JP2009136048A - 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置 - Google Patents

電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置 Download PDF

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Abstract

【課題】箔状導体を平板渦巻き状に巻回して構成されるコイルを用いた電力伝送性能が良好な電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置を提供する。
【解決手段】電力伝送装置１００の送電部３は、送電制御回路３ａと、交流電源３ｂと、箔状導体を渦巻き状に巻回した送電コイル１と、送電コイル１のリアクタンス成分を打ち消して力率を改善するための無極性のキャパシタ１３とを含み、受電部４は、受電コイル２と、受電制御回路４ａと、負荷ＲＬとを含む。送電コイル１単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、送電コイル１に対向する受電コイル２の両端を短絡したときの、送電コイル１の実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、送電コイル１が、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、とすると、ｆ１（Ｈｚ）が２００ｋＨｚ以上となるように、受電コイル２を選び、送電コイル１を駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）以下の周波数に設定する。
【選択図】図１

Description

この発明は、送電装置を構成する送電部と受電装置を構成する受電部が分離可能な電力伝送装置に関し、特に、箔状導体を渦巻状に巻回した送電コイルと他のコイル間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置に関する。
例えば、電力を伝送する電力伝送装置には、本願の図１２４に示すように送電コイル１と受電コイル２とを分離可能に構成したものが知られている。すなわち、送電コイル１と、受電コイル２とを対向して配置する。直流電源１２からの直流電力を交流電力に変換する電力変換手段である交流電源３ｂを含む送電部３から、キャパシタ１３を介して送電コイル１に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電コイル２に起電力が誘起され、前記起電力による電流が受電部４の負荷ＲＬに流れ、電力伝送が行われる。送電コイル１は、箔状導体を渦巻き状に巻回して構成される。
しかしながら、箔状導体を用いたコイル（以下、「箔導体コイル」と表記する）を使い、大電力を高効率で伝送可能な電力伝送装置は、現在に至るも実施されていない。導線を用いたコイルを使い、大電力を高効率で伝送可能な電力伝送装置の先行文献も存在はするが、やはり、それらも、まだ実施には至っていない。
導体の形状から、導線に比べ、箔導体コイルは表皮効果が低減されるものと思われる。しかし、箔導体コイルの直流抵抗を低下させるには、導体断面積を大きくするために導体幅を広くしなければならず、コイル全体の面積が大きくなる。そのため、薄型化が可能という利点を持っていながら、箔導体コイルを用いた大電力を高効率で伝送可能な電力伝送装置については、その作用効果が、まだ明確に把握されていないようである。
箔導体コイルを使用した電力伝送装置に関しては、実公昭５１−１２９２９号公報（特許文献１）が本分野で最も古い特許文献の一つとなっている。この特許文献１には、受電側に装備するコイルとして、プリント基板上に箔状導体を渦巻状に形成したコイルが記載されている。以下、箔導体コイルを用いた電力伝送装置を構成する要素別に、従来技術を列挙してゆく。
最初に、本願では、引用する文献によって、使用されている用語が異なるため、まず用語について説明しておく。本願の図１２４の送電部３、送電コイル１を含む部分を、送電側、給電側、１次側、入力側等と表記し、送電コイル１を、送電コイル、送電用コイル、１次コイル、１次側コイル等と表記する。また、本願の図１２４の受電部４、受電コイル２を含む部分を、受電側、２次側、出力側等と表記し、受電コイル２を、受電コイル、受電用コイル、２次コイル、２次側コイル等と表記する。次に、コイルやキャパシタの等価回路中に直列に存在する抵抗成分は、通常ＥＳＲと表記されており、日本語では等価直列抵抗(Equivalent Series Resistance)と呼ばれている。本願では、ＥＳＲの周波数特性に言及するので「実効直列抵抗」(Effective Series Resistance)に表記を統一しておく。さらに、容量性素子であるキャパシタは、通常日本語ではコンデンサと表記されている。本願では引用文献を含め、全てキャパシタに表記を統一しておく。そして、電力伝送装置の送電部に含まれる直流電源を交流に変換する手段を交流電源と表記する。さらに、コイルとキャパシタとを直列接続した回路を、ＬＣ直列回路、ＬＣ直列共振回路、あるいは単に直列回路等と表記する。また、「対向」という表記は、送電コイル１と受電コイル２とが相互誘導可能な状態に配置されている場合を指す。すなわち、両コイルが誘導結合している状態である。よって、対向という表記は、両コイルが誘導結合しているという表記と同義である。
箔状導体を渦巻き状に巻回して構成されるコイル、および箔導体コイルの性能改善を目的とした従来技術については、多くの特許文献がある。
例えば、箔状導体を使ったコイルの一例が、特開平７−３７７２８号公報（特許文献２）に記載されている。この特許文献２に記載されたコイルは、絶縁体上に渦巻き状に巻回する箔状導体の幅を、内周部よりも外周部において広くし、１ターン当りの抵抗値と銅損を同一にして、コイル面全体の発熱を均一にしようと意図しているものである。
一方、コイルの基本的な特性として、表皮効果、渦電流損などにより、周波数が上昇すると、コイルの実効直列抵抗が増加することが知られている。その対応策として、特許文献２と同一の出願人が、特開平５−２４３０６０号公報（特許文献３）を出願している。特許文献３には、直流抵抗の低い主巻線と、交流抵抗が低い副巻線を一緒に巻回し、主巻線と副巻線をインダクタンスが消失しないように接続することにより、周波数の上昇による、コイルの実効直列抵抗の増加を回避する方法が記載されている。そして、特許文献３には、コイルの実効直列抵抗と周波数の関係を示す図が記載されている。
また、本願の図１２４に示すような構成の電力伝送装置において、送電コイル１に直列接続されるキャパシタ１３は、力率の改善を目的として装備されている。特性がよいキャパシタ単体の発明に関しては、多数の特許が出願されているものの、前記した電力伝送装置の力率改善用に適したキャパシタの構成や特性について言及した文献は殆ど見られない。特開２００２−３５３０５０号公報（特許文献４）に、誘電正接の低いフィルムキャパシタ等を使用することが記載されている程度である。
また、特許文献４には、箔状導体を平板渦巻き状に巻回した空芯コイルに金属体が近接したときの性能劣化防止方法として、反磁性金属を使用することが記載されている。
しかし、キャパシタを用いて力率改善を行うには、交流電源の回路構成と特性の規定が重要となるが、電力伝送装置に使用するのに適した交流電源の回路構成と特性等について言及した文献は殆ど見られない。
電力伝送装置に使用する交流電源に関しては、特開２００２−４９４２８号公報（特許文献５）に、インピーダンス変換部の概要が記載されている。また、特開平１１−２２４８２２号公報（特許文献６）に、直流−交流変換回路を用いた交流電源で、該交流電源が階段状の正弦波に近い波形を生成する方法が記載されている程度である。
交流電源、キャパシタについて言及しているのは、上記の特許文献程度であるが、箔導体コイルを使用した電力伝送装置についても、箔導体コイルを特徴とする先行文献は殆ど存在しない。前述した特許文献１も、箔導体コイルの具体的な構成や特性には言及していない。本願に近い先行技術として、特表３００５−５２５７０５号公報（特許文献７）に、「送電コイル」として箔導体コイルを使用した電力伝送装置が開示されている。
しかしながら、本発明の要旨である、伝送可能な電力や電力伝送効率は低いものの、箔導体コイルを用いた電力伝送装置の送電装置から箔導体コイルと誘導結合可能な構成を持つコイルを装備した受電部に長距離の電力伝送を行うことが可能である先行文献は存在しない。ＩＣカードに内蔵されたコイルに長距離の電力伝送を行う先行技術は存在するが、いずれも数十ＭＨｚ以上の電磁波を使用している（例えば、特開平１０−３２２２４８号公報など）。しかし、これらは、本発明のように１ＭＨｚ以下の周波数において、５０ｃｍ以上の距離で電力伝送が可能なものではない。したがって、上記したような作用効果についての記載がある先行文献の記載は省略する。
実公昭５１−１２９２９号公報（請求の範囲、第３図） 特開平７−３７７２８号公報（段落番号００１２〜００１４、図１） 特開平５−２４３０６０号公報（段落番号００１０〜００１１、００１４、請求項１、図２、図９） 特開２００２−３５３０５０号公報（段落番号００１６、００１７、００１９〜００２２、図４） 特開２００２−４９４２８号公報（請求項１、段落番号０００６、００２５、図１） 特開平１１−２２４８２２号公報（請求項１、段落番号０００２から０００４，００２５） 特表３００５−５２５７０５号公報（請求項１、段落番号００１８、００４３、００６３、０１２０、図２ａ、図６ａ、図６ｃ）
以下、上記した従来の技術を改良する構成要素別に、従来技術の課題を明確にする。
箔導体コイルを使った電力伝送装置として、当時の技術レベルから見て実際に実用化の可能性があったのは、特許文献１などがある。特許文献１が出願された１９７４年（昭和４９年）当時は、まだ通信機器、電話交換機などに真空管が使用されており、半導体素子には高速なものがなく、特許文献１には、数１０ｋＨｚの周波数で駆動される電力伝送装置の実施例が記載されている。
しかしながら、電力伝送手段である送電コイルと受電コイルは、変成器を構成している。１次コイルと２次コイルが分離不能ではあるが、５０Ｈｚ〜６０Ｈｚの商用電源用に設計された変圧器が、任意の周波数、例えば、５Ｈｚ、あるいは１０ｋＨｚで使用できないことは明らかである。すなわち、電力伝送手段である変成器には、使用可能な周波数の下限および上限が存在する。数１０ｋＨｚと表記されているのは、電力伝送用コイルとして使用可能な周波数範囲を特定していない。このように、特許文献１に限らず、電力伝送用コイルとして使用可能な周波数範囲について考察した従来技術は存在しない。
次に、特許文献２に記載されているコイルは、箔状導体を平板渦巻き状に巻回したコイルにおいて、外周部の導体幅を内周部よりも広くすることにより、１ターンあたりの抵抗値を同一とし、１ターン当りの銅損を同一とする作用効果を意図している。
特許文献２には、箔導体コイルに磁性材板を装備した実施例が記載されているが、特許文献２の請求項１には、磁性材板を装備しない場合が含まれている。ただし、後に請求項は補正され、磁性材板を装備した場合のみに限定されている（特許第３３５９０９９号）。特許文献２を参照し、空芯の場合について考察してみると、外周部の銅箔幅を広くした場合、１ターンの導体体積は、外周部の方が内周部よりも大きくなり、導体表面積も増える。その結果、外周部の熱放散状態がよくなるのは自明であり、１ターンの銅損（ジュール損）が一定なら、外周部の温度上昇は内周部よりも低くなる。したがって、少なくとも空芯の場合には、特許文献２に記載されているような作用効果は期待できない。
しかも、特許文献２の段落番号００１５より、特許文献２に記載されている銅損は、金属銅の導電率より計算した直流抵抗によるものである。また、特許文献２の段落番号００１８には、「静磁界計算プログラム」、「直流のインダクタンス」と明記されている。よって、特許文献２に記載されたインダクタンスや実効直列抵抗は、少なくとも交流による実測値ではない。その計算値ですら、抵抗値の減少率は１２％（８８％に減少）である。そして、インダクタンスは９８％に減少し、殆ど変化が無いと記載されている。
しかし、特許文献３の図９を参照すると、コイルの構成は異なるものの、単層巻きのコイルでも、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗は、直流抵抗の２倍になっている。また、同じくコイルの構成は異なるものの、特許文献３の図２を参照すると、実施例として改善されたコイル単体の実効直列抵抗の周波数特性ですら、１００Ｈｚのときの約４ｍΩに比べ、１００ｋＨｚのときには、約１５ｍΩと、約４倍になっている。このように、特許文献２の段落番号００１９に記載されている、１２％の改善率が、周波数が高い領域での実効直列抵抗の減少率になるとしても、特許文献２の実施例に記載されたコイルでは、高周波数領域での実効直列抵抗による電力損失を低減する効果は殆ど無い。
また、特許文献２に記載のコイルの特定的構成は、コイルの外径、巻数などが変化したときに、同等の効果が得られるとは限らない。そのうえ、コイルの実効直列抵抗と周波数の関係が、コイルの構成（例えば巻線の層数）により変化することは、特許文献３の図９より明らかである。さらに、上記の実効直列抵抗やインダクタンスの変化率は、比で記載されているに過ぎず、実際の値は不明である。効果の実測値を計算値で補足するならともかく、効果が実測値として示されていない場合、その効果は証明されたとは言えない。
そのうえ、特許文献２と、特許文献３の出願人は同一である。実際に電力伝送用の箔導体コイルとして必要な特性は、特許文献３に記載の実効直列抵抗の周波数特性である。直流抵抗を低減しても、電力伝送用に適した箔導体コイルは実現できない。また、特許文献２の段落番号００２９〜００３０には、「スキンデプス」、「渦電流」と、箔導体コイルの実効直列抵抗を増加させる要因が記載されている。それにもかかわらず、特許文献２には、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加に関しては、何ら記載されていない。
特許文献２と同様、箔導体を巻回して構成されるコイルにおいて、箔導体の幅を、内周部と外周部で異ならせる先行文献は多数存在する。しかし、これらの先行文献には、コイルの重要な特性であるインダクタンスに関する記載が殆ど見られない。特許文献２のように実測値が示されていない場合、コイルのＱが低下していないとは判断できない。コイルのＱが低下するような構成規定では、性能のよいコイルが実現できたとは言えない。
導線で構成されたコイルとは異なり、箔導体コイルにおいては、導体断面積に比して、導体の周長が長いので、表皮効果の影響は低減できる。しかし、箔厚が薄いため、直流抵抗が増加するという問題点がある。そのため、箔幅を広くして直流抵抗の増加を防いでいる。しかし、箔幅を広くすると、巻回数が少なくなり、インダクタンスが減少してしまうという問題が発生する。そのため、箔導体間の間隔を可能な限り狭くし、巻回数を多くしてインダクタンスを確保している。しかし、箔導体間の間隔を狭くすると、箔導体に流れる交流電流により生成される磁束が、殆ど全て隣接する箔導体を貫通する。これにより、渦電流損によるコイルの実効直列抵抗が増加してしまう。渦電流損は、導体体積に比例する。よって、箔厚は薄いものの、箔幅が広いため、渦電流損の影響は大きくなる。そして、これらの課題を明確化し、解決手段と効果を明示した先行技術は存在しない。
上記のように、箔導体コイルの作用効果は明確にされておらず、これが、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない第１の課題となっている。
さらに、特許文献２では、箔導体コイルの両面に磁性材を装備している。しかし、このような構成のコイルは、磁束が磁性材により遮蔽されるので、電力伝送用には使えない。本願発明者が追試したところ、箔導体コイルの両面に磁性材を装備した場合、インダクタンスは上昇するが、実効直列抵抗も大幅に上昇するのが確認されている。後述するが、本発明において重要なのは、実効直列抵抗による電力損失を回避することである。これらは、電力伝送手段である変成器においても同様であり、特許文献２に記載のトランスは、適切な構成であるとは言えない。また、特許文献２の段落番号００２９〜００３０には、磁性材を積層構造とすることが記載されている。しかし、本願発明者が検証した限りにおいて、本発明の磁性材を積層構造とする作用効果は、特許文献２に記載の作用効果とは異なっている。その詳細については後述する。
なお、空芯コイルに金属体が近接したときに、コイルのインダクタンスや実効直列抵抗が変動することが、特許文献４の段落番号００１９〜００２１に記載されている。電力伝送装置においては、コイルのインダクタンスや実効直列抵抗が変動すると安定して電力が送れない。特に力率改善用のキャパシタを装備した場合、交流電源から見た送電コイルのリアクタンスがゼロとなる周波数、あるいはインピーダンスが極小となる周波数が変動するため、送電電力も変動してしまう。
特許文献４の段落番号００１９〜００２１には、空芯コイルに金属体が近接したときに、空芯コイルの特性変動を防ぐために、銅（Ｃｕ）、亜鉛（Ｚｎ）、鉛（Ｐｂ）、ビスマス（Ｂｉ）の反磁性金属をコイル間に装備すると記載されているが、コイル間に装備するという記載は、コイルの対向面の反対側に装備する、との誤りであると推察される。しかも、重金属である一般に使用されていない原子番号８２のビスマスが記載されているのに、８２よりも原子番号が小さい原子番号５７の反磁性金属であるランタン（Ｌａ）や、ビスマスよりも一般に知られている原子番号７９の反磁性金属である貴金属の金（Ａｕ）が記載されていない。
そのうえ、特許文献４には、反磁性金属と他の金属（常磁性金属、強磁性金属）を装備することによる性能比較が何も記載されておらず、空芯コイルに金属体が近接したときの影響が、反磁性金属と他の金属とでどのように異なるかの比較、あるいは実際に空芯コイルに金属体が近接したときの影響を回避できる作用効果についても全く記載されていない。本願発明者の検証によると、空芯コイルに金属体が近接したときの影響であるインダクタンスの減少や実効直列抵抗の増大を排除するため、コイルに装備する金属板として必要な要因は、金属板の磁気的性質ではなく、単に金属板の厚さによるものであることが実験により確認されており、その詳細については実験データを参照して後述する。
図１２５は、図１２４のように構成された電力伝送装置の送電コイルの等価回路図で、Ｌｅは、送電コイルのリアクタンス、Ｒｅは送電コイルの実効直列抵抗、Ｃ１は力率改善用キャパシタ、Ｒｃは力率改善用キャパシタの実効直列抵抗を表す。
そして、特許文献４の段落番号００１７には、送電コイル１の残留リアクタンスＬｅを打ち消して、力率の改善（特許文献４では共振用と記載されている）を行うキャパシタとして、誘電正接ｔａｎδが小さいキャパシタ、ポリスチレンやポリプロピレンを誘電体とするキャパシタを使用することが記載されている。しかしながら、ポリスチレンやポリプロピレンを誘電体とするキャパシタは、他の誘電体を用いたキャパシタよりいかなる周波数でも誘電正接ｔａｎδが小さいとは限らない。
さらに、本願発明者が追試したところ、一部のポリスチレンキャパシタは発熱のため使用できなかった。また、ポリプロピレンキャパシタは、構成によって電力伝送性能が異なるうえ、静電容量と周波数によっては、電力伝送性能が低下する現象が見られた。
図１２６は、キャパシタの等価回路を表す図である。図１２６において、Ｘｃはキャパシタのリアクタンス、Ｒｃはキャパシタの実効直列抵抗、Ｌｃはキャパシタの寄生インダクタンスを表す。
誘電正接ｔａｎδは、キャパシタのＱを使い、ｔａｎδ＝１／Ｑ（無単位）、と定義されている。キャパシタのＱは、キャパシタのＱを計測する周波数において、キャパシタのリアクタンスをＸｃ、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ、とすると、Ｑ＝Ｘｃ／Ｒｃ、で表される。ＪＩＳの規定によると、キャパシタの誘電正接ｔａｎδは、静電容量により、１ｋＨｚまたは１ＭＨｚで計測される。静電容量をＣ（Ｆ）とすると、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、Ｘｃ＝１／ωＣ（Ω）、であり、リアクタンスＸｃは、角周波数ω（ω＝２πｆ、ｆは周波数（Ｈｚ））と静電容量Ｃの積の逆数となっている。
図１２６の記号を使うと、誘電正接ｔａｎδは、ｔａｎδ＝ωＣ・Ｒｃ＝Ｒｃ・Ｘｃ、となる。また、キャパシタの静電容量Ｃは、通常、１０−６Ｆ以下である。よって、１ｋＨｚのような低い周波数においては、ωＣの値が、１０−６以下と、非常に小さな値となる。一方、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは、キャパシタの種類や静電容量によっても異なるが、１ｋＨｚでは、通常、１０Ω以下である。したがって、通常、キャパシタの誘電正接ｔａｎδの値は、後述するＪＩＳの規定値である、０．００１、以下となっている。
一般に、高周波数領域で実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が低いキャパシタは、セラミックキャパシタである。したがって、セラミックキャパシタはＱが高く、誘電正接ｔａｎδも低い。実際に本願発明者が、静電容量０．１μＦの積層セラミックキャパシタのＱを１ＭＨｚにて実測したところ、Ｑ≒１８であり、ｔａｎδ＝１／１８≒０．０５５、正接角δは、δ≒３度であった。
また、後述する電力伝送性能が良いポリプロピレンキャパシタとは異なる構成の、静電容量０．１μＦのポリプロピレンキャパシタのＱを１ＭＨｚにて実測したところ、Ｑ≒５であり、ｔａｎδ＝１／５≒０．２、正接角δは、δ≒１１．３度であった。すなわち、高周波数領域での誘電正接ｔａｎδを比較する限りにおいては、セラミックキャパシタの方が、ポリプロピレンキャパシタよりも特性がよい。しかし、本願発明者が実験検証した限りにおいては、積層セラミックキャパシタは、ポリプロピレンキャパシタより電力伝送性能が悪い。
特許文献４には、単に「誘電正接が小さい」と記載されているだけである。ＪＩＳの規定に準ずるとしたなら、前述したように、１ｋＨｚにてフィルムキャパシタの誘電正接を計測して性能比較をするだけで、電力伝送装置に最適なキャパシタが選べることになる。しかし、後述するが、キャパシタの誘電体や誘電正接のみでは、電力伝送装置に最適なキャパシタは選べない。すなわち、周波数特性を勘案した具体的な誘電正接の値、具体的な静電容量、両者の関係、および誘電正接以外の特性要因を規定する必要がある。
したがって、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの誘電正接ｔａｎδは、誘電体（キャパシタの種類）、静電容量、周波数特性等を勘案して誘電正接ｔａｎδの値を規定する必要がある。なお、誘電正接ｔａｎδの周波数特性については後述する。
また、特許文献４の段落番号００１８、請求項３には、コイルの両端に２個のキャパシタを接続する手法が記載されている。これらは、特開２００５−６３９６号公報の図１、特開２００５−６４５９号公報の図１、特開２００５−６４６０号公報の図１などにも記載されている。しかし、この回路構成は、キャパシタの耐電圧を上昇させる作用効果はあるが、この回路構成と電力伝送性能との相関について言及した先行文献は存在しない。この回路構成の詳細な作用効果についても後述する。
すなわち、従来の技術では、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの構成や特性、電力伝送装置の力率改善用キャパシタを使用する回路構成と作用効果が全く明確にされておらず、そのために、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない。換言すれば、高周波電力回路に使用する性能のよいキャパシタを選ぶこと、およびその使用条件を規定することができない。これが、本分野における第２の課題となっている。
また、図１２５から、前記したように、直列共振回路では、交流電源の電圧をＶｓ（Ｖ）、共振周波数をｆｒ（Ｈｚ）、送電コイルの実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、とすると、共振点で、Ｉｒ＝Ｖｓ／（Ｒｗ＋Ｒｃ）（Ａ）、なる大電流がキャパシタに流れるが、特許文献４には、キャパシタの通過可能電流についての記載も全く見られない。
さらに、特許文献４には、受電部単体の共振周波数を送電部単体の共振周波数よりも低く設定すると記載されている。本発明は、特許文献４とは作用効果が異なり、本発明の電力伝送装置の送電部は単純な直列共振回路となる。そのため、送電コイルと力率改善用キャパシタで構成されるＬＣ直列回路のＱを、Ｑｒとすると、キャパシタには交流電源電圧のＱｒ倍の電圧が印加される。したがって、キャパシタの耐電圧、耐電流に関する性能規定は極めて重要となる。その詳細については後述する。
そのうえ、特許文献４の図２は、双方向に電流を流せる交流電源の構成になっておらず、コイルとキャパシタを直列接続した回路を駆動できないので、特許文献４の図２の回路は動作しない。
上記のように、従来の技術では、電力伝送性能を向上させる最適な特性を持つ力率改善用のキャパシタと電力伝送用のコイルと組合せた直列回路を駆動する最適な特性を持つ回路が実現できていないのが、本技術分野におけるその他の課題となっている。
次に、特許文献５の図１には、インピーダンス変換部として、インダクタとキャパシタのみで構成される回路が記載されている。しかし、この回路は無線送信機の出力段のインピーダンス変換に使われる、π−Ｌ型回路として公知である（例えば、リニア・アンプハンドブック、米田治雄、Ｐ４８、ＣＱ出版社、１９７２年７月１５日、参照）。また、この例では、送電コイルから交流電源を見た場合において、送電コイルのインピーダンスと、交流電源のインピーダンスの整合が取れているに過ぎない。インピーダンス変換に用いられているのは、インダクタやキャパシタなどの受動素子である。これらの受動素子は、インピーダンス変換用のフィルタとして機能しているが、受動素子を使ったフィルタ回路では損失が発生するのは公知である（例えば、リニア・アンプハンドブック、米田治雄 Ｐ４３、ＣＱ出版社、１９７２年７月１５日、参照）。したがって、特許文献５に記載されている作用効果である、交流電圧源を交流電流源に変換する際、あるいはその逆の場合に、ＬＣフィルタ部において、電力損失の発生は避けられない。
なお、特許文献５に記載されているイミタンスは、インピーダンス、アドミタンス、リアクタンス、サセプタンス、レジスタンス、コンダクタンスなどを総称するもので、特許文献５に記載のイミタンス変換は、インピーダンス変換と同義である。
特許文献６には、コイルＬに双方向に電流を流せる交流電源の出力部の回路構成例が記載されているが、特許文献６の段落番号０００３には、スイッチング素子として使用できるものは、２０ＫＨｚ程度が限度であり、ＰＷＭ制御を行うのは困難であることが記載されている。一方、特許文献６の段落番号０００９、図１、図６には、実質的にＰＷＭ制御である方式が記載されている。しかも、特許文献６の図６のような波形で特許文献６の図１の回路を駆動したときに、特許文献６の図６に示されている波形のゼロ点は、ハイインピーダンスであって、ゼロ電位ではない。
また、特許文献６の段落番号００１４、図９より、Ｅ１＞Ｅ２、である。例えば、特許文献６の図１０にて、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ６、Ｑ７がＯＮになっているときには、特許文献６の図９では、Ｅ１正極→Ｑ７→Ｄ３→Ｅ２正極→Ｅ２負極→Ｄ２→Ｑ６→Ｅ１負極、の経路を通じて、Ｅ１の正極からＥ２を介し、Ｅ１の負極に短絡電流が流れてしまう。そのため、直流電源Ｅ１、Ｅ２からの電流は出力に接続されたコイルに流れず、特許文献６の図９の回路は動作しない。特許文献６の図９に対応する波形である特許文献６の図１０、図１２は、プロットされたグラフから見ても、特許文献６の図９が動作すると仮定してコンピュータでシミュレーションしたものと思われ、実測値であるとは考えられない。また、前記したように、特許文献６の図９の回路においては、特許文献６の図１０のような出力波形は得られない。そのうえ、特許文献６には、コイル駆動回路の特性が全く明示されておらず、直流−交流変換効率についても言及されていない。
箔導体コイルを使用した電力伝送装置の一例として、特許文献７の段落番号００４３には、箔状導体を平板渦巻き状に形成したコイルを使用することが記載されている。箔状導体の巻回法を工夫することにより、送電コイルよりも小さい複数の受電コイルが、送電コイル上のどの位置に置かれていても、受電装置が必要とする電力を伝送できると記載されている（特許文献７、段落番号００１８）。しかし、特許文献７の図６ａを参照すると、隣接する導線間の間隙が広い部分に広い幅の箔状導体を形成しても、隣接する導線間の間隙が狭い部分は、必然的に導線幅が狭くなるのでコイルの実効直列抵抗が高くなる。
また、特許文献７の図６ｃは、特許文献２の図２に記載されているように公知であり、特許文献７が従来例としている図２と同じ構成である。特許文献７の段落番号００６３、０１２０には、作用効果として、磁力線が回転することにより、受電コイルの送電コイルに対する方向が、どのような角度であっても受電コイルは送電コイルが発生する磁束を補足できるとしているが、これには最低でも２個の送電コイルが必要となる。
しかも、２個のコイルが発生する磁界が直交するようにコイルを配置し、それぞれのコイルに位相差が９０度ずれている電流を流せば、両コイルに流れる電流により発生する磁場が回転することは、電磁気学の公知理論であり、例えば、磁気バブルメモリーの駆動コイルとして使われている（一例として、特開昭５９-４４７１３号公報、２ページ右下１〜１０行目参照）。したがって、特許文献７の請求項１に記載された、１個のコイルを使用した送電コイルの構成では、前記したどのような角度であっても受電コイルが送電コイルの発生する磁束を捕捉できるという作用効果は達成できない。
上記に述べてきたように、電磁気学の理論や回路理論との整合がとれていない従来の技術では、分離可能なコイル間で電力伝送を行う相互誘導作用の理論を適用できず、さらに、電力伝送装置を構成するコイル、コイルを組合せた変成器、キャパシタ、交流電源の特性が前記理論から乖離している。この乖離点および乖離に起因する問題点が明確になっていないことが本分野の課題となっており、現在も解決はなされていない。
また、箔状導体を平板渦巻き状に巻回して構成されるコイル、該コイルを使った電力伝送装置においては、様々な案が提示されているが、上記のように、種々の課題が存在するため、まだ実用化には至っていない。
しかしながら、本願発明者の検証によると、大電力を高効率で伝送するのは難しいが、特許文献７とは異なり、箔状導体を使った送電コイルは、送電コイルを中心として、全方向の広い範囲に磁束を形成することができる。そのため、少なくとも長距離の電力伝送や、送電コイルを中心として広い範囲に電力を伝送することが可能となる。
また、箔状導体を平板渦巻き状に巻回して構成されるコイルを送電コイルとして用いることにより、送電コイルよりも小さい受電コイルが、送電コイル上のどの位置に置かれていても、受電装置が必要とする電力を伝送することができる。あるいは、送電コイルと受電コイルの相対角度がどのような状態であっても、電力を伝送可能であるという効果が確認されている。そして、このような性能を持つ電力伝送装置は、従来の数十ＭＨｚ帯の電磁波を使った長距離伝送が可能な電力伝送装置よりも、性能を向上することが可能となる。しかし、上記したような作用効果について言及した従来技術は全く存在しない。
前記のような性能を持つ電力伝送装置は、例えば、非接触ＩＣカードをポケットに入れたまま改札機を通過可能な自動改札システム、その他、インテリア、ゲーム、玩具など、２次電池を内蔵しない受電部や、小容量の２次電池あるいは電気２重層キャパシタを内蔵した受電部に長距離の電力伝送を行うなど、種々の応用用途がある。
すなわち、従来の技術では、要求される電力伝送装置の仕様に合わせて最適化された、箔状導体を平板渦巻き状に巻回して構成されるコイルが実現できていない。また、従来の技術では、箔状導体で形成された電力伝送用コイルのみならず、前記コイルを駆動する最適な周辺回路を持つ電力伝送性能が良好な電力伝送装置も実現できていない。
そのため、まず上述した第１の課題である電力伝送性能のよい箔導体コイルを実現し、その作動条件を規定しなければならない。次に、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの特性と構成を規定し、電力伝送装置の力率改善用に適したキャパシタを選ぶという第２の課題を解決しなければならない。
この発明の目的は、長距離の電力伝送が可能な電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置を提供することである。
この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換手段である交流電源と、箔状導体を渦巻き状に巻回して構成され、交流電源によって駆動される送電コイルとを少なくとも含む送電部と、負荷と、受電コイルとを少なくとも含む受電部とが分離可能なように構成され、送電コイルと、受電コイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、交流電源と送電コイルとの間に、送電コイルのリアクタンス成分を打ち消して力率を改善するための、少なくとも１個の無極性のキャパシタを直列接続した直列回路を含み、送電部は、送電コイルよりも外形寸法が小さい受電コイルを含む受電部に電力を伝送し、送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、送電コイルに対向する受電コイルの両端を短絡したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、送電コイルが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、とすると、ｆ１（Ｈｚ）が２００ｋＨｚ以上となるように、受電コイルが選ばれており、送電コイルを駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）を、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数に設定したことを特徴とする。
この発明では、交流電源と送電コイルとの間に、少なくとも１個の無極性のキャパシタを直列接続することにより、送電コイルのリアクタンス成分を打ち消して力率を改善することができる。また、箔導体コイルを使用することにより、広い範囲に磁束を形成できるので、長い距離であっても電力伝送が可能になる。
好ましくは、送電コイルに対向する受電コイルの両端を開放したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、送電コイルが、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、とすると、送電コイルを駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）を、ｆ２（Ｈｚ）以下の周波数に設定する。
この例では、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。また、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
好ましくは、熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、送電コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、送電コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに、送電コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、ｆｄ（Ｈｚ）において、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、なる関係を、送電コイルが満足するように、送電部から受電部に電力を伝送する。
このように、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と交流電流Ｉａ（Ａ）による熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの交流電流Ｉａの上限、あるいは一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｗを決めるターン数の上限と、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が小さい周波数領域を規定できる。
好ましくは、箔状導体の厚さをｔ、幅をＨとしたときに、少なくとも幅Ｈが厚さｔの１０倍以上であり、幅Ｈが１ｍｍ以上であり、送電コイルは、絶縁材料上に、絶縁材料と箔状導体の幅Ｈが接するように、箔状導体を単層渦巻き状に巻回してあり、少なくとも送電コイルの最大外形寸法が幅Ｈの１０倍以上で、送電コイルの最小外形が１０ｃｍ以上であり、かつ、箔状導体の巻き数が４以上である。
このように箔導体の厚みと幅などを規定することにより、表皮効果の影響を低減できる。
好ましくは、箔状導体の厚さｔが、０．３ｍｍ以下、１０μｍ以上である。
箔状導体の厚さｔが所定の厚みを有することにより、直流抵抗を低減できる。
好ましくは、隣接する箔状導体の導体間に、５×ｔ、以上の間隙を設ける。
このような間隙を設けることにより、渦電流損による箔状導体の温度上昇を回避できる。
好ましくは、送電コイルの最外周部における隣接する各箔状導体間に設ける間隙の幅をｗ１、送電コイルの最内周部における隣接する各箔状導体間に設ける間隙の幅をｗ２、とすると、ｗ２＞ｗ１＞０、であって、最外周部から内周部に行くに従い、間隙の幅がｗ１より増加し、間隙の幅ｗ２が、少なくとも、５×ｔ、以上である。
この例では、中心部の磁束密度が高く、外周部の磁束密度が低いので、内周部に空白を設けるとともに内周部を疎に巻回し、外周部を密に巻回することで、コイル面上の磁束密度を均一にできる。
好ましくは、送電コイルは、コイルを形成する箔状導体の一部または全部が、箔状導体の巻回面に対し角度を持って巻かれている。
この例では、箔状導体の巻回面に対し角度を持たせることにより、磁束方向、磁束強度を変化させ、長距離、無方向、単一方向など、種々の性能を持つ送電装置のコイルを実現できる。
好ましくは、送電コイルは、コイルを形成する箔状導体の一部の幅Ｈが、他の部分とは異なるか、コイルを形成する導体の一部に導線を使用する。
箔状導体の幅が太いほど、箔状導体が生成する磁束が幅Ｈに垂直な方向に広がる作用効果があるため、外周部を太くすることにより、コイル面上での磁束を均一にし、かつ、電力伝送距離を長くすることができる。
好ましくは、送電コイルは、コイルを形成する箔状導体の少なくとも一部が、少なくとも２本の電気的に分離された箔状導体からなる。
２本の電気的に分離された箔状導体を使用することにより、コイルの直流抵抗を低くして磁束の上方への広がりを抑えることができる。
好ましくは、受電コイルの面積が、送電コイルの面積の１／４以下である場合で、受電コイルは、短辺と長辺とを有する長方形状であって、送電コイルと受電コイルとが対向して配置され、短辺に対して直角方向に巻回された短辺と交差する箔導体の本数と、長辺に対して直角方向に巻回された長辺と交差する箔導体の本数の値が近接するように、箔状導体が巻回される。
この例では、受電用コイルに対向する送電用コイルにおける箔状導体の面積あたりの本数を多くすることで、送電用コイル全面で、受電用コイルに必要な電力を送ることができる。
好ましくは、送電コイルの外形寸法よりも大きい金属性の枠を含み、金属性枠の一部が、送電コイルの巻回面の一部と重なっている。
この例では、送電コイルの上面のみならず、金属性の枠の外側にある受電コイルにまで電力を伝送できる。このように、送電コイルの面積以上の広範囲に、磁束を広げることができるようになる。金属枠は鉄などの強磁性金属を使うのが好ましい。
好ましくは、送電コイルの巻回面に対向し、反磁性、常磁性金属から成る遮蔽板を備え、送電コイルと遮蔽板の位置関係が一定とする手段を備える。
この例では、送電コイルに、磁性材板を装備することにより、送電コイルのインダクタンスを増加させることができる。また、不要輻射による電波障害を軽減することができる。磁性材板の寸法を、送電コイルの寸法よりも大きくすることにより、さらに送電コイルのインダクタンスを増加させ、不要輻射による電波障害を軽減することができる。
好ましくは、送電コイルと遮蔽板の位置関係が一定とする手段は、磁性材シート、または磁性材板である。
磁性材シート、または磁性材板を使用することで、不要輻射による電波障害を軽減することができる。
好ましくは、送電コイルと遮蔽板の位置関係を一定とする手段は、空気を含む絶縁材から成り、遮蔽板の厚さが０．１ｍｍ以上である。
空気を含む絶縁材を使用することにより、周波数が高くなったときのコイルの実効直列抵抗の増加を抑えることができる。
好ましくは、交流電源は、共通の端子に電流を流し出す少なくとも１個の第１の半導体素子と、共通の端子から電流を引き込む少なくとも１個の第２の半導体素子と、第１および第２の半導体素子が交互に導通することにより、直列回路に交流電力を供給し、第１の時間には第１の半導体素子を導通させて共通端子に電流を流し出し、第１の時間とは異なる第２の時間には第２の半導体素子を導通させて共通端子から電流を引き込み、直列回路に双方向に電流を流す制御回路とを含み、制御回路は、交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）が、送電コイルとキャパシタとで決まる、リアクタンスがゼロとなる点ｆｘ（Ｈｚ）、あるいは直列回路のインピーダンスが極小となる点ｆｚ（Ｈｚ）に近接して設定され、ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数である。
交流電源をこのように構成することで、交流電源から効率よく電力を送電コイルに送ることができる。
好ましくは、ｆａ（Ｈｚ）における送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、ｆａ（Ｈｚ）におけるキャパシタの実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、ｆａ（Ｈｚ）における交流電源の出力インピーダンスをＺｓ（Ω）、としたときに、少なくとも、Ｚｓ≦（Ｒｗ＋Ｒｃ）×４、を満足しているとともに、Ｒｃ≦Ｒｗ、を満足している。
Ｚｓ＝Ｒｗ＋Ｒｃのときは、最大電力供給の法則に従う内部インピーダンスを持つ電源から負荷に最大電力を供給可能になる。
好ましくは、Ｋｐ、Ｋｎのうち、少なくとも一方の値が１％以下である。
Ｋｐ、Ｋｎのうち、少なくとも一方の値が、１％以下であるキャパシタを選び、電力伝送装置の力率改善用キャパシタとして使用することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。
好ましくは、交流電源の出力電圧は、ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波であり、キャパシタのリアクタンスＸｃと、送電コイルのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数をｆｒ、とすると、交流電源の出力周波数はｆｒに設定されており、出力周波数ｆｒにおいて、キャパシタの両端電圧の、ゼロ電位に対する正のピーク値をＶｐ、キャパシタの両端電圧の、ゼロ電位に対する負のピーク値をＶｎ、ＶｐとＶｎの比を、Ｖｐ／Ｖｎ、所定係数をＢ、としたときに、キャパシタが、少なくとも、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、を満足している。
この例では、誘電正接ｔａｎδの規定では除外できない電力伝送性能の悪いキャパシタを、規定数値外に掃き出すことができる。よって、より正確に電力伝送性能の良いキャパシタを選ぶことができる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。
好ましくは、送電コイルの両端に各１個のキャパシタを直列接続したときに、Ｖｐ／Ｖｎ、の値が１に近づくキャパシタであって、送電コイルの両端にキャパシタが各１個直列接続されており、各１個のキャパシタの公称値が、２０％以内に選ばれている。
キャパシタをコイルの両端に、接続すると、Ｖｐ／Ｖｎの値が１に近づき、電力伝送性能を良くすることができる。
好ましくは、交流電源と、基準コイルとにキャパシタを直列に接続した直列共振回路において、交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、基準コイルのインダクタンスとキャパシタの静電容量とで決まる共振周波数に設定されており、直列共振回路のＱをＱｒ、直列共振回路に共振電流が流れているときの、交流電源の出力電圧をＶｔ、キャパシタの両端電圧をＶｃ、ＶｔをＶｃに昇圧する昇圧比をＨとし、Ｈ＝Ｖｃ／Ｖｔ、とすると、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、を満足する。
直列共振回路のＱ、Ｑｒは、基準コイルのＱをＱｉ、キャパシタのＱをＱｃとすると、１／Ｑｒ＝１／Ｑｉ＋１／Ｑｃ、なる関係にある。直列共振周波数では、基準コイルとキャパシタのリアクタンスがゼロとなり、基準コイルの両端とキャパシタの両端には、交流電源電圧のＱｒ倍の電圧が発生する。これは、直列共振回路の昇圧効果と呼ばれている。
好ましくは、送電コイルの実効直列抵抗をＲｉ、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃとしたときに、送電部は、Ｒｉ＞Ｒｃ、を満足する最低周波数以上で電力を伝送する。
最低周波数を規定することにより、上述した各発明によるキャパシタの作動条件を規定できる。その結果、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できる。
この発明の他の局面は、電力伝送装置の送電装置であって、上記記載の送電部を含み、送電コイルと誘導結合可能な構成の受電コイルを含む受電部に電力を伝送する。
送電コイルと受電コイルとを誘導結合することにより、送電部から受電部に効率よく電力を伝送できる。
この発明の他の局面は、電力伝送装置の送電装置であって、上記記載の電力伝送装置の送電部から電力を受電する。
受電部では、送電部からの電力を効率よく受電できる。
好ましくは、受電コイルは、その最大外形寸法が送電コイルの最小外寸よりも小さく選ばれており、受電コイルは、送電コイル近辺の任意の位置に、送電コイルの巻回面に対して任意の角度、任意の方向で設置され、受電コイルに接続されている負荷が動作するのに一定以上の電圧を必要とする場合であって、コイル単体での起電力が不足する場合においては、受電コイルに並列にキャパシタが接続され、受電コイルとキャパシタが並列接続された２端子のリアクタンス、あるいはインピーダンスが極大値となる点が交流電源周波数ｆｓに近接するよう、キャパシタのキャパシタンスが選ばれており、受電コイルに接続されている負荷が動作するのに一定以上の電流を必要とする場合であって、コイル単体での誘導電流が不足する場合においては、受電コイルと負荷の間に、直列にキャパシタが接続され、受電コイルとキャパシタが直列接続された２端子のリアクタンスがゼロ、あるいはインピーダンスが極小値となる点が、交流電源周波数ｆｓに近接するよう、キャパシタのキャパシタンスが選ばれている。
この発明では、受電コイルに並列にキャパシタが接続されることにより、高い動作電圧が必用な負荷に長距離の電力伝送が可能な受電装置が実現できる。あるいは、前記受電コイルと負荷の間に、直列にキャパシタが接続されることにより、高い動作電流が必用な負荷に長距離の電力伝送が可能な受電装置が実現できる。
本発明によれば、箔状導体の幅Ｈを広くすることにより、コイルにより広い面積の送電コイルを実現でき、送電コイルの上面に、広い範囲に渡り、磁束が形成されるので、送電コイル面から離れたところまでの長距離の電力伝送が可能となる。
また、送電コイルの巻回面と受電コイルの巻回面が平行でなく、任意の角度や位置関係であっても、電力を伝送できる。
また、長距離の電力伝送性能を達成するには、高い周波数でコイルを駆動する必要があるが、本構成の交流電源を用いれば１０ＭＨｚ程度まで安定して動作する交流電源が、低コストで実現できる。
さらに、面積比の大きいコイル間で電力を伝送するので、送電コイルと受電コイルとの結合係数が小さい。そのため、送電コイルが受電側の影響を受けないので、交流電源は、送電コイルとキャパシタとで決まる、リアクタンスがゼロとなる周波数に固定しておけばよく、フィードバック制御や、交流電源と送電コイルの電圧位相を比較して、受電側の状態を検知し、交流電源の交流電圧や周波数を調整するような複雑な手段を必要としない。したがって、電力伝送装置を低コストで実現することが可能となる。
（電力伝送用コイルの構成による電力伝送特性の違いについての説明）
電力伝送用に適したコイルの一例として、平面渦巻き状に巻回されたコイルがある。コイルを構成する導体は、通常、導体断面が円形、または正方形のものが使われる。これらを「導線コイル」と表記する。電力伝送装置においては、送電コイルと受電コイルが分離可能である。そこで、本願発明者は、図１２４に示す電力伝送装置にて、以下に示すように各種のコイルを組合せ、実際に電力伝送試験を行ってみた。
（１）送電コイル：導線コイル 受電コイル：導線コイル
（２）送電コイル：箔導体コイル 受電コイル：導線コイル
（３）送電コイル：導線コイル 受電コイル：箔導体コイル
（４）送電コイル：箔導体コイル 受電コイル：箔導体コイル
その結果、上記（１）の導線コイルの組合せでは、良好な電力伝送性能が得られている。本願発明者は、その結果をまとめ、ＰＣＴ２００７／ＪＰ２００７／０６１０１２として出願済である。一方、送電コイルまたは受電コイルの少なくとも一方に箔導体コイルを使用した場合は、上記（１）の場合より電力伝送性能が低下するのを見出した。
実測に使用した導線コイル、箔導体コイルは、実効直列抵抗が大きい。そこで、負過電流を減らすため、１００Ｖ、４０Ｗの白熱電球を負荷として使用した。この場合、負荷電流ＩＬ（Ａ）は、ＩＬ＝４０Ｗ／１００Ｖ＝０．４Ａ、となる。負荷抵抗値ＲＬ（Ω）は、ＲＬ＝１００Ｖ／０．４Ａ＝２５０Ω、となり、各コイルの実効直列抵抗、数Ωに比べ十分に大きい。よって、少なくとも受電コイルの実効直列抵抗による電力損失は、負荷の消費電力に比べ、４０×（７／２５０）≒１Ｗ、と十分に小さくなる。
しかしながら、箔導体コイルは構造上放熱性がよいにもかかわらず、発熱を起こし、伝送可能な電力に上限があるのを見出した。このように、箔導体コイルは、大電圧、小電流で使用しない限り、導線コイルに比べ、電力伝送性能が劣るのが分かる。さらに、上記の箔導体コイルは、導線コイルよりも外径が大きい。したがって、限られた面積のコイルで、大電力を高効率で伝送するには、箔導体コイルは適していない。しかし、高電圧、小電流で使用する場合は、箔導体コイルでも大電力を伝送可能である。この場合の箔導体コイルの作用効果は、導線コイルの作用効果とは異なる。その詳細については後述する。
（箔導体コイルの他の作用効果について）
本願発明者は、前述した特許文献７のように、送電部のコイルを受電部のコイルよりも大きくしてみた。そして、高抵抗値の負荷が接続された受電コイルに電力を伝送するため、Ａ５サイズ程度から、６０ｃｍｍ角の正方形まで、種々の箔導体コイルを作成した。その結果、上記のように寸法の大きい送電用の箔導体コイルは、送電コイルよりも小さい受電コイルに長距離で電力が伝送可能なことを見出した。さらに、受電コイルの磁束補足面が送電コイルの巻回面と平行になっていなくても、受電コイルが電力を受電できることを見出した。このように、箔導体コイルで構成した送電部は、コイルを中心として広い範囲に磁束を形成できる。この作用効果は、特許文献７のように、コイル表面に近いところに、コイル面に略平行に磁束を生成させる作用効果とは全く異なる。前述した作用効果は、大電力を高効率で伝送可能なものではない。しかし、本発明では、相互誘導作用により、１ＭＨｚ以下の周波数領域でも、長距離の電力伝送ができる。送電コイルの大きさや構成にもよるが、送電コイルを中心として５０ｃｍ以上の長距離の電力伝送が可能となる。従来、このような箔導体コイルの作用効果について言及した従来技術は存在しなかった。
以下、上述した本発明の電力伝送装置について詳しく説明してゆく。
（電力伝送装置の構成の説明）
図１は、この発明の一実施形態に係る電力伝送装置１００のブロック図である。図１において、電力伝送装置１００は、送電装置として作動する送電部３と、受電装置として作動する受電部４とを含む。送電部３は、直流電源１２と、送電制御回路３ａと、送電コイル１とを含む。受電装置４は、受電コイル２と、受電制御回路４ａと、負荷ＲＬとを含む。送電コイル１と、受電コイル２とは対向して配置される。
なお、送電部３と、受電部４とは分離可能に構成されている。送電部３と、受電部４とが結合されたときには、送電コイル１と受電コイル２とが対向して配置されるので、送電コイル１と受電コイル２とは変成器として作用する。
送電部３の送電制御回路３ａは、直流電源１２を交流電力に変換するインバータ回路などの電力変換手段として作動する交流電源３ｂを少なくとも含む。送電コイル１に力率改善用キャパシタ１３が直列に接続された直列回路を、交流電源３ｂにより後述する所定の周波数以下で駆動して受電部４に電力を伝送する。受電部４は受電コイル２により送電コイル１から送電された電力を受電する。受電制御回路４ａは受電した電力を負荷ＲＬに供給する。受電制御回路４ａには、交流電力を直流電力に変換する整流回路等が含まれている。負荷ＲＬが白熱電球、ＬＥＤなどの交流電力で動作するものは、受電制御回路４ａを省略し、負荷ＲＬを受電コイル２に直結することもできる。
図１に示す電力伝送装置１００の送電部３は、送電コイル１に力率改善用キャパシタ１３が直列に接続された直列回路を、交流電源３ｂより交流電力を供給して駆動するように構成されている。交流電源３ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、送電コイル１のインダクタンスＬ１（Ｈ）と、力率改善用キャパシタ１３の静電容量Ｃ１（Ｆ）とで決まる、前記直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数ｆｒｘ（Ｈｚ）、あるいは、前記直列回路のインピーダンスが極小となる周波数ｆｒｚ（Ｈｚ）に近接して設定される。
なお、ここで交流とは、出力端子に接続されたコイルに、正方向、逆方向に電流が流せるものを言う。以降、直流電源１２を交流電力に変換する電源変換手段を交流電源３ｂと表記する。そして、交流電源３ｂの出力周波数をｆａ（Ｈｚ）と表記する。さらに、送電コイル１が交流電源３ｂによって駆動される周波数をｆｄ（Ｈｚ）と表記する。また、受電コイル２が電力を受電する周波数をｆｊ（Ｈｚ）と表記する。この場合、当然、ｆａ＝ｆｄ＝ｆｊ（Ｈｚ）である。ｆａ、ｆｄ、ｆｊは全て電力伝送に使用される周波数である。ｆａとｆｄは、どちらも送電部３の周波数であり、作用効果も駆動部と被駆動部の違いだけである。しかし、ｆｄとｆｊの作用効果は異なるので、以下に説明しておく。また、後述する実施形態において、電力を伝送する周波数をｆｓ（Ｈｚ）、と定義しているが、ｆｓも、ｆａ、ｆｄ、ｆｊと等しい。
（電力伝送装置の動作の説明）
図１に示す対向する送電コイル１および受電コイル２は空芯コイルであり、そのうち、送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、とする。送電コイル１に対向する受電コイル２を短絡したときの、送電コイル１の実効直列抵抗をＲｓ（Ω）とする。後述するが、周波数が低い場合、ＲｗとＲｓの関係は、Ｒｓ＞Ｒｗ、となっている。一方で、周波数が高くなると、ＲｗとＲｓの関係は、Ｒｓ＜Ｒｗ、となっている。Ｒｓ＜Ｒｗ、となる周波数は、コイルにより異なる。すなわち、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する周波数には上限が存在し、コイルによって上限値は異なる。前述したが、この上限値が、電力伝送性能のよいコイルを選ぶ基準となり、電力伝送装置を構成するコイルを使用可能な周波数領域を規定でき、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できるものである。
そこで、この発明の一実施形態に係る電力伝送装置１００は、送電コイル１が、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、としたときに、送電部３０に含まれる交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）以下の周波数領域に設定し、受電部４０に電力を伝送する。ｆａ（Ｈｚ）を上記のように設定すると、送電コイル１が、周波数ｆｄ＝ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。また、受電コイル２が受電する周波数ｆｊは、ｆｊ≦ｆ１、の条件を満足する。すなわち、送電コイル１は、ｆｄ≦ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、送電コイル１は、ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する。また、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下であることを条件とする。すなわち、受電コイルは、ｆｊ≦ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、受電コイル２は、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する。
前述したように、送電コイルの「駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）はｆ１（Ｈｚ）以下に設定される」という表記は、送電コイルの駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）が、「ｆｄ≦ｆ１、の条件を満足する」のと同義である。「ｆｄ≦ｆ１、の条件を満足する」という表記は、送電コイルが、「ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足している」という表記と同義である。また、受電コイルが「電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下であることを条件とする」という表記は、受電コイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）が、「ｆｊ≦ｆ１、の条件を満足する」という表記と同義である。
「ｆｊ≦ｆ１、の条件を満足する」という表記は、受電コイルが、「ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足している」という表記と同義である。受電部４０においては、受電電力の周波数を設定できないので、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）を定義し、受電コイル２と送電コイル１とにより決まる受電コイル１のｆ１が、ｆｊ以上であることを条件としている。以降、上記のいずれかの表記により、電力伝送装置が満足すべき条件を規定する。
さらに、送電コイル１に対向する受電コイル２を開放したときの、送電コイル１の実効直列抵抗をＲｎ（Ω）とする。そして、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とする。後述するが、ｆ２（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）よりも低くなる。電力伝送装置１００は、送電制御回路３０ａに含まれる交流電源３ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ２（Ｈｚ）以下の周波数領域に設定し、電力を受電部４０に伝送する。ｆａ（Ｈｚ）を上記のように設定すると、送電コイル１が、周波数ｆｄ＝ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。すなわち、送電コイル１は、ｆｄ≦ｆ２、の条件を満足する。当然のことながら、送電コイル１は、ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する。このときの、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）以下であることを条件とする。すなわち、受電コイル２は、ｆｊ≦ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、受電コイル２は、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する。以下、前述したｆ１とｆｄの関係、またはｆ１とｆｊの関係と同様にして、いずれかの表記にて、ｆ２とｆｄの関係、またはｆ２とｆｊの関係を規定する。
さらに、前記コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、前記コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、前記コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに前記コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ（Ｒｗ×Ｉａ２）、の関係を満足している。
（送電部に使われるコイルの具体例：実施形態１）
図２は、この発明の一実施形態における電力伝送装置の送電部に使用される送電コイルの一例である箔導体コイル１０ａを示す斜視図であり、図３は、図２に示した箔導体コイル１０ａの線Ａ−Ａに沿う断面を拡大して示す図である。
図１において、箔導体コイル１０ａは、正方形状の絶縁材料からなる板状部材２０の平坦面２２上に箔状導体３０を外側から内側に向けて反時計方向に、平板で空芯単層になるように正方形状で渦巻き状に形成したものである。なお、箔導体コイル１０ａの中心部には、箔導体が巻回されていない空白部が設けてある。
箔状導体３０は、図２に示すように、電流が流れる方向に交差する断面が近似的に矩形、より好ましくは長方形であり、矩形の一辺の長さ（厚み）をｔ（ｍｍ）とし、一辺に交差する一辺の長さ（幅）をＨ（ｍｍ）としたとき、少なくとも幅Ｈは厚みｔの１０倍以上であり、幅Ｈは１ｍｍ以上に選ばれている。各箔状導体３０は、幅Ｈを示す一辺が板状部材２０と接しており、隣接する各箔状導体３０は、少なくとも０．１ｍｍ以上の間隔ｗ、または箔導体の幅をＨとしたときに、ｗ＝Ｈ／４０（ｍｍ）以上の間隔を有しており、少なくとも外形の最小外寸ｄ１は幅Ｈの１５倍以上になるように構成される。さらに、箔導体コイル１０ａは、巻き数が４ターン以上であり、自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上である条件を満足している。
箔状導体３０の断面の形状を長方形とし、幅Ｈと厚みｔの比、Ｈ／ｔを１０以上と規定しているのは、箔状導体３０の表面積Ｓｆと体積Ｖｆとの比、Ｓｆ／Ｖｆを大きくし、表皮効果の影響を低減するためである。さらに、幅Ｈが０．５ｍｍ以上に選ばれているのは、コイルの直流抵抗の増加を抑制するためである。好ましくは、幅Ｈが１ｍｍ以上に選ばれている。
前述したように、箔導体コイルは、隣接する箔導体間の間隔を可能な限り狭くして、コイルの直流抵抗を低下させると共に、インダクタンスを確保している。しかしながら、このような構成のコイルは、渦電流損により、周波数の上昇とともに、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗが増加する。したがって、隣接する箔導体の間に、上述した間隔ｗを設ける。これにより、渦電流損による箔導体の実効直列抵抗の増加を回避できる。
送電コイルの最小外形が１０ｃｍ以上であるのは、広範囲に磁束を生成させるためであり、箔状導体３０の厚さｔが、０．３ｍｍ以下に選ばれており、隣接する箔状導体間の間隔をＳ、としたときに、箔状導体の幅Ｈが、Ｈ≦ｗ×４０を満足しているのは、隣接する箔状導体３０が生成する磁束経路に存在する導体の距離を短くし、渦電流損を低減するためである。このような構成のコイルとすることにより、広い面積の送電コイルを実現でき、送電コイルの上面に、広い範囲に渡り、磁束が形成されるので、送電コイル面から離れた、長距離の電力伝送が可能となる。
図２に示すように、箔状導体３０の中心部の内周側の端部には、被覆電線４０の一端が半田付けなどにより電気的に接続されており、箔状導体３０の外周側の端部には、被覆電線５０の一端が半田付けなどにより電気的に接続されている。被覆電線４０は接着剤などにより板状部材２０上に固定される。ただし、接着剤によることなく、金具などによって被覆電線４０を板状部材２０上に固定してもよい。
巻回数が少なく、大きな面積のコイルを実現した場合、コイルの導体から引き出す電線自体が持つインダクタンスと、コイルの導体との相対的位置関係による相互インダクタンスが無視できなくなり、電線端から見たコイルの自己インダクタンスが該電線とコイル間の相対的位置により変動する。そこで、この実施形態では、箔状導体３０の中心側の一端を被覆電線４０の一端に接続し、被覆電線４０を板状部材２０に固定する。このようにコイルを構成することにより、被覆電線４０と箔状導体３０との相対位置が変動することがないので、コイルの自己インダクタンスを一定にすることができる。
あるいは、コイルの中心部より箔状導体が巻回されている板状部材２０の裏面に電線を出し、コイルの最外周部の巻き終わりの位置に近接するように、板状部材２０の裏面に箔状導体３０を貼り付け、コイル外に接続する電線をそこから引き出すようにしてもよい。
なお、箔導体コイル１０ａを送電用のコイルとして用いる場合には、被覆電線４０、５０は、図示しない交流電源に接続されるが、被覆電線４０、５０の長さを適宜選ぶことによりインダクタンスを調整できる。これは、被覆電線４０、５０の少なくとも一方にキャパシタを直列に接続して交流電源に接続する場合も同様で、交流電源から見た、コイルとキャパシタのリアクタンスがゼロとなる点を、被覆電線４０、５０の長さにより調整できるという利点がある。
このように構成された箔導体コイル１０ａは、図１に示した電力伝送装置の送電コイル１として用いることができる。
（受電コイルについての説明）
図４および図５は、電力伝送装置の受電側に設けられる受電コイルの例を示す。図４は、平板円形渦巻き状に巻かれた受電コイル２０ａを示し、図５は、円筒状に巻かれた受電コイル２０ｂを示す。図４の受電コイル２０ａの面を囲むように磁束補足面Ｓｍが形成されている。図５では、円筒状に巻回された受電コイル２０ｂの巻回面の内側が、磁束補足面Ｓｎとして形成されている。以下、Ｓｍ，Ｓｎは、任意の構成のコイルの磁束補足面とその面積を表す。
図３に示した箔状導体３０の幅Ｈを広くすることにより、箔導体コイル１０ａにより広い面積の送電コイルＬｐを実現でき、送電コイルＬｐの上面に、広い範囲に渡り、磁束が形成されるので、送電コイル面から離れたところまでの長距離の電力伝送が可能となり、箔導体コイル１０ａの巻回面と、図４、図５などに示す任意の構成の受電コイルの磁束補足面Ｓｍ，Ｓｎが平行になっていなくとも、受電コイルに電力が伝送可能である。
最小外寸ｄ１が幅Ｈの１５倍以上に、箔状導体３０の巻数が４ターン以上に選ばれているのは、箔導体コイル１０ａが、広い範囲に磁束を形成するためである。
（送電コイルに関する特性の説明）
そして、箔導体コイル１０ａ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）とし、箔導体コイル１０ａと誘導結合可能な任意の構成の１個以上の他のコイルを、図２に示した箔導体コイル１０ａに近接させ、近接する他のコイルの全てを短絡したときの、箔導体コイル１０ａの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、としたときに、前記ｆ１が１００ｋＨｚ以上となるように、他のコイルが選ばれており、箔導体コイル１０ａは、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）において駆動される。
さらに、箔導体コイル１０ａ単体での実効抵抗をＲｗ（Ω）とし、任意の構成の１個以上の他のコイルを、図２に示した箔導体コイル１０ａに近接させ、近接する他のコイルを開放したときの、箔導体コイル１０ａの実効抵抗をＲｎ（Ω）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、としたときに、ｆ２以下の周波数領域において箔導体コイル１０ａは、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）において駆動される。これにより、箔導体コイル１０ａと、任意の構成の他のコイルを組合せた変成器は理論上の理想的な状態に近づけることができるので電力伝送効率を高めることができる。
また、箔導体コイル１０ａに開放した箔導体コイル１０ａと同一の他のコイルを対向させたときの、箔導体コイル１０ａの実効直列抵抗をＲｎ１（Ω）、箔導体コイル１０ａが、Ｒｓ１≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ２ｏ（Ｈｚ）、とすると、箔導体コイル１０ａは、ｆ２ｏ≧５０ｋＨｚ、の関係を満足している。換言すれば、箔導体コイル１０ａは、５０ｋＨｚにおいて、Ｒｓ１≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足している。
さらに、前記コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、前記コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、前記コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに前記コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ（Ｒｗ×Ｉａ２）、を満足している。
次に、前述してきた満足すべき条件、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ（Ｒｗ×Ｉａ２）、につき説明する。なお、この説明は、他の実施形態においても同じ作用効果をもつので、以降に記載の実施形態においては、説明を省略する。
まず、Ｒｓ≧Ｒｗ、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係につき説明する。ここでは、回路理論を引用するので、送電コイルを１次側コイル、受電コイルを２次側コイルと表記する。
（等価回路の説明）
図６は、変成器の等価回路を表す図である。図７は空芯コイル単体の実効直列抵抗を明示した等価回路を示し、図８は１次側コイルの実効直列抵抗Ｒ１と、２次側コイルの実効直列抵抗Ｒ２を明示した変成器単体の等価回路を表す図である。図９は、図８において２次側コイルが短絡されたときの変成器の等価回路を表す図である。図１０は、図８において２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
最初に、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの理論上の関係を求めるため、変成器の１次側のインピーダンス、Ｚ１を求めておく。図６において、Ｌ１は１次側コイルのインダクタンス、Ｌ２は２次側コイルのインダクタンス、Ｍは１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、Ｖ１は１次側コイルの両端電圧、Ｖ２は２次側コイル（負荷抵抗ＲＬ）の両端電圧、Ｉ１は１次側コイルに流れる電流、Ｉ２は２次側コイルに流れる電流、ＲＬは負荷抵抗（純抵抗）、Ｚ１は１次側の入力インピーダンスを表す。
図６に示す等価回路において、下記の回路方程式が成立し、下記の連立方程式を解くことにより、Ｚ１の純抵抗成分（実効抵抗）とリアクタンス成分（インダクタンス）を求めることができる。下記に、図６の回路方程式を記す。なお、ｊ２＝−１であり、ωは角周波数（ω＝２πｆ、ｆは周波数（Ｈｚ））である。
Ｖ１＝ｊωＬ１・Ｉ１＋ｊωＭ・Ｉ２・・・（１）
Ｖ２＝ｊωＭ・Ｉ１＋ｊωＬ２・Ｉ２・・・（２）
Ｖ２＝−ＲＬ・Ｉ２・・・（３）
求めたいのは、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、である。したがって、上記の３つの連立方程式から、Ｖ２、Ｉ２を消去すればよい。
上記の連立方程式の（３）式を（２）式に代入し、Ｖ２を消去すると、
０＝ｊωＭ・Ｉ１＋（ｊωＬ２＋ＲＬ）Ｉ２
となり、上式をＩ２について解き、上記連立方程式の（１）式に代入し、Ｉ２を消去すると、
Ｖ１＝（ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ））Ｉ１
となり、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上式より、Ｚ１は、
Ｚ１＝ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ）、となる。
実際の変成器は１次側コイルに実効抵抗Ｒ１、２次側コイルに実効抵抗Ｒ２を持つので、図９の回路を考え、ＲＬ＝Ｒ２として、１次側コイルにＲ１を付加すると、
Ｚ１＝（Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）
となる。上式の、ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）に、（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（−ｊωＬ２＋Ｒ２）＝１を掛けると、
Ｚ１＝（Ｒ１＋Ｒ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２））
＋ｊω（Ｌ１−Ｌ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２））、となって、
Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）とすると、Ｚ１は、
Ｚ１＝（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）・・・（４）
となる。ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、なので、明らかに、Ａ２≧０、である。すなわち、図８において、１次側コイルの入力インピーダンスＺ１は、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１・・・（５）
であり、（５）式と（４）式を比較すれば明らかなように、図９のように、変成器の２次側コイルが短絡されたときには、１次側コイルの実効抵抗Ｒ１が増加し、インダクタンスＬ１が減少するのが分かる。上記は、前述した「大学課程電気回路（１）」大野克郎、西哲生共著、オーム社発行（平成１３年８月２０日、初版、昭和４３年６月３０日）に記載されている既知の回路理論である。
上記（５）式と（４）式は、Ｒｓ≧Ｒｗ、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を説明し、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を説明するのに引用する基本式である。
次に、図２に示した箔導体コイル１０ａに関して、具体的な例について説明する。一部重複するが、記号の定義を明確にしておく。Ｒｗは、箔導体コイル１０ａ単体の実効抵抗（図７のＲ１）、Ｒｎは、箔導体コイル１０ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが開放されているときの箔導体コイル１０ａの実効抵抗（図８のＲ１）、Ｒｓは、箔導体コイル１０ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが短絡されているときの箔導体コイル１０ａの実効抵抗（図９のＲ１）、ｋｒは、前記、ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数である。
また、箔導体コイル１０ａ単体のインダクタンスをＬｗ、箔導体コイル１０ａに他の空芯コイルが対向し、対向した空芯コイルが短絡されているときの箔導体コイル１０ａのインダクタンスをＬｓとしたときに、ＬｗとＬｓから近似的に求められる結合係数をｋｉと表記する。ｋｒと、ｋｉの近似的な求め方については後述する。
なお、Ｌ１がコイル自体を示すときには、Ｌ１は記号とし、インダクタンスの数値を示すときは、Ｌ１（Ｈ）として単位を付記する。これは、Ｒ１、Ｒｗ等の抵抗についても同様とする。ただし、Ｒｓ≧Ｒｗ、など等号や不等号で記載されている場合、Ｒｗ等を数式中に記載したときや計算に用いている旨の記載があるときの前後にＲｗ等が記載してある場合、「Ｒｗは、２Ω」等の具体的な数値と単位がＲｗ等の直後に記載されている場合、特性図の説明等で数値であることが明らかな場合等は、単位の付記を省略している。
そして、Ｒｓ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）と表記する。単に、ｆ１、ｆ２と表記されている場合、ｆ１は、Ｒｓ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数（Ｈｚ）、ｆ２は、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数（Ｈｚ）を示す。
本発明においては、送電コイルと受電コイル間の結合係数が低い場合が多い。よって、Ｒｓ＝Ｒｗ、となる場合もある。例えば、送電コイルの面積に比べ、受電コイルの面積が２％程度となる場合などである。あるいは、送電コイルと受電コイルの距離が離れている場合などがある。したがって、Ｒｓ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、とすると、前記ｆｄ（Ｈｚ）、ｆａ（Ｈｚ）、ｆｊ（Ｈｚ）、は、ｆ１（Ｈｚ）と同じであってもよい。よって、ｆｄ（Ｈｚ）、ｆａ（Ｈｚ）、ｆｊ（Ｈｚ）と、ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）、の関係は、ｆ１「未満」と表記せず、ｆ１「以下」と表記している。
まず、Ｒｓ≧Ｒｗ、の条件について説明する。上述したように、回路理論上、図８のように構成された変成器と、図９のように構成された変成器では、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒ１＝Ｒｗ、の関係が成り立つ。しかし、後述する、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す特性図を参照すると、周波数が高い領域では、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒ１＝Ｒｗ、の関係を満足しておらず、Ｒｓ＜Ｒｗ、となっている。前述した（４）式において、Ａ２は、
Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）、であり、
前述したように、Ａ２≧０、である。したがって、図８、図９に示す変成器の１次側インピーダンスの純抵抗成分は、２次側短絡時には、
Ｒｓ＝（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）＝（Ｒｗ＋Ａ２Ｒ２）≧Ｒｗ、となり、
２次側開放時には、Ｒｎ＝Ｒ１＝Ｒｗ、となる。
上述したように、回路理論に従うなら、Ｒｓ≧Ｒｗ、とならなければならないが、実測結果から、前記の不等式、Ｒｓ≧Ｒｗ、が、高周波数領域になると成立しない。
再度、上記Ａ２について見てみると、
Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）、であり、Ｒｓ≧Ｒｗ、が成立しないのは、高周波数領域なので、Ａ２において、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２、が成り立ち、
Ａ２≒ω２Ｍ２／ω２Ｌ２２＝Ｍ２／Ｌ２２、となる。
既知の回路理論によると、１次コイルと２次コイルの結合係数をｋとすると、
Ｍ２＝ｋ２Ｌ１・Ｌ２、の関係が成り立つ。１次コイルと２次コイルが同一の場合は、
Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗであるので、
Ａ２＝Ｍ２／Ｌ２２＝ｋ２Ｌ１・Ｌ２／Ｌ２２＝ｋ２Ｌｗ／Ｌ２、となる。
このようにして、既知のＬｗ（Ｈ）とＬ２（Ｈ）から近似的に結合係数の２乗、ｋ２を求めることができる。例えば、１次側、２次側共に、コイル１０Ａを使用した場合、Ｌｗ＝Ｌ２、Ｒｗ＝Ｒ２、となるので、
Ｒｓ≒Ｒｗ＋ｋ２Ｒｗ、ｋ２Ｒｗ＝Ｒｓ−Ｒｗ、ｋ２＝（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ・・（６）
Ｌｓ≒Ｌｗ―ｋ２Ｌｗ、ｋ２Ｌｗ＝Ｌｗ−Ｌｓ、ｋ２＝（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ・・（７）
として、近似的に結合計数ｋの２乗を求めることができ、結合係数ｋは上記（６）式、（７）式の右辺の平方根を取ることにより求められる。ここで、上記（６）式の右辺の平方根を取ることにより求められた結合係数をｋｒと表記し、（７）式の右辺の平方根を取ることにより求められた結合係数をｋｉと表記する。
ｋｒ＝√（（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ）、
ｋｉ＝√（（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ）、
として、ｋｒを、Ｒｗ、Ｒｓから、ｋｉを、Ｌｗ、Ｌｓから近似的に求められる。上記、（６）式、（７）式は、１次側コイル、２次側コイルに同一のコイルを使用する場合であり、１次側コイルと２次側コイルが異なる場合は、
Ｒｓ≒Ｒｗ＋ｋ２Ｒ２、ｋ２Ｒ２＝Ｒｓ−Ｒｗ、ｋ２＝（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒ２・・（８）
Ｌｓ≒Ｌｗ―ｋ２Ｌ２、ｋ２Ｌ２＝Ｌｗ−Ｌｓ、ｋ２＝（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌ２・・（９）
ｋｒ＝√（（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒ２）、
ｋｉ＝√（（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌ２）、
として、近似的に結合係数を求めることができる。なお、Ｒ２（Ω）は、図９における受電コイル２の実効直列抵抗であり、Ｌ２（Ｈ）は、図９における受電コイル２の自己インダクタンスである。
（６）式のＲｗ、（８）式のＲ２は、どちらも正の値であり、（６）式、（８）式において、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足しないと、（６）式、（８）式の右辺が負になる。この場合、ｋｒ２＜０、となって、数学的には結合係数ｋｒが虚数になってしまう。実際に２個のコイルが対向して誘導結合しているのに、結合係数が虚数になることは有り得ず、電磁気学の相互誘導理論や回路理論上も、虚数の結合係数などというものは存在しない。
Ｒｓ−Ｒｗ≧０、すなわち、Ｒｓ≧Ｒｗ、は満足すべき条件で、この条件を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）としたときに、送電コイル１はｆ１（Ｈｚ）以下の周波数領域にて送電用に使用されることを条件としている。したがって、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が高いコイルを選ぶのが好ましい。
しかしながら、本願は、面積の大きい送電コイルから面積の小さい受電コイルに長距離の電力伝送が可能な電力伝送装置に関する発明を本旨としている。特定の限られた条件下では面積比が１：３程度以下の箔導体コイル間、あるいは箔導体コイルと導線コイル間で、ある程度（概ね３０Ｗ程度）の電力を８０％程度の伝送効率で伝送はできる。しかし、同一面積の箔導体コイル間で、大電力を高効率で伝送するのは困難である。一方、導線コイルにおいては、同一のコイル間で、大電力を高効率で伝送できる。そこで、断面が円形の単導線を平面渦巻き状に巻回したコイルと、箔状導体を平面渦巻き状に巻回したコイルの作用効果の違いを、以下に示す。
（各コイルの仕様と特性）
表１は、本発明の作用効果を示すために引用するデータにおける各コイルの仕様を示す図であり、導線コイルであるコイル１Ａからコイル１Ｃ、および箔導体コイルであるコイル１０Ａからコイル１０Ｆ、導線で形成された受電コイルであるコイル１Ｊの、各コイルの仕様が記載されている。
Figure 2009136048
（コイル１Ａから１Ｃの特性）
図１１は、１ｍｍの単導線を外径７０ｍｍに、２５ターン密接巻きしたコイル１Ａの、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図１２は、０．６ｍｍの単導線を外径７０ｍｍに４０ターン密接巻きしたコイル１Ｂの、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図１３は、０．３ｍｍの単導線を外径７０ｍｍに７０ターン密接巻きしたコイル１Ｃの、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図１１から図１３において、周波数１０ｋＨｚのときの、各コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ１、周波数１ＭＨｚのときの、各コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ２とする。実効直列抵抗の増加率ｓ１を、ｓ１＝Ｒｗ２／Ｒｗ１、とする。ｓ１とｆ１は、
コイル１Ａでは、ｓ１＝３．８Ω／０．０８Ω＝４７．５、ｆ１≒７０ｋＨｚ
コイル１Ｂでは、ｓ１＝７．４Ω／０．３６Ω＝２０．５、ｆ１≒２１０ｋＨｚ
コイル１Ｃでは、ｓ１＝１４．４Ω／１．７Ω＝８．４７、ｆ１＝８２０ｋＨｚ
ｓ１とｆ１を掛けると、
コイル１Ａでは、ｓ１×ｆ１＝４８．７×７０＝３３２５
コイル１Ｂでは、ｓ１×ｆ１＝２２．１×２１０＝４３１３
コイル１Ｃでは、ｓ１×ｆ１＝８．４７×８２０＝６９４５
導線外径をｄ（ｍｍ）とし、ｄ×１０の対数を取り、上記、ｓ１×ｆ１に掛けると、
コイル１Ａでは、２６８１×ｌｏｇ（１０）＝３３２５
コイル１Ａでは、４２５８×ｌｏｇ（６）＝４２５８×０．７７＝３３５９
コイル１Ａでは、６９４５×ｌｏｇ（３）＝６９４５×０．４７＝３３１３
のように、単導線では、ｆ１とｓ１にほぼ完全な相関が見られる。さらに、上記に求めた、ｓ１×ｆ１、に線径ｄ（ｍｍ）を掛けると、
コイル１Ａでは、２６８１×１＝２６８１
コイル１Ｂでは、４２５８×０．６＝２５５５
コイル１Ｃでは、６９４５×０．３＝２０８３
のように、略同一の値となっている。
上述のごとく、単導線で平面渦巻き状に形成したコイルは、線径ｄが太くなるに従い、ｆ１（Ｈｚ）が低下し、周波数による実効直列抵抗の増加率ｓ１も大きいことが分かる。このように、単導線で平面渦巻状に形成したコイルでは、線径ｄ、ｆ１、ｓ１には相関が見られる。
（コイル１０Ａ〜１０Ｅの特性）
図１４は、同一のＡ４サイズのプリント基板に、箔厚７０μｍの銅箔を、箔幅Ｈ＝１０ｍｍ、間隙ｗ＝２ｍｍで、６ターン巻回したコイル１０Ａを２個使用した場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと、周波数の関係を示す図である。図１５は、同一のプリント基板に、箔厚７０μｍの銅箔を、箔幅Ｈ＝７ｍｍ、間隙ｗ＝２ｍｍで、８ターン巻回したコイル１０Ｂを２個使用した場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと、周波数の関係を示す図である。なお、図１４、図１５には、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）と、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）、が明記されている。
図１４に示すコイル１０Ａ、図１５に示すコイル１０Ｂ共に、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）は、約３５０ｋＨｚ、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）は、約１３０ｋＨｚである。すなわち、同一寸法でコイルを作成しても、箔幅の違いにより、ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）に差異が見られない。さらに、１０ｋＨｚにおける各コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗと１ＭＨｚにおける各コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗの比ｓ１を見てみる。コイル１０Ａでは、０．３３／０．１１＝３、であり、コイル１０Ｂでは、０．５７／０．１９＝３、となっている。両コイルの実効直列抵抗の増加率ｓ１は、いずれも約３倍となっており、両コイルに差異は見られない。一方、コイル１Ｃのｓ１は、約８である。しかし、コイル１Ｃが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）は、約８２０ｋＨｚ、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）は、約２５０ｋＨｚである。ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）ともに、コイル１０Ａ、コイル１０Ｂよりも高い。このように、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）については、導線コイルと箔導体コイルでは異なっているのが分かる。
導線コイルにおいては、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）、が電力伝送に使用可能な周波数の上限であることが分かっている。また、対向するコイルを選ぶことによって、前記ｆ１（Ｈｚ）を上昇させることができ、電力伝送性能を向上させることができる。その詳細については、ＰＣＴ２００７／ＪＰ２００７／０６１０１２に記載してある。しかし、対向するコイルとの差異、導線コイルとの作用効果の違いはあるが、ｆ１が３５０ｋＨｚ前後のコイル１０Ａ、コイル１０Ｂであっても、実際には１ＭＨｚ以上の周波数で使用可能である。ただし、２個のコイル１０Ａ間、２個のコイル１０Ｂ間で電力の伝送を行う場合には、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）である約３５０ｋＨｚが電力伝送に使用可能な最高周波数となる。
次に、本願発明者は、コイル１０Ａと巻回数を同一とし、箔幅Ｈのみを７ｍｍとして、隣接する箔導体の間隔ｗを５ｍｍに広げた、コイル１０Ｃを２個使い、コイル１０Ｃの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を計測してみた。
図１６は、２個のコイル１０Ｃを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図１６によると、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）は、約３．２ＭＨｚに上昇しているのが分かる。また、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）は、１ＭＨｚに上昇している。
コイル１０Ａのｆ１は約３５０ｋＨｚ、ｆ２は約１２０ｋＨｚであるから、ｆ１は約９倍、ｆ２も約９倍に上昇している。なお、コイル単体のインダクタンスＬｗ（Ｈ）は、コイル１０Ａが７．１μＨ、コイル１０Ｃが約７．７μＨとなっている。巻回数が同一であるので、コイル単体のインダクタンスは、コイル１０Ａとコイル１０Ｃはほぼ等しくなっている。ただし、箔厚と箔幅の差異により、実効直列抵抗は、コイル１０Ａの方が小さくなっている。
上記の結果から、同一の箔導体コイル２個を使用した場合、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）は、隣接する箔導体の間隔ｗのみで決まり、巻回数や箔幅とは相関が無いように思われる。しかし、同一のコイルを対向させた場合のｆ１を比較するのみでは、適切な箔導体コイルを選択することはできない。実際には、ｆ１は低いが、実効直列抵抗の低いコイル１０Ａは、コイル１０Ｃよりも電力伝送性能がよい。この点については後述する。次に、箔厚について考察してみる。
図１７は、コイル１０Ｃの銅箔に、半田を盛り、約０．３ｍｍの箔厚に仕上げたコイル１０Ｄに、コイル１０Ｃを対向させた場合の、コイル１０Ｄの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図１８は、コイル１０Ｃに、コイル１０Ｄを対向させた場合の、コイル１０Ｃの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図１９は、コイル１０Ａ単体の実効直列抵抗Ｒｗ、コイル１０Ｃ単体の実効直列抵抗Ｒｗ、コイル１０Ｄ単体の実効直列抵抗Ｒｗ、と周波数の関係を示す図である。
まず、図１９を参照すると、コイル１０Ｄは、コイル１０Ａと同等にまではコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗは低下していないが、コイル１０Ｃよりは改善されているのが分かる。コイル１０Ａとコイル１０Ｄの実効直列抵抗Ｒｗの差は、直流抵抗の違いである。半田は比抵抗が大きい。コイル１０Ａは７０μｍの箔厚であり、コイル１０Ｄに０．１ｍｍ程度の箔厚の銅箔を使用すれば、コイル１０Ａとほぼ同等の直流抵抗が得られる。
次に、図１６を参照すると、図１５と同等に、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）は、１ＭＨｚ前後に存在する。Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）は、図１６では２．３ＭＨｚであるが、図１７では４ＭＨｚ以上となっているので、図示されていない。これは、コイル１０Ｄを作成する際、半田付けの際の熱により、基板の平面性が崩れ、近接対向の距離が、図１６よりも長くなっているからと推察される。この傾向は、図１８において、コイル１０Ｃにコイル１０Ｄを対向させた場合も同様である。図１６から図１８より、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）を上昇させるとともに、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗを低下させるには、箔幅Ｈを狭くして箔厚ｔを厚くし、隣接する箔導体間の間隔ｗを広くすればよい。すなわち、箔幅Ｈの１０分の１程度までは、箔厚ｔを厚くし、隣接する箔導体間の間隔ｗを広くすればよいことが分かる。この規定を満足していれば、箔厚ｔは０．３ｍｍ程度にまで厚くすることができる。
次に、受電コイルとして使用可能な箔導体コイルの実施形態について説明する。
図２０は、箔幅０．５ｍｍ、間隙０．５ｍｍで、４０ターン巻回したコイル１０Ｅを２個使用した場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図２１は、比較例として作成した箔幅４ｍｍ、間隙０．１ｍｍで１５ターン巻回したコイル１０Ｆを２個使用した場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図２０を参照すると、コイル１０Ｅは、Ｒｓ≧Ｒｗ、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を、４ＭＨｚ以上まで満足している。これは、箔幅Ｈに比べ、間隙ｗが広いからと推察できる。図２１を参照すると、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、１５０ｋＨｚとなっておいる。また、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）は、２５ｋＨｚとなっている。本発明の電力伝送装置１００は、受電コイル２を送電コイル１に近接対向させるものではなく、受電コイル２が送電コイル１と離れていてもよい。よって、電波障害の関係上、２５０ｋＨｚ以下の周波数領域で電力を伝送するのが好ましい。したがって、送電コイル１が、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）であって、送電コイルを使用可能な上限は、最低でも２００ｋＨｚ以上となっている必要がある。コイル１０Ｆを２個使用した場合は、いずれのコイルも送電コイルとして使用できず、この場合、コイル１０Ｆは比較例となる。
一方で、コイル１０Ｆを他のコイルと対向させた場合の特性は、かなり変化する。
図２２は、送電コイルにコイル１０Ｆ、受電コイルにコイル１０Ｅを使った場合、送電コイル１０Ｆの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図２１において、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、１３０ｋＨｚであるが、図２２では、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、２．３ＭＨｚにまで上昇している。同様に、図２１において、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）は、２５ｋＨｚであるが、図２２では、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）は、１．２ＭＨｚにまで上昇している。このように、箔導体コイルにおいては、対向するコイルを選ぶことにより、ｆ１、ｆ２を大幅に上昇させることができる。この作用効果は、導線コイルに対向させるコイルを箔導体コイルとしたときも同様で、導線コイルのｆ１、ｆ２を大幅に大幅に上昇させることができる。導線コイルと箔導体コイルの組合せの例については後述する。
以降、送電コイルとして、同一のコイルを組合せた場合に、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が最も低いコイル１０Ａと、同一のコイルを組合せた場合に送電コイルとして使用できないコイル１０Ｆを組合せて特性を見てみる。
以降、送電コイルとして、同一のコイルを組合せた場合に、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が最も低いコイル１０Ａと、同一のコイルを組合せた場合に送電コイルとして使用できないコイル１０Ｆを組み合せて特性を見てみる。
図２３は、送電コイルにコイル１０Ａ、受電コイルにコイル１０Ｆを使った場合、コイル１０Ａの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図２４は、送電コイルにコイル１０Ａ、受電コイルにコイル１０Ｆを使った場合、コイル１０Ｆの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図２３では、コイル１０Ａが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、１ＭＨｚ以上となっている。図２４でも、コイル１０Ｆが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、１ＭＨｚ以上となっている。電力伝送に使用する周波数を１ＭＨｚとすると、コイル１０Ａとコイル１０Ｆを組合せた場合、いずれのコイルも、ｆ１が１ＭＨｚ以上となり、所定条件を満足する。ただし、コイル１０Ｆをコイル１０Ａに上に設置する場所によっては、ｆ１が１ＭＨｚ以下となる場合もある。しかし、コイル１０Ａ面上に短絡したコイル１０Ｆを設置したときに、コイル１０ＡのＲｓがＲｗよりも大きい箇所があれば、所定条件を満足していることになる。
このように、同一のコイルを組合せた場合には所定条件、例えば、ｆ１が１ＭＨｚを満足しない送電コイルと、同一のコイルを組合せた場合には所定条件、例えば、ｆ１が１ＭＨｚを満足しない受電コイルを組合せることにより、送電コイルは所定条件を満足する。また、受電コイルも所定条件を満足する。これは、送電コイルと受電コイルの面積比が大きいからと推察される。導線コイルにおいては、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が７０ｋＨｚの直径が７０ｍｍのコイル１Ａと、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が２００ｋＨｚの直径が７０ｍｍのコイル１Ｃを組合せた場合、コイル１Ａのｆ１は、７０ｋＨｚ、コイル１Ｃのｆ１は２００ｋＨｚと変化は無い。このように、箔導体コイルは、導線コイルとは異なる特性を持つ。
そして、図２５に、０．３ｍｍの単導線で構成した、長さが短いソレノイド形状のコイル１０Ｊを受電コイルとしたときの、送電コイル、コイル１０Ａの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す。
図２３から図２５は、図２２に示すコイル１０Ｆと同等にして、コイル１０Ａが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が、図１３よりも大幅に上昇しているのが分かる。このように、送電コイルを基準とし、受電コイルを選ぶことにより、送電コイルが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を上昇させることができる。具体的には、ｆ１を、２００ｋＨｚ以上にすることができる。いずれの図にも、２ＭＨｚから４ＭＨｚの間に、ｆ２が存在するが、ｆ１は、４ＭＨｚ以上になる。
箔状導体を平面渦巻状に巻回したコイル単体は、実効直列抵抗の周波数特性がよく、コイルのＱも非常に高いので、送電用に用いることができる。特にキャパシタを使い、直列共振回路を形成すると、送電コイルに交流の大電流を流すことができ、前記の大電流は送電コイルを中心として広い範囲に磁束を形成することができる。その結果、送電コイルから距離が離れた任意の構成のコイルに、電力を伝送可能となる。
（Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係について）
次に、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、のについて説明する。前述したように、回路理論に従うなら、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒｗ、の関係を満足していないといけないが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係と同じく、周波数が上昇すると、ＲｎはＲｗよりも大きくなるのが、図１１〜図２４より分かる。すなわち、周波数が以上に上昇すると、ＲｎはＲｓよりも大きくなる。ｆ１とｆ２の関係は、例えば、図２２を参照すると、ｆ１＞ｆ２、となっている。この関係は、全てのコイルにおいて成り立つ。
この例では、図２２から明らかなように、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）としたときに、コイル１０Ａはｆ２以下の周波数にて、送電用に使用することを条件としている。
Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）としたときに、コイル１０Ｃを、ｆ２以下の周波数で送電用に使用することにより、コイル１０Ｃ、コイル１０Ｃにコイル１０Ａを対向（電磁的に結合）させた変成器ともに、理論上の理想的な状態に近づき、電力伝送性能を向上させることができる。
また、図２２には、ｆ１とｆ２が明示してあるが、ｆ１が高いほど、コイルが理論上の理想的な状態で使用できるｆ２も高い。本発明の箔状導体コイルは、広い範囲に磁束を形成できるが、コイルを駆動する周波数が高いほど、より広い範囲に磁束を広げることができる。したがって、前記ｆ１、ｆ２、が高いコイルを選ぶのが好ましい。
前述したように、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）以下で送電コイルを駆動する、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）以下で送電コイルを駆動する、といったコイルを使用可能な周波数の規定は、従来の技術ではできなかった。
（コイルの熱条件の規定について）
次に、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ（Ｒｗ×Ｉａ２）、の条件について説明する。
上述したように、交流電源の出力周波数ｆｓ（Ｈｚ）は、送電コイル単体のインダクタンスとキャパシタのキャパシタンスで決まるリアクタンスがゼロとなる点（共振点）に設定されている。すなわち、送電コイルを流れる電流は、ｆｓ（Ｈｚ）における送電コイルの実効直列抵抗Ｒｗにより全て消費され、Ｒｗにより、（Ｒｗ×Ｉａ２）Ｗの電力がジュール損として熱に変換される。
この発明を実施する場合において、コイルの熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、コイルの構造や設置条件により決まる。しかし、本発明における箔状導体を使用した送電コイルは、導体面積が広いうえ、ソレノイドやスパイラル状のコイルとは異なり、導体の表面が全て空気に接しているので、放熱性は極めて高い。
通常、物体は、温度が高くなるほど、周囲に多くの熱を放散するので、正確には熱拡散方程式を解く必要があるが、種々の構造を持つコイルにつき、比熱等の熱定数を加味して熱拡散方程式を解くのは困難であるので、下記の方法により簡易的に熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）を求める。
まず、送電コイルが設置される場所にて、初期状態のコイル温度Ｔ１（℃）を求めておく。前記コイルに、直流の定電流Ｉｄ（Ａ）を流して、前記コイルの両端電圧Ｖｄ（Ｖ）を計測し、Ｐｄ＝Ｖｄ×Ｉｄ（Ｗ）として、前記コイルの消費電力を求める。金属導線は温度が上がると抵抗値が増加し、コイルの両端電圧Ｖｄが上昇するので、Ｖｄはペンレコーダー等で記録して平均値を求めるか、Ａ／Ｄ変換器等で逐次Ｖｄをモニターし、平均値を取るのが望ましい。熱平衡に達したら、コイル温度Ｔ２（℃）を測定する。熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、θｉ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｐｄ（℃／Ｗ）として求められる。この測定は、Ｉｄの電流値を変えて数回測定し、平均値として求めるのが好ましい。
このようにして求められた熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）に、実際の使用条件下でのコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）により決まる、実効直列抵抗Ｒｗが消費する電力、Ｒｗ×Ｉａ２（Ｗ）を掛けると、実際の使用条件下でのコイルの温度上昇値、Ｔｒ（℃）が求められる。Ｔｒ＝θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）となり、コイルが動作可能な温度をＴｗ（℃）、コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）とすると、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）を満足しないと、コイルの使用可能温度を越えるので、本発明の実施が困難になる。
前記不等式は、ＲｗまたはＩａの条件を規定している。電力が伝送される周波数ｆｓにおいて、実効直列抵抗Ｒｗは、送電コイル単体で実測して求められる変数、送電コイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）も実測して求められる変数で、他の、Ｔｗ（℃）、Ｔａ（℃）、θｉ（℃／Ｗ）は既知の定数となる。したがって、Ｒｗ（Ω）が求められれば、Ｉａ（Ａ）の上限値が規定され、逆にＩａ（Ａ）が決められれば、Ｒｗの上限値が規定される。Ｒａは、直流抵抗Ｒｄ（Ω）と交流抵抗Ｒａ（Ω）の和であり、ＲｄとＲｗは直接実測することが可能なので、Ｉａ（Ａ）を決定することにより、巻き数により増加する、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の上限値を規定でき、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と周波数の関係から、電力が伝送可能な周波数範囲を規定することができる。
すなわち、１Ｖ×１０Ａと、１０Ｖ×１Ａは、どちらも同じ１０Ｗの電力であるが、コイルの実効直列抵抗による電力損失は、１０Ａの場合は、１Ａの１００倍となる。電力ではなく、コイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）を考慮し、コイルの実効直列抵抗による電力損失を規定しないと、送電コイルでの電力伝送効率を改善することはできない。
しかし、本発明の一実施形態の図１のコイル１０ａであるコイル１０Ａに、１ＭＨｚの周波数で、実効値約３Ａの交流電流を流しても、コイルの構成上、コイル自体の放熱性が非常に良いので、コイルの発熱は殆ど観測されていない。
なお、受電コイルについては、特に構成は限定されず、ソレノイドやスパイラル、ハネカム、ミアンダ状など任意の構成のコイルが使用できる。本発明は送電コイルから受電コイルに長距離伝送を行うもので、受電コイルの受電電力が少ないため、特にコイルの構成や特性を規定する必要はない。図４、図５に示す受電コイルは、受電コイルの磁束補足面を表しており、前記磁束補足面と、図２に示す送電コイルの箔状導体巻回面に対する角度が平行ではなく、任意の角度であっても電力を伝送可能であるという、従来の技術では実現できなかった優れた効果を奏する。
なお、上述したが、コイル１０Ｅ、コイル１０Ｆは、図３に示す構成の受電コイルの一実施形態であり、コイル１０Ｊは、図４に示す構成の受電コイルの一実施形態である。前述したように、受電コイルの構成により、送電コイルを駆動可能な周波数領域が決まる。
（導線コイルと箔導体コイルの特性の違いについて）
同一のコイルを２個使用し、前述した、Ｒｓ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）を求めた場合について説明する。
導線コイルにおいては、同一のコイルを２個使用した場合に求めたｆ１とｆ２は、他の導線コイルと組合せてもそれほど変化しない。例えば、図１１に示す、導線コイル１Ａのｆ１は約６７ｋＨｚ、ｆ２は約２５ｋＨｚである。コイル１Ａと同じく直径が７０ｍｍで、同一のコイルを２個使用した場合のｆ１が３．２ＭＨｚ、ｆ２が７８０ｋＨｚのコイル１Ｄがある。コイル１Ｄをコイル１Ａに対向させても、コイル１Ａのｆ１は１１０ｋＨｚ、ｆ２は８８ｋＨｚと、コイル１Ａのｆ１、ｆ２は余り上昇しない。導線コイルの場合、一旦コイルの構成が決まってしまうと、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性がほぼ決まってしまうようである。また、同一のコイル２個を用いて計測したｆ１が低いコイルを、ｆ１が高いコイルに対向させると、ｆ１が高いコイルのｆ１は低くなる。本願発明者が種々のコイルを用いて計測した限りにおいて、この相関に反する特性を持つコイルは存在しない。
一方、箔導体コイルにおいては、同一のコイルで計測したｆ１が低くとも、対向するコイルを変えることにより、ｆ１が大きく上昇するのが確認されている。この箔導体コイルの特性は、導線コイルと組合せた場合においても同じである。前述した、導線コイルであるコイル１Ａに、箔導体コイルであるコイル１０Ｆを組合せた場合、導線コイル、コイル１Ａのｆ１は大きく上昇する。
図２６は、コイル１Ａにコイル１０Ｆを対向させた場合の、コイル１Ａの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図２６を参照すると、コイル１Ａが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、１．２５ＭＨｚにまで上昇しているのが分かる。しかしながら、コイル１Ａ単体の実効直列抵抗Ｒｗの周波数特性は悪い。また、コイル１０Ｆの直流抵抗も大きい。したがって、前述した、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）、の熱条件の規定により、コイル１０Ａとコイル１０Ｊ間で大電力の電力伝送は困難になる。この場合は、コイル１０Ｆを送電側コイルに使用し、キャパシタを除いて１００Ｖ×０．２Ａ＝２０Ｗ程度の電力を投入する。電力伝送周波数を１００ｋＨｚ程度とすると、コイル１０Ａの実効直列抵抗Ｒｗは、０．５Ω程度となる。この条件では、受電側コイルであるコイル１０Ａより、２０Ｖ×０．９Ａ＝１８Ｗ程度の電力が取り出せる。このように、箔導体コイルを用いた場合には、作動条件を細かく規定しないと、大電力を高効率で伝送できない。従来は、単に大電力を高効率で伝送することのみに的を絞っており、前述したように、コイルに流れる電流とコイルの実効直列抵抗による電力損失が全く考慮されていない。
さらに、箔導体コイルにおいては、同一のコイルを用いた場合、ｆ１が３００ｋＨｚのコイルと、ｆ１が２００ｋＨｚのコイルがあったとする。ｆ１が３００ｋＨｚのコイルと、ｆ１が２００ｋＨｚのコイルを組合せると、いずれのコイルにおいてもｆ１が上昇するという効果が確認されている。例えば、ｆ１が共に約３５０ｋＨｚのコイル１０Ａに、コイル１０Ｂを対向させた場合、コイル１０Ａのｆ１は５００ｋＨｚ以上に上昇する。コイル１０Ａにコイル１０Ｃを対向させると、コイル１０Ａのｆ１は１ＭＨｚ以上に上昇する。
したがって、箔導体コイルを使用する場合、「同一の箔導体コイルを用いない」という条件を満足していればよい。この条件を満足するならば、少なくとも、本願の要旨である面積の大きい送電用の箔導体コイルから、導線コイルを含む送電コイルと誘導結合可能な構成の受電コイルに、長距離の電力が伝送できるようになる。あるいは、特定の条件下において、大電力を高効率で伝送できる。
箔導体コイルは、導線を巻回したコイルに比べ、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗの周波数特性が良好である。例えば、コイル１０Ｃの特性図である図１６より、Ｒｗの周波数特性が良好な箔導体コイルを２個対向させた変成器は、ＲｓとＲｗの比より結合係数も高い。また、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）、も高い。しかし、本願発明者が、コイル１０Ｃを２個用いて電力伝送試験を行ったところ、コイル面積が広いにもかかわらず、良好な電力伝送性能は得られなかった。断定はできないが、箔導体コイルを用いた変成器の実用化が難航しているのは、この点が一つの原因であると思われる。
以下に、本発明を実際に実施した例を示す。本実施形態におけるコイル１０ａの一例であるコイル１０Ｂを使用し、キャパシタを介して周波数１ＭＨｚの実効値５Ｖの方形波でコイル１０Ｂを駆動する。駆動電流は約１．５Ａである。同一のコイルを使用した場合のｆ１が約７０ｋＨｚである前述したコイル１Ａに接続されたＬＥＤを、コイル１０ａの上面約４０ｃｍで点灯させることができる。念のため、コイル１０Ａ、コイル１Ａの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を確認しておく。
図２７は、コイル１Ａをコイル１０Ａに対向させたときの、コイル１０ＡのＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図２８は、コイル１０Ａをコイル１Ａに対向させたときの、コイル１ＡのＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
図２７を参照すると、コイル１０Ａが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、４ＭＨｚ以上に上昇しており、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）も１．２ＭＨｚ以上に上昇しているのが分かる。図２８を参照すると、コイル１Ａが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、２．８ＭＨｚに上昇しており、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）は、＊００ｋＨｚに上昇しているのが分かる。
このように、箔導体コイルを使うと、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）を上昇させることができる。同一のコイルでは、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、が７０ｋＨｚのコイル１Ａであっても、受電コイルとして、１ＭＨｚ以上で使用できるようになる。
ここで、ｆ１を１００ｋＨｚと規定した根拠を説明しておく。電力伝送に使用可能な最高周波数は、最も低い国（フランス）では１２０ｋＨｚである。実際には構成部品のバラツキがあるので、電力伝送周波数を１２０ｋＨｚに設定すると、１２０ｋＨｚを越える場合もある。そこで約２０％の余裕を見て、最低限１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足するように規定している。また、ｆ２については、ｆ２＜ｆ１、となるので、ｆ１の半分の数値である５０ｋＨｚを目安として規定している。
ただし、電波が完全に遮蔽された空間内や、非常に公共性が高い場合などは、１ＭＨｚを越える周波数が使われている。例えば、ラッシュ時の自動改札機などである。したがって、上記の規定にかかわらず、ｆ１、ｆ２は高いほど好ましい。
（コイルを使用可能な周波数範囲について）
なお、コイルを電力伝送に使用可能な周波数の上限は、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）、より求めることができるが、コイルを使用可能な周波数の下限について説明する。コイルとしての性能は、Ｑで表される。コイルのＱは、周波数によっても異なる。コイル単体に交流電流を印加したときに、コイルに流れる電流と電圧の位相差θが８０度以下となる周波数がコイルを使用できる下限の周波数となる。図１４には、コイル１０Ａの位相角が明示されており、コイル１０Ａにおいては、１０ｋＨｚが使用可能な下限となっている。
Ｑとθの関係は、ｔａｎθ＝Ｑ、となっており、ｔａｎ８０度＝５．６７、となるので、コイルのＱが、約５．５以上である周波数以上であればよい。コイルのＱは、前述してきた記号を使用すると、Ｑ＝ωＬ／Ｒｗ、となる。したがって、Ｒｗを低下させ、インダクタンスを確保することにより、広い周波数範囲で使用可能となる。コイルを使用できる下限の周波数において、Ｒｗは、ほぼコイルの直流抵抗となるので、インダクタンスを確保しておくことが重要となる。ｆ１が高く、高周波数まで使用可能なコイルであっても、インダクタンスが小さいと、Ｑが５．５以下となる周波数も高くなる。コイルの直流抵抗を低下させ、インダクタンスを確保する方法については後述する。上記のように、本発明は、従来の技術では選択できなかった電力伝送性能のよいコイルを選び、該コイルを使用可能な周波数範囲をして電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できるという極めて優れた効果を奏するものである。
（他の実施形態のコイルの説明：実施形態２）
図２９は、この発明の他の実施形態における送電装置のコイル１０ｂを示す図である。図２に示した箔導体コイル１０ａは、板状部材２０と箔状導体３０を正方形状に形成したのに対して、図２９に示した箔導体コイル１０ｂは、円板状の板状部材２０ａ上に箔状導体３０ａを円形渦巻き状に形成したものである。箔状導体３０ａの厚みや幅などの条件は、図２および図３の説明と同じである。
なお、この発明における箔導体コイルは、図２に示した正方形状の箔導体コイル１０ａや図２９に示した円形状の箔導体コイル１０ｂに限ることなく、楕円形状や多角形状などの種々の形状に形成することが可能である。また、図２に示すコイル１０ａにおいて、図２のＡ−Ａ断面である正方形の辺の中心部を広げることや、狭くすることもできる。その作用効果は、後述する実施形態と同じく、前記コイル面上の磁束方向や強度を変化させることができる。
（傘型コイルの説明：実施形態３）
図３０は、板状部材２０ｂを断面が傘形状に形成し、板状部材２０ｂ上に箔状導体３０ｂを形成して箔導体コイル１０ｃを構成したものである。なお、図３０において、板状部材２０ｂの上面に接する２つの線ｄ２，ｄ３がなす角度は、１８０度から９０度の間に設定するのが望ましい。板状部材２０ｂを断面傘型形状にするために、全体を円錐形状あるいは角錐形状にすることができる。
（コイルの他の構成の説明：実施形態４）
図３１は、この発明のさらに他の実施形態の送電装置のコイル１０ｄを示す図である。この実施形態では、箔状導体３０ｂの内周部側を疎に巻回し、外周部側を密にするために、それぞれの間隔が内周部側がへ行くほど広くなり、外周側がへ行くほど狭くなるように箔状導体３０ｂを板状部材２０上に形成したものである。すなわち、内周部における隣接する箔状導体３０ｂ，３０ｂは、比較的広い間隔ｗ１を有して巻回されているのに対して、外周部にいくほど隣接する箔状導体３０ｂ，３０ｂは、順次接近して最外周では狭い間隔ｗ２を有して巻回されている。そして、間隔ｗ１≧０．５ｍｍであり、ｗ２≧ｗ１を満足し、間隔ｗ２は箔状導体の幅Ｈの２倍以上に選ばれている。
特許文献２の段落番号００２８の記載より、平板渦巻き形状のコイルにおいては、中心部の磁束密度が高く、外周部の磁束密度が低いので、内周部に空白を設けるとともに内周部を疎に巻回し、外周部を密に巻回することで、コイル面上の磁束密度を均一にできる。
図３２は、この発明の他の実施形態における送電装置のコイルを示し、図２の線Ａ−Ａに相当する部分の断面を拡大して示す図である。この図３２に示した実施形態は、外周部に行くほどコイルの巻回面に対して箔状導体３０が垂直になるように構成したものである。特許文献７の図８ｅ，８ｆには、外周部に行くほど銅箔の長辺を巻回面に対して垂直にする方法が開示されているが、銅箔がオーバーラップする部分で静電容量を持ってしまうため、高周波での動作が難しくなる。この実施形態では、誘電体（絶縁体）が隣接または対向する箔状導体間に存在しないことを特徴としており、箔状導体３０の上面に誘電率が高い樹脂などが存在せず、空気層しか存在しないように構成されている。
図３２（Ａ）に示した例は、板状部材２１の平坦面２２から外周部分を傾斜させて傾斜面２３を形成し、さらに傾斜面２３に隣接して先端部分を平坦面２３に対して直角となる直角面２４を形成したものである。そして、平坦面２２と、傾斜面２３と、直角面２４にそれぞれ箔状導体３０を形成する。なお、傾斜面２３を形成せずに、平坦面２３の最外周から直角に立ち上がる直角面２４を形成してもよい。
図３２（Ｂ）に示した例は、板状部材２１に渦巻き状の溝２６を形成し、各溝２６の互いに対向する側壁のうち、内周側を向く外周側の側壁にそれぞれ所定の同じ角度の傾斜面２７を形成し、その傾斜面２７に箔状導体３０を形成したものである。
図３２（Ｃ）に示した例は、板状部材２１に渦巻き状の溝２９を形成し、複数の溝２９の底面に対してほぼ直角なそれぞれが互いに対向する側壁のうち、外周側の側壁面３１に箔状導体３０を形成したものである。
図３２（Ｄ）に示した例は、平坦面３２から外周部に向かうにつれて緩やかに立ち上がる傾斜角度の傾斜面３３と、溝３４の内側を向く面が平坦面３２に対して急峻な角度を有する傾斜面３５と、最外周では溝３６の内側を向く面が直角になる側壁面３７とをそれぞれ内周側を向くように板状部材２１に形成したものである。各傾斜面３３，３５と側壁面３７とには箔状導体３０を形成する。
図３２（Ｅ）に示した例は、中心側の傾斜面４０の角度が緩やかで外周に向かうにつれて傾斜面４１〜４４の傾斜角度が急峻になり、最外周は直角になる側壁面４５を、内周側を向くように形成したものである。各面４１〜４５には箔状導体３０を形成する。
図３３は、図２に示したコイル１０ａの断面図である図３のコイル面上における磁束の方向と強度を表した図である。図３３において、磁束の方向は、平坦面２２に対する角度で表され、磁束の強度は、両矢線の長さで表される。また、図３３は、無誘導負荷抵抗を接続した図４の平板渦巻き状コイル２０ａの磁束補足面Ｓｍを、図３のＡ−Ａ断面に対し、垂直に種々の角度で対向させ、負荷抵抗の両端電圧が最大となる磁束補足面Ｓｍに垂直な角度を磁束の方向とし、負荷抵抗の両端電圧を磁束の強度として図示したものである。図３３より明らかなように、コイル１０ａの中心部では、平坦面２２に対し垂直方向に近い向きの磁束が発生しており、コイル１０ａの外周部では、平坦面２２に対し平行に近い向きの磁束が発生しているのが分かる。
図３４は、この発明の他の実施形態における送電装置のコイルを示し、図２の線Ａ−Ａに相当する部分の断面に存在する箔状導体の１つを拡大して示す図である。図３４（Ａ）は、箔状導体３０の一部が平坦部２２に接しており、一部が平坦面２２に対し角度αを持っている。図３４（Ｂ）は、箔状導体の一部が平坦部２２に接しており、中央部が平坦面２２に対し角度α、先端部が平坦面２２に対し角度βを持っている。この場合においては、α＞βである。これに対して、図３４（Ｃ）は、α＜βの場合を示す。さらに、図３４（Ｄ）は、βが１８０度よりも大きな場合を示す。図３４（Ｅ）は、箔状導体３０の全部が平坦部２２に接しておらず、平坦面２２に対する角度αを持つ部分と、角度βを持つ場合を示す。さらに、箔状導体３０は、図３４（Ｆ）に示すように、円弧のような形状をしていてもよく、円弧の湾曲方向は、図３４（Ｇ）のように、図３４（Ｆ）と反対方向でもよい。図３４（Ｈ）のように、円弧の一部は、図３４（Ａ）と同じく、一部が平坦部２２に接していてもよく、あるいは円弧を構成する曲線は楕円、双曲線、放物線など、任意の曲線の一部であってもよい。前記したように、箔状導体を平坦面２２に対して角度を持たせて巻回する方法は、図３４に図示したものに限らず、種々の実施形態が存在する。
図３５は、導体を流れる電流により発生する磁束Φを示す図である。図３５より、導体を流れる電流により発生する磁束Φは、図３５（Ａ）のように、断面が円形の導線５１では円形の磁束が発生しているが、図３５（Ｂ）のように、断面が長方形の導線５２になると、幅Ｈに垂直な方向に長径を持つ長円形か楕円形の形をしているものと思われ、図３５（Ｃ）のように、幅Ｈと厚さｔの比である、Ｈ／ｔ、が大きくなるほど、楕円の長径が長くなると思われる。数ターン巻いたコイルを構成する各箔状導体が発生する磁束Φを合成すると、図３３のような磁束の方向、強度になると考えられる。したがって、コイル１０ａを形成する箔状導体の一部、または全部の幅を変えて平坦面２２に巻くことにより、あるいは、箔状導体の一部、または全部を、平坦面２２に対し角度をつけて巻くことにより、図３３の磁束強度、方向を変化させることが可能となる。例えば、図３２（Ａ）のような構成とすることにより、コイルの外周部で、平坦面２２の垂直方向に対する磁束強度を増加させることができ、コイル上の全面で、平坦面２２に垂直な方向の磁束強度を均一に近づけることができる。図２のような構成のコイルでは、平板渦巻き状に巻かれた受電コイルの平面が、平坦面２２と平行になっている場合、コイル面上のどの部分でも、受電コイルが必要とする電力を伝送可能となる。
（コイルの他の構成の説明：実施形態５）
前述の図３２（Ａ）〜（Ｅ）では、箔状導体の巻回面に対し、箔状導体の一部または全部が角度を持って巻かれている実施形態を示したが、巻回面と角度を持って巻かれている箔状導体の巻回面との垂直位置関係など、実施形態は多岐に渡る。図３４のように、箔状導体の巻回面に対し、箔状導体の一部または全部が角度を持って巻かれることにより、図３３に図示した磁束方向、磁束強度を変化させ、長距離、無方向、単一方向など、種々の性能を持つ送電装置のコイルを実現できる。
前述したように図３３は、図２のＡ−Ａ線に対する磁束の強度と方向を示したが、図２のＡ−Ａ線以外では、磁束の強度と方向が変わってくる。そのため、平坦面２２と箔状導体３０との角度は、図３４に示すような種々の実施形態を、図２の巻回面に対して採用することにより、要求される性能を持つ送電コイルを実現できる。この作用効果は、後述する他の実施形態においても同様であり、コイルの形状が円形でない場合には、図３４のような実施形態により、要求される性能を持つ送電コイルを実現できる。
図３６は、本発明の他の実施形態における送電コイル１０ｅを示す図であり、図３７は図３６の線Ｂ−Ｂに沿う断面図である。
図３６に示した送電コイル１０ｅは、図２に示した送電コイル１０ａの箔状導体３０のうち、点線で示す部分を平坦面２２に対してある角度を有するように形成したものである。図２に示した送電コイル１０ａは、広い範囲に磁束を広けることができ、長距離の電力伝送や、平板渦巻き状に巻かれた受電コイルの平面と送電コイルＬｐと平坦面２２と平行になっていない場合でも電力を伝送可能である。
したがって、図３４に示したように、箔状導体を平坦面２２と角度を持つように巻くことにより、必要とする性能を実現できる。平坦面２２と角度をつける箔状導体は、１ターンではなく、図３６に示すように、一部でもよい。その他、図３４の断面図に限らず、種々の実施形態が存在する。ただし、図３８のように、箔状導体３０間に誘電率の高い絶縁体３０ａが存在するような巻き方は好ましくない。
（コイルの他の構成の説明：実施形態６）
図３９は、この発明のさらに他の実施形態における送電装置のコイル１０ｆを示す図である。
図３９において、コイル１０ｆを形成する箔状導体の一部５５の幅Ｈが、箔状導体の他の部分５６の幅Ｈより広くなっている。特許文献２では、箔状導体を巻回して形成されたコイルの直流抵抗を低減する作用効果を意図し、１ターンの抵抗値を同一とするために外周部の導箔幅Ｈを太くしているが、導箔の幅が太いほど、該導箔が生成する磁束が幅Ｈに垂直な方向に広がる作用効果があるため、外周部を太くすることにより、コイル面上での磁束を均一にし、かつ、電力伝送距離を長くすることができる。
また、図３９において、箔状導体の一部５５の箔状導体の厚さｔよりも、他部分５６の箔状導体の厚さｔを厚くして、直流抵抗を減らすことができる。
図４０は、この発明のさらに他の実施形態における送電装置のコイル１０ｇを示す図である。図４０において、箔導体コイル１０ｇは、板状部材６０上に、帯状の比較的長さの短い箔状導体６１，６１…を複数平行に配置し、最も内周側の箔状導体６１の一端に導線６２の一端を接続し、導線６２の他端を隣接する箔状導体６１の他端に接続し、平行に配置されている箔状導体６１に導線６２を順次接続して渦巻き状に巻回したものである。箔状導体６１の断面形状などの条件は図２の説明と同じである。
導線６２は、導線を複数本まとめ絶縁被覆を施した導線（ビニール線）か、絶縁被覆が施された導線を複数本撚った撚り導線（リッツ線）が用いられており、周波数の上昇によるコイルの実効抵抗の増加を抑えることができる。また、導線６２として、前記ビニール線やリッツ線を撚った導線を用いることにより、磁束を打ち消し、コイル面上の磁束密度を均一にできる。さらに、図３３で説明した両矢線のように、箔状導体に対して直角方向と上方に磁束が形成されるので、図４に示した平板渦巻き状の受電コイル２０ａの磁束補足面Ｓｍと、図２に示したコイル１０ａの相対位置が特定の場合に電力伝送が可能とできる。
図４１は、この発明のさらに他の実施形態における送電装置のコイル１０ｈを示す図である。この実施形態は、複数の箔状導体６３を逆コ字状に形成し、複数の導線６４をコ字状に形成し、これらの箔状導体６３と導線６４とを組合せることで渦巻き状の箔導体コイル１０ｈを構成したものである。
図４２は、この発明のさらに他の実施形態における送電装置のコイル１０ｉを示す図である。この実施形態は、図２に示した箔導体コイル１０ａの外周側を箔状導体６５で構成し、箔状導体６５の内周部に導線６６の一端を接続し、内周部分を導線６６で構成し、渦巻き状の箔導体コイル１０ｉを構成したものである。
図４０、図４１および図４２の実施形態においても、図３９の実施形態と同様の効果を奏することができる。
（コイルの他の構成の説明：実施形態７）
図４３は、この発明のさらに他の実施形態における送電装置のコイル１０ｊを示す図である。この実施形態のコイル１０ｊは、図２に示した箔導体コイル１０ａの内周側の箔状導体３０に対応する箔状導体６６を２本に分割し、外周部を分割しない箔状導体６７で形成したものである。上述のとおり、箔状導体の幅Ｈが広いほど、箔状導体を流れる電流により形成される磁束は幅Ｈに対して垂直方向に広がる。コイルの直流抵抗を低くしたいが、磁束の上方への広がりを抑えたい箇所には、２本以上の箔状導体を平行して配置し、角や１ターンごとに、まとめて半田６８等で接続する。これらは、前記した図３９のコイルを形成する箔状導体の一部の幅を変える実施形態と同じ作用効果を持つ。
（コイルの他の構成の説明：実施形態８）
前記した図３９〜図４３の実施形態は、磁束の広がる方向や、コイル面上での磁束の強度や方向を変化させる作用効果があるので、送電コイルを形成する導体の一部としていずれか１つの実施形態を用いてもよく、複数の実施形態を併用することもできる。
（コイルの他の構成の説明：実施形態９）
図４４は、この発明のさらに他の実施形態における送電装置のコイル１０ｋを示す図である。この実施形態は、図２に示した箔導体コイル１０ａの箔状導体３０間を部分的に密および疎にしたものである。すなわち、図２に示した箔導体コイル１０ａと同様にして、絶縁部材２上に箔状導体３０ｃ，３０ｄが渦巻き状に形成されるが、図４４においては、水平部分の箔状導体３０ｃ間の間隔を広くして疎巻き部分７１とし、垂直部分の箔状導体３０ｄ間の間隔を狭くして蜜巻き部分７２として構成される。
すなわち、コイル１０ｋから電力を受ける受電コイルは、長さの異なる短辺と長辺とを有している。受電コイルの面積が、送電コイルの面積の略１／４以下である場合で、受電コイル短辺に対して直角方向に巻回された短辺と交差する箔状導体の本数と、長辺と直角方向に巻回された長編と交差する箔状導体の本数の値が近接するように、送電コイルを構成する箔状導体が巻回される。
このようにして構成された箔導体コイル１０ｋは送電コイルＬｐとして用いられ、この箔導体コイル１０ｋに対して、図４４の疎巻き部分７１に１点鎖線で示す受電用コイル７３が対向して配置されるか、あるいは蜜巻き部分７２に１点鎖線で示す受電用コイル７４が対向して配置される。受電用コイル７３は、短辺の最小外形がＭ１、長辺の最小外形がＭ２の寸法を有する長方形状に形成されている。この実施形態の場合、受電用コイル７３に比べて受電用コイル７４の方が受電コイルの巻回面断面積、または磁束補足面に入る送電コイルの箔状導体の本数が多くなるので、得られる受電電力が、送電コイル面上のどの位置でもほぼ均一に近くなるという特徴がある。
図４５は、図４４に示した実施形態における送電用コイルと受電用コイルとの対応関係を示す図である。図４４に示した送電用コイル１０ｋは正方形に形成されているが、図４５に示すように送電用コイル７５を長方形状に形成した場合、その面積をＳ１とし、長方形の短辺をｂ１とする。これに対して、受電用コイル７６は長方形状であり、送電用コイル７５よりも小さな面積Ｓ２を有しており、その長方形の短辺をｂ２としたとき、ｂ１がｂ２よりも大きく選ばれている。受電用コイル７６が、送電用コイル７５の箔状導体が最も多い部分に対向するように配置される。
すなわち、より具体的には、図４４に示すように、受電用コイル７３は送電用コイル１０ｋの疎巻き部分７１に対向しており、受電用コイル７４は蜜巻き部分７２に対向しており、それぞれ箔状導体３０ｂの多い部分に対向するように配置されている。
このような巻回法とすると、送電コイル１０ｋの中心部に箔導体が巻回されていない空白部が生じる。そのため、受電コイル７３が送電コイル１０ｋの中心部に配置されているときには受電コイル７３の磁束補足面内に配される送電コイル１０ｋの箔導体の本数は少なくなる。しかし、送電コイル１ｋの中心部は磁束密度が高く、受電コイルは相互誘導作用により十分な起電力を出力できる。受電コイル７３が送電コイル１０ｋの中心部から外周部に移動すると、受電コイル７３の磁束補足面Ｓｍ内に位置する送電コイル１０ｋの箔導体の本数が多くなる。このことにより、受電コイルの起電力を確保できる。
このように、受電用コイル７３，７４が円形や正多角形以外の形状の場合、送電用コイル１０ｋの箔状導体３０ｂのうち、受電用コイル７３，７４に対向する複数の部分が生成する磁束は、それぞれ同じである。したがって、受電用コイル７３，７４に対向する送電用コイル１０ｋにおける箔状導体３０ｂの面積あたりの本数を多くすることで、送電用コイル１０ｋ全面で、受電用コイル７３，７４に必要な電力を送ることができる。
なお、受電コイル７３、受電コイル７４を含む受電装置は、箔導体コイル１０ｋを含む送電装置に対応する受電装置の実施形態となる。
より具体的には、例えば、筐体に受電用コイル７３を装備してコードレスマウスとし、箔導体コイル１０ｋをマウスパッドに装備することにより、電池を必要としないコードレスマウスが実現できる。このコードレスマウスは、箔導体コイル１０ｋのどの位置に置かれても、受電用コイル７３の面積内に含まれる箔導体コイル１０ｋを形成する箔導体の本数が多くなるので、コードレスマウスが動作するのに必要とする起電力を箔導体コイル１０ｋのどの位置においても確保できる。
通常、マウスは、縦長の形状となっている。よって、マウスに内蔵される受電コイルの形状も縦長となる。現在、市販されているマウスパッドに内蔵された送電コイルからマウスに内蔵された受電コイルに電力を伝送するコードレスマウスは、送電コイルが導線で構成されており、マウスパッドの端面に巻回されている。したがって、マウスパッドの形状も縦長にならざるを得ない。本方式を採用することにより、マウスパッドの横の寸法を縦の寸法よりも長くできる。
なお、現状市販されている上記方式のマウスパッドは、金属製机上では使用できない。本発明の箔導体コイルは、金属製机上でも使用できる。その詳細については後述する。
送電用コイル１０ｋと受電用コイル７３，７４が同一寸法または、面積が近い箔状導体同士の場合には、高効率、大電力の伝送は不可能ではないが、困難なことが実験上確認されている。しかし、大面積の送電コイルに、約１／５以下の面積の箔状導体で構成されたコイルが近接し、結合係数が増加すると、送電側が影響を受ける。
（コイルの他の構成の説明：実施形態１０）
図４６は、この発明の一実施形態における送電装置のコイルに金属枠を近接させた例を示す図である。金属枠８０の一部の上面に、送電用コイル７５を配置したものである。図４６（Ａ）は、コイル１０ａを金属枠８０の面上面に配置した例を示し、図４６（Ｂ）はコイル１０ａを金属枠８０内でコイル１０ａと金属枠８０とが平行になるように配置した例を示す。図４６（Ａ）に示すような構成とすることにより、図３に示した平板渦巻き状の受電コイル２０ａの磁束補足面Ｓｍが、金属枠８０の平坦面と平行である場合は、コイル１０ａ上のみならず、少なくとも金属枠８０の内側であれば、金属枠８０の平坦面の上方２０ｃｍ程度にまで電力が伝送可能である。
さらに、図４６（Ｂ）に示すように、受電コイル２０ａの磁束補足面Ｓｍが、金属枠８０の平坦面と同一平面上にある場合は、コイル１０ａから１ｍ以上離れたところまで電力伝送が可能となる。このように、金属枠８０は、コイル１０ａの面積以上に電力伝送距離を延ばす作用を持つ。具体的には、Ｂ４サイズのコイル１０ａを使い、金属枠８０の寸法を６０ｃｍ×２ｍとする。この場合、金属枠８０の平坦面と同一平面上では、金属枠内なら送電コイルから２ｍ離れた受電コイルに電力を伝送できる。
あるいは、金属枠を図４６（Ｂ）に示すような構成とすることにより、コイル１０ａの平坦面と直角の面にまで受電コイル２０ａの磁束補足面に電力を伝送できる。
金属枠８０の材質としては、強磁性金属、例えば鉄を使うのが好ましい。また、金属枠８０の形状は、平板状、角パイプ状、Ｌアングル状などのものが使える。例えば、現在の自動改札機に使用されている通過センサーを装備している枠を、上記金属枠８０として使用できる。この自動改札機内で、ＩＣカードに内蔵されたコイルに、５０ｍＷ程度の電力を伝送できる。起電力を確保するため、受電コイルの巻回数を増やす必要は有るが、直径が３０μｍ程度の導線を、５０ターン程度巻回すれば、体積的にも問題はない。
このようにして、１０Ｗ程度の送電電力で、５０ｍＷ程度の受電電力の電力伝送を、伝送距離を１ｍ以上にまで延ばすことができる。５０ｍＷ程度の電力は、現状使用されているＩＣカード等を動作させるのに十分な電力である。このように、本実施形態は、従来の技術では実現が不可能であった、極めて優れた効果を奏する。
（箔導体コイルのインダクタンスを確保するコイル構成）
図４７は、インダクタンスを確保するコイル１０ｍの構造を示す図である。図４７において、遮蔽板としての磁性材板９１は、コイル９０に対向する一方面側に、少なくとも１枚装備される。このようにコイル９０の一方面側に磁性材板９１を少なくとも１枚装備することにより、コイ９０のインダクタンスが確保できる。このようなコイル１０ｍの構成は、特許文献２のような、箔導体コイルの両面に磁性材板を装備した場合とは異なり、インダクタンスは２０％程度しか増加しない。しかし、箔導体コイルの実効直列抵抗は殆ど増加しない。箔幅Ｈを広くし、間隙ｗを広くした箔導体コイルに、図４７のように磁性材板を装備することにより、インダクタンスを確保することができる。これにより、低い周波数にてコイルのＱを確保でき、コイルを使用可能な周波数範囲が広がる。
上述したように、コイル１０ｍにおいて、コイル９０には、空芯状態での送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗａ（Ω）、空芯状態での送電コイルに対向する受電コイルを短絡したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｓａ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する送電コイルを使用する。例えば、コイル９０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１０ａからコイル１０ｋを使用する。
さらに、磁性材板９１を装備したコイル１０ｍを送電コイルとしたときに、１００ｋＨｚにて、コイル１０ｍが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足しているのが好ましい。
コイル１０ｍが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１０ｍを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数で電力を伝送する。
コイル１０ｍが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１０ｍは、図１に示した交流電源３ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。
電力伝送装置１００の送電部３に含まれる交流電源３ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数に設定される。
電力伝送装置１００の送電部３が、コイル１０ｍを含む場合、コイル１０ｍを含む送電部３は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。
（インダクタンスを確保するコイルの他の構成について）
図４８は、コイル９０と磁性材板９１との間に、絶縁板９２を設けたコイル１０ｎを示す図である。図４８において、絶縁板９２は、周波数が高くなったときのコイル１０ｎの実効直列抵抗Ｒｗa（Ω）の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル１０ｎのＱの低下を防止できる。
図４９は、コイル９０の一方面側に２層の磁性材板９１１と磁性材板９１２を設けたコイル１０ｐを示す図である。図４９において、コイル１０ｐは磁性材板９１１と磁性材板９１２とを設けたことによって、コイル１０ｍの構成に比べ、コイル９０のインダクタンスを高め、コイルのＱを高くすることができる。
図５０は、図４９に示すコイル１０ｐを構成する２枚の磁性材板９１１，９１２の間に、空気を含む厚みがＩ（ｍｍ）の絶縁板９２を設けたコイル１０ｑを示す図である。図５０において、絶縁板９２は、周波数が高くなったときのコイル１０ｑの実効直列抵抗Ｒｗａ（Ω）の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル１０ｑのＱの低下を防止できる。このような構成は、コイルの厚さが増すが、送電コイルに使うのに適している。特に、送電コイルは、電気エネルギーを磁気エネルギーに変換しており、インダクタンスを確保するには、送電コイルにて対応するのが好ましい。絶縁板９２の厚さＩ（ｍｍ）は、磁性材板９１１または９１２の厚さの半分以上であるのが好ましい。絶縁板９２の作用効果については、前述した通りである。
（金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイルの構成について）
図５１は、コイル９０に金属体が近接したときに、コイル９０の特性変動を防止するコイル１０ｒの構造を示す図である。図５１において、金属板９５は厚みＭ（ｍｍ）を有し、コイル９０の一方面側に絶縁板９２を、所定距離Ｇ（ｍｍ）を介してコイル９０に対向して装備される。金属板９５の寸法は、コイル９０の寸法と同等以上で、コイル９０の全面に対向するように配置される。コイル９０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１０ａからコイル１０ｋが使用される。所定距離Ｇ（ｍｍ）は、絶縁板９２の厚みと同じであり、所定距離Ｇは１０ｍｍあるいはコイル外径Ｄの１０％以上に選ばれている。コイル９０の特性変動が少ないので所定距離Ｇ（ｍｍ）は長いほど好ましい。送電コイルに、図５１のように金属板９５を装備することにより、コイル９０に他の金属体が近接したときに、特性変動を防止可能なコイルが実現できる。
（金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイルの構成について）
図５２は、金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｓの構成を示す図である。図５２では、図５１において、絶縁板９２のコイル９０に対向する面の反対側に配置される金属板９５との間に設けられる所定距離Ｇ（ｍｍ）の間隔に代わって、磁性材板９１が設けられる。コイル９０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１０ａからコイル１０ｋが使用される。金属板９５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。金属板９５は、磁性材板９１と同等の寸法である。
図５３は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｔの構成を示す図である。図５３においては、絶縁板９２が、コイル９０に対向する面に設けられ、絶縁板９２のコイル９０の対向する反対側面に磁性材板９１と金属板９５とが設けられる。絶縁板９２の作用効果については、前述した通りである。金属板９５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。
図５４は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｕの構成を示す図である。図５４においては、絶縁板９２が、磁性材板９１と金属板９５との間に設けられる。絶縁板９２の作用効果については、前述した通りである。金属板９５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。
図５５は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｖの構成を示す図である。図５５においては、コイル９０の一方面側に、磁性材板９１１、磁性材板９１２が設けられる。２枚の磁性材板９１１，９１２を設けることにより、コイル９０のインダクタンスを高め、コイル９０のＱを高くできる。また、２枚の磁性材板９１１，９１２を設けることにより、磁性材板９１２側に設ける金属板９５の種類や厚さによるコイル特性の変動を軽減できる。そのため、金属板９５は、前述してきたコイル１０ｒからコイル１０うとは異なり、その磁気的性質や厚さは任意のものが選べる。金属板９５に、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．０１ｍｍ以上のものを使用すれば、より好ましい。コイル９０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１０ａからコイル１０ｋが使用される。
図５６は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｗの構成を示す図である。図５６においては、コイル９０の一方側に磁性材板９１１が設けられる。絶縁板９２が、磁性材板９１１と磁性材板９１２との間に設けられ、磁性材板９１２側に金属板９５が設けられる。絶縁板９２の作用効果については、前述した通りである。金属板９５は、磁性材板９１１，９１２と同等の寸法である。絶縁板９２の厚さＩ（ｍｍ）は、コイル１０ｑと同様に選ばれる。
図５７は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｘの構成を示す図である。図５７においては、絶縁板９２が、磁性材板９１２と金属板９５との間に設けられる。絶縁板９２の作用効果については、前述した通りである。金属板９５は、磁性材板９１２と同等の寸法である。
図５８は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響を防止し、インダクタンスを増加させるコイル１０ｙの構成を示す図である。図５８においては、絶縁板９２が、コイル９０の一方面側に設けられる。絶縁板９２に磁性材板９１１，９１２、金属板９５に設けられる。絶縁板９２の作用効果については、前述した通りである。金属板９５は、磁性材板９１１，９１２と同等の寸法である。
３枚以上の磁性材板を使用した場合も、絶縁材を装備する場所は、図５６に示すように複数の磁性材板９１１，９１２の間、コイル９０と磁性材板９１の間、磁性材板９１と金属板９５の間など、種々の実施形態がある。絶縁板９２の作用効果は、前述した通りである。
上述したように、コイル１０ｍからコイル１０ｙにおいて、コイル９０には、空芯状態での送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗａ（Ω）、空芯状態での送電コイルに対向する受電コイルを短絡したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｓａ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する送電コイルを使用する。例えば、コイル９０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１０ａからコイル１０ｋを使用する。
さらに、磁性材板９１または９１１，９１２と金属板９５のいずれかを装備したコイル１０ｍからコイル１０ｙを送電コイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１０ｍからコイル１０ｙが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足しているのが好ましい。
コイル１０ｍからコイル１０ｙが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｍからコイル１ｙを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数で電力を伝送する。
コイル１０ｍからコイル１０ｙが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１０ｍからコイル１０ｙは、図１に示した交流電源３ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。
電力伝送装置１００の送電部３に含まれる交流電源３ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数に設定される。
さらに、コイル１０ｍからコイル１０ｙが、電力伝送装置１００の受電コイル２である場合、コイル１０ｍからコイル１０ｙが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下であることを条件とする。
電力伝送装置１００の送電部３が、コイル１０ｍからコイル１０ｙを含む場合、コイル１０ｍからコイル１０ｙを含む送電部３は、本発明の実施形態の電力伝送装置の送電装置になる。
上述してきた金属板９５か、磁性材板９１または９１１，９１２の少なくとも一方を装備したコイルである、コイル１０ｍからコイル１０ｙの詳細な作用効果については、以降に詳述する。
（コイル１０ｍからコイル１０ｙの特性について）
図５９は、図４７に示すコイル１０ｍ、図４８に示すコイル１０ｎとして、それぞれ図２１に示したコイル１０Ｆを使用したときの、各コイルにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数との関係を示す図である。
図６０は、コイル１０ｍ，１０ｎとして、それぞれコイル１０Ｆを使用したときにおける各コイルのＱの周波数との関係を示す図である。
図５９より明らかなように、コイル９０に絶縁板９２と磁性材板９１を装備したコイル１０ｎと、コイル９０に磁性材板９１を装備したコイル１０ｍを比較すれば、例えば、１ＭＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、コイル１０ｎの方が低い。このように、絶縁板９２をコイル９０に装備することにより、高周波数領域でのコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を低くすることができる。この傾向は、コイル９０に磁性材板９１１，絶縁板９２，磁性材板９１２を装備したコイル１０ｑと、コイル９０に磁性材板９１１，９１２を装備したコイル１０ｐとを比較しても同じである。
また、図５９より明らかなように、コイル９０に絶縁板９２と磁性材板９１とを装備したコイル１０ｎは、例えば、１ＭＨｚにおけるコイルのＱが、磁性材板９１のみを装備したコイル１０ｍよりも高い。図５９、図６０から明らかなように、絶縁板９２をコイル９０に装備しても、１００ｋＨｚの周波数では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）やＱの差異は殆ど無い。このように、絶縁板９２をコイル９０に装備することにより、高周波数領域でのコイルのＱを高くすることができる。この絶縁板９２の作用効果は、前述した磁性材板９１または９１１，９１２を装備しているコイル１０ｓからコイル１０ｙにおいても同様である。よって、コイル１０ｓからコイル１０、１０ｗから１０ｙについては、絶縁板９２に関する説明を省略する。
（各種金属板がコイルに対向したときの説明）
図６１は、コイル１０Ｆを使用して各種の金属板を近接対向させたときの、コイル１０Ｆ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。
図６１に表記してあるが、構成（１）のコイルは、コイル１０Ｆ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を表している。構成（２）のコイルは、後述する磁性材板を装備した場合に使用するので空欄としている。構成（３）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ１２μｍのアルミ（Ａｌ）ホイルを近接させた状態である。構成（４）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ０．１ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（５）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ０．５ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（６）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ３ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（７）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ３５μｍの銅箔（Ｃｕ）を近接させた状態である。構成（８）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ０．１ｍｍの銅板を近接させた状態である。構成（９）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ０．５ｍｍの銅板を近接させた状態である。構成（１０）のコイルは、コイル１０Ｆに厚さ０．５ｍｍの鉄板（Ｆｅ）を近接させた状態である。図６１には、構成（１）のコイル１０Ｆ単体の特性と比較するため、構成（３）から構成（１０）のコイルの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）が棒グラフで示してある。
（金属板近接影響を排除したコイルの構成と特性について）
図６２は、コイル１０Ｆに１０ｍｍの間隔を設けて各種の金属板を近接させたときの、コイル１０Ｆａ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆａ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。その他の構成で、コイル１０Ｆａに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１０Ｆａは、図５１に示すコイル１０ｒの一実施形態である。
図６３は、１枚の磁性材板９１を設けたコイル１０Ｆに各種の金属板を近接させたときの、コイル１０Ｆｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆｂ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。構成（２）のコイルは、コイル１０Ｆｂに磁性材板９１を１枚装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル１０Ｆに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１０Ｆｂは、図４７に示すコイル１０ｍの一実施形態である。
図６４は、コイル１０Ｆに２枚の磁性材板９１１，９１２を設けたコイル１０Ｆｃに各種の金属板を近接させたときの、コイル１０Ｆｃ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。構成（２）のコイルは、コイル１０Ｆｃに２枚の磁性材板９１１，９１２を装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル１０Ｆｃに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１０Ｆｃは、図５５に示すコイル１ｖの一実施形態である。
図６１から図６４は、図２０に示すコイル１０Ｆ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を参考にし、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）がコイル１０Ｆの直流抵抗とほぼ等しい１００ｋＨｚを選んで計測してある。
まず、図６１に示す特性図を検討する。コイル１０Ｆ単体の構成では、実効直列抵抗Ｒｗは約１．２Ω、インダクタンスＬｗは約１３μＨであることが、図６１より分かる。１２μｍのアルミホイルを近接対向させた構成（３）のコイル１０Ｆでは、実効直列抵抗Ｒｗが３Ω以上となり、インダクタンスＬｗは約４μＨに減少している。常磁性金属である各種の厚さのアルミニウム板をコイル１０Ｆに対向させた、構成（４）から構成（６）の特性図を見ると、アルミニウムの厚さが０．１ｍｍ以上では、厚さが増加するに従い、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は減少し、インダクタンスＬｗ（μＨ）が増加しているのが分かる。この傾向は、反磁性金属である銅をコイル１０Ｅに対向させた、構成（８）、構成（９）のコイルでも同じである。銅板の厚さが薄いと、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は減少し、インダクタンスＬｗ（μＨ）も低下する。銅板の厚さが０．５ｍｍ程度になると、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は構成（５）の０．５ｍｍのアルミ板と大差ない特性になっている。強磁性金属である０．５ｍｍの鉄板をコイル１０Ｆに近接対向させた場合は、構成（３）のアルミホイルを近接対向させたときと同じく、空芯状態に比べ、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が２．５倍以上となり、インダクタンスＬｗは約５．５μＨに減少している。すなわち、強磁性金属を除き、特許文献４に記載のような金属の磁気的な性質により、コイル特性が変動するのではなく、平面空芯渦巻状に巻回されたコイルに近接対向する金属板の厚さによって、コイル特性が変動する。
図６１に示す構成（３）から構成（１０）の各コイルは、空芯状態と比べ、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が過大となり、インダクタンスＬｗ（μＨ）は過小となる。したがって、図６１に示す構成（３）から構成（１０）の各コイルは、実際には電力伝送装置のコイルとしては使用できない。図６１は、以降に示す図６２から図６５と比較するデータである。なお、図６１において、構成（３）のアルミホイル、構成（７）の銅箔、構成（１０）の鉄板を装備した場合に実効直列抵抗の増加率が大きい。しかし、導線コイルにおいては、図６１に比べ、構成（３）、構成（７）、構成（１０）における実効直列抵抗の増加率は遥かに大きい。箔導体コイルにおいては、構成（３）、構成（７）、構成（１０）における実効直列抵抗の増加率が小さい。これらについては後述する。なお、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が、構成（３）の厚さが１２μｍのアルミホイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率よりも少ないのは、厚さが原因と推察される。
図６２は、図５１に示すコイル１０ｒとして、コイル１０Ｆに１０ｍｍの絶縁物を介して、図６１に示した各種の金属板を対向させた前述のコイル１０Ｆａの特性である。図６１と比較しても明らかなように、図６２では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率も少ない。コイル１０Ｆａの特性は、１０ｍｍの絶縁物を介することにより、大きく改善されているのが分かる。特にインダクタンスＬｗの値は、空芯状態の約１３．７μＨに比べ、約１０μＨにまでしか低下していない。Ｌｗ（μＨ）の値は、各構成ともにほぼ同一となっており、電力伝送装置に使用可能である。しかし、構成（３）の１２μｍ厚のアルミホイルや、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔、構成（１０）の強磁性体である０．５ｍｍの鉄板がコイル１０Ｆに対向したときには、コイル１０Ｆの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が大きく、Ｒｗ（Ω）による電力損失が発生するので、このような構成は、電力伝送装置に使用するのに適していない。
すなわち、図６２を参照すると、コイルと金属間に一定の所定距離Ｇ（ｍｍ）を設ける手段を装備し、金属板として、３５μｍ以上の、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金を使用することにより、空芯コイルに近接する金属体の影響を排除できる。なお、図６２に示す構成（１）および構成（２）以外の構成において、金属板のコイル対向面と反対側に、鉄などの強磁性金属を含む各種金属を近接させたが、インダクタンスＬｗ（μＨ）の変化も、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は構成（３）では若干変化するが、それ以外の構成では、全く観測されていない。また、電力伝送性能に変化も無い。
特許文献４の段落番号００２２には、磁界型空中線（コイル）よりも寸法が小さい金属板を使用してもよいと記載されている。しかし、導線を平面渦巻き状に巻回して構成されるコイルの金属体近接影響を排除するには、前述した所定距離Ｇ（ｍｍ）を設け、強磁性体以外であって、厚さが０．１ｍｍ以上であるコイルの寸法と同等の寸法の金属または合金の板材を装備しなければならない。
なお、特許文献４の段落番号００２２には金属板を分割する旨の記載がある。本願発明者が、コイル１０Ｆａを使用した構成（８）のコイルにて、０．１ｍｍの銅箔を分割して１００ｋＨｚにて特性を計測したところ、Ｌｗ＝１３．１μＨ、Ｒｗ＝１，３１．Ωであった。この構成は、銅板を分割しないときの、Ｌｗ＝１２．５μＨ、Ｒｗ＝１．３３Ωに比べると特性はよい。これは、前述したが、金属体の体積に比例して増加する渦電流損が減少するためと推察される。そのことは、特許文献４の段落番号００２２にも記載されている。しかし、前記の０．１ｍｍの銅箔を分割して装備した構成では、銅板のコイルの反対面に０．５ｍｍ厚の鉄板を近接させると、Ｌｗが１２．３μＨに減少し、Ｒｗが１．３８Ωに増加した。銅板を分割しないと、銅板を分割した場合に比べ、インダクタンスＬｗ（μＨ）の値は小さいが、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の値が小さく、銅板のコイルの反対面に０．５ｍｍ厚の鉄板を近接させても、Ｌｗ（μＨ）、Ｒｗ（Ω）共に全く変化はなかった。したがって、特許文献４の段落番号００２２に記載されている金属板を分割するような実施形態、金属板の寸法をコイルの寸法よりも小さくする実施形態では、特許文献４の段落番号００２２に記載されているコイルに金属体が近接したときのコイル特性の変動を排除するという作用効果は期待できない。
以上のように、図５１に示すコイル１０ｒの実施形態では、コイルと金属板の間に、コイルと金属板の距離を一定とする手段を備えることにより、金属板の裏面に他の金属体が近接しても、コイル１０ｒのインダクタンスＬｗ、実効直列抵抗Ｒｗの変動を排除できる。図５１に示すコイル１０ｒは、コイルの裏面に一定間隔で金属板を設置できる送電部に適している。送電部がスチール製机上に置かれたときに、コイル１０ｒのインダクタンスＬｗ、実効直列抵抗Ｒｗの変動を排除し、所定の電力伝送性能を維持できる。所定距離Ｇは、コイル１０Ｆにおいては、１０ｍｍで良好な結果が得られている。しかし、所定距離Ｇ（ｍｍ）は、コイルの外径Ｄにより異なってくる。箔導体コイルは導線コイルと異なり、金属板の近接影響を受けにくい。コイル１０Ｆの外径Ｄは１００ｍｍなので、余裕を見て、例えば、Ｇ≧Ｄ／５０＝２ｍｍ、として所定距離Ｇ（ｍｍ）を決める。箔導体コイルは、導線コイルに比べ、金属板の近接による特性変動が少ない。箔導体コイルにおいては、箔幅Ｈ、箔厚ｔなどにより、所定距離Ｇを求めるのが好ましい。
前述した市販のコードレスマウスは、導線コイルを使用している。前述したように、導線コイルは、金属体の影響を受けやすい。箔導体コイルを用い、マウスパッドを。図５１〜図５７に示すようなコイル１０ｒからコイル１０ｘのような構成とすることにより、金属製机上でも、非金属製机上でも、電力伝送性能に変化が無い電力伝送用のマウスパッドを実現できる。なお、箔導体の巻回法は、図４４に示したものを採用する。これにより、マウスパッド上のどの位置にマウスが置かれていても、マウスが動作するのに必要な電力を送電でき、金属製机上でも、非金属製机上でも使用可能なマウスパッドを実現できる。
次に、図５２に示すコイル１０ｓの実施形態の特性図である図６３について考察する。図６３の構成（２）は、コイル１０Ｆに０．３ｍｍ厚の磁性材板を取り付けたコイル１０Ｅｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を示している。コイル１０Ｆｂ単体では、空芯状態のコイル１０Ｆ単体に比べ、インダクタンスＬｗ（μＨ）が増加しており、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は殆ど変化していない。コイル１０Ｆｂのコイルの反対面に図６１、図６２と同等の金属板を装備した構成（３）から構成（１０）の各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）が図示されている。構成（３）から構成（１０）において、インダクタンスＬｗの値はほぼ同一となっている。しかし、図６３を見れば明らかなように、図６２と同等にして、１２μｍの厚さのアルミホイルを装備した構成（３）、３５μｍの厚さの銅箔を装備した構成（７）、０．５ｍｍの厚さの鉄板を装備した構成（１０）のコイルは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が高くなっている。
さらに、本発明のその他の実施形態である図５４に示す構成のコイル１０ｕの各構成の特性を、図６４を参照して検討してみる。図５４に示す構成のコイル１０ｕには、２枚の磁性材板９１１，９１２が装備されている。２枚の磁性材板９１１，９１２は、絶縁層を設けて重ねるのが好ましい。図６４を参照すると、コイル１０ＦＦに磁性材板２枚を装備したコイル１０Ｆｃ単体の特性は、構成（２）で示され、インダクタンスＬｗは、約２０μＨと、空芯状態の約１３μＨに比べ、約１．６倍になっている。図６３と比較すると、構成（３）から構成（１０）の全てにおいて、インダクタンスＬｗは１８μＨを越えている。さらに、構成（３）から構成（１０）の全てにおいて、インダクタンスＬｗ（μＨ）の値は、ほぼ同一である。そして、図６３と比較すると、構成（３）の１２μｍ厚のアルミホイルや、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔、構成（１０）の強磁性体である０．５ｍｍの鉄板がコイル１０Ｆｃに対向しても、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の変化が殆ど無いという特徴が見られる。すなわち、磁性材板を２枚重ねて装備することにより、コイルは、磁性材板のコイル対向面の反対側に装備する金属の磁気的性質や厚さの影響を受けなくなる。図５４に示す構成のコイル１ｕのような構成とすることにより、アルミ箔のような薄い金属で、前述した金属体の近接影響を排除できる。
なお、磁性材板としては、厚さが０．０１ｍｍから１．５ｍｍ、構成としては、磁性材粉をバインダーで固めたもの、アモルファス系、フェライト系等、種々のものを試験した。金属板の違いによる特性は、前述した図５７から図５９と同一であった。また、コイル１ｍ、コイル１ｖの構成で、インダクタンスの増加が大きいものは、実効直列抵抗の増加も大きかった。１００ｋＨｚにおいて、いずれの磁性材板でも、インダクタンスの増加率と実効直列抵抗の増加率は、ほぼ同等であった。後述するように、これらの実測結果は、この構成規定が、一般性を持つことを示している。
前述した受電用コイル７３を装備してコードレスマウスとし、箔導体コイル１０ｋをマウスパッドとする実施形態において、箔導体コイル１０ｋを図５１から図５８のような構成とすることにより、マウスパッドが絶縁性の机上、金属製の机上のいずれに設置されても、電力伝送性能が変化することなく、コードレスマウスに必用な電力を送れる。
（電力伝送用コイルの構成規定が一般性を持つことについての説明）
前述したように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、性能のよいコイルを実現できない。しかし、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、同じ作用効果を呈する。すなわち、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、コイル裏面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を抑える効果がある。その例を以下に示す。
図６５は、図２０に示したコイル１０Ｆを、図５１に示すコイル１０ｒと同等の構成において、図６２と同じく、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。図６５においては、コイル１０Ｆと金属板間の間隔は５ｍｍに設定して計測してある。
図６６は、図２１に示したコイル１０Ｅを、図５１に示すコイル１０ｒと同等の構成において、図６５と同じく、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。図６６においては、コイル１０Ｅと金属板間の間隔は１０ｍｍに設定して計測してある。
図６２、図６５、図６６を比較すると、図５１に示す構成のコイル１０ｒにおいて、金属板９５として、アルミホイルを用いて構成した例（３）、銅箔を用いて構成して例（７）、鉄板を用いて構成した例（１０）のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、他の構成のコイルよりも増加しているのが分かる。
この傾向は、コイル１０Ｅ、コイル１０Ｆ共に、図５２に示すコイル１０ｓの構成、図５４に示すコイル１０ｕの構成においても同様である。すなわち、コイルと金属板の間に所定距離Ｇ（ｍｍ）のみを設けた場合、コイル９０と金属板９５との間に磁性材板を１枚設けた場合では、金属板９５としてアルミホイルを用いて構成した例（３）、銅箔を用いて構成した例（７）、鉄板を用いて構成した例（１０）のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、他の構成のコイルよりも増加する。コイル９０と金属板９５の間に磁性板を２枚以上設けた場合は、金属板９５の種類や厚さにより、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が図６３のように殆ど無い。
図５１に示す構成のコイル１０ｒの作用効果は、特許文献４に記載のように、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときに、コイル特性の変動を防ぐものである。図５２に示す構成のコイル１０ｓ、図５５に示す構成のコイル１０ｖの作用効果も、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐものである。図５２に示す構成のコイル１０ｓ、図５５に示す構成のコイル１０ｖの他の作用効果として、インダクタンスを確保がある。インダクタンスを確保するためには、図５５に示すコイル１０ｖの構成が好ましい。前述したように、コイル１０ｖは、金属板の材質や厚さの影響を殆ど受けない。したがって、図４９に示すコイル１０ｐであっても、金属体の近接影響を排除可能である。
図６２から図６４においては、金属板と磁性材板、および絶縁板から構成されるコイル１０ｔ、コイル１０ｕ、コイル１０ｖ、コイル１０ｗ、コイル１０ｘ、コイル１０ｙのデータは省略してある。これは、図６２から図６４に示すのと同様に、金属板９５の作用効果が同一だからである。このような構成のコイルは、図５９、図６０に示すように、高周波数領域での実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を抑え、Ｑを高める作用効果がある。実測上も、高周波数領域になると、前述した各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、コイル１０ｓ、コイル１０ｖに比べ、低下し、各コイルのＱが、コイル１０ｓ、コイル１０ｖに比べ、上昇するのが確認されている。
なお、図５１に示すコイル１０ｒの一例であるコイル１０Ｅａは、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が、１０ＭＨｚ以上、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２が、２ＭＨｚ以上であり、磁性材板の影響が無く、金属体近接によるコイル特性の変化防止以外の作用効果は、コイル１Ａからコイル１０Ｅと全く同じなので、対向するコイルの間隔に関する説明を省略する。
なお、言うまでもないが、コイル１０ｍからコイル１０ｙのコイル９０には、空芯状態での送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、空芯状態での送電コイルに対向する受電コイルを短絡したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する送電コイルを使用する。例えば、コイル９０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１０Ａからコイル１０Ｄを使用する。
さらに、磁性材板９１または５１１，９１２を装備したコイル１０ｓからコイル１０ｙを送電コイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１０ｓからコイル１０ｙが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているのが好ましい。
コイル１０ｍからコイル１０ｙが、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１０ｍからコイル１０ｙを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数で電力を伝送する。
コイル１０ｍからコイル１０ｙが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１０ｍからコイル１０ｙは、図１に示した交流電源３ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）で駆動される。
電力伝送装置１００の送電部３に含まれる交流電源３ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数に設定される。
さらに、前述してきた実施形態のコイル１０ｓ、コイル１０ｖを送電コイルとし、同一のコイルを受電コイルとして、送電コイル単体のインダクタンスをＬｗａ（Ｈ）、両コイルを誘導結合させたときに、受電コイルが短絡されているときの、送電コイルのインダクタンスをＬｓａ（Ｈ）、とすると、コイル１０ｓ、コイル１０ｖが、１００ｋＨｚにて、Ｌｗａ＞Ｌｓａ、を満足しており、かつ、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数にて、Ｌｗａ＞Ｌｓａ、を満足しているのが好ましい。
前述してきたコイル１０ｍからコイル１０ｙを送電コイルとし、対向している受電コイルを開放したときの各コイルの実効直列抵抗をＲｎａ（Ω）、Ｒｓａ＞Ｒｎａ≧Ｒｗａ、を満足する最高周波数ｆ２ａ（Ｈｚ）とすると、送電コイルは、ｆ２ａ（Ｈｚ）以下の周波数領域で使用されるのが好ましい。
そして、前述してきたコイル１０ｓ、コイル１０ｖを送電コイルとし、対向している受電コイルを開放したときの一方コイルのインダクタンスをＬｎ、とすると、少なくとも、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を１００ｋＨｚにて満足し、ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数ｆａ（Ｈｚ）にて、コイル１０ｓ、コイル１０ｖが、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を満足しているのが好ましい。
より好ましくは、コイル１０ｍからコイル１０ｙが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）とすると、コイル１０ｍからコイル１０ｙは、ｆ２（Ｈｚ）以下の周波数領域で使用され、ｆ２（Ｈｚ）以下の周波数領域において、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を満足している。
なお、前述した熱条件の規定は、前述した方法と同様の手法にて熱抵抗θｉを求めることにより満足できる。
電力伝送装置１００の送電部３が、コイル１０ｍからコイル１０ｙを含む場合、コイル１０ｍからコイル１０ｙを含む送電部３は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。
（金属板をコイル中心の線に接続する場合の説明）
図６７は、図５１に示すコイル１０ｒから図５８に示すコイル１０ｙにおいて、コイル内周部から取り出す線を、コイルに装備された金属板を使用する図である。
コイル１０ｍからコイル１０ｙの構成のコイル９０では、コイル９０の中心から外へ取り出す導線は、導線の太さ分厚くなる。図６７においては、図５１に示すコイル１０ｒの絶縁板９２の中心に、導線貫通穴を設け、コイル内周部の導線９０１を金属板９５に接続してある。コイル９０の外周部の端部９０２を一方の端子とし、金属板９５の端部９５１を他方の端子とする。導線９０１と金属板９５との接続方法は、半田付け、溶接など種々の手法が使用できる。この構成は、絶縁板のみならず、磁性材板にも適用可能である。
（コイルに結合線を設ける実施例）
図６８は、図４７から図５８に示す各構成のコイルの箔導体の間に、細い箔状導体を巻回し、その巻回線を結合線３０ｄとして取り出した場合のコイルの図である。なお、この例では、図２９に示した円形渦巻き状に箔状導体３０ａを巻回した例について示しているが、図２に示した正方形状に箔状導体３０を巻回したものであってもよい。
図６８に示す、結合線３０ｄは、コイルの作動状態を検知するのに用いることができる。あるいは、信号伝送用に使用することができる。また、反転アンプを使用して正帰還をかけることにより、自励発振を行うことができる。特に本発明における電力伝送装置の送電部は、単純な直列共振回路となっており、自励発振回路とすることにより、自動的に送電コイルが駆動される周波数は最適値に調整される。
結合線３０ｄは、送電コイル１とほぼ密結合状態にある。また巻線比は１：１である。よって、結合線３０ｄには、送電コイル１と同一の振幅、位相の交流電圧が現れる。この結合線３０ｄは後述する本発明のその他の実施形態における送電部と受電部間の信号伝送機能、送電コイルに金属体が近接したときの検知、負荷が接続された受電コイルが近接したときの判別に利用できる。
前述した図６８の実施形態を適用する場合には、内周部の箔導体をまとめて金属板９５に接続し、外周部から取り出す箔導体を電力伝送用と結合線３０ａに分割する。あるいは、結合線３０ａを、共通線と接続せずに取り出し、４端子構成のコイルとしてもよい。この場合、送電コイルと結合線が絶縁されているので、信号検知、自励発振などに用いる場合、回路構成の自由度が増す。
（電力伝送用コイルの実施例）
図４７に示すコイル１０ｍから図５８に示すコイル１０ｙは、前述した電力伝送装置に使用される電力伝送用コイルの実施例でもある。
（電力伝送用コイルの駆動条件）
なお、空芯コイルであっても、磁性材板を装備していても、上述したｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）が高くなるようにして、ｆ１（Ｈｚ）またはｆ２（Ｈｚ）以下で送電コイルを駆動するコイルの駆動条件を規定しないと、性能のよい電力伝送装置は実現できない。
（実施形態１５）
好ましくは、絶縁材料裏面に、箔導体を渦巻状に巻回した受電コイルを備え、送電コイルおよび受電コイルの巻回面の箔導体総面積をＳｃ、送電コイルおよび受電コイルの巻回面の間隙の総面積をＳｉ、とすると、Ｓｉ＞Ｓｃ、を満足し、受電コイルを開放したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、受電コイルを短絡したときの、送電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、Ｒｓ≧Ｒｎ、を満足する最高周波数をｆ３（Ｈｚ）、としたときに、ｆ３以下の周波数領域で使用される。
この構成は、送電コイルと受電コイルが分離不能な変成器としても使用できる。この構成においては、前述してきた磁性体を用いる構成が適用できる。なお、変成器として用いる場合には、箔導体コイルの両面に磁性材板を設ける。前述したように、箔導体コイルと磁性材板の間に絶縁板を設けることにより、実効直列抵抗の増加を低減できるように構成するのが好ましい。
（本発明に用いる金属に関する説明）
この発明の実施形態において、導線を形成する導体の材質は特に限定されないが、本実施形態にて述べている各コイルは、全て導体に銅を用いている。導体として比抵抗が小さい銅を使うのが好ましいが、比抵抗が小さい他の金属、あるいは合金を導体として使うこともできる。
また、金属の磁気的性質には、反磁性、常磁性、強磁性以外にも、反強磁性などがある。しかし、本願において着目しているのは、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を増加させる磁気的性質である。コイルに装備する金属板は、単に永久磁石に吸着する金属または合金以外のものであればよい。
本願発明者は、チタン、真鍮、ステンレスなどの各種金属を使用して実測を行った。０．１ｍｍの厚さのチタン板は、０．１ｍｍ厚のアルミ板と同じ特性変動を示した。０．５ｍｍの厚さの真鍮板は、０．５ｍｍ厚の銅板と同じ特性変動を示した。０．５ｍｍの厚さの永久磁石に吸着するステンレス板は、０．５ｍｍ厚の鉄板よりも特性劣化を起した。このように、永久磁石に吸着するか、吸着しないかで金属板を選べばよい。
（コイルの特性計測に用いた計測器）
なお、上記に説明した各コイルの実効直列抵抗やインダクタンスの測定には、１ＭＨｚまでは、アジレント社のＬＣＲメータ、４２８４Ａ、１〜１０ＭＨｚの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、１〜１０ＭＨｚの計測は、１、２、４、１０ＭＨｚの各点でしか計測できないので、例えば、４ＭＨｚにて、Ｒｓ≧Ｒｗを満足し、１０ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しない場合は、補間により、Ｒｓ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を推定している。
図６９は、本発明における電力伝送装置の実施形態の一例である回路構成を表す図である。電力伝送装置１００ｄは、電力を送電するための送電部３ｄと、この送電部３ｄから送電される電力を受電する受電部４ｄとを含む。
図６９に示した電力伝送装置１００ｄは、送電コイルＬｐと、キャパシタＣｐと、交流電源Ｖと、受電コイルＬｒと、キャパシタＣｍと、負荷をＲＬとを含み、交流電源Ｖと送電コイルＬｐとの間に直列にキャパシタＣｐが接続されている。受電用コイルＬｒは任意の形状で送電コイルＬｐから電力を受電して負荷ＲＬに供給する。キャパシタＣｐは、送電コイルＬｐのリアクタンスを打ち消すために送電コイルＬｐに直列接続されている。交流電源Ｖの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、送電コイルＬｐとキャパシタＣｐで決まるリアクタンスがゼロとなる点、あるいはインピーダンスが極小となる点に近接して設定される。
図６９に示した受電部４ｄは、キャパシタＣｍは受電コイルＬｒに並列接続されている。受電コイルＬｒと、キャパシタＣｍで決まるサセプタンスがゼロとなる周波数、あるいはインピーダンスが極大となる周波数を交流電源Ｖの出力周波数と同一に設定する。これにより、並列共振作用によって、受電コイルＬｒの両端にはキャパシタＣｒを装備しないときよりも大きな電圧が発生するので、負荷が必要とする電圧を受電側で得ることができる。
図６９に示した受電部４ｄは、負荷ＲＬが動作するのに電流よりも電圧が必要となる場合に使うことが可能である。特に、青色ＬＥＤなど、順方向電圧が高く、動作電流が低い負荷を装備した受電側装置に長距離の電力を伝送するのに適用可能である。
図７０は、本発明における電力伝送装置における他の実施形態の一例である回路構成を表す図である。電力伝送装置１００ｅは、電力を送電するための送電部３ｅと、送電部３ｅから送電される電力を受電する受電部４ｅとを含む。
この図７０に示した電力伝送装置１００ｅは、負荷ＲＬが動作するのに電圧よりも電流が必要となる場合に使われる回路構成である。受電コイルＬｒに直列にキャパシタＣｎを接続し、受電コイルＬｒとキャパシタＣｎで決まるリアクタンスがゼロとなる周波数、あるいはインピーダンスが極小となる周波数を交流電源Ｖの出力周波数と同一に設定する。共振作用によって、受電コイルＬｒと、キャパシタＣｎの直列回路の両端のインピーダンスが低下し、キャパシタＣｎを装備しないときよりも大きな電流を負荷ＲＬに流せる。したがって、負荷ＲＬが必要とする電流を受電側で得ることができる。この図７０に示した受電部４ｅは、モーターなど起動時の動作電圧が低くとも、起動電流が必要な負荷を装備した受電側装置に長距離の電力を伝送するのに適用可能である。
図６９、図７０に示した実施形態において、受電側に装備するキャパシタＣｍ，Ｃｎは、この発明で規定する送電側用のキャパシタＣｐに用いられるものを使用する必要はなく、負荷ＲＬが開放状態、短絡状態にならない限りにおいて、一般に用いられるキャパシタでよい。これは、図６９の実施形態において、負荷ＲＬが開放状態となると、キャパシタＣｍの両端に高電圧が発生し、キャパシタＣｍの動作可能電圧を越えることがあり、図７０において負荷ＲＬが短絡状態となると、キャパシタＣｎの両端に高電圧が発生し、キャパシタＣｎの動作可能電圧を越えることがあるからである。
図７１は、図６９または図７０の受電側の回路構成を示す図である。なお、交流電源Ｖにより、キャパシタＣｐが直列接続された送電コイルＬｐがドライブされるため、図６９の受電側回路は、図７１に示すように、ＯＮ時間が数ｎＳ程度のダイオードＤ２１〜Ｄ２４を４個ブリッジとする整流回路を装備するのが好ましい。図６９、図７０に示す実施形態のように、送電コイルＬｐと受電コイルＬｒが近接しており、かつ、図５に示した筒状コイル２０ｂの磁束補足面Ｓｎと、平坦面２２が平行で、結合係数が高い場合にも、受電側回路は、ＯＮ時間が数ｎＳオーダーのダイオードＤ２１〜Ｄ２４を４個ブリッジとする整流回路を装備し、平滑用のキャパシタＣｄを設けるのが好ましい。Ｄｚは過大電圧によるキャパシタＣｄ、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４、負荷ＲＬなどの破損を防止するための、電圧制限用ツェナーダイオードである。
なお、前述した図２に示した実施形態の一例であるコイル１０ａは、高電圧が必用な負荷用の受電コイルに使用でき、図２９に示したコイル１０ｂは、電流が必用な負荷用の受電コイルに使用できる。ただし、負荷の条件により、適切な構成の受電コイルを選ぶことが必要である。
（電力伝送装置の実施形態）
図６９を参照し、上記に述べてきた、交流電源、箔状導体を用いた送電コイル、キャパシタを装備した送電部３ｄ、３ｅから、受電部４ｄ，４ｅに数十ｃｍ以上の伝送距離で、電力を伝送できる電力伝送装置が実現できる。
図７２は、図１に示す送電制御回路３ａに含まれる交流電源３ｂの一例を示す図である。図７２において、交流電源３ｂは、制御回路３ｃと、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを含む。制御回路３ｃには、直流電源１２から直流電圧Ｖｄ（Ｖ）が供給されており、制御回路３ｃは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ゲートに制御信号を交互に与える。スイッチング素子Ｑ１のドレインには直流電圧Ｖｄ（Ｖ）が供給されており、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインは、キャパシタＣ１の一方の電極に共通接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースはＧＮＤ（接地）に接続されている。
制御回路３ｃは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互に導通させて、キャパシタＣ１を介して送電コイル１に非正弦波である方形波を供給する。この方形波は、Ｖｄ（Ｖ）とＧＮＤとの間でレベルが変化する、デューティ５０％、振幅Ｖｄ（Ｖ）の波形である。キャパシタＣ１と送電コイル１は、図１に図示していない受電部を含め、図１２５の等価回路のようなＬＣ直列共振回路を構成しているので、方形波信号に基づいて共振する。そして、振幅がＶＬ（Ｖ）の正弦波交流が送電コイル１から図１に示した受電コイル２に伝送されて負荷ＲＬに供給される。後述するが、振幅ＶＬ（Ｖ）は振幅Ｖｄ（Ｖ）よりも数倍から数十倍に昇圧される。
（ＬＣ直列共振回路の説明）
図７３は、ＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路図である。図７３において、交流電源３ｂの交流電力出力端とＧＮＤとの間には、基準コイルＬｓと、計測用キャパシタＣｘと、抵抗Ｒ２とが接続される。計測用キャパシタＣｘの両端には、オシロスコープ８５が接続され、キャパシタＣｘの両端電圧が計測される。Ｒ２は０．１Ω程度の抵抗で、Ｒ２の両端電圧を計測することにより、ＬＣ直列共振回路に流れる交流電流を計測する、交流電源３ｂは、評価しようとするキャパシタＣｘのリアクタンスＸｃと、基準コイルＬｓ単体のリアクタンスＸｉが等しくなるように、出力周波数が設定される。
図７４は、図７３のＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路を構成する各素子の純抵抗成分（実効直列抵抗）を含む等価回路図である。図７４において、Ｒｃ（Ω）はキャパシタＣの実効直列抵抗、Ｒｉは送電コイル１の実効直列抵抗、Ｒｍ（Ω）は、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉと、キャパシタＣの実効直列抵抗Ｒｃとの加算値（Ｒｉ＋Ｒｃ）（Ω）であり、出力インピーダンスＺｓ（Ω）は交流電源３ｂの出力インピーダンスを示す。
（キャパシタの説明）
まず、本願発明者は、図１の回路にて、キャパシタ以外の構成要素である交流電源３ｂと、送電コイル１、受電コイル２、負荷ＲＬに全て同一のものを使い、周波数を同一として電力伝送試験を行ってみた。その結果、静電容量が同一のキャパシタを用いても、キャパシタの誘電体や構成が異なることによって、電力伝送性能が異なるのを見出した。また、同一の誘電体により構成されたキャパシタであっても、キャパシタの構成によって、電力伝送性能が異なるのを見出した。さらに、送電コイル１を変え、キャパシタの誘電体と構成が全く同一であっても、静電容量によって電力伝送性能が異なるのを見出した。
そこで、本願発明者は、０．０１μＦの１７種のキャパシタＣ１ａ〜Ｃ１ｓを用意し、まずＬＣＲメータにて、キャパシタの特性を計測した。Ｃ１ａ，Ｃ１ｂはポリスチレン（ＰＳ）、Ｃ１ｃ，Ｃ１ｇはポリプロピレン（ＰＰ）、Ｃ１ｄはポリカーボネート（ＰＣ）、Ｃ１ｅ，Ｃ１ｆはポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）、Ｃ１ｊ，Ｃ１ｑはポリエチレン（ＰＥ），Ｃ１ｈ，Ｃ１ｍ，Ｃ１ｒ，Ｃ１ｓはセラミック（ＣＥ）、Ｃ１ｉ，Ｃ１ｋ、Ｃ１ｎ，Ｃ１ｐはポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）、をそれぞれ誘電体としている。
これらのキャパシタの特性を、１００ｋＨｚにおいて実効直列抵抗Ｒｃの低い順に並べ替えたものが表２になる。なお、表２に示す各キャパシタは、各５個程度を実測し、平均値を求め、平均値に近いキャパシタの特性値を記載したものである。ただし、特性が計測不能なキャパシタ、計測値に再現性が無いキャパシタ、電力伝送性能が著しく悪いキャパシタなど、基礎データとならないキャパシタは、表２から除外してある。また、前述した発熱のために使用できないポリスチレンキャパシタ、電力伝送性能の著しく悪いポリプロピレンキャパシタなども表２から除外してある。
Figure 2009136048
表２で、Ｃはキャパシタの静電容量を表し、単位はμＦである。Ｒｃは各周波数におけるキャパシタの実効直列抵抗を表し、Ｘｃは各周波数におけるキャパシタのリアクタンスを表し、単位はΩである。Ｑは各周波数におけるキャパシタのＱを表し、無単位である。ｔａｎδは各周波数におけるキャパシタの誘電正接を表し、無単位である。
なお、表２には記載していないが、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）を誘電体とするキャパシタについても、電力伝送性能を計測してある。ポリエチレンナフタレートキャパシタの電力伝送性能については、後述する。
これらのキャパシタの周波数特性については、使用可能な周波数領域を、実例を挙げて後述する。表２を基礎データとし、キャパシタの特性につき考察する。最初に、ＪＩＳに規定されている本発明の実施形態に関連するキャパシタの特性を表３に記載しておく。
Figure 2009136048
（キャパシタの特性計測の原理）
まず、キャパシタの特性を計測する原理について説明しておく。図７５は、キャパシタの静電容量を計測する計測回路の原理回路図の一例で、ＬＣＲメータにおける静電容量の計測方法の一例を示す原理図である。
図７５の回路構成のＬＣＲメータは、交流定電流源８６と交流電圧計８７とを含む。図７５においてＲｚはプローブなどをキャパシタＣの端子に電気的に接触させたときの接触抵抗である。交流定電流源８６から交流定電流Ｉ（Ａ）をキャパシタＣに流し、キャパシタＣの両端電圧Ｖ（Ｖ）を交流電圧計８７で計測することにより、キャパシタＣの静電容量を計測する。キャパシタＣの両端電圧Ｖ（Ｖ）を正確に計測できるよう、いわゆる４端子計測法という手法が使われている。これは、微小電流や微小電圧を計測するときに、図７５に示す接触抵抗Ｒｚ（Ω）などの影響を排除するためである。
なお、図示していないが、図７５に示すＬＣＲメータは、交流定電流源８６の位相と交流電圧計８７にて計測した電圧位相との位相差θを検知する手段を備えている。よって、図７５に示すＬＣＲメータは、複素インピーダンスを計測できる。
キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、インピーダンスＺ（Ω）であるので、
Ｘｃ（Ω）＝Ｚ（Ω）＝Ｖ（Ｖ）／Ｉ（Ａ）、として求められる。キャパシタＣの静電容量Ｃ（Ｆ）を計測する角周波数をωとすると、Ｃ（Ｆ）＝Ｘｃ（Ω）／ω、として静電容量Ｃ（Ｆ）が求められる。実際には、Ｚは複素インピーダンスであり、電流Ｉ（Ａ）の位相は電圧Ｖ（Ｖ）の位相よりもθ（０度≦θ≦９０度）進んでいる。したがって、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、Ｘｃ（Ω）＝Ｚ・ｓｉｎθ（Ω）、として求められる。また、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、Ｒｃ（Ω）＝Ｚ・ｃｏｓθ（Ω）、として求められる。よって、Ｃ（Ｆ）＝Ｘｃ（Ω）／ω＝Ｚ（Ω）・ｓｉｎθ／ωとなる。上式より明らかなように、キャパシタのＱは、Ｑ＝Ｘｃ（Ω）／Ｒｃ（Ω）、であるので、Ｑ＝（Ｚ・ｓｉｎθ／Ｚ・ｃｏｓθ）＝ｔａｎθ、となる。Ｑは、電圧Ｖと電流Ｉの数値には関係なく、電流Ｉと電圧Ｖの位相差、θだけの関数となっている。位相差θは、θ＝ｔａｎ−１（Ｑ）、として求められる。
（静電容量の時間変化の説明）
図７６は、図７５に示したＬＣＲメータにて、電力伝送性能が悪いポリエチレンテレフタレートキャパシタＣ１ｎ、セラミックキャパシタＣ１ｒの静電容量を計測したときの、計測開始時間から５分間の静電容量の変動を示すグラフである。
本願発明者が図７５に示したＬＣＲメータにて、電力伝送性能が悪いキャパシタの静電容量を計測したところ、静電容量の表示が安定せず、一定表示となるまでに数分の時間を要した。図７２，図７３のＬＣ直列回路においても、キャパシタには交流電流Ｉｃ（Ａ）が流れている。したがって、Ｉｃが流れた瞬間からキャパシタの静電容量が安定するまでに相当の時間がかかる。これは、図７２，図７３の回路において、リアクタンスがゼロとなる周波数が時間と共に変動することを示している。すなわち、図７２，図７３の回路に表２に示したポリエチレンテレフタレートキャパシタＣ１ｎ、セラミックキャパシタＣ１ｒを使うと、電流Ｉｃ（Ａ）が変動したときに安定して動作させることができない。これは、実際に図７２，図７３の回路で確認するまでもなく、数桁の分解能がある一般のＬＣＲメータで静電容量を計測し、静電容量値が安定するまでの時間を見れば簡単に分かることである。
実測結果から見ると、５秒程度以下で安定しないキャパシタは電力伝送性能が悪い。すなわち、計測開始から５秒後以降の計測数値が±０．１％以上変動しない必要がある。あるいは、５分間の計測時間で静電容量の変動率が、１％以下、計測開始から１分間の計測時間で静電容量の変動率が０．２％以下である必要がある。
図７５の回路構成のＬＣＲメータにおいては、前述したように、いわゆる４端子計測法という手法が使われている。このような微小電流や微小電圧を用いて静電容量を計測しても、静電容量を安定して計測できない。したがって、図７３のように、計測した静電容量が安定していないキャパシタは、図６９，図７０の回路においても静電容量が安定せず、電力伝送性能が悪く、かつ電力伝送性能が変動する。
強誘電体、例えば一部のセラミックキャパシタの温度特性は非常に悪く、７０℃程度になると、静電容量が半分程度になる場合もあることが一般に知られている。このような、静電容量が温度により大きく変動する特性を持つキャパシタも、当然のことながら、本発明には使用できない。ただし、セラミックを誘電体とするキャパシタであっても、静電容量の温度特性がよいものもある。目安として、２５℃のときの静電容量を基準とし、０℃から８５℃の間で、静電容量の温度変化が、±５％以下であるのが、最低限満足しないとならない条件となる。
（昇圧比の説明）
次に、図７４に示した直列共振回路を構成する基本回路の動作を説明する。図７４において、ωＬ（Ω）＝（１／ωＣ）（Ω）、となる周波数ωで、回路に流れる電流Ｉ（Ａ）は最大値Ｉｒ（Ａ）となる。これは、図１２５で、キャパシタＣ１と残留インダクタンスＬｅが共に短絡された状態である。
以降、共振周波数、または共振点と表記する場合、ωＬ（Ω）＝（１／ωＣ）（Ω）、となる周波数を指すものとする。すなわち、直列共振回路において、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）とキャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）が、Ｘｉ（Ω）＝Ｘｃ（Ω）、となる周波数ｆｒである。本願発明者は、交流電源３ｂと、送電コイル１に同一のものを使い、キャパシタを種々用意して、最大値Ｉｒ（Ａ）を計測した。図７４において、送電コイル１は、平面空芯状に構成されたものが使用されている。２００ｋＨｚにおける交流電源３ｂの出力インピーダンスＺｓは、０．２Ωである。交流電源３ｂの開放出力電圧Ｖｏ（Ｖ）は実効値、１Ｖ（２Ｖｐ−ｐ）に固定してある。交流電源３ｂの出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、交流電源３ｂの開放出力電圧のピーク値をＶｏ（Ｖ）、交流電源３ｂの出力に２Ωの無誘導抵抗を接続したときの交流電源３ｂの出力電圧のピーク値をＶｔ（Ｖ）とし、Ｚｓ（Ω）＝２（Ω）×（Ｖｏ−Ｖｔ）（Ｖ）／Ｖｏ（Ｖ）、として求めてある。
同じく、２００ｋＨｚにおける送電コイル１単体の実効直列抵抗Ｒｉは１．３５Ω、インダクタンスは約６０μＨ、リアクタンスＸｉは８０Ωである。したがって、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ（Ω）とすると、回路に流れる電流Ｉ（Ａ）の最大値Ｉｒ（Ａ）は、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ（Ω）＋Ｒｗ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、となる。そして、送電コイル１の両端電圧Ｖｉ（Ｖ）は、Ｖｉ（Ｖ）＝Ｘｉ（Ω）×Ｉｒ（Ａ）、となる。すなわち、交流電源３ｂの出力インピーダンスＺｓ（Ω）が十分に低く、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が、Ｒｃ（Ω）＜＜Ｒｉ（Ω）、を満足しているならば、送電コイル１単体のＱをＱｉとすると、送電コイル１の両端には、
Ｖｉ（Ｖ）＝Ｖｏ（Ｖ）×Ｑｉ、の電圧が発生する。このＱｉを昇圧比Ｈと呼ぶ。実際には、キャパシタのＱ、Ｑｃを勘案し、直列共振回路のＱ、Ｑｒは、
１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、なる関係にある。Ｑｃ＞＞Ｑｉ、が成立しない場合、昇圧比Ｈは、Ｈ＝Ｑｒ、となる。上述したが、ωＬ１（Ω）＝１／ωＣ１（Ω）、となる周波数では、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）とキャパシタＣのリアクタンスＸｃ（Ω）が等しくなる。よって、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、Ｖｉ（Ｖ）と等しくなる。本願発明者は、表２に示す、公称値０．０１μＦの各種キャパシタを使い、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）、および前述した昇圧比Ｈ、Ｈ＝Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｏ（Ｖ）、をオシロスコープ８５にて計測してみた。
図７７は、表２に示した２００ｋＨｚにおける各キャパシタの実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、昇圧比Ｈと駆動回路電流Ｉｄ（ｍＡ）をＹ軸としたグラフである。図７７に示す特性上の黒点は各キャパシタにおける昇圧比の実測値Ｈ，駆動回路電流ＩＤを示している。図７７において、Ｈｔは、Ｑｒより計算した昇圧比の理論値である。なお、黒点は各キャパシタの計測値であり、中間点は、グラフにより補間している。
図７８は、図７７の回路に直列に抵抗Ｒ３を付加した回路図である。図７８に示すＲ３の作用については後述する。交流電源３ｂの出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、０．２Ωと極めて低い。しかし、本実施形態においては、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）、が２Ω以下であり、Ｚｓを無視できない。そこで、Ｚｓを考慮しなくて済むよう、ＬＣ直列回路に接続される交流電源の出力電圧をＶｔ（Ｖ）とする。Ｖｔ（Ｖ）は前記Ｖｏ（Ｖ）よりも小さくなるが、Ｖｔ（Ｖ）を計測すれば、ＬＣ直列回路に流れる電流を、Ｚｓ（Ω）に関係なく計算することができる。以下、Ｖｔ（Ｖ）とＶｏ（Ｖ）を、実施形態によって使い分けることにする。
図７７より、キャパシタにより昇圧比Ｈが異なることが分かる。直列共振点では、リアクタンス成分がゼロとなり、純抵抗成分である実効直列抵抗Ｒｍ（Ω）のみとなる。それによって、コイルの両端に発生する電圧Ｖｉ（Ｖ）は、
Ｖｉ（Ｖ）＝Ｉｒ（Ａ）×Ｘｉ（Ω）、となる。
キャパシタの両端に発生する電圧Ｖｃ（Ｖ）は、
Ｖｃ（Ｖ）＝Ｉｒ（Ａ）×Ｘｃ（Ω）、となる。
直列共振点では、Ｘｉ（Ω）＝Ｘｃ（Ω）であるので、Ｖｉ（Ｖ）＝Ｖｃ（Ｖ）、である。Ｖｉ（Ｖ）とＶｃ（Ｖ）は、共に位相が１８０度ずれており、かつ、振幅が等しいので、図７８のＡ点とＢ点間の電圧は、理論上ゼロとなる。すなわち、Ａ点とＢ点間は短絡と同じ状態になる。実際には、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）とコイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）が存在するので、Ａ点とＢ点間には正弦波の残留電圧が発生する。
電流Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ（Ω）＋Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、に、
Ｚｓ＝０．２Ω、Ｒｉ＝１．３５Ω、を代入すると、
Ｚｓ＋Ｒｉ＋Ｒｃ＝Ｒｃ＋１．５５Ω、となり、Ｒｃ≒０Ω、なら、共振周波数における回路電流Ｉｒ（Ａ）は、理論上、Ｉｒ＝１Ｖ／１．５５Ω＝６６６ｍＡ、となる。
図７３の回路において、Ｒ２を０．１Ωの交流電流計測用抵抗とし、表２の実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が０．０１ΩのポリスチレンキャパシタＣ１ａを使い、図７３に示すように、オシロスコープ８５で、Ｒ２の両端電圧の極大値を計測すると８３ｍＶであった。よって、図７３の回路には、尖頭値、８３ｍＶ／０．１Ω＝８３０ｍＡ、の電流が流れていることになる。すなわち、８３０／√２＝５８６ｍＡの実効電流が流れていることになり、ほぼ理論通りの結果が得られた。理論値６６６ｍＡと、実測値５８６ｍＡの差異は、交流電流計測用抵抗Ｒ２が回路に直列に付加されたからと推察される。
図７４の回路中の実効直列抵抗Ｒｍ（Ω）は、Ｒｍ＝Ｒｉ＋Ｒｃ＝１．５５Ωである。共振点にて、実効直列抵抗Ｒｍが消費する電力Ｐｒは、
Ｐｒ＝０．５８６（Ａ）２×１．５５（Ω）＝０．５２Ｗ、になる。直流電源１２の出力電圧は２Ｖ、出力電流は０．２６Ａで、出力電力は、２Ｖ×０．２６Ａ＝０．５２Ｗ、となり、ほぼ理論と合致する結果が得られている。
しかしながら、表２の一部のキャパシタは、６０ｐ
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ(Ω)＋Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、の関係、および、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｍ（Ω））、の関係、を満足していない。また、昇圧比Ｈについても、直列共振回路のＱをＱｒとしたときに、１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、の関係から求められる昇圧比Ｈの理論値を満足していない。すなわち、Ｈ≠Ｑｒ、となっている。
実例を示すと、例えば表３のセラミックキャパシタＣ１ｒは、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｃが１．５７Ωとなっている。したがって、Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃは、
Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃ＝０．２＋１．３５＋１．５７＝３．１２Ω、となる。
図７４において、理論上の共振点における回路電流Ｉｔは、実効値で、
Ｉｔ＝１Ｖ／３．１２Ω＝３２０ｍＡとなる。
よって、図７４の理論上の消費電力Ｐｔ、Ｐｔ＝Ｉ２Ｒ（Ｗ）、は、
Ｐｔ＝Ｉ２Ｒ＝０．３２Ａ×０．３２Ａ×３．１２Ω＝０．３２Ｗ、となる。
一方、図６９の駆動回路の実測電流は、６３ｍＡであり、図７４の回路に投入される電力は、
２Ｖ×０．０６３Ａ＝０．１２６Ｗ、となる。すなわち、理論上は、０．３２Ｗを消費するべき図７０の回路が、実測上は、０．１２６Ｗしか消費していない。
また、この電力から図７２の回路電流Ｉを逆算すると、
Ｉ＝√（Ｐ／Ｒ）＝√（０．１２６Ｗ／３．１２Ω）＝２００ｍＡとなる。
理論値Ｉｔは３２０ｍＡであるが、実測値Ｉは、２００ｍＡとなっている。
理論値から計算したキャパシタの両端電圧Ｖｃは、実効値で、
Ｖｃ＝７５．４Ω×０．３２Ａ＝２３．１７Ｖ、となる。
理論上の昇圧比Ｈｔは、Ｈｔ＝２３．１７／１＝２３．１７となるが、実測した昇圧比Ｈは１０．８程度しかない。昇圧比Ｈｔ、Ｈを、キャパシタ電圧を示すものとする。
以上の結果をまとめると、理論値と実測値の比は、
電流では、２００ｍＡ／３２０ｍＡ＝０．６２５
電圧では、１０．８／２３．１７＝０．４６６
電力では、１２６ｍＷ／３２０ｍＷ＝０．３９４
となる。いずれも理論値よりも小さい値となっている。しかし、後述するが、理論値よりも大きくなる場合もある。これは、キャパシタの静電容量が、０．０１μＦではなく、表２より、最大で、±１０％程度の偏差があり、共振周波数が２００ｋＨｚよりずれているからと推察される。図７０の直列共振回路を利用し、このようにしてキャパシタの性能を判断することができる。
図７７には、理論上の昇圧比Ｈｔ＝Ｑｒがプロットされている。なお、図７７で、セラミックキャパシタＣ１ｈは、実効直列抵抗Ｒｃから計算した理論値とずれている。これは、セラミックキャパシタＣ１ｒを参照し前述した理論値と合致しないキャパシタで、以下の規定を満足していない。これについては後述する。
以上の実験結果より、理論上の昇圧比Ｈｔと、実測した昇圧比Ｈの比、Ｈ／Ｈｔが、
Ｈ／Ｈｔ＞０．９、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。
図７７を参照すると、Ｈ／Ｈｔ＞１、となるキャパシタも存在する。前述したように、それらのキャパシタの静電容量が０．０１μＦよりも小さく、共振周波数が高くなる。コイルは同一であるため、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）が大きくなる。その結果、キャパシタのリアクタンスＸｉ（Ω）も大きくなる。共振点での駆動回路電流ＩＤｒ（Ａ）は、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）と、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）のみで決まる。よって、駆動回路電流ＩＤｒ（Ａ）は同一なので、キャパシタの両端電圧、
Ｖｃ（Ｖ）＝Ｘｃ（Ω）×ＩＤｒ（Ａ）、が大きくなるからと推察される。
ここで、Ｉｔ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、とすると、上記の実験結果から、理論上の回路電流Ｉｔと実測した回路電流Ｉｒの比、Ｉｒ／Ｉｔが、
Ｉｒ（Ａ）／Ｉｔ（Ａ）＞０．９、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。これは、直列共振点において、交流電源３ｂの出力電圧をＶｔ（Ｖ）、キャパシタの両端電圧をＶｃ（Ｖ）、とすると、Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）＞０．９、の条件を満足するのと等価である。前述したが、Ｈ＝Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）である。よって、Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）＞０．９、の条件は、実測した昇圧比をＨとし、ＬＣ直列回路のＱをＱｒとすると、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、と等価である。共振周波数の差異によっては、Ｈ＞Ｈｔ、となることがある。しかし、通常はＨｔ＞Ｈ、であるので、特にＨの上限を規定する必要はない。図７７の実測結果からは、Ｈ＞Ｈｔ、となる場合、Ｈは、Ｈｔの１．２倍程度であった。なお、昇圧比Ｈのシンボルを定義した関係上、Ｈｔを定義しているが、Ｈｔ＝Ｑｒである。これは、前述した理論の通りである。
そして、理論上の回路電力Ｐｔと実測した回路電力Ｐの比、Ｐ／Ｐｔが、
０．８＜Ｐ／Ｐｔ、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。
上述した、Ｈ／Ｈｔ、Ｉ／Ｉｔ、Ｐ／Ｐｔ、と電力伝送性能の相関については、実例を挙げて後述する。次に、１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、を計算してみる。
表２より、セラミックキャパシタＣ１ｒの２００ｋＨｚにおける、Ｘｃ＝７２．４Ω、共振点では、Ｘｃ（Ω）＝Ｘｉ（Ω）、であるから、
Ｑｉ＝Ｘｉ／Ｒｉ＝７２．４Ω／１．３５Ω＝５３．６２、
Ｑｃ＝Ｘｃ／Ｒｃ＝７２．４Ω／１．５７Ω＝４６．１１
１／Ｑｉ＋１／Ｑｃ＝１／５３．６２＋１／４６．１１＝０．０４
Ｑｒ＝１／０．０４１＝２４．８、となり、
上記に求めた理論上の昇圧比Ｈｔ＝２３．１７との若干の差異が出るが、上記に求めた理論上の昇圧比Ｈｔは、交流電源の出力インピーダンスＺｓを加味しており、出力インピーダンスＺｓを除外して計算すると、Ｒｉ＋Ｒｃ＝１．３５Ω＋１．５７Ω＝２．９２Ω、Ｉｒ＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））＝１Ｖ／２．９２Ω＝０．３４２Ａ、
Ｖｃ＝７２．４Ω×０．３４２Ａ＝２４．８Ｖ、となり、Ｈｔ＝Ｑｒ、となる。上述したように、実際の昇圧比Ｈは、１０．８であり、キャパシタＣ１ｒは、理論上の相関、
１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、の関係を満足していない。
上記に述べてきたように、キャパシタ自体に交流電流が流れるような、図１、図７２の回路構成に使われるキャパシタの特性については、従来、理論値と実験値の差異などが全く検討されておらず、先行文献も存在していない。
図７７と計算より、昇圧比Ｈが理論値と合致するキャパシタもあれば、キャパシタによっては、昇圧比Ｈが理論値Ｈｔと異なることが分かった。そこで、本願発明者は、図７３において、キャパシタの両端電圧を、再度オシロスコープ８５にて計測してみた。
(キャパシタの性能評価方法、性能評価装置の実施例の説明)
図７９は、図７３の共振点における、表３のポリプロピレンキャパシタＣ１ｃ両端の交流電圧波形である。図８０は、表２に示すセラミックキャパシタＣ１ｒ両端の交流電圧波形である。図８１は、図７８の回路において、Ｒ３を３０Ω程度としたときのセラミックキャパシタＣ１ｒ両端の交流電圧波形である。
図７９，図８０は、図７３におけるＲ２を取り除き、図７３のＧＮＤを基準として各キャパシタの両端電圧を計測したものである。なお、オシロスコープ８５のＧＮＤは、図７３のように、交流電源３ｂのＧＮＤと接続しなければならない。これは、後述するＧＮＤに対する正のピーク値Ｖｐ、負のピーク値Ｖｎを計測し、ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎ、を求めたときに、Ｖｐ／Ｖｎ＞１、となるようにするためである。逆接続すると、Ｖｐ／Ｖｎ＜１、となり、数値規定から外れてしまう。また、オシロスコープ８５のＧＮＤは、低インピーダンス点に接続しないと、観測波形が不安定になるからでもある。
図７９と図８０を比較すれば分かるように、図７９では、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの両端電圧波形がゼロ点（図７３のＧＮＤ）に対し、正負ともにほぼ対称である。一方、図８１では、セラミックキャパシタＣ１ｒの両端電圧波形が、ゼロ点に対しプラス方向にシフトしており、正負非対称の波形になっている。すなわち、セラミックキャパシタＣ１ｒの両端電圧波形には、正の直流成分が含まれている。このような現象は、前述した図７８の回路において、３０Ω程度の無誘導抵抗Ｒ３を直列に挿入するとさらに顕著となる。この、ゼロ点に対し大きくプラス方向にシフトしている波形が、図８１である。ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの両端電圧を、図８１と同一の条件で計測した場合、正方向へのシフトは、非常に少ないのが、実験上確認されている。
図８２は、表２に示す各キャパシタの、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、正弦波からのシフト比ＳをＹ軸としたグラフである。図８２を見ると、黒点に示す各キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと、正弦波からのシフト比Ｓとに相関は見られない。
図８３は、表２に示す各キャパシタの、ゼロ点からのシフト比をＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。図８４は、表２に示す各キャパシタの、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。図８５は、表２に示す各キャパシタの、誘電正接ｔａｎδをＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。
図８３から図８５において、電力伝送性能は、２次側電力Ｐ２（Ｗ）と、伝送効率ηで示される。２次側電力Ｐ２は、受電側の交流電圧を一定とし、送電コイル１、受電コイル２、両コイルの相対位置、負荷抵抗値を同一とし、２次側に伝送可能な最大電力Ｐ２（Ｗ）を示す。伝送効率ηは、送電側に投入される直流電力Ｐｄ（Ｗ）と負荷抵抗の両端をオシロスコープ８５によりモニターし、負荷抵抗の両端のｐ−ｐ電圧Ｖｐ（Ｖ）から求めた交流電圧の実効値Ｖｅ（Ｖ）、Ｖｅ＝Ｖｐ／２√２（Ｖ）、より計算した負荷電力Ｐｓ（Ｗ）の比η、η＝ＰｓＷ／ＰｄＷ、である。また、２次側電力Ｐ２は３．２５Ｗ以上、電力伝送効率ηは８０％以上を基準とし、この基準を満足するＸ軸の条件を規定している。以下の説明で、電力伝送性能は、２次側電力Ｐ２と、伝送効率ηとを意味するものとする。
上記の基準は、電力伝送装置の電力損失が、図７４のＺｓ、Ｒｃ、Ｒｉに起因して発生し、４Ｗ前後の電力伝送では、１Ｗの電力損失が実用化の上限だからである。この条件から計算すると、電力伝送効率は７５％となる。また、コイルの大きさは異なるが、誘導加熱器（電磁調理器）の電気エネルギーを熱エネルギーに変換する効率は８５％程度である。したがって、７５％と８５％の中間値として、８０％の伝送効率を規定している。２次側に伝送可能な最大電力は、約４．１Ｗである。よって、伝送効率が８０％より、４．１×０．８≒３．２５Ｗ、として２次側の電力下限を規定している。
ゼロ電位とプラス電位の方形波としたような、交流電源３ｂの出力の電圧の時間平均値がゼロではなく、直流成分が含まれている場合、図７３、図７８の回路において、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）はゼロ電位に対し、プラス側にシフトした正弦波となる。さらに、図７８の回路において、Ｒ３を、Ｘｃ＝８０Ωよりも大きい値、例えば、１００Ω程度とすると、直列共振回路のＱが低下し、波形が三角波に近づくとともに、キャパシタの両端電圧波形の極小値がゼロ電位よりも高くなる。
実際には、図７３において、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、および交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）をゼロにすることは困難である。よって、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）、またはコイル１のリアクタンスＸｉ（Ω）と、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）を計測しておき、キャパシタ両端の波形を観測する。
キャパシタに印加される電圧Ｖｃ（Ｖ）に比べ、キャパシタに流れる電流Ｉｃ（Ａ）は９０度進んでいる。Ｖｃ（Ｖ）とＩｃ（Ａ）の瞬時値を掛けて、一周期積分すればＶｃとＩｃの積はゼロとなる。すなわち、リアクタンス性素子であるキャパシタは、交流電力を消費しない。キャパシタに印加される電流に、図８１のような直流電圧Ｖｊが重畳されているとする。この場合において、ＶｃとＩｃの瞬時値を掛けて、一周期積分してみる。
Ｖｃ＝Ｖｊ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ（Ｖ）、Ｉｃ＝ｃｏｓφ（Ａ）、として、
Ｖｃ×Ｉｃ＝（Ｖｊ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ）×ｃｏｓφ（Ｗ）
＝Ｖｊ・ｃｏｓφ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ・ｃｏｓφ（Ｗ）
＝Ｖｊ・ｃｏｓφ＋Ｖｍ・（１／２）ｓｉｎ２φ（Ｗ）
となり、φを独立変数として、Ｖｊ・ｃｏｓφ、と、Ｖｍ・ｓｉｎ２φ、を０から２πまで定積分すれば、いずれもゼロになるのは、数学上自明である。すなわち、キャパシタに印加される交流電圧に直流成分が重畳されていても、キャパシタは電力を消費しない。これが、キャパシタが直流電流を遮断し、交流電流のみを通過させる作用である。
したがって、図７８において、直流電流が流れる抵抗Ｒ３の両端電圧および送電コイル１の両端電圧は、ゼロ点（図７０のＧＮＤ）に対しほぼ対称である。一方、キャパシタＣの両端電圧は、図８０，図８１に示すように、ゼロ点に対しシフトしている。
上記の回路理論を前提とすると、キャパシタ両端の交流電圧波形Ｖｃがゼロ点に対してシフト比Ｓは、以下のようにして求められる。まず、直列回路中の全ての実効直列抵抗の和をＲｒ、共振周波数におけるキャパシタのリアクタンスをＸｃｒ（Ω）、位相角をθ（度）、キャパシタの両端電圧のｐ−ｐ値をＶｐ（Ｖ）、ゼロ点よりのシフト値をＶｍ（Ｖ）とすると、前述したように、
ｔａｎ−１（Ｘｃｒ／Ｒｒ）＝θ（度）、
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓθ（Ｖ）、となる。
上式に、前述した２００ｋＨｚにおけるリアクタンス、Ｘｃ＝Ｘｉ＝８０Ω、実効直列抵抗、Ｒｉ＝１．３５Ω、交流電源の出力インピーダンス、Ｚｓ＝０．２Ω、直列回路中の全ての実効直列抵抗の和、Ｒｒ＝１．５５Ωを代入してみると、
ｔａｎ−１（Ｘｃｒ／Ｒｒ）＝ｔａｎ−１（８０／１．５５）＝８８．８９度
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓ８８．８９度＝（Ｖｃｐ／２）・０．０１９３
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×０．００９６８、となる。
したがって、理想的なキャパシタを使用した場合には、キャパシタの正のピーク値の絶対値をＶｐ、負のピーク値の絶対値をＶｎ、とすると、
Ｖｐ＝（Ｖｐ−Ｖｎ）×１．００９６８（Ｖ）
Ｖｎ＝（Ｖｐ−Ｖｎ）×０．９９０３（Ｖ）
が理論上の値となる。ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎは、
Ｖｐ／Ｖｎ＝１．００９６８／０．９９０３＝１．０１９５、となる。
念のため、上記のシフト値をｐ−ｐではなく、実効値で計算してみる。
Ｖｐ＝（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）×１．００９６８（Ｖ）
Ｖｎ＝（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）×０．９９０３（Ｖ）
となり、（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）は定数となる。よって、Ｖｐ（Ｖ）とＶｎ（Ｖ）の比、Ｖｐ／Ｖｎ（無単位）は、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０１９５、と変わらない。
キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が、Ｒｃ＜＜Ｒｒ、を満足する場合は、有効数字と計測誤差を勘案し、前記のＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎ、が、Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０２、を満足していればよい。前述した表２においては、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｆ、など、一部のキャパシタのみが、Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０２、を満足しているにすぎない。
一方、Ｒｃ＞０．１Ω、程度になると、Ｒｃの影響が出てくるので、表３のデータから、Ｒｃの平均値として若干の余裕を見て、Ｒｃ＝１．５Ω、Ｒｒ＝３Ω、として上式にて再計算してみると、
ｔａｎ−１（８０／３）＝８７．８５度
Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓ８７．８５＝Ｖｃｐ・０．０１８７
Ｖｐ＝（Ｖｐ−（Ｖｎ））×１．０１８７（Ｖ）
Ｖｎ＝（Ｖｐ−（Ｖｎ））×０．９８１２（Ｖ）
ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎは、
Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０１８７／０．９８１２＝１．０３８１、となる。
このように、キャパシタの実効抵抗を考慮し、前述した表２において、有効数字と計測誤差を勘案すると、１＜Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０４、となるが、この条件を満足するキャパシタも、Ｃ１ｅ、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂしかない。すなわち、単にキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃのみが原因となって、このようなゼロ電位に対する非対称性が起こっているとは思えない。ゼロ電位に対する波形の非対称性が起こっているのは、Ｒｃ以外の要因によるものと考えざるを得ない。例えば、図１２６に示すＬｃなどが考えられる。したがって、図７３においては、シフト比Ｓが、Ｓ＜１．０６、の条件から、Ｐ２＞３．２５Ｗ，η＞８０％、であるという電力伝送性能の規定を満足しているキャパシタを選ばざるを得ない。
なお、図７３に示したキャパシタＣｘの両端に積分回路Ｇｉを接続すると、積分回路Ｇｉの出力電圧Ｖｇは、Ｖｇ＝Ｖｐ−Ｖｎ、となって、シフト比Ｓに比例する。オシロスコープ８５により、シフト比Ｓを計測するには、計測精度に限界がある。しかし、キャパシタの電圧波形の振幅値Ｖｐ（Ｖ）、Ｖｎ（Ｖ）は、オシロスコープ８５でほぼ正確に計測できる。シフト比Ｓを、Ｓ＝Ｖｇ／Ｖｎ＋１＝（Ｖｐ−Ｖｎ＋Ｖｎ）／Ｖｎ＝Ｖｐ／Ｖｎ、とすると、より正確なシフト比Ｓが求められる。あるいは、キャパシタの両端に正負のピークホールド回路を設けてＶｐ，Ｖｎを求めるようにしてもよい。
また、図７３に示したオシロスコープ８５は、正のピーク値Ｖｐと、負のピーク値Ｖｎとを計測する手段を構成している。すなわち、上述した各計測手段は、本発明の高周波電力回路用キャパシタの評価装置について説明しているものである。
上記の規定にかかわらず、２次側電力は高いほど良く、伝送効率も高いほど良いのは言うまでもない。ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを使用した場合、図７０の送電側電力は、４．５Ｗ、２次側交流電力は、４．１Ｗである。出力インピーダンスＺｓとコイルの実効直列抵抗Ｒｉの和は１．５５Ω、送電側電圧は実効値１Ｖである。よって、出力インピーダンスＺｓとコイルの実効直列抵抗Ｒｉにより、Ｐ＝１Ｖ２／１．５５Ω＝０．６５Ｗ、のジュール損が発生している。すなわち、計算上の伝送効率は１００％以上となっている。０．２５Ｗの余剰が出るのは、２次側の波形が完全な正弦波になっておらず、ｐ−ｐの電圧値を２√２で割っても、正確な実効値にならないからと推察される。すなわち、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを使用した場合、電力伝送系（送受電コイル２間）の伝送効率は、交流電源３ｂの出力インピーダンスＺｓとキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる電力損失を除くと、１００％に極めて近いものと思われる。
図８３から明らかなように、図８０に示すような、ゼロ電位に対し、正負が非対称なキャパシタ、すなわち、Ｖｐ／Ｖｎ、が１よりも大きくなるにつれて、電力伝送性能は悪くなる。一方、Ｖｐ／Ｖｎ、が１に近いキャパシタは、電力伝送性能がよい。
そして、図８３においては、Ｖｐ／Ｖｎ、が１よりも大きくなるのに従い、電力伝送特性のカーブが単調減少しているのが分かる。図８０を参照するならば、ゼロ電位と正電位の方形波で、図７３の回路を駆動したときの、キャパシタの正弦波電圧波形が、ゼロ点からシフト比Ｓが、１．０６以下であることが必要となる。しかし、規定値、１．０６は、前述したように、０．０１μＦのキャパシタを使用し、２００ｋＨｚで計測したものである。この条件では、キャパシタＣ１ｃと基準コイルを使ったときの、Ｖｐ／Ｖｎ、の値は１．０２である。しかし、静電容量が０．４７μＦのキャパシタＣ１ｃと同一のキャパシタと、別の基準コイルを使い、５０ｋＨｚにて計測したところ、Ｖｐ＝２２．８Ｖ、Ｖｎ＝２０．７Ｖ、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．１、となった。
基準コイルと周波数にもよるが、本願発明者が種々の実験を行ったところ、静電容量をＣ（μＦ）、とし、係数γを、γ＝ｌｏｇ（Ｃ／０．００１）、とすると、規定値は、１＋０．０６×γ、として、近似可能なことが分かった。一例を示すと、０．４７μＦでは、γ＝ｌｏｇ（０．４７／０．００１）＝ｌｏｇ（４７０）＝２．６７、となる。規定値は、１＋０．０６×γ＝１＋０．１６２＝１．１６２、となる。
１００ｋＨｚで、０．１μＦのキャパシタＣ１ｉと同じポリエチレンテレフタレートキャパシタを使った場合、Ｖｐ＝１６．５Ｖ、Ｖｎ＝１５．１Ｖ、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０９、である。γは、γ＝ｌｏｇ（０．１／０．００１）＝ｌｏｇ（１００）＝２、となる。よって、規定値は、１＋０．０６×α＝１＋０．１２＝１．１２、となる。静電容量が、０．０１μＦでは、γ＝ｌｏｇ（０．０１／０．００１）＝ｌｏｇ（１０）＝１、となる。したがって、規定値は、１＋０．０６×γ＝１＋０．０６＝１．０６、となる。静電容量が、０．０１μＦ以下のときは、規定値を１．０６とする。
したがって、所定係数をＢとし、キャパシタの静電容量をＣ（μＦ）、としたときに、Ｃ（μＦ）＜０．０１、のときには、Ｂ＝１．０６、となる。Ｃ（μＦ）＞０．０１、のときには、所定係数Ｂは、Ｂ＝１＋０．０６×ｌｏｇ（Ｃ／０．００１）、となる。
また、基準コイルや電力伝送の周波数によっても、前記した、Ｖｐ／Ｖｎ、の値は異なってくる。したがって、キャパシタの静電容量から、前述してきた計算式により、所定係数Ｂを求める。そして、実際に使用する送電コイル１単体を使い、電力伝送に使用する周波数において、キャパシタの両端電圧のＶｐ、Ｖｎを計測する。この条件において、所定計数をＢとしたとき、キャパシタが、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、の条件を満足していればよい。
一方、図８７においては、前述したように、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）の増加に従い、電力伝送特性のカーブが減少した後、実行直列抵抗Ｒｃが１．４Ω付近で上昇して下降するような単調特異点が見られる。図８８においても、キャパシタの誘電正接ｔａｎδの増加に従い、電力伝送特性のカーブが単調減少しておらず、特異点が見られる。しかし、図８４、図８５共に、キャパシタとしての特性と電力伝送性能の相関から、特性規定を行うことは可能である。図８４においては、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃが、１．５５Ω以下であれば、前述の電力伝送性能基準を満足している。上記の、１．５５Ωは、送電コイル１単体の実効直列抵抗Ｒｉ＝１．３５Ω、と、交流電源３ｂの出力インピーダンスＺｓ＝０．２Ωを足したものとなる。
ただし、図８４は、静電容量０．０１μＦ、周波数２００ｋＨｚでのデータである。よって、周波数と静電容量を勘案したリアクタンスが式中にある誘電正接ｔａｎδにより規定するのが好ましい。図８２を参照する限りにおいて、電力伝送性能と誘電正接の関係は、図８３のグラフのように、Ｘ値の増加と共に、電力伝送性能が単調減少しておらず、特異点が見られるが、所定の最低周波数、例えば、１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚなどにおいて、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが２％以下であることは、最低限満足すべき条件となる。しかし、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが２％以下の領域に、２次側電力３．２５Ｗ以上、伝送効率８０％以上という前述した基準値を満足しない特異点が存在する。よって、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが１％または０．５％以下であればより好ましい。
図８６は、電力伝送性能が悪いセラミックキャパシタＣ１ｒと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。
図８７は、電力伝送性能が悪いセラミックキャパシタＣ１ｒと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。
図８８は、電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。
図８９は、電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。
図８７、図８９を参照する限りにおいて、キャパシタの誘電体と静電容量により、誘電正接ｔａｎδの周波数特性が異なるのが分かる。比誘電率の高い誘電体を使ったセラミックキャパシタＣ１ｒは、図８７に示すように低周波数領域では、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδが小さい。しかし、高周波数領域になると、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδは大きくなっている。すなわち、高誘電体を使ったキャパシタでは、静電容量が小さいほど、周波数の上昇に伴う誘電正接ｔａｎδの増加率が小さい。一方、図８９を参照すると、比誘電率の低い誘電体を使ったポリプロピレンキャパシタＣ１ｃは、ほぼ全ての周波数領域で、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδが大きい。図８７、図８９は前述した実測結果と一致している。すなわち、静電容量や電力伝送装置の作動周波数によって、キャパシタの種類を選ぶ必要がある。
図８７を参照すると、比誘電率の高い誘電体で構成されたセラミックキャパシタＣ１ｒでは、２００ｋＨｚにおいて、静電容量が、０．４７μＦのキャパシタのみが、誘電正接ｔａｎδが１％以下である。その一方で、図８９を参照すると、比誘電率の低い誘電体で構成されたポリプロピレンキャパシタＣ１ｃでは、２００ｋＨｚにおいて、０．０１μＦから０．４７μＦの静電容量で、誘電正接ｔａｎδが１％以下になっている。
最初に述べたが、力率を改善するとは、正のリアクタンスを打ち消すことである。そして、ＬＣ直列回路は、方形波、三角波、鋸波などの非正弦波波形を正弦波に戻す作用を持つ。それには、ＬＣ回路のＱが高くないとならず、目安として、キャパシタは少なくとも１０以上のＱが必要となる。表２に示すように、１００ｋＨｚにおいて、Ｑが１０００や１００００を越えるキャパシタならともかく、Ｑが数十のキャパシタは、上述してきたような、特性を満足するようなものを選ぶ必要がある。
前述したキャパシタの実効直列抵抗ＲｃをＸ軸、電力伝送性能をＹ軸とした図８４、キャパシタの誘電正接ｔａｎδをＸ軸、電力伝送性能をＹ軸とした図８５においては、キャパシタＣ１ｈが規定領域内に入っている。一方、図８３のグラフでは、キャパシタＣ１ｈが全て規定領域外となっている。このように、本発明においては、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ、キャパシタの誘電正接ｔａｎδのみでは規定できない電力伝送性能が悪いキャパシタを除外できる。このような規定により、電力伝送性能が良いキャパシタを選んで、電力伝送装置を構成する。その結果、電力伝送性能が良い電力伝送装置が実現できるという、極めて優れた効果を奏する。
また、図８８より、周波数が２０ｋＨｚ程度の低周波数領域になると、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは、数Ω〜数十Ωとなり、実効直列抵抗Ｒｃによる電力損失が増大する。よって、静電容量が０．０１μＦのキャパシタを電力伝送に使用可能な周波数は、２０ｋＨｚ程度を下限とするのが好ましい。ただし、静電容量が０．１μＦ以上のキャパシタになると、１０ｋＨｚでも実効直列抵抗Ｒｃがほぼ電力損失を起さない程度の値まで低下する。しかし、実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）の存在は、電力伝送性能を劣化させる。よって、送電コイル１の実効直列抵抗をＲｉ（Ω）とすると、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が少なくとも、Ｒｉ（Ω）＞Ｒｃ（Ω）、を満足する最低周波数以上で電力伝送を行うのが好ましい。前述した、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、キャパシタを使用可能な最低周波数の規定に関するものである。キャパシタを使用可能な最高周波数については、キャパシタのインピーダンスの周波数特性を示して後述する。
（誘電吸収の説明）
次に、電力伝送性能と相関を持つ要因の１つとして、キャパシタの誘電吸収が考えられる。誘電吸収は、キャパシタの直流特性である。誘電吸収の原因には種々の説があるが、一説として、キャパシタの両端子に長時間、直流電圧Ｖｗ（Ｖ）が印加されている間に、誘電体の分極が起こると考えられている。キャパシタに直流電圧が印加されなくなり、キャパシタの両端子を短絡してキャパシタに蓄積された電荷を放電する。放電後にキャパシタを開放すると、キャパシタの両端に開放電圧Ｖｂ（Ｖ）が発生する。Ｖｗ（Ｖ）とキャパシタのＶｂ（Ｖ）の比を誘電吸収Ｋとし、Ｋ＝Ｖｂ（Ｖ）／Ｖｗ（Ｖ）、とする。Ｋが小さいほど、キャパシタの特性はよい。なお、誘電吸収Ｋは常に１より小さい正の値であり、無単位の数値である。
（コイルの両端にキャパシタを各１個装備した場合の説明）
なお、特許文献４の段落００１８には、共振周波数に必要な２倍の静電容量を持つキャパシタを、コイルの両端に各１個装備することが記載されている。前述したが、その他の特許文献にも同様の記載がある。先の発明で、基準コイルを使い、キャパシタの両端電圧Ｖｐ、Ｖｎを計測したときに、Ｖｐ、Ｖｎがゼロ点からシフト比Ｓにより、キャパシタの性能判断ができることを既述した。本願発明者は、この点に着目し、基準コイルに１個キャパシタを装備した場合と、基準コイルの両端に２個のキャパシタを装備した場合の双方において、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ、および電力伝送性能を計測してみた。
図７３では、スイッチング素子Ｑ２のソース（Ｖｄの−端子）をオシロスコープ８５のＧＮＤに接続し、基準コイルＬｓとキャパシタＣｘの接続点をオシロスコープ８５の信号入力端子に接続した。前述したが、Ｖｐ、Ｖｎを計測するときには、Ｒ２を短絡してある。このように接続することにより、Ｖｐ＞Ｖｎ、となり、Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ＞１、となる。
図９０は、キャパシタをＶＯＵＴＨ側に接続した場合の、キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。図９１は、キャパシタを送電コイル１の両端に各１個接続した場合の、各キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。
図９０および図９１に示した交流電源３ｂの出力は、インピーダンスの低い端子ＶＯＵＴＨおよびＶＯＵＴＬで示している。図９０に示す交流電源３ｂの端子ＶＯＵＴＨおよびＶＯＵＴＬには、キャパシタＣｘと送電コイル１の直列回路が接続されている。オシロスコープ８５のＧＮＤは、交流電源３ｂのＶＯＵＴＨまたはＶＯＵＴＬに接続される。オシロスコープ８５の電圧入力ＩＮは、キャパシタＣｘと送電コイル１との接続点に接続される。
図９１においては、交流電源３ｂの端子ＶＯＵＴＨおよびＶＯＵＴＬには、キャパシタＣｘ１と送電コイル１とキャパシタＣｘ２の直列回路が接続されている。同一のオシロスコープ８５ａ，８５ｂで同時に２個のキャパシタＣｘ１，Ｃｘ２のキャパシタ電圧を計測すると、交流電源３ｂの出力ＯＵＴＨとＯＵＴＬがオシロスコープ８５ａ，８５ｂのＧＮＤを介して短絡されるので、各キャパシタＣｘ１，Ｃｘ２のＶｐ、Ｖｎを個別に計測する必要がある。
キャパシタＣｘの両端電圧を計測するには、オシロスコープ８５ａ，８５ｂのＧＮＤを基準電圧点に接続する必要がある。図７３で、キャパシタＣｘとコイルＬｓを入れ替えて、キャパシタＣｘの一方の端子をスイッチング素子Ｑ１のドレイン（Ｖｄの＋端子）に接続する。基準コイルＬｓの一方の端子は、スイッチング素子Ｑ２のソース（Ｖｄの−端子）に接続する。キャパシタＣｘの他方の端子とコイルＬｓの他方の端子を接続して、ＬＣ直列共振回路を構成する。スイッチング素子Ｑ１のドレイン（Ｖｄの＋端子）をオシロスコープ８５のＧＮＤに接続し、基準コイルＬｓとキャパシタＣｘの接続点をオシロスコープ８５の信号入力端子に接続する。このようにオシロスコープ８５を、図７３で、キャパシタＣｘとコイルＬｓを入れ替えたＬＣ直列共振回路のＣｘの両端電圧を計測すると、Ｖｎ＞ＶＰ、となる。そこで、シフト比をＳ１とし、Ｓ１＝Ｖｎ／Ｖｐ＞１とする。
基準コイルＬｓの両端に２個のキャパシタＣｘ１，Ｃｘ２を装備した場合に、Ｖｐ、Ｖｎを計測するには、オシロスコープ８５の接続法を前述したように変更すればよい。基準コイルＬｓの両端に２個のキャパシタＣｘ１，Ｃｘ２を装備し、オシロスコープ８５の接続法を前述したように変更した場合においては、Ｖｐ＜Ｖｎとなるので、Ｓｎ＝Ｖｎ／Ｖｐ＞１、としてＳｎを定義する。基準コイルの両端に２個のキャパシタを装備した場合であって、図７３と同じオシロスコープ８５の接続法とした場合、Ｓｐ＝Ｖｐ／Ｖｎ、とする。Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ、Ｓ１＝Ｖｎ／Ｖｐは、基準コイルにキャパシタを１個装備した場合のシフト比とする。
本願発明者は、表２に記載のキャパシタを２個並列接続し、静電容量が０．０２μＦの合成キャパシタを２個作成した。この合成キャパシタを直列接続した静電容量が０．０１μＦの合成キャパシタ１個を使用した場合と、静電容量が０．０２μＦの合成キャパシタを基準コイルの両端に接続した場合の、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｓ、Ｓ１、Ｓｐ、Ｓｎを計測した。表２に記載の各キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、静電容量が０．０１μＦの合成キャパシタでは、Ｒｃ（Ω）の半分になる。しかし、静電容量が０．０２μＦの合成キャパシタを２個直列接続した静電容量が０．０１μＦの合成キャパシタでは、Ｒｃ（Ω）は表２に記載のＲｃ（Ω）と等しくなる。このような条件で、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｓ、Ｓｐ、Ｓｎを計測すると、単体キャパシタ１個を使用した場合と同じ条件となる。
計測の結果、いずれのキャパシタでも、ＳｐとＳｎはほぼ等しかった。また、ＳとＳ１もほぼ等しかった。しかし、Ｓｐは、Ｓに比べ小さい場合が多かった。概略の実験結果として（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）の値が０．７５以下であれば、キャパシタの電力伝送性能はコイルにキャパシタを１個装備した場合より、コイル両端に各１個を装備した方がよかった。例えば、Ｓ＝１．０８で、Ｓｐ＝１．０５なら、
（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＝０．０５／０．０８＝０．６２５＜０．７５、となり、条件を満足する。
Ｓ＝１．１、Ｓｐ＝１．０８なら、
（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＝０．０８／０．１＝０．８＞０．７５、となり、条件を満足しない。（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＝Ｆａとすると、
Ｆｂ＝（Ｓｐ−１）／（Ｓ１−１）
Ｆｃ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ−１）
Ｆｄ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ１−１）
と規定しても同等の結果が得られる。ＦａからＦｄのいずれかが０．７５以下であればよい。この選別方法は、単にＳ＝Ｖｐ／Ｖｎ、の値を計測し、所定数値Ｂ以下であるという選別方法に比べ、基準コイル、静電容量、周波数などに依存しない選別方法となる。
コイルの両端に各１個のキャパシタを接続するのは、Ｖｐ／Ｖｎ、の値が１に近くなるという作用効果によるものと推察される。この原因として、図１２５の等価回路において、キャパシタＣ１に流れる交流電流値により、実効直列抵抗Ｒｅ（Ω）が変動している可能性が考えられる。あるいは、前述したように、キャパシタの等価直列インダクタンスＬｃの影響による可能性も考えられる。しかし、キャパシタ両端電圧の基準電圧よりのシフト比Ｓが１に近いほど電力伝送性能がよいという相関は、図示するまでもなく、図８３より明らかである。送電コイル１の両端にキャパシタを各１個接続することにより、シフト比Ｓが低下し、１に近づいている上記の実験結果から、送電コイル１の両端にキャパシタを各１個接続することにより、電力伝送性能を向上できると言える。従来例においては、これらの作用効果が全く明確にされていない。
なお、０．０２μＦのキャパシタを２個使用し、２個のキャパシタをコイルの両端に接続した場合と、０．０１μＦのキャパシタを１個使用した場合とも比較してある。キャパシタを２個使用した場合、Ｖｐ／Ｖｎの値が１に近づき、電力伝送性能が向上した。コイル、キャパシタともに、実効直列抵抗を持ち、ＶｐとＶｎの対称性と電力伝送性能に相関が見られるところから、図９１のような接続法は、ＶｐとＶｎの「対称性」を改善している可能性があるものと思われる。
本実施形態の要旨は、基準コイルに１個のキャパシタを直列接続した場合に比べ、基準コイルの両端に各１個のキャパシタを接続した場合に、Ｖｐ／Ｖｎ、の値が１に近づくキャパシタを選ぶことにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できるという意図である。また、同一の構成のキャパシタであれば、送電コイルの両端に各１個のキャパシタを接続することにより、電力伝送性能を向上させることが可能という意図もある。送電コイルの両端に各１個のキャパシタを接続することによる作用効果を、このように明確化した従来技術は存在しない。
なお、キャパシタに印加される電圧の関係上、２個のキャパシタに同一の静電容量を持つものを使用するのが好ましい。しかし、公称値が２０％以内の静電容量であれば、本実施形態に適用可能である。例えば、一方に０．０１μＦの公称値のキャパシタを用いた場合、他方のキャパシタには、０．００８２μＦ〜０．１２μＦの公称値のキャパシタが使用できる。ただし、公称値は、５〜１０％程度以下のキャパシタを使用する。
図９２は、キャパシタの誘電吸収を計測する回路図である。
図９２には、オペアンプによるインピーダンス変換回路が示してある。本願発明者は、図９２のような、入力インピーダンスが、１０１０Ω以上のインピーダンス変換回路を作成し、一般に使用されているディジタルテスターで誘電吸収が計測できるようにした。図９２において、インピーダンス変換回路として作動するオペアンプ１１１の反転入力端子と出力端子とが接続されており、オペアンプ１１１の出力端子とＧＮＤ間に直流電圧計１１２が接続されている。オペアンプ１１１と直流電圧計１１２は入力インピーダンスが、１０１２Ω以上の電子式直流電圧計として作動する。一般に使用されているディジタルテスターなどは、入力インピーダンスが数ＭΩであり、誘電吸収の正確な計測ができない。
スイッチ１１３は、計測用のキャパシタＣに電荷を蓄積する直流電圧Ｖｗ＝Ｖ１（Ｖ）を印加するために設けられており、スイッチ１１４は５Ω±１０％の精度を有する抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣに蓄積された電荷を放電するために設けられており、スイッチ１１５はキャパシタＣに蓄積した電荷をオペアンプ１１１の非反転入力端子に与えて誘電吸収Ｋを測定するために設けられている。オペアンプ１１１は非反転入力端子のバイアス電流が１ｐＡ程度で、入力インピーダンスが１０１２Ω程度のハイインピーダンスのものが使用される。
図９２に示す計測回路で誘電吸収を計測する手順は、ＪＩＳに規定されているが、以下に説明する。まず、スイッチ１１３を閉じてキャパシタＣの定格電圧の±１０％の電圧、Ｖｗ＝Ｖ１（Ｖ）、をキャパシタＣに１時間印加する。その後、スイッチ１１３を開いて、スイッチ１１４を閉じ、抵抗Ｒ４を１０秒間キャパシタＣの両端に接続してキャパシタＣに蓄えられている電荷を放電する。１０秒間の放電後、スイッチ１１４を開いてキャパシタＣを開放し、スイッチ１１５を閉じてキャパシタＣの両端電圧Ｖｂ（Ｖ）をオペアンプ１１１に与え、電圧計１１２で１５分間計測する。１５分間の計測時間でのキャパシタの両端電圧の最大値をＶｂ（Ｖ）とする。誘電吸収Ｋは、Ｋ＝Ｖｂ／Ｖｗ、として求められる。
本願発明者は、無極性であるキャパシタの一方の端子に正の電圧を印加し、誘電吸収Ｋを計測した。その後、一方の端子に負の電圧を印加し、誘電吸収Ｋを計測したところ、一方の端子に正の電圧を印加して誘電吸収Ｋを計測した場合とは異なる結果が得られた。後述するが、誘電吸収の非対称性は、電力伝送性能と相関がある。以降、一方の端子、例えば、図９２に示すキャパシタＣのＡの端子に正の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｐと表記する。そして、一方の端子に負の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｎと表記する。例えば、図９２に示すキャパシタＣのＢの端子に正の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｎと表記する。
表３に示すように、ＪＩＳでは、誘電吸収は無極性の直流用キャパシタのみに規定があり、その規定値は０．１％である。しかし、本発明の実施形態においては、無極性のキャパシタに交流電圧を印加し、交流電流を流す。誘電吸収は直流特性であり、直流ではキャパシタのインピーダンスは理論上無限大になる。図９２に示すオペアンプ１１１の入力端子には、微小ではあるが、バイアス電流が流れる。ＪＩＳの規定によると、キャパシタの絶縁抵抗は、１ＧΩ〜３０ＧΩとなっている。バイアス電流値が１ｐＡ程度のオペアンプを使用しても、前記バイアス電流によりキャパシタが蓄電され、オペアンプ１１１の出力端子電圧の絶対値は、時間と共に上昇する。そのため、図９２のオペアンプ１１１の非反転入力端子には２００ＭΩの高抵抗ＲｈをＧＮＤ間に取り付けている。
また、キャパシタの定格電圧が１００Ｖ程度になると、実測が危険となる。よって、キャパシタＣの定格電圧にかかわらず、２０Ｖの電圧をキャパシタＣに印加した。キャパシタＣに印加する電圧が高いと、誘電体内の電界強度が高くなり、誘電体分極を起しやすくなる。そのため、実測値は０．２５％以下に収まっているが、５倍程度の余裕をみておく必要がある。したがって、電力伝送装置のキャパシタＣとしては、誘電吸収Ｋが、少なくとも１％以下でないとならない。実際に、本願発明者が、空中配線で回路を構成して、回路全体の絶縁抵抗を、１０１２Ω以上にし、キャパシタＣ１ｍに、定格電圧１００Ｖを印加して誘電吸収を計測したら、約０．９３％であった。これは、図９３に示す実測値である０．１８％の５倍に相当している。
図９３より明らかなように、誘電吸収Ｋｐが小さいキャパシタは電力伝送性がよく、誘電吸収Ｋｐが大きいキャパシタは電力伝送性が悪いことが分かる。さらに、本願発明者は、前述したように、図９２の回路において、正の電圧が印加されているキャパシタＣの端子Ａと、負の電圧が印加されているキャパシタＣの端子Ｂとを入れ替えてみた。
図９４は、図９２において、キャパシタの端子Ａと端子Ｂを入れ替えて誘電吸収Ｋｎを計測し、ＫｎをＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図９５は、表２に示す各キャパシタの前記誘電吸収ＫｐとＫｎの比ＫｒをＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。比Ｋｒは、Ｋｐ＞Ｋｎ、のときは、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、Ｋｎ＞Ｋｐ、のときは、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とし、Ｋｒ＞１、となるように規定してある。
図９５によれば、誘電吸収の非対称性が明らかに見られる。電力伝送性能のよいキャパシタは、誘電吸収の非対称性が小さい。換言すれば、比Ｋｒの値が１に近い。電力伝送性能の悪いキャパシタは、誘電吸収の非対称性が大きい。換言すれば、比Ｋｒの値が１より大きい。このようにして、電力伝送性能がよいキャパシタを選ぶことができる。
すなわち、図９２に示すキャパシタＣの一方の端子Ａと他方の端子Ｂを入れ替えると、誘電吸収ＫｐとＫｎとが、異なる値となる結果が得られている。これは、昇圧比が最も小さいセラミックキャパシタＣ１ｒ、において顕著である。また、図９５より明らかなように、比Ｋｒが１に近いキャパシタは電力伝送性がよく、比Ｋｒが１より大きいキャパシタは電力伝送性が悪いことが分かる。図９５のＫｒと電力伝送性能との相関から見ると、前記Ｋｐと前記Ｋｎの比であるＫｒ、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、は、１＜Ｋｐ／Ｋｎ＜１．５、の範囲内に入っていないといけないのが分かる。
（キャパシタの温度上昇に関する実施例の説明）
図９６は、キャパシタＣの性能を判断する回路構成図である。図９６の交流電源１２２は、周波数を可変でき、交流電流計１２３で出力電流Ｉａを計測でき、交流電圧計１２４で出力電圧Ｖｔ（Ｖ）が計測できるように構成されている。キャパシＣに交流電圧Ｖｔ（Ｖ）を印加すると、キャパシタに無効電力による電流Ｉａ（Ａ）、が流れる。Ｉａ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／Ｘｃ（Ω）、である。図９７は、前述した図７３に示したＬＣＲの直列共振回路を構成することにより、キャパシタＣｘに電流を流す回路図である。
図９８は、図９６、図９７の回路において、周波数２００ｋＨｚ、実効値０．５Ａの交流電流をキャパシタに流したときの、キャパシタの上昇温度をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。正確な温度を計測するため、キャパシタの温度は、赤外線式の非接触型温度計で計測してある。
図９８から明らかなように、キャパシタＣの温度が高くなると、電力伝送性能が悪くなる。キャパシタの温度上昇が１０℃以下であれば所定の電力伝送性能が得られるのが分かる。キャパシタの温度上昇が５℃以下であれば、より好ましい。
（性能評価方法、性能評価装置の説明）
図９９（Ａ）は、キャパシタの性能を計測する例を示すブロック図であり、図９９（Ｂ）は、図９９（Ａ）に示す二重積分式のＡ／Ｄ変換器１２５に含まれる積分回路１２８を示す図である。
パルス数計測手段およびＡＤ変換手段として作動するＡ／Ｄ変換器１２５には、図９９（Ｂ）に示す積分回路が含まれている。オペアンプ１２８の反転入力端子ｂと出力端子ａとの間に積分キャパシタＣｘが接続されており、積分キャパシタＣｘは抵抗Ｒｔの一端とオペアンプ１２８の反転入力端子に接続され、抵抗Ｒｔの他端は入力端ＶＩＮに接続されている。オペアンプ１２８の非反転入力端子はＧＮＤに接続されている。
基準電圧Ｖｒｅｆは、Ａ／Ｄ変換器１２５の基準電圧入力ＲＥＦ＿ＨＩとＲＥＦ＿ＬＯに接続されている。Ａ／Ｄ変換器１２５には表示器１２６が接続されている。測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯにはスイッチ１２７が接続されている。スイッチ１２７は測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯに、基準電圧Ｖｒｅｆ，反転基準電圧−Ｖｒｅｆを与えるかあるいは短絡状態にするかを切換える。短絡状態に切換えたとき、スイッチ１２７は積分キャパシタの両端電圧をゼロにする初期化手段として作動する。
この実施形態では、Ａ／Ｄ変換器１２５は、積分キャパシタＣｘが初期化された後、積分キャパシタＣｘに正方向の定電流Ｉｐを所定の時間Ｔの間に流し、所定の時間Ｔ経過後に積分キャパシタＣｘに負方向の所定の定電流Ｉｎを流し、積分キャパシタＣｘの両端電圧がゼロになるまでの時間をＴｎとすると、Ｉｐ＝Ｉｎのときの所定時間Ｔのパルス数をカウントする。そして、所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、積分キャパシタＣｘの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、としたときに、ＮｎとＮとの差の絶対値が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する。
Ａ／Ｄ変換器１２５として、二重積分式Ａ／Ｄ変換器を使用し、Ａ／Ｄ変換器１２５の基準電圧と入力電圧を同一とする。Ａ／Ｄ変換器１２５の出力、例えば表示が、理論値１からの乖離を見ることにより、電力伝送措置に使用され力率キャパシタの性能を判断できる。このＡ／Ｄ変換器１２５は、１０００カウント以上の分解能を持つ。この分解能１０００は前記理論値１に対する分解能である。すなわち、カウント数が９９９ならば、理論値１との乖離は、０．００１になる。したがって、カウント数をＮとし、０．００４×Ｎカウント以下の偏差（デジット）であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。なお、カウント数Ｎは、例えば１００００であればより正確な判断ができる。また、上記の理論値１は、２のｎ乗のビット数、例えば１１ビットなら、２０４７などであってもよい。
さらに、キャパシタに、負方向の定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、所定時間Ｔの経過後に、キャパシタに、正方向の所定の定電流Ｉｐを流し、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｐ、とすると、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、Ｔのパルスカウント数をＮ、Ｔｐのパルスカウント数をＮｐ、としたときに、ＮｐとＮとの差の絶対値が０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選ぶ。
この例では、Ａ／Ｄ変換器１２５の基準電圧と入力電圧を同一とする際、入力電圧の極性を反転させる。先に誘電吸収にて述べたように、無極性のキャパシタであっても、正の同一電圧と負の同一電圧をＡ／Ｄ変換器に加えたときに、表示が異なる。上記の方法により、正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができる。
さらに、ＮｐとＮｎの差の絶対値が、０．００３×Ｎカウント以下であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。
この例では、ＮｐとＮｎの差の絶対値を比較することにより、さらに正確にキャパシタの力率改善性能の判断ができる。
図１００は、Ａ／Ｄ変換器１２５の積分回路出力Ｖｏを示す波形である。
図９９（Ｂ）に示すＡ／Ｄ変換器１２５において、差動入力である測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯ間の電圧をＶｍとすると、積分電流Ｉｉ（Ａ）は、
Ｉｉ（Ａ）＝Ｖｍ（Ｖ）／Ｒｔ（Ω）、となる。Ａ／Ｄ変換器１２５の出力は表示器１２６に表示される。入力信号積分の時間は、１０００カウントの固定値になっている。したがって、図１００に示すピーク電圧Ｖｐｅａｋ（Ｖ）は、Ｖｍ（Ｖ）に比例して高くなる。積分キャパシタＣｘとＶｐｅａｋの関係は、Ｖｐｅａｋ（Ｖ）＝Ｉｉ（Ａ）／Ｃｘ（Ｆ）、となる。これは、入力信号積分の時間が一定であるからである。１０００カウントの入力信号積分後、Ａ／Ｄ変換器１２５内部で逆積分に切換えられる。電流源として作動する基準電圧Ｖｒｅｆにより生成される電流Ｉｒｅｆ（Ａ）、Ｉｒｅｆ（Ａ）＝Ｖｒｅｆ（Ｖ）／Ｒｔ（Ω）により、一定の負の傾きにより、Ｖｐｅａｋから逆積分を行う。逆積分の時間をカウントし、積分回路の出力がゼロとなったときのカウント値を、４桁のディジタル値として表示する。
図９９（Ａ），（Ｂ）に示すキャパシタＣｘとして理想的なものを使用したものとし、Ａ／Ｄ変換器１２５の測定電圧入力端子ＩＮ＿ＮＩとＩＮ＿ＬＯに入力される電圧をＶｉｎとすると、Ａ／Ｄ変換器１２５出力の表示器１２６に表示される表示Ｄは、Ｄ＝１０００×（Ｖｉｎ／Ｖｒｅｆ）となる。この場合において、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ、であるので、表示Ｄは常に１０００となる。すなわち、理想的なキャパシタでは、図１００に示す入力電圧積分波形と、基準電圧逆積分波形とはピーク電圧Ｖｐｅａｋを境にして対称になるはずである。しかし、電力伝送性能の悪いキャパシタでは、入力電圧積分波形と、基準電圧逆積分波形とはピーク電圧Ｖｐｅａｋを境にして対称にならず、積分時間のカウント数に偏差を生じる。この偏差が所定値以内であるか否かを判別すれば、キャパシタの電力伝送性能の良し悪しを区別できる。以下、具体的に説明する。
図９９（Ａ）に示すように、スイッチ１２７がＡ側に切換えられているときには、入力Ｖｉｎには基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。このとき、表示器１２６の表示Ｄｐは、１０００となる。スイッチ１２７がＢ側に切換えられているときには、Ａ／Ｄ変換器１２５の入力は短絡される。このとき、表示器１２６の表示Ｄｚは、±０となる。スイッチ１２７がＣ側に切換えられているときには、入力Ｖｉｎには基準電圧−Ｖｒｅｆが入力される。このとき、表示器１２６の表示Ｄｎは、−１０００となる。このような機能を持つ二重積分式Ａ／Ｄ変換器１２５の一例として、インターシル社のＩＣＬ７１０６などがある。本実施形態では、ＩＣＬ７１０６の改良版であるＩＣＬ７１３６を使用した。さらに精密な計測を行ないたい場合は、±１９９９９の分解能を持つＩＣＬ７１３５、表示器ではなく、データをコンピュータに取り込んで計測させるには、±１２Ｂｉｔの分解能を持つ、ＩＣＬ７１０９などがある。いずれも二重積分式のＡ／Ｄ変換器であり、二重積分式以外のＡ／Ｄ変換器は本発明には使用できない。なお、上述した二重積分式のＡ／Ｄ変換器以外であっても、動作原理が同等のものは、本発明に使用可能である。
図９９（Ａ）のように回路を構成することにより、基準電源Ｖｒｅｆが変動しても、上述した理論値が常に表示される。したがって、この理論値からの乖離を見ることにより、キャパシタの性能を判断できる。図９９（Ａ），（Ｂ）には図示していないが、二重積分型Ａ／Ｄ変換器１２５は、積分回路を構成するオペアンプ１２８のオフセット電圧をキャンセルする回路（オートゼロ回路）が付加されている。このオートゼロ回路は、通常、積分回路のオフセット電圧を５０μＶ以下に自動調整する。したがって、Ｖｒｅｆが１００ｍＶ以上なら、スイッチ７７がＢの点にあるときは、表示は必ずゼロとなる。なお、Ｖｒｅｆは２００ｍＶに設定して計測した。ただし、二重積分式のＡ／Ｄ変換器１２５は、ノイズの影響を受けやすいため、配線や金属ケースによるシールド等、実装に十分気をつけないと、表示が安定せず、正確な計測が難しくなるので注意を要する。
図１０１は、表２に示す各キャパシタをＡ／Ｄ変換１２５に接続し、スイッチ１２７をＢ点としたときの、各キャパシタのゼロ点からのずれの絶対値（単位デジット）をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図１０１では、０デジットと１デジット表示を繰り返しているときは、０デジットとし、１デジットの表示のときを１デジットとしてある。後述するＤｐ、Ｄｎを計測する際には、ゼロ点からのずれを補正してある。図１０１にプロットされている表２に示す各キャパシタの電力伝送性能と、デジット値を比較すると、キャパシタの違いによる入力短絡時の表示値と電力伝送性能の間に、特に関係は無いものと思われる。
まず、図９９（Ａ）に示すスイッチ１２７をＢ側に切換えられているものとし、Ａ／Ｄ変換器１２５の入力電圧をゼロとする。このときの表示を補正値としてＤｚとする。０表示と１表示を均等に繰り返しているときは、Ｄｚ＝＋０．５とする。−０表示と−１表示を均等に繰り返しているときは、Ｄｚ＝−０．５とする。このＤｚを、Ｄｐ、Ｄｎを計測するときに差引いて補正する。なお、Ｄｐ、Ｄｎの計測においても、０９９９表示と１０００表示を均等に繰り返しているときは、９９９．５を計測値としている。
図１０２は、図９９に示すスイッチ１２７がＡ側に切換えられているものとし、入力電圧＝基準電圧Ｖｒｅｆとしたときの、理論上の表示１０００と、実際の表示Ｄｐの第１の偏差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図１０３は、図９９において、スイッチ１２７をＣの位置にし、入力電圧＝−基準電圧としたときの、理論上の表示−１０００と、実際の表示Ｄｎの第２の偏差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図１０４は、実際の表示ＤｐとＤｎの表示の絶対値の差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。
表２に示すキャパシタをＡ／Ｄ変換器１２５に接続する。Ａ／Ｄ変換器１２５の表示の絶対値が、正、負共に、０９９６から１００２の間であれば、該キャパシタは性能がよいと判断できる。図１０１、図１０２において、最大４デジットの幅を設けたのは、通常、Ａ／Ｄ変換器１２５は、±１デジットの基本誤差を持つからである。また、２次側電力３．２５Ｗ、伝送効率η８０％以上の規定を満足する値（デジット）でもある。
実際の表示Ｄｐ、Ｄｎの双方が計測できれば、図１０２より、Ａ／Ｄ変換器１２５の表示において、実際の表示ＤｐとＤｎの差の絶対値が、３デジット以内であれば、所定の電力伝送性能が得られるのが分かる。例えば、実際Ｄｐの表示が１００１であったならば、Ｄｎの表示値は、０９９８＜Ｄｎ＜１００４、を満足していればよい。あるいは、基準電源Ｖｒｅｆとは別の精密電源を使い、Ａ／Ｄ変換器１２５の表示が、１９９０になるように、入力電圧を設定してもよい。この場合、実際の表示ＤｐとＤｎの差が、６デジット以内であれば、所定の電力伝送性能が得られる。この６デジットは、
３×（１９９０／１０００）≒６デジットとして規定されているものである。
前述の式は、最大カウント値、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器１２５を使用した場合について説明しているが、例えば、最大カウント値、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合で、の回路構成の場合、３×（１００００／１０００）≒３０デジットが規定値となる。これは、前述したＤｐ、Ｄｎの場合も同様であり、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合、規定値は４０デジット以下になる。
誘電吸収を計測する場合に比べ、２重積分式のＡ／Ｄ変換器１２５を用いることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断が、短時間で行える。上記に説明してきたように、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能は、キャパシタの直流特性でも判断できる。２重積分式のＡ／Ｄ変換器以外にも、Ｖ／Ｆコンバータ（電圧周波数変換器）、Ｆ／Ｖコンバータ（周波数電圧変換器）、ＶＣＯ（電圧制御発振器）、サンプル・ホールドアンプ（瞬間電圧値保持回路）、ＲＭＳ／ＤＣ変換器（交流実効値‐直流変換器）、タイマーなどのアナログ回路、アナログＩＣ等、キャパシタを使用する回路を使い、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断が可能である。
Ｖ／Ｆコンバータでは、例えば、入力電圧と出力周波数の直線性を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、アナログデバイセズ（Analog Devices）社のＡＤ６５４などがある。
Ｆ／Ｖコンバータでは、例えば、入力周波数と出力電圧の直線性を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、ナショナルセミコンダクター（National Semiconductor）社のＬＭ２９０７などがある。
ＶＣＯでも、例えば、入力電圧と出力周波数の直線性を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、Ｃ−ＭＯＳ４０４６（各社製）などがある。
サンプル・ホールドアンプでは、例えば、一定の直流電圧を入力し、出力電圧と入力電圧の差を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、アナログデバイセズ社のＡＤ５８５などがある。
ＲＭＳ／ＤＣ変換器では、例えば、交流電力を熱変換して、正確な交流電力を計測し、ＲＭＳ／ＤＣ変換器の出力と比較することにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、アナログデバイセズ社のＡＤ６３７などがある。
タイマーでは、例えば、各種のキャパシタを装備させ、出力を周波数カウンタで計測して比較することにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、タイマーＩＣ５５５（各社製）などがある。
上記に述べたようなアナログＩＣにおいて、キャパシタはいずれも各ＩＣの精度や機能に影響するものである。したがって、上記のようなＩＣにて複数のキャパシタで精度や機能を比較すれば、二重積分式Ａ／Ｄ変換器と同様にして、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。なお、上記に述べたアナログＩＣは一例であり、その他にも、キャパシタの性能を判断できるアナログＩＣは多種存在する。
このように、所定周波数における誘電正接、ゼロ電位に対する対称性、昇圧比Ｈ、キャパシタに交流電流が流れたときの静電容量の安定性、誘電吸収、誘電吸収の対称性、二重積分式Ａ／Ｄ変換器１２５の実際の表示Ｄｐ、Ｄｎの理論値からのずれ、ＤｐとＤｎの表示差を規定することにより、電力伝送装置の力率改善用に最適なキャパシタを選ぶことができるようになる。このようなキャパシタを電力伝送装置の力率改善に用いることにより、従来の技術では実現が困難であった電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現可能となる。
次に、全く同一の誘電体を使用し、全く同一の構成のキャパシタについて、静電容量の違いによる電力伝送性能の違いについて検討してみる。
図１０５は、電力伝送特性の最も良いポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと誘電体と構成が同一で静電容量が異なるキャパシタにおける、各キャパシタの複素インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性を示す図である。図１０６は、電力伝送特性の最も悪いセラミックキャパシタＣ１ｒと誘電体と構成が同一で静電容量が異なるキャパシタにおける、各キャパシタの複素インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性を示す図である。
キャパシタの複素インピーダンスＺを、Ｚ＝Ｒｃ＋ｊωＣ＝Ｒｃ＋Ｘｃ、とすると、
｜Ｚ｜は、｜Ｚ｜＝√（Ｒｃ２＋Ｘｃ２）（Ω）、で表される。
図１０５、図１０６を参照すると、周波数が上昇するにつれ、｜Ｚ｜が減少してゆくのが分かる。静電容量の大きいキャパシタでは、１ＭＨｚ〜２ＭＨｚ近辺で｜Ｚ｜が極小値Ｚｂ（Ω）となっている。それ以上の周波数では｜Ｚ｜が増加しているのが分かる。図１０５、図１０６には、０．４７μＦのキャパシタの位相角θがプロットされている。｜Ｚ｜が極小値Ｚｂ（Ω）となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）以上では、位相角θが１８０度移動しており、キャパシタはインダクタとして動作するのが分かる。したがって、｜Ｚ｜が極小値となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）が、該キャパシタを使用可能な最高周波数となる。周波数ｆｂは、図１２５の等価回路において、キャパシタの静電容量Ｃと等価直列インダクタンスＬｅとで決まる直列共振点になる。後述するが、キャパシタを並列接続すると、実効直列抵抗Ｒｃ、等価直列インダクタンスＬｅの双方が低下する。そのため、キャパシタに大電流を流すことができ、発熱も抑えられる。
図１０５、図１０６を参照すると、誘電体、構造、特性が異なるポリプロピレンキャパシタＣ１ｃとセラミックキャパシタＣ１ｒは、同一の静電容量であれば、｜Ｚ｜（Ω）が極小値となる周波数がほぼ等しくなっているのが分かる。このように、キャパシタのインピーダンス｜Ｚ｜（Ω）の周波数特性を見ることにより、該キャパシタを使用可能な最高周波数が分かる。またはキャパシタに流れる電流とキャパシタの両端電圧の位相差θの周波数特性を見ることにより、該キャパシタを使用可能な最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）が分かる。
なお、電力伝送に使用される周波数は、最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）以下であるなら、任意の周波数でよい。しかし、任意の周波数でキャパシタの特性規定はできない。よって、静電容量Ｃａ（Ｆ）が決まったキャパシタにて、最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）を求める。最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）の最も低い値を基準とし、ｆｂ／２（Ｈｚ）以下の周波数において、上述したキャパシタの特性を計測し、前述した規定を満足しているかを確認すればよい。あるいは、２００ｋＨｚ、５００ｋＨｚなどの、最高周波数ｆｂ以下の同一周波数を計測用周波数とし、異なるキャパシタの性能比較をしてもよい。このようにして、キャパシタ以外の構成要素、電力伝送周波数が変わったときでも、電力伝送性能を確保できる。上記の実測結果より、単体キャパシタとして使用可能なのは、０．４７μＦ程度が上限と考えられる。後述するが、０．４７μＦ以上の静電容量が必用な場合は、０．４７μＦ以下の静電容量を持つキャパシタを並列接続するのが好ましい。
一般に実効直列抵抗Ｒｃの最小値は、図１０５、図１０６における、インピーダンスの極小値と捉えられている。しかし、図８６、図８８と比較する限りにおいて、図１０５、図１０６との一致は見られない。しかし、これらは、定義と計測法の差異だけである。本発明は、キャパシタの実効直列抵抗や誘電正接ｔａｎδだけでは規定できない電力伝送装置の力率改善用に適したキャパシタを選び、電力伝送性能の良い電力伝送装置を実現するものである。前述したように、キャパシタ両端の正弦波電圧のゼロ点からのシフト比Ｓ、誘電正接の具体的数値、誘電吸収、二重積分型Ａ／Ｄ変換器などによるキャパシタ特性の計測は、電力伝送周波数に関係なく、性能のよいキャパシタを選べる。その後に、図８６、図８７、図８８、図８９、図１０５、図１０６の周波数特性を計測し、キャパシタを使用可能な周波数の目安とするのが好ましい。
（キャパシタの構成の説明）
図１０７、図１０８は本発明の実施形態である具体的なキャパシタの構成を示す図である。電力伝送装置の回路構成図である、図１の、キャパシタＣ１は、図１０７（Ａ），（Ｂ）、図１０８（Ａ），（Ｂ）に示すように、誘電材料１３６と金属箔１３５を巻回されて構成されるか、あるいは誘電材料１３６と金属箔１３５とを交互に積層して構成されており、誘電材料と金属箔からなる単層１ｃｍ２当りの静電容量が１０００ｐＦ以下のものを使用するのが好ましい。なお、図１０７において、金属箔の代わりに、誘電体フィルムに金属を蒸着させて電極を形成した構成のものであってもよい。このような構成のキャパシタは、メタライズドキャパシタと呼ばれ、誘電体フィルムにピンホールが生じても、ピンホールの周囲にある金属蒸着層が蒸発して正規の特性に戻る。この機能は、自己回復作用、または自己回復機能と呼ばれている。
本発明の実施形態においては、絶縁抵抗が高く、耐電圧の高い誘電体を導間隙に設置したキャパシタが使用され、導箔２枚と誘電材料で構成される１ｃｍ２当りの静電容量が、１０００ｐＦ以下に選ばれている。誘電体を用いたキャパシタでは、静電容量値によりキャパシタの構造により特性が異なってくる。空気は、絶縁破壊が起こる電圧が、１０００Ｖ／ｍｍ程度と低い。そのため、絶縁破壊が起こる電圧が高い誘電体を用いたキャパシタを使用せざるを得ない。例えば、フィルムキャパシタに用いるプラスチックフィルムの絶縁破壊電圧は、１０００Ｖ／μｍ程度と、空気の約１０００倍になっている。
また、本願発明者が、本発明の実施形態の交流電源とコイルを使い、種々のキャパシタを使って実験を行ったところ、誘電体がプラスチックフィルムであって、かつ図１０７や図１０８の構成のキャパシタは、電力伝送性能がよかった。しかし、数百〜千Ｖ以上の動作可能電圧を持つ、例えばチタン酸バリウムを誘電体とするキャパシタＣ１ｚなどは、プラスチックフィルムを誘電体とするキャパシタよりも電力伝送性能がよい場合もあった。前記Ｃ１ｚは直径数ｃｍ以上の円板状で、誘電材料が厚く、形状が大きくはなるが、静電容量値と円板面積から逆算すると、単層１ｃｍ２当りの静電容量は２００ｐＦ程度以下となっており、前記の規定、単層１ｃｍ２当りの静電容量１０００ｐＦ以下という条件を満足していた。したがって、電力伝送装置に使用するキャパシタとしては、単位面積当りの静電容量を規定することが重要となる。後述するが、単位面積あたりの静電容量を規定するのは、極板間隔、誘電体の比誘電率の一方が決まれば、他方を決定する条件になる。
本願発明者が、実際に図１０７（Ｂ）の箔状導体とフィルムを巻回した構成で、表２の中で最も電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと誘電体が同一の、静電容量が０．４７μＦのキャパシタを分解し、表面積と公称容量から逆算したところ、単層面積１ｃｍ２当りの静電容量が、約１０００ｐＦ以下であった。以下に実測結果を示す。
０．４７μＦの、キャパシタＣ１ｃと同じ構成のポリプロピレンキャパシタを分解し、極板寸法を測ったら、約２ｃｍ×２５０ｃｍ、であった。
極板面積Ｓｃは、Ｓｃ＝２ｃｍ×２５０ｃｍ＝５００ｃｍ２、になる。
静電容量は、０．４７μＦ＝４７００００ｐＦなので、１ｃｍ２当りの静電容量は、
４７００００ｐＦ／５００ｃｍ２＝９４０ｐＦ／ｃｍ２になる。
静電容量Ｃは、Ｃ＝εｏ・εｓ・Ｓ／ｄ、表される。ここで、εｏは真空中の誘電率で、εｏ＝８．８５×１０−１２（Ｆ／ｍ）の物理定数である。εｓは比誘電率（無単位）、Ｓは極板の面積（ｍ２）、ｄは極板間の距離（ｍ）を表す。上式を変形し、
ｄ＝εｏ・εｓ・Ｓ／Ｃ、として、上記の定数、実測値を代入すると、
ｄ＝８．８５×１０−１２（Ｆ／ｍ）・εｓ・１０−４ｍ２／（９４０×１０−１２Ｆ）
ｄ＝（８．８５／９４０）・εｓ・１０−４ｍ＝εｓ・９．４１×１０−７ｍ、
寸法測定誤差等を勘案し、９．４１×１０−７ｍを、１×１０−６ｍとすると、
ｄ＝εｓ・１×１０−６ｍ＝εｓ・μｍ、となる、資料によると、キャパシタＣ１ｃと同じ誘電体フィルムの比誘電率εｓは、１．５〜４となっており、極板間の距離ｄは、最低でも１．５μｍは必要となる。本願発明者が実験した限りにおいて、最も電力伝送性能のよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃは、同一の静電容量においては、体積が大きい部類に入る。すなわち、キャパシタの電力伝送性能は、体積に比例してよくなる傾向を持つ。よって、極板面積Ｓを小さくできる比誘電率は、上限を４とするのが好ましい。
なお、マイクロメーターで実測した前記誘電体フィルムの厚さは、約３μｍであった。したがって、前記の誘導式、ｄ＝εｓ・μｍ、より、前記誘電体フィルムの比誘電率εｓは約３と推定され、資料の数値と一致している。
（キャパシタの誘電体の説明）
キャパシタの誘電体は、ポリイミド、ポリエチレンテレフタレート、ポリカーボネート、ポリスルフォン、ポリフェニレンスルフィド、ポリエチレンナフタレートの各ポリマー、一般式が、ＣＲ２ＣＱ２、で表されるオレフィン系のモノマーであって、ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑは、Ｈを含む官能基からなるモノマーの付加重合体であるポリマー、あるいは上記に記載の各ポリマーのうち、少なくとも２つの混合物から構成されている。
ここで、Ｒ、Ｑは、Ｈ（水素）を含む官能基、例えば、Ｃｌ（塩素）、のような単原子、ＣＨ３（メチル基）、のような官能基、Ｃ６Ｈ５（フェニル基）、のような官能基などを指す。例えば、ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑ全てがＨの場合、モノマーはエチレン、ポリマーはポリエチレンとなる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑ全てがＦの場合、モノマーはテトラフルオロエチレン、ポリマーはポリテトラフルオロエチレン（テフロン（登録商標））となる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲの１つがフェニル基、他のＲとＱ全てがＨの場合、モノマーはスチレン、ポリマーはポリスチレンとなる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ全てがＨ、Ｑ全てがＦの場合、モノマーはフッ化ビニリデン、ポリマーはポリフッ化ビニリデンとなる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑの内１つがＣＨ３、残りのＱとＲが全てＨの場合、モノマーはプロピレン、ポリマーはポリプロピレンとなる。このような誘電材料を選び、キャパシタを適切に構成することにより、前述した電力伝送装置の力率改善に適切な特性を持つキャパシタが得られる。例えば、誘電吸収特性および誘電吸収特性の対称性がよいキャパシタが得られる。
なお、上記の表記は、ＩＵＰＡＣ（国際純正・応用化学連合）により定められている正式な化合物命名法ではない。上記の表記は、一般に使用されている化合物名である。
本願発明者が実験した限りにおいて、静電容量が０．０１μＦ、上述した電力伝送回路条件で、伝送電力が４Ｗ程度では、ポリプロピレン（ＰＰ）、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）、ポリスチレン（ＰＳ）、ポリカーボネート（ＰＣ）のフィルムを誘電体とするキャパシタの順に、電力伝送性能がよかった。ただし、ポリプロピレン（ＰＰ）を誘電体とする構成が異なるキャパシタは、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）のフィルムを誘電体とするキャパシタよりも、電力伝送性能が劣るものもある。次に、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）、ポリエチレン（ＰＥ）を誘電体とするキャパシタが、電力伝送性能がよかった。ポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）を誘電体とするキャパシタは、前述したポリエチレン（ＰＥ）を誘電体とするキャパシタよりは性能が劣る。
ただし、前述したように、ポリスチレンキャパシタは、構成によっては、発熱が起こり、本発明に使用できない場合もある。このようなポリスチレンキャパシタは、実効直列抵抗Ｒｃ、誘電正接ｔａｎδの特性は、最高性能に近かった。しかし、前述した、ゼロ点からのシフト値Ｓ、Ｖｐ（Ｖ）／Ｖｎ（Ｖ）、の値が、ポリエチレンキャパシタよりも大きかった。したがって、上記のキャパシタの誘電体による電力伝送性能はあくまで実験結果であり、上述した特性規定に従い、キャパシタを選ぶことが重要になる。
なお、前述したように、強誘電体を誘電体とする、例えばセラミックキャパシタなどは、誘電正接、静電容量の安定性、静電容量の温度特性、誘電吸収など、本発明における電力伝送装置の電力伝送性能を左右するキャパシタとしての性能がいずれも悪く、電力伝送装置の力率改善用キャパシタには適していない。ただし、前述したように、静電容量が増加すると、比誘電率が小さい誘電体を用いたキャパシタと大差ない電力伝送性能が得られる。全く同一の誘電体を使い、全く同一の構造のキャパシタであっても、静電容量によって、電力伝送性能が異なってくる。また、前記キャパシタの静電容量により、使用可能な周波数の上限が存在するのは前述したとおりである。周波数にもよるが、目安としては、０．１μＦ程度以上の静電容量になると、フィルムキャパシタとセラミックキャパシタとの電力伝送性能に、著しい差異が見られなくなるようである。
なお、表２を参照すると、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｃの値は、ポリスチレンキャパシタＣ１ａで０．０１Ω、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃで０．０３Ωとなっている。すなわち、実効直列抵抗Ｒｃの値で比較する限りにおいては、ポリスチレンキャパシタＣ１ａの方が性能がよい。同じく、誘電正接ｔａｎδ、Ｑ、の値で比較する限りにおいては、ポリスチレンキャパシタＣ１ａの方が性能がよい。しかし、前述したＶｐ／Ｖｎの値、誘電吸収Ｋ、誘電吸収Ｋｐ、Ｋｐの対称性Ｋｒ、実際の電力伝送性能などは、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの方がよい。したがって、単に誘電正接ｔａｎδやＱのみでは、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断はできない。前述した、所定周波数において、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが所定数値以下であるのは、必要条件に過ぎない。図８３〜図８５、図９３〜図９５、図１０２〜図１０５等のＹ軸に示すキャパシタ特性の数値が大きい（グラフの上側に位置する）キャパシタを選ぶ必要がある。
図１に示す回路構成の電力伝送装置では、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃのように電力伝送性能がよいキャパシタを使用しても、送電制御回路３ａ、送電コイル１、受電コイル２、両コイルの相対位置、負荷抵抗値などの構成要素を適切に選ばないと、図８３等に示すような、電力伝送性能は得られない。実際に、図８３では、キャパシタ以外の構成要素を全く同一にしてあるが、キャパシタにより電力伝送性能は異なっている。したがって、キャパシタ以外の構成要素が変わったときに、電力伝送性能を維持するには、本発明の力率改善用キャパシタを電力伝送装置に装備する必要がある。キャパシタ以外の構成要素、特にコイルと２次側の負荷抵抗値は、電力伝送性能に大きな影響を与える。しかし、本発明の実施形態においては、静電容量が決まれば、電力伝送性能のよいキャパシタを上述の規定に基づき、一義的に選ぶことができる。特に、正弦波のゼロ点からのシフト値Ｓ、誘電吸収Ｋ、誘電吸収の対称性Ｋｒにより選ばれたキャパシタは、キャパシタ以外の構成要素が変化しても、常に他のキャパシタよりも優れた電力伝送性能を維持できる。このようなキャパシタを装備することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
なお、前述した図１０４、図１０５に示す計測により、キャパシタを使用可能な上限が規定できる。そして、図８３〜図８５、図９３〜図９５、図９８、図１０１〜図１０４などのＹ軸に示す特性がよい（グラフの上側に位置する）キャパシタを選ぶ。同一の誘電体を用いたキャパシタであっても、電力伝送性能が異なることは上述した通りである。当然、キャパシタの誘電体、構成により、電力伝送性能は異なる。しかし、実装上、常に最高性能のキャパシタが使えるとは限らない。表面実装構造のキャパシタは、実装時の耐熱性が要求される。誘電体が誘電体の融点（正確にはガラス転移点であり、軟化点と表記される場合もあるが、融点と表記しておく）を越える温度下にさらされると、変形が起こり、静電容量が変動してしまう。
このような用途には、若干電力伝送性能は劣るが、融点の高いポリフェニレンスルフィドキャパシタを選ぶ。あるいは、キャパシタの物理的な寸法が大きいために実装が困難な場合がある。このような場合は、物理的な寸法が大きいポリスチレンキャパシタやポリカーボネートキャパシタの代わりに、物理的な寸法が小さいポリエチレンナフタレートキャパシタを選ぶ。後述するが、交流電流が流れることによりキャパシタが発熱する。このような場合、キャパシタを並列接続してキャパシタの通過可能電流を確保する。並列接続したキャパシタは、単体キャパシタよりも特性がよくなるので、前述したキャパシタの特性は並列接続した合成キャパシタにて計測する。これは、キャパシタを並列接続することにより、少なくとも実効直列抵抗Ｒｃを低下させることができるからである。
また、セラミックキャパシタは、耐熱性がよく、静電容量が０．１μＦ以上になると、フィルムキャパシタとそれほど差異のない電力伝送性能を持つ。したがって、静電容量が０．１μＦ以上のセラミックキャパシタを直列、並列、直並列に接続することにより、耐熱性と寸法小型化の双方を満足できる。さらに、動作可能電圧、通過可能電流を増加させることができる。ただし、セラミックキャパシタも、上述してきたような規定を満足する必要がある。ただし、前述した規定を満足していれば、静電容量が０．１μＦ以下であってもよい。一般的には、リード形状のセラミックキャパシタよりも、チップ形状（表面実装用）のセラミックキャパシタの方が、前述してきた特性がよい。チップ型形状のキャパシタの方が性能はよいのは、フィルムキャパシタにおいても見られる。
上記に述べたようなキャパシタの使用法を採用することにより、各種仕様に応じた、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。そして、キャパシタに流れる電流に応じ、キャパシタを選ぶ。前述してきた電力伝送性能の良いキャパシタは、一般に高価である。前述した方法でキャパシタを選ぶことにより、電力伝送措置が必要とする性能に応じ、安価なキャパシタを用いることもできる。上記に述べてきた本発明の実施例は、単に誘電正接や誘電体を記載している特許文献４では、規定すらできないものである。
（回路構成の実施例）
図１０９は、本発明の電力伝送装置の他の実施形態を示す図であり、送電コイル１には、直流電源１２とスイッチング素子Ｑ３が直列接続されており、スイッチング素子Ｑ３は、制御回路２０１の制御により、図１１０（Ａ）のような駆動波形ＶＧにて送電コイル１に単方向のパルス電流を流すと、送電コイル１の両端には図１１０（Ｂ）に示す電圧波形ＶＬ（Ｖ）が現れる。
図１０９において、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を接続し、無負荷時の回路電流を減少させるとともに、送電コイル１の電圧、電流波形を正弦波に近づけるのが好ましい。駆動波形ＶＧにて、スイッチング素子Ｑ３を駆動する。駆動波形の周期（周波数）は一定で、スイッチング素子Ｑ３をＯＮにする時間のみを変化可能としている。このような構成とすることにより、送電コイル１に流れる電流が飽和するのを防止し、送電コイル１による電力損失を防いでいる。
また、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を装備することにより、送電コイル１の電圧波形、電流波形を正弦波に近づけ、送電コイル１による電力損失を防止できる。送電コイル１に並列に装備するキャパシタＣ３は、前述したような実施形態に規定の特性を持つものに限定されないが、前述したような特性を持つものを使うとより好ましい。あるいは、図１０９に示すスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦとなったときに、図１１０（Ｂ）に示す電圧波形ＶＬに示されている逆起電力による負のスパイク電圧を防止するためにも、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を接続するのが好ましい。
なお、図１０９に示す実施形態では、必ず受電コイル２にキャパシタＣ２を装備しなければならない。ただし、受電コイル２にキャパシタＣ２を装備していれば、送電コイル１の送電制御回路３ａ（駆動回路）は、図１０９に示すものに限られない。図７２に示す実施形態のもの、正弦波出力など、種々のものが適用できる。図７２に示す実施形態の交流電源３ｂを使用する場合、デューティが５０％に固定されておらず、デューティが可変可能なものを使うのが好ましい。また、正弦波で送電コイル１を駆動すると、受電コイル２が送電コイル１と誘導結合していないときに、送電コイル１は全く実効電力を消費しない。これは、送電コイル１に供給される電力が全て無効電力になるからである。よって、電力を伝送していない場合であって、送電コイル１単体に交流電力が供給されていても、送電コイル１は全く発熱しない利点がある。
図１１１は、本発明のその他の実施形態を示す図であり、回路構成は図１と同一で、受電コイル２と負荷ＲＬとの間に直列にキャパシタＣ２が装備されている。図１１１のような回路構成とすると、負荷抵抗値ＲＬの変動による送電側のインピーダンス変動を、図１の回路構成に比べて小さくすることができる。図１１１のＣ１、Ｃ２は、いずれも本発明の実施形態におけるキャパシタが使用される。ただし、図１１１のＣ２は、主として受電機器など実装スペースが小さいところに装備される。また、図１１１の回路構成では、前述したように所定の電力を伝送可能な周波数範囲が広いので、通過可能電流を満足していれば、キャパシタＣ２は、必ずしも上記実施形態に記載したキャパシタを使用しなくともよい。
（キャパシタを装備する箇所による２端子等価回路の説明）
図１１２は、送電コイル１にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
（送電側にキャパシタを装備した場合の説明）
送電コイル１にキャパシタＣ１を直列接続した等価回路は、図１１２（Ａ）に示され、簡略化した２端子の等価回路は、図１１２（Ｂ）に示すようにキャパシタＣ１と、残留インダクタンスＬｅと、抵抗Ｒｘの直列回路でされる。送電コイル１のインダクタンスはＬ１、受電コイル２のインダクタンスはＬ２で示される。これは図１２４と同じである。
導線コイルを使用した場合においては、相互インダクタンスＭを考慮して、図１１２（Ｂ）の２端子等価回路を検討する必要がある。しかし、本発明の電力伝送装置において、送電コイル１を駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）は、送電コイルのインダクタンスＬ１（Ｈ）と、キャパシタの静電容量Ｃ１（Ｆ）で決まる直列共振点ｆｒ（Ｈｚ）に設定しておけばよい。ただし、図４５に示すように、送電コイルと受電コイル間の相互インダクタンスが無視できない場合は、前述した（４）式から、送電コイルのインダクタンスが減少する。そのような条件で作動するときは、送電コイルのインダクタンスが減少を勘案し、送電コイル１を駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）を、前期ｆｒ（Ｈｚ）よりも高く設定しておく。
（キャパシタ複数接続の実施例）
なお、前述したが、図１２４に示す直列回路では、キャパシタの両端に電源電圧Ｖｔ以上の電圧が発生する昇圧効果が起こる。図１２４の等価回路と同じ、図１、図１０９、図１１１、の回路構成において、本発明の実施形態に述べたキャパシタの動作可能電圧が低い場合、キャパシタの動作可能電圧を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを直列に接続してもよい。また、本発明の実施形態に述べたキャパシタの通過可能電流が低い場合、キャパシタの通過可能電流を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを並列に接続してもよい。あるいは、キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流の双方を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを直並列に接続してもよい。なお、前述したが、キャパシタを並列に接続するのは、キャパシタの通過可能電流を確保して、キャパシタの発熱を、５℃〜１０℃以下に抑えるためである。
好ましくは、キャパシタを直並列に接続する場合、直列接続するキャパシタの数と、並列に接続するキャパシタの数を同一にする。図１１６は、キャパシタを直並列に接続する場合の接続図である。図１１６（Ａ）、図１１６（Ｂ）、図１１６（Ｃ）は、直列接続するキャパシタの数を３、並列に接続するキャパシタの数を２とした場合の接続例である。
そして、直列、並列に接続するキャパシタＣｄの値を±２０％以内にするのは、各キャパシタＣｄに印加される電圧、各キャパシタＣｄに流れる電流をできる限り均一に近づけるためである。１％以下の精度を持つキャパシタも存在するが、これらは高価である。一般のキャパシタに表記されている静電容量は、５〜１０％程度の偏差を持つため、キャパシタＣｄの公称値は、約±２０％以内に選べばよい。例えば、０．０１μＦを基準とすると、上限は０．０１２μＦ、下限は、０．００８２μＦとなる。同一の公称値を持つキャパシタをＣｄ全てに使用すれば、より好ましい。なお、同一の種類、公称値のキャパシタを直並列に接続する場合、図１１６（Ｄ）のような接続をすると、キャパシタＣｄ１に過大電圧が印加されるので、このような接続法を使用しないよう、キャパシタを直並列に接続する場合、直列接続するキャパシタの数と、並列に接続するキャパシタの数を同一とする規定を設けてある。
さらに精密な調整が必要な場合は、図１１６（Ｅ）に示すようにキャパシタＣｃを用いて行う。キャパシタの静電容量を微調整するために、単体キャパシタＣｄ、合成キャパシタＣｐ、または合成キャパシタＣｐを構成するＣｄに並列に接続するキャパシタＣｃは、この発明の実施形態の特性規定を必ずしも満足する必要はないが、満足しているのが好ましい。ただし、並列に接続するキャパシタＣｃも、交流電源の出力周波数が、前記ＬｐとＣとで決まる、リアクタンスがゼロとなる点に設定されているときの、並列に接続するキャパシタＣｃに印加される交流電圧Ｖｃ（Ｖ）より高い動作可能電圧性能をＣｃが有しており、かつ、並列に接続するキャパシタＣｃに流れる交流電流Ｉａ（Ａ）より高い通過可能電流性能を並列に接続するキャパシタＣｃが有していることを条件としている。なお、合成キャパシタＣｐは、図１１２の各図に示す左右端双方の端子から成るものを指す。
コイルとキャパシタの直列回路のリアクタンスがゼロとなる点では、共振作用により、キャパシタに、Ｉａ（Ａ）なる電流が流れ、Ｖｒ（Ｖ）＝Ｖｓ（Ｖ）×Ｑｒ、なる電圧が印加されるので、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは十分に低いものを選び、熱条件を満足する周波数を電力伝送に選ぶことが重要である。
なお、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、図１の回路において、最大電力を伝送しているときに実測すればよい。実測後、両端電圧Ｖｃ（Ｖ）がキャパシタの動作可能電圧を越えているときには、前述したように、キャパシタを直列に接続する。同じく、キャパシタに流れる電流は、図１の回路において、最大電力を伝送しているときに実測する。キャパシタが通過可能な交流電流は、リップル電流として規定されている場合もある。しかし、規定が無い場合には、前述したように、キャパシタの温度上昇を計測する。温度上昇が１０℃を越えているときは、キャパシタを並列接続する。キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流の双方を越えているときには、キャパシタを直並列に接続する。キャパシタを直列、並列、直並列に接続する場合、合成キャパシタの静電容量が所定値となるよう、合成キャパシタを構成するＣｄの値を選ぶ。そして、上述した特性規定は、前記合成キャパシタにて計測する。
また、上記に説明した各キャパシタの実効抵抗やインダクタンスの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、計測は、１、２、４、１０の各点でしか計測できないので、中間点は、グラフにより補間している。交流波形計測には、ケンウッドのオシロスコープ、ＣＳ−５３７０を使用した。交流波の図には、ピーク値をカーソルで計測後にグラフに数値として記入してある。ＣＳ−５３７０は、電力伝送性能の計測にも使用している。例えば、受電コイル２に接続された無誘導負荷抵抗の両端電圧を計測し、無誘導負荷抵抗に伝達されている実効電力を求めている。
（電力伝送装置の交流電源の実施形態）
図１１４は、この発明の一実施形態の電力伝送装置の送電部を示す回路図である。図１１４において、送電部３１は、交流電源３ｂと、箔状導体を平板渦巻き状に巻回して構成される一次コイルである送電コイルＬｐと、交流電源３ｂと送電コイルＬｐとの間に直列接続された送電キャパシタＣｐとを含み、送電コイルＬｐから、図示しない受電コイルＬｒに電力を伝送する。以下、前記電力伝送装置の送電部を含む部分を送電装置と表記する。
交流電源３ｂは、少なくとも１つの直流電源Ｖｄと、制御手段としての制御回路３ｃと、例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴを使用した第１および第２の半導体素子としてのスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂと、出力端子Ｔ１，Ｔ２とを備える。共通の端子としての第１の端子である出力端子Ｔ１と、第２の端子としての出力端子Ｔ２間には送電キャパシタＣｐと送電コイルＬｐとの直列回路が接続されている。出力端子Ｔ１には、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのドレインと、制御回路３の制御端子ＦＢとが接続されている。制御回路３ｃには、直流電源Ｖｄから＋電圧と接地電圧（０Ｖ）とが与えられている。スイッチング素子Ｑａのソースには、制御回路３ｃから＋電圧が与えられており、スイッチング素子Ｑｂのソースは出力端子Ｔ２に接続されているとともに、制御回路３ｃから接地電位（０Ｖ）が与えられている。
制御回路３ｃの制御端子Ｇａからスイッチング素子Ｑａのゲートに制御信号が与えられており、制御回路３ｃの制御端子Ｇｂからスイッチング素子Ｑｂのゲートに制御信号が与えられている。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂはコンプリメンタリ接続された構成となっているが、これに限らず、スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂの双方をＮ−ＣｈのＦＥＴを使用し、Ｑａのソース、Ｑｂのドレインを接続するように構成してもよい。また、伝送電力、電力伝送に使用する周波数によっては、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴを使用することもできる。これは、後述する他の実施形態においても同様である。なお、図１１４において、電力伝送に使用する周波数をｆｓ（Ｈｚ）とすると、Ｚｓはｆｓにおける交流電源３ｂの出力インピーダンスであり、Ｒｃはｆｓにおける送電キャパシタＣｐ単体の実効直列抵抗であり、Ｒｗはｆｓにおける送電コイルＬｐ単体の実効直列抵抗である。
図１１４に示す交流電源３ｂの周波数は、図１１４の送電コイルＬｐ、キャパシタＣで決まる、交流電源３ｂから見た、前記送電コイルＬｐと前記キャパシタＣの直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数か、それよりも若干周波数が高い、前記直列回路のインピーダンスが極小となる点に近接して設定されるのが好ましい。
これは、前記（４）式から、負荷が接続された受電コイルが、結合係数が高い状態で送電コイルに対向すると、送電側のインダクタンスが減少するため、送電側のリアクタンスがゼロとなる周波数は、図１１４に記載の前記Ｌｐ単体と前記Ｃの直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数よりも高くなるからである。受電コイルが対向すると、送電コイルのインダクタンスが減少する。
図１１５は、図１１４に示したスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの制御信号と、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に出力される電圧Ｖｏｕｔの波形を示す図であり。図１１６は出力端子Ｔ１，Ｔ２間に出力される正弦波信号の波形図である。
図１１５（Ａ）に示すように制御回路３ｃの制御端子Ｇａから出力される制御信号がＯＦＦからＯＮに変化すると、スイッチング素子Ｑａが導通して、出力端子Ｔ１，Ｔ２間の電位が図１１５（Ｃ）に示すように、直流電源Ｖｄの＋Ｖｄのレベルまで上昇し、出力端子Ｔ１から電流Ｉｆが流し出される。図１１５（Ｃ）に示す時間ｔ１（Ｓ）を経過すると、制御端子Ｇａから出力される制御信号がＯＦＦになり、スイッチング素子Ｑａが非導通になる。
その後、時間ｔ３（Ｓ）を経過すると、図１１５（Ｂ）に示すように、制御端子Ｇｂから出力される制御信号がＯＦＦからＯＮに変化する。これにより、スイッチング素子Ｑｂが導通して出力端子Ｔ１が接地電位になり、出力端子Ｔ１にコイルに蓄えられたエネルギーからの電流Ｉｒが引き込まれる。時間ｔ２（Ｓ）を経過すると、制御端子Ｇｂから出力される制御信号がＯＮからＯＦＦに変化し、スイッチング素子Ｑｂが非導通になる。
このように、出力端子Ｔ１から電流を流し出す時間ｔ１（Ｓ）と、出力端子Ｔ１から電流を引き込む時間ｔ２（Ｓ）が交互に存在するように、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのゲートが制御回路３ｃにより制御され、出力端子Ｔ１とＴ２との間に尖頭値が０Ｖと＋Ｖｄの間で変化する方形波が出力される。
通常、スイッチング素子は、ＯＮ時間とＯＦＦ時間が非対称のため、スイッチング素子Ｑａを導通させ、スイッチング素子Ｑｂを非導通にする信号を、同時にそれぞれのゲートに加えると、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの双方が、短時間ではあるが、同時に導通してしまうことがある。このため、直流電源Ｖｄが短絡され、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを通して過大電流が流れ、スイッチング素子Ｑａ，ＱｂのＯＮ抵抗が電力を消費し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂが発熱する。
この状態を回避するため、スイッチング素子Ｑｂを非導通にする信号をスイッチング素子Ｑｂのゲートに加え、スイッチング素子Ｑｂが完全に非導通になってからスイッチング素子Ｑａを導通させる信号をスイッチング素子Ｑａのゲートに加える。そのため、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの双方が非導通になり、出力端子Ｔ１の出力がハイインピーダンスとなる時間ｔ３≧０（Ｓ）を設けている。
出力端子Ｔ１から電流を流し出している時間ｔ１（Ｓ）、出力端子Ｔ１に電流を引き込んでいる時間ｔ２（Ｓ）に対し、ｔ３（Ｓ）の時間を調整することにより、リアクタンス性素子の作用により、回路電圧、電流が正弦波に近づくので、送電コイルＬｐを適切に駆動し、前記送電コイルＬｐが十分な磁束を発生させることができるだけの交流電流を、送電コイルＬｐに流すことができる。また、ｔ３（Ｓ）の時間を増減することにより、送電コイルＬｐに供給する電力を調整できる。
なお、図１１４、図１１５に示した実施形態では、電源出力がハイインピーダンスとなる時間、ｔ３を設けているが、スイッチング素子、Ｑａ、Ｑｂ、のスイッチング速度が、前記ｔ１、ｔ２に比較して十分に高速、概ね５０倍以上である場合には、特に、前記ｔ３を設ける必要は無い。前記ｔ３を設けないことにより、制御回路３ｃを簡略化し、コストダウンを図れる。例えば、出力電流が１Ａ程度である場合には、スイッチング素子、Ｑａ、Ｑｂ、に高速のスイッチング速度を持つものが使用でき、かつ、後述する、Ｚｓ≦（Ｒｗ＋Ｒｃ）、の条件を満足することができるので、前記ｔ３を設けなくともよい。
図１１４に示した交流電源３ｂの、交流電力を伝送する周波数ｆｓ（Ｈｚ）における出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、前記ｆｓにおける、前記送電コイルＬｐ単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、前記ｆｓにおける、前記送電キャパシタＣｐ単体の実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、としたときに、少なくとも、Ｚｓ≦（Ｒｗ＋Ｒｃ）、の条件を満足している。
この条件を満足しないと、実効直列抵抗ＲｗとＲｃによる電力損失よりも、交流電源２の内部インピーダンスＺｓによる損失の方が大きくなり、交流電源３ｂから効率良く送電コイルＬｐに電力を送れなくなる。
なお、Ｚｓ＝Ｒｗ＋Ｒｃのときは、いわゆる最大電力供給の法則に従う内部インピーダンスＺｓを持つ電源から負荷に最大電力を供給可能な条件で、特殊な場合に使うことができる。ただし、Ｚｓ＞（Ｒｗ＋Ｒｃ）、となると、出力インピーダンスＺｓが消費する電力が、Ｒｗ＋Ｒｃが消費する電力を上回るうえ、負荷に供給可能な電力が減少するので、Ｚｓ＝（Ｒｗ＋Ｒｃ）、を満足するように留意しなければならない。
しかし、本発明の作用効果は、長距離の電力伝送であり、電力伝送効率の向上を目的とはしていない。よって、概ね、Ｚｓは、（Ｒｗ＋Ｒｃ）の４倍程度以下であれば、発明として実施は可能である。この場合、交流電源の電力のうち、２０％程度しか送電コイルに供給できない。しかし、本発明の作用効果を実現するには、交流電源内部で電力損失があっても、問題は無い。ただし、この場合は、交流電源に供給する直流電源の電源容量が過大となる。したがって、Ｚｓの値はできる限り小さい方が好ましい。
好ましくは、図１１４において、Ｚｓ＜＜（Ｒｗ＋Ｒｃ）、を満足する。
例えば、交流電源３ｂの開放電圧を、Ｖｓ、Ｚｓ＝０．１Ω、Ｒｗ＋Ｒｃ＝０．９Ω、とすると、直列共振点での負荷電流Ｉｒは、
Ｉｒ＝Ｖｓ／（Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃ）（Ａ）、となり、負荷電力Ｐｒは、
Ｐｒ＝Ｉｒ２×（Ｒｗ＋Ｒｃ）（Ｗ）、となる。
交流電源２のＺｓで消費される電力Ｐｄは、上記と同様に、
Ｐｄ＝Ｉｒ２×Ｚｓ（Ｗ）、となり、
負荷電力、Ｐｒは、Ｐｒ＝０．９×Ｉｒ２（Ｗ）となって、
交流電源３ｂ内で消費される電力、Ｐｄは、Ｐｄ＝０．１×Ｉｒ２（Ｗ）となる。
すなわち、交流電源３ｂから出力される電力、（０．１＋０．９）×Ｉｒ２（Ｗ）、のうち、９０％が送電コイルとキャパシタの直列回路に伝達されることになり、交流電源２内部での損失となる電力は１０％になる。すなわち、前記Ｚｓ、Ｒｗ、Ｒｃ、のシンボルを使うと、交流電源２から送電コイルへの電力伝達効率、ηｔは、
ηｔ＝（Ｒｗ＋Ｒｃ）／（Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃ）
＝１／（Ｚｓ／（（Ｒｗ＋Ｒｃ）＋１））、となるので、
Ｚｓ＜＜（Ｒｗ＋Ｒｃ）、を満足し、Ｚｓ／（Ｒｗ＋Ｒｃ）、の値が小さいほど、前記ηｔ、が高くなるのが分かる。
したがって、好ましくは、Ｚｓ／（Ｒｗ＋Ｒｃ）≦４、（Ｚｓの損失２０％）、
より好ましくは、Ｚｓ／（Ｒｗ＋Ｒｃ）≦９、（Ｚｓの損失１０％）、
さらに好ましくは、Ｚｓ／（Ｒｗ＋Ｒｃ）≦１９、（Ｚｓの損失５％）、を満足する。
交流電源からＬＣ直列回路を見ると、共振点で、純抵抗、Ｒｗ＋Ｒｃ、となるが、方形波でＬＣ直列回路を駆動する場合においては、方形波は、奇数倍の高調波成分を持つので、波形に歪が生じる。
したがって、Ｚｓ／（Ｒｗ＋Ｒｃ）、の値は可能な限り低い方が好ましい。この交流電源の特性は、本発明においても、また、他の構成の大電力を高効率で伝送可能なコイルにおいても、交流電源の重要な特性規定となるが、相互誘導作用、変成器について十分に把握されていない従来の技術では、交流電源の特性については全く言及されていない。
アンテナのような単体で固有の共振周波数と固有インピーダンスを持つものに対しては、送信機内部で、送信機の出力インピーダンスをアンテナのインピーダンスに変換する必要があるが、本発明は相互誘導作用を利用しており、特定の波長（周波数）の電磁波を空中に放出する、あるいは特定の波長（周波数）の電磁波を捉えるという機能を持ったアンテナとは根本的に作用効果が異なっている。すなわち、アンテナの場合、送信機の出力インピーダンスとアンテナの固有インピーダンスが一致していないと、定在波による損失が発生してしまう。一方、理想的なコイル単体には、固有の共振周波数も固有インピーダンスも存在しないので、インピーダンス整合も必要なく、定在波も発生しない。
相互誘導作用を利用しているコイルを使う限りにおいては、前述したように、送信機から供給される電力の半分が損失となるような、アンテナの固有インピーダンスとの整合を取る（インピーダンス変換を行う）必要はない。リアクタンスがゼロとなる電力伝送に使用する周波数ｆｓ（Ｈｚ）において、コイルの実効抵抗をＲｗ（Ω）、キャパシタの実効抵抗をＲｃ（Ω）として、（Ｒｗ＋Ｒｃ）よりも十分に低い内部インピーダンスＺｓを持つ交流電源を用いることにより、交流電源から送電コイルに電力を伝達する効率を、理論上は、１００％に近くすることができる。
相互誘導作用とアンテナの作用とは動作原理が根本的に異なるのであるが、両者が混同され、前記相違点について明確に言及した従来技術も存在しない。例えば、特開２０００−３４８１５２号公報には、相互誘導作用により電力を受電するループ状コイルを「アンテナ」と記載しており、コイルとアンテナの明確な区別が行われていない。
なお、図１１４の制御回路３ｃは、各スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを導通−非導通にするのみならず、各スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのゲート電圧を制御し、図１１６に示すように、正弦波を発生させることも可能である。図１１６に示した正弦波は、出力電圧がゼロか最大値以外の点では、ＱａとＱｂの双方が導通しているので、交流電源の出力インピーダンスＺｓを小さくし、出力端子Ｔ１−Ｔ２間に流れる電流を確保しようとすると、スイッチング素子ＱａとＱｂのＯＮ抵抗を通じて、直流電源Ｖｄを短絡する電流が流れ、スイッチング素子ＱａとＱｂのＯＮ抵抗による損失が発生する。このような場合は、前記出力インピーダンスＺｓを計算上で求められないので、電力を伝送する周波数ｆｓにおいて、図１１４の出力端子Ｔ１−Ｔ２間に、例えば無誘導抵抗Ｒ（Ω）を接続したときの出力端子Ｔ１−Ｔ２間の電圧をＶｒ、出力端子Ｔ１−Ｔ２間を開放したときの電圧をＶｎとすると、
Ｖｎ＝Ｖｄ、Ｖｒ＝Ｖｄ（Ｒ／（Ｒ＋Ｚｓ））、となるので、
Ｖｒ＝Ｖｎ／（Ｒ／（Ｒ＋Ｚｓ））、Ｒ＋Ｚｓ＝Ｖｎ／（Ｒ・Ｖｒ）
Ｚｓ＝Ｖｎ／（Ｒ・Ｖｒ）−Ｒ
例えば、Ｒ＝１Ωなら、Ｚｓ＝Ｖｎ／（Ｖｒ）−１（Ω）
Ｒ＝２Ωなら、Ｚｓ＝Ｖｎ／（２・Ｖｒ）−２（Ω）
として、出力インピーダンスＺｓを求める。これは、図１１６に限らず、図１１５の方形波、後述する図１２２に示す階段波でも同じで、出力インピーダンスＺｓは周波数により変動するため、電力を伝送する周波数ｆｓ（Ｈｚ）において計測する。これは、他の実施形態においても同様である。
また、正弦波を発生させる交流電源の出力インピーダンスを低下させる方法の一例は、特開平５−２２０４８号公報、特開平５−２２０４９号公報などに開示されているが、正弦波を用いる利点は、素子や回路に対し回路理論が適用可能で、実測値と、理論上の数値との乖離を測定できることにある。出力インピーダンスＺｓが低い正弦波出力の電源は、前述したキャパシタの実効抵抗を計測するのにも必要となる。ただし、前記した方法で、前記正弦波出力交流電源の出力インピーダンスＺｓを計測しておく必要がある。
この場合において、第１、第２の半導体素子は、バイアス点によってはＡ級動作となるので、直流―交流変換効率は低下するが、非飽和領域で使用するため、高速のスイッチング特性を持たない半導体素子でも、出力インピーダンスを低くすることができる。
なお、Ｂ級動作、Ｃ級動作とすることにより、Ａ級動作よも出力インピーダンスは多少高くなり、出力波形に歪みが生じるが、直流―交流変換効率を上げることができる。ＬＣ直列回路は、波形を正弦波に戻す作用があり、特に共振点近辺では前記作用が強く、Ｂ級動作、Ｃ級動作を採用することもできる。なお、交流電源の出力周波数が低い場合には、Ｄ級動作を採用することにより、直流―交流変換効率をさらに上げることができる。
前述したように、本発明は、電力伝送効率は低くとも、長距離の電力伝送を可能とするものであるので、直流−交流変換効率が問題とならず、出力インピーダンスを下げてコイルに十分な電流を流すためであれば、インピーダンス変換器等を用い出力インピーダンスを下げる手法や、図１１４などのように、交流電源の出力からフィードバック制御をかけて出力インピーダンスを下げる手法を用いることもできる。図１１４において、スイッチング素子Ｑａ、ＱｂのＯＮ抵抗が大きく、Ｔ１の出力インピーダンスＺｓが大きい場合でも、Ｚｓは、Ｚｓ＝ΔＥ／ΔＩ、で定義されるため、出力電流ΔＩが変化しても、出力電圧が一定で、ΔＥがゼロであれば、理論上Ｚｓはゼロになる。実際には、Ｚｓはゼロとはならないが、理論上ゼロとなるのは、オペアンプや定電圧電源の動作原理として知られている。この実際のＺｓは、前述したように、交流電源の端子が開放状態のときと、無誘導抵抗を接続したときの出力電圧の差から求められる。
図１１７は、この発明の他の実施形態における送電部３２を示す回路図である。図１１４〜図１１６に示した実施形態では、交流電源３ｂから尖頭値が０Ｖと＋Ｖｄの間で変化する方形波を出力するようにしたのに対して、図１１７に示した実施形態は、交流電源３ｂ１から尖頭値が、−Ｖｄと＋Ｖｄの間で変化する方形波を出力するように構成したものである。
すなわち、制御回路３ｃは、図１１４に示した制御回路３ｃと同様にして、制御端子Ｇａ，Ｇｂから制御信号を出力するとともに、制御端子Ｇｃ，Ｇｄからも制御信号を出力する。制御端子Ｇｃ，Ｇｄから出力された制御信号は、スイッチング素子Ｑｃ，Ｑｄのゲートに与えられる。なお、スイッチング素子Ｑｃ，Ｑｄも、例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。
スイッチング素子Ｑｃ，Ｑｄのドレインは、制御回路３ｃの制御端子ＦＢ２に接続されるとともに出力端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子Ｑｃのソースはスイッチング素子Ｑａのソースに接続されており、スイッチング素子Ｑｄのソースは、スイッチング素子Ｑｂのソースに接続されている。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｃと制御回路３ａとの接続は、図１１７と同じである。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｃは電流Ｉｆを流し出し、スイッチング素子Ｑｂ，Ｑｄは電流Ｉｒを引き込む作用をなす。
図１１８は、図１１７のスイッチング素子Ｑａ〜Ｑｄのゲートを制御する波形と、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に出力される出力波形を示している。
図１１８（Ａ），（Ｄ）に示すように制御信号Ｇａ，ＧｄがＯＦＦからＯＮに変化すると、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｄが導通し、時間ｔ１（Ｓ）の間だけ直流電源Ｖｄの＋端子から電圧＋Ｖｄが制御回路３ｃからスイッチング素子Ｑａを介して出力端子Ｔ１に出力される。Ｔ１からＣｐ、Ｌｐ、出力端子Ｔ２を通り、スイッチング素子Ｑｄから制御回路３ｃを介して直流電源Ｖｄの−端子に、Ｉｆの方向に電流が流れる。時間ｔ１（Ｓ）経過後に制御信号Ｇａ，ＧｄがＯＦＦになるので、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｄが非導通になり、時間ｔ３（Ｓ）の間ハイインピーダンス状態となる。その後、図１１８（Ｂ），（Ｃ）に示すように、制御信号Ｇｂ，ＧｃがＯＦＦからＯＮに変化する。すると、スイッチング素子Ｑｂ，Ｑｃが導通し、時間ｔ２（Ｓ）の間だけ直流電源Ｖｄの＋端子から電圧＋Ｖｄが制御回路３ｃからスイッチング素子Ｑｃを介して出力端子Ｔ２に出力され、出力端子Ｔ２からＣｐ、Ｌｐ、出力端子Ｔ１を通り、スイッチング素子Ｑｂから制御回路３ｃを介して直流電源Ｖｄの−端子に、Ｉｒの方向に電流が流れる。すなわち、時間ｔ１には、出力端子Ｔ１は＋Ｖｄ、出力端子Ｔ２はＧＮＤとなり、時間ｔ２には、出力端子Ｔ１はＧＮＤ、出力端子Ｔ２は＋Ｖｄとなり、この動作を繰り返すことにより、出力端子Ｔ１，Ｔ２間には図１１８（Ｅ）に示すように、＋Ｖｄ、−Ｖｄの２値を取る、尖頭値が出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。これにより、図１１５（Ｃ）に示した出力電圧Ｖｏｕｔに比べて２倍の振幅の方形波が得られるので、送電コイルＬｐと送電キャパシタＣｐの直列回路のリアクタンスがゼロとなった点で、前記直列回路に大きな電流を流すことができる。
そして、これらの実施形態では、交流電源３ｂの出力周波数は、送電コイルＬｐと前記送電キャパシタＣｐとで決まる、リアクタンスがゼロ、あるいはインピーダンスが極小となるとなる点に近接して設定されている。
送電コイルＬｐと送電キャパシタＣｐとで決まる、リアクタンスがゼロの点は直列共振点であるが、実際のコイルやキャパシタは、実効直列抵抗、実効並列抵抗を持つので、リアクタンスがゼロの点と、インピーダンスが極小となるとなる点は、わずかに異なっており、インピーダンスが極小となるとなる点はリアクタンスがゼロの点よりも若干高い。そして、前記周波数ｆｓは、前述したコイルを使用可能な周波数領域であるｆ１以下の周波数である。ｆｓをｆ１以下に設定する作用効果については、コイルに関する実施形態にて既述したとおりである。
図１１４および図１１７に示した実施形態における送電部３１，３２は、送電コイルＬｐの周囲に広範囲に渡り磁束を形成することができ、送電コイルＬｐの面積よりも小さい面積の任意の構成を持つ受電コイルＬｒに、長距離の電力伝送が可能な送電装置であるという作用効果を持つ。
この場合においては、両コイル間の結合係数が小さいので、受電側の影響を送電側が受けないため、送電コイルＬｐに流れる交流電流が最大となるよう、交流電源３ｂ，３ｂ１の周波数は、送電コイルＬｐと送電キャパシタＣｐとで決まる、リアクタンスがゼロ、あるいはインピーダンスが極小となる点に近接して設定すればよく、キャパシタを用いて力率改善を行っている従来の送電装置のように、複雑な制御回路を必要としない。
また、これらの実施形態では、各素子の熱抵抗をθｑ（℃／Ｗ）、各素子の動作可能温度をＴｑ（℃）、各素子が設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、各素子に流れる平均実効電流をＩａ（Ａ）、とすると、各素子ＱのＯＮ抵抗をＲｑ（Ω）、としたときには、各素子全てが、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｒｑ×Ｉａ２）、を満足し、各スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄの両端電圧をＶｑ（Ｖ）、としたときには、各素子全てが、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｖｑ×Ｉａ）、を満足している。
上記、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｒｑ×Ｉａ２）、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｖｑ×Ｉａ）、の条件は、送電コイルＬｐにおいても規定されている熱条件であり、回路あるいは素子が使用可能な熱条件を規定しているものである。
コイルの熱抵抗、θｉ、を、直流定電流源を用いて計測する方法を既述したが、まず、半導体素子の熱抵抗、θｑ、について説明する。通常、熱抵抗は、素子の材質、形状等を勘案して熱拡散方程式を解く必要がある。しかし、前述したように、熱拡散方程式を解くのは困難な場合が多いので、初期の素子温度をＴａとし、素子に一定の電力Ｐ（Ｗ）を消費させ、熱平衡の定常状態になった時の温度とＴａの温度差をＴｒとし、
θｑ＝Ｔｒ／Ｐ（℃／Ｗ）、として、近似的に熱抵抗を求める。
トランジスタやＦＥＴのような能動素子の場合は、単体では熱抵抗θｑが非常に大きく、５０〜９０（℃／Ｗ）となるが、放熱板を装備することにより、熱抵抗を数℃／Ｗ、以下に低下させることが可能である。トランジスタやＦＥＴのような能動素子では、規格が定められており、実際に熱抵抗を実験により求めずとも、単体での熱抵抗が規定されている場合が多く、また放熱板としてどのような形状、寸法のものが必要であるかについても、規定されている場合が多い。
簡便には、ＴＯ−２２０のパッケージであれば、ほぼ同一の熱抵抗を持つので、放熱板に取り付けた出力電圧が５Ｖである７８０５の三端子レギュレーターＵ１（図示せず）の出力に５Ωの抵抗を接続すれば、Ｕ１の出力には１Ａの定電流が流れるので、入力電圧を１５Ｖとすると、前記７８０５で消費される電力Ｐは、Ｐ＝（１５−５）Ｖ×１Ａ約１０Ｗとなる。熱平衡となる定常状態で、前記７８０５の温度が３０℃上昇すれば、熱抵抗θｑは、θｑ＝３０℃／１０Ｗ＝３（℃／Ｗ）となる。
ＦＥＴの場合には、ＯＮ抵抗Ｒｑとドレイン−ソース間に流れる電流Ｉａの二乗を掛けたものが、素子の損失Ｐｑ（Ｗ）となるので、このようにして求めた熱抵抗θｑに、損失Ｐｑを掛けると、素子の温度上昇値Ｔｒ（℃）が求められる。Ｔｒ＝θｑ×Ｒｑ×Ｉａ２（℃）となり、素子が動作可能な温度をＴｗ（℃）、素子が設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）とすると、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｑ（Ｒｗ×Ｉａ２）を満足しないと、素子の使用可能温度を越えてしまい、この実施形態を実施するのが困難になる。
同様に、バイポーラトランジスタの場合は、コレクタ−エミッタ間の飽和電圧、Ｖｑ（Ｖ）と、コレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉａ（Ａ）を掛けたものが、素子の損失Ｐｑ（Ｗ）となるので、熱抵抗θｑに、Ｐｑを掛けると、素子の温度上昇値Ｔｒ（℃）が求められる。ＦＥＴの場合と同様に、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、
（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｖｑ×Ｉａ）を満足しないとならない。
図１１９は、特許文献６の図９の問題点を解決した実施形態の一例を示す送電部３３の交流電源３ｂ２の回路構成を示す図である。図１１９において、交流電源３ｂ２はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、リバースダイオードＤ１〜Ｄ４と、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４とを含む。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ドレインと各ソース間には、それぞれ寄生のリバースダイオードＤ１〜Ｄ４が存在しており、各ドレインはダイオードＤ１１〜Ｄ１４を介して出力端子Ｔ１に接続されている。出力端子Ｔ２は接地されている。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が導通したときに直流電源Ｖ１〜Ｖ４が、リバースダイオードダイオードＤ１１〜Ｄ１４により短絡するのを阻止する。直流電源Ｖ１とＶ２，Ｖ３とＶ４は、それぞれ直列接続されており、直流電源Ｖ２の−側と直流電源Ｖ３の＋側は接地されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ソースは直流電源Ｖ１，Ｖ２の＋側に接続されており、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各ソースは直流電源Ｖ３，Ｖ４の−側に接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートには図示しない制御回路から制御信号Ｇ１〜Ｇ４が与えられている。
図１２０は、図１１９に示したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号と、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に出力される電圧Ｖｏｕｔの波形を示す図である。
図１２０（Ａ）に示すように制御信号Ｇ１がＯＦＦからＯＮになるとスイッチング素子Ｑ１が導通し、直流電源Ｖ１とＶ２の加算された電圧＋Ｖ×２がスイッチング素子Ｑ１を介して出力端子Ｔ１に出力される。図１２０（Ｂ）に示すように制御信号Ｇ２がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ２が導通して、直流電源Ｖ２の直流電圧＋Ｖがスイッチング素子Ｑ２を介して出力端子Ｔ１に出力される。
図１２０（Ｃ）に示すように制御信号Ｇ３がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ３が導通して、直流電源Ｖ３の直流電圧−Ｖがスイッチング素子Ｑ３を介して出力端子Ｔ１に出力される。図１２０（Ｄ）に示すように制御信号Ｇ４がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ４が導通して、直流電源Ｖ３とＶ４の加算された電圧−Ｖ×２がスイッチング素子Ｑ４を介して出力端子Ｔ１に出力される。
したがって、出力端子Ｔ１，Ｔ２間には、図１２０（Ｅ）に示すように、正弦波に近い階段波形が得られるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、導通−非導通のみの動作なので、直流電源Ｖ１〜Ｖ４からの直流電力を交流電力に変換する効率を極めて高くすることができる。
なお、各制御信号Ｇ１〜Ｇ４がＯＮ，ＯＦＦする間の時間ｔａ，ｔｂ，ｔｃはハイインピーダンスになっており、ｔ３＝ｔａ＋ｔｂ＋ｔｃとすると、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に、＋の電位が現れる時間ｔ１と、−の電位が現れる時間ｔ２は、ｔ３＜ｔ１、ｔ３＜ｔ２になるように選ばれる。
図１２１は、図１１９の交流電源３ｂ２を変形した送電部３４の一例を示す回路構成を表す図である。この実施形態は、接地の基準電位を設けた例で、出力端子Ｔ１が接地電位に接続され、出力端子Ｔ１とＴ２の間がハイインピーダンスとならないように構成したものである。
図１２１は、図１１９と同様にして、交流電源３ｂ２が、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、リバースダイオードＤ１〜Ｄ６と、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６とを含む。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各ドレインと各ソース間には、それぞれリバースダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されており、各ドレインはダイオードＤ１１〜Ｄ１６を介して出力端子Ｔ１に接続されている。出力端子Ｔ２は接地されている。
直流電源Ｖ１〜Ｖ４は、それぞれ直列接続されており、直流電源Ｖ２の−側と直流電源Ｖ３の＋側は接地されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ソースは、それぞれ直流電源Ｖ１，Ｖ２の＋側に接続されており、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各ソースは、それぞれ接地され、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の各ソースは、直流電源Ｖ３，Ｖ４の−側にそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各ゲートには図示しない制御回路から制御信号Ｇ１〜Ｇ６が与えられている。
図１２２は、図１２１に示したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号と、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に出力される電圧Ｖｏｕｔの波形を示す図である。図１２２（Ａ）に示すように制御信号Ｇ１がＯＦＦからＯＮになるとスイッチング素子Ｑ１が導通し、直流電源Ｖ１とＶ２の加算された電圧＋２Ｖがスイッチング素子Ｑ１を介して出力端子Ｔ１に出力される。図１２２（Ｂ）に示すように制御信号Ｇ２がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ２が導通して、直流電源Ｖ２の直流電圧＋Ｖがスイッチング素子Ｑ２を介して出力端子Ｔ１に出力される。
図１２２（Ｃ）に示すように制御信号Ｇ３がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ３が導通して接地電位がスイッチング素子Ｑ３を介して出力端子Ｔ１に出力される。図１２２（Ｄ）に示すように制御信号Ｇ４がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ４が導通して接地電位がスイッチング素子Ｑ４を介して出力端子Ｔ１に出力される。図１２２（Ｅ）に示すように、制御信号Ｇ５がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ５が導通し、直流電源Ｖ３の直流電圧−Ｖがスイッチング素子Ｑ５を介して出力端子Ｔ１に出力される。図１２２（Ｆ）に示すように制御信号Ｇ６がＯＮすると、スイッチング素子Ｑ６が導通して、直流電源Ｖ３とＶ４の加算された電圧−２Ｖがスイッチング素子Ｑ６を介して出力端子Ｔ１に出力される。
したがって、出力端子Ｔ１，Ｔ２間には、図１２２（Ｇ）に示すように、正弦波に近い階段波形が得られるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、導通−非導通のみの動作なので、直流電源Ｖ１〜Ｖ４からの直流電圧を交流電源に変換する効率を極めて高くすることができ、半導体素子に装備する放熱板の寸法を小さくするか、あるいは半導体素子単体で使用することができる。
なお、各制御信号Ｇ１〜Ｇ６がＯＮ，ＯＦＦする間の時間ｔａ，ｔｂ，ｔｃ，ｔｄ，ｔｅ，ｔｆはハイインピーダンスになっており、ｔ３＝ｔａ＋ｔｂ＋ｔｃ＋ｔｄ＋ｔｅ＋ｔｆとすると、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に＋の電位が現れる時間ｔ１（S）と、−の電位が現れる時間ｔ２（Ｓ）は、ｔ３＜ｔ１、ｔ３＜ｔ２になるように選ばれる。
図１１９、図１２１の実施形態の交流電源において、出力周波数ｆｏ（Ｈｚ）は、図１２０、図１２２の、ｔ１、ｔ２、ｔ３より、ｐ＝ｔ１＋ｔ２＋ｔ３（Ｓ）、とすると、ｆｏ＝１／ｐ、となり、ｆｏを、前記送電コイルＬｐと前記送電キャパシタＣｐとで決まる、リアクタンスがゼロ、あるいはインピーダンスが極小となるとなる点に近接して設定する。
上記の実施形態において、本発明の送電コイルは、要求される性能に基づき設計されるので、インダクタンスは固定値となるが、交流電源の周波数と、キャパシタのキャパシタンスは可変できるので、コイルを駆動する概略の周波数を決めておき、交流電源、キャパシタのどちらかで、リアクタンスがゼロ、あるいはインピーダンスが極小となるとなる点に設定すれば良い。
また、交流電源の出力周波数を可変可能とし、共振周波数ｆｒ近辺で交流電源の周波数を可変すると、コイルに流れる電流が変化するので、コイルに供給する電力を調整することができる。送電部は、単純な直列共振回路であり、負荷の影響が少なく、受電コイルと送電コイルの結合係数も小さい。よって、送電コイルのリアクタンスもほぼ一定である。
面積が送電コイルの１／５程度の大きさの受電コイルが送電コイルの中心部に置かれた場合などは、共振点がずれ、送電コイルに流れる電流が低下する。しかし、このような状態では、送電コイルと受電コイル間の結合係数が高いので、受電コイルに十分な電力を送ることができる。
なお、図１１９、図１２１の実施形態において、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｖｑ×Ｉａ）の条件をＤ１〜Ｄ６が満足している必要が有り、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｒｑ×Ｉａ２）の条件をＱ１〜Ｑ６が満足していなければならない。前記したように、Ｉａは、各素子に流れる平均実効電流であり、各素子に分かれて流れる。ただし、Ｖｑは、Ｄ１〜Ｄ６の素子バラツキによって、Ｒｑは、Ｑ１〜Ｑ６の素子バラツキによって異なってくることに留意する。
上述のごとく、図１１４、図１１７、図１１９、図１２１のような実施形態の交流電源を送電部に使用することにより、送電キャパシタＣｐを直列接続した送電コイルＬｐに十分な交流電流を流すことが可能となり、送電コイルＬｐは広い範囲に磁束を形成できる。
なお、上記、図１１４、図１１７、図１１９、図１２１に記載されている直流電源Ｖｄ，Ｖ１〜Ｖ４は、電池等を使ってもよいし、商用の交流電源から生成してもよい。
図１２３は、図１１９および図１２１における直流電源Ｖ１〜Ｖ４を生成する回路図の一例である。図１２２において、変成器ＰＴの図示しない送電コイルに商用電源電圧を与え、二次コイルから所定の電圧を降圧してダイオードＤ２１〜Ｄ２８により降圧した交流電圧を整流することで、直流電圧＋Ｖ×２，＋Ｖ，０Ｖ，−Ｖ，−Ｖ×２を取り出すことができる。
なお、出力が入力側の商用交流電源と絶縁された電源を使用するなら、スイッチング電源等を使ってもよい。その他、本方式は、本質的に送電コイルと受電コイルが絶縁されているため、ＰＷＭ降圧方式などで、直接直流電源を交流電源から生成することもできる。
図１１４、図１１７、図１１９、図１２１の実施形態は、回路構成としての一例であり、図１１４、図１１７、図１１９、図１２１に明示した、送信コイルＬｐにＩｆ、Ｉｒの双方向に電流が流せる交流電源であって、前記Ｚｓ、前記Ｒｗ、前記Ｒｃが、Ｚｓ≦（Ｒｗ＋Ｒｃ）を満足し、前記不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｑ（Ｒｗ×Ｉａ２）を満足するか、前記不等式、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｖｑ×Ｉａ）を満足しており、直流電源から交流電源への変換効率が問題とならない場合には、交流電源の出力波形は、方形波、階段波に限ることはなく、前記実施形態に限らず、種々の実施形態を実現することが可能である。
例えば、図１１４において、送電コイルＬｐに電磁的に結合した第３のコイルを設け、前記第３のコイルから制御回路３に正帰還をかけることにより、自励発振を行わせることもできる。本発明においては、通常、送電コイルＬｐには一定の電流を流しておき、特別な制御を必要としないので、送信コイルＬｐにＩｆ、Ｉｒの双方向に電流が流せる回路構成で、前記Ｚｓ、前記Ｒｗ、前記Ｒｃが、Ｚｓ≦（Ｒｗ＋Ｒｃ）を満足し、前記不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｑ（Ｒｗ×Ｉａ２）を満足するか、前記不等式、（Ｔｑ−Ｔａ）≧θｑ（Ｖｑ×Ｉａ）を満足している限りにおいて、種々の自励発振回路を使うこともできる。
ただし、前記、ｔ１、ｔ２、ｔ３の規定については、図１１５、図１１８、図１２０、図１２２のように、交流電源の出力端子Ｔ１、Ｔ２の箇所で満足しなければならない条件であり、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートを制御する時間の規定ではない。また、ｔ１、ｔ２、ｔ３の比を変化させてコイルに供給する電力を調整することも可能であり、その場合には、必ずしも、ｔ３＜ｔ１、ｔ３＜ｔ２、の条件を満足する必要はない。
なお、特開２００５−６４５９号公報の段落番号００２５、図３には、スイッチング素子であるＦＥＴのゲートを制御し、２つのＦＥＴがＯＦＦになるような制御回路が開示されているが、前記図３は、一方のＦＥＴのゲート信号がＯＦＦになったら、他方のＦＥＴのゲートをＯＮにしているだけであり、図１１４の実施形態のようにドレイン出力からの信号を制御回路が検知する手段があるか、あるいは、ＦＥＴのＯＮ時間とＯＦＦ時間を勘案してゲート信号を制御しない限り、前記図３にて両ＦＥＴがＯＦＦとなる時間が確実に存在する保証はない。
すなわち、通常のロジックＩＣの遅延時間を勘案すると、特開２００５−６４５９号公報の図３では、一方のＦＥＴのゲート信号がＯＦＦになったことを検知してから、他方のＦＥＴのゲートをＯＮにする時間は２０ｎＳ以下であり、キャパシタによる遅延回路が設けてあるとはいえ、パワーＦＥＴのＯＮ時間とＯＦＦ時間は、数十ｎS以上異なっているのが通常である。
また、特開２００５−６４５９号公報は、ハイインピーダンスの時間を規定しておらず、元々が受電側の状態を検知し、送電周波数を変化させて受電側の状態を適切に制御する発明であって、本発明のように、基本的な電力伝送性能を向上させるものではなく、送電コイルに供給可能な電力も高々５Ｗであり、後述するように、１ＭＨｚ以上の周波数でも使用可能な本発明のコイルに、１０Ｗ以上の電力を供給するのに適した回路ではない。
本発明の実施形態によれば、コイルの全方向に広がる磁束を発生させることが可能となり、長距離の電力伝送が可能になる。例えば、大きさがＢ４用紙サイズ程度の送電コイルを用い、ＬＥＤの負荷を装備した受電コイルに、５０ｃｍ以上の距離でＬＥＤが点灯するだけの電力伝送ができ、コイル巻回面と同一平面では、送電コイルを中心とし、送電コイルの面積の倍以上の面積で、ＬＥＤの負荷を装備した受電コイルにＬＥＤが点灯するだけの電力を伝送できる。あるいは、前記送電コイル上のほぼ全面で、受電コイルにほぼ均一な電力を供給できる。また、送電コイルの巻回面と受電コイルの巻回面が平行でなく、任意の角度や位置関係であっても、電力を伝送できる。
前記の性能を実現するため、前記送電コイルを駆動するには、尖頭値が１０Ｖの方形波があれば十分で、例えば、５Ｖで動作する汎用の高速Ｃ−ＭＯＳロジックバッファーを並列接続すれば、十分に低い電源インピーダンスが得られ、電力損失の少ない交流電源が低コストで実現できる。また、長距離の電力伝送性能を達成するには、高い周波数でコイルを駆動する必要があるが、本構成の交流電源を用いれば１０ＭＨｚ程度まで安定して動作する交流電源が、低コストで実現できる。
また、本発明によれば、力率を向上させるため、正のリアクタンス成分を打ち消すキャパシタの、実効直列抵抗や実効並列抵抗とリアクタンスの関係を規定することにより、電力を伝送する周波数における最適なキャパシタを選定することができ、あるいは電力を伝送するのに最適な周波数を選定できる。
上述のごとく、この発明の実施形態では、面積比の大きいコイル間で電力を伝送するので、送電コイルと受電コイルとの結合係数が小さい。そのため、送電コイルが受電側の影響を受けないので、交流電源は、送電コイルとキャパシタとで決まる、リアクタンスがゼロとなる周波数に固定しておけばよく、フィードバック制御や、交流電源と送電コイルの電圧位相を比較して、受電側の状態を検知し、交流電源の交流電圧や周波数を調整するような複雑な手段を必要としない。したがって、電力伝送装置を低コストで実現することが可能となる。
さらに、空芯コイルに金属体が近接したときに、電力伝送性能が低下する現象を排除する方法を提供する。また、送電コイルよりも大きい金属枠を送電コイルに近接して設置することにより、少なくともコイルの巻回面と同一平面では、金属枠の大きさまで、電力伝送範囲を広げることが可能となる。
具体的には、例えば、前記したように、Ｂ４サイズ程度の送電コイルに、１０Ｗの実効電力を供給することにより、直径５ｃｍ程度の円板状にホルマル線を５０ターン巻いた受電コイルにキャパシタとＬＥＤを並列に接続した受電側装置に、送電コイル上約５０ｃｍ以上の距離の電力伝送ができる。また、受電側装置が、送電コイルの巻回面に対して、どのような角度であっても電力を伝送可能とする。
さらに、一般に使用されている長距離電力伝送用の非接触ＩＣカードは、数十Ｗの送電電力で、数十ｍＷの電力を、数十ｃｍの距離間で伝送できるが、上記の性能は、１０Ｗ程度の送電電力で、０．５Ｗ近い電力を、数十ｃｍの距離間で伝送できるものである。
以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。
この発明の電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置は、送電部から受電部に電力を伝送するのに利用でき、特に送電部からの距離が離れた受電部に電力を伝送するのに利用できる。また、送電部と受電部の距離が数十ｃｍ以上あり、かつ、送電コイルと受電コイルの相対角度が変動しても、伝送可能電力に変動を来たさない用途に利用できる。
この発明の一実施形態における電力伝送装置のブロック図である。 この発明の一実施形態における電力伝送装置の送電部に使用される箔状導体コイルを示す斜視図である。 図２に示したコイルの線Ａ‐Ａに沿う断面を拡大して示す図である。 この発明の電力伝送装置に使われる受電コイルの一例を示す図である。 この発明の電力伝送装置に使われる受電コイルの他の例を示す図である。 変成器の入力インピーダンスを求める等価回路図である。 この発明の一実施形態における電力伝送装置の空芯コイル単体の等価回路図である。 従来例で説明した図１２４のように構成された変成器部分の等価回路図である。 受電コイルを短絡したときの変成器の等価回路を表す図である。 受電コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されときの変成器の等価回路を表す図である。 １ｍｍの単導線を外径７０ｍｍに、２５ターン密接巻きしたコイル１Ａの、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。 ０．６ｍｍの単導線を外径７０ｍｍに４０ターン密接巻きしたコイル１Ｂの、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。 ０．３ｍｍの単導線を外径７０ｍｍに７０ターン密接巻きしたコイル１Ｃの、Ｒｗ，Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。 コイル１０Ａ同士を対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｂ同士を対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｃ同士を対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｄと１０Ｃとを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｃと１０Ｄとを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ａ，１０Ｃ，１０Ｄの単体の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｅ同士を対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｆ同士を対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｆ，１０Ｅを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ａ，１０Ｆを対向させたときのＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ｆ，１０Ａを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ａ，１０Ｊを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１Ａ，１０Ｆを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１０Ａ，１Ａを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 コイル１Ａ，１０Ａを対向させたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を表す図である。 この発明の他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｂを示す図である。 傘形状に形成したコイル１０ｃの断面図である。 この発明の他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｄの他の例を示す図である。 この発明の他の実施形態における電力伝送装置のコイルの断面を拡大して示す図である。 送電コイル上の磁束方向と強度を表す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置に使用される、一部の辺のみ角度をつけたコイルを示す図である。 導体断面と磁束形状を示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｅを示す図である。 図３６の線Ｂ−Ｂに沿う断面図である。 銅間隙に誘電率の高い材料が存在する一例を示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｆを示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｇを示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｈを示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｉを示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイル１０ｊを示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルｋを示す図である。 図４４に示した実施形態における送電用コイルと受電用コイルとの対応関係を示す図である。 金属枠上にコイルを設置した例を示す図である。 不要輻射を防止するコイル１０ｍの構造を示す図である。 コイルと磁性材板との間に、絶縁板を設けたコイル１０ｎを示す図である。 コイルの一方面側に磁性材板と磁性材板の２層の磁性材板を設けたコイル１０ｐを示す図である。 図４９に示すコイル１０ｐを構成する２枚の磁性材板の間に、厚みがＩの絶縁板を設けたコイル１０ｑを示す図である。 コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイル１０ｒの構造を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｓの構成を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｔの構成を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｕの構成を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｖの構成を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｗの構成を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｘの構成を示す図である。 金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１０ｙの構成を示す図である。 図４７に示すコイル１０ｍ、図４８に示すコイル１０ｎとして、それぞれ図２１に示したコイル１０Ｆを使用したときの、各コイルにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数との関係を示す図である。 コイル１０ｍ，１０ｎとして、それぞれコイル１０Ｆを使用したときにおける各コイルのＱの周波数との関係を示す図である。 コイル１０Ｆを使用して各種の金属板を近接対向させたときの、コイル１０Ｆ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。 コイル１０Ｆに１０ｍｍの絶縁物を介して、図６１に示した各種の金属板を対向させた前述のコイル１０Ｆａの特性図である。 １枚の磁性材板９１を設けたコイル１０Ｆに各種の金属板を近接させたときの、コイル１０Ｆｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆｂ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。 コイル１０Ｆに２枚の磁性材板９１１，９１２を設けたコイル１０Ｆｃに各種の金属板を近接させたときの、コイル１０Ｆｃ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１０Ｆ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。 コイル１０Ｆを、コイル１０ｒと同等の構成において、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。 コイル１０Ｅを、コイル１０ｒと同等の構成において、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。 図５１に示すコイル１０ｒから図５８に示すコイル１０ｙにおいて、コイル内周部から取り出す線を、コイルに装備された金属板を使用する図である。 各構成のコイルの箔導体の間に、細い箔状導体を巻回し、その巻回線を結合線３０ｄとして取り出した場合のコイルの図である。 本発明における電力伝送装置の実施形態の一例である回路構成を表す図である。 本発明における電力伝送装置における他の実施形態の一例である回路構成を表す図である。 図６９または図７０の二次側の回路構成を示す図である。 図１の送電制御回路に含まれる交流電源の回路図である。 ＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路図である。 図７３の回路中に存在する抵抗成分を含めた等価回路図である。 キャパシタの静電容量を計測する計測回路の原理回路図である。 キャパシタの静電容量の時間変化を示すグラフである。 キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと昇圧比Ｈと駆動回路電量の関係を示すグラフである。 図７３の回路に、抵抗Ｒ３を直列に装備した回路図である。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを図７３の回路に装備したときの、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの電圧波形である。 セラミックキャパシタＣ１ｒを図７３の回路に装備したときの、セラミックキャパシタＣ１ｒの電圧波形である。 図７８の回路における、キャパシタ両端の電圧波形である。 キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと、キャパシタ両端の正弦波電圧波形のゼロ点からのシフト比Ｓとの関係を示すグラフである。 キャパシタ両端の正弦波電圧波形のゼロ点からのシフト比Ｓと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの誘電正接ｔａｎδと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 セラミックキャパシタＣ１ｒの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。 セラミックキャパシタＣ１ｒの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。 キャパシタをＶＯＵＴＨ側に接続した場合の、キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。 キャパシタを送電コイル１の両端に各１個接続した場合の、各キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。 キャパシタの誘電吸収特性を計測する回路図である。 キャパシタの誘電吸収Ｋｐと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの誘電吸収Ｋｎと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの誘電吸収Ｋｐ、Ｋｎの比であるＫｒと、電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタに流れる電流により、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる発熱を計測する回路の一例である。 キャパシタに流れる電流によって、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによるキャパシタの発熱を計測する回路のその他の例である。 キャパシタの温度上昇と電力伝送性能の関係を示すグラフである。 キャパシタの性能を計測するその他の実施形態を表すブロック図である。 図９９における積分回路の出力の電圧波形を示す図である。 Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｚと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｐと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｎと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 Ａ／Ｄ変換器の表示ＤｐとＤｎの差Ｄｄと電力伝送性能の関係を示すグラフである。 ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃのインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 セラミックキャパシタＣ１ｒのインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 本発明の実施形態におけるキャパシタの構成を示す一例である。 本発明の実施形態におけるキャパシタの構成を示す他の例である。 本発明の電力伝送装置の他の実施形態を示す回路図である。 図１０９における、コイルの両端波形を示す図である。 本発明の電力伝送装置のその他の実施形態を示すブロック図である。 送電コイル１にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。 複数のキャパシタを接続する回路図である。 この発明の一実施形態における電力伝送装置の回路構成を示す図である。 図１１４の回路を制御する波形、および出力波形示す図である。 図１１４の出力を正弦波としたときの波形を示す図である。 この発明の他の実施形態における電力伝送装置の回路構成を示す図である。 図１１７の回路を制御する波形、および出力波形を示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の回路構成を示す図である。 図１１９の回路を制御する波形、および出力波形を示す図である。 この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置の回路構成を示す図である。 図１２１の回路を制御する波形、および出力波形を示す図である。 図１１９、図１２１に示した電力伝送装置で使用される直流電を生成する回路構成の一例を示す図である。 一次側にキャパシタを装備した従来の非接触式電力伝送装置の概略ブロック図である。 図１２４のように構成された本発明の電力伝送装置の送電コイルの等価回路図である。 キャパシタの等価回路を表す図である。
符号の説明
１，Ｌｐ 送電コイル、２， 受電コイル、３，３ｄ，３ｅ， 送電部、３ａ 送電制御回路、３ｂ，３ｂ１，３ｂ２ 交流電源、３ｃ，２０１ 制御回路、４，４ｄ，４ｅ 受電部、４ａ 受電制御回路、１２ 直流電源、２，２ａ，２ｂ，２ｃ 交流電源、３ｃ 制御回路、３，３ａ 送電部、５，５ａ，５ｂ 受電装置 １０ａ〜１０ｙ，１０Ａ〜１０Ｊ，９０ コイル、２０ａ，２０ｂ 受電コイル ２０，２０ａ，２０ｂ，２１，２２，５０，６０，６４ 板状部材、２６ 溝、２６，２９，３０，３４，３６，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ，３０ｅ，５１，５３，５５，６１，６３，６５，６６，６７ 箔状導体、３０ａ 絶縁体、４０，５０ 被覆電線、２２ 平坦面、２３，２７，３３，３５，４０〜４４ 傾斜面、２４，３０，３７，４５ 側壁面、５１〜５４，５６，６２，６４ 導線、６８ 半田、７１ 疎巻き部分、７２ 蜜巻き部分、７５，１００ 送電用コイル、７３，７４，７６，２００ 受電用コイル、８０ 金属枠、８２ アルミ板、８５，８５ａ，８５ｂ オシロスコープ、８６ 交流定電流電源、８７交流電圧計、９１，９１１，９１２ 磁性材板、９２ 絶縁板、９５ 金属板、１００，１００ｄ，１００ｅ 電力伝送装置、１２５ Ａ／Ｄ変換器、１２６ 表示器、１２７ スイッチ、１２８ オペアンプ、１３５ 金属箔、１３６ 誘電材料、Ｄ１〜Ｄ６ リカバリダイオード、Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード、Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄ，Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子、Ｔ１，Ｔ２ 出力端子、Ｃｐ 送電キャパシタ、Ｖ１〜Ｖ４，Ｖｄ 直流電源。

Claims (26)

  1. 直流電力を交流電力に変換する電力変換手段である交流電源と、箔状導体を渦巻き状に巻回して構成され、前記交流電源によって駆動される送電コイルとを少なくとも含む送電部と、
    負荷と、受電コイルとを少なくとも含む受電部とが分離可能なように構成され、
    前記送電コイルと、前記受電コイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
    前記交流電源と前記送電コイルとの間に、前記送電コイルのリアクタンス成分を打ち消して力率を改善するための、少なくとも１個の無極性のキャパシタを直列接続した直列回路を含み、
    前記送電部は、前記送電コイルよりも外形寸法が小さい受電コイルを含む受電部に電力を伝送し、
    前記送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、
    前記送電コイルに対向する前記受電コイルの両端を短絡したときの、前記送電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、
    前記送電コイルが、Ｒｓ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、とすると、
    前記ｆ１（Ｈｚ）が２００ｋＨｚ以上となるように、前記受電コイルが選ばれており、
    前記送電コイルを駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）を、前記ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数に設定したことを特徴とする、電力伝送装置。
  2. さらに、前記送電コイルに対向する前記受電コイルの両端を開放したときの、前記送電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、
    前記送電コイルが、Ｒｓ≧Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、とすると、
    前記送電コイルを駆動する周波数ｆｄ（Ｈｚ）を、前記ｆ２（Ｈｚ）以下の周波数に設定した、請求項１に記載の電力伝送装置。
  3. さらに、前記送電コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
    前記送電コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
    前記送電コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
    電力を伝送しているときに、前記送電コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、
    前記ｆｄ（Ｈｚ）において、
    Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、
    なる関係を、前記送電コイルが満足するように、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する、請求項１に記載の電力伝送装置。
  4. 前記箔状導体の厚さをｔ、幅をＨとしたときに、
    少なくとも前記幅Ｈが前記厚さｔの１０倍以上であり、
    前記幅Ｈが１ｍｍ以上であり、
    前記送電コイルは、絶縁材料上に、前記絶縁材料と前記箔状導体の幅Ｈが接するように、前記箔状導体を単層渦巻き状に巻回してあり、
    少なくとも前記送電コイルの最大外形寸法が前記幅Ｈの１０倍以上で、
    前記送電コイルの最小外形が１０ｃｍ以上であり、
    かつ、前記箔状導体の巻き数が４以上である、請求項１から３のいずれかに記載の電力伝送装置。
  5. さらに、前記箔状導体の厚さｔが、０．３ｍｍ以下、１０μｍ以上である、請求項４に記載の電力伝送装置。
  6. 隣接する箔状導体の導体間に、５×ｔ、以上の間隙を設けた、請求項４または５に記載の電力伝送装置。
  7. 前記送電コイルの最外周部における隣接する各箔状導体間に設ける間隙の幅をｗ１、
    前記送電コイルの最内周部における隣接する各箔状導体間に設ける間隙の幅をｗ２、
    とすると、
    ｗ２＞ｗ１＞０、であって、
    最外周部から内周部に行くに従い、前記間隙の幅がｗ１より増加し、前記間隙の幅ｗ２が、少なくとも、５×ｔ、以上である、請求項４から６のいずれかに記載の電力伝送装置。
  8. 前記送電コイルは、コイルを形成する箔状導体の一部または全部が、箔状導体の巻回面に対し角度を持って巻かれている、請求項１から７のいずれかに記載の電力伝送装置。
  9. 前記送電コイルは、コイルを形成する箔状導体の一部の幅Ｈが、他の部分とは異なるか、コイルを形成する導体の一部に導線を使用した、請求項１から８のいずれかに記載の電力伝送装置。
  10. 前記送電コイルは、コイルを形成する箔状導体の少なくとも一部が、少なくとも２本の電気的に分離された箔状導体からなる、請求項１から９のいずれかに記載の電力伝送装置。
  11. 前記受電コイルの面積が、前記送電コイルの面積の１／４以下である場合で、前記受電コイルは、短辺と長辺とを有する長方形状であって、前記送電コイルと前記受電コイルとが対向して配置され、
    前記短辺に対して直角方向に巻回された前記短辺と交差する箔導体の本数と、前記長辺に対して直角方向に巻回された長辺と交差する箔導体の本数の値が近接するように、前記箔状導体が巻回された、請求項１から１０のいずれかに記載の電力伝送装置。
  12. 前記送電コイルの外形寸法よりも大きい金属性の枠を含み、
    前記金属性枠の一部が、前記送電コイルの巻回面の一部と重なっている、請求項１から１１のいずれかに記載の電力伝送装置。
  13. 前記送電コイルの巻回面に対向し、反磁性、常磁性金属から成る遮蔽板を備え、
    前記送電コイルと前記遮蔽板の位置関係が一定とする手段を備えた、請求項１から１２のいずれかに記載の電力伝送装置。
  14. 前記送電コイルと前記遮蔽板の位置関係が一定とする手段は、磁性材シート、または磁性材板である、請求項１３に記載の電力伝送装置。
  15. 前記送電コイルと前記遮蔽板の位置関係を一定とする手段は、空気を含む絶縁材から成り、
    前記遮蔽板の厚さが０．１ｍｍ以上である請求項１３に記載の電力伝送装置。
  16. 前記交流電源は、
    共通の端子に電流を流し出す少なくとも１個の第１の半導体素子と、
    前記共通の端子から電流を引き込む少なくとも１個の第２の半導体素子と、
    前記第１および第２の半導体素子が交互に導通することにより、前記直列回路に交流電力を供給し、第１の時間には前記第１の半導体素子を導通させて前記共通端子に電流を流し出し、前記第１の時間とは異なる第２の時間には前記第２の半導体素子を導通させて前記共通端子から電流を引き込み、前記直列回路に双方向に電流を流す制御回路とを含み、
    前記制御回路は、前記交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）が、前記送電コイルと前記キャパシタとで決まる、リアクタンスがゼロとなる点ｆｘ（Ｈｚ）、あるいは前記直列回路のインピーダンスが極小となる点ｆｚ（Ｈｚ）に近接して設定され、
    前記ｆａ（Ｈｚ）は、前記ｆ１（Ｈｚ）以下の周波数である、請求項１に記載の電力伝送装置。
  17. 前記ｆａ（Ｈｚ）における送電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、
    前記ｆａ（Ｈｚ）における前記キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、
    前記ｆａ（Ｈｚ）における前記交流電源の出力インピーダンスをＺｓ（Ω）、としたときに、
    少なくとも、Ｚｓ≦（Ｒｗ＋Ｒｃ）×４、を満足しているとともに
    Ｒｃ≦Ｒｗ、を満足している、請求項１に記載の電力伝送装置。
  18. 前記キャパシタの２端子のうち、一方の端子に正の電圧を印加したときの誘電吸収を、Ｋｐ、
    前記一方の端子に負の電圧を印加したときの誘電吸収を、Ｋｎ、
    Ｋｐ＞Ｋｎ、であるときに、
    前記Ｋｐと前記Ｋｎの比Ｋｒを、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、
    Ｋｐ＜Ｋｎ、であるときに、
    前記Ｋｒを、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とし、
    前記キャパシタが、１＜Ｋｒ＜１．５、を満足している、請求項１から１７のいずれかに記載の電力伝送装置。
  19. 前記Ｋｐ、前記Ｋｎのうち、少なくとも一方の値が１％以下である、請求項１８に記載の電力伝送装置。
  20. 前記交流電源の出力電圧は、ゼロ電位と所定の電位の間でレベルが変化する、デューティ５０％の方形波であり、
    前記キャパシタのリアクタンスＸｃと、前記送電コイルのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数をｆｒ、とすると、
    前記交流電源の出力周波数はｆｒに設定されており、
    前記出力周波数ｆｒにおいて、
    前記キャパシタの両端電圧の、前記ゼロ電位に対する正のピーク値をＶｐ、
    前記キャパシタの両端電圧の、前記ゼロ電位に対する負のピーク値をＶｎ、
    ＶｐとＶｎの比を、Ｖｐ／Ｖｎ、
    所定係数をＢ、としたときに、
    前記キャパシタが、少なくとも、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、を満足している、請求項１から１９のいずれかに記載の電力伝送装置。
  21. 前記送電コイルの両端に各１個のキャパシタを直列接続したときに、
    前記Ｖｐ／Ｖｎ、の値が１に近づくキャパシタであって、
    前記送電コイルの両端に前記キャパシタが各１個直列接続されており、
    前記各１個のキャパシタの公称値が、２０％以内に選ばれている、請求項２０に記載の電力伝送装置。
  22. 交流電源と、基準コイルとに前記キャパシタを直列に接続した直列共振回路において、
    前記交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、前記基準コイルのインダクタンスと前記キャパシタの静電容量とで決まる共振周波数に設定されており、
    前記直列共振回路のＱをＱｒ、
    前記直列共振回路に共振電流が流れているときの、前記交流電源の出力電圧をＶｔ、
    前記キャパシタの両端電圧をＶｃ、
    前記Ｖｔを前記Ｖｃに昇圧する昇圧比をＨとし、Ｈ＝Ｖｃ／Ｖｔ、とすると、
    Ｈ＞０．９×Ｑｒ、を満足する、請求項１から１７のいずれかに記載の電力伝送装置。
  23. 前記送電コイルの実効直列抵抗をＲｉ、前記キャパシタの実効直列抵抗をＲｃとしたときに、
    前記送電部は、Ｒｉ＞Ｒｃ、を満足する最低周波数以上で前記電力を伝送する、請求項１から２２のいずれかに記載の電力伝送装置。
  24. 請求項１に記載の送電部を含み、
    前記送電コイルと誘導結合可能な構成の受電コイルを含む受電部に電力を伝送する、電力伝送装置の送電装置。
  25. 請求項１に記載の電力伝送装置の送電部から電力を受電する、電力伝送装置の受電装置。
  26. 前記受電コイルは、その最大外形寸法が前記送電コイルの最小外寸よりも小さく選ばれており、
    前記受電コイルは、前記送電コイル近辺の任意の位置に、前記送電コイルの巻回面に対して任意の角度、任意の方向で設置され、
    前記受電コイルに接続されている負荷が動作するのに一定以上の電圧を必要とする場合であって、コイル単体での起電力が不足する場合においては、前記受電コイルに並列にキャパシタが接続され、前記受電コイルと前記キャパシタが並列接続された２端子のリアクタンス、あるいはインピーダンスが極大値となる点が交流電源周波数ｆｓに近接するよう、前記キャパシタのキャパシタンスが選ばれており、
    前記受電コイルに接続されている負荷が動作するのに一定以上の電流を必要とする場合であって、コイル単体での誘導電流が不足する場合においては、前記受電コイルと負荷の間に、直列にキャパシタが接続され、前記受電コイルと前記キャパシタが直列接続された２端子のリアクタンスがゼロ、あるいはインピーダンスが極小値となる点が、交流電源周波数ｆｓに近接するよう、キャパシタのキャパシタンスが選ばれている、請求項２５に記載の電力伝送装置の受電装置。
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