JP4070321B2 - 交流電源側に容量性インピーダンスを直列接続したpwmコンバータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置などの装置に供給するPWMコンバータに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
大きな内部インピーダンスを有する電源から大きな電力を取り出すためのPWMコンバータについては、特開平6−54540号公報「PWMコンバータの制御方法」に記載されている通り公知である。
以下に、上記した従来のPWMコンバータについて詳述する。
図4は従来のPWMコンバータと交流電源系統を示すもので、1,2,3はそれぞれU,V,W相の交流電源、4,5,6はインダクタンスLs を有する交流電源1,2,3の誘導性内部インピーダンス(Zls)、7,8,9は抵抗Rs を有する交流電源1,2,3の抵抗性内部インピーダンス(Zrs)である。
また、10,11,12はそれぞれU,V,W相の線電流Iu ,Iv ,Iw 検出用ACCT、 13,14,15はPWM変換器および直流部をPWMコンバータ部100と称したときのPWMコンバータ部100の交流入力端子、16〜21はPWM変換器を構成するスイッチング素子、22は直流ステージの直流電圧Vdcを検出するDCPT、23は負荷である。
【0003】
このような内部インピーダンス4〜9を有する交流電源1〜3から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算した負荷抵抗Rが電源内部抵抗Rs と等しいことが必要である。
図5はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、101〜103は直列容量C、104〜106は負荷抵抗Rである。電源より最大電力を取り出すためには、図5における直列容量C、負荷抵抗Rが次の式(1), (2)の条件を満たせばよい。
したがって、図4に示すPWMコンバータの入力端子電圧Eu ,Ev ,Ew が、次の式(3)〜(5)となれば、PWMコンバータ部100は等価的に図5と等しくなる。ここで(1/j)は位相を90°遅らせる演算子である。
【0004】
【数1】
【0005】
図6はこのための従来のPWMコンバータの制御回路例を示すもので、201は検出された電流Iu ,Iv から入力端子電圧の指令値Eu * Ev * Ew * を算出する演算回路、202は割算器、203は比較器、204はロジック回路、205は三角波発生器、206は(F/V)変換器、207はパターン回路、208は瞬時値/実効値変換回路である。
演算回路201は前記式(3)〜(5)の演算を行う。ここで、Iw は(−Iu −Iv )と等しいことと、式(3)における〔{1/(jωC )}・Iu 〕は図5における直列容量Cの両端電圧を表わし、Iu よりも90°遅れの位相を持つが、Iu とIv が120°位相差を持つことを利用して、〔(Iu +2Iv )/{√(3)・ωC}〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Eu * ,Ev * ,Ew * は次の式(6)〜(8)の如く算出される。
【0006】
【数2】
【0007】
割算器202は、指令値Eu * ,Ev * ,Ew * をそれぞれ直流電圧検出値Vdcの半分、すなわちEdc/2で除算し、PWMコンバータの変調率Eou,Eov,Eowを出力する。比較器203は変調率Eou,Eov,Eowと三角波発生器205の出力ET を比較し、スイッチング素子16〜21の各相のゲート信号Gu ,Gv ,Gw を作成する。ロジック回路204は、ゲート信号Gu ,Gv ,Gw を各々スイッチング素子ゲート信号UP ,UN ,VP ,VN ,WP ,WN に振り分ける。
【0008】
F/V変換器206は電流検出値Iu から電源角周波数ωを算出する。演算回路201は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路207が出力する容量C、および、電流Iu ,Iv から入力端子電圧の指令値Eu * Ev * Ew * を算出する。
また、瞬時値/実効値変換回路208は電流検出値Iu の実効値Iを算出し、パターン変換回路207は、上記実効値Iが所定値を越えたとき、上記(6)〜(8)の演算に使用する容量Cを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、容量C(もしくは抵抗R)を変え前記(1)(2)式の関係を崩して電力を制限する。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上記したPWMコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができるが、図5の等価回路で表される動作をさせるためには101〜103の直列容量Cの無効分電圧をスイッチング素子16〜21に印加させねばならず、スイッチング素子16〜21で発生する導通損失、スイッチング損失が大となりPWMコンバータの効率を悪化させる原因となっていた。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるPWMコンバータの効率を上昇させ、スイッチング素子の小容量化を図ることである。
【0010】
【課題を解決するための手段】
図2は交流入力端子13〜15と交流電源の間に直列にコンデンサ107〜109からなる外部容量Cc を接続し、PWMコンバータ部100は直列容量Cb (同図におけるコンデンサ110〜112)と負荷抵抗Rb (同図における抵抗113〜115)で表した場合の等価回路図である。
ここで、図2と図5の等価回路が電気的に同じ振舞いをする(図2において、入力端27,28,29から見たインピーダンスと図5において入力端13,14,15から見たインピーダンスが等しい)とし、また、交流電源1,2,3の内部インダクタンスLs と外部容量Cc の値が既知であり、図5の容量C(図2の入力端27,28,29から見た容量)と電源の内部インダクタンスLs が1/ωC=ωLs の関係にあるとすると、図2の直列容量Cb は式(9)で表される。
また、ここで仮に外部容量Cc と図2の入力端27,28,29から見た容量CをCc =Cとすると、直列容量Cb は等価的に短絡となるので、図2におけるPWMコンバータ部100の相インピーダンスの絶対値|Zb |は式(10)で表される。一方、図5において、PWMコンバータ部100の相インピーダンスの絶対値|Za |は式(11)で表される。
【0011】
【数3】
【0012】
したがって、例えばω=2π×250Hz ,C=Cc =1000μF、R=0.1Ωとすると、図2および図5の相インピーダンスの絶対値|Zb |および|Za |は、それぞれ|Zb |=0.1Ω, |Za |=0.64Ωとなり、|Za |/|Zb |=6.4である。
すなわち、Cc =Cとすると、図5においてPWMコンバータ部100の負荷抵抗Rおよび直列容量Cの直列回路に印加される電圧Vd は、図2におけるPWMコンバータ部100の負荷抵抗Rb および直列容量Cb の直列回路に印加される電圧の約6.4倍となる。
このため、前記したように図5におけるPWMコンバータ部100の負荷抵抗Rおよび直列容量Cの直列回路に印加される電圧Vd に較べて、図2におけるPWMコンバータ部100の負荷抵抗Rb および直列容量Cb の直列回路に印加される電圧は小さくなる。
【0013】
以上のように、PWMコンバータに外部容量Ccを直列接続することにより、入力端27,28,29から見たインピーダンスを図5と同じに保ちながら、PWMコンバータのスイッチング素子16〜21に印加される電圧を小さくすることができ、スイッチング素子16〜21で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることが可能となる。
また、上記直列容量Cと抵抗Rの値が前記式(1)(2)を満たせば、電源から最大電力を取り出すことができるので、Rb =Rs とし、入力端27,28,29から見た容量Cが1/ωC=ωLs を満たすようにPWMコンバータを制御すれば、交流電源より最大電力を取り出すことができる。
【0014】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、本発明においては、誘導性内部インピーダンス(Zls)および抵抗性内部インピーダンス(Zrs)を有する交流電源を直流に変換するPWMコンバータにおいて、PWMコンバータ部の交流入力端子の前記交流電源側に容量性外部インピーダンス(Zct)を各相直列に接続し、上記容量性外部インピーダンス(Zct)とPWMコンバータ部の直列回路を交流電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンス(Zcc)と抵抗性インピーダンス(Zrc)の直列回路となるよう交流入力端子をPWM変調率により制御する。
これにより、上述したように、スイッチング素子16〜21で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることができる。
また、上記において、Zrc=Zrsとし、Zcc=−ZlsとなるようにPWMコンバータをPWM変調することにより、交流電源より最大電力を取り出すことが可能となる。
【0015】
【発明の実施の形態】
図1は本発明が適用されたPWMコンバータの主回路構成と交流電源系統を示すもので、図4と同符号を有するものは同一構成部品を表す。同図において、24〜26は容量Cc を有する外部コンデンサ、27〜29はPWMコンバータの交流入力端子であり、外部コンデンサ24〜26とPWMコンバータ部100によりPWMコンバータを表す。
【0016】
図2は図1に示したPWMコンバータの等価回路図であり、前記したように107〜109は容量Cc を有する容量性インピーダンスである。
図2の等価回路における110〜112で表される直列容量Cb および113〜115で表される負荷抵抗Rb は、図5の直列容量Cおよび負荷抵抗Rと同様にPWMコンバータ部100を表している。
ここで、前述した如く、PWMコンバータ部100を構成する直列容量Cb および負荷抵抗Rb の合成インピーダンスZb の絶対値|Zb |は、図5の直列容量Cおよび負荷抵抗Rの合成インピーダンスZa の絶対値|Za |に較べ、小さくなる。
【0017】
なお、外部容量Cc をCc =Cとすると、直列容量Cb は等価的に短絡となり、前記図6と同様な制御回路でPWMコンバータ部の容量Cb を制御する場合には、Cb を非常に大きく設定する必要がある。そこで、上記のように容量Cb を制御する場合には、Cc <Cとし、後述するように前記図6と同様な制御回路でPWMコンバータ部の容量Cb を制御する。
以上のように、同一電力を得るのに従来のPWMコンバータ部と比較して、本発明の実施例のPWMコンバータにおいては、PWMコンバータ部100に印加される直流電圧を下げることができるので、従来例に比べ大幅にPWMコンバータ部のスイッチング素子部の損失を減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を計る事ができる。
【0018】
図3に本発明の実施例のPWMコンバータの制御回路を示し、図6と同符号を有するものは同一要素を表す。なお、本実施例は、PWMコンバータに直列に接続する外部容量Cc の値をCc <Cに設定し、PWMコンバータの容量性インピーダンスCb を制御して、外部容量Cc とPWMコンバータの誘導性インピーダンスを合わせた全体の容量性インピーダンスが前記図5に示した容量性インピーダンスCに一致するように制御する場合を示している。
本実施例においては、前記図6と同様に、演算回路201により、入力端子電圧指令値Eu * ,Ev * ,Ew * を前記式(6)〜(8)により算出し、割算器202により、指令値Eu * ,Ev * ,Ew * をEdc/2で除算し、PWMコンバータの変調率Eou,Eov,Eowを求める。そして、比較器203で変調率Eou,Eov,Eowと三角波発生器205の出力ET を比較し、スイッチング素子16〜21の各相のゲート信号Gu ,Gv ,Gw を作成する。ロジック回路204は、ゲート信号Gu ,Gv ,Gw を各々スイッチング素子ゲート信号UP ,UN ,VP ,VN ,WP ,WN に振り分ける。
【0019】
F/V変換器206は電流検出値Iu から電源角周波数ωを算出する。また、209は容量指令発生器であり、電源のインダクタンスLs とF/V変換器206により算出されたωと、外部容量Cc の値より前記式(9)により容量Cb の値を算出し、上記演算回路201に出力する。
演算回路201は、上記ω、容量Cb 、抵抗Rと電流Iu ,Iv より指令値Eu * ,Ev * ,Ew * を算出し、PWMコンバータ部100の交流入力端子13〜15の電圧を制御する。これにより、交流電源1〜3の電源周波数が変化した場合でも前記(1)(2)式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができる。また、容量性インピーダンスがPWMコンバータ部100に直接に接続されているので、PWMコンバータのスイッチング素子16〜21に加わる電圧を小さくすることができる。
【0020】
なお、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記した特開平6−54540号公報に記載されるように、最大電力を取り出すのではなく、所定の低い電圧を取り出す必要がある場合には、図3の制御回路における容量Cや抵抗Rを変えることにより同様に対処することができる。
また、上記実施例では、容量指令発生器209により、容量Cb の値を算出してPWMコンバータを制御しているが、電源周波数がほとんど変化しない場合には、外部容量Cc =Cに設定し、式(6)〜(8)におけるCの値を大きな値に設定しておけば、実質的に上記と同様の制御を行うことができる。
【0021】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、PWMコンバータ部の交流入力端子に各相直列に容量性インピーダンス接続しているので、PWMコンバータ部のスイッチング損失を大幅に減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を図ることができる。
また、交流電源が誘導性内部インピーダンスZlsおよび抵抗性内部インピーダンスZrsを有するとき、上記容量性インピーダンスが直列に接続されたPWMコンバータ部を交流入力端子から見た等価回路が容量性インピーダンスZccと抵抗性インピーダンスZrcの直列回路となるようにPWMコンバータを制御し、上記容量性インピーダンスZccと抵抗性インピーダンスZrcが、Zcc=−Zls、Zrc=Zrsとなるように制御することにより、電源から最大電力を取り出すことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例のPWMコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図2】図1のPWMコンバータの等価回路を示す図である。
【図3】本発明の実施例のPWMコンバータの制御回路を示す図である。
【図4】従来のPWMコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図5】従来のPWMコンバータの等価回路を示す図である。
【図6】PWMコンバータの制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
1〜3 交流電源
4〜6 誘導性内部インピーダンス(Zls )
7〜9 抵抗性内部インピーダンス(Zrs )
13〜15 交流入力端子
22 DCPT
23 負荷
24〜26 外部コンデンサ(Cc )
27〜29 PWMコンバータの交流入力端子
101〜103 直列容量(C)
104〜106 負荷抵抗(R)
107〜109 外部容量(Cc )
110〜112 直列容量(Cb )
113〜115 負荷抵抗(Rb )
201 演算回路
202 割算器
203 比較器
204 ゲート発生回路
205 三角波発生器
206 F/V)変換器
207 容量指令発生器
208 瞬時値/実効値変換器
209 容量指令発生器
Claims (2)
- U,V,W相の線電流の検出値から電源角周波数ωを算出する手段と、該角周波数ωと交流電源のインダクタンスL s と、PWMコンバータの交流入力端子と交流電源との間に接続されたコンデンサの容量Ccより、PWMコンバータの直列容量Cbを算出する手段と、
上記電源角周波数ωと直列容量Cbと負荷抵抗Rと上記線電流から入力端子電圧指令値E u * ,E v * ,E w * を算出する演算手段と、
上記算出結果からPWMコンバータの変調率を求め、求めた変調率からPWMコンバータのスイッチング素子の各相のゲート信号を作成し、各相のゲート信号を振り分ける手段を有する制御回路を備え、誘導性内部インピーダンス(Zls)および抵抗性内部インピーダンス(Zrs)を有する交流電源を直流に変換するPWMコンバータであって、
PWMコンバータ部の交流入力端子の前記交流電源側に容量性外部インピーダンス(Zct)を各相直列に接続し、
上記制御回路は、上記容量性外部インピーダンス(Zct)とPWMコンバータ部の直列回路を交流電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンス(Zcc)と抵抗性インピーダンス(Zrc)の直列回路となるよう交流入力端子をPWM変調率により制御した
ことを特徴とするPWMコンバータ。 - 前記PWMコンバータにおいてZrc=Zrs、Zcc=−Zlsとなるように、PWMコンバータをPWM変調した
ことを特徴とする請求項1項記載のPWMコンバータ。
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JP24961798A JP4070321B2 (ja) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | 交流電源側に容量性インピーダンスを直列接続したpwmコンバータ |
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JP2000083379A JP2000083379A (ja) | 2000-03-21 |
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JP24961798A Expired - Lifetime JP4070321B2 (ja) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | 交流電源側に容量性インピーダンスを直列接続したpwmコンバータ |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US9548674B2 (en) | 2010-12-15 | 2017-01-17 | Central Japan Railway Company | Electric power receiving device and method of receiving electric power |
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1998
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