KR101929638B1 - 전력설비 및 전력설비에서의 고조파 억압방법 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따르면 전동기측을 변경하지 않고, 전동기에 급전하는 전력간선측에서 고조파 억제기능을 발생시킴으로써, 전동기 운전에 수반하는 전력절감효과를 얻도록 한 전력설비를 제공한다. 전원변압기(11)에 접속된 전력간선(12)으로부터의 급전되어 운전되는 유도 전동기(14)를 갖는 전력설비로, 유도 전동기(14)의 운전시에, 그 고정자(14-1)와 회전자(14-2) 사이에 발생하는 고조파의 회전자속 중, 회전자에 대하여 제동력이 되는 차수의 고조파 전압에 대하여, 이 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 차수에서 역위상이 되는 고조파 전압을 발생시키는 고조파 발생부(13)를 전력간선(12)에 설치한 것을 특징으로 한다.

Description

전력설비 및 전력설비에서의 고조파 억압방법{POWER EQUIPMENT AND HARMONIC SUPPRESSION METHOD IN POWER EQUIPMENT}

본 발명의 실시형태는 전원변압기에 접속된 전력간선으로부터 급전되는 전동기를 갖는 전력 설비 및 전력 설비에서의 고조파 억압 방법에 관한 것이다.

일반적으로 각종 설비의 동력원으로서 유도전동기가 널리 사용되고 있다. 이 종류의 전동기에서는 전력간선으로부터 고정자에 설치된 1차 권선에 전원 전압을 공급하여 회전 자계를 발생시키고, 이에 의해 회전자에 회전 토크를 발생시켜 운전하고 있다. 이 경우, 고정자 및 회전자의 구조상, 고조파 전압이 발생한다. 이 고조파 전압은 전동기의 운전 효율을 저하시키고 온도 상승을 초래한다.

그래서, 이 고조파를 감소시키기 위해 각종의 제안이 이루어지고 있고, 예를 들면, 전동기의 주(主) 자기회로가 형성되는 자성체의 일부에 고조파 자속 억제 요소를 설치하기도 한다(예를 들면, 특허 문헌 1 참조).

일본 공개특허 제2008-295203호 공보

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 전동기측을 변경하지 않고 전동기에 급전하는 전력간선측에서 고조파 억제 기능을 생성시킴으로써 전동기 운전에 따른 전력 절감 효과를 얻도록 한 전력 설비 및 전력 설비에서의 고조파 억압 방법을 제공하는 데에 있다.

본 발명의 실시형태에 관한 전력 설비는 전원변압기에 접속된 전력간선으로부터 급전되는 전동기를 갖는 전력 설비로, 상기 전동기의 운전시에, 그 고정자의 권선 수용의 총 슬롯수(Z1)와 극쌍수(P)의 비(Z1/P)에 기초하여, 상기 고정자와 회전자 사이에 발생하는 고조파 회전자속에 의해 발생하는 고조파 전압 중, 상기 회전자에 대하여 제동력이 되는 차수의 고조파 전압에 대해서, 이 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 차수로 역위상이 되는 고조파 전압을 발생시키는 고조파 발생부를 상기 전력간선에 설치하고, 상기 고조파 발생부는 상기 전력간선으로부터 공급되는 전원전압과 동상이고, 상기 비(Z1/P)의 마이너스 1인 ((Z1/P)-1) 차수의, 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류를 포함하는 고조파 전류를 발생하는 고조파 전류 발생기와, 상기 전력간선에 설치되고, 상기 전원변압기의 누설 리액턴스를 포함하는 임피던스를 갖고, 상기 고조파 전류가 흐름으로써 상기 회전자에 대하여 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 ((Z1/P)-1) 차수로 상기 전원 전압보다 90° 지연 ±30° 이내의 고조파 전압을 발생시키는 리액턴스 회로를 갖는 것을 특징으로 한다.

상기 구성에 따르면, 전동기의 운전시에 제동력이 되는 회전자속을 없애는 회전자속을 생성시키는 고조파 전압을 가하도록 구성했으므로, 고조파가 억압되고 전동기의 운전효율이 향상되어 전력 절감 효과를 얻을 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시형태에 관한 전력 설비를 도시한 등가회로도이다.
도 2는 도 1에 도시한 등가 회로의 일부를 재작성한 등가회로도이다.
도 3은 본 발명의 실시형태에 관한 전력 설비에 사용되는 전동기의 고정자와 회전자의 관계를 도시한 도면으로, (a)는 그 구조를 (b)는 그들 사이의 발생자속 를 나타내고 있다.
도 4는 본 발명의 실시 형태의 동작을 설명하는 벡터도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시형태에 사용되는 고조파 전류 발생회로의 일례를 도시한 회로도이다.
도 6은 도 5의 일부를 개량한 회로도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시형태에 사용되는 고조파 전류 발생 회로의 다른 예를 도시한 회로도이다.
도 8은 도 7의 장치로부터 출력되는 펄스파와 전원 전압의 위상 관계를 도시한 파형도이다.
도 9는 도 7의 장치의 각 점에서의 파형을 서로 도시한 파형도이다.
도 10은 도 1에서 도시한 전동기의 회전자 부분에 생성되는 기본파의 유기(誘起) 전압에 대해서 설명하는 등가 회로도이다.
도 11은 도 1에 도시한 전동기의 회전자 부분에 발생하는 고조파 전압에 대해 설명하는 등가회로도이다.
도 12는 본 발명의 실시형태에 사용되는 전동기의 회전 속도, 2차 권선으로의 입력 전력, 및 슬라이딩과의 관계를 도시한 특성도이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시형태에 관한 전력 설비를 도시한 등가 회로도이다.
도 14는 도 13에 도시한 등가 회로의 일부를 재작성한 등가 회로도이다.
도 15는 도 13의 장치에서의 전원 전압과 펄스파에 의한 고조파 전류와의 관계를 도시한 파형도이다.
도 16은 도 13의 장치에서의 전원 전압과 펄스파에 의한 고조파 전류의 관계를 도시한 파형도이다.
도 17a는 도 13의 장치의 동작을 17차의 직사각형파에 의한 고조파 전류를 사용한 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 17b는 도 13의 장치의 동작을 11차의 직사각형파에 의한 고조파 전류를 사용한 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 17c는 도 13의 장치의 동작을 23차의 직사각형파에 의한 고조파 전류를 사용한 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 18은 도 13의 장치에서 사용되는 직사각형파를 푸리에 해석(Fourier analysis)한 결과를 나타내는 도면이다.
도 19a는 도 18에 도시한 해석 결과를 11차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 19b는 도 18에 도시한 해석 결과를 17차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 19c는 도 18에 도시한 해석 결과를 23차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 20은 도 13의 장치에서 사용되는 지수함수파를 푸리에 해석한 결과를 도시한 도면이다.
도 21a는 도 20에서 도시한 해석 결과를 11차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 21b는 도 20에서 도시한 해석 결과를 17차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 21c는 도 20에서 도시한 해석 결과를 23차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 22는 도 13의 장치에서 사용되는 삼각파를 푸리에 해석한 결과를 도시한 도면이다.
도 23a는 도 22에서 도시한 해석 결과를 11차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 23b는 도 22에서 도시한 해석 결과를 17차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 23c는 도 22에서 도시한 해석 결과를 23차의 경우에 대해 설명하는 벡터도이다.
도 24는 도 13의 장치에서 사용하는 고조파 전류 발생기의 일례를 도시한 회로도이다.
도 25는 도 24에 도시한 회로에 의해 펄스가 생성되는 과정을 도시한 파형도이다.
도 26은 도 13의 장치에서 사용하는 고조파 전류 발생기의 다른 예를 도시한 회로도이다.
도 27은 도 26의 장치의 각 점에서의 파형을 상호 도시한 파형도이다.

이하, 본 발명의 실시형태에 대하여 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

도 1은 전력 설비를 구성하는 전원변압기(11), 전력간선(12), 고조파 발생 부(13), 유도 전동기(14)의 관계를 나타내는 등가 회로를 도시하고 있다. 고조파 발생부(13)는 리액턴스 회로(15) 및 고조파 전류 발생기(16)로 이루어진다. 고조파 전류 발생기(16)는 도시한 바와 같이 전원변압기(11)의 근방에 설치하거나, 또는 전력간선(저압 간선이라고도 함)(12)의 말단에 접속된 유도전동기(14)의 입력 단자 근방에 접속한다.

전원변압기(11)의 2차 권선의 양단으로부터는 전력간선(100V, 200V, 400V 등)(12)이 도출되고 있다. 전원변압기(11)의 2차 권선의 양단간에는 전원전압 V₁이 발생한다. 또한, 이 2차 권선측에는 전원변압기(11)의 권선 저항 Rt 및 권선의 누설 리액턴스 +jνXt가 존재하고, 상술한 리액턴스 회로(15)를 구성한다.

또한, 이 전력간선(12) 사이에는 ν차(11차, 17차, 23차 등)의 고조파를 포함하는 고조파 전류(연속파 전류 또는 펄스전류) Iν(pls)의 발생원이 되는 고조파 전류 발생기(16)가 접속되어 있다. 이 고조파 전류 Iν(pls)는 임피던스가 낮은 전원변압기 (11)측에 흐른다.

여기에서 전원변압기(11) 및 리액턴스 회로(15) 부분의 등가 회로는 도 2에 도시한 바와 같이 재작성할 수 있다. 도 2에서 전원변압기(11)의 1차측 누설 리액턴스(11-1)는 전원변압기(11)의 여자 회로의 리액턴스(11-e)에 대하여 현저하게 작으므로, 1차측 누설 리액턴스(11-1)는 쇼트된 것과 동일해진다. 리액턴스 회로(15)의 임피던스를 Zν(pall)로 한다. 이 리액턴스 회로(15) 부분에는 고조파 전류 발생기(16)로부터의 고조파 전류 Iν(pls)가 도시 방향으로 흐름으로써 고조파 전원 전압 Vν(pls)이 발생한다. 즉, 고조파 전류 발생기(16)는 고조파 전원 전압 Vν(pls)을 발생시키기 위한 ν차의 고조파 전류 Iν(pls)를 흐르게 하는 전류원이 된다.

도 1로 되돌아가, 전력간선(12)에 접속된 유도 전동기(14)는 고정자(14-1) 부분 및 회전자(14-2) 부분을 갖고 있다. 전동기의 고정자(14-1)에는 1차 권선(w1)이 설치되고, 회전자(14-2)에는 2차 권선(w2)이 설치되어 있다. 1차 권선(w1)은 전력간선(12)에 선로 리액턴스분 ＋ｊＸｌ을 통하여 접속하고 있고, 자신은 저항분 r1과 리액턴스분 +jνx1을 갖는다. 또한, 2차 권선(w2)은 저항분(r2') 및 리액턴스분(+jx2') 및 기계적 부하에 상당하는 저항 r(mk) = (1-Sν)r2'/Sν을 갖는다.

여기에서, 유도 전동기(14)의 도시하지 않은 입력 단자에 전력간선(12)으로부터 개략 기본파의 전원전압 V₁을 인가하면, 유도 전동기(14)의 고정자(14-1)에 설치된 1차 권선(w1)에는 도 1에서 도시한 바와 같이, 전원의 기본파 전압 V₁에 대하여 90° 지연의, 기본파의 여자전류 I(0)(1)가 흐른다. 또한, 고정자(14-1)와 회전자(14-2) 사이에는 이 여자전류 I(0)(1)에 비례하여, 여자전류I(0)(1)와 동일한 위상의 회전자속 φ1이 발생한다. 그리고, 이 회전자속 φ1에 대하여 90° 지연(전원전압 V₁에 대해 180 ° 지연)의 역기전력 E₁이 발생한다. 또한, 이 전압 E₁에 비례하여 회전자(14-2)의 2차 권선(w2)에는 전압 E₁'이 유기(誘起)된다.

전동기의 고정자(14-1)에는 1차 권선(w1)을 수용하는 슬롯이 형성되어 있고, 이 슬롯에 기인하여 자기 저항이 규칙적으로 분포한다. 즉, 도 3(a)에 도시한 바와 같이 고정자(14-1)에는 상술한 바와 같이, 3상(u, v, w)의 1차 권선(코일이라고도 함)(w1)을 수용하는 슬롯(21)이 형성되어 있다. 이 고정자(14-1)와 회전자(14-2)의 간극에는 코일을 수용하고 있는 슬롯(21)의 바로 아래와 고정자 철심 바로 아래에서는 자기 저항(퍼미언스, permeance)에 차이가 존재한다. 이 때문에, 기본파에 의한 회전자속 φ1 외에, 슬롯(21)에 기인하여 그 개수에 대응하는 ν차의 고조파 회전자속 φν이 발생한다.

여기서, 고정자(14-1)의 총 슬롯 수를 Z1, 전기자 상의 극 간격을 τp, 극쌍 수(極對數)를 P로 하면, 슬롯(21)에 기인하는 퍼미언스의 분포파(K)는 다음의 수학식 1로 표시된다.

또한, 상기 수학식 1에서 Kav는 퍼미언스의 평균값(average)이다.

도 3(b)에서 나타내는 기본파 회전자속밀도는 B1을 B1sin(π/τ·x)로 하면, 실제의 회전 상태에서의 자속밀도파(Bν)는 다음의 수학식 2가 된다.

상기 수학식 2로부터, 기본파 파형 B1에 90 ° 지연의 (Z1/P+1)차의 고조파 회전자속 B(Z1/P+1), 및 기본파 파형 B1에 대하여 90 ° 진행의 (Z1/P-1)차의 고조파 회전자속 B(Z1/P-1)이 발생하는 것을 알 수 있다. 자속은 자기회로의 면적에 비례하므로 φ1∝B1이며, φ(Z1/P-1)차, 및 φ(Z1/P+1)차의 회전자속이 발생하는 것을 의미한다.

주지한 바와 같이, φ(Z1/P+1)차의 자속은, 기본파 회전자속파(φ1)에 대해서 정방향, 또한 90° 지연되어 회전한다. 또한, φ(Z1/P-1)차의 자속은 기본파 회전자속파(φ1)에 대해 역방향, 또한 90° 진행 위상으로 회전한다. 통상, 전동기의 1극당 슬롯수(Z1/P)는 12, 18, 24개가 널리 사용되고 있다. 따라서, (Z1/P-1)차로서는 11, 17, 23차의 역회전 자속 밀도파가, (Z1/P+1)차로서는 13, 19, 25차의 정회전 자속 밀도파가 각각 발생한다.

이 차수(ν)가 (Z1/P+1)차 및 (Z1/P-1)차의 고조파 회전자속 φν(slot)에 의해 고정자(14-1)의 1차 권선(w1)에는 고조파 전압 Vν(slot)이, 회전자(14-2)의 2차 권선(w2)에는 고조파 전압 Vν'(slot)이 생성된다. 이 중, (Z1/P-1)차 (11, 17, 23차)의 고조파 전압 Vν'(slot)은 회전자(14-2)에 대하여 제동력이 되는 회전자속을 생성하고, 후술하는 바와 같이 불필요한 전력소비를 하게 되므로 감소시킬 필요가 있다. 이하 (Z1/P-1)차의 고조파에 대한 대응을 설명한다.

본 발명은 도 1 및 도 2에 도시한 바와 같이, 전력간선에 고조파 전류 발생기(16)를 접속하여 일정한 ν차의 고조파 전류 Iν(pls)를, 임피던스 Zν(pall)를 갖는 리액턴스 회로(15)에 흐르게 하고 있다. 이에 의해, 고조파 전압 Vν(pls)=Zν(pall)·Iν(pls)를 발생시켜 증폭한다. 이 고조파 전압 Vν(pls)에 의해 상술한 슬롯(21)에 기인하는 ν차의 고조파 회전자속 φν(slot)에 대해 역위상이 되는 고조파 회전자속 φν(pls)을 발생시킨다. 이에 의해, 고조파 회전자속 φν(slot)를 감소시키고, 고조파 회전자속 φν(slot)에 의해 발생하는 고조파 전압 Vν(slot), Vν'(slot)을 감소시킨다. 그 결과, 고조파 전압 Vν'(slot)에 의해 불필요하게 소비되고 있는 전력을 감소시킬 수 있다.

이하, 상술한 관계를 벡터도, 도 4를 사용하여 설명한다.

도 4는 상수(相數) m이 3, 1극 1상당의 권선수 q가 3이고, 1극쌍 당 슬롯 수 2mq, 즉 상술한 (Z1/P)가 18개인 전동기에서의 17차 고조파에 대해 도시하고 있다.

유도 전동기(14)의 입력단자에 전원전압 V₁을 인가하면, 고정자(14-1)와 회전자(14-2)의 사이에는 전원의 기본파 전압 V₁에 대해서 90° 지연의 회전자속 φ1이 발생하고, 고정자(14-1)의 1차 권선(w1)에는 이 회전자속 φ1에 대해서 90 ° 지연(전원 전압 V₁에 대해서는 180 ° 지연)의 역기전력(E₁)이 발생한다.

고정자(14-1)와 회전자(14-2)의 간극에서는 코일을 수용하고 있는 슬롯(21)의 수에 대응하는 ν차의 고조파 회전자속 φν(slot)이 발생한다. 이 고조파 회전자속 φν(slot)은 기본파에 의한 회전자속 φ1에 대해 90 ° 진행이다. 또한, 이 고조파 회전자속 φν(slot)에 의해 1차 권선(w1)에는 고조파 전압 Vν(slot)이 발생한다. 이 고조파 전압 Vν(slot)은 고조파 회전자속 φν(slot)에 대해 90 ° 진행이다.

이에 대해 도 1 및 도 2에 도시한 고조파 전류 발생기(16)로부터, 전원 전압 (V₁)에 대해서 동상(同相)의 ν차 고조파 전류 Iν(pls)를, 전원변압기(11)의 누설 리액턴스 +jνXt를 포함하는 리액턴스 회로(15)에 도시 방향으로 흐르게 한다. 고조파 전류 Iν(pls)는 상술한 리액턴스 회로(15)에 흐름으로써, 그 임피던스 Zν(pall)에 의해 리액턴스 회로(15) 양단에 고조파 전류에 의한 전압 강하가 발생한다. 그 고조파 전압을 Vν(pls)로 하면, Vν(pls)=-Zν(pall)·Iν(pls)가 된다. 리액턴스 회로(15)의 임피던스 Zν(pall)는 상술한 바와 같이 전원변압기(11)의 누설 리액턴스 +jνXt를 포함하므로, I17(pls)이 흐름으로써 발생하는 고조파 전압 Vν(pls)는 도 4에 도시한 바와 같이 전원전압(V₁)에 대하여 90 ° 지연의 위상이 된다.

여기서 고조파 전류 발생기(16)가 저압 간선의 말단에 접속된 경우에는 리액턴스 회로(15)의 리액턴스는 전원변압기(11)의 리액턴스(Xt)와, 저압 간선(12)의 리액턴스(Xl)의 합산분이 되고, 임피던스 Zν(pall)가 구해진다.

이 고조파 전압 Vν(pls)가 유도 전동기(14)의 1차 권선(w1)에 인가되면 도 1에 도시한 바와 같이, ν차의 여자 전류 I(0)(ν, pls)가 1차 권선(w1)에 흐른다. 이 여자 전류 I(0)(ν, pls)는 Vν(pls)에 대해 90 ° 지연이므로, 여자 전류 I (0)(ν, pls)와 동상의 고조파 회전자속 φν(pls)이 도 4에 도시한 바와 같이 발생한다. 즉, 고조파 전류 발생기(16)에 기초하는 고조파 회전자속 φν(pls)은 슬롯에 기인하는 고조파 회전자속 φν(slot)과의 위상각 θν(slot, pls)이 180 °로 완전히 역위상이 된다. 따라서, 슬롯에 기인하는 고조파 회전자속 φν(slot)은 감소하고, 이 고조파 회전자속 φν(slot)에 의해 발생하는 고조파 전압 Vν(slot) 및 이에 의해 2차 권선(w2)에 유기되는 고조파 전압 V'ν (slot)이 감소된다. 그 결과, 고조파 전압 Vν'(slot)에 의해 불필요하게 소비되고 있는 전력을 감소시킬 수 있다.

여기서, 전력간선(12)으로부터 급전되는 유도 전동기(14)는 상술한 1극쌍 당의 슬롯, 즉 (Z1/P)가 18개의 전동기뿐만 아니라, 동일한 전력간선(12)에 (Z1/P)가 12개, 또는 24개의 전동기도 혼재하여 사용되는 경우가 많다. 즉, 상술한 바와 같이 유도 전동기(14)는 1극당의 슬롯수(Z1/P)는 12, 18, 24개가 널리 사용되고 있다. 그래서 전력간선(12)에 접속되는 고조파 전류 발생기(16)에는 유도 전동기(14)에서 역회전 토크를 발생하는 11차, 17차, 23차가 혼합된 고조파 전류를 흘리는 것을 사용한다.

이 고조파 전류 발생기(16)가 흐르게 하는 고조파 전류 Iν(pls)는 연속파 전류 또는 펄스 전류로 한다. 우선, 이 고조파 전류 Iν(pls)의 전류 파형이 기본전원전압 V₁에 대해 11차, 17차, 23차 연속파 전류를 발생하는 고조파 전류 발생기(16)에 대해서 도 5를 사용하여 설명한다. 또한, 도 5는 1상분을 도시하고 있다. 실제의 전력간선(12)은 3상 계통이므로, 도 5에 도시한 1상분의 회로를, 3상을 구성하는 각 상 u, v, w의 입력 전압에 대응하기 위해 3회로 설치한다.

고조파 전류 발생기(16)는 도 5에 도시한 바와 같이, 컴퍼레이터(51), 밴드패스필터(이하, BPF)(52), 위상 회로(53), 가변 저항(54), 합성기(55) 및 출력 회로(56)로 구성된다.

컴퍼레이터(51)의 입력측에는 각 상(예를 들어 u상)으로부터의 입력 전압, 즉 기본전원전압(V₁)이 입력된다. 이 컴퍼레이터(51)에 의해, 기본전원전압(V₁)과 동상의 직사각형파가 얻어져 출력된다. 이 컴퍼레이터(51)의 출력측에는 11차, 17차, 23차의 BPF(521, 522, 523)가 각각 접속되어 있다. 이들 BPF(521, 522, 523)는 상술한 직사각형파 전압으로부터 11차, 17차, 23차의 고조파 전압을 얻는다.

BPF(521, 522, 523)의 출력측에는 대응하는 위상 회로(531, 532, 533)가 접속되어 있고, 이에 의해 11차, 17차, 23차 고조파 전압의 위상을 기본전원전압 V₁의 위상에 대해 동상이 되도록 조정한다. 또한, 가변 저항(541, 542, 543)에 의해 전압 성분 함유율을 조정한 후 합성기(55)에 입력한다.

합성기(55)의 출력측에는 전력간선(12)의 1상분을 구성하는 선 u, v 사이에 설치된 출력 회로(56)가 접속되어 있다. 출력회로(56)는 다이오드 및 저항을 통하여 선 u, v 사이에 역병렬로 접속된 최종단 출력소자로서의 전력 트랜지스터 또는 MOS 형 FET(도면에서는 MOS형 FET를 도시하고 있다)(561, 562)를 갖는다. 그리고, 그들의 베이스 또는 게이트에는 상술한 합성기(55)의 출력측이 각각 바이어스 회로(563, 564)를 통하여 접속되어 있다. 이와 같이 전력 트랜지스터 또는 MOS형 FET(561, 562)의 베이스 또는 게이트에 각각 바이어스 회로(563, 564)를 설치함으로써 아날로그 증폭기로서 기능한다.

고조파 전류 발생기(16)는 상술한 바와 같이 구성되어 있으므로, 전력간선(12)의 선간(도 5에서는 u, v 사이)에는 기본 전압 V₁에 대하여 동상의 11차, 17차, 23차를 포함하는 고조파 전류 Iν(pls)가 흐른다.

또한, 고조파 전류 발생기(16)의 회로 구성은 도 6에 도시한 바와 같이 구성해도 좋다. 즉, 도 5에 도시한 회로에 트랜스(565)를 추가하고, 이 트랜스(565)를 통하여, 각 최종단 출력소자(561, 562)에 직류전원 +VOO, -VOO을 접속한다. 이와 같이 구성하면, 기본전원전압 V₁이 음(負)의 반사이클에서도, 직류전원전압이 인가됨으로써 고조파 전류를 흘리는 것이 가능해진다.

다음에, 고조파 전류 발생기(16)가 흐르게 하는 고조파 전류 Iν(pls)가 직사각형의 펄스 파형인 경우에 대해 설명한다. 이 경우, 도 8에 도시한 바와 같이 기본 전압 V₁의 피크 위상을 기준으로 하여, 대칭이고 또한 폭 τ인 직사각형파 펄스를 흐르게 하도록 구성한다. 이때, 함유하는 각 고조파 전류 성분 Iν(pls)은 기본전원전압 V₁과 동상이다. 이러한 펄스전류의 경우 최대 23차의 성분을 함유하도록 펄스 듀티:τ/T는, 1/23 이하, 바람직하게는 1/30 이하로 한다. 또한, T는 기본파의 주기이다.

이 경우의 고조파 전류 발생기(16)는 도 7에 도시한 바와 같이, 위상 진행 회로(71), 컴퍼레이터(72), 미분회로(73), 및 출력회로(74)에 의해 구성된다.

위상 진행 회로(71)는 도시하지 않지만, OP 앰프를 사용한 적분 회로에 의해 구성되고, 병렬 컨덴서와 위상 조절용 가변 저항기를 갖는다. 이 위상 진행 회로(71)의 입력점(a)에는 각 상 (예를 들어 u상)으로부터의 입력전압, 즉 기본파 전원전압 V₁이 입력된다(도 9의 파형 a). 위상 진행 회로(71)는 상술한 저항기를 조절함으로써, 출력점(b)에는 기본전원전압 V₁에 대해서 위상이 90°-τ/2 진행된 정현파(도 9의 파형 b)가 출력된다.

이 정현파는 컴퍼레이터(72)에 입력되고, 직사각형파로 성형된다. 따라서, 출력단 c에는 기본전원전압 V₁의 영점에 대하여 위상이 90°-τ/2 진행점에서 상승 하강하는 직사각형파(도 9의 파형c)가 얻어진다.

이 직사각형파는 미분 회로에 입력되어 미분된다. 미분 회로(73)는 주지와 같이, 컨덴서 및 시정수 조절용 가변저항기로 구성되어 있고, 상술한 직사각형파가 입력됨으로써, 그 출력점 d에는 미분출력의 지수함수파 +Vg, -Vg(도 9의 파형 d)이 얻어진다.

이 미분 출력 +Vg, -Vg는 출력 회로(74)에 입력된다. 출력 회로(74)는 다이오드 및 저항을 통하여 선(u, v)간에 역병렬로 접속된 최종단 출력소자로서의 전력 트랜지스터 또는 MOS형 FET(741, 742)로 구성되고, 그들의 베이스 또는 게이트에는 미분회로(73)의 출력측이 각각 접속되고, 상술한 미분 출력 +Vg, -Vg이 인가된다.

여기에서, 최종단 출력소자(741, 742)의 베이스 또는 게이트에는 바이어스 회로를 설치하고 있지는 않으므로, 최종단 출력소자(741, 742)에 흐르는 출력 전류(도 9의 파형 e)는 직사각형 펄스 +Id, -Id가 되고, 도 8에서 설명한 바와 같이, 기본전원전압(V₁)의 피크 위상을 기준으로 하여, 대칭이고 또한 폭이 τ인 직사각형파 펄스가 된다. 이 직사각형파 펄스 +Id, -Id의 펄스폭 τ는 미분 회로(73)의 시정수를 조절함으로써 임의의 폭으로 조절할 수 있다.

다음에, 도 1에서 설명한 유도 전동기(14)의 2차 권선(w2)에서의 전력에 대해 상세하게 설명한다. 우선, 슬라이딩에 대해서 설명한다.

고정자(14-1)과 회전자(14-2)의 간극에 발생하는 회전자속 중, 상술한 바와 같이 11차, 17차, 23차의 성분은 기본파 회전자속에 대해 역방향으로 회전한다. 이에 대하여 13차, 19차, 25차의 성분은 정방향으로 회전한다. 여기서, 고정자상의 ν차 고조파의 회전자속의 속도를 Nν로 한다. 회전자는 대략 기본파의 동기 속도 No으로 회전한다. 슬라이딩 Sν는 수학식 3에서 구해진다.

11차, 17차, 23차의 역회전 자속의 경우, 수학식 3의 Nν에 -1/11, 1/17, -1/23을 대입하면 Sν의 값으로서 +12, +18, +24가 얻어진다. 이 경우, 유도 전동기(14)는 고조파 성분에 대하여 제동기로서 운전한다. 즉, 2차 권선(w2)에 유입된 이 차수의 고주파 전력은 부하의 축에 출력되지 않고, 2차 권선(w2)에서 소비된다.

13차, 19차, 25차의 정회전 자속의 경우는, 수학식 3으로부터 Sν는 -12, -18, -24로 음의 값이 된다. 이 경우, 2차 권선(w2)에 유입된 이 차수의 고조파 전력은 동일하게 부하의 축에 출력되지 않고, 전원측에 회생되어, 주로 유도 전동기(14)의 1차 권선(w1), 전력간선(12)의 저항에 의해 소비된다.

다음에, 유도 전동기(14)의 2차 권선(w2)에서의 기본파에 의한 전력에 대해서 본다. 도 10은 도 1에서 도시한 유도 전동기(14)의 회전자(14-2) 부분에 대해서, 2차 권선(w2)에 기본파 전압(E₁')이 유기된 경우의 등가회로이다.

도 10으로부터 기본파의 2차 입력전력(P₁'), 슬라이딩을 S1로 하면, 2차 입력 전력 P₁'은 다음 수학식 4에서 구해진다.

여기에서 5.5kw의 전동기의 일례로서 r2 = 0.3Ω, x2 = 0.3Ω, S₁ = 0.04로 하면 수학식 4로부터, P₁'는 다음 수학식 5가 된다.

다음에, 역회전자속을 발생하는 고조파가 인가된 경우의 회전자(14-2)에서의 고조파 전압 함유율과 소비전력에 대해서 살펴본다.

도 11은 도 1에서 도시한 유도 전동기(14)의 회전자(14-2) 부분에 대해서, 고조파 전압 Vν'(slot)이 2차 권선(w2)에 유기된 경우의 2차 권선(w2)의 등가 회로를 나타내고 있다. 2차 권선(w2)에서의 기본파 전압(E₁')에 대한 ν차의 고조파 전압 Vν'의 함유율을 Kν로 하면, Kν는 Kν=Vν'/E₁'로 표시된다. 2차 권선(w2)에의 고조파 입력 전력을 Pν'로 하면 도 11에 의해 다음 수학식 6이 얻어진다.

여기서, ν=17로 하면 상술한 수학식 3으로부터 Sν=+18이 된다. 5.5kw의 전동기에서는 상술한 바와 같이, r2 = 0.3Ω, x2 = 0.3Ω이므로, 이들을 수학식 6에 대입하면 17차의 고조파 입력 전력 P₁₇'은 다음 수학식 7이 된다.

상기 수학식 7에 Kν=1.26%를 대입하고, 상술한 수학식 5와의 관계로부터 P₁₇'을 구하면, P₁₇'=0.1P₁'가 된다. 즉, 17차 고조파 전압의 함유율이 1.26%이면, 기본파의 10% 상당이 2차 권선(w2)의 저항에 의해 소비된다.

그래서, 이 실시형태에서는 도 4에서 설명한 바와 같이, 슬롯에 기인하여 발생하는 ν차의 고조파 회전자속 φν(slot)에 대해, 고조파 전류 발생기(16)로부터의 고조파 전류 Iν(pls)에 의해 리액턴스 회로(15)에 생성된 ν차의 고조파 전압 Vν(pls)에 기초하여 역위상이 되는 고조파 회전자속 φν(pls)을 발생시킨다. 그리고, 이 역위상이 되는 고조파 회전자속 φν(pls)에 의해 슬롯에 기인하여 발생하는 ν차 고조파 회전자속 φν(slot)을 감소시키고 있다. 이 고조파 회전자속 φν(slot)이 감소됨에 따라, 고조파 전압 Vν(slot) 및 이에 의해 2차 권선(w2)에 유기되는 고조파 전압 Vν'(slot)이 감소된다. 그 결과, 고조파 전압 Vν'(slot)에 의해 2차 권선(w2)에서 불필요하게 소비되고 있는 전력을 감소시킬 수 있다.

여기서, 상술한 바와 같이, 2차 권선에 유입되는 고조파 전력 중 11차, 17차, 23차의 고조파 전력은 2차 권선(w2)에서 소비되고, 13차, 19차, 25차의 고조파 전력은 전원측에 회생되어, 유도 전동기(14)의 1차 권선(w1), 전력간선(12)의 저항에 의해 소비되는 것을 설명했다. 따라서, 통상은 이 고조파 전력분과 기본파의 기계축 출력 전력분이 가산된 전력이, 유도 전동기(14)의 입력 전력이다.

상술한 실시형태에서는 도 1에서 설명한 고조파 발생부(13)를, 전원변압기(11)에서 도출된 전력간선(12)에 설치하고 전력절감설비를 구성하여 고조파 전력분을 감소시켰으므로, 이 전력간선(12)으로부터 급전되는 유도 전동기(14)로의 입력 전력이 감소된다.

도 12는 전동기의 회전속도 또는 슬라이딩에 대한 유도 전동기(14)의 2차 권선(w2)으로의 입력 전력의 관계를 도시한 특성도이다. 상술한 전력 설비를 투입하기 전은 곡선 a로 나타내는 특성이었지만, 전력절감설비를 투입한 후는 곡선 b로 나타내는 특성으로 이행한다. 따라서 전동기의 슬라이딩은 Sa부터 Sb로 감소되고, 유도 전동기(14)로의 입력 전력은 감소된다.

표 1은 22kw 전동기에 대해서 전력절감설비의 투입 전과 투입 후에 대해 실측한 결과를 나타내고 있다. 이 표 1에 나타내는 바와 같이 투입 후 약 1 개월에서 전동기로의 입력 전력은 약 10%, 슬라이딩은 약 7% 각각 감소하고, 전동기의 회전 속도는 슬라이딩의 감소만큼 상승했다.

다음에, 본 발명의 다른 실시형태에 대해서 도 13 이후를 참조하여 상세하게 설명한다. 이 실시형태에서는 도 1에서 도시한 리액턴스 회로(15) 내에 도 13에 도시한 바와 같이 컨덴서(18)를 추가하고 있다. 즉, 전력간선(12) 사이에 컨덴서(18)를 접속하고, 상술한 전원변압기(11)의 저항 Rt 및 리액턴스 +jνXt와 함께 도 14에서 후술하는 리액턴스 회로(15)를 구성한다. 즉, 컨덴서(18)는 용량성 리액턴스 -jXc/ν를 갖고, 상술한 전원변압기(11)의 저항 Rt 및 리액턴스 +jνXt와 함께, 15차~23차(바람직하게는 16차~20차)에 공진하는 리액턴스 회로(15)를 구성한다.

또한, 이 전력간선(12) 사이에는 ν차(11차, 17차, 23차 등)의 고조파를 포함하는 펄스전류 Iν(pls)의 발생원이 되는 고조파 전류발생기(16)가 접속되어 있다. 이 펄스전류 Iν(pls)에 포함되는 ν차 고조파는 상술한 리액턴스 회로(15)에 의해 증폭된다.

여기에서, 전원변압기(11) 및 리액턴스 회로(15) 부분의 등가 회로는 도 14에 도시한 바와 같이 재작성할 수 있다. 도 14에서 전원변압기(11)의 1차측 누설 리액턴스(11-1)는 전원변압기(11)의 여자 회로의 리액턴스(11-e)에 대해서 현저하게 작으므로, 1차측 누설 리액턴스(11-1)는 쇼트된 것과 동일해진다. 따라서 컨덴서(18)는 도 14에 도시한 바와 같이 저항 Rt 및 리액턴스 +jνXt에 병렬 접속된 것이 되고, 이 리액턴스 회로(15)는 병렬 공진 회로를 구성한다. 또한, 이 리액턴스 회로(15)의 병렬 임피던스를 Zν(pall)로 한다. 이 리액턴스 회로(15) 부분에는 고조파 전류 발생기(16)로부터의 펄스전류 Iν(pls)가 도시 방향으로 흐름으로써, 고조파 전원 전압 Vν(pls)이 발생한다. 즉, 고조파 전류 발생기(16)는 고조파 전압 Vν(pls)을 발생시키기 위한 ν차의 펄스전류 Iν(pls)를 흐르게 하는 전류원이 된다.

또한, 컨덴서(18) 및 고조파 전류 발생기(16)는 도 13에서 도시한 바와 같이 전원변압기(11)의 근방에 설치하거나, 또는 저압 간선(12)의 말단에 접속된 유도 유도 전동기(14)의 입력 단자 근방에 접속된다.

이 실시형태에서는 전력간선(12)에 접속된 고조파 전류 발생기(16)로부터 도 15 및 도 16에 도시한 바와 같이 전원전압(V₁)의 피크 위치에 대해서 θpls°진행의 위상에서 상승하고, 펄스폭 Δθpls의 직사각형파의 펄스전류 Iν(pls)를 리액턴스 회로(15)에 흐르게 한다. 이에 의해, 그 병렬 임피던스 Zν(pall)에 의해 고조파 전압 Vν(pls)=(-)Zν(pall)·Iν(pls)을 발생시켜 증폭한다. 이 고조파 전압 Vν(pls)에 의해 상술한 슬롯(21)에 기인하는 ν차 고조파 자속 중, 역회전 토크를 발생하는 11차, 17차, 23차의 고조파 회전자속 φν(slot)에 대해 역위상이 되는 고조파 회전자속 φν(pls)을 발생시킨다. 이에 의해, 고조파 회전자속 φν(slot)을 감소시키고 고조파 회전자속 φν(slot)에 의해 발생하는 고조파 전압 Vν(slot), Vν'(slot)을 감소시킨다. 그 결과, 고조파 전압 Vν'(slot)에 의해 불필요하게 소비되고 있는 전력을 감소시킬 수 있다.

이하, 상술한 관계를 벡터도, 도 17A, 도 17B, 도 17C를 이용하여 설명한다.

상술한 바와 같이, 전력간선(12)에 접속된 고조파 전류 발생기(16)로부터 전원전압(V₁)의 피크 위치에 대해서 θpls°진행의 위상으로 상승하고, 펄스폭 Δθpls의 펄스전류 Iν(pls)를, 컨덴서(18)를 병렬 접속한 임피던스 Zν(pall)를 갖는 리액턴스 회로(15)에 흐르게 하고 있다. 즉, 상술한 역회전 토크를 발생시키는 차수 ν의 펄스전류 Iν(pls)의 각 성분, I11(pls), I17(pls), I23(pls)가 리액턴스 회로(15)에 흐름으로써 고조파 전압 Vν(pls)=(-)Zν(pall)·Iν(pls)를 발생시켜 증폭시킨다.

우선, 펄스전류 Iν(pls)의 성분 I17(pls)에 의해 발생하는 고조파 전압 V17 (pls)에 대해 설명한다. 이 고조파 전압 V17(pls)이 유도 전동기(14)의 1차 권선(w1)에 인가되면, 도 13에 도시한 바와 같이, ν차의 여자 전류 I(0)(ν, pls)(I(0)(17, pls))가 1차 권선(w1)에 흐른다. 이 여자 전류 I(0)(17, pls)는 V17(pls)에 대해 90 ° 지연이므로, 여자 전류 I(0)(17, pls)와 동상의 고조파 회전자속 φν(pls), 즉 φ17(pls)가 발생한다. 고조파 전류 발생기(16)에 기초하는 고조파 회전자속 φ17(pls)은 슬롯에 기인하는 고조파 회전자속 φ17(slot)과 역위상이 된다. 따라서, 슬롯에 기인하는 고조파 회전자속 φ17(slot)은 감소하고, 이 고조파 회전자속 φ17(slot)에 의해 발생하는 고조파 전압 Vν(slot), 및 이에 의해 2차 권선(w2)에 유기되는 고조파 전압 V'ν(slot)이 감소한다. 그 결과, 고조파 전압(Vν')(slot)에 의해 소비되고 있는 전력을 감소시킬 수 있다.

다음에, 리액턴스 회로(15)의 병렬 임피던스 Zν에 대해 설명한다. 이 실시형태에서는 공진주파수 ν0를 17차의 고조파로 공진하도록 설정하고 있다. 즉, 도 13 및 도 14에서 도시한 컨덴서(18)의 용량성 리액턴스 -jXc를, ν0=17에서 공진 조건을 만족하도록 결정한다.

여기에서, 전원변압기(11)에 부하가 걸려있는 경우의 17차의 전압은 50KVA 내지 500KVA 변압기의 저압간선의 실부하로 투입한 경우, 약 3 배로 증가했으므로 공진회로의 첨예도를 Q=3으로 했다. 이와 같이, 첨예도를 Q=3으로 하고, Xc=ν02Xt, Q=ν0Xt/Rt를 사용하면, 병렬 임피던스 Z₁₇(pall)은 수학식 8에서 구할 수 있다.

상기 수학식 8에서 임피던스 Z₁₇(pall)의 위상각은 18.4 ° 지연이 된다.

11차의 고조파 ν11의 경우에는, 상술한 Xc=ν02Xt=172Xt를 대입하면, 병렬 임피던스 Z₁₁(pall)은 수학식 9에서 구할 수 있다.

상기 수학식 9로부터, 공진시에 대한 위상각은 θ₁₁=42.4 °가 된다.

23차 고조파 ν23의 경우, 동일한 산출방법에 의해, 병렬 임피던스 Z₂₃(pall)는 수학식 10에서 구할 수 있다.

상기 수학식 10으로부터 공진시에 대한 위상각은 θ₂₃=75.3 °가 된다.

다음에, 고조파 전류 발생기(16)로부터의 펄스전류 Iν(pls)에 의해 리액턴스 회로(15)에서 발생하는 고조파 전압 Vν(pls)에 대해 설명한다.

펄스전류 Iν(pls)는 도 15 및 도 16에 도시한 바와 같이, 기본파인 전원전압(V₁)의 피크의 타이밍으로부터 θpls 전에 발생하고, 폭 Δθpls인 직사각형파이다. 이 펄스전류 Iν(pls)가 직사각형파이고, 그 발생 위상이 θpls, 폭이 Δθpls인 경우에 대해, 컴퓨터에 의해 푸리에 해석한 결과를 도 18에서 도시하고, 그 수치를 표 2에 나타낸다.

표 2는 각 Iν(pls)의 위상각과, 각 고조파에서의 리액턴스 회로(15)의 위상 각을 이용하여 계산한 고조파 전압 Vν(pls)의 위상을 나타내고 있다. 그리고, 이 위상이 전원전압 V₁에 대하여 90° 지연 ±30°이내이면, 슬롯에 기인하는 Vν(slot)에 대해 역위상의 범위에 들어가고, 이를 감소시킬 수 있는 것으로서 「양호」로 판정하고 있다.

도 18은 직사각형파의 발생위상: θpls=+9°, 폭:Δθpls=6°, 눈금 0.05°로 한 것으로, 11차에 대해서는 도 19a에서, 17차는 도 19b에서, 23차에 대해서는 도 19c에서 각각 벡터 관계를 나타내고 있다.

여기에서 17차에 대해서 설명하면, 도 19b 및 표 2의 해당란에서 도시한 바와 같이 sin의 값이 0.056, cos의 값이 0.012이고, I17(pls)의 스펙트럼값은 표 2 의 해당란에 도시한 바와 같이, 0.057이 되고, 전원전압(V₁)에 대해서는 102.1° 진행되어 있다. 고조파 전압 Vν(pls)은 Vν(pls)=(-)Zν(pall)·Iν(pls)이며, 임피던스 Z₁₇(pall)의 위상각 θ_Z(pall)는 18.4 ° 지연이므로, 고조파 전압 V17 (pls)의 위상각은 96.3° 지연이 된다.

표 2는 도 18에 도시한 푸리에 분석 결과를, 서로 다른 위상 및 펄스폭의 각 직사각형파에 대해서 정리한 것이다. 이 표 2에서, 예를 들면, 펄스위상 θpls가 9.0°, 펄스폭 Δθpls가 5.0°인 경우에서의, 펄스전류 Iν(pls)에 함유되는 17차 성분의 고조파의 각 벡터를 도 17a에 도시한다.

푸리에 급수 분해 계산의 결과, 표 2에 나타낸 바와 같이, 직사각형파 펄스 I17(pls)은 펄스폭 Δθpls가 5.0 °인 경우, 전원전압(V₁)에 대해서 θI17pls=108.8 ° 진행이다. 또한, 임피던스 Z₁₇(pall)의 위상각 θZ(pall)은 18.4 °이므로, 고조파 전압 Vν(pls)는 -I17(pls)에 대해서 18.4 ° 지연된다. 따라서, 고조파 전압 V17(pls)의 위상을 θV17(pls)로 하면, θV17(pls)=(-){180 °-θ17(pls)+θZ(pall)}=-89.6°가 된다. 즉, 고조파 전압 V17(pls)은 전원전압(V₁)에 대하여 89.6 ° 지연되어 있고, 전원전압(V₁)에 대하여 90 ° 진행의 Vν(slot)에 대해 개략 역위상이 되어, 고조파 전압 Vν(slot)를 감소시킬 수 있다.

펄스위상 θpls가 9.0°, 펄스폭 Δθpls가 5.0 °인 경우, 11차 고조파의 각 벡터를 도 17b에 나타낸다. 즉, 펄스전류 Iν(pls)의 11차의 성분의 위상은 전원전압(V₁)에 대하여 θI11pls=72.6 ° 진행이다. 또한, 임피던스 Z11(pall)의 위상각 θZ(pall)은 42.4 ° 진행이므로, 고조파 전압 Vν(pls)은 -I11(pls)에 대해서 42.4 ° 진행된다. 따라서, 고조파 전압 V11(pls)의 위상을 θV11(pls)로 하면, θV11(pls)=(-){180°-θ11(pls)-θZ(pall)}=-65.1°가 된다. 즉, 고조파 전압 V11(pls)은 전원전압(V₁)에 대해 65.1 ° 지연이고, 이 경우도 전원전압(V₁)에 대하여 90° 진행의 Vν(slot)에 대해 개략 역위상이 되고, 고조파 전압 Vν(slot)을 감소시킬 수 있다.

펄스위상 θpls가 9.0°, 펄스폭 Δθpls가 5.0 °인 경우, 23차 고조파의 각 벡터를 도 17c에 나타낸다. 즉, 펄스전류 Iν(pls)의 23차의 성분의 위상은 전원전압(V₁)에 대하여 θI23pls=149.1° 진행이다. 또한, 임피던스 Z23(pall)의 위상각 θZ (pall)은 75.3 ° 지연이므로, 고조파 전압 Vν(pls)는 -I23 (pls)에 대해 75.3°지연된다. 따라서, 고조파 전압 V23(pls)의 위상을 θV23(pls)로 하면, θV23(pls)=(-){180°-θ23(pls)+θZ(pall)}=-106.2°가 된다. 즉, 고조파 전압 V23(pls)은 전원전압(V₁)에 대해서 106.2°지연되어 있고, 이 경우에도 전원전압(V₁)에 대하여 90° 진행의 Vν(slot)에 대해 개략 역위상이 되고, 고조파 전압 Vν(slot)를 감소시킬 수 있다.

이와 같이, 펄스위상 θpls가 9.0°, 펄스폭 Δθpls가 5.0 °인 경우, 11차, 17차, 23차의 고조파 전압 V11(pls), V17(pls), V23(pls)은 모두 전원전압(V₁)에 대하여 90° 지연±30°이내에 들어가 있다. 즉, 슬롯에 기인하는 고조파 전압 Vν(slot)에 대해 개략 역위상이 되고, 이를 효과적으로 감소시킬 수 있으며, 표 2에서는 「양호」라고 평가되어 있다.

즉, 펄스전류 Iν(pls)가 직사각형파이고, 펄스위상 θpls가 9.0°인 경우, 펄스폭 Δθpls이 4~6°까지, 펄스위상 θpls가 10.0°인 경우, 펄스폭 Δθpls가 6~8°까지, 펄스위상 θpls가 10.8°인 경우, 펄스폭 Δθpls가 6.5~8.2°까지의 범위이면, 모두 「양호」로 평가된다.

다음에, 전력간선(12)에 접속된 고조파 전류 발생기(16)로부터의 고조파 전류 Iν(pls)가, 전원전압(V₁)의 피크 위치에 θpls도 진행의 위상으로 상승하고, 폭 Δθpls의 지수함수파의 경우를 설명한다. 이 경우도, 지수함수파 Iν(pls)를 리액턴스 회로(15)에 흐르게 함으로써, 그 병렬 임피던스 Zν(pall)에 의해 고조파 전압 Vν(pls)=(-)Zν(pall)·Iν(pls)을 발생시켜 증폭한다.

도 20은 지수함수파를 컴퓨터에 의해 푸리에 분석한 결과를 나타내고, 그 수치를 표 3에 나타낸다.

표 3은 표 2와 동일하게, 각 Iν(pls)의 위상각과, 각 고조파에서의 리액턴스 회로(15)의 위상각을 사용하여 계산한 고조파 전압 Vν(pls)의 위상을 나타내고 있다. 그리고, 이 위상이 전압 V₁에 대하여 90° 지연 ± 30° 이내이면 슬롯에 기인하는 Vν(slot)에 대해 역위상의 범위에 들어가, 이를 줄일 수 있는 것으로서 「양호」라고 판정하고 있다.

도 20은 지수함수파의 발생 위상: θpls=+10°, 폭: Δθpls=7°, 눈금 0.05°로 한 것으로, 11차에 대해서는 도 21a에서, 17차는 도 21b에서, 23차에 대해서는 도 21c에서 각각 벡터 관계를 나타내고 있다.

여기에서 17차에 대해 설명하면, sin의 값이 0.035, cos의 값이 0.009이고, I17(pls)의 스펙트럼값은 표 3의 해당란에서 나타낸 바와 같이, 0.036이 되고, 전원전압(V₁)에 대해서는 104.4°진행되고 있다. 고조파 전압 Vν(pls)은 Vν(pls)=(-)Zν(pall)·Iν(pls)이고, 임피던스 Z17(pall)의 위상각 θZ(pall)은 18.4 ° 지연이므로, 고조파 전압 V17(pls)의 위상각은 94.0°이 된다.

표 3은 도 20에서 도시한 푸리에 해석 결과를, 서로 다른 위상 및 폭의 각 지수함수파에 대해서 정리한 것이다.

푸리에 급수 분해 계산의 결과, 표 3에 나타낸 바와 같이 지수함수파 펄스 I17(pls)는 펄스위상 θpls가 10.0°, 펄스폭 Δθpls가 7.0°인 경우, 전원전압(V₁)에 대해 θ17(pls)=104.4° 진행이다. 또한, 임피던스 Z17(pall)의 위상각 θZ(pall)은 18.4 °이므로, 고조파 전압 Vν(pls)은 -I17(pls)에 대해 18.4 ° 지연된다. 따라서, 고조파 전압 V17(pls)의 위상을 θV17(pls)로 하면, θV17(pls)=(-){180°-θ17(pls)+θZ(pall)}=-94.0°가 된다. 즉, 고조파 전압 V17(pls)은 전원전압(V₁)에 대해 94.0 ° 지연 위상이 된다.

11차, 23차에 대해서도 표 3의 값으로부터 동일한 계산에 의해, 11차에서의 고조파 전압 V11(pls)은 -81.6°, 23차에서의 고조파 전압 V23(pls)은 -97.1°가 된다. 이들의 가치는 어느 차수에서도 -90°±30°이내에 들어가고 있고, 슬롯에 기인하는 고조파 전압 Vν(slot)을 감소시킬 수 있는 것으로서 「양호」로 판정하고 있다.

따라서, 고조파 전류 Iν(pls)가 지수함수파이고, 위상 θpls가 7.0 °인 경우는 폭 Δθpls가 1°, 위상 θpls가 8°인 경우는 폭 Δθpls가 2°, 위상 θpls가 9°인 경우는 폭 Δθpls가 4~6°, 위상 θpls가 9°인 경우는 폭 Δθpls가 4~6°, 위상 θpls가 10 °인 경우는 폭 Δθpls가 4~20°, 위상 θpls가 10.8°인 경우는 폭 Δθpls가 4~15 °의 범위이면, 모두 「양호」라고 평가된다.

다음에 전력간선(12)에 접속된 고조파 전류 발생기(16)로부터의 고조파 전류 Iν(pls)가, 전원전압(V₁)의 피크 위치에 대해서 θpls도 진행의 위상으로 상승하고, 폭 Δθpls의 삼각파인 경우를 설명한다. 이 경우도, 지수함수파 Iν(pls)를 리액턴스 회로(15)에 흘림으로써, 그 병렬 임피던스 Zν(pall)에 의해 고조파 전압 Vν(pls)=(-)Zν(pall)·Iν(pls)를 발생시키고 증폭한다.

도 22는 삼각파를 컴퓨터에 의해 푸리에 해석한 결과를 나타내고, 그 수치를 표 4에 나타낸다.

표 4는 표 2와 동일하게, 각 Iν(pls)의 위상각과, 각 고조파에서의 리액턴스 회로(15)의 위상각을 이용하여 계산한 고조파 전압 Vν(pls)의 위상을 나타내고 있다. 그리고, 이 위상이 전원전압 V₁에 대해서 90° 지연 ± 30°이내이면 슬롯에 기인하는 Vν(slot)에 대해 역위상의 범위에 들어가고, 이를 감소시킬 수 있는 것으로서 「양호」로 판정하고 있다.

도 22는 삼각파의 발생 위상: θpls = + 10°, 폭: Δθpls=16°, 눈금 0.05°로 한 것으로, 11차에 대해서는 도 23a에서, 17차는 도 23b에서, 23차 대해서는 도 23c에서 각각 벡터 관계를 나타내고 있다.

여기에서, 17차에 대해서 설명하면, sin의 값이 0.043, cos의 값이 0.0175이며, I17(pls)의 스펙트럼값은 표 4의 해당란으로 도시한 바와 같이, 0.046이 되고, 전원전압(V₁)에 대해서는 112.1° 진행되고 있다. 임피던스 Z17(pall)의 위상각 θZ(pall)은 18.4° 지연이므로, 고조파 전압 V17(pls)의 위상각은 86.3°가 된다.

표 4는 도 22에 나타낸 푸리에 분석 결과를, 서로 다른 위상 및 폭의 각 삼각형에 대해 정리한 것이다. 이 표 4에서 상술한 θpls=+10°, 폭: Δθpls=16°인 경우, 17차에서는 고조파 전압 V17(pls)의 위상각은 86.3°, 23차에서는 99.7°이고, 모두 90°지연±30°의 범위 내에 있지만, 11차에서는 53.1°가 되므로, 11차, 17차, 23차를 통한 전체로서의 평가는 「양호」가 되지는 않는다.

11차, 17차, 23차를 통한 전체로서의 평가가 「양호」가 되는 것은, 표 4로부터 위상 θpls가 8.0°인 경우는 폭 Δθpls가 5~6°, 위상 θpls가 9°인 경우는 폭 Δθpls가 9°, 위상 θpls가 10 °인 경우는 폭 Δθpls가 11° 이상 22°까지, 위상 θpls가 10.8 °인 경우는 폭 Δθpls가 10.8 ° 이상 30°까지, 위상 θpls가 12.6°인 경우는 폭 Δθpls가 25~28°가 유효한 조합이며, 「양호」라고 평가된다.

이와 같이, 슬롯에 기인하여 발생하고, 역회전 토크를 발생하는 ν차(11, 17, 23차)의 고조파 회전자속 φν(slot)에 대해 이와 동일한 차수에서 역위상의 고조파 회전자속 φν(pls)를, 고조파 전류 Iν(pls)에 기초하여 발생시키고 고조파 회전자속 φν(slot)을 감소시킴으로써, 전동기의 효율을 향상시킬 수 있다.

이와 같은 펄스전류를, 전원 전압의 피크 전의 위상에서 얻는 방식 중 하나로서 도 24에서 도시한 구성이 이용된다. 도 24는 CR 정류 회로에 의해 의사(擬似) 직사각형 펄스 전류를 얻는 방식이다. 이 방식에서는 전원전압(E)을 갖는 전원(241)을 전파(全波) 정류 회로(242)의 교류 입력측에 접속하고, 출력측에는 컨덴서(243) 및 저항(244)으로 이루어진 병렬 회로를 접속한다. 즉, 이 회로는 전원전압(E)의 반파에 의해 충방전되는 컨덴서(243) 및 이 컨덴서(243)에 병렬 접속된 방전 저항(244)을 갖고, 컨덴서(243)의 정전 용량(C)과 방전 저항(244)의 저항값(R)으로 이루어진 시정수(CR)에 의해, 상기 반파의 피크 위상보다 앞의 위상에서 소정 펄스폭(τ)의 의사 직사각형 펄스 전류를 발생하는 구성이다. 이 관계를 도 25를 이용하여 설명한다.

도 24에서 도시한 컨덴서(243)에는, 정류된 전원전압(E)이 가해져 있고, t0의 타이밍에서 전압(E)의 피크값(Ep1)까지 충전된다. t0 이후의 반(半)주기에서는 컨덴서(243)에 충전된 전하가 저항(244)에 의해 시정수(CR)에서 방전하고, 컨덴서 단자 전압 Cv는 서서히 감소된다. 그리고, 타이밍 t1'에서 Ep2까지 저하된다. 이 때 전원전압(E)은 상승 중이고, t1' 이후 t0'까지의 동안은 컨덴서(243)에 충전 전류가 흐르고, 이것이 펄스전류 Iν(pls), -Iν(pls)로서 생성된다. 이것을 도 13의 고조파 전류 발생기(16)로서 치환하면, 전원(241)이 전원전압(V₁)의 전력간선이고, 도 15, 도 16로 나타낸 바와 같이 전원전압(V₁)의 피크 전의 펄스전류 Iν(pls)를 출력한다.

이 회로에 의한 파형은 도 25(b)에서 도시한 바와 같이 상승 시간이 짧고, 하강 시간은 비교적 길다. 그래서, 도 17a ~ 도 17c로 도시한 바와 같이 상승 타이밍을 펄스위상 θpls으로 하고, 피크 전류값(A)의 33% 저하점까지의 폭을 펄스폭 Δθpls로 한다. 50Hz에서 R=16.4kΩ, C=27μF, 시정수=440ms에서 0.2A, θpls=10.8°, Δθpls=7~8°가 얻어졌다. 또한, 50Hz에서 R=20kΩ, C=22μF, 시정수=440ms에서 0.15A, θpls=10.8°, Δθpls=7~8 °가 얻어졌다.

이 밖에, 전원전압(V₁)의 피크 전의 펄스전류 Iν(pls)를 출력하는 회로로서, 도 26에서 도시한 전자 회로를 사용해도 좋다. 이 경우의 고조파 전류 발생기(16)는 도 26에서 도시한 바와 같이, 위상 진행 회로(261), 컴퍼레이터(262), 미분회로(263), 바이어스 회로(264) 및 출력 회로(265)로 구성된다. 또한, 이러한 각 부의 전압, 전류의 타이밍을 도 27에 도시한다.

위상 진행 회로(261)는 도시하지 않지만, OP 앰프를 사용하는 적분회로로 구성되고, 병렬 컨덴서와 위상 조절용 가변 저항기를 갖는다. 이 위상 진행 회로(261)의 입력점 a에는, 각 상 (예를 들어, u상)으로부터의 입력전압, 즉 기본파 인 전원전압(V₁)이 입력된다(도 27의 파형 a). 위상 진행 회로(261)는 상술한 저항기를 조절함으로써, 출력점 b에는 기본전원전압 V₁에 대하여 위상이 90°-θpls 진행된 정현파 전압(도 27의 파형 b)이 출력된다. 또한, 이 위상 진행 회로(261)는 디지털 계산 방식의 것으로 해도 좋다.

이 정현파는 컴퍼레이터(262)에 입력되고, 직사각형파로 성형된다. 따라서, 출력단 c에는 기본전원전압(V₁)의 영점에 대하여 위상이 90°-θpls 진행점에서 상승하고 하강하는 직사각형파(도 27의 파형c)가 얻어진다.

이 직사각형파는 미분회로(263)에 입력되어 미분된다. 미분회로(263)는 주지와 같이 컨덴서 및 시정수 조정용의 가변저항기로 구성되어 있고, 상술한 직사각형파가 입력됨으로써, 그 출력점 d에는 미분 출력의 지수함수파 +Vg, -Vg (도 27의 파형 d)가 각각 얻어진다.

미분회로(263)의 출력측에는 전력간선(12)의 1상분을 구성하는 선 u, v 사이에 설치된 출력회로(265)가 접속되어 있다. 출력 회로(265)는 다이오드 및 저항을 통하여 선 u, v 사이에 역병렬로 접속된 최종단 출력소자로서의 전력 트랜지스터 또는 MOS형 FET(도면에서는 MOS형 FET를 나타내고 있다)(2651, 2652)를 갖는다. 그리고, 그 베이스 또는 게이트에는 상술한 미분회로(263)의 출력측이, 각각 바이어스 회로(264)를 통하여 접속되어 있다. 이와 같이 전력 트랜지스터 또는 MOS형 FET(2651, 2652)의 베이스 또는 게이트에 각각 바이어스 회로(264)를 설치함으로써 아날로그 증폭기로서 기능한다.

상기 구성에 의해 미분 출력 +Vg, -Vg은 각각 출력 회로(265)에 입력되고, 최종단 출력 소자로서의 전력 트랜지스터 또는 MOS형 FET(2651, 2652)의 베이스 또는 게이트에 인가된다. 이 때문에, 최종단 출력 소자(2651, 2652)에는 출력 전류 + Id, -Id (도 27의 파형 e)가 흐르고, 펄스전류 Iν(pls)로 출력된다.

여기에서, 펄스전류 Iν(pls)는 위상 진행 회로(261)의 가변 저항값을 조절함으로써 전원전압(V₁)의 피크 위상보다 θpls 진행의 위상으로 펄스를 발생시킬 수 있다. 또한, 펄스폭 Δθpls는 미분회로(263)의 가변 저항값을 변화시킴으로써 임의의 폭으로 조절할 수 있다.

표 5는 75kw 부하(냉동기 모터)에 대하여 본 발명 장치를 투입하고, 17차의 연속파 전류 I17(pls)=0.05A를 인가한 경우의 입력 전력을, 미투입의 경우와 비교하여, 그 변화를 측정한 경우를 나타내고 있다. 효과로서 표에 나타낸 바와 같이 약 11%의 전력 저하가 발생했다.

표 6은 상기의 부하(냉동기 모터)에 대해 11차 연속파 전류 I11(pls)=0.05A를 인가한 경우의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 약 5 %의 전력저하가 발생했다. 이 결과로부터 부하인 모터(Z1/P)는 18 개일 가능성이 있다.

표 7은 상기의 부하(냉동기 모터)에 대하여, 23차 연속파 전류 I23(pls)=0.05A를 인가한 경우의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 약 4%의 전력 감소가 생겼다.

표 8은 상기의 부하(냉동기 모터)에 대해 상술한 11차, 17차, 23차 고조파 전류 각 0.05A를 가산한 연속파 전류를 인가한 경우의 입력 전력을 측정한 경우를 도시하고 있다. 약 14%의 전력 저하가 생겼다.

표 9는 상기의 부하(냉동기 모터)에 대하여, 전원전압(V₁)의 피크값에 대칭이고, 폭 Δθpls=7.2°(50Hz에서 τ=0.4ms), 1.0A의 직사각형파 펄스전류를 인가 한 경우의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 약 11.2%의 전력저하가 생겼다.

표 10은 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 접속하고, 전원전압(V₁)의 피크의 타이밍에 대해서 θpls=10°(50Hz에서 τ=0.55ms) 진행이고, 폭 Δθpls=7°(50Hz로 τ =0.4ms)의 직사각형파 펄스전류 Iν(pls)를 0.5A 흐르게 한 경우의, 부하(22kw 송풍기 모터)의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 약 12.6%의 전력 감소가 생겼다.

표 11은 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 접속하고, 전원전압(V₁)의 피크의 타이밍에 대하여 θpls=9°(0.5ms) 진행이고, 폭 Δθpls=5°(0.28ms)의 직사각형파 펄스전류 Iν(pls)를 0.5A 흐르게 한 경우의 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 약 11.6%의 전력 감소가 생겼다.

표 12는 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 접속하고, 전원전압(V₁)의 피크의 타이밍에 대하여 θpls=8.1°(0.45ms) 진행이고, 폭 Δθpls=5.4°(0.3ms)의 직사각형파 펄스전류 Iν(pls)를 0.5A 흐르게 한 경우의, 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 이 경우는 효과(전력저하)가 3%로 적었다. 이는 표 2에 나타낸 바와 같이, 17차, 23차의 고조파 전압 V17(pls), V23(pls)이 슬롯에 기인하는 고조파 전압 Vν(slot)에 대해 역위상이 아니기 때문이라고 생각된다.

표 13은 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 접속하고, θpls=7°(0.4ms) 진행이고 폭 Δθpls= 6°(0.33ms)인 지수함수 펄스전류 Iν(pls)를 0.5A 흐르게 한 경우의, 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 이 경우에도 효과(전력저하)가 2.4%로 적었다. 이는 표 3에 나타낸 바와 같이, 17차, 23차의 고조파 전압 V17(pls), V23(pls)이 슬롯에 기인하는 고조파 전압 Vν(slot)에 대해 역위상이 아니기 때문이라고 생각된다.

표 14는 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 접속하고, θpls=9°(0.5ms) 진행이고 폭 Δθpls=5°(0.28ms)인 지수함수 펄스전류 Iν(pls)를 0.5A 흐르게 한 경우의, 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 12.5% 효과(전력저하)가 얻어졌다.

표 15는 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 접속하고, θpls = 10.8°(0.6ms) 진행이고 폭 Δθpls=7°(0.4ms)인 지수함수 펄스전류 Iν(pls)를 0.5A 흐르게 한 경우의, 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 11.7% 효과(전력저하)가 얻어졌다.

표 16은 CR 회로방식(R=16kΩ, C=27μF, 시정수 = 440ms, Iν(pls) = 0.15A)과, 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 장착한 경우의, 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력 전력을 측정했다. 그 결과, 12.6% 효과(전력저하)가 얻어졌다. 이는 표 2의 θpls=10.8°, 폭 Δθpls=7.2°의 직사각형파에 상당한다.

표 17은 CR 회로방식(R=22kΩ, C=33μF, 시정수=726ms, Iν(pls)=0.15A)와, 17차에 공진한 병렬 컨덴서를 장착한 경우의, 부하(22kw 송풍기용 모터)의 입력 전력을 측정했다. 그 결과, 3.3% 효과(전력저하)가 적었다. 이는 표 2의 θpls=7.2°, 폭 Δθpls=5.4°의 직사각형파에 상당하고, 17차, 23차의 고조파 전압 V17(pls), V23(pls)이, 슬롯에 기인하는 고조파 전압 Vν(slot)에 대해 역위상이 아니기 때문이라고 생각된다.

표 18은 일반 가옥의 부하(전등 부하 외에, 에어컨 1대, 선풍기 4대 등)를 시각 2:10부터 4:20까지 연속 운전하고, 소정 시간마다 사용 전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 이 예에서는 도중의 3:40의 타이밍에서, 본 발명의 전력절감장치 (세이버)를 온으로 하고, 전원전압(V₁)과 동상 또는 역상의 17차의 고조파 연속 전류 0.03A를 흐르게 한 경우의 사용 전력의 추이를 나타내고 있다. 이 예에서는 세이버 온으로의 전환에 의해 평균전력이 약 7 % 저하되었다.

표 19은 동일하게 일반 가옥의 부하를, 시각 2:10 부터 4:20까지 연속 운전하고, 소정 시간마다 사용전력을 측정한 경우를 나타내고 있다. 이 예에서는 도중의 3:30의 타이밍으로 세이버를 온으로 하고, 전원전압(V₁)과 동상 또는 역상의 11차 고조파 연속 전류 0.03A를 흐르게 한 경우의 사용 전력의 추이를 나타내고 있다. 이 예에서는 세이버 온으로의 전환에 의해 평균전력이 약 11% 저하했다. 이로부터 일반 모터의 1극당의 슬롯수(Z1/P)는 12개가 많을 가능성이 있다.

표 20은 A사업소의 어느 특정 시각 (PM3:00)에 전력절감설비를 투입하는 실험을 실시하고, 그 전후에 대해 「고압 수전(受電)용 적산 전력계」「냉동기 전용의 적산 전력계」 「보조 기계(補機) 전용 적산 전력계」의 각 평균값을 비교한 것이다. 표 2로부터 전력절감설비 투입후는, 투입전에 비하여 각 적산전력계의 평균값이 감소되고 있다.

표 21은 B 사업소에서 동일한 실험을 실시한 결과를 나타내고 있다. 표 3으로부터 전력절감설비를 투입한 15시 15분 이후와 그 이전에서는 평균전력의 감소율이 14.3%인 것을 알 수 있다.

표 22는 A사업소에서의 각종 모터에 대해서, 전력절감설비 투입후 1개월의 「입력전류」「입력전력」「온도변화」를 계측하는 실험을 실시하고, 이들의 값을 투입전과 비교하여 도시하고 있다. 표로부터 전력절감설비 투입후 1개월에서의 각 값이 투입전보다 각각 감소되어 있는 것을 알 수 있다.

표 23은 75KW 대형 냉동기를 갖는 사업소 C에서의 고압 수전용 적 전력계의 평균 전력량을 2006년부터 2012년 7월까지 측정한 값이다. 이 중 2011년 10월부터 2012년 1월까지는, 반파 정류 방식에 의한 펄스 발생기를 사용한 전력절감장치를 투입하고, 그 이후에는 전파(全波) 정류 방식에 의한 펄스 발생기를 사용한 전력절감장치를 투입하여 실증실험을 실시한 결과의 데이터이다. 표로부터 전력절감장치를 투입한 2011년 10월부터의 데이터가, 지금까지의 동월의 데이터보다 낮고 전력절감 강하가 발생하고 있는 것을 알 수 있다. 특히, 전파정류방식에 의한 펄스 발생기를 사용한 전력절감장치를 투입한 2012년 2월 이후의 전력절감효과가 현저하다는 것을 알 수 있다.

본 발명의 몇 가지의 실시형태를 설명했지만, 이들 실시형태는 예로서 제시한 것이고, 발명의 범위를 한정하려는 의도는 없다. 예를 들어 전원전압을 상용 주파수(기본 주파수)의 1주기 내에서 세밀하게 샘플링하고, 전원전압의 최대값의 타이밍을 디지털 계산함으로써 발생하는 것도 가능하다. 이들 신규의 실시형태는 그 밖의 여러 가지 형태로 실시되는 것이 가능하고, 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위에서, 여러 가지 생략, 치환, 변경을 실시할 수 있다. 이들 실시형태나 그 변형은 발명의 범위나 요지에 포함되고, 또한 특허청구범위에 기재된 발명과 그 균등한 범위에 포함된다.

11: 전원변압기 12: 전력간선
13: 고조파 발생부 14: 유도 전동기
14-1: 고정자 14-2: 회전자
15: 리액턴스 회로 16: 고조파 전류 발생기
18: 컨덴서 21: 슬롯

Claims (15)

1. 전원변압기에 접속된 전력간선으로부터 급전되는 전동기를 갖는 전력설비에 있어서,
   상기 전동기의 운전시에, 그 고정자의 권선 수용의 총 슬롯수(Z1)와 극쌍수(P)의 비(Z1/P)에 기초하여, 상기 고정자와 회전자 사이에 발생하는 고조파 회전자속에 의해 발생하는 고조파 전압 중, 상기 회전자에 대해서 제동력이 되는 차수의 고조파 전압에 대해서, 이 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 차수로 역위상이 되는 고조파 전압을 발생시키는 고조파 발생부를, 상기 전력간선에 설치하고,
   상기 고조파 발생부는,
   상기 전력간선으로부터 공급되는 전원전압과 동상이고, 상기 비(Z1/P)의 마이너스 1인((Z1/P)-1) 차수의, 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류를 포함하는 고조파 전류를 발생하는 고조파 전류 발생기와,
   상기 전력간선에 설치되고, 상기 전원변압기의 누설 리액턴스를 포함하는 임피던스를 갖고, 상기 고조파 전류가 흐름으로써 상기 회전자에 대하여 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 ((Z1/P)-1) 차수로 상기 전원전압보다 90° 지연 ±30° 이내의 고조파 전압을 발생시키는 리액턴스 회로를 갖는,
   전력설비.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 고조파 전류 발생기는 상기 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류의 각각에 대하여, 컴퍼레이터, 밴드패스필터, 위상 회로, 가변 저항, 합성기 및 출력 회로를 갖는, 전력설비.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 출력 회로는, 그 출력단에 트랜스를 갖는, 전력설비.
4. 제 3 항에 있어서,
   상기 고조파 전류 발생기는 연속파의 고조파 전류를 발생시키는, 전력설비.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 고조파 전류 발생기는 상기 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류의 각각에 대하여, 위상 진행 회로와, 컴퍼레이터와, 미분회로 및 출력회로를 갖는, 전력설비.
6. 제 1 항에 있어서,
   상기 고조파 전류 발생기는 펄스 폭의 중심이 전원전압의 피크점과 일치하는 펄스파의 고조파 전류를 발생시키는, 전력설비.
7. 전원변압기에 접속된 전력간선으로부터 급전되는 전동기를 갖는 전력설비에 있어서,
   상기 전동기의 운전시에, 그 고정자의 권선 수용의 총 슬롯수(Z1)와 극쌍수(P)의 비(Z1/P)에 기초하여, 상기 고정자와 회전자 사이에 발생하는 고조파 회전자속에 의해 발생하는 고조파 전압 중, 상기 회전자에 대해서 제동력이 되는 차수의 고조파 전압에 대해서, 이 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 차수로 역위상이 되는 고조파 전압을 발생시키는 고조파 발생부를 상기 전력간선에 설치하고,
   상기 고조파 발생부는
   상기 전력간선으로부터 공급되는 전원전압과 동상이고, 상기 비(Z1/P)의 마이너스 1인((Z1/P)-1) 차수의, 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류를 포함하는 고조파 전류를 발생하는 고조파 전류 발생기와,
   상기 전력간선에 설치되고, 상기 전원변압기의 누설 리액턴스를 포함하는 임피던스를 갖고, 상기 고조파 전류가 흐름에 의해 상기 회전자에 대하여 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 ((Z1/P)-1) 차수로 상기 전원전압보다 90° 늦는 고조파 전압을 발생시키는 리액턴스 회로를 갖는,
   전력설비.
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 고조파 전류 발생기는 상기 전력간선으로부터 공급되는 전원전압의 양음(正負)의 반파에 의해 충방전되는 컨덴서 및 이 컨덴서에 병렬 접속된 방전 저항을 갖고, 상기 컨덴서의 정전용량과 상기 방전 저항의 저항값에 의해, 출력되는 펄스의 상승점을 상기 양음의 반파의 피크점보다 진행된 위상으로 설정하고, 또한 그 펄스폭을 결정하는, 전력설비.
9. 제 7 항에 있어서,
   상기 고조파 전류 발생기는 상기 전력간선으로부터 공급되는 전원전압의 위상을 진행시키는 위상 진행 회로, 이 위상이 진행된 파형을 직사각형파로 하는 컴퍼레이터, 이 직사각형파를 미분하는 미분회로를 갖고, 상기 위상 진행 회로에 의해, 출력되는 펄스의 상승점의 위상을 조절할 수 있고, 상기 미분 회로에 의해 상기 출력되는 펄스의 폭을 조절 가능한, 전력설비.
10. 제 7 항에 있어서,
    상기 고조파 전류 발생기는 상기 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류의 각각에 대하여 위상 진행 회로와, 컴퍼레이터와, 미분 회로와, 바이어스 회로 및 출력 회로를 갖는, 전력설비.
11. 전원변압기에 접속된 전력간선으로부터 급전되는 전동기를 갖는 전력설비에서의 고조파 억압 방법에 있어서,
    상기 전력간선에 설치된 고조파 발생부에 의해,
    상기 전동기의 운전시에, 그 고정자의 권선 수용의 총 슬롯수(Z1)와 극쌍수(P)의 비(Z1/P)에 기초하여, 상기 고정자와 회전자 사이에 발생하는 고조파 회전자속에 의해 발생하는 고조파 전압 중, 상기 회전자에 대해서 제동력이 되는 차수의 고조파 전압에 대해서, 이 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 차수로 역위상이 되는 고조파 전압을 발생시키고,
    상기 고조파 발생부는 고조파 전류 발생기에 의해
    상기 전력간선으로부터 공급되는 전원전압과 동상이고, 상기 비(Z1/P)의 마이너스 1인 ((Z1/P)-1)차수의, 11차, 17차, 23차 중 적어도 하나의 고조파 전류를 포함하는 고조파 전류를 발생시키고,
    상기 전력간선에 설치되고, 상기 전원변압기의 누설 리액턴스를 포함하는 임피던스를 갖는 리액턴스 회로에 의해,
    상기 고조파 전류가 흐름으로써 상기 회전자에 대하여 제동력이 되는 고조파 전압과 동일한 ((Z1/P)-1) 차수로 상기 전원전압보다 90° 지연 ±30° 이내의 고조파 전압을 발생시키는, 전력설비에서의 고조파 억압 방법.
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