JP2014241698A - 給電装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合にも、受電回路の入力力率を向上させる給電装置を提供する。
【解決手段】受電コイル、ブリッジ回路及び平滑コンデンサを備え、平滑コンデンサの両端に負荷が接続されるとともに、ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路の直列回路を複数並列に接続してなる給電装置において、受電コイルの電流を検出する電流検出手段と、直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、制御装置と、を有し、交流端子間電圧ｖが、入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、受電コイル及び共振コンデンサからなる共振回路に加わる電圧と受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間（角度）βをずらした点を中心として前後に同じ期間αだけ零電圧となり、その他の期間は、直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧になるように、半導体スイッチをスイッチングする。
【選択図】図２

Description

本発明は、コイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する給電装置に関するものである。
電磁誘導によるコイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する方法として、例えば非接触給電が挙げられる。その原理は、複数のコイルを、空間を介して磁気的に結合することによっていわばトランスを形成し、前記コイル間の電磁誘導を利用して電力を授受するものである。
例えば、電力供給源に相当する一次側コイルを給電線としてレール状に配置し、二次側コイル及び受電回路を一体化して移動体を構成すると共に、一次側コイルと二次側コイルとを対向させることにより、前記給電線に沿って移動する移動体に非接触給電することが可能である。
ここで、図２８は、特許文献１に記載された非接触給電装置を示している。図２８において、高周波電源１００の両端には、コイルとしての一次側給電線１１０が接続されている。一次側給電線１１０には受電コイル１２０が磁気的に結合しており、一次側給電線１１０と受電コイル１２０とは一種のトランスを構成している。
受電コイル１２０の両端は、共振コンデンサＣｒを介して全波整流回路１０の一対の交流端子に接続されている。なお、受電コイル１２０と共振コンデンサＣｒとは、直列共振回路を構成している。
全波整流回路１０は、ダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｘ，Ｄｙをブリッジ接続して構成されている。
全波整流回路１０の一対の直流端子には、全波整流回路１０の直流出力電圧が基準電圧値に等しくなるように制御する定電圧制御回路２０が接続されている。この定電圧制御回路２０は、例えば、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ０及び半導体スイッチＳＷ１からなる昇圧チョッパ回路により構成されており、平滑コンデンサＣ０の両端には負荷Ｒが接続されている。
なお、図２８では、半導体スイッチＳＷ１をスイッチングするための制御装置を省略してある。
図２８の従来技術では、高周波電源１００により一次側給電線１１０に高周波電流を流し、受電コイル１２０を介して供給された高周波電力を全波整流回路１０に入力して直流電力に変換している。
一般に、この種の非接触給電装置では、一次側給電線１１０と受電コイル１２０との間のギャップ長の変化や両者の位置ズレにより、受電コイル１２０に誘起される電圧が変化し、これによって全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する。また、負荷Ｒの特性も、全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する原因となる。
このため、図２８の従来技術では、全波整流回路１０の直流出力電圧を定電圧制御回路２０によって一定値に制御している。
非接触給電装置では、コイルを介して供給される電流の周波数が高いほど、電力伝送を行うために必要な励磁インダクタンスは小さくてよく、コイルやその周辺に配置するコアを小型化できる。しかし、高周波電源装置や受電回路を構成する電力変換器では、回路を流れる電流の周波数が高いほど半導体スイッチのスイッチング損失が増大して給電効率が低下するため、非接触給電される電力の周波数は数［ｋＨｚ］〜数十［ｋＨｚ］に設定するのが一般的である。
図２８に示した非接触給電装置、特に、共振コンデンサＣｒの後段の受電回路には、以下の問題点がある。
（１）受電回路が全波整流回路１０及び定電圧制御回路２０によって構成されているため、回路全体が大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。
（２）全波整流回路１０のダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｘ，Ｄｙに加え、定電圧制御回路２０のリアクトルＬ１、半導体スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１でも損失が発生するため、これらの損失が給電効率の低下要因となっている。
上記の問題点を解決する従来技術として、特許文献２に記載された非接触給電装置及びその制御方法が発明者らによって既に提案されている。
図２９は、特許文献２に記載された非接触給電装置を示している。
図２９において、３１０は受電回路である。この受電回路３１０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙと、各スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙと、下アームのスイッチＱｘ，Ｑｙにそれぞれ並列に接続されたコンデンサＣｘ，Ｃｙと、これらの素子からなるブリッジ回路（フルブリッジインバータ）の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ０の両端には負荷Ｒが接続されている。
２００は、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙをスイッチングするための駆動信号を生成する制御装置である。この制御装置２００は、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉと受電回路３１０の直流端子間電圧（直流出力電圧）Ｖｏとに基づいて、前記駆動信号を生成する。
この非接触給電装置において、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを制御することにより、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３１０への給電電力は、受電コイル１２０の電流ｉと交流端子間電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流端子間電圧Ｖｏに基づいて半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流端子間電圧Ｖｏの一定制御が可能となる。
また、受電回路３１０をスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ及びダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙからなるブリッジ回路によって構成することで、負荷Ｒが回生負荷の場合でも電力を一定に保つ動作が可能である。
この非接触給電装置によれば、図２８の従来技術のように定電圧制御回路を用いることなく、半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号の位相制御により直流端子間電圧Ｖｏを一定に制御することができる。また、受電回路３１０をブリッジ回路及び平滑コンデンサＣ０のみによって構成可能であるため、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を図ることができると共に、構成部品数を少なくして損失を低減し、高効率で安定した非接触給電が可能である。加えて、コンデンサＣｘ，Ｃｙの充放電作用により、いわゆるソフトスイッチングを行わせ、スイッチング損失を低減して更なる高効率化を可能にしている。
しかしながら、特許文献２に記載された従来技術では、受電コイル１２０の電流ｉが交流端子間電圧ｖの基本波成分に対して進み位相となるため、受電回路３１０の入力力率が低下するという問題があり、これが装置全体の損失の増加を招き、更なる小型化を阻む要因となっている。
そこで、出願人は、特願２０１３−０７１４３２号（以下、先願という）として、受電回路の入力力率を改善した非接触給電装置（以下、先願発明という）を既に提案している。
図３０は、先願発明の回路図である。
図３０において、受電回路３２０は、ブリッジ接続されたスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙと、各スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の一対の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ０と、を備えている。ブリッジ回路の一対の交流端子間には、共振コンデンサＣｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流端子間電圧Ｖｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を生成し、出力する。図示されていないが、直流端子間電圧Ｖｏは直流電圧検出器等の周知の電圧検出手段により検出される。
次に、図３０において、受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合の動作を説明する。
図３１は、受電コイル１２０の電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を示しており、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。図３１において、ＺＣＰ’は電流ｉのゼロクロス点を示す。
以下に、図３１の各期間（１）〜（４）における動作を説明する。
（１）期間（１）（スイッチＱｕ，Ｑｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣｒ→ダイオードＤｕ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流端子間電圧Ｖｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ０が充電される。
（２）期間（２）（スイッチＱｘ，Ｑｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣｒ→スイッチＱｘ→ダイオードＤｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（３）期間（３）（スイッチＱｕ，Ｑｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣｒ→受電コイル１２０→ダイオードＤｖ→スイッチＱｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（４）期間（４）（スイッチＱｘ，Ｑｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣｒ→受電コイル１２０→ダイオードＤｖ→平滑コンデンサＣ０→ダイオードＤｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流端子間電圧Ｖｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ０が充電される。
これ以降は、期間（１）のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
図３１から明らかなように、先願発明によれば、制御装置２００が半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙをスイッチング制御することで、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、受電コイル１２０を流れる電流ｉの一方のゼロクロス点ＺＣＰ’の前後の期間αだけ零電圧となり、その他の期間は直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧となるように制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流端子間電圧Ｖｏの検出値に基づいてスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流端子間電圧Ｖｏの一定制御が可能になる。
このとき、図３１に示すように、受電コイル１２０を流れる電流ｉとブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの基本波成分ｖ’との位相差は０°になるので、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
特開２００２-３５４７１１号公報（段落［００２８］〜［００３１］，［００４１］〜［００４５］、図１，図６等） 特開２０１２−１２５１３８号公報（段落［００１５］〜［００２７］、図１〜図３等）
先願発明では、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣｒによる共振周波数が電源周波数と完全に一致している場合には受電回路３２０の入力力率が１となるが、共振周波数が電源周波数からずれると、受電回路３２０の入力力率は低下する。その理由を、以下に説明する。
図３２は、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣｒによる共振周波数が電源周波数からずれている場合の、受電回路３２０の入力側等価回路を示している。図３２では、受電コイル１２０に誘起される電圧ｖｉｎを交流電源として表してあり、また、符号４００は、受電回路３２０と負荷Ｒとに相当するインピーダンスを示している。但し、一般的に、負荷Ｒに対してその他のインピーダンスは無視できるため、符号４００は負荷Ｒに相当する純抵抗とみなすことができる。
更に、図３３は受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形を示している。
図３２に示すように、受電コイル１２０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを部品の符号と同様にＣｒ［Ｆ］とし、更に、電源周波数をｆｓ［Ｈｚ］とした場合、インダクタンスＬと共振コンデンサＣｒとの合成インダクタンスＬｓ［Ｈ］は数式１により定義される。
Figure 2014241698
一方、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣｒからなる共振回路の共振周波数は、数式２によって表される。
Figure 2014241698
 従って、ｆｃ＝ｆｓのときＬｓ＝０，ｆｃ≠ｆｓのときＬｓ≠０となる。
また、図３１に示した制御方法によれば、ｖ’の位相はｉと一致している。このため、受電コイル１２０の電流ｉがＩｓｉｎωｔと表されるとき、ｖ’はＶ’ｓｉｎωｔと表すことができる。
これに対し、ｖｉｎは、図３２によりｖの基本波成分ｖ’とｖＬとの和によって表され、数式３のようになる。
Figure 2014241698
 Ｌｓ＝０の場合にはｖｉｎ＝Ｖ’ｓｉｎωｔとなり、ｖｉｎとｉ（＝Ｉｓｉｎωｔ）との位相差θは０になって受電回路３２０の入力力率は１となる。しかし、Ｌｓ≠０の場合には、図３３に示すようにｖｉｎとｉとは位相差θを持つため、入力力率は低下することとなる。
そこで、本発明の解決課題は、Ｌｓ≠０、すなわち受電コイル及び共振コンデンサによって構成される共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合にも、受電回路の入力力率を向上させて装置全体の損失を抑え、小型化及び低コスト化を可能とした給電装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。
請求項２に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。
請求項３に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。
請求項４に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。
請求項５に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。
請求項６に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。
本発明によれば、共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合でも、受電回路の入力力率を向上させて装置全体の損失を抑え、給電装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
本発明の第１実施形態を示す給電装置の回路図である。 図１の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図１における受電回路の入力側等価回路図である。 図１の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 本発明の第２実施形態を示す給電装置の回路図である。 図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 本発明の第３実施形態を示す給電装置の回路図である。 図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。 図１の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。 図１の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。 本発明の第４実施形態を示す給電装置の回路図である。 図１７の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。 図１７の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。 図１の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。 図１の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。 図１７の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。 図１７の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。 図１０の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。 特許文献１に記載された従来技術の回路図である。 特許文献２に記載された従来技術の回路図である。 先願発明の回路図である。 図３０に示した先願発明の動作説明図である。 図３０に示した受電回路の入力側等価回路図である。 図３０に示した先願発明の動作説明図である。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す給電装置の回路図である。なお、本発明は、非接触型、接触型の給電装置の何れにも適用可能であるが、以下の各実施形態では、本発明を非接触給電装置に適用した場合について説明する。
図１に示す非接触給電装置は、図３０と同様に構成されている。すなわち、受電回路３２０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙと、各スイッチにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流端子間電圧Ｖｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を生成し、出力する。
次に、図２，図３に基づいて、請求項１に対応する第１実施例の力率改善作用について説明する。
図２は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を示している。
また、図３はこのときの受電回路３２０の入力側等価回路であり、前記同様に、符号４００は受電回路３２０と負荷Ｒとに相当するインピーダンスを示している。但し、一般的に、負荷Ｒに対してその他のインピーダンスは無視できるため、符号４００は負荷Ｒに相当する純抵抗とみなすことができる。
この実施例では、受電回路３２０の入力力率を改善するために、ｖの波高値が零となる期間の中点が電流ｉの一周期内の一方のゼロクロス点ＺＣＰから補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙに駆動信号を与える。この駆動信号により、ｖの波形は、前記中点の前後の期間（それぞれαとする）は零電圧、その他の期間は直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧になり、ｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。このとき、図３に示すように、ｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬｓにおける電圧降下ｖＬを補償するようにβを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。よって、ｉとｖｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
次に、入力力率を１にするための期間βの求め方を説明する。
まず、ｖ’は、フーリエ級数展開により数式４のように表される。
Figure 2014241698
 図２より、数式４におけるａ１，ｂ１はそれぞれ数式５，６のように求められる。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
一方、図３より、ｖ’は数式７のように表すこともできる。
Figure 2014241698
入力力率を１にするとき、ｉとｖｉｎとの位相は一致するため、ｉｉｎ（ωｔ）＝Ｉｉｎｓｉｎ（ωｔ）と考えると、ｖｉｎ（ωｔ）＝Ｖｉｎｓｉｎ（ωｔ）となる。従って、数式７は数式８のように表すことができる。
Figure 2014241698
ＶＬ＝ωＬｓＩとおくと、数式４〜６，８より、数式９，１０が成り立つ。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
従って、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１１，１２により求められる。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
すなわち、電源周波数と共振周波数とが一致せずにＬｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１１，１２によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
なお、配線インダクタンスが大きい場合など、他のインピーダンスの影響が大きく、図３における符号４００を純抵抗と見なせない場合には、符号４００に含まれるリアクタンス分も補償するように期間βを与えることで、入力力率を１とすることができる。このように符号４００を純抵抗と見なせない場合の期間βの与え方については、他の第２実施例、第３実施例においても同様である。
また、ｖの波形が図２と同じであれば、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を例えば図４のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
次に、図５は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、この非接触給電装置についても、請求項１に対応する第１実施例によって受電回路３３０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
図５における受電回路３３０は、半導体スイッチＱｕにダイオードＤｕを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱｘにダイオードＤｘを逆並列接続したスイッチングアームとを直列に接続したスイッチングアーム直列回路を備え、このスイッチングアーム直列回路と、ダイオードＤｖ，Ｄｙを直列接続したダイオード直列回路とを並列接続することにより、ブリッジ回路を構成している。また、ブリッジ回路の一方の直流端子（正側直流端子）にはダイオードＤ０のアノードが接続され、ダイオードＤ０のカソードとブリッジ回路の他方の直流端子（負側直流端子）との間に平滑コンデンサＣ０が接続されている。その他の部分は図１と同様である。
図６〜図９は、図５の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号とを示している。
図５の非接触給電装置において、ｖの波形が図２と同じであれば、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を例えば図６〜図９のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱｕ，Ｑｘを駆動すれば、受電回路３３０の入力力率を１にすることができる。
また、図１０は本発明に係る給電装置の第３実施形態を示す回路図である。請求項２に記載するように、図１０の給電装置を対象として第１実施例を適用した場合にも、受電回路３４０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
図１０における受電回路３４０は、半導体スイッチＱｘにダイオードＤｘを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤｕとの直列回路と、半導体スイッチＱｙにダイオードＤｙを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤｖとの直列回路とを並列接続することにより、ブリッジ回路が構成されている。その他の部分は図１と同様である。
図１１〜図１４は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｙ，Ｑｘの駆動信号とを示している。なお、図１１〜図１４は、図６〜図９におけるスイッチＱｕの駆動信号をスイッチＱｙに置き換えたものと同一である。
図１０の非接触給電装置において、ｖの波形が図２と同じであれば、スイッチＱｙ，Ｑｘの駆動信号を例えば図１１〜図１４のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱｙ，Ｑｘを駆動すれば、受電回路３４０の入力力率を１にすることができる。
次に、請求項３に対応する第２実施例の力率改善作用について説明する。
図１５は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を示している。このときの受電回路３２０の入力側等価回路は、図３と同様である。
この実施例においては、受電回路３２０の入力力率を改善するために、ｖの波高値が零となる期間の中点が電流ｉの一周期内の両方のゼロクロス点ＺＣＰからそれぞれ補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙに駆動信号を与える。
この駆動信号により、ｖの波形は、前記中点の前後の期間（それぞれα／２とする）は零電圧、その他の期間は直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧になり、ｖはｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。このとき、図３に示すように、ｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬｓにおける電圧降下ｖＬを補償するようにβを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。よって、ｉとｖｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
次に、入力力率を１にするためのβの求め方を説明する。ｖ’は、第１実施例と同様に数式４によって表される。また、図１５より、ａ１，ｂ１はそれぞれ数式１３，１４により求められる。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
第１実施例と同様にして、数式４，８，１３，１４より、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１５，１６のように求められる。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
従って、Ｌｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１５，１６によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
なお、ｖの波形が図１５と同じであれば、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を例えば図１６のようにした場合でも、数式１５，１６のα，βを適用してスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
更に、図１７は本発明に係る給電装置の第４実施形態を示す回路図であり、第２実施例を図１７の非接触給電装置に適用することも可能である。
図１７に示す受電回路３５０は、半導体スイッチＱｕにダイオードＤｕを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱｘにダイオードＤｘを逆並列接続したスイッチングアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を備え、このスイッチングアーム直列回路と、ダイオードＤｖ，Ｄｙを直列接続したダイオード直列回路とを並列接続することにより、ブリッジ回路が構成されている。その他の部分は図１と同様である。なお、この受電回路３５０は、図５の受電回路３３０からダイオードＤ０を除去したものに相当する。
図１８，図１９は、図１７の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号とを示している。
図１７の非接触給電装置において、ｖの波形が図１５と同じであれば、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を例えば図１８，図１９のようにした場合でも、数式１５，１６のα，βを適用してスイッチＱｕ，Ｑｘを駆動すれば、受電回路３５０の入力力率を１にすることができる。
また、請求項４に示すように、図１０の非接触給電装置に第２実施例を適用することも可能である。
図２０，図２１は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｙ，Ｑｘの駆動信号を示している。なお、図２０，図２１は、図１８，図１９におけるスイッチＱｕの駆動信号をスイッチＱｙに置き換えたものと同一である。
図１０の非接触給電装置において、ｖの波形が図１５と同じであれば、スイッチＱｙ，Ｑｘの駆動信号を例えば図２０，図２１のようにした場合でも、数式１５，１６のα，βを適用してスイッチＱｙ，Ｑｘを駆動すれば、受電回路３４０の入力力率を１にすることができる。
次いで、請求項５に対応する第３実施例の力率改善作用について説明する。
図２２は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を示している。このときの受電回路３２０の入力側等価回路は、図３と同様である。
この第３実施例では、受電回路３２０の入力力率を改善するために、電流ｉの一周期内でｖの波高値が零となる期間αによって挟まれる期間の中点が、電流ｉの一周期内の二つのゼロクロス点ＺＣＰからそれぞれ補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙに駆動信号を与える。この駆動信号により、ｖの波形は、前記中点の前後の期間は直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧となり、その他の期間αでは零電圧となって、ｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。このとき、図３に示すように、ｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬｓにおける電圧降下ｖＬを補償するようにβを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。従って、ｉとｖｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
次に、受電回路３２０の入力力率を１にするためのβの求め方を説明する。
ｖ’は、第１実施例と同様に数式４によって表される。図２２より、ａ１，ｂ１はそれぞれ数式１７，１８のように求められる。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
第１実施例と同様にして、数式４，８，１７，１８より、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１９，２０によって求められる。
Figure 2014241698
Figure 2014241698
従って、Ｌｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１９，２０によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
なお、図１の非接触給電装置において、ｖの波形が図２２と同じであれば、スイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙの駆動信号を例えば図２３のようにした場合でも、数式１９，２０のα，βを適用してスイッチＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。
同様にして、図１７に示す非接触給電装置に第３実施例を適用することも可能である。
図２４，図２５は、図１７の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を示している。
図１７の非接触給電装置において、ｖの波形が図２２と同じであれば、スイッチＱｕ，Ｑｘの駆動信号を例えば図２４，図２５のようにした場合でも、数式１９，２０のα，βを適用してスイッチＱｕ，Ｑｘを駆動すれば、受電回路３５０の入力力率を１にすることができる。
また、請求項６に記載するように、図１０に示す非接触給電装置に第３実施例を適用することも可能である。
図２６，図２７は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱｙ，Ｑｘの駆動信号を示している。なお、図２６，図２７は、図２４，図２５におけるスイッチＱｕの駆動信号をスイッチＱｙに置き換えたものと同一である。
図１０の非接触給電装置において、ｖの波形が図２２と同じであれば、スイッチＱｙ，Ｑｘの駆動信号を例えば図２６，図２７のようにした場合でも、数式１９，２０のα，βを適用してスイッチＱｙ，Ｑｘを駆動すれば、受電回路３４０の入力力率を１にすることができる。
１００：高周波電源
１１０：一次側給電線
１２０：受電コイル
２００：制御装置
３２０，３３０，３４０，３５０：受電回路
４００：インピーダンス
４０１：容量性リアクタンス成分
Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ：半導体スイッチ
Ｄｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄ０：ダイオード
Ｃ０：平滑コンデンサ
Ｃｒ：共振コンデンサ
ＣＴ：電流検出手段
Ｒ：負荷

Claims (6)

  1. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
    前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
    前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
    前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
    前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
    前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
  2. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
    前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
    前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
    前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
    前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
    前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
  3. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
    前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
    前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
    前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
    前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
    前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
  4. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
    前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
    前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
    前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
    前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
    前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と 前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
  5. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
    前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
    前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
    前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
    前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
    前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
  6. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
    前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
    前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
    前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
    前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
    前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
    前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
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