JP2012143135A - 受電装置、及び受電方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】本発明に係る受電装置は、受電部と、低減電圧生成部とを備える。受電部は、1次コイルと電磁結合される2次コイルと、該2次コイルに接続されたコンデンサとを備え、1次コイルに流れる第1の交流電流に基づく第2の交流電圧を生成する。低減電圧生成部は、前記第2の交流電圧に起因して前記受電部に発生する第2の交流電流によって該受電部に発生するリアクタンス電圧を低減可能な低減電圧であって、該第2の交流電圧と略同一の周波数を有する低減電圧を生成し、該低減電圧を前記受電部に印加する。
【選択図】図1
Description
低減電圧生成部は、低減電圧を発生するためにどのように構成されていてもよい。
低減電圧は、どのような波形の電圧であってもよく、例えば、方形波電圧であってもよい。
低減電圧生成部は、このようなパルス状の交流電圧をどのように生成してもよい。
このように構成された低減電圧生成部によれば、直流電圧を用いて、低減電圧を生成することができる。
振幅位相検出部は、例えば、第1の乗算器と、第2の乗算器と、第1のフィルタ部と、第2のフィルタ部と、第1のアナログ/ディジタル変換部と、第2のアナログ/ディジタル変換部と、電流位相振幅計算部とを備えてもよい。第1の乗算器は、第2の交流電流に該第2の交流電流の周波数と同じ周波数の基準信号を乗じてなる第1の信号を生成する。第2の乗算器は、第2の交流電流に該第2の交流電流の周波数と同じ周波数で上記基準信号と90度位相の異なる交流信号を乗じてなる第2の信号を生成する。第1のフィルタ部は、第1の信号に含まれている第2の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第1の分離信号を出力する。第2のフィルタ部は、第2の信号に含まれている第2の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第2の分離信号を出力する。第1のアナログ/ディジタル変換部は、第1の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第1のディジタル信号に変換する。第2のアナログ/ディジタル変換部は、第2の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第2のディジタル信号に変換する。電流位相振幅計算部は、第1及び第2のディジタル信号に基づいて、第2の交流電流の前記振幅および位相を算出する。
パラメータ算出部によって算出される複数のパラメータは、低減電圧を決定づけるどのようなパラメータを含んでもよい。
E=ZI ・・・(1)
Φ=φ+θ ・・・(2)
Z=(Rc 2+(Xc)2)1/2 ・・・(3)
φ=arctan(Rc/Xc) ・・・(4)
ただし、Iは、第2の交流電流の振幅を表し、θは、第2の交流電流の位相を表し、Rcは、前記受電部における抵抗成分以上の値を表し、Xcは、前記2次コイルの誘導性リアクタンスと前記コンデンサの容量性リアクタンスとの合成リアクタンスを表す。
パルス制御部は、例えば、正のパルス及び負のパルスのパルス幅θaを以下の数式(5)に基づいて算出し、正のパルスと負のパルスとの間隔βを以下の数式(6)に基づいて算出し、最初の正のパルスの発生タイミングである開始角αを以下の数式(7)に基づいて算出し、さらに、パルス幅θaと開始角αと間隔βとに基づいて、正のパルスと負のパルスとを交互に発生するように構成されてもよい。
β=π−θa ・・・・・・・・・・・・(6)
α=−Φ+β/2 ・・・・・・・・・・・・(7)
ただし、Edは、直流電圧の値を表す。
コンデンサの容量は、2次コイルとの共振周波数が第2の交流電流の周波数より小さくなるように設定されてもよい。
このように受電装置が構成されていれば、1次コイルから受電した電力を用いて直流電圧を生成することができる。
[受電装置の概要]
図1に示すように、受電装置1は、受電部20と方形波コンバータ2とを備える。受電部20は、受電装置1の外部の1次コイル51に対向して配置され、1次コイル51と電磁結合される2次コイル201と、2次コイル201の誘導性リアクタンス電圧(ωLi:ωは角周波数、Lは2次コイル201のインダクタンス、iは2次コイル201に流れる交流電流の瞬時値を表す)を補償する容量性リアクタンス電圧(i/ωC:Cは静電容量を表す)を発生させる共振コンデンサ202とを備える。2次コイル201と共振コンデンサ202とは、各々の一端が接続されて、直列共振回路を形成している。尚、図1中に示されたA/Cは2次コイル201で発生する誘導電圧e0を表し、2次コイル201と共振コンデンサ202との間に図示された抵抗Rは、2次コイル201に含まれる抵抗成分を表している。
1次コイル51に高周波交流電圧(例えば、5〜30kHz)を印加して、1次コイル51に高周波交流電流を通電し、2次コイル201に誘導電圧e0が発生すると交流電流が受電部20に流れ、その交流電流の瞬時値iは電流センサ6によって検出され、その検出された交流電流の瞬時値iは振幅位相検出器8に送出される。
i=Iexp[j(ωt+θ)] ・・・(1)
なお、Iは電流振幅を表し、tは時間を表し、θは電流位相を表し、expはexponential(指数関数)の略である。
[振幅位相検出器8の動作]
第1の乗算器24から出力される第1の信号はIcos(ωt+θ)sin(ωt)となり、第2の乗算器25から出力される第2の信号はIcos(ωt+θ)cos(ωt)となる。
また、電流位相振幅計算部29は、前記第1のディジタル信号の二乗と前記第2のディジタル信号の二乗の和の平方根(以下の数式(3)参照)を算出することで、電流振幅Iを算出する。
なお上記動作は三角関数を用いて説明したが、2つの矩形信号であって、各矩形信号の周波数が一次コイルに接続される電源電圧と同じであり、各矩形信号の位相が互いに90度ずれた矩形信号でも同様の効果が得られる。
コンバータ電圧制御器9は、方形波コンバータ2の入力側に印加するコンバータ電圧ecを算出する。ここで、コンバータ電圧ecは方形波コンバータ2の入力端子間(ノードN1とノードN2との間)に印加する電圧である。
まず、入力電圧einが以下の数式(4)によって算出される。
ein=Zexp(jφ)・Iexp(jωt+jθ)=ZIexp[j(ωt+φ+θ)] ・・・(4)
ただし、Zは、受電部20における等価インピーダンス振幅(以下、「インピーダンス振幅」と呼ぶ。)を表し、φは、受電部20における等価インピーダンス位相(以下、「インピーダンス位相」と呼ぶ。)を表す。電流位相θ及び電流振幅Iはそれぞれ、上記した数式(2)及び数式(3)によって算出される。
Z=(Rc 2+(Xc)2)1/2 ・・・(5)
φ=arctan(Rc/Xc) ・・・(6)
ただし、Rcは、上述の抵抗R以上の値であり、Xcは、2次コイル201の誘導性リアクタンス(ωL)と共振コンデンサ202の容量性リアクタンス(1/ωC)との合成リアクタンス(ωL−1/ωC)である。
E=ZI ・・・(7)
Φ=φ+θ ・・・(8)
したがって、方形波コンバータ2の入力端子間(ノードN1―N2)から2次コイル201側を見た場合に、上記数式(4)〜(8)に基づいて算出され、入力電圧einと略同一の振幅と位相とを有し、入力電圧einと略等価なコンバータ電圧ecを発生させることにより、受電部20からノードN1及びノードN2までのリアクタンス(誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとの合成リアクタンス)に起因するリアクタンス電圧を零とすることができる(受電部20におけるリアクタンスを打ち消すことができる)。これにより、受電部20におけるリアクタンス電圧が共振の発生を阻害することを抑制でき、受電部20において共振を発生させることができる。
パルス制御部10は、コンバータ電圧制御器9にて決定され、入力電圧einと略等価なコンバータ電圧ecをノード間N1―N2に発生するようにスイッチ部S1〜S4をスイッチングするためのパルス信号を生成して各スイッチ部S1〜S4のゲートに出力している。
パルス制御部10では、まず、以下の数式(9)によって重なり角βを算出する。
ただし、θaは、コンバータ電圧ecの1パルスのオン時間(デューティ)を表し(図3(b)参照)、コンバータ電圧制御器9によって算出されたコンバータ電圧ecの電圧振幅E、別途検出される直流電源の電圧Ed等に基づいて以下の数式(10)を計算することにより求められる。
また、第1の発信器22にて生成される基準信号と同期をとるために必要な初期位相αを以下の数式(11)によって算出する。
次に、スイッチ部S1〜S4をオン又はオフするタイミングについて図3(a),(b)を参照して説明する。なお、図3(b)に示すタイミングチャートでは、上から順に、スイッチ部S1〜スイッチ部S4に出力されるパルス波を表しており、最下段にはコンバータ電圧ecの電圧パルスが表されている。
まず、初期位相αだけ位相をずらしてスイッチ部S1を所定時間(一周期に対して約π)だけオンし、該オン時間と同じ時間だけオフするようにスイッチ部S1をスイッチングする。その後はこの動作が繰り返される。
(ii)スイッチ部S2とスイッチ部S4のスイッチング
スイッチ部S2は、スイッチ部S3のオン時間と重ならないように、スイッチ部S1のオン時間と同じ時間だけオンし、スイッチ部S1のオフ時間と同じ時間だけオフするようにスイッチングされる。その後はこの動作が繰り返される。
上記したようにスイッチ部S1〜スイッチ部S4をスイッチングすることにより、図3(b)の最下段に示されるようなコンバータ電圧ecの電圧パルスが生成され、該コンバータ電圧ecをノードN1―N2に発生させることができる。
また、交流電流のひずみは少なく、交流電流に高調波がほとんど含まれていないことがわかる。
また、本実施形態においては、振幅位相検出器8が本発明の振幅位相検出部の一例に相当し、コンバータ電圧制御器9が本発明のパラメータ算出部の一例に相当し、パルス制御部10が本発明のパルス制御部の一例に相当する。
例えば、上記実施形態では、受電装置1は、直列共振回路を用いて1次コイル51から受電するように構成されていたが、並列共振回路を用いて1次コイル51から受電するように構成されてもよい。
また、上記実施形態では、コンバータ電圧ecは、リアクタンス電圧を打ち消す電圧であったが、リアクタンス電圧を低減する電圧であってもよい。
Claims (12)
- 第1の交流電圧を印加され、第1の交流電流が流れる1次コイルから電力を受電する受電装置であって、
該受電装置は、
前記1次コイルと電磁結合される2次コイルと、該2次コイルに接続されたコンデンサとを備え、前記第1の交流電流に基づく第2の交流電圧を生成する受電部と、
前記第2の交流電圧に起因して前記受電部に発生する第2の交流電流によって該受電部に発生するリアクタンス電圧を低減可能な低減電圧であって、該第2の交流電圧と略同一の周波数を有する低減電圧を生成し、該低減電圧を前記受電部に印加する低減電圧生成部と
を備える受電装置。 - 請求項1に記載の受電装置であって、
前記低減電圧生成部は、
前記第2の交流電流の振幅及び位相を検出する振幅位相検出部と、
該振幅位相検出部によって検出された前記第2の交流電流の振幅及び位相、並びに、予め設定された前記受電部のインピーダンスに基づいて前記低減電圧を決定づける複数のパラメータを算出するパラメータ算出部と
を備え、
前記低減電圧生成部は、
前記パラメータ算出部によって算出された前記複数のパラメータに基づいて、前記低減電圧を生成するように構成されている、受電装置。 - 請求項1または請求項2に記載の受電装置であって、
前記低減電圧は、方形波電圧である、受電装置。 - 請求項3に記載の受電装置であって、
前記低減電圧は、パルス状の交流電圧である、受電装置。 - 請求項4に記載の受電装置であって、
前記低減電圧生成部は、
直流電圧を用いて、前記低減電圧を構成する正のパルスと、負のパルスとを交互に発生するように構成されている、受電装置。 - 請求項5に記載の受電装置であって、
前記低減電圧生成部は、さらに、
前記パラメータ算出部によって算出された前記複数のパラメータに基づいて、前記正のパルスと前記負のパルスとを交互に発生するパルス制御部を備える、受電装置。 - 請求項6に記載の受電装置であって、
前記振幅位相検出部は、
前記第2の交流電流に該第2の交流電流の周波数と同じ周波数の基準信号を乗じてなる第1の信号を生成する第1の乗算器と、
前記第2の交流電流に該第2の交流電流の周波数と同じ周波数で上記基準信号と90度位相の異なる交流信号を乗じてなる第2の信号を生成する第2の乗算器と、
前記第1の信号に含まれている前記第2の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第1の分離信号を出力する第1のフィルタ部と、
前記第2の信号に含まれている前記第2の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第2の分離信号を出力する第2のフィルタ部と、
前記第1の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第1のディジタル信号に変換する第1のアナログ/ディジタル変換部と、
前記第2の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第2のディジタル信号に変換する第2のアナログ/ディジタル変換部と、
第1及び第2のディジタル信号に基づいて、前記第2の交流電流の前記振幅および前記位相を算出する電流位相振幅計算部と
を備える、受電装置。 - 請求項7に記載の受電装置であって、
前記パラメータ算出部によって算出される前記複数のパラメータは、前記低減電圧の振幅Eと、前記低減電圧の前記基準信号に対する位相Φと、前記受電部のインピーダンス振幅Zと、前記受電部のインピーダンス位相φとを含み、
前記パラメータ算出部は、以下の数式(1)〜(4)に基づいて、前記複数のパラメータを算出するように構成されている、受電装置。
E=ZI ・・・(1)
Φ=φ+θ ・・・(2)
Z=(Rc 2+(Xc)2)1/2 ・・・(3)
φ=arctan(Rc/Xc) ・・・(4)
ただし、Iは、前記第2の交流電流の前記振幅を表し、θは、前記第2の交流電流の前記位相を表し、Rcは、前記受電部における抵抗成分以上の値を表し、Xcは、前記2次コイルの誘導性リアクタンスと前記コンデンサの容量性リアクタンスとの合成リアクタンスを表す。 - 請求項8に記載の受電装置であって、
前記パルス制御部は、
前記正のパルス及び前記負のパルスのパルス幅θaを以下の数式(5)に基づいて算出し、前記正のパルスと前記負のパルスとの間隔βを以下の数式(6)に基づいて算出し、最初の前記正のパルスの発生タイミングである開始角αを以下の数式(7)に基づいて算出し、さらに、前記パルス幅θaと前記開始角αと前記間隔βとに基づいて、前記正のパルスと前記負のパルスとを交互に発生するように構成されている、受電装置。
θa=2arcsin(Eπ/4Ed) ・・・・・・・・・・・・(5)
β=π−θa ・・・・・・・・・・・・(6)
α=−Φ+β/2 ・・・・・・・・・・・・(7)
ただし、Edは、前記直流電圧の値を表す。 - 請求項1〜9のうちのいずれか1項に記載の受電装置であって、
前記コンデンサの容量は、前記2次コイルとの共振周波数が前記第2の交流電流の周波数より小さくなるように設定される、受電装置。 - 請求項1〜10のうちのいずれか1項に記載の受電装置であって、
さらに、
前記第2の交流電圧を直流電圧に変換する電圧変換部を備える、受電装置。 - 第1の交流電圧を印加され、第1の交流電流が流れる1次コイルから電力を受電する方法であって、
前記1次コイルと電磁結合される2次コイルと、該2次コイルに接続されたコンデンサとを備える受電部にて、前記第1の交流電流に基づく第2の交流電圧を生成する交流電圧生成工程と、
前記第2の交流電圧に起因して前記受電部に発生する第2の交流電流によって該受電部に発生するリアクタンス電圧を低減可能な低減電圧であって、該第2の交流電圧と略同一の周波数を有する低減電圧を生成する低減電圧生成工程と、
前記低減電圧を前記受電部に印加する低減電圧印加工程と
を備える方法。
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