の範囲内に設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
7. 請求項１から６のいずれかに記載の非接触給電装置であって、前記一次巻線及び二次巻線の少なくとも一方がコアに巻回されていることを特徴とする非接触給電装置。
8. 交流電源で駆動される一次巻線から、空隙を隔てて置かれた同一形状のｍ個（ｍ＞１）の二次巻線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
   前記一次巻線に直列に接続された直列コンデンサＣｓと、前記二次巻線の各々に並列に接続されたｍ個の並列コンデンサＣｐとを備え、
   前記交流電源の周波数をｆ０とし、前記一次巻線と前記二次巻線とで構成されるｍ個のトランスの各々における周波数ｆ０での一次漏れリアクタンスをｘ１、一次側に換算された二次漏れリアクタンスをｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスをｘ０とするとき、
   前記二次巻線の各々に接続する前記並列コンデンサの一次側に換算した値Ｃｐが、
   Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋ｘ２）｝
   に設定され、前記直列コンデンサの値Ｃｓが、
   Ｃｓ≒（ｘ０＋ｘ２）／｛ｍ×２πｆ０×（ｘ０×ｘ１／ｍ＋ｘ１×ｘ２／ｍ＋ｘ２×ｘ０）｝
   に設定されていることを特徴とする非接触給電装置。
9. 請求項１、２、３、５、６、７または８に記載の非接触給電装置であって、
   前記二次巻線に接続した前記並列コンデンサＣｐと、直流電力を供給する負荷との間に、インダクタを介して自励式コンバータを設置し、前記並列コンデンサＣｐを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を前記自励式コンバータで制御することを特徴とする非接触給電装置。
10. 請求項９に記載の非接触給電装置であって、前記二次側交流出力の電圧の大きさ及び位相、並びに前記インダクタを流れる電流の大きさに基づいて、前記自励式コンバータの交流入力端子における交流電圧の大きさ及び位相を制御することを特徴とする非接触給電装置。
11. 請求項９または１０に記載の非接触給電装置であって、前記自励式コンバータがＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンバータであることを特徴とする非接触給電装置。
12. 請求項９または１０に記載の非接触給電装置であって、前記自励式コンバータが電圧形パルス幅制御コンバータであることを特徴とする非接触給電装置。
13. 請求項１、２、３、５、６、７または８に記載の非接触給電装置であって、
    前記二次巻線に接続した前記並列コンデンサＣｐと、直流電力を供給する負荷との間に、ＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータを設置し、前記並列コンデンサＣｐを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を前記ＰＦＣコンバータで制御することを特徴とする非接触給電装置。
14. 請求項１３に記載の非接触給電装置であって、前記ＰＦＣコンバータとして、ダイオードブリッジと昇圧チョッパとから成る回路を用いることを特徴とする非接触給電装置。