JP4070320B2 - 交流電源側に容量性インピーダンスを並列接続したｐｗｍコンバータ - Google Patents
交流電源側に容量性インピーダンスを並列接続したｐｗｍコンバータ Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置などの装置に供給するＰＷＭコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
大きな内部インピーダンスを有する電源から大きな電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」に記載されている通り公知である。
以下に、上記した従来のＰＷＭコンバータについて詳述する。
【０００３】
図４は従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示すもので、１，２，３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の交流電源、４，５，６はインダクタンスＬs を有する交流電源１，２，３の誘導性内部インピーダンス（Ｚls）、７，８，９は抵抗Ｒs を有する交流電源１，２，３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）である。
また、１０，１１，１２はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の線電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw 検出用ＡＣＣＴ、 １３，１４，１５はＰＷＭ変換器および直流部をＰＷＭコンバータ部１００と称したときのＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｖdcを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
このような内部インピーダンス４〜９を有する交流電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒs と等しいことが必要である。
【０００４】
図５はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。電源より最大電力を取り出すためには、図５における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが次の式（１）, （２）の条件を満たせばよい。
したがって、図４に示すＰＷＭコンバータの入力端子電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw が、次の式（３）〜（５）となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図５と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００５】
【数１】
【０００６】
図６はこのための従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示すもので、２０１は検出された電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する演算回路、２０２は割算器、２０３は比較器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換器である。
【０００７】
演算回路２０１は前記式（３）〜（５）の演算を行うが、前記（３）〜（５）は次の式（６）〜（８）のように表すことができる。すなわち、Ｉw は（−Ｉu −Ｉv ）と等しく、また、式（３）における〔｛１／（ｊωＣ ）｝・Ｉu 〕は図５における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉu よりも９０°遅れの位相を持つがＩu とＩv が１２０°位相差を持つので、〔（Ｉu ＋２Ｉv ）／｛√（３）・ωＣ｝〕より算出される。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を式（６）〜（８）の如く算出される。
したがって、演算回路２０１は式（６）〜（８）を用いて入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を算出する。
【０００８】
【数２】
【０００９】
割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をそれぞれ直流電圧検出値Ｖdcの半分、すなわちＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを出力する。比較器２０３は変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【００１０】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉu の実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）の演算に使用する容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１）（２）式の関係を崩して電力を制限する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができるが、図５の等価回路で表される動作をさせるためには１０１〜１０３の直列容量Ｃの無効分電流をスイッチング素子１６〜２１内で循環電流として流さねばならない。このため、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失が大となりＰＷＭコンバータの効率を悪化させる原因となっていた。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるＰＷＭコンバータの効率を上昇させ、スイッチング素子の小容量化を図ることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
図２はＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５に並列に外部容量Ｃc を接続し、ＰＷＭコンバータ部１００を図５と同様に直列容量Ｃb と負荷抵抗Ｒb の等価回路で表した図である。
ここで、図２と図５の等価回路が電気的に同じ振舞いをする（図２、図５において、入力端１３，１４，１５から見たインピーダンスが等しい）とし、また、外部容量Ｃc の値と図５の直列容量Ｃの値を等しいとする。この場合、図２の直列容量Ｃb と負荷抵抗Ｒb は次の式（９）および（１０）で表される。
すなわち、図５の直列容量Ｃと等しい外部容量ＣｃをＰＷＭコンバータ部１００の入力に並列に接続した場合、入力端１３，１４，１５からみたインピーダンスが図５と同じとなる上記直列容量Ｃb と負荷抵抗Ｒb の値は式（９）（１０）となる。すなわち、ＰＷＭコンバータ部１００は、抵抗性インピーダンス（負荷抵抗Ｒb ）と誘導性インピーダンス（直列容量Ｃb ＝−Ｃ）の直列回路となる。
また、図２において、Ｃb ＝−ＣとしたときのＰＷＭコンバータ部１００の相インピーダンスの絶対値｜Ｚb ｜は式（１１）で表され、図５において、ＰＷＭコンバータ部１００の相インピーダンスの絶対値｜Ｚa ｜は式（１２）で表される。
【００１３】
【数３】
【００１４】
ここで、例えばω＝２π×２５０Ｈz ，Ｃ＝Ｃc ＝１０００μＦ、Ｒ＝０．１Ωとすると、上記相インピーダンスの絶対値、｜Ｚb ｜および｜Ｚa ｜は、それぞれ｜Ｚb ｜＝４．１３Ω, ｜Ｚa ｜＝０．６４Ωとなり、｜Ｚb ｜／｜Ｚa ｜＝６．４である。
従って、図５においてＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒおよび直列容量Ｃに流れる電流Ｉa は、図２におけるＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒb および直列容量Ｃb に流れる電流Ｉb の約６．４倍となる。
すなわち、ＰＷＭコンバータに外部容量Ｃｃを並列接続することにより、入力端１３，１４，１５から見たインピーダンスを図５と同じに保ちながら、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子１６〜２１に流れる無効分電流を小さくすることができ、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることが可能となる。
また、上記直列容量Ｃと抵抗Ｒの値が前記式（１）（２）を満たせば、電源から最大電力を取り出すことができるので、１／ωＣ＝ωＬs ，Ｒ＝Ｒs を満たすようにＰＷＭコンバータを制御すれば、交流電源より最大電力を取り出すことができる。
【００１５】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、本発明においては、誘導性内部インピーダンス（Ｚls）および抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）を有する交流電源を直流に交換するＰＷＭコンバータにおいて、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子に誘導性外部インピーダンス（Ｚlt）と容量性外部インピーダンス（Ｚct）のリアクタンス直列回路を各相並列に接続する。そして、前記リアクタンス直列回路とＰＷＭコンバータ部１００を交流入力端子から見た等価回路が、抵抗性インピーダンス（Ｚrc）と容量性インピーダンス（Ｚcc）の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調により制御する。
これにより、上述したように、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることができる。
また、上記において、ＰＷＭコンバータ部は抵抗性インピーダンス（Zrb ）と誘導性インピーダンス（Zlb ）の直列回路となるようＰＷＭ変調し、Ｚlt＋Ｚct＝−Ｚlsとするとともに、Ｚcc＝−Ｚls、Ｚrc＝Ｚrsとすることにより、交流電源より最大電力を取り出すことが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明が適用されたＰＷＭコンバータの主回路構成と電源系統を示す図であり、前記図４と同符号を有するものは同一構成部品を表す。
同図において、２４〜２６はインダクタンスＬt を有する外部リアクトル、２７〜２９は容量Ｃt を有する外部コンデンサであり、外部リアクトル２４〜２６と外部コンデンサ２７〜２９によりリアクタンス直列回路を構成している。
ここで外部リアクトル２４〜２６はスイッチング素子１６〜２１のスイッチングに基づく直流電源短絡電流を防止するためのものであり、スイッチング周波数が高ければ小さなインダクタンスを有するもので良い。
【００１７】
なお、前記したように本発明においてはリアクタンス直列回路のインピーダンスＺc として容量性である必要がある。このため、外部リアクトル２４〜２６と外部コンデンサ２７〜２９のそれぞれの直列回路は、交流電源１〜３の電源周波数に対して容量性インピーダンスとなる如く、しかもスイッチングに基づく直流電源短絡電流を抑制する如くインダクタンスＬt および容量Ｃt の値が決定される。
【００１８】
図２は図１に示した本発明の実施例のＰＷＭコンバータの等価回路図であり、前記したように１０７〜１０９は外部容量Ｃc を有する外部コンデンサである。また、１１０〜１１２で表される直列容量Ｃb および１１３〜１１５で表される負荷抵抗Ｒb は、図５の直列容量Ｃおよび負荷抵抗Ｒと同様にＰＷＭコンバータ部１００を表しており、上記外部容量Ｃc は前記図１に示した外部リアクトル２４〜２６と外部コンデンサ２７〜２９より構成されるリアクタンス直列回路の容量性インピーダンスを表している。
図２の等価回路において、上記容量性インピーダンスＣc の値は電源角周波数により変化し、図１のインダクタンスＬt を有する外部リアクトルと容量Ｃt を有する外部コンデンサより式（１３）で表される。
【００１９】
【数４】
【００２０】
ここで前述した如く、図２の外部コンデンサＣc と図５の直列容量Ｃの値を等しくすると、図２の直列容量Ｃb （＝−Ｃc ）および負荷抵抗Ｒb の合成インピーダンスＺb の絶対値｜Ｚb ｜、および図５の直列容量Ｃおよび負荷抵抗Ｒの合成インピーダンスＺa の絶対値｜Ｚa ｜はそれぞれ前記したように式（１１），（１２）で表される。
従って、同一電力を得るのに従来のＰＷＭコンバータ部１００と比較して、前記したように本発明の実施例のＰＷＭコンバータ部１００には、小さな電流しか流れず、大幅にＰＷＭコンバータ部１００のスイッチング素子部の損失を減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を計る事ができる。
【００２１】
ここで、インダクタンスＬt および容量Ｃt は固定の値であるために、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合には、交流電源１〜３の誘導性内部インピーダンスＺlsと、インダクタンスＬt と容量Ｃt から構成されるリアクタンス直列回路インピーダンスＺc の和は零とはならない。
そこで、本発明においては、前記図６に示した制御回路と同様な図３に示す制御回路を用いて、強制的に力率１となる如く制御する。これにより、無効分の一部はひきつづきリアクタンス直列回路に流れ、図６と同様に効率良く制御される。
【００２２】
すなわち、図３に示すように、演算回路２０１により、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を前記式（６）〜（８）により算出し、割算器２０２により、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【００２３】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器２０９は上記Ｆ／Ｖ変換器２０６より得られた角周波数ωと交流電源１〜３のインダクタンスＬs より、電源と負荷系続の全体リアクタンスが零となる直列容量Ｃを算出して、それぞれ演算回路２０１に出力する。
演算回路２０１は、上記ω、容量Ｃ、および抵抗Ｒ（＝Ｒs ）と電流Ｉu ，Ｉv より指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を算出し、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧を制御する。これにより、前記（１）（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができる。また、全体として容量性インピーダンスとなるリアクタンス直列回路がＰＷＭコンバータ部１００に並列に接続されているので、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子１６〜２１に流れる無効分電流を小さくすることができる。
【００２４】
なお、図１においては外部コンデンサ２８〜３０はＹ接続した構成になっているが、外部コンデンサ２８〜３０の容量Ｃt の値を小さくするため、Δ接続にしてもよい。
また、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記した特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すのではなく、所定の低い電圧を取り出す必要がある場合には、図３の制御回路における容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処することができる。
【００２５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、ＰＷＭコンバータ部の交流入力端子に各相並列に全体として容量性インピーダンスとなるリアクタンス直列回路を接続しているので、ＰＷＭコンバータ部のスイッチング損失を大幅に減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を図ることができる。
また、交流電源が誘導性内部インピーダンスＺlsおよび抵抗性内部インピーダンスＺrsを有するとき、リアクタンス直列回路とＰＷＭコンバータ部とを交流入力端子から見た等価回路が容量性インピーダンスＺccと抵抗性インピーダンスＺrcの直列回路となるようにＰＷＭコンバータを制御し、上記容量性インピーダンスＺccと抵抗性インピーダンスＺrcが、Ｚcc＝−Ｚls、Ｚrc＝Ｚrsとなるように制御することにより、電源から最大電力を取り出すことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図２】図１のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図３】本発明の実施例のＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図６】ＰＷＭコンバータの制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３ 交流電源
４〜６ 誘導性内部インピーダンス（Ｚls）
７〜９ 抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）
１３〜１５ 交流入力端子
２２ ＤＣＰＴ
２３ 負荷
２４〜２６ 外部リアクトル（Ｌt ）
２７〜２９ 外部コンデンサ（Ｃt ）
１０１〜１０３ 直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６ 負荷抵抗（Ｒ）
１０７〜１０９ 外部コンデンサ（Ｃc ）
１１０〜１１２ 直列容量（Ｃb ）
１１３〜１１５ 負荷抵抗（Ｒb ）
２０１ 演算回路
２０２ 割算器
２０３ 比較器
２０４ ゲート発生回路
２０５ 三角波発生器
２０６ Ｆ／Ｖ変換器
２０７ パターン回路
２０８ 瞬時値／実効値変換回路
２０９ 容量指令発生器
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置などの装置に供給するＰＷＭコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
大きな内部インピーダンスを有する電源から大きな電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」に記載されている通り公知である。
以下に、上記した従来のＰＷＭコンバータについて詳述する。
【０００３】
図４は従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示すもので、１，２，３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の交流電源、４，５，６はインダクタンスＬs を有する交流電源１，２，３の誘導性内部インピーダンス（Ｚls）、７，８，９は抵抗Ｒs を有する交流電源１，２，３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）である。
また、１０，１１，１２はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の線電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw 検出用ＡＣＣＴ、 １３，１４，１５はＰＷＭ変換器および直流部をＰＷＭコンバータ部１００と称したときのＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｖdcを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
このような内部インピーダンス４〜９を有する交流電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒs と等しいことが必要である。
【０００４】
図５はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。電源より最大電力を取り出すためには、図５における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが次の式（１）, （２）の条件を満たせばよい。
したがって、図４に示すＰＷＭコンバータの入力端子電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw が、次の式（３）〜（５）となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図５と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００５】
【数１】
図６はこのための従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示すもので、２０１は検出された電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する演算回路、２０２は割算器、２０３は比較器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換器である。
【０００７】
演算回路２０１は前記式（３）〜（５）の演算を行うが、前記（３）〜（５）は次の式（６）〜（８）のように表すことができる。すなわち、Ｉw は（−Ｉu −Ｉv ）と等しく、また、式（３）における〔｛１／（ｊωＣ ）｝・Ｉu 〕は図５における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉu よりも９０°遅れの位相を持つがＩu とＩv が１２０°位相差を持つので、〔（Ｉu ＋２Ｉv ）／｛√（３）・ωＣ｝〕より算出される。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を式（６）〜（８）の如く算出される。
したがって、演算回路２０１は式（６）〜（８）を用いて入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を算出する。
【０００８】
【数２】
割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をそれぞれ直流電圧検出値Ｖdcの半分、すなわちＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを出力する。比較器２０３は変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【００１０】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉu の実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）の演算に使用する容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１）（２）式の関係を崩して電力を制限する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができるが、図５の等価回路で表される動作をさせるためには１０１〜１０３の直列容量Ｃの無効分電流をスイッチング素子１６〜２１内で循環電流として流さねばならない。このため、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失が大となりＰＷＭコンバータの効率を悪化させる原因となっていた。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるＰＷＭコンバータの効率を上昇させ、スイッチング素子の小容量化を図ることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
図２はＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５に並列に外部容量Ｃc を接続し、ＰＷＭコンバータ部１００を図５と同様に直列容量Ｃb と負荷抵抗Ｒb の等価回路で表した図である。
ここで、図２と図５の等価回路が電気的に同じ振舞いをする（図２、図５において、入力端１３，１４，１５から見たインピーダンスが等しい）とし、また、外部容量Ｃc の値と図５の直列容量Ｃの値を等しいとする。この場合、図２の直列容量Ｃb と負荷抵抗Ｒb は次の式（９）および（１０）で表される。
すなわち、図５の直列容量Ｃと等しい外部容量ＣｃをＰＷＭコンバータ部１００の入力に並列に接続した場合、入力端１３，１４，１５からみたインピーダンスが図５と同じとなる上記直列容量Ｃb と負荷抵抗Ｒb の値は式（９）（１０）となる。すなわち、ＰＷＭコンバータ部１００は、抵抗性インピーダンス（負荷抵抗Ｒb ）と誘導性インピーダンス（直列容量Ｃb ＝−Ｃ）の直列回路となる。
また、図２において、Ｃb ＝−ＣとしたときのＰＷＭコンバータ部１００の相インピーダンスの絶対値｜Ｚb ｜は式（１１）で表され、図５において、ＰＷＭコンバータ部１００の相インピーダンスの絶対値｜Ｚa ｜は式（１２）で表される。
【００１３】
【数３】
ここで、例えばω＝２π×２５０Ｈz ，Ｃ＝Ｃc ＝１０００μＦ、Ｒ＝０．１Ωとすると、上記相インピーダンスの絶対値、｜Ｚb ｜および｜Ｚa ｜は、それぞれ｜Ｚb ｜＝４．１３Ω, ｜Ｚa ｜＝０．６４Ωとなり、｜Ｚb ｜／｜Ｚa ｜＝６．４である。
従って、図５においてＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒおよび直列容量Ｃに流れる電流Ｉa は、図２におけるＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒb および直列容量Ｃb に流れる電流Ｉb の約６．４倍となる。
すなわち、ＰＷＭコンバータに外部容量Ｃｃを並列接続することにより、入力端１３，１４，１５から見たインピーダンスを図５と同じに保ちながら、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子１６〜２１に流れる無効分電流を小さくすることができ、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることが可能となる。
また、上記直列容量Ｃと抵抗Ｒの値が前記式（１）（２）を満たせば、電源から最大電力を取り出すことができるので、１／ωＣ＝ωＬs ，Ｒ＝Ｒs を満たすようにＰＷＭコンバータを制御すれば、交流電源より最大電力を取り出すことができる。
【００１５】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、本発明においては、誘導性内部インピーダンス（Ｚls）および抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）を有する交流電源を直流に交換するＰＷＭコンバータにおいて、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子に誘導性外部インピーダンス（Ｚlt）と容量性外部インピーダンス（Ｚct）のリアクタンス直列回路を各相並列に接続する。そして、前記リアクタンス直列回路とＰＷＭコンバータ部１００を交流入力端子から見た等価回路が、抵抗性インピーダンス（Ｚrc）と容量性インピーダンス（Ｚcc）の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調により制御する。
これにより、上述したように、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることができる。
また、上記において、ＰＷＭコンバータ部は抵抗性インピーダンス（Zrb ）と誘導性インピーダンス（Zlb ）の直列回路となるようＰＷＭ変調し、Ｚlt＋Ｚct＝−Ｚlsとするとともに、Ｚcc＝−Ｚls、Ｚrc＝Ｚrsとすることにより、交流電源より最大電力を取り出すことが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明が適用されたＰＷＭコンバータの主回路構成と電源系統を示す図であり、前記図４と同符号を有するものは同一構成部品を表す。
同図において、２４〜２６はインダクタンスＬt を有する外部リアクトル、２７〜２９は容量Ｃt を有する外部コンデンサであり、外部リアクトル２４〜２６と外部コンデンサ２７〜２９によりリアクタンス直列回路を構成している。
ここで外部リアクトル２４〜２６はスイッチング素子１６〜２１のスイッチングに基づく直流電源短絡電流を防止するためのものであり、スイッチング周波数が高ければ小さなインダクタンスを有するもので良い。
【００１７】
なお、前記したように本発明においてはリアクタンス直列回路のインピーダンスＺc として容量性である必要がある。このため、外部リアクトル２４〜２６と外部コンデンサ２７〜２９のそれぞれの直列回路は、交流電源１〜３の電源周波数に対して容量性インピーダンスとなる如く、しかもスイッチングに基づく直流電源短絡電流を抑制する如くインダクタンスＬt および容量Ｃt の値が決定される。
【００１８】
図２は図１に示した本発明の実施例のＰＷＭコンバータの等価回路図であり、前記したように１０７〜１０９は外部容量Ｃc を有する外部コンデンサである。また、１１０〜１１２で表される直列容量Ｃb および１１３〜１１５で表される負荷抵抗Ｒb は、図５の直列容量Ｃおよび負荷抵抗Ｒと同様にＰＷＭコンバータ部１００を表しており、上記外部容量Ｃc は前記図１に示した外部リアクトル２４〜２６と外部コンデンサ２７〜２９より構成されるリアクタンス直列回路の容量性インピーダンスを表している。
図２の等価回路において、上記容量性インピーダンスＣc の値は電源角周波数により変化し、図１のインダクタンスＬt を有する外部リアクトルと容量Ｃt を有する外部コンデンサより式（１３）で表される。
【００１９】
【数４】
ここで前述した如く、図２の外部コンデンサＣc と図５の直列容量Ｃの値を等しくすると、図２の直列容量Ｃb （＝−Ｃc ）および負荷抵抗Ｒb の合成インピーダンスＺb の絶対値｜Ｚb ｜、および図５の直列容量Ｃおよび負荷抵抗Ｒの合成インピーダンスＺa の絶対値｜Ｚa ｜はそれぞれ前記したように式（１１），（１２）で表される。
従って、同一電力を得るのに従来のＰＷＭコンバータ部１００と比較して、前記したように本発明の実施例のＰＷＭコンバータ部１００には、小さな電流しか流れず、大幅にＰＷＭコンバータ部１００のスイッチング素子部の損失を減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を計る事ができる。
【００２１】
ここで、インダクタンスＬt および容量Ｃt は固定の値であるために、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合には、交流電源１〜３の誘導性内部インピーダンスＺlsと、インダクタンスＬt と容量Ｃt から構成されるリアクタンス直列回路インピーダンスＺc の和は零とはならない。
そこで、本発明においては、前記図６に示した制御回路と同様な図３に示す制御回路を用いて、強制的に力率１となる如く制御する。これにより、無効分の一部はひきつづきリアクタンス直列回路に流れ、図６と同様に効率良く制御される。
【００２２】
すなわち、図３に示すように、演算回路２０１により、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を前記式（６）〜（８）により算出し、割算器２０２により、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【００２３】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器２０９は上記Ｆ／Ｖ変換器２０６より得られた角周波数ωと交流電源１〜３のインダクタンスＬs より、電源と負荷系続の全体リアクタンスが零となる直列容量Ｃを算出して、それぞれ演算回路２０１に出力する。
演算回路２０１は、上記ω、容量Ｃ、および抵抗Ｒ（＝Ｒs ）と電流Ｉu ，Ｉv より指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を算出し、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧を制御する。これにより、前記（１）（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができる。また、全体として容量性インピーダンスとなるリアクタンス直列回路がＰＷＭコンバータ部１００に並列に接続されているので、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子１６〜２１に流れる無効分電流を小さくすることができる。
【００２４】
なお、図１においては外部コンデンサ２８〜３０はＹ接続した構成になっているが、外部コンデンサ２８〜３０の容量Ｃt の値を小さくするため、Δ接続にしてもよい。
また、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記した特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すのではなく、所定の低い電圧を取り出す必要がある場合には、図３の制御回路における容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処することができる。
【００２５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、ＰＷＭコンバータ部の交流入力端子に各相並列に全体として容量性インピーダンスとなるリアクタンス直列回路を接続しているので、ＰＷＭコンバータ部のスイッチング損失を大幅に減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を図ることができる。
また、交流電源が誘導性内部インピーダンスＺlsおよび抵抗性内部インピーダンスＺrsを有するとき、リアクタンス直列回路とＰＷＭコンバータ部とを交流入力端子から見た等価回路が容量性インピーダンスＺccと抵抗性インピーダンスＺrcの直列回路となるようにＰＷＭコンバータを制御し、上記容量性インピーダンスＺccと抵抗性インピーダンスＺrcが、Ｚcc＝−Ｚls、Ｚrc＝Ｚrsとなるように制御することにより、電源から最大電力を取り出すことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図２】図１のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図３】本発明の実施例のＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図６】ＰＷＭコンバータの制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３ 交流電源
４〜６ 誘導性内部インピーダンス（Ｚls）
７〜９ 抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）
１３〜１５ 交流入力端子
２２ ＤＣＰＴ
２３ 負荷
２４〜２６ 外部リアクトル（Ｌt ）
２７〜２９ 外部コンデンサ（Ｃt ）
１０１〜１０３ 直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６ 負荷抵抗（Ｒ）
１０７〜１０９ 外部コンデンサ（Ｃc ）
１１０〜１１２ 直列容量（Ｃb ）
１１３〜１１５ 負荷抵抗（Ｒb ）
２０１ 演算回路
２０２ 割算器
２０３ 比較器
２０４ ゲート発生回路
２０５ 三角波発生器
２０６ Ｆ／Ｖ変換器
２０７ パターン回路
２０８ 瞬時値／実効値変換回路
２０９ 容量指令発生器
Claims (2)
- Ｕ，Ｖ，Ｗ相の線電流の検出値から電源角周波数ωを算出する手段と、該角周波数ωと交流電源のインダクタンスＬ s より、電源と負荷系続の全体リアクタンスが零となる直列容量Ｃを算出する手段と、
上記電源角周波数ωと直列容量Ｃと負荷抵抗Ｒと上記線電流から入力端子電圧指令値Ｅ u * ，Ｅ v * ，Ｅ w * を算出する演算手段と、
上記算出結果からＰＷＭコンバータの変調率を求め、求めた変調率からＰＷＭコンバータのスイッチング素子の各相のゲート信号を作成し、各相のゲート信号を振り分ける手段を有する制御回路を備え、誘導性内部インピーダンス（Ｚls）および抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバータであって、
ＰＷＭコンバータと直流回路からなるＰＷＭコンバータ部の交流入力端子に誘導性外部インピーダンス（Ｚlt）と容量性外部インピーダンス（Ｚct）のリアクタンス直列回路を各相並列に接続し、
上記制御回路により、上記リアクタンス直列回路とＰＷＭコンバータ部を交流入力端子から見た等価回路が、容量性インピーダンス（Ｚcc）と抵抗性インピーダンス（Ｚrc）の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調率により制御する
ことを特徴とするＰＷＭコンバータ。 - 前記ＰＷＭコンバータにおいてＺlt＋Ｚct＝−Ｚlsとするとともに、Ｚcc＝−Ｚls、Ｚrc＝Ｚrsとなるようにし、前記ＰＷＭコンバータ部は抵抗性インピーダンス（Zrb ）と誘導性インピーダンス（Zlb ）の直列回路となるようＰＷＭ変調した
ことを特徴とする請求項１項記載のＰＷＭコンバータ。
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