JP2009112153A

JP2009112153A - 電力伝送装置の受電装置

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Publication number: JP2009112153A
Application number: JP2007283736A
Authority: JP
Inventors: Yosuke Matsumoto; 洋介松本
Original assignee: MELEAGROS CORP
Current assignee: MELEAGROS CORP
Priority date: 2007-10-31
Filing date: 2007-10-31
Publication date: 2009-05-21

Abstract

【課題】電力伝送装置のコイルの特性と構成を規定し、電力伝送性能のよい電力伝送装置の受電装置を提供することである。
【解決手段】電力伝送装置１００は、送電コイル１と受電コイル２とを対向させて送電部３０から受電部４０に電力を伝送する。対向するコイルの内、一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、としたときに、ｆ１が１００ｋＨｚ以上となるように、一方のコイルと他方のコイルが選択されており、一方のコイルを駆動する周波数をｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定する。送電部３０の信号送信回路３０ｂおよび信号受信回路３０Ｃと、受電部４０信号送信回路４０ｂおよび信号受信回路４０ｃの間で情報の伝送を行なう。
【選択図】図８１

Description

この発明は、分離可能な送電部と受電部とから成り、送電部の送電用コイルと受電部の受電コイルとの間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置の受電装置に関する。

送電用コイルと、受電用コイルとが分離可能な電力伝送装置は、電力伝送を行っていない場合には両コイル間の距離が離れた分離状態にある。例えば、電力伝送時には、図９３に示すように、送電用コイル１と、受電用コイル２とを対向させて構成される。送電制御回路３から送電用コイル１に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電用コイル２に起電力が誘起され、前記起電力による交流電流が受電制御回路４を通じて負荷ＲＬに流れ、電力伝送が行われる。

送電用コイル１あるいは受電用コイル２は、例えば、図９４（Ａ）の平面図に示す導体１ｘを渦巻状に巻回して構成され、図９４（Ａ）の線６Ｂ−６Ｂに沿う図９４（Ｂ）に示す断面図のように、間隔βを介して対向して配置される。導体１ｘを渦巻状に巻回して構成される２個のコイルを図９４（Ｂ）のように対向させるのは、両コイルを誘導結合させるのと同義であるので、「対向」という表記は、両コイルが誘導結合状態にあることを示しているものとする。

図９４（Ｂ）では、送電用コイル１と受電用コイル２に同一のものを用いている。これは、以下に引用する従来例において、誘導結合を示す対向状態が送電用コイル１と受電用コイル２とに同一のコイルを用いているからである。当然ながら、送電用コイル１と受電用コイル２とが異なるコイルを用いることもできる。以降、従来例を含め、単に「コイル」と表記されている場合、送電用コイル１または受電用コイル２、あるいは双方のコイルを指すものとする。また、本願では、引用する文献によって、使用されている用語が異なるため、用語について説明しておく。図９３の送電制御回路３、送電用コイル１を含む部分を、送電側、１次側、入力側等と表記し、送電用コイル１を、送電コイル、送電用コイル、１次コイル、１次側コイル等と表記する。また、図９３の受電制御回路４、受電用コイル２を含む部分を、受電側、２次側、出力側等と表記し、受電用コイル２を、受電コイル、受電用コイル、２次コイル、２次側コイル等と表記する。次に、コイルやキャパシタの等価回路中に直列に存在する抵抗成分は、通常ＥＳＲと表記され、日本語では等価直列抵抗(Equivalent Series Resistance)と呼ばれている。本願では、ＥＳＲの周波数特性に言及するので「実効直列抵抗」(Effective Series Resistance)に表記を統一しておく。

図９４のような構成を持つコイルを使用した電力伝送装置が、特開平８−１４８３６０号公報（特許文献１）に記載されている。この特許文献１には、比較例１として、ドーナツ状の平面渦巻型コイルが記載されている。すなわち、このコイルは、直径１００μｍの絶縁被覆が施された銅線を１００本束ねたものを５ターン巻線して、外径３０ｍｍ、内径１５ｍｍ、厚さ１．５ｍｍに作成したものであり、磁性材料を装備していない。これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）、相互誘導作用により出力が発生する方を２次側（出力側）としている。

また、特許文献１の実施例においては、電力伝送周波数が１００ｋＨｚでの実測データが記載されており、電力伝送周波数が１００ｋＨｚに限定されないと記載されている。すなわち、特許文献１の段落番号００４０には、電力伝送周波数が任意に選べると記載されている。

このような構成を持つコイルの他の例が、特開平４−１２２００７号公報（特許文献２）に記載されている。この特許文献２に、比較例１として、平面渦巻型コイルであって、直径１ｍｍのエナメル銅線を２５ターン巻線し、外径８０ｍｍ、内径２４ｍｍに作成し、磁心部を設けていないコイルが記載されている。これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）とし、相互誘導作用により出力が発生する方を２次側（出力側）としている。

なお、空芯コイルは、金属の近接により、コイルの特性（インダクタンスや実効直列抵抗）が変化する。この影響を防止するため、コイル状アンテナに、磁性材料と金属板を組み合わせて装備する発明は多数出願されている。しかし、コイル状アンテナは、電磁波によりエネルギーを伝達するもので、相互誘導作用を用いるものでは無い。相互誘導作用を用いた電力伝送装置において、特開２００６−４２５１９号公報（特許文献３）には、不要輻射の排除を目的とし、平面渦巻き状コイルの対向面と反対側に、磁性材料で形成されるシートを装備した構成のコイル、そして、磁性材料で形成されるシートのコイル装備面の反対面側に金属板を貼り付ける構成のコイルが記載されている。

さらに、コイルに金属材料が近接したときの影響を排除する金属材料として、反磁性金属を使うことが、特開２００２−３５３０５０号公報（特許文献４）に記載されている。特許文献４においても、コイルを「磁界型空中線」と記載し、相互誘導作用に用いられるコイルと電磁波を送受信するアンテナを混同している。

また、相互誘導作用に基づく電力伝送装置において、送電部のコイルに近接した金属体の発熱を防止する手法、送電部と受電部の信号伝送方式を設けて伝送電力を制御する手法が、特開平１０−２７１７１３号公報：米国特許５，８９６，２７８（特許文献５）に記載されている。
特開平８−１４８３６０号公報（段落番号００２７）特開平４−１２２００７号公報（第１表、第２表）特開２００６−４２５１９号公報（段落番号００１９、００２０、請求項１、請求項２、図２、図３）特開２００２−３５３０５０号公報（段落番号００１５、００１９、請求項５）特開平１０−２７１７１３号公報（段落番号０００５、０００９等）

送電部と、受電部とが分離可能な電力伝送装置は、電線や機械的な接点を用いずに電力を電気機器や電子機器に送ることができる。電気機器や電子機器が動作するのに必要な電力を、電線や機械的な接点を用いずに送ることができるようになると、様々な応用用途や利点がある。しかし、従来の技術では、相互誘導作用を利用して電力を伝送する電力伝送用コイルの構成と特性、および作用効果が明確にされていない。そこで、送電用コイルと、受電用コイルが分離可能な電力伝送装置、および電力伝送装置のコイルに関する従来例について考察してみる。

まず、特許文献１には、電力伝送周波数が任意に選べると記載されている。しかし、電力伝送手段は、変成器（変圧器）である。１次コイルと２次コイルが分離不能ではあるが、５０Ｈｚ〜６０Ｈｚの商用電源用に設計された変圧器が、任意の周波数、例えば、５Ｈｚ、あるいは、１０ｋＨｚで使用できないことは明らかである。すなわち、電力伝送手段である変成器には、使用可能な周波数の下限および上限が存在する。しかし、電力伝送用コイルとして使用可能な周波数範囲について考察した従来技術は存在しない。

また、１次コイルと２次コイルが分離不能な変圧器では、両コイル間の結合係数がほぼ１の密結合状態である。一方、１次コイルと２次コイルが分離可能な変成器では、両コイル間の結合係数が最大でも０．９程度の疎結合状態である。したがって、特許文献１、特許文献２に実施例として記載されたコイルは、平面渦巻き状に巻回したコイルに磁性材を装備して、両コイル間の結合係数を確保するようにしている。すなわち、特許文献１、特許文献２に記載されているコイルは、どちらも比較例であり、空芯の平面渦巻型コイルを用いた場合には、磁性材料を装備しないと性能向上が図れない旨の記載が見られる。

しかしながら、平面渦巻き状コイルの利点は、その形状にあり、特に機器側に装備される受電用コイルは、薄くないと実装上の問題が発生する。特に、２次電池を内蔵した小型の携帯機器などでは、スペースの制約上、コイル体積をできる限り小さくすることが要求されている。電力伝送性能を向上させるためには、例えば特許文献１に記載されているように、磁性材料で構成された板材をコイルの対向面の反対側に装備しないといけないことになる。しかし、この場合は、コイルの体積が増加し、機器に内蔵するのが困難になるという問題がある。

特許文献１、特許文献２共に、比較例と実施例を対比し、空芯の平面渦巻き状コイルでは効率よく電力が伝送できないことが記載されている。しかし、その理由については明記されていない。

そこで、特許文献１において、比較例１として挙げられている空芯コイルに関する開示データについて検討してみる。まず、本願発明者は、特許文献１に開示されているコイルと同一のコイルを作成し、前記コイルの特性を計測した。特許文献１に比較例として記載されているコイルは、直径１００μｍの絶縁被覆銅線を１００本束ねた線径が１．５ｍｍの太い導線を５ターン巻線しているだけである。このため、自己インダクタンスが約０．８μＨと小さく、コイル形状により相互インダクタンスも小さくなる。そのため、力率が低下し、皮相電力、無効電力が大きくなる。また、線径が太く、ターン数が少ないので、特許文献１の段落番号００５１に記載されている周波数１００ｋＨｚにおいては、コイルの実効直列抵抗が、約１７ｍΩと小さくなりすぎるという問題がある。

図９５は、図９２に示した１次側コイルと２次側コイルとが分離可能な電力伝送装置の等価回路図である。前記コイルを２個用い、図９５に示すように、送電用コイル１と受電用コイル２とからなる変成器を構成する。その場合、周波数１００ｋＨｚでは、負荷抵抗ＲＬを１０Ωとしたときの、交流電源Ｖ側から見た１次側コイルのインピーダンスＺは、Ｚ＝約０．６Ωと非常に小さい値となっている。本願の図９５において、Ｒ３で示される交流電源Ｖの内部抵抗は、通常０．５Ω〜数十Ωである。よって、交流電源Ｖに、前記１次側コイルが接続されると、交流電源Ｖは短絡された状態に近くなってしまう。このため、交流電源Ｖの内部抵抗Ｒ３が相当の電力を消費し、電力を効率よく伝送できなくなってしまう上、伝送可能な電力値も少なくなる。

もともと、特許文献１に記載されているコイルは、コイル対向面の反対側に磁性材を装備することにより、自己インダクタンスを確保し、コイルが対向したときに磁束を閉じ込め、結合係数を増加させる意図で作成されている。このため、空芯コイルとして最適化されたものではない。

次に、特許文献２に開示されている比較例１のコイルにおいて、空芯では性能が劣る理由を説明する。特許文献２に開示されている比較例１のような構成のコイルでは、周波数が上昇すると、表皮効果および渦電流損により、コイルの実効直列抵抗が増加する。この特性は、単導線の線径が太いほど、顕著な影響があることが知られている。本願発明者は、特許文献２に比較例１として記載されているコイルとほぼ同等のコイルを試作して追試を行なってみた。その結果、５０ｋＨｚになると、コイルの実効直列抵抗は、コイルの直流抵抗約０．０８Ωの、約３倍以上の、０．２６６Ωになることが分かっている。

図９３の送電制御回路３は、図９５において、交流電源Ｖで示され、Ｒ３は交流電源Ｖの内部抵抗である。Ｒ１は送電用コイル１の実効直列抵抗である。Ｒ２は受電用コイル２の実効直列抵抗である。ＲＬは受電制御回路４に接続される負荷抵抗である。

１次側および２次側コイルの双方に、特許文献２の比較例１として記載されたコイルを使うと、図９５に示すように、実効直列抵抗Ｒ１が交流電源Ｖに直列に接続される。そして、実効直列抵抗Ｒ２が負荷抵抗ＲＬに直列に接続されることにより、少なくともＲ１、Ｒ２の２箇所で電力損失が発生する。これを回避するには、周波数を下げ、前記した表皮効果、渦電流損の影響を低減するしかない。

だが、周波数を下げると、コイルのリアクタンスが減少する。その結果、送電コイルのインピーダンスＺが低下し、送電用コイル１に過大な皮相電力が投入されてしまう。そして、前記皮相電力による過大電流が送電用コイル１に流れ、実効直列抵抗Ｒ１と、交流電源の内部抵抗Ｒ３による電力損失が発生する。そのため、特許文献２の実施例では、コイルのインダクタンスとリアクタンスを確保し、皮相電力を低減するため磁性材を装備している。空芯でコイルを使用するには、リアクタンスを確保できるよう、高い周波数で作動させることが可能なコイルを実現しなければならない。すなわち、高い周波数で実効直列抵抗Ｒ１が低いコイルを実現すればよい。

特許文献１とは逆に、特許文献２の比較例１に記載のコイルは、インダクタンスは高いが、コイルの実効直列抵抗も高い。そのため、空芯で使うには適していないのは、上記に説明した通りである。すなわち、特許文献１の比較例に記載のコイルも、特許文献２の比較例１に記載のコイルも、後述するように、高周波数領域でのコイルのＱが低い。

一方で、コイルの構成は異なるものの、コイルの実効直列抵抗の周波数特性を改善する発明は、多数出願されている。これは、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加を抑え、コイルのリアクタンスが大きくなる高周波数領域で、コイルのＱを増加させることを意図している。しかし、従来例は、コイルの構成を規定しているだけで、コイルの重要な特性であるインダクタンスについての記載が殆ど見られない。コイルの構成を規定し、実効直列抵抗の増加を抑えても、インダクタンスが減少すれば、場合によってはコイルのＱが低下する。Ｑが低下する構成規定では、性能のよいコイルが実現できたとは言えない。後述するが、コイルのＱは周波数によっても変動する。したがって、前述したように、コイルを使用可能な周波数領域を見出し、電力伝送に適したコイルを選ばなければならない。

特許文献１、特許文献２においては、上述した実効直列抵抗を低減する手法とは逆の手法を採用し、透磁率の高い磁性材料をコイルに装備することにより、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率よりもインダクタンスを増加させて、コイルのＱを上げる手法を使っているものと推察される。

すなわち、電力伝送用の性能がよいコイルを実現するには、自己インダクタンス、相互インダクタンス（結合係数）を確保でき、かつ実効直列抵抗による電力損失がもたらすコイルの発熱を回避するために、適切な構成のコイルを選ばねばならない。そして、コイルの特性規定を行ってコイルの作動条件を定めなければならず、単にコイルの実効直列抵抗の周波数特性を改善するだけでは不十分である。

上記に説明してきたように、平板に導線を単層渦巻状に巻回した空芯の電力伝送用コイルは、電力伝送性能が悪いというのが従来の定説となっている。そのため、磁性材料等を装備することによって、電力伝送性能の向上が図られている。そして、電力伝送性能を左右する１つの要因である前述した電力伝送用コイルの実効直列抵抗と周波数との関係を、電力伝送用コイルの構成と共に考察した従来技術は存在しない。すなわち、従来の技術では、電力伝送装置に用いるのに適切な渦巻状に巻回した電力伝送用コイルが実現できていない。また、渦巻状に巻回した電力伝送用コイルの作動条件が規定されていない。そのために、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない。前述した電力伝送装置に用いる最適な電力伝送用コイルが実現できていないことが、本分野における第１の課題となっている。

一方、特許文献３の段落番号００２１には、磁性シートが、コイルの発生する「磁界」による不要輻射を排除すると記載されている。そして、金属シートが、コイルの発生する「電界」による不要輻射を排除すると記載されている。

前述したように、相互誘導作用を用いた場合には、エネルギーを伝達するのは電磁波ではなく「磁束」である。すなわち、誘導結合している送電コイルと受電コイルとは変成器を構成している。変成器は、コアを装備することにより、結合係数をほぼ１にでき、この場合は力率もほぼ１である。一方、送電コイルと受電コイルが分離可能な電力伝送装置においては、両コイル間の結合係数が最大でも０．９の疎結合状態である。よって、力率も０．２程度まで低下する。結合係数が１よりも小さいことによって、漏洩磁束が発生するが、後述するように、漏洩磁束の存在自体はエネルギーの損失を起さない。しがたって、特許文献３も、相互誘導作用による電力伝送と電磁波による電力伝送を混同している。

磁性材シートは、変成器のコアと同じく、磁束を閉じ込め、結合係数を上昇させる作用を持つ。そのことは特許文献２の２ページ右下の（作用）にも明記されている。本願発明者が検証した限りにおいて、磁性材板をコイルに装備すると、コイルのインダクタンスが上昇し、実効直列抵抗も上昇するのが確認されている。そして、少なくとも磁性材粉をモールドして構成した磁性材板は、コイルの対向面と反対側に金属材料が近接すると、コイルの特性（インダクタンスや実効直列抵抗）が変化する。すなわち、空芯コイルに金属板が近接したときには、コイルが変成器として作動しようと、アンテナとして作動しようと、コイル特性が変化するという本分野における他の課題となっている。

さらに、特許文献４の段落番号００１９には、１次コイルと２次コイルの間に金属板を配置すると記載されているが、これは、コイル対向面の反対側の誤りと推察される。そして、特許文献４の段落番号００２０には、コイル（磁界型空中線）に金属体が近接すると、電力伝送性能に影響が出るという空芯コイルの課題が記載されている。その課題を解決するために使用する金属板の材質として、特許文献４の段落番号００１９には、反磁性金属である銅（Ｃｕ）、亜鉛（Ｚｎ）、鉛（Ｐｂ）、ビスマス（Ｂｉ）が記載されている。しかし、原子番号８３の希土類元素で、１つを除く同位体が全て放射性元素であり、通常は使用されることが無いビスマスが記載されているのに、反磁性金属である原子番号５７のランタン（Ｌａ）や、原子番号７９の一般に知られている貴金属である金（Ａｕ）が記載されていない。

本願発明者が追試したところ、コイル特性に影響を及ぼすのは、強磁性体の金属を除き、金属の磁気的性質では無く、単に金属板の厚さであることが分かっている。その詳細については後述するが、上記のような課題を解決した、性能のよい電力伝送装置は、まだ実現できていない。しかし、これらの課題は、第１の課題である空芯で電力伝送性能のよいコイルが実現できないと解決できない。その意味では、特許文献１、特許文献２に記載の解決手段は、実用的な電力伝送装置を実現するものであるとは言えない。

さらに、特許文献５の段落番号０００５に記載のように、送電コイルに交流電流が流れているときに、送電コイルに金属体が近接すると、特許文献４の段落番号００１９に記載された渦電流により、前記金属体が発熱する。これは電磁調理器と同じ原理である。

特許文献５では、送電部が待機状態のときには、間欠的に送電コイルに電力を供給している。送電部に正規の受電部が装着されたときに、受電部からの信号により、送電部は連続的に送電コイルに電力を供給するようにしている。しかし、特許文献５では、送電コイルと受電コイルにコアを装備している。後述するように、コアを装備した電力伝送用のコイルでは結合係数が低下する。そのために力率も低下してしまう。平面空芯状のコイルを用いた電力伝送装置において、特許文献５と同一の手法を採用した特許文献も存在はする。また、送電部単体で金属体を検知する手段を備えた特許文献もある。

上記のように、送電コイルに金属体が近接したときに、過電流損やヒシテリシス損により、金属体が発熱することが、本分野におけるその他の課題となっている。さらに、送電部は、金属体が近接したときと、負荷が接続された正規の受電コイルが対向したときとを判別しなければならず、そのことも、本分野におけるその他の課題となっている。

しかし、根本的な課題は、特許文献１から特許文献４のように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、電力伝送性能のよいコイルが実現できないことにある。特許文献１、特許文献２では、コイルの特定的構成を規定した一実施例を示すことにより、効果を主張している。しかし、コイルの特定的構成以外の構成要因が変化したときにまで、同等の効果が得られるとは限らない。すなわち、単にコイルの特定的構成を規定するのみではなく、種々の構成を持つコイルの特性規定を行い、電力伝送性能のよいコイルを選ばない限り、電力伝送性能のよいコイルおよび電力伝送装置を実現することはできない。

例えば、特許文献２に記載の非接触トランスにおいて、特許文献５のような実施例が適用できないことは明白である。すなわち、電力伝送性能のよい電力伝送用コイル、電力伝送性能のよい電力伝送装置、そして、金属体の近接により特性が変動しない電力伝送用コイルが実現できてこそ、特許文献５のような安全対策の意味がある。換言すれば、まず、前記した第１の課題を解決する必要がある。

この発明は、電力伝送装置のコイルの特性と構成を規定し、電力伝送性能のよい電力伝送装置の受電装置を提供することを目的とする。

この発明は、交流電力を送電する送電コイルを少なくとも含む送電部と、負荷ＲＬと、受電コイルとを少なくとも含む受電部とが分離可能なように構成され、送電コイルと、受電コイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、受電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、受電コイルに対向する送電コイルの両端を短絡したときの、受電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、受電コイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、受電コイルが受電する電力の周波数をｆｊ（Ｈｚ）、とすると、ｆ１（Ｈｚ）が１００ｋＨｚ以上となるように、受電コイルが選ばれており、ｆｊが、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であって、受電装置は、送電部との間で情報を伝送するための信号伝送手段と、信号伝送手段を介して送電部から伝送される情報を受ける受信手段と、信号伝送手段を介して受電状態を送電部に送信する送信手段とを備える。

この発明は、送電部側で受電部から伝送された情報を受けることにより、送電部側で最適な送電制御を行えるので、電力伝送性能を向上できる。また、受電部側で送電部から伝送された情報を受信し、送電部に保持されたデータを受電部側へ移すことができる。あるいは、受電部側で送電部の異常状態信号を受信し、受電部側で対応ができるようになる。

好ましくは、受電部は、受電部を識別するための識別情報を保持する受電側識別情報保持手段と、受電部に必用な情報を記憶しておく記憶手段と、受電コイルが受電した電力を検知する受電電力検知手段と、受電コイルが受電する受電状態を検知する受電状態検知手段と、のいずれかを含み、送信手段は、いずれかの手段の出力を送信部に送信する。

受電部を識別するための識別情報を送電部へ伝送することにより、特定の受電部でのみ受電できるように制御できる。あるいは、受電部の作動状態や異常状態を送電部に伝送することにより、最適な電力伝送状態を維持できる。また、受電部の記憶手段に記憶されている情報を送電部に送り、送電部の記憶手段に記憶させることができる。

好ましくは、受電部は、前記直流電力遮断手段によって直流電力の出力が遮断されたときに、直流電力を出力する受電コイルで受電した交流電力を直流電力に変換する整流手段と、２次電池と、２次電池の充電状態を検知して、整流手段によって変換された直流電力で充電される２次電池の充電を制御するとともに、２次電池の直流電圧を受電側機器に供給する受電制御手段と、を含み、送信手段は、充電制御手段によって２次電池が受電側機器を動作可能な状態まで充電されていれば、負荷抵抗値を小さくする負荷変調を行い、２次電池が受電側機器を動作可能な状態まで充電完全放電されていなければ、負荷を開放状態にする負荷変調を行う負荷変調駆動部含む。

このような負荷変調方式を採用することにより電力伝送性能を損なうことなく、受電コイルと送電コイルとを用いて受電部から送電部へ信号伝送を行うことができる。

これにより、負荷変調により信号伝送を行っているときも、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能になる。

さらに、好ましくは、受電コイルに対向する送電コイルの両端を開放したときの、受電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、としたときに、ｆｊがｆ２未満の周波数である。

この例では、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足することにより、さらに実効直列抵抗Ｒｗの小さいコイルを選別でき、かつ電力伝送に最適な周波数範囲を規定できる。また、電力を伝送する周波数において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足するコイルを使用することにより、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づき、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。

また、コイル単体、コイルを対向させた変成器、のいずれもが理想的な理論上の特性に近づくので、負荷変調を行った場合の信号伝送性能がよくなる。

さらに、好ましくは、受電コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、受電コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、受電コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに、受電コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、ｆａ（Ｈｚ）において、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、なる関係を受電コイルが満足するように、送電部から受電部に電力を伝送する。

このように、実効直列抵抗Ｒｗと交流電流Ｉａによる熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの交流電流Ｉａの上限、あるいは一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｗを決めるターン数の上限と、実効直列抵抗Ｒｗが小さい周波数領域を規定できる。さらに、受電コイルの発熱による機器の温度上昇を抑制でき、機器の信頼性を確保できる。

好ましくは、対向するコイルの内、受電コイルを形成する導線は絶縁被覆が施された単導線であり、受電コイルは、単導線を単層または多層渦巻き状に密接巻きして構成されており、単導線の導体単体の最大径をｄ１、受電コイル外径をＤとしたとき、受電コイル外径Ｄが最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定ターン数以上であり、受電コイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上である。

このように導線に絶縁被覆を施すことで、導線の酸化を防ぎ、隣接する導線間の短絡防止を図ることができる。また、コイルの直径Ｄおよびターン数を規定することにより、必要な自己インダクタンスを確保するとともに、両コイル間の所定対向距離において、必要な結合係数を確保することができる。

この発明の他の局面は、交流電力を送電する送電コイルを少なくとも含む送電部と、負荷ＲＬと、受電コイルとを少なくとも含む受電部とが分離可能なように構成され、送電コイルと、受電コイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、受電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、受電コイルに対向する送電コイルの両端を短絡したときの、受電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、受電コイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、とすると、ｆ１（Ｈｚ）が１００ｋＨｚ以上となるように、受電コイルが選ばれており、受電コイルが電力を受電する周波数をｆｊ（Ｈｚ）とすると、受電部は、受電コイルが受電した交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段を含むとともに、整流手段から負荷に流れる負荷電流を検知する負荷電流検知手段と、整流手段から負荷に印加される負荷電圧を検知する負荷電圧検知手段と、のいずれかと、負荷電流検知手段および負荷電圧検知手段のいずれかの検知出力に基づいて負荷を保護する保護手段を含む。

この発明では、負荷電流あるいは負荷電圧の検知出力に基づいて、負荷を保護することができるので、負荷の破損を軽減できる。

好ましくは、保護手段は、負荷電流検知手段によって過大電流が流れたことが検知されたとき、負荷電圧検知手段によって過大電圧が印加されたことが検知されたときのいずれかに、整流手段と負荷とを切離す切離し手段を含む。

この例では、過大電流あるいは過大電圧による負荷の破損を防止できる。

好ましくは、保護手段は、負荷電流検知手段によって過大電流が流れたことが検知されたとき、負荷電流を軽減させる負荷電流軽減手段と、負荷電圧検知手段によって過大電圧が印加されたことが検知されたとき、負荷電圧を軽減させる負荷電圧軽減手段と、のいずれかを含む。

負荷電流を軽減させるか、あるいは負荷電圧を軽減することにより、負荷の破損を防止できる。

好ましくは、負荷電圧には、複数の所定レベルが設定されており、保護手段は、所定レベルに応じて、負荷電圧を低下させ、整流回路と負荷とを切断する。

所定のレベルに応じて負荷電圧を低下させることができるので、異常状態負荷に応じて保護対策をとることができる。

好ましくは、保護手段は、複数の保護手段より構成されており、受電部が、通常作動状態より、負荷電圧または負過電流が上昇したときに、通常作動状態からの負荷電圧または負過電流の上昇に応じ、複数の保護手段が、順次破損して、負荷の破損を防止するように構成される。

複数の保護手段を順次破損させることにより、異常状態の程度に応じ、復帰に要する時間を短縮でき、かつ負荷の破損を防止できる。

好ましくは、複数の保護手段は、階層構造に構成されており、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれるように構成される。

保護手段を階層構造に構成し、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれるように構成することにより、負荷の破損を確実に防止できる。

好ましくは、複数の保護手段は、階層構造に構成されており、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれるように構成され、かつ、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段より着脱可能なように構成される。

保護手段を階層構造に構成し、かつ、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段より着脱可能なように構成されることにより、下位の階層にある保護手段が破損した場合に、簡便に復帰ができ、かつ負荷の破損を防止できる。

好ましくは、複数の保護手段は、階層構造に構成されており、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれ、少なくとも最上位の階層にある保護手段が受電部を含む機器より着脱可能なように構成される。

保護手段を着脱可能に設けることにより、異常時に迅速に保護手段を交換できる。

さらに、好ましくは、複数の保護手段は、階層構造に構成されており、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれ、少なくとも最上位の階層にある予備の保護手段を、少なくとも１個、受電部を含む機器に内蔵する。

予備の保護手段を設けることにより、いかなる異常に対しても対応することができる。

より好ましくは、受電部は、送電部との間で情報を伝送するための信号伝送手段と、信号伝送手段を介して送電部から伝送される情報を受ける受信手段と、信号伝送手段を介して受電状態を送電部に送信する送信手段とを備える。

保護手段が設けられた受電装置に、信号伝送手段を設け、送電部の制御を行うことにより、さらに信頼性が高く、負荷の破損が防止可能な受電装置が実現できる。

より好ましくは、受電部は、受電部を識別するための識別情報を保持する受電側識別情報保持手段、受電コイルが受電した電力を検知する受電電力検知手段、受電コイルが受電する受電状態を検知する受電状態検知手段、のいずれかを含み、送信手段は、前記いずれかの手段の情報を送信部に送信する。

さらに、好ましくは、受電コイルに対向する送電コイルの両端を開放したときの、受電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、受電コイルがＲｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、としたときに、ｆｊが（Ｈｚ）がｆ２（Ｈｚ）未満の周波数であることによって、受電コイルは、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足している。

この例では、先の発明と同様の作用効果をなすとともに、負荷抵抗値の変動による受電コイルの電圧出力変動を減少させることができ、負荷が破損する確率を低減できる。

さらに、好ましくは、受電コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、受電コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、受電コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに、受電コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、ｆ（Ｈｚ）において、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、なる関係を受電コイルが満足するように、送電部から受電部に電力を伝送する。

この例の作用効果は、先の発明と同様である。

この発明によれば、受電部側で送電部から伝送された情報を受けることにより、受電部側で最適な受電制御を行えるので、電力伝送性能を向上できる。

（電力伝送装置の説明）
図１はこの発明の一実施形態に係る電力伝送装置１００のブロック図である。図１において、電力伝送装置１００は、送電装置として作動する送電部３０と、受電装置として作動する受電部４０とを含む。送電部３０は、直流電源Ｖｄと、送電制御回路３０ａと、送電コイル１とを含む。受電装置４０は、受電コイル２と、受電制御回路４０ａと、負荷ＲＬとを含む。送電コイル１と、受電コイル２とは対向して配置される。

なお、送電部３０と、受電部４０とは分離可能に構成されている。送電部３０と、受電部４０とが結合されたときには、送電コイル１と受電コイル２とが対向して配置されるので、送電コイル１と受電コイル２とは変成器として作用する。

送電部３０の送電制御回路３０ａは、直流電源Ｖｄを交流電力に変換するインバータ回路などの電力変換手段３０ｂを少なくとも含む。交流電力により送電コイル１を好ましくは交流正弦波、あるいは交流正弦波に近い階段波等により後述する所定の周波数未満で駆動して受電部４０に電力を伝送する。受電部４０は受電コイル２により送電コイル１から送電された電力を受電する。受電制御回路４０ａは受電した電力を負荷ＲＬに供給する。受電制御回路４０ａには、交流電力を直流電力に変換する整流回路等が含まれている。負荷ＲＬが白熱電球、ＬＥＤなどの交流電力で動作するものは、受電制御回路４０ａを省略し、負荷ＲＬを受電コイル２に直結することもできる。

なお、ここで交流とは、出力端子に接続されたコイルに、正方向、逆方向に電流が流せるものを言う。以降、直流電源Ｖｄを交流電力に変換する電源変換手段を交流電源３０ｂと表記する。そして、交流電源３０ｂの出力周波数をｆａ（Ｈｚ）と表記する。さらに、送電コイル１が交流電源３０ｂによって駆動される周波数をｆｄ（Ｈｚ）と表記する。また、受電コイル２が電力を受電する周波数をｆｊ（Ｈｚ）と表記する。この場合、当然、ｆａ＝ｆｄ＝ｆｊ（Ｈｚ）である。ｆａ、ｆｄ、ｆｊは全て電力伝送に使用される周波数である。ｆａとｆｄは、どちらも送電部の周波数であり、作用効果も駆動部と被駆動部の違いだけである。しかし、ｆｄとｆｊの作用効果は異なるので、以下に説明しておく。

（電力伝送装置の動作の説明）
図１に示す対向する送電コイル１および受電コイル２は空芯コイルであり、そのうち、一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、とする。一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）とする。後述するが、周波数が低い場合、ＲｗとＲｓの関係は、Ｒｓ＞Ｒｗ、となっている。一方で、周波数が高くなると、ＲｗとＲｓの関係は、Ｒｓ＜Ｒｗ、となっている。Ｒｓ＜Ｒｗ、となる周波数は、コイルにより異なる。すなわち、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する周波数には上限が存在し、コイルによって上限値は異なる。前述したが、この上限値が、電力伝送性能のよいコイルを選ぶ基準となり、電力伝送装置を構成するコイルを使用可能な周波数領域を規定でき、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できるものである。

そこで、この発明の一実施形態に係る電力伝送装置１００は、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、としたときに、送電部３０に含まれる交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満の周波数領域に設定し、受電部４０に電力を伝送する。ｆａ（Ｈｚ）を上記のように設定すると、送電コイル１である一方のコイルまたは他方のコイルが、周波数ｆｄ＝ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。また、受電コイル２が受電する周波数ｆｊは、ｆ１未満に設定される。すなわち、送電コイル１は、ｆｄ＜ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、送電コイル１は、ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する。また、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。すなわち、受電コイルは、ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、受電コイル２は、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する。

前述したように、送電コイルの「駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）はｆ１（Ｈｚ）未満に設定される」という表記は、送電コイルの駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）が、「ｆｄ＜ｆ１、の条件を満足する」のと同義である。「ｆｄ＜ｆ１、の条件を満足する」という表記は、送電コイルが、「ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足している」という表記と同義である。また、受電コイルが「電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする」という表記は、受電コイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）が、「ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する」という表記と同義である。

「ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する」という表記は、受電コイルが、「ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足している」という表記と同義である。受電部４０においては、受電電力の周波数を設定できないので、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）を定義し、受電コイル２と送電コイル１とにより決まる受電コイル１のｆ１が、ｆｊを超えていることを条件としている。以降、上記のいずれかの表記により、電力伝送装置が満足すべき条件を規定する。

さらに、一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）とする。そして、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とする。後述するが、ｆ２（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）よりも低くなる。電力伝送装置１００は、送電制御回路３０ａに含まれる交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ２（Ｈｚ）未満の周波数領域に設定し、電力を受電部４０に伝送する。ｆａ（Ｈｚ）を上記のように設定すると、送電コイル１である一方のコイルまたは他方のコイルが、周波数ｆｄ＝ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。すなわち、送電コイル１は、ｆｄ＜ｆ２、の条件を満足する。当然のことながら、送電コイル１は、ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する。このときの、受電コイル２である一方のコイルまたは他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。すなわち、受電コイル２は、ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、受電コイル２は、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する。以下、前述したｆ１とｆｄの関係、またはｆ１とｆｊの関係と同様にして、いずれかの表記にて、ｆ２とｆｄの関係、またはｆ２とｆｊの関係を規定する。

（コイルの具体例の説明）
以下、本発明の実施形態における電力伝送装置に使用されるコイルの具体的な構成について説明する。以下に説明する各実施形態のコイルは、電力伝送装置１００の送電コイル１または受電コイル２として使われる。

図２は、空芯コイルの一例を示す図であり、図２（Ａ）は平面図を示し、図２（Ｂ）は図２（Ａ）の線１Ｂ−１Ｂに沿う断面を拡大して示す。

この発明の一実施形態のコイル１ａは、図２（Ａ）に示すように、導線１１を平板で空芯の単層渦巻状に、隣接する導線１１同士が密接するように巻回して構成される。導線１１は図２（Ｂ）に示すように、断面が円形であり、最大径ｄ１（ｍｍ）は特に限定されないが、好ましくは、例えば線径が０．２ｍｍ以上の単導線１２単体に絶縁被覆１３を施して構成されている。絶縁被覆１３としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被膜や、ビニール線のように厚い被膜のいずれであってもよい。

さらに、コイル１ａの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上である。さらに、図２（Ａ）に示したコイル１ａ単体での実効直列抵抗をＲｗ（Ω）とする。コイル１ａに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル１ａの実効直列抵抗を、Ｒｓ（Ω）、とする。このときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とする。送電コイルであるコイル１ａ、または他方のコイルは、交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル１であるコイル１ａ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。好ましくは、コイル１ａを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。

コイル外径Ｄ（ｍｍ）を単導線１２の最大径ｄ１（ｍｍ）の２５倍以上に選んだのは、必要な結合係数を確保するためである。導線１１のターン数を８以上になるように選んだのは、２μＨ以上の自己インダクタンスが得られるようにするためである。なお、この実施形態のみならず、他の実施形態においても共通するが、コイルには、導線が巻かれない所定の内径を設けるのが望ましい。内径は、外径Ｄの規定を満足していれば、任意の寸法でよい。

さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル１ｄの実効直列抵抗を、Ｒｎ（Ω）、とする。このときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とする。送電コイルであるコイル１ａ、または他方のコイルは、交流電源３０ｂにより、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数ｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル１であるコイル１ａ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

さらに、コイル１ａの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、コイル１ａの許容動作温度をＴｗ（℃）、コイル１ａが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときにコイル１ａに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）なる関係を、コイル１ａが、電力を伝送しているときに満足する。

このように構成されたコイル１ａは、図１に示した、送電部３０と受電部４０が分離可能な電力伝送装置の送電用コイル１、または受電用コイル２として用いることができる。

なお、図２（Ａ）の実施形態においては、導線を円形に巻回している。しかし、円形に限らず、図３（Ａ）に示す長円形、図３（Ｂ）に示す楕円形、図３（Ｃ）に示す正方形、図３（Ｄ）に示す長方形、図３（Ｅ）に示す六角形などの多角形のように、任意の形状で巻回することができる。これは、後述する他の実施形態でも同様である。ただし、コイルの形状が円形以外の場合、コイル外径Ｄは、図３（Ａ）〜図３（Ｅ）に示すように、コイルの最小外寸Ｄ´を規定する。

次に、前述した関係、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、について説明する。なお、この説明は、後述する他のコイルの実施形態においても同じ作用効果をもつので、以降に記載の実施形態においては、説明を省略する。

（コイルで構成した変成器の説明）
図４は、変成器の等価回路を表す図であり、図５は、コイル単体の等価回路を示し、図６は従来例で説明した図９３のように構成された変成器単体の等価回路を表す図である。図７は、２次側コイルが短絡されたときの変成器の等価回路を表す図であり、図８は、２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。

送電コイル１と、受電コイル２とが対向して配置されると、変成器として作用する。ここでは、回路理論を参照するため、送電コイルを１次側コイル、受電コイルを２次側コイルと表記する。Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの理論上の関係を求めるため、変成器の１次側のインピーダンスＺ１を求めておく。図４において、Ｌ１（Ｈ）は１次側コイルのインダクタンス、Ｌ２（Ｈ）は２次側コイルのインダクタンス、Ｍ（Ｈ）は１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、Ｖ１（Ｖ）は１次側コイルの両端電圧、Ｖ２（Ｖ）は２次側コイル（負荷抵抗ＲＬ）の両端電圧、Ｉ１（Ａ）は１次側コイルに流れる電流、Ｉ２（Ａ）は２次側コイルに流れる電流、ＲＬは負荷抵抗（純抵抗）、Ｚ１（Ω）は１次側の入力インピーダンス（複素インピーダンス）を表す。図４において、下記の回路方程式が成立し、下記の連立方程式を解くことにより、Ｚ１の純抵抗成分（実効直列抵抗）と、リアクタンス成分（インダクタンス）を求めることができる。下記に、図４の回路方程式を記す。なお、ｊ^２＝−１、であり、ωは角周波数で、ω＝２πｆ（ｆは周波数、Ｈｚ）である。

Ｖ１＝ｊωＬ１・Ｉ１＋ｊωＭ・Ｉ２…（１）
Ｖ２＝ｊωＭ・Ｉ１＋ｊωＬ２・Ｉ２…（２）
Ｖ２＝−ＲＬ・Ｉ２…（３）
求めたいのは、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上記の３つの連立方程式から、Ｖ２、Ｉ２を消去すればよい。上記の連立方程式の（３）式を（２）式に代入し、Ｖ２を消去すると、
０＝ｊωＭ・Ｉ１＋（ｊωＬ２＋ＲＬ）Ｉ２
となり、上式をＩ２について解き、上記連立方程式の（１）式に代入し、Ｉ２を消去すると、
Ｖ１＝（ｊωＬ１＋ω^２Ｍ^２／（ｊωＬ２＋ＲＬ））Ｉ１
となり、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上式より、Ｚ１は、
Ｚ１＝ｊωＬ１＋ω^２Ｍ^２／（ｊωＬ２＋ＲＬ）
となる。実際の変成器は、１次側コイルに実効直列抵抗Ｒ１、２次側コイルに実効直列抵抗Ｒ２を持つので、図６の回路を考え、ＲＬ＝Ｒ２とすると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω^２Ｍ^２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）
となる。上式の、ω^２Ｍ^２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）に、
（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（−ｊωＬ２＋Ｒ２）＝１を掛けると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω^２Ｍ^２（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（ω^２Ｌ２^２＋Ｒ２^２）
となり、実数項と虚数項を整理すると、
Ｚ１＝Ｒ１＋Ｒ２・ω^２Ｍ^２／（ω^２Ｌ２^２＋Ｒ２^２）＋ｊω（Ｌ１−Ｌ２・ω^２Ｍ^２／（ω^２Ｌ２^２＋Ｒ２^２））
となって、Ａ^２＝ω^２Ｍ２^２／（ω^２Ｌ２^２＋Ｒ２^２）とすると、Ｚ１は、
Ｚ１＝（Ｒ１＋Ａ^２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ^２Ｌ２）…（４）
となる。ω^２＞０、Ｍ^２≧０、Ｌ２^２＞０、Ｒ２^２＞０、であるので、明らかに、Ａ^２≧０である。すなわち、図６において、１次側コイルの入力インピーダンスＺ１は、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１…（５）
であり、（５）式と（４）式を比較すれば明らかなように、図７のように、変成器の２次側コイルが短絡されたときには、１次側コイルの実効直列抵抗Ｒ１が増加し、インダクタンスＬ１が減少するのが分かる。これらは既知の回路理論である。

上記（４）式と（５）式は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を説明するのに引用する基本式である。

次に、図２（Ａ）に示したコイル１ａに関して、具体的な例について説明する。一部重複するが、記号の定義を明確にしておく。Ｒｗは、コイル１ａ単体の実効直列抵抗（図５のＲ１）、Ｒｎは、コイル１ａに他のコイルが対向し、対向したコイルが開放されているときのコイル１ａの実効直列抵抗（図６のＲ１）、Ｒｓは、コイル１ａに他のコイルが対向し、対向したコイルが短絡されているときのコイル１ａの実効直列抵抗（図７のＲ１）、ｋｒは、ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数である。

また、コイル１ａ単体のインダクタンスをＬｗ、コイル１ａに他のコイルが対向し、対向したコイルが短絡されているときのコイル１ａのインダクタンスをＬｓとしたときに、ＬｗとＬｓから近似的に求められる結合係数をｋｉと表記する。ｋｒと、ｋｉの近似的な求め方については後述する。

Ｌ１がコイル自体を示すときには、Ｌ１は記号とし、インダクタンスの数値を示すときは、Ｌ１（Ｈ）として単位を付記する。これは、Ｒ１、Ｒｗ等の抵抗についても同様とする。ただし、Ｒｓ＞Ｒｗ、など等号や不等号で記載されている場合、Ｒｗ等を数式中に記載したときや計算に用いている旨の記載があるときの前後にＲｗ等が記載してある場合、「Ｒｗは、２Ω」等の具体的な数値と単位がＲｗ等の直後に記載されている場合、特性図の説明等で数値であることが明らかな場合等は、単位の付記を省略している。

なお、以下の説明では、コイルを対向させた変成器の１次側と２次側を区別しているが、変成器は１次側と２次側を反転させることができるので、図６のＲ１、Ｌ１は、２次側のＲ２、Ｌ２として考えても同様の結果が得られる。すなわち、本発明の実施形態における電力伝送用のコイルは、１次側、２次側の少なくとも一方に装備されていればよい。例えば、２次側（機器側）にコイル１ａと同じ構成のものを使用し、１次側（送電側）にソレノイド状のコイルや後述するハネカム状の多層巻コイルを使うこともできる。コイル１ａ単体の実効直列抵抗をＲｗとする。コイル１ａに短絡したソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルが対向したときのコイル１ａの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）とする。この場合においても、送電コイルであるソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルは、コイル１ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数、ｆｄ（Ｈｚ）にて交流電源３０ｂにより駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル２にソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルを使用し、送電コイル１にコイル１ａを使用した場合は、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

以下、コイル１ａの具体的な構成例について説明する。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ａの説明）
図９は、銅線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで２５ターン（Ｔ）密接巻きしたコイル１ＡのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、およびコイル１Ａに１０Ωの負荷抵抗を接続したときの実効電力伝送効率ηと周波数との関係を表す図である。

本願発明者は、図２（Ａ）に示したコイル１ａとして、特許文献２に記載されたコイル（以下、従来例と称する。）を参考にして、平板で空芯の単層渦巻状に、ホルマル線を使い、隣接する導線同士が密接するように巻回してコイル１Ａを形成した。その結果、コイル１Ａを送電コイルと受電コイルの双方に使用すると、所定の電力伝送性能しか達成できないことを見出した。

そこで、本願発明者は、コイル１Ａに比べて、伝送性能を向上させた図１０〜図１７に示すコイル１Ｂ〜コイル１Ｇを見出した。各コイル１Ｂ〜１Ｇは、図２（Ａ）のコイル１ａのように平板で空芯の単層渦巻状に、ホルマル線を使って構成されている。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ｂの説明）
図１０は、コイル１Ｂを説明するための特性図である。

コイル１Ｂは、銅線径０．６ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＢのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数との関係が図１０に示されている。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ｃの説明）
図１１は、コイル１Ｃを説明するための特性図である。

コイル１Ｃは、銅線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＣのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、後述する位相角θと周波数との関係が図１１に示されている。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ｄの説明）
図１２は、コイル１Ｄを説明するための特性図である。

コイル１Ｄは、銅線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径３０ｍｍで３１ターン密接巻きしたものである。コイル１ＤのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係が図１２に示されている。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ｅの説明）
図１３は、コイル１Ｅを説明するための特性図である。

コイル１Ｅは、銅線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍに、約１ｍｍの空隙を設けて１４ターン疎巻きしたものである。コイル１ＥのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数との関係が図１３に示されている。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ｆの説明）
図１４は、コイル１Ｆを説明するための特性図である。

コイル１Ｆは、銅線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径７０ｍｍに３０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＦのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数との関係が図１４に示されている。

（コイル１ａの具体的な構成例１Ｇの説明）
図１５は、コイル１Ｇを説明するための特性図である。

コイル１Ｇは、銅線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径５０ｍｍに２０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数との関係が図１５に示されている。

（各コイルについての検討）
なお、図１０〜図１５に示す特性図は、コイル１Ｂ〜コイル１Ｇに関して、いずれも、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）と、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とが共通的に示されている。ただし、最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）は、各コイル１Ｂ〜コイル１Ｇのそれぞれによって異なっている。

また、図１０〜図１５に示す特性図は、全て対向するコイル間の距離をゼロで測定したものである。コイル間の対向距離が離れても、Ｒｓ（Ω）、Ｒｎ（Ω）は、対向距離がゼロのときよりもわずかに低下するが、対向する距離がコイル外径Ｄの１／１０程度までは殆ど変化しない。実際には、対向距離が増加すると、両コイル間の結合係数が低下し、１次側コイルのリアクタンスが増大して皮相電力が増加するので、力率が低下する。

コイルの実効直列抵抗による電力損失は、後述する、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）の規定で抑えることができ、後述するように、図８における、Ｒ１、Ｒ２の値が不明な点と、Ｔｗ（℃）、Ｔａ（℃）、はコイルの使用条件によって異なるので、本発明の実施形態においては、前述の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎを、対向距離ゼロか、あるいは実際に使用するコイルの対向距離において計測し、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）を求めればよい。

まず、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。上記に説明したように、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、周波数が上昇すると共に増加することが知られており、その原因として、表皮効果や渦電流損などが知られている。

さらに、上述の回路理論によると、図７に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側の純抵抗値は、（Ｒ１＋Ａ^２Ｒ２）Ω、に増加することが知られている。Ｒ２を２次側コイルの実効直列抵抗値とし、Ｍを１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンスの値、ωを角周波数（ω＝２πｆ、ｆは周波数、Ｈｚ）、Ｌ２を２次側コイルの自己インダクタンスの値とすると、Ａ^２＝ω^２Ｍ^２／（ω^２Ｌ２^２＋Ｒ２^２）であり、ω^２＞０、Ｍ^２≧０、Ｌ２^２＞０、Ｒ２^２＞０、であるので、明らかに、Ａ^２≧０、である。そして、１次側のインダクタンスについては、Ｌ１を１次側コイルの自己インダクタンスの値とすると、図７に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側のインダクタンスは、（Ｌ１−Ａ^２Ｌ２）Ｈ、に減少することが知られている。

ところが、図９〜図１１を参照すると、周波数が高い領域では、Ｒｓ（Ω）がＲｗ（Ω）より小さくなる場合が見られる。Ｒｓ＜Ｒｗ、となる周波数は、比較例としてのコイル１Ａでは、約６７ｋＨｚ以上になるのに対して、コイル１Ｂでは、約２０８ｋＨｚ以上になる。コイル１Ｃでは、約８２０ｋＨｚ以上になる。平板渦巻状に密接してホルマル線を巻いたコイルでは、このように、ホルマル線の線径が太くなるほど、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は低くなる。また、図１２より、コイル１Ｃと同じ単導線を使い、外径３０ｍｍに３１ターン巻回したコイル１Ｄでは、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、コイル１Ｃに比べ高くなっている。

（線径による周波数特性の変動の説明）
図１６は、銅線径、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍの各ホルマル線を平板状に２５ターン密接巻きしたコイルの、周波数と各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の関係を示している。

図９〜図１２から明らかなように、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が低いコイルは、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率も高い。図１６より、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１．０ｍｍの各異なる線径のホルマル線を、同じ２５回のターン数にしたコイル外径の異なるコイルでも、この特性は同じある。すなわち、ホルマル線の線径が太くなるほど、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率も高いことが分かる。また、同一の線径で巻回したコイルでは、巻回数が少なく、外形が小さい方が、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が高く、周波数の上昇による実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率も小さいのが分かる。

すなわち、回路理論に従うなら、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒｗ、の関係を満足しないといけないが、コイル１Ａ〜コイル１Ｄを使用し、図６、図７のように構成された変成器では、周波数が高い領域では、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足していない。例えば、コイル１Ｂでは、周波数２０８ｋＨｚ以上の点で、Ｒｓ＜Ｒｗ、となっているのが、図１０より分かる。

ＲｗとＲｓの関係が、Ｒｓ＜Ｒｗ、となるような周波数領域では、正でないとならないＡ２が、負になってしまう。図９〜図１２で、Ｒｓ＜Ｒｗ、となるような周波数領域では、図８に示す、実効直列抵抗Ｒ１およびＲ２の実際の値を求めることはできない。その一例を以下に示す。なお、ここでは実効直列抵抗から近似的に結合係数を求めるので、結合係数をｋｒと表記する。後述するように、インダクタンスから求めた結合係数をｋｉと表記する。

既知の回路理論によれば、結合係数をｋｒとすると、相互インダクタンスをＭ（Ｈ）、１次側コイルの自己インダクタンスをＬ１（Ｈ）、２次側コイルの自己インダクタンスをＬ２（Ｈ）、としたときに、Ｍ^２＝ｋｒ^２・Ｌ１・Ｌ２の関係が成り立つ。１次側コイルと２次側コイルに同一のコイルを使うなら、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗ、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、となるので、ω^２Ｌ２^２＞＞Ｒ２^２を満足するときには、Ａ^２＝ω^２Ｍ^２／（ω^２Ｌ２^２＋Ｒ２^２）≒ω^２Ｍ^２／（ω^２Ｌ２^２）＝ｋｒ^２・Ｌ１／Ｌ２＝ｋｒ^２、となる。そこで、（Ｒ１＋Ａ^２Ｒ２）から、（Ｒｗ＋ｋｒ^２Ｒｗ）＝Ｒｓ、となり、ｋｒ^２≒（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ、として近似的にｋｒ^２を求められ、ｋｒ＝√（（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ）となる。

なお、両コイルが同一の場合、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗ、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、である。したがって、ω^２Ｌ２^２＞＞Ｒ２^２を満足しているかは、ω^２Ｌｗ^２／Ｒｗ^２、の値を計算し、この値が５０以上の時に求めた結合係数の値は、誤差２％程度以下と判断している。図９〜図１５においては、１０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ以上になると、ω^２Ｌｗ^２／Ｒｗ^２＞５０、となっている。Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する周波数領域では、このようにして、Ｒｗ、Ｒｓより結合係数ｋｒを近似的に求めることができる。

しかし、Ｒｓ＜Ｒｗ、となるような周波数領域では、正でないとならないＡ^２が、負になってしまい、正であるべき結合係数ｋｒの二乗であるｋｒ^２も負になるので、結合係数を実効直列抵抗Ｒｗ，Ｒｓより求めることはできず、（４）式から明らかなように、図８において、Ｒ１、Ｒ２の実際の値を求めることはできなくなる。Ｒｓ＝Ｒｗの場合なら、結合係数ｋｒはゼロとなってしまうし、Ｒｓ＜Ｒｗ、となると、数学的には結合係数ｋｒは虚数になる。実際に２個のコイルが対向しており、相互インダクタンスＭが、Ｍ≠０であるのに、両コイル間の結合係数がゼロになることや、あるいは虚数になることは、理論上あり得ない。

Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足しない周波数領域では、上記のように、図８の実効直列抵抗Ｒ１とＲ２の値が不明になる。さらに、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が大きくなり、１次側、２次側のいずれのコイルに電流Ｉを流しても、Ｒ１×Ｉ^２（Ｗ）、Ｒ２×Ｉ^２（Ｗ）、による電力損失が過大となって、コイルが発熱する。その電力損失のため、実効電力伝送効率ηが低下する。なお、同一のコイルを、１次側、２次側ともに使用した場合、２×Ｒｗ＝Ｒｓ（Ω）、となると、結合係数ｋｒが１となるので、Ｒｓは、２×Ｒｗ（Ω）、に近いほどよい。

（コイル１Ａと、コイル１Ｆとの組合せの説明）
図１７は、コイル１Ａを一方のコイルとし、後述するコイル１Ｆを他方のコイルとしたときの、コイル１ＡのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、およびコイル１Ｆに１０Ωの負荷抵抗を接続したときの実効電力伝送効率と周波数との関係を示す特性図である。

図９において、コイル１Ａを送電コイルと受電コイルの双方に使用すると、所定の電力伝送性能しか達成でききないことを説明したが、これについて説明する。コイル１Ａを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用すると、図９から、コイル１Ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、約６７ｋＨｚとなっている。すなわち、コイル１Ａのｆ１は、１００ｋＨｚ未満となっている。したがって、１ｍｍのホルマル線を使ったコイル１Ａを送電コイルと受電コイルの双方に使用すると、従来例のコイルと同じ電力伝送性能しか達成できない。

図９に示したコイル１Ａを、一方のコイルとして使い、他方のコイルとして、図１４に示すコイル１Ｆを使ってみた。すると、コイル１Ａは、少なくとも、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が、６７ｋＨｚから１１０ｋＨｚに上昇した。その結果、電力伝送性能を向上させることができた。したがって、図９のコイル１Ａであっても、対向する他方のコイルを選ぶことにより、磁性材等を使用することなく、空芯のままで電力伝送性能を向上させることができる。

実測によると、コイル１Ａにつき、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１は、対向するコイルが、コイル１Ａの場合には、図９より、約６７ｋＨｚ、対向するコイルが、コイル１Ｆの場合には、図１７より、約１１０ｋＨｚ、対向するコイルが、コイル１Ｇの場合には、図示していないが１５０ｋＨｚ、となっている。対向する他方のコイルを選ぶことにより、コイル１Ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を上昇させることができる。なお、コイル１Ｆにコイル１Ａを対向させた場合に、コイル１Ｆが、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１は、約２ＭＨｚとなる。このような周波数領域では、コイル１Ａ単体の実効直列抵抗Ｒｗが、１０Ω以上と高い数値となるので、後述するＲｗによる熱条件の規定、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、により、２次側コイルであるコイル１Ａに流すことが可能な電流を規定できる。

好ましくは、コイル１Ａとコイル１Ｆを組み合わせて使用する場合は、前述したように、ｆ１＝１１０ｋＨｚ未満の周波数領域で電力を伝送するために、交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満に設定する。当然、ｆａ（Ｈｚ）では、コイル１Ａ、コイル１Ｆの双方が、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。コイル１Ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、約６７ｋＨｚである。しかし、コイル１Ａとコイル１Ｆを組み合わせて使用することにより、コイル１Ａを、送電コイル、受電コイルのいずれに使用しても、６７ｋＨｚ以上で電力を伝送できるようになる。

本発明の実施形態においては、一方のコイルのｆ１（Ｈｚ）が低いときに、他方のコイルとして、一方のコイルのｆ１（Ｈｚ）が所定周波数として、図１７に示す１1０ｋＨｚ、約１０％の余裕を見て１００ｋＨｚよりも高くなるコイルを選ぶ。このようにして選んだ一方のコイルと他方のコイルを組み合わせて電力伝送装置を構成する。このような構成とすることにより、高い周波数でコイルを使用できる。そして、電力伝送装置の電力伝送性能が改善できるようになる。

すなわち、まず、一方のコイルと、他方のコイルを選ぶ。一方のコイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の各周波数特性を計測する。計測データに基づき、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を求める。ｆ１（Ｈｚ）の高いコイルの組合せでは、電力伝送性能の周波数特性がよいことが、図９と比較すれば、図１７より分かる。そして交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満に設定する。このようにして、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。

（コイル１Ｂ〜コイル１Ｄの組合せの説明）
単導線を使用したコイル１Ｂ〜コイル１Ｄは、いずれも、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が１００ｋＨｚを越えている。コイル１Ｂ〜コイル１Ｄを一方のコイルとし、他方のコイルをコイル１Ｂ〜コイル１Ｄのいずれかとする。一方のコイルにおいて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を求める。電力伝送装置に含まれる交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満に設定する。このようにして、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。

（Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している場合の説明）
次に、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。前述したように、コイル単体では、この実効直列抵抗Ｒｗを、計測によって正確に求められるが、図６のように構成された変成器においては、図９〜図１３に示すように、単に２次側コイルが対向しただけで、周波数が高い領域では、Ｒ１が、ＲｗからＲｎに上昇する。Ｒ１は１次側コイルの実効直列抵抗であるが、図５のＲ１（Ｒｗと同じ）の周波数特性と、図６のＲ１（Ｒｎと同じ）の周波数特性とは異なっているのが、図９〜図１３にプロットされたＲｗとＲｎの周波数特性図にて分かる。

さらに、ＲｗとＲｓよりＡ^２を求め、Ａ^２の平方根を取ることにより、近似的に結合係数ｋｒを求めることができるのは上述したとおりである。

図１３にはコイル１Ｅの、図１４にはコイル１Ｆの、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒがプロットしてある。コイル１Ｅでは、図１３のように、周波数の上昇とともにＲｎ（Ω）が増加する割合が低く、約３．７ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している。コイル１Ｆでは、図１４に示すように、周波数の上昇とともにＲｎ（Ω）が急激に増加し、７８０ｋＨｚ以上の周波数領域になると、Ｒｓ＜Ｒｎ、となっている。

ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数ｋｒと周波数の関係を見ると、コイル１Ｅは、約２ＭＨｚまで、結合係数ｋｒがほぼ０．８以上の値を保持しているのに対し、コイル１Ｆでは、結合係数ｋｒは、１００ｋＨｚのときの０．９程度から、周波数が上昇するに従い低下し、１ＭＨｚでは０．６５程度まで低下しているのが分かる。したがって、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、できる限り高い方が好ましい。

Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する周波数領域でコイルを使用することにより、図５のコイル単体および図６に示すように構成された変成器、のいずれもが理論上の理想的な特性に近づくので、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。

（Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足していない場合の説明）
しかしながら、周波数領域によっては、Ｒｎ＝Ｒｗ、は満足せず、Ｒｎ＞Ｒｗ、となり、Ｒｎの影響を受けるので、図８において、Ｒ１とＲ２の値を正確に求めることはできない。また、Ｒ１、Ｒ２は、図１に示すＲＬの値によって変動する。すなわち、Ｒ１、Ｒ２に流れる電流により、Ｒ１、Ｒ２は変動し、当然、周波数によっても変動するので、図８において、電力伝送時の、Ｒ１、Ｒ２の実際の正確な値は求められない。

なお、本実施形態において、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の２つの条件を満足するかの測定には、同一のコイルを対向させた場合を記載している。しかし、図１７に示すように、構造、構成、外径などが異なる任意のコイル２個を対向させ、１次側コイル、２次側コイルのいずれかで計測してもよく、同一のコイルを対向させて測定しなくてもよい。

また、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係に関する詳細な作用効果については、コイル１Ｆ、コイル１Ｇを参照し、後述する。

（熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）、温度Ｔｗ（℃）、周囲温度Ｔａ（℃）の説明）
次に、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、の関係について説明する。上述したように、図８にて、実際に負荷抵抗ＲＬに電力を伝送しているときの、コイルの実効直列抵抗Ｒ１、Ｒ２の値は不明である上、図７において、回路理論上は、Ｒ１＞Ｒｗ、になる。すなわち、最低限、Ｒｗを基準にする以外、コイルの熱条件を規定することができない。したがって、最低限、Ｒｗを基準にしてコイルの熱条件を規定することが必要となる。

この発明を実施する場合において、コイルの熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、コイルの構造や設置条件により決まる。例えば、コイルが空芯単体の場合は、θｉは高く、コイルが熱抵抗の小さい樹脂内に固定され、かつ水中に設置されるような場合は、θｉは低くなる。コイルが動作可能な温度Ｔｗ（℃）は、コイルの構造や用途により決まり、断熱性のよいケース内に組み込まれているか、変圧器のように機器内部に組み込まれている場合などでは、例えば５０℃〜８０℃、人体、動物などが触れるところに設置されているような場合などでは、例えば４０℃程度となる。コイルが設置される場所の周囲温度Ｔａ（℃）は、屋外などでは、例えば−２０℃〜４０℃、室内などでは、例えば１５℃〜３０℃、機器内部などでは、例えば４０℃〜５０℃となる。

通常、物体は、温度が高くなるほど、周囲に多くの熱を放散するため、正確には熱拡散方程式を解く必要がある。しかし、種々の構造を持つコイルについて、比熱等の熱定数を加味して熱拡散方程式を解くのは困難であるので、下記の方法により簡易的に熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）を求める。

まず、１次側、または２次側コイルが設置される場所にて、初期状態のコイル温度Ｔ１（℃）を求めておく。コイルに、直流の定電流Ｉｄ（Ａ）を流して、コイルの両端電圧Ｖｄ（Ｖ）を計測し、Ｐｄ＝Ｖｄ×Ｉｄ（Ｗ）として、コイルの消費電力を求める。金属導線は温度が上がると抵抗値が増加し、コイルの両端電圧Ｖｄが上昇するので、Ｖｄはペンレコーダー等で記録して平均値を求めるか、Ａ／Ｄ変換器等で逐次Ｖｄをモニターし、平均値を取るのが望ましい。熱平衡に達したら、コイル温度Ｔ２（℃）を測定する。熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、θｉ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｐｄ（℃／Ｗ）として求められる。この測定は、Ｉｄの電流値を変えて数回測定し、平均値として求めるのが好ましい。

このようにして求められた熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）に、実際の使用条件下でのコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）により決まる、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が消費する電力、Ｒｗ×Ｉａ^２（Ｗ）を掛けると、実際の使用条件下でのコイルの温度上昇値、Ｔｒ（℃）が求められる。Ｔｒ＝θｉ×Ｒｗ×Ｉａ^２（℃）となり、コイルが動作可能な温度をＴｗ（℃）、コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）とすると、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ×Ｒｗ×Ｉａ^２（℃）を満足しないと、コイルの使用可能温度を越えるので、本発明の実施が困難になる。

実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）に関する条件、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）は、前記不等式を変形し、Ｒｗ（Ω）またはＩａ（Ａ）の条件を規定している。電力が伝送される周波数において、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、１次側または２次側コイル単体で実測して求められる変数、１次側または２次側コイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）も実測して求められるか、１次側においては電源条件により決まり、２次側においては負荷条件により決まる変数で、他の、Ｔｗ（℃）、Ｔａ（℃）、θｉ（℃／Ｗ）は既知の定数となる。したがって、Ｒｗ（Ω）が求められれば、Ｉａ（Ａ）の上限値が規定され、逆にＩａ（Ａ）が決められれば、Ｒｗ（Ω）の上限値が規定される。

Ｒｗ（Ω）は、直流抵抗Ｒｄ（Ω）と交流抵抗Ｒａ（Ω）の和であり、ＲｄとＲｗは直接実測することが可能なので、Ｉａ（Ａ）を決定することにより、巻き数により増加する、ＲｄとＲａの和である実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の上限値を規定でき、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と周波数の関係から、電力が伝送可能な周波数範囲を規定することができる。

１Ｖ×１０Ａと、１０Ｖ×１Ａは、どちらも同じ１０Ｗの電力であるが、コイルの実効直列抵抗による電力損失は、１０Ａの場合には、１Ａの場合の１００倍となる。電力ではなく、１次側、２次側を問わず、コイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）を考慮し、コイルの実効直列抵抗による電力損失を規定しないと、２個のコイル間での電力伝送性能を改善することはできない。

（Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係についての説明）
ここで、コイル１Ｆ、コイル１Ｇを参照し、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係に関する詳細な作用効果について説明する。リッツ線は、リッツ線を構成する各素線の自己インダクタンスを並列に接続し、各素線の間に相互インダクタンスを有する、図１８のような等価回路を持つものと考えられる。リッツ線を平板単層渦巻状に空隙を設けて巻いても、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性は余り改善されず、逆にコイル単体の自己インダクタンスが低下するところから、リッツ線は、各ホルマル線間、および導線間の相互インダクタンスにより、コイルとして形成したときの自己インダクタンスが変化するものと考えられる。すなわち、撚り方や撚りのピッチ、巻き方（密接巻き、疎巻き、多層巻き）、ターン数、外形などにより、コイルとして形成したときの特性が変わってくる。

図１４に示したコイル１Ｆと、図１５に示したコイル１Ｇに使われている導線は、どちらも同じ、導体外径が０．０５ｍｍ、絶縁被覆の厚さが５μｍ、導線外径が０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線で、コイル１Ｆは外形７０ｍｍに３０回ターン密接巻きされ、コイル１Ｇは外形５０ｍｍに２０回密接巻きされている。

コイル１Ｆと、コイル１Ｇの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を、図１４、図１５で比較すると、コイル１Ｆでは、Ｒｓ＜Ｒｎ、となる周波数領域が、７８０ｋＨｚ以上に存在するが、コイル１Ｇでは、約２．１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足している。この原因が、撚り方や、撚りのピッチに関係しているのか、あるいはターン数や外径、巻き方に関係するものなのかは断定できない。しかし、少なくともコイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定すれば、該コイルが電力伝送装置用に適しているかどうかの判断ができる。その具体的な方法を以下に述べる。

(インダクタンスと結合計数の説明)
表１は、５．０ｋＨｚから１．０ＭＨｚの各周波数における、コイル１Ｂ、コイル１Ｆ、コイル１Ｇの、単体インダクタンスＬｗ（μＨ）と、短絡した同一のコイルが距離ゼロで対向したときの、インダクタンスＬｓ（μＨ）の値、および下記に示す計算法により近似的に求めた結合係数ｋｉを記載したものである。この表の各ｋｉが、図１０、図１４、図１５にプロットされたｋｉである。

まず、コイルのインダクタンス変化から結合係数ｋｉを近似的に求める方法を説明する。上述のように、図５のときのコイルの自己インダクタンスをＬｗ（Ｈ）、図６のときの１次側コイルのインダクタンスをＬｎ（Ｈ）、とすると、図５，図６において、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ（Ｈ）、の関係が成り立つ。また、図７のように、１次側コイルに対向している２次側コイルが短絡されているときの１次側のインダクタンスをＬｓ（Ｈ）、とすると、Ｌｓ＝（Ｌ１−Ａ^２Ｌ２）Ｈ、の関係が成り立つ。実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）やＲｎ（Ω）とは異なり、実測上も、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ（Ｈ）、となっている。Ｌ１、Ｌ２、Ａ^２、については、前述したとおりである。

１次側と２次側に同一のコイルを使った場合は、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗなので、Ｌｓ＝（Ｌｗ−Ａ^２Ｌｗ）の関係が成り立つ。前述したが、１０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ以上では、ω^２Ｌ２^２／Ｒ２^２＝ω^２Ｌｗ^２／Ｒｗ^２、の値が５０以上なので、Ａ^２≒ｋｉ^２、とみなせる。したがって、ｋｉ^２＝（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ、ｋｉ＝√（（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ）として近似的に結合係数ｋｉが求められる。前述したとおり、このようにして、インダクタンスの変化、Ｌｗ、Ｌｓ、より求めた結合係数をｋｉと表記している。図１４と図１５にプロットされたｋｒとｋｉを比較すると、図１５においては、ｋｒとｋｉが、ほぼ一致しているのが分かる。

しかし、図１４においては、ｋｒとｋｉの一致は見られない。さらに、コイル１Ｂにおいて、図１０にｋｒとｋｉがプロットしてあるが、図１０において、Ｒｎ＞Ｒｓとなる周波数を境に、ｋｒが急激に減少しているのが分かる。実際に、図１５に示すコイル１Ｇを２個使用した場合は、２．１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足しており、１０ＭＨｚ以上まで、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しているので、高い周波数、高い力率、高い実効電力効率で電力を伝送でき、電力伝送性能が非常によい。

すなわち、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）が高く、高い周波数で、Ｒｎ／Ｒｗ、の値が１に近いほど、コイルの性能はよく、周波数の上昇によるＲｗ（Ω）の増加も少ない。このように、周波数と、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を見ることにより、あるいは、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒの周波数特性と、ＬｗとＬｓより求めた結合係数ｋｉの周波数特性を比較することにより、コイル単体の実効直列抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を予測することが可能となる。

したがって、コイルを構成するリッツ線の適切な撚り方や撚りピッチ、巻き方は、複数のコイルを形成して、コイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定し、好ましくはＬｗ，Ｌｓの周波数特性も測定して、ｋｒとｋｉの周波数特性を比較すれば、最適なコイルを見つけることが可能になる。この手法は、リッツ線に限らず、単銅線、ビニール線、その他後述する他の実施形態の電線にも適用でき、電力伝送に適したコイルを選ぶことができる。すなわち、線材、線径、寸法、形状、巻き方などを変えることにより、コイル単体の実効直列抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を判断することが可能となり、従来の技術では実現できなかった電力伝送性能の良いコイルが提供できる。

例えば、１ｍｍの単導線を用い、空隙を設けて巻いたコイル１Ｅは、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２が、３．７ＭＨｚであり、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が、７．７ＭＨｚなので、コイル１Ｇに比べ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定に関しては余り差がない。しかし、４ＭＨｚにおける、コイル１Ｅ単体のＲｗは、０．８７Ω、コイル１Ｇ単体のＲｗは、約２Ω、１０ＭＨｚにおける、コイル１Ｅ単体のＲｗは、２．９Ω、コイル１Ｇ単体のＲｗは、１７Ω、となっており、コイル１Ｅは、コイル１Ｇよりもコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の高周波特性がよくなっている。

そのため、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、の規定により、単導線にて形成したコイル１Ｅは、リッツ線にて形成したコイル１Ｇよりも高い周波数で使用可能となる。このように、本発明の実施形態は、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、の各規定により、従来の技術では実現できないコイルを実現したうえで、該コイルを使用するのに最適な周波数領域を規定することにより、従来の技術に比べ、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できるという、優れた効果を奏するものである。

前述の引用文献を含む従来技術では、コイルの特定的な構成を規定しているのみである。そして、特定的構成の一実施例のみを示すことにより、着目する特性、例えば、電力伝送性能が改善できていることを主張している。しかし、上述してきたように、外径や内径を同一にしても、線径、ターン数によりコイルの特性は全く異なってくる。また、全く同一の導線を用いても、構成（外径、ターン数等）が異なると、コイルの特性が異なってくる。すなわち、線材や巻き方などの特定的構成を規定しても、実際に作成されるコイルは種々の構成を持ち、それらが同じ効果を奏することは、何ら保証されていない。

したがって、コイルの特定的構成を規定するのみでは、電力伝送装置のコイルとしての要件を充足するコイルを実現するのは不可能である。現に、従来例に記載されているような、実効電力伝送効率８０％で、２０Ｗの電力を伝送可能な電力伝送装置は、今日に至るも実施はされていない。

本願のように、コイルの特定的構成以外の構成が変化したときの特性変化までも明確化し、コイルの作動条件を規定しない限り、電力伝送性能のよいコイル、および電力伝送性能のよい電力伝送装置は実現できない。その一方で、本発明の実施形態は、誘導結合可能な種々の構成を持つコイルにおいて、各コイルの作動条件を規定することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。このように、本発明の実施形態は、従来の技術では実現することが不可能であった極めて優れた効果を奏するものである。

（コイルの力率の説明）
本発明の各実施形態では、磁性材料を装備していないコイルにより、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態にて、２個のコイル間で、従来では困難であった大電力を伝送できるコイルを実現するものである。既述したように、力率は０．５以上ではあるが、疎結合状態では、１次側コイルに投入される無効電力が、実効電力を上回る場合もある。

力率が１から０．５に低下すると、皮相電力により１次側コイルに流れる電流は、√２倍になり、１次側コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）による電力損失は２倍になる。そのうえ、２次側コイルに接続された負荷抵抗に電流が流れると、２次側コイルに流れる電流により発生する磁束が１次側コイルを形成する導線を貫き、渦電流損を発生させ、１次側コイルが発熱する。したがって、前述の不等式、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）は、本発明の実施形態を実施するのに満足するのが好ましく、満足していないと、本発明の実施が困難になる。

なお、一方のコイルが駆動される周波数ｆｄ（Ｈｚ）において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している場合、図９５に示す、電源の内部抵抗Ｒ３の値が、Ｒｗ（Ω）と同等以下の値であれば、負荷抵抗ＲＬから見た２次側コイルは、１次側が短絡されていると見なせるので、Ｒ２（Ω）は、Ｒｓ（Ω）とほぼ同等の値になる。したがって、２次側コイルにおいては、電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）において、Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、の関係を満足していれば、さらに好ましい。また、図９５において、Ｒ１の値は不明ではあるが、１次側コイルにおいても、コイルが駆動される周波数ｆｄ（Ｈｚ）において、Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、の関係を満足していれば、より好ましい。

ただし、一般の変成器において、鎖交磁束Φｃ、漏洩磁束Φｇと、結合係数ｋの関係は、ｋ２＝Φｃ／（Φｃ＋Φｇ）、１−ｋ^２＝Φｇ／（Φｃ＋Φｇ）となっており、既知のとおり、鎖交磁束Φｃが実効電力を伝達している。漏洩磁束Φｇは、既知のとおり、リアクタンス性素子に印加されている電圧Ｖと、流れている電流Ｉの積である無効電力をもたらすものである。

コイルにおいては、Ｉの位相はＶの位相よりも９０度遅れているため、Ｖの瞬間値とＩの瞬間値を掛けて、1周期積分すれば電力はゼロになるので、リアクタンス性素子であるコイルは電力を消費しない。この分野においては、漏洩磁束がエネルギー損失を起こすと明記し、鎖交磁束比率を上げるためにコイル形状を規定している文献が多数見られるが、上記したように、漏洩磁束は電力を消費しない。

したがって、仮に実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が無視できるほど小さければ、漏洩磁束の比率には関係なく、大電力を伝送できる。しかしながら、特許文献１に開示されているような構成のコイルでは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は小さいものの、コイルの自己インダクタンスや結合係数が小さいので、力率が著しく小さい。このため、大きな皮相電力を１次コイルに供給しなければならなくなるので、電力伝送に適したコイルを実現するには、コイルの構成を定め、全てのパラメータを適切に設定し、なおかつ実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を可能な限り小さくしなければならない。

（電力伝送に使用可能な周波数の説明）
なお、本発明の実施形態のコイルを電力伝送に使用可能な周波数の上限は、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）、の規定により求めることができるが、コイルを電力伝送に使用可能な周波数の下限は、コイル単体に印加される電圧Ｖと、コイル単体に流れる電流Ｉの位相差を、８０度以上と規定することにより求められる。

なお、図示しないが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が低いコイル１Ｂでは、５ｋＨｚ未満まで、ＶとＩの位相差が８０度以上になっているが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が１０ＭＨｚを超えるコイル１Ｇでは、２０ｋＨｚ未満になると、ＶとＩの位相差が８０度以下となっている。

前述したように、図１０を参照すると、コイル１Ｂが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、約２１０ｋＨｚ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約７５ｋＨｚである。Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、の規定によるコイル１Ｂを使用可能な周波数領域は５〜２１０ｋＨｚ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）、の規定によるコイル１Ｂを使用可能な周波数領域は５〜７５ｋＨｚとなる。このようにして、本発明の実施形態におけるコイルを、理論上の理想的な特性に近い周波数領域で使用することが可能となる。図１１には、コイル１Ｃの位相角θがプロットしてある。コイル１Ｂのｆ１（Ｈｚ）よりも、ｆ１（Ｈｚ）が高いコイル１Ｃでは、位相角θが８０度となる周波数は、約８ｋＨｚとなっており、５ｋＨｚより若干高い。

上述のごとく、この実施形態によれば、コイル１ａの導線１１の線径とコイル外径とターン数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数ｋを確保できる。また、コイル１ａの電流値Ｉａの上限、あるいはコイル１ａの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を決めるターン数の上限を規定でき、負荷抵抗を接続したときのリアクタンスＸと純抵抗Ｒの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧とコイルに流れる交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となり、かつ実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が小さい周波数近辺でコイル１ａを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。さらに、実効電力効率を、例えば８５％以上に高めることができる。

（コイル１Ａと、１Ｅの周波数特性の比較の説明）
図１９は、図９に示した密接巻のコイル１Ａ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、図１３に示した疎巻のコイル１Ｅ単体のコイル実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を比較した図である。図１９に示すように、周波数が上昇したときに、疎巻のコイル１Ｅの方が密接巻のコイル１Ａに比べて、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を抑えることができる。また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、直流抵抗を低く抑えることができる。

（空隙の幅により実効直列抵抗の周波数特性が変化する例の説明）
図２０は、０．４ｍｍのホルマル線を２５ターン巻いた場合、空隙の幅により、コイルの実効直列抵抗の周波数特性が、どのように変化するかを示す図である。空隙の幅は、０ｍｍ、０．２ｍｍ、０．４ｍｍに設けてあるが、広い空隙の方が、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗の増加が抑制できるのが分かる。なお、ターン数を同一としているので、空隙の幅が広くなるほどコイル外径は大きくなっており、コイルを構成する銅線の総延長が長くなっているので、低い周波数では、空隙を設けない方が、実効直列抵抗は低くなっている。

ただし、渦電流損は、磁束が貫く導体体積に比例するので、単導線の最大径が０．２ｍｍ以上でないと、導線間に空隙ｔ（ｍｍ）を設けても、周波数の上昇によるコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗの増加率はそれほど低下しない。図１５の、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きしたコイル単体の周波数と実効直列抵抗Ｒｗの関係から見ても、線径０．２ｍｍでは、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率は少なく、線径０．２ｍｍの単導線では、空隙を設けても、実効直列抵抗Ｒｗの周波数特性は余り改善できないのが分かる。

図１２に示すコイル１Ｄの自己インダクタンスは、約１９μＨとなっている。コイル１Ｄを２層に巻いたコイルの自己インダクタンスは、約７６μＨとなっており、自己インダクタンスがターン数の２乗に比例するという理論とほぼ同等の結果が得られている。２層に巻いたコイルの実効直列抵抗の周波数特性は単層巻に比べ悪くなっており、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）も低い。しかし、実効直列抵抗が低い低周波数領域においては、リアクタンスを確保できるので、２層巻とし、低周波数で使用する方が有利な場合もある。

なお、コイル１Ｄを２層に巻いたコイルを一方のコイルおよび他方のコイルに用いる。コイル１Ｄを２層に巻いたコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、５５０ｋＨｚであり、コイル１Ｄを２層に巻いたコイルは、インダクタンスが高いので、２５０ｋＨｚ未満の周波数で使用しても、所要のリアクタンスを確保できる。

図１６において、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きしたときの、５ｋＨｚでの実効直列抵抗Ｒｗは、０．８３Ωになっている。１ＭＨｚでの実効直列抵抗は、２．１６Ωとなっており、実効直列抵抗Ｒｗの増加率は、２．１６／０．８３＝２．６０で、前述した線径１ｍｍの単導線を、空隙を設けて巻いたコイル１Ｅの増加率、７．６よりも小さくなっている。ただし、線径０．２ｍｍのコイルでは、Ｒｗ（Ω）の絶対値が大きくなり、熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）が小さくなるので、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）の関係を満足するように、伝送する電力値に適合する導線径を選択しないとならない。

（コイルのターン数と、インダクタンスの説明）
次に、コイルのターン数８回、インダクタンスの最低値２μＨにつき説明しておく。従来例のコイルは５回のターン数で、１ＭＨｚにおける、コイルのＬｗは、０．７９μＨ、Ｌｓは、０．４５μＨ、Ｌｗ、Ｌｓから近似的に計算した結合係数ｋｉは、０．６６となっており、電力伝送性能も著しく悪い。前記コイルと同じ導線を使って同形状に８回巻回したコイルは、Ｌｗが、約２．１μＨ、Ｌｓが、約０．７μＨ、近似的に計算した結合係数ｋｉは、約０．８３となっている。

従来例のコイルの導線を８回巻回したコイルは、前述したように、実際には実効直列抵抗が過小なうえ、Ｒｗ（Ω）の周波数特性も悪く、かつ十分なリアクタンスを確保できる高周波数領域で、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足していない。このために、導線の適切な撚り方および巻き方を選ぶ必要があるが、高周波領域で使用する最低のインダクタンスと結合係数が確保できるので、上記の実測結果から最低限８回の巻回数を規定するとともに、インダクタンスの最低値として、２μＨを規定している。

そして、前述したように、従来例のコイルの導線の直径は１．５ｍｍであり、５回巻回したコイルの最外周部に、さらに導線を３回巻回し、ターン数を８回とすると、外径は、３回×２倍×１．５ｍｍ＋３０ｍｍ＝３９ｍｍとなる。したがって、従来例のコイルの導線を使用して構成したコイルにおいて、インダクタンスの最低値２μＨと結合係数を確保するには、コイル外径Ｄと線径ｄ３の比が、３９／１．５＝２６、となり、コイル外径Ｄは線径ｄ３の少なくとも２５倍は必要となる。

ただし、前述したように、「Ｄがｄ３の少なくとも２５倍は必要」、という特定的構成は、線材やターン数という別の構成要因を変えることにより、インダクタンスの最低値２μＨと結合係数を確保できなくなることも有り得る。例えば、線材の直径を細くして、線間に空隙を設ける場合などが考えられる。したがって、インダクタンスの最低値２μＨを確保するには、８回以上の巻き数が必要となる可能性もある。インダクタンスの最低値２μＨを確保するように、使用される線材と巻回数を選び、最終的に構成が一義的に特定されたコイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を計測する。構成が一義的に特定されたコイルとは、実際にコイルとして作成されたものを意味するのは言うまでも無い。そこで、実際にコイルとして作成されたものを計測して求められた特性から導かれる前述したコイルの作動条件である交流電源の周波数ｆａ（Ｈｚ）を規定する。

繰り返しになるが、コイルは、例えば特定的な構成を規定するだけでは、他の構成要因を変化させることにより、実質的には無限の構成を持つ。特定的な構成を規定したコイルが、その他の特定的構成規定を要旨とする発明よりも、常に優れた電力伝送性能を発揮する効果を奏することは証明されていない。また、証明するのは実質的に不可能である。

本発明の実施形態によってのみ、上述したインダクタンスの最低値２μＨと結合係数を確保するように構成を規定し、それらの特性条件を満足するコイルの中から、電力伝送に適したコイルを選ぶことができるようになる。このように、本発明の実施形態は、従来例のコイルとは異なり、種々の実施形態における実測特性のデータを示している。誘導結合可能な構成を持つコイルは、特定不能なバリエーションを持つ。そのため、任意の構成のコイルにおいて電力伝送性能を確保することは不可能である。また、従来の技術では、構成が一義的に特定されたコイルが、電力伝送性能を確保可能という判断すらできない。

前述した方法により選ばれたコイルを、本発明の実施形態の要旨である特性規定による作動条件を規定することによってのみ、種々の構成を持つ電力伝送装置のコイルを使用した性能のよい電力伝送装置が実現できる。この極めて優れた効果は、コイルの特定的構成のみを規定した従来例のコイルでは実現することが不可能であった。

また、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、５００ｋＨｚ以上であることが好ましい。同一のコイルを使用し、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が高いコイルを、リアクタンスが確保可能な周波数で使用する。例えば、２５０ｋＨｚ未満で駆動することにより、電力伝送性能を確保できることが確認できている。あるいは、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２が、５００ｋＨｚ以上であるとより好ましい。

（負荷抵抗値と力率に関する説明）
図２１、図２２は、負荷抵抗ＲＬを変動させたときの力率と周波数との関係を示す図である。なお、前述した図９には、送電コイル、受電コイル共に、コイル１Ａを用いた場合の実効電力伝送効率ηと周波数との関係も図示してある。また、図１７にも、送電コイルにコイル１Ａ、受電コイルにコイル１Ｆを用いた場合の実効電力伝送効率ηと周波数との関係を図示してある。いずれも負荷抵抗ＲＬ＝１０Ωのときの周波数特性である。力率は１次側のインピーダンスを計測して位相角φを求め、ｃｏｓφから計算してある。ｃｏｓ６０度＝０．５である。φ＜６０度となる周波数領域では、力率は５０％以上となる。

図２１、図２２から分かるように、負荷抵抗値が低いと力率が最高となる周波数は低い。負荷抵抗値が高いと力率が最高となる周波数は高い。また、負荷抵抗値が低いと力率の極大値は大きい。負荷抵抗値が高いと力率の極大値は小さい。一般に使用される最小の負荷抵抗値である５Ω以下では、力率が最高となる周波数は、一方のコイルのｆ２（Ｈｚ）未満になっている。

図２１で、コイル１Ａを２個使用した場合には、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１＝６７ｋＨｚ未満において、力率５０％以上を満足する負荷抵抗値は、１０Ω以下である。図２２で、送電コイルにコイル１Ａを、受電コイルにコイル１Ｆを使用すると、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１＝１１０ｋＨｚ未満において、力率５０％以上を満足する負荷抵抗値は、５０Ωまで対応している。また、図２１と図２２とを比較すれば分かるが、図２２では、ｆ１（Ｈｚ）の上昇と共に、力率の極大値も上昇している。

図１７の電力伝送効率ηと周波数との関係を、図９と比較すると、ｆ１（Ｈｚ）が上昇すると共に、電力伝送性能が向上していることが分かる。図９、図１７ともに、周波数がｆ１（Ｈｚ）以上となると、電力伝送効率ηが極端に悪化する。したがって、コイル１Ａにコイル１Ｆを対向させることにより、電力伝送性能ηを改善できることが分かる。

従来例のコイルの特定的構成の一例を記載した電力伝送装置では、特定の周波数１００ｋＨｚでの実施例を記載しているのみである。そして、周波数は１００ｋＨｚに限定されないと明記されている。しかし、上記のように、周波数により力率とコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は変化する。負荷抵抗ＲＬの最小値Ｒｍ（Ω）における力率最大点に周波数を設定しないと、無効電力により、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）による電力損失が発生する。前述したように、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を計測し、ｆ１（Ｈｚ）とｆ２（Ｈｚ）を求める。力率が最高となる周波数ｆφ（Ｈｚ）が、ｆ１（Ｈｚ）よりも小さいことが好ましい。しかし、負荷ＲＬの抵抗値が大きくなると、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とＲＬ（Ω）の比、Ｒｗ／ＲＬが小さくなる。そのため、Ｒｗ（Ω）による電力損失が負荷が消費する電力に比べ相対的に小さくなる。したがって、負荷抵抗値が大きい場合でも、力率は小さくなるが、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力伝送を行なえる。

（実効電力伝送効率ηの周波数特性についての説明）
なお、図９、図１７における実効電力伝送効率ηの周波数特性について説明しておく。受電コイルに１０Ωの無誘導負荷抵抗を接続し、送電側でインピーダンスを計測する。インピーダンス計測により送電側にて位相角φを求め、各周波数での力率ｃｏｓφを計算しておく。送電コイルには０．２Ａの一定電流Ｉａが流れるよう、送電コイルに印加する電圧Ｖ（Ｖ）を設定する。送電側の実効電力Ｐｒは、Ｐｒ＝ｃｏｓφ×Ｖ×Ｉａ（Ｗ）、として求められる。２次側の実効電力Ｐｓ（Ｗ）は、１０Ωの無誘導負荷抵抗の両端電圧の実効値Ｖｅを求め、Ｐｓ＝Ｖｅ^２／１０（Ｗ）、として求められる。各周波数における実効電力伝送効率ηは、η＝Ｐｓ／Ｐｒ、として求められる。この計測法は、負荷抵抗値や周波数により力率が変動することを勘案していない従来例とは異なっている。

実際の電気機器が必要とする電力から、負荷抵抗値を求めてみる。電気機器が必要とする電力は、電圧Ｖｓ＝５Ｖ、電流Ｉｓ＝０．５Ａ、電力２．５Ｗ程度が下限であるため、負荷抵抗値ＲＬの最小値は１０Ω程度となる。１０Ｗ以上の電力を必要とする電気機器では、電圧Ｖｓを上げ、電流Ｉｓを下げている。実際の回路電圧は５Ｖ程度であっても、降圧式のＰＷＭ降圧コンバータを使っている場合が多い。例えば、３０Ｗ程度の電力を必要とするパソコンなどでは、１５Ｖ、２Ａの電源を使っている。この場合の負荷抵抗値ＲＬの最小値は、１５／２＝７．５Ω程度になる。さらに、電圧Ｖｓを上げ、電流Ｉｓを下げ、３０Ｖ、１Ａ程度とすると、負荷抵抗値ＲＬの最小値は、３０／１＝３０Ω程度になる。大体の目安として、負荷抵抗ＲＬの最小値は、２〜５０Ω程度になる。したがって、コイルの実効直列抵抗による電力損失を受電電力の２０％程度以下に抑えるには、負荷ＲＬの最小値をＲｍ（Ω）、とすると、受電コイルの実効直列抵抗Ｒｗは、Ｒｗ×５≦Ｒｍ（Ω）、を満足している必要がある。すなわち、交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）において、受電コイルのＲｗは、０．４〜１０Ω以下であることが望ましい。

実測によると、送電コイル側の抵抗成分は、前述した実施形態においては、周波数にもよるが、通常、負荷抵抗値ＲＬ以下となる。したがって、負荷ＲＬの最小値をＲｍ（Ω）、とすると、送電コイル、受電コイル共に、実効直列抵抗Ｒｗは０．４〜１０Ω以下であることが望ましい。

実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の上限が決まると、Ｒｓ（Ω）、Ｒｎ（Ω）は実測して求められる。ｆ１（Ｈｚ）において、実効直列抵抗Ｒｗは０．４〜１０Ω以下であることが望ましい。したがって、実際にコイルが使用される周波数では、Ｒｓ、Ｒｎともに、１０Ω以下であることが望ましい。

図２に示し、前述したが、実際に電力伝送を行なうと、送電コイルと受電コイルに流れる電流が発生する磁束が他方のコイルを貫通することによる渦電流損による損失が発生し、電力損失は増加する。前述したように、実際に電力伝送を行なっている場合、図８におけるＲ１、Ｒ２の値は不明である。よって、上記に述べた実際の実効直列抵抗値Ｒｗ（Ω）は、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、の規定と同じように、受電側機器の使用条件によって決定されるものである。

（コイルを構成する導線の説明）
図２３（Ａ）は、図１に示したコイルに用いられる他の導線の断面図である。図２（Ａ）では、単導線１２として断面が円形のものを用いたが、図２３（Ａ）に示した例のように断面が楕円形の単導線１２ａに絶縁被覆１３ａを施したものや、図２３（Ｂ）に示すように断面が多角形の単導線１２ｂに絶縁被覆１３ｂを施したものなどを用いることができる。この例においても、絶縁被覆１３ａ，１３ｂとしては、例えば、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。

ただし、図２３（Ａ）および図２３（Ｂ）において、最大外寸ｄ１を示す線は、導線が巻回される面と平行になっていることが好ましい。これは、本発明の他の実施形態においても同様である。また、隣接している導線が密接している場合には、導線の接点が点になるように、巻回面に対して、導線断面の方向を決定するのが好ましい。

（断面傘型のコイルの例の説明）
図２４は導線を断面傘型に巻回したコイルの断面図である。図２（Ａ）に示したコイル１ａは、導線１１を平板空芯単層渦巻状に巻回したのに対して、図２４に示したコイル１ｂは、断面が傘型となるように空芯単層渦巻状に形成したものである。

この場合、図２４の巻き線幅Ｄ１、内径Ｄ２とし、２×Ｄ１＋Ｄ２が、導線の最大外形ｄ１の２５倍以上であることを条件としている。なお、２つの巻き線幅Ｄ１を示す線がなす角度θは、１８０度から９０度の間に設定するのが好ましい。ただし、図２３において、巻き線幅Ｄ１が内径Ｄ２の概ね１／４以下で、かつ短絡したコイルが対向したときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合には、θがゼロに近いソレノイド形状とすることもできる。

図２５（Ａ）および図２５（Ｂ）は、図２４に示した断面傘型に巻回したコイル１ｂと、図２（Ａ）に示した断面平面型のコイル１ａの磁場強度を対比して説明するための図である。図２（Ａ）に示したコイル１ａは、図２５（Ｂ）に示すように、平面位置における磁場強度が、中央部分が強くなって周辺に行くほど磁場強度が弱くなっている。これに対して、図２５（Ａ）では図２４に示した断面傘型に巻回したコイル１ｂの上下を反対にしたときの平面位置における磁場強度を示している。図２５（Ａ）に示すように、断面傘型に巻回したコイル１ｂは、コイル対向面上の全面で、ほぼ均一の磁場強度を得ることができる。

また、コイル１ｂは、断面が波線を描くように巻回してもよい。

（絶縁材上に導線を巻回したコイルの例の説明）
図２６は、絶縁材上に導線を巻回したコイルの断面図である。この例は図２（Ａ）に示したコイル１ａを絶縁材５上に配置し、コイル１ａの単導線１１上に絶縁性樹脂６を塗布したものである。この例では、絶縁部材としての絶縁性樹脂６が導線１１間に入り込んで固定されるので、コイル１ａの変形を防止することができる。絶縁性樹脂６に代えて接着剤でコイル１ａを絶縁材５上に固定してもよい。このような構成とすることにより、熱抵抗θｉを低減でき、コイルの発熱を抑えることができる。

具体的には５ｍｍ程度の絶縁材５を両コイル間に設置することにより、１次側と２次側の間に１万Ｖ程度の電位差があっても問題ない。また、熱抵抗θｉを低下させ、コイルの発熱を低減できるので、大電力を伝送できる。

（コイルの他の実施例の説明）
図２７は、この発明の他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図であり、図２７（Ａ）は平面図を示し、図２７（Ｂ）は図２７（Ａ）の線２Ｂ−２Ｂに沿う断面を拡大して示す。

図２７（Ｂ）に示した実施形態では、単導線１２として最大径ｄ１が０．４ｍｍ以上の単導線１２に絶縁被覆１３を施した導線１１を平板空芯単層渦巻状に巻回し、図２７（Ｂ）に示すように、コイル１ｃの隣接する各導線１１間に、０．２ｍｍ以上の空隙ｔを設けて疎巻きするようにしたものである。この例においても、絶縁被覆１３としては、ホルマル単導線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。また、隣接する導線１１間に空隙ｔ（ｍｍ）を設けているので、絶縁被覆１３を施していない裸導線を用いてもよい。最大外径ｄ１が、０．４ｍｍ未満のときには、ｔ＝ｄ１／２（ｍｍ）、の空隙を設けるようにする。なお、この実施形態は、後述する他の実施形態の導線についても同様で、最大外径ｄ１（ｍｍ）をｄと表記する。

この実施形態においても、コイル１ｃは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成される。さらに、コイル１ｃの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上を満足することを条件としている。

また、図２７（Ａ）に示した、コイル１ｃ単体での実効直列抵抗を、Ｒｗ（Ω）、コイル１ｃに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル１ｃの実効直列抵抗を、Ｒｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、送電コイルであるコイル１ｃ、または他方のコイルは、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル２であるコイル１ｃ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。好ましくは、コイル１ｃを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。

さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル１ｃの実効直列抵抗を、Ｒｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とすると、送電コイルであるコイル１ｃ、または他方のコイルは、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイ２ルであるコイル１ｃ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

さらに、コイル１ｃの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、コイル１ｃの許容動作温度をＴｗ（℃）、コイル１ｃが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときにコイル１ｃに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、なる関係を満足する。

図２（Ｂ）に示したように、単導線を密接して巻いた場合には、導線を流れる電流により発生する磁束Φが、隣接する導線を貫き、隣接する導線内に渦電流を発生させるとともに、渦電流により、導線中を流れる電流が影響を受け、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が増加する。この実施形態では、空隙を設けることで、図２７（Ｂ）に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えることができる。

渦電流損は周波数に比例して増加するので、隣接する導線間に空隙を設けることにより、周波数の上昇による実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を防止できる。なお、導線１１の近傍の磁束Φは強く、導線１１から少しでも離れると磁束Φは急激に弱くなるので、わずかな空隙でも効果があり、空隙の幅は任意の寸法に広げることができるが、余り広げすぎると、８回の巻線回数を確保できなくなる場合や、コイルの自己インダクタンスが２μＨ以下となる場合がある。

（コイルの他の例の説明）
図２８は、この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図であり、図２８（Ａ）は平面図を示し、図２８（Ｂ）は図２８（Ａ）の線３Ｂ−３Ｂに沿う断面を拡大して示す。

この実施形態は、コイル１ｄの外周部における隣接する導線１１は密接して密巻きされ、内周部における隣接する導線１１は空隙を有して疎巻きされて平板空芯単層渦巻状に巻回されている。その結果、図２８（Ｂ）に示すように、コイル１ｄの外周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅ｔ１は、コイル１ｄの内周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅ｔ２よりも狭くなっている。

この実施形態においても、コイル１ｄは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄが単導線１２の最大径ｄ１の２５倍以上であり、かつ導線１１の巻き数が８以上になるように構成される。さらに、コイル１ｄの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上であることを条件としている。

また、図２８（Ａ）に示した、コイル１ｄ単体での実効直列抵抗を、Ｒｗ（Ω）、コイル１ｄに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル１ｄの実効直列抵抗を、Ｒｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、送電コイルであるコイル１ｄ、または他方のコイルは、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイルであるコイル１ｄ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。好ましくは、コイル１ｄを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。

さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル１ｄの実効直列抵抗を、Ｒｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とすると、送電コイルであるコイル１ｄ、または他方のコイルは、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル２であるコイル１ｄ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

さらに、コイル１ｄの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、コイル１ｄの許容動作温度をＴｗ（℃）、コイル１ｄが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときにコイル１ｄに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）を満足する。

上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している最高周波数ｆ２（Ｈｚ）も高いので、電力伝送特性がよい。

図２９は、図２８（Ｂ）において、最外周部の巻線が生成する磁束分布をコンピュータでシミュレーションした図である。コイル内径は５ｍｍ、導線径は１ｍｍ、巻数は２５ターン、導線間隔１．７ｍｍのコイルが生成する磁束分布を示しており、導線間隔は導線の中心と中心の間隔である。

図２９を参照すると、最外周部の巻線が生成する磁束は内周部に歪んでいる。さらに、最外周から１周内周部に入った巻線も同様の磁束分布をする。内周部になると、ほぼ円形状の磁束分布となる。このコンピュータシミュレーションの結果からも、内周部の磁束密度が高く、外周部の磁束密度が低いのが分かる。これは、図２５にも示してある。

上述したコンピュータシミュレーションの結果からも明らかなように、平面渦巻き状に密接巻きされたコイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高い。そのため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きするようにコイル１ｄを構成することによって、できる限りコイル対向面上の磁束密度を一定にし、コイル１ｄに対向しているコイルとの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を軽減できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることにより、渦電流損を防止できる。空隙の作用効果は前述したとおりである。

図３０は、この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルに用いられる裸単導線の集合体を示す断面図である。前述の実施形態は、導線１１として、単導線１２に絶縁被覆１３を施したものを用いたのに対して、この実施形態は、図３０に示すように、最大径ｄ２が０．３ｍｍ以下の裸単導線１４の集合体を絶縁被覆１３ｃで覆ったいわゆるビニール線と称される導線１１ｃを用いる。裸単導線１４の集合体である導線１１は、撚らないで構成する方が好ましい。なお、表皮効果と過電流損の影響を示す図１６の線径より、裸単導線１４の最大径ｄ２を０．３ｍｍ以下に選んでいる。

裸単導線の集合体は、裸単導線の集合のみでは、撚らないと、その集合体が電線としての形状を保持できない。避雷針の接地線は鬼撚り線と呼ばれ、複数の裸単導線を単方向のピッチに撚らず、ランダムに撚って、実効直列抵抗を下げていることが知られている。

また、複数の裸単導線１４の集合体に強い撚りピッチを加えると、裸単導線１４同士が密接し、図２８の導体断面が、図２（Ｂ）の単導線１２と同じになるので、表皮効果や渦電流損の影響を低減できなくなる。ただし、１ｍｍの単導線を用いて形成したコイル１Ｅを参照し、後述するが、コイルを形成する導線として裸単導線の集合体を使用し、導線間に空隙を設けて巻回する場合においては、適切な撚りを施した方が、高周波数での特性がよい場合もある。実際にビニール線を巻いて作成したコイルは、殆どの場合、１ＭＨｚ以上の周波数帯域において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足している。

巻回方法としては、図２（Ａ）に示したように、隣接する導線１１を密着させて巻回する方法や、図２７Ａに示したように、隣接する導線１１間に空隙を設けて巻回する方法を適用可能である。いずれも平板空芯単層渦巻状に巻回することでコイルを形成できる。なお、導線１１ｃを密接巻したとき、隣接する導線との間に絶縁被覆１３ｃによる空隙を設けることができ、図２７（Ａ）に示した実施形態と同様にして、空隙を設けることで、図２７（Ｂ）に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により、導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えるとともに、渦電流により、導線中を流れる電流が影響されるのを防ぎ、実効直列抵抗の増加を低減できる。なお、表皮効果の影響も低減できる。

（導体内部に絶縁層を有するコイルの例の説明）
図３１は、この発明のさらに他の実施形態におけるコイルを形成する導体内部に絶縁層を有する電力伝送装置のコイルを示す図であり、図３１（Ａ）は平面図を示し、図３１（Ｂ）は図３１（Ａ）の線４Ｂ−４Ｂに沿う断面を拡大して示す。図３２は、図３１に示したコイルに用いられる導線の断面図である。

この実施形態は、図３２（Ｂ）に示す単導線１５に、ポリウレタンなどの透明樹脂を絶縁被覆１６として施した、例えば、図３２（Ａ）に示す断面構造を持つ導線８の集合体導線である１１ｄ（通称リッツ線とも称される）を、コイルを形成する導線として用いる。

図３２（Ａ）に示す導線１１ｄにおいて、導体１５の断面積と、絶縁被覆１６の断面積との比率は、導線径や導線内部の導体分割数などにより決まるので、一概にはいえないが、導線１１ｄは、それぞれに絶縁被覆１６が施された、例えば７本の単導線８の集合体で構成されている。単導線８は、絶縁被覆１６を除く導体１５の最大径をｄ４（ｍｍ）としたときに、ｄ４が０．３ｍｍ以下であって、絶縁被覆１６の厚さαを（ｄ４）／３０以上に選ぶのが好ましい。また、絶縁被覆１６以外の空気層も絶縁体層であるところから、図３０（Ａ）のように、単導線８が７本含まれる最小の円を描き、その円に内接する正六角形を考え、正六角形の面積と、線径ｄ４の導体１５の７本の合計断面積を計算すると、導線断面中の絶縁体層の比率は、空気層も含め、約１１％になる。なお、表皮効果と過電流損の影響を示す図１６の線径より、単導線８の最大径ｄ４を０．３ｍｍ以下に選んでいる。

コイル１ｅは、図３１（Ａ）に示すように、絶縁性樹脂で形成されたボビン７に導線１１ｄを図３１（Ｂ）に示すように、多層密接巻きして構成される。コイル１ｅは、コイル外径をＤとしたとき、少なくともコイル外径Ｄがリッツ線１１ｄの最大径ｄ３の２５倍以上であり、かつ導線１１ｄの巻き数が８以上になるように構成される。さらに、コイル１ｅの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上を満足することを条件としている。

また、電力を伝送する周波数における、コイル１ｅ単体での実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、図３１（Ａ）に示したコイル１ｅを２個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、送電コイルである一方のコイルまたは他方のコイルは、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数ｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル２であるコイル１ｅ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。好ましくは、コイル１ｅを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。

さらに、対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とすると、送電コイルである一方のコイルまたは他方のコイルは、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数ｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。図１に示す交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイル２であるコイル１ｅ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

さらに、コイル１ｅの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、コイル１ｅの許容動作温度をＴｗ（℃）、コイル１ｅが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときにコイル１ｅに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、を満足する。

図３１に示した実施形態は、図３２（Ａ）に示した複数の単導線８の集合体からなる導線１１ｄをボビン７に多層密接巻きしたが、これに限ることなく、図２（Ａ）に示した単層密接巻きや、図２７（Ａ）に示した単層疎巻き、図２９（Ａ）に示した外周部における隣接する導線は密接して密巻きし、内周部における隣接する導線は空隙を有して疎巻きしてもよい。

上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が低く、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している最高周波数ｆ２（Ｈｚ）も高いので、電力伝送特性がよい。また、本実施形態においては、リッツ線を数本撚って１本の撚り線とし、さらに撚り線を数本まとめて撚り、太い電線としてもよい。

（導線の構造の説明）
図３３、図３４、図３５、図３６、図３７（Ａ）〜図３７（Ｃ）は、この発明のその他の実施形態における電力伝送装置のコイルを構成する導線の構造を示す図である。

図３３は、パイプ状の導体１７内に絶縁材料１８が充填されており、パイプ内が空洞である場合に、パイプが折れて、曲げ加工ができなくなるのを防止している。なお、パイプの材質やパイプの肉厚により、パイプ自体が可撓性を持つ場合は、パイプ内が空洞であってもよい。

図３４は、絶縁材料１９上に、分割して導体２０を形成したものの一例を示す。

図３５は、絶縁材料２１上に、分割して導体２２を形成し、絶縁材料２１の内部にも導体２３を形成したものの一例を示す。

図３６は、断面十字状の絶縁材料２６に、分割して導体２７を形成したものの一例を示す。

図３７（Ａ）〜図３７（Ｃ）は、箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように導線を形成したものである。すなわち、図３７（Ａ）に示すように箔状導体２４と絶縁材料２５とを積層し、図３７（Ｂ）に示すように積層した箔状導体２４と絶縁材料とを巻回し、図３７（Ｃ）に示すように断面が螺旋状となる導線を形成したものである。

図３３〜図３６は、導線を構成する単導線の周上に導体層が有るが、導体層に絶縁被覆を施しても、施さなくても、実施形態に適合するなら、いずれでもよい。

上述のごとく、図３３〜図３６は、コイルを形成する導体内部に絶縁層を有する実施形態で、絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである。

また、図３２（Ａ）に示す単導線を束ねて形成した導線内に存在する空気層、図３２（Ａ）、図３３〜図３７に示す導線を多層巻きする場合において、コイル断面に存在する空気層も、絶縁材とみなせる。

図３２（Ａ）、図３３〜図３７の実施形態では、導線を構成する導体の表面積を増加させることができ、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加する。このため、導線内の導体を貫く磁束経路に存在する導体体積を減少させることができるので、表皮効果および渦電流損による実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を防止できる。

図３２（Ａ）、図３３〜図３７の実施形態は、導線を構成する導体を分割し、導線内部に絶縁層を設ける一例に過ぎず、その他の実施形態が存在することは言うまでもない。

上述の各コイルは、１次側コイルと２次側コイルが分離可能な電力装置における送電コイルや受電コイルのみならず、２つのコイルが分離不能な変圧器（変成器）として使用することも可能である。

上述した各実施形態に示すコイルは、各実施形態のものを１次側コイル、２次側コイルとして同一のコイルを使用する必要はなく、例えば図２（Ａ）の実施形態に示すコイル１ａであっても、ターン数や外形が異なるコイルを、１次側コイル、２次側コイルとして用いてもよく、あるいは、図２（Ａ）の実施形態のコイル１ａと、図２７Ａの実施形態のコイル１ｃを組み合わせることもできる。このような構成とすることにより、巻線比を任意に設定可能となる。そして、昇圧、降圧が可能な、コイルを使った電力伝送手段が実現できる。

このような場合、Ｒｗ（Ω）は、各コイル単体で計測し、Ｒｎ（Ω）、Ｒｓ（Ω）は、両コイルを対向させ、各コイルにおいて計測し、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足するかを確認すればよい。１次側、２次側の各コイルにて、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、の周波数特性を見ることにより、両コイルを組み合わせたときの電力伝送性能が予測できることは、上述したとおりである。

あるいは、異なる数種のコイルを作成し、各コイルにおいて、同一のコイルを対向させ、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を計測した後に、特性の良いコイルを組み合わせて使ってもよい。組合せ後に、１次側コイル、２次側コイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を計測すれば、より好ましい。

（不要輻射を防止するコイルの構成について）
図３８は、不要輻射を防止するコイル１ｆの構造を示す図である。

図３８において、磁性材板５１は、コイル５０に対向する一方面側に、少なくとも１枚装備される。このようにコイル５０の一方面側に磁性材板５１を少なくとも１枚装備することにより、不要輻射を防止するコイル１ｆが実現できる。従来例では、コイル１ｆと同等の構成を持つコイルは、電力伝送性能を向上させる作用効果を持つと記載されている。しかし、後述する本発明の実施形態における磁性材板を装備した各種構成の電力伝送装置のコイルは、従来例に比べ、さらに電力伝送性能を向上させると共に、不要輻射を軽減し、磁性材板のコイル装備面の反対面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐ作用効果を持つ。さらに、後述する本発明の実施形態における各種構成の電力伝送装置のコイルは、導線の種類、外径など他の構成要因が変化しても、同じ作用効果を持つ。

上述したように、コイル１ｆにおいて、コイル５０には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗａ（Ω）、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓａ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル５０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇを使用する。

さらに、図３８〜図４９に示す磁性材板５１または５１１，５１２と金属板５５を装備したコイル１ｆからコイル１ｔを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足しているのが好ましい。

さらに、磁性材板５１を装備したコイル１ｆを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにて、コイル１ｆが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足しているのが好ましい。

コイル１ｆが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｆを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力を伝送する。

コイル１ｆが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１ｆは、図１に示した交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。

電力伝送装置１００の送電部３０に含まれる交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。

さらに、コイル１ｆが、電力伝送装置１００の受電コイル２である場合、コイル１ｆが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

電力伝送装置１００の送電部３０が、コイル１ｆを含む場合、コイル１ｆを含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。

電力伝送装置１００の受電部が４０、コイル１ｆを含む場合、コイル１ｆを含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。

（不要輻射を防止するコイルの他の構成について）
図３９は、コイル５０と磁性材板５１との間に、絶縁板５２を設けたコイル１ｇを示す図である。図３９において、絶縁板５２は、周波数が高くなったときのコイル１ｇの実効直列抵抗Ｒｗa（Ω）の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル１ｇのＱの低下を防止できる。

図４０は、コイル５０の一方面側に２層の磁性材板５１１と磁性材板５１２を設けたコイル１ｈを示す図である。図４０において、コイル１ｈは磁性材板５１１と磁性材板５１２とを設けたことによって、コイル１ｆの構成に比べ、コイルのインダクタンスを高め、コイルのＱを高くすることができる。

図４１は、図４０に示すコイル１ｈを構成する２枚の磁性材板５１１，５１２の間に、厚みがＩ（ｍｍ）の絶縁板５２を設けたコイル１ｊを示す図である。図４１において、絶縁板５２は、周波数が高くなったときのコイル１ｊの実効直列抵抗Ｒｗａ（Ω）の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル１ｊのＱの低下を防止できる。このような構成は、コイルの厚さが増すが、送電コイルに使うのに適している。特に、送電コイルは、電気エネルギーを磁気エネルギーに変換しており、不要輻射の原因を除去するのには、送電コイルにて対応するのが好ましい。絶縁板５２の厚さＩ（ｍｍ）は、磁性材板５１１または５１２の厚さの半分以上であるのが好ましい。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。

（金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイルの構成について）
図４２は、コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイル１ｋの構造を示す図である。図４２において、金属板５５は厚みＭ（ｍｍ）を有し、コイル５０の一方面側に絶縁板５４を、所定距離Ｇ（ｍｍ）を介してコイル５０に対向して装備される。金属板５５の寸法は、コイル５０の寸法と同等以上で、コイル５０の全面に対向するように配置される。コイル５０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇが使用される。所定距離Ｇ（ｍｍ）は、絶縁板５４の厚みと同じであり、コイル外径Ｄの１０％以上に選ばれている。コイルの５０の特性変動が少ないので所定距離Ｇ（ｍｍ）は長いほど好ましい。一方のコイルに、図４２のように金属板５５を装備することにより、コイル５０に他の金属体が近接したときに、特性変動を防止可能なコイルが実現できる。

なお、絶縁板５４には、前述した図２６に示す絶縁材５を使用し、図２６のように、コイル１ａを絶縁性樹脂６に固定してもよい。図２６に示す絶縁材５には、金属板、コイル１ａのいずれかが装備されていればよい。したがって、図４２に示すコイル１ｋのみならず、図３９に示すコイル１ｇ、図４４に示すコイル１ｎ、図４５に示すコイル１ｐ、図４８に示すコイル１ｓ、図４９に示すコイル１ｔにおいても、図２６の構成を適用できる。

（金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイルの構成について）
図４３は、金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｍの構成を示す図である。図４３では、図４２において、絶縁板５４のコイル５０に対向する面の反対側に配置される金属板５５との間に設けられる所定距離Ｇ（ｍｍ）の間隔に代わって、磁性材板５１が設けられる。コイル５０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇが使用される。金属板５５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。金属板５５は、磁性材板５１と同等の寸法である。特許文献３に記載のように、金属板５５を磁性材板５１の寸法よりも大きくすると、対向するコイルの導線巻回外径が、コイル１ｍの導線巻回外径よりも大きい場合に不都合が生じる。対向するコイルの導線巻回外径が、コイル１ｍの導線巻回外径よりも大きい場合のコイル構成については後述する。

図４４は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｎの構成を示す図である。図４４においては、絶縁板５２が、磁性材板５１と金属板５５との間に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。

図４５は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｐの構成を示す図である。図４５においては、絶縁板５２が、コイル５０と磁性材板５１との間に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。

図４６は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｑの構成を示す図である。図４６においては、コイル５０の一方面側に、磁性材板５１１、磁性材板５１２が設けられる。２枚の磁性材板５１１，５１２を設けることにより、コイル５０のインダクタンスを高め、コイル５０のＱを高くできる。また、２枚の磁性材板５１１，５１２を設けることにより、磁性材板５１２側に設ける金属板５５の種類や厚さによるコイル特性の変動を軽減できる。そのため、金属板５５は、前述してきたコイル１ｋからコイル１ｐとは異なり、その磁気的性質や厚さは任意のものが選べる。金属板５５に、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．０１ｍｍ以上のものを使用すれば、より好ましい。コイル５０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇが使用される。

図４７は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｒの構成を示す図である。図４７においては、コイル５０の一方側に磁性材板５１１が設けられる。絶縁板５２が、磁性材板５１１と磁性材板５１２との間に設けられ、磁性材板５１２側に金属板５５が設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、磁性材板５１１，５１２と同等の寸法である。絶縁板５２の厚さＩ（ｍｍ）は、コイル１ｊと同様に選ばれる。

図４８は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｓの構成を示す図である。図４８においては、絶縁板５２が、磁性材板５１２と金属板５５との間に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、磁性材板５１２と同等の寸法である。

図４９は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｔの構成を示す図である。図４９においては、絶縁板５２が、コイル５０の一方面側に設けられる。絶縁板５２に磁性材板５１１，５１２、金属板５５に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、磁性材板５１１，５１２と同等の寸法である。

３枚以上の磁性材板を使用した場合も、絶縁材を装備する場所は、図４７に示すように複数の磁性材板５１１，５１２の間、コイル５０と磁性材板５１の間、磁性材板５１と金属板５５の間など、種々の実施形態がある。絶縁板５２の作用効果は、前述した通りである。

上述したように、コイル１ｇからコイル１ｔにおいて、コイル５０には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗａ（Ω）、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓａ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル５０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇを使用する。

さらに、磁性材板５１または５１１，５１２と金属板５５を装備したコイル１ｇからコイル１ｔを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１ｇからコイル１ｔが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足しているのが好ましい。

コイル１ｇからコイル１ｔが、Ｒｓａ＞Ｒｗａ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｇからコイル１ｔを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力を伝送する。

コイル１ｇからコイル１ｔが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１ｇからコイル１ｔは、図１に示した交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。

さらに、コイル１ｇからコイル１ｔが、電力伝送装置１００の受電コイル２である場合、コイル１ｇからコイル１ｔが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

電力伝送装置１００の送電部３０が、コイル１ｇからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｇからコイル１ｔを含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。

電力伝送装置１００の受電部４０が、コイル１ｇからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｇからコイル１ｔを含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。

上述してきた金属板５５か、磁性材板５１または５１１，５１２の少なくとも一方を装備したコイルである、コイル１ｇからコイル１ｔの詳細な作用効果については、以降に詳述する。

（対向するコイル外径が異なる場合について）
図５０は、対向する双方のコイルを構成する要素の立体図である。図５０に示すように対向するコイル１ｍａ，１ｍｂは、図４３に示すコイル１ｍと同等にして、コイル５０ａ，５０ｂと、磁性材板５１ａ，５１ｂと、金属板５５ａ，５５ｂとで構成されている。

図５１と図５２は、図４３に示すコイル１ｍと同等に構成され、コイル５０ａとコイル５０ｂとの外径が異なる場合の対向状態を示す図である。導線巻回外径が大きいコイル５０ｂを送電コイル、導線巻回外径が小さいコイル５０ａを受電コイルとする。

図５１は、対向する送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの中心が一致している場合を示す。図５１において、一方のコイルを構成する受電コイル導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最大距離をＤａとし、一方のコイルに対向する他方のコイルを構成する送電コイル導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最小距離をＤｂ、とし、Ｄｂ＞Ｄａ、のときに、受電コイル導線の巻回面の中心から磁性材板５１ｂの端までの最小距離が、少なくとも、Ｄｂ＋（Ｄｂ−Ｄａ）×２、に設定されている。

図５２は、対向する受電コイル１ｍａの導線巻回面が、点線で示す送電コイル１ｍｂの導線巻回面内にあって、かつ、受電コイル１ｍａの導線巻回面の端と、送電コイル１ｍｂの導線巻回面の端が同じ位置にある状態を示す。対向する送電コイル１ｍｂと受電コイル１ａの相対位置は、図５２に示すように、受電コイル導線巻回面の端が送電コイル導線巻回面の端内にある場合まで許容できる。特許文献３に記載のように、受電コイル１ｍａの導線巻回面と同等寸法の磁性材板が装備され、磁性材板よりも大きい金属板が装備されているとすると、図５２の場合において、送電コイル１ｍｂの導線巻回面に金属板が対向してしまう。送電コイル１ｍｂの導線巻回面に金属板が対向すると、当然、送電コイル１ｍｂの特性は変化する。さらに、導線巻回面と同等の寸法の磁性材板が装備されていても、磁性材板の裏面に金属板が存在する場合、送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの相対位置によっては、送電コイル１ｍｂの導線巻回面に金属板が対向してしまう。したがって、導線巻回面に他方のコイルの磁性材が対向するよう、磁性材板の形状、寸法を決めなければならない。

図５２の場合において、送電コイル１ｍｂの外径をＤ１、受電コイル１ｍａの外径をＤ２とすると、受電コイル１ｍａの磁性材板の外径は、Ｙ＝Ｄ１−Ｄ２、とすると、Ｄ２＋２×Ｙの寸法が必要となる。または、２（Ｄ１―Ｄ２）＋Ｄ２＝２×Ｄ１−Ｄ２の寸法が必要となる。

図５３は、送電コイル１ｍｂ、受電コイル１ｍａ共に楕円形である場合の、送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの相対位置関係を示す図である。図５３において、送電コイル１ｍｂの最小外径をＤ１１、送電コイル１ｍｂの最大外形をＤ１２、受電コイル１ｍａの最小外径をＤ２１、受電コイル１ｍａの最大外形をＤ２２、Ｙ１＝Ｄ１１−Ｄ２２、Ｙ２＝Ｄ１２−Ｄ２１とすると、コイル５０の最小外径よりも最低でも２×Ｙ１は大きい最小外形の磁性板でなければならない。また、コイル５０の最大外径より２×Ｙ２以下の最大外径を持つ磁性材板であって、受電コイル１ｍａの導線巻回面が送電コイル１ｍｂの導線巻回面内にあるときに、受電コイル１ｍａに装備された磁性材板５１ａが、必ず送電コイル１ｍｂの導線巻回面に対向するよう、磁性材板５１ａの寸法と形状を選ぶ。

上記は、以下のように一般化できる。「コイル」とは、導線巻回面を指すものとする。対向するコイルの寸法と形状が異なるとき、大きい方のコイルの中心または重心からコイル端面までの最大距離をＬａ、小さい方のコイルの中心または重心からコイル端面までの最小寸法をＬｂとする。Ｌａ、Ｌｂは、前述のＤ１等の直径に対し、半径に相当する。よって、小さいほうのコイルは、４（Ｌａ−Ｌｂ）＋２×Ｌｂ＝４×Ｌａ−２×Ｌｂ、の寸法以下であって、小さいほうのコイル対向面が大きい方のコイル対向面内に入っているときには、必ず大きい方のコイル対向面に磁性材板が対向するような寸法、形状の磁性材板を小さいほうのコイルが装備しなければならない。

図５４は、コイル対向面が円形以外の場合に、対向する送電コイル１と受電コイル２の一例を示す図である。例えば、図５４（Ａ）に示すように、受電コイル２が一辺４０ｍｍの正方形であったとする。受電コイル１ｍａは、送電コイル１ｍｂの面内に完全に入っている。この場合、受電コイル１ｍａの最小外径Ｄ２は４０ｍｍ、送電コイル１ｍｂの最大外径Ｄ１は５７×√２≒８０ｍｍとなる。したがって、受電コイル１ｍａに装備される磁性材板５１は、図５４（Ａ）に示すように、一辺が８０ｍｍの正方形であればよい。

前述した図５２のＹを図５４（Ａ）に適用すると、Ｙ＝Ｄ１−Ｄ２＝８０−４０＝４０ｍｍである。受電コイル１ｍａに、Ｄ２＋Ｙ×２の外径を持つ磁性材板を装備している。したがって、図５２において、受電コイル１ｍａは、対角線が、Ｄ２＋Ｙ×２＝４０＋４０×２＝１２０ｍｍ（最大外寸）、一辺が、１２０／√２≒８５ｍｍ（最小外寸）である正方形の磁性材板５１を少なくとも装備しないとならない。しかし、図５４（Ｂ）に示すように、受電コイル１ｍａと送電コイル１ｍｂの相対角度を変え、受電コイル１ｍａが送電コイル１ｍｂの面内に完全に入っている場合においても、送電コイル１ｍｂに磁性材板５１が完全に対向しているのが分かる。

図５１〜図５４の説明により、送電コイル１ｍｂの磁性材板５１の面積は、コイルの面積と同等またはそれ以上であり、コイルは磁性材板５１の面積内にあり、受電コイル１ｍａの磁性材板は、送電コイル１ｍｂの面積内にあり、送電コイル１ｍｂ側の磁性材板に関係しない。また、送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの外径は、同一ないし受電コイル１ｍａの外径のほうが小さく、受電コイル１ｍａの導線巻回面は、送電コイル１ｍｂの導線巻回面からはみ出ていない、というこれらの条件を満たしていれば、コイル、磁性材板の外径形状は問わない。

ただし、小さい方のコイル端が大きい方のコイルの端内に完全に入っているときに、小さい方のコイルに装備する磁性板として、大きい方のコイルに対向するように寸法、形状の磁性板を選び、かつ、小さい方のコイルに装備する磁性板の装備位置が選ばれてなくてはならない。

（コイル１ｆからコイル１ｔの特性について）
図５５は、図３８に示すコイル１ｆ、図３９に示すコイル１ｇ、図４０に示すコイル１ｈ、図４１に示すコイル１ｊとして、それぞれ図１５に示したコイル１Ｇを使用したときの各コイルにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数との関係を示す図である。

図５６は、コイル１ｆ，１ｇ，１ｈ，１ｊとして、それぞれコイル１Ｇを使用したときにおける各コイルのＱの周波数との関係を示す図である。

図５５より明らかなように、コイル５０に絶縁板５２と磁性材板５１を装備したコイル１ｇとコイル１ｆを比較すれば、例えば、１ＭＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、コイル１ｇの方が低い。このように、絶縁板５２をコイル５０に装備することにより、高周波数領域でのコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を低くすることができる。この傾向は、コイル５０に磁性材板５１１，絶縁板５３、磁性材板５１２を装備したコイル１ｊと、コイル５０に磁性材板５１１，５１２を装備したコイル１ｈとを比較しても同じである。

また、図５６より明らかなように、コイル５０に絶縁板５２を装備したコイル１ｇは、例えば、１ＭＨｚにおけるコイルのＱが、磁性材板５１のみを装備したコイル１ｆよりも高い。図５５、図５６から明らかなように、絶縁板５２をコイル５０に装備しても、１００ｋＨｚの周波数では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）やＱの差異は殆ど無い。このように、絶縁板５２をコイル５０に装備することにより、高周波数領域でのコイルのＱを高くすることができる。この絶縁板の作用効果は、前述した磁性材板５１または５１１，５１２を装備しているコイル１ｍからコイル１ｔにおいても同様である。よって、コイル１ｍからコイル１ｔについては、絶縁板に関する説明を省略する。

（各種金属板がコイルに対向したときの説明）
図５７は、コイル１Ｇを使用して各種の金属板を近接対向させたときの、コイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。

図５７に表記してあるが、構成（１）のコイルは、コイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を表している。構成（２）のコイルは、後述する磁性材板を装備した場合に使用するので空欄としている。構成（３）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ１２μｍのアルミ（Ａｌ）ホイルを近接させた状態である。構成（４）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．１ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（５）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．５ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（６）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ３ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（７）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ３５μｍの銅箔（Ｃｕ）を近接させた状態である。構成（８）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．１ｍｍの銅板を近接させた状態である。構成（９）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．５ｍｍの銅板を近接させた状態である。構成（１０）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．５ｍｍの鉄板（Ｆｅ）を近接させた状態である。図５７には、構成（１）のコイル１Ｇ単体の特性と比較するため、構成（３）から構成（１０）のコイルの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）が棒グラフで示してある。

（金属板近接影響を排除したコイルの構成と特性について）
図５８は、コイル１Ｇに１０ｍｍの間隔を設けて各種の金属板を近接させたときの、コイル１Ｇａ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇａ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。その他の構成で、コイル１Ｇａに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１Ｇａは、図４０に示すコイル１ｋの一実施形態である。

図５９は、１枚の磁性材板５１を設けたコイル１Ｇに各種の金属板を近接させたときの、コイル１Ｇｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇｂ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。構成（２）のコイルは、コイル１Ｇｂに磁性材板５１を１枚装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル１Ｇに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１Ｇｂは、図３８に示すコイル１ｆの一実施形態である。

図６０は、コイル１Ｇに２枚の磁性材板５１１，５１２を設けたコイル１Ｇｃに各種の金属板を近接させたときの、コイル１Ｇｃ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。構成（２）のコイルは、コイル１Ｇｃに２枚の磁性材板５１１，５１２を装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル１Ｇｃに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１Ｇｃは、図４４に示すコイル１ｑの一実施形態である。

図６１は、前述したコイル１Ｇａ、コイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｃの、１００ｋＨｚにおける各コイルのＱを示す特性図である。

図５７から図６１は、図１５に示すコイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を参考にし、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）がコイル１Ｇの直流抵抗とほぼ等しい１００ｋＨｚを選んで計測してある。

まず、図５７に示す特性図を検討する。コイル１Ｇ単体の構成では、実効直列抵抗Ｒｗは約０．２Ω、インダクタンスＬｗは約１４μＨであることが、図５７より分かる。１２μｍのアルミホイルを近接対向させた構成（３）のコイル１Ｇでは、実効直列抵抗Ｒｗが３Ω以上となり、インダクタンスＬｗは約５．５μＨに減少している。常磁性金属である各種の厚さのアルミニウム板をコイル１Ｇに対向させた、構成（４）から構成（６）の特性図を見ると、アルミニウムの厚さが０．１ｍｍ以上では、厚さが増加するに従い、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は減少し、インダクタンスＬｗ（μＨ）が増加しているのが分かる。この傾向は、反磁性金属である銅をコイル１Ｇに対向させた、構成（８）、構成（９）のコイルでも同じである。銅板の厚さが薄いと、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は減少し、インダクタンスＬｗ（μＨ）も低下する。銅板の厚さが０．５ｍｍ程度になると、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は構成（５）の０．５ｍｍのアルミ板と大差ない特性になっている。強磁性金属である０．５ｍｍの鉄板をコイル１Ｇに近接対向させた場合は、構成（３）のアルミホイルを近接対向させたときと同じく、空芯状態に比べ、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が１０倍以上となり、インダクタンスＬｗは約８．５μＨに減少している。すなわち、特許文献４に記載のような金属の磁気的な性質により、コイル特性が変動するのではなく、平面空芯渦巻状に巻回されたコイルに近接対向する金属板の厚さによって、コイル特性が変動する。

図５７に示す構成（３）から構成（１０）の各コイルは、空芯状態と比べ、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が過大となり、インダクタンスＬｗ（μＨ）は過小となる。したがって、図５７に示す構成（３）から構成（１０）の各コイルは、実際には電力伝送装置のコイルとしては使用できない。図５７は、以降に示す図５８から図６１と比較するデータである。なお、厚さが１２μｍのアルミホイルでは、インダクタンスの減少率は少ないものの、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率は、コイル１Ｇ単体の１５倍以上になっている。構成（４）のアルミ板の厚さが０．１ｍｍになると、インダクタンスが増加しているところから見て、１０μｍと１００μｍ（０．１ｍｍ）の間に、何らかの遷移点が存在するものと推察できる。構成（７）から構成（９）の銅板のデータを見ると、構成（４）から構成（６）とほぼ同等の傾向が見られる。銅は反磁性金属なので、断定はできないが、３０μｍ前後の厚さを境にして、それよりも薄い金属板は、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率は少なくなり、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が急上昇するものと推察される。これは、構成（４）と構成（８）の０．１ｍｍの厚さのアルミ板と銅板、構成（５）と構成（９）の０．５ｍｍの厚さのアルミ板と銅板が、共に近い特性を示していることからも推察できる。構成（７）の３５μｍ厚の銅箔の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が、構成（３）の厚さが１２μｍのアルミホイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率よりも少ないのは、厚さが原因と推察される。

図５８は、図４２に示すコイル１ｋとして、コイル１Ｇに１０ｍｍの絶縁物を介して、図５７に示した各種の金属板を対向させた前述のコイル１Ｇａの特性である。図５７と比較しても明らかなように、図５８では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率も少ない。コイル１Ｇａの特性は、１０ｍｍの絶縁物を介することにより、大きく改善されているのが分かる。特にインダクタンスＬｗの値は、空芯状態の約１３．７μＨに比べ、約１１．７μＨにまでしか低下していない。Ｌｗ（μＨ）の値は、各構成ともにほぼ同一となっており、電力伝送装置に使用可能である。しかし、構成（３）の１２μｍ厚のアルミホイルや、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔、構成（１０）の強磁性体である０．５ｍｍの鉄板がコイル１Ｇに対向したときには、コイル１Ｇの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が大きく、Ｒｗ（Ω）による電力損失が発生するので、このような構成は、電力伝送装置に使用するのに適していない。

すなわち、図５８を参照すると、コイルと金属間に一定の所定距離Ｇ（ｍｍ）を設ける手段を装備し、金属板として、０．１ｍｍ以上の、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金を使用することにより、空芯コイルに近接する金属体の影響を排除できる。なお、図５８に示す構成（１）および構成（２）以外の構成において、金属板のコイル対向面と反対側に、鉄などの強磁性金属を含む各種金属を近接させたが、インダクタンスＬｗ（μＨ）の変化も、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の変化も全く観測されていない。また、電力伝送性能に変化も無い。

特許文献４の段落番号００２２には、磁界型空中線（コイル）よりも寸法が小さい金属板を使用してもよいと記載されている。しかし、導線を平面渦巻き状に巻回して構成されるコイルの金属体近接影響を排除するには、前述した所定距離Ｇ（ｍｍ）を設け、強磁性体以外であって、厚さが０．１ｍｍ以上であるコイルの寸法と同等の寸法の金属または合金の板材を装備しなければならない。

なお、特許文献４の段落番号００２２には金属板を分割する旨の記載がある。本願発明者が、コイル１Ｇａを使用した構成（８）のコイルにて、０．１ｍｍの銅箔を分割して特性を計測したところ、Ｌｗ＝１２．３μＨ、Ｒｗ＝０．２９Ωであった。この構成は、銅板を分割しないときの、Ｌｗ＝１１．７μＨ、Ｒｗ＝０．２３Ωに比べると特性はよい。これは、前述したが、金属体の体積に比例して増加する渦電流損が減少するためと推察される。そのことは、特許文献４の段落番号００２２にも記載されている。しかし、前記の０．１ｍｍの銅箔を分割して装備した構成では、銅板のコイルの反対面に０．５ｍｍ厚の鉄板を近接させると、Ｌｗが１２．３μＨに減少し、Ｒｗが０．３８Ωに増加した。銅板を分割しないと、銅板を分割した場合に比べ、インダクタンスＬｗ（μＨ）の値は小さいが、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の値が小さく、銅板のコイルの反対面に０．５ｍｍ厚の鉄板を近接させても、Ｌｗ（μＨ）、Ｒｗ（Ω）共に全く変化はなかった。したがって、特許文献４の段落番号００２２に記載されている金属板を分割するような実施形態、金属板の寸法をコイルの寸法よりも小さくする実施形態では、特許文献４の段落番号００２２に記載されているコイルに金属体が近接したときのコイル特性の変動を排除するという作用効果は期待できない。

以上のように、図４２に示すコイル１ｋの実施形態では、コイルと金属板の間に、コイルと金属板の距離を一定とする手段を備えることにより、金属板の裏面に他の金属体が近接しても、コイル１ｋのインダクタンスＬｗ、実効直列抵抗Ｒｗの変動を排除できる。図４２に示すコイル１ｋは、コイルの裏面に一定間隔で金属板を設置できる送電部に適している。送電部がスチール製机上に置かれたときに、コイル１ｋのインダクタンスＬｗ、実効直列抵抗Ｒｗの変動を排除し、所定の電力伝送性能を維持できる。所定距離Ｇは、コイル１Ｇにおいては、１０ｍｍで良好な結果が得られている。しかし、所定距離Ｇ（ｍｍ）は、コイルの外径Ｄにより異なってくる。コイル１Ｇの外径Ｄは５０ｍｍなので、余裕を見て、例えば、Ｇ≧Ｄ／１０＝５ｍｍ、として所定距離Ｇ（ｍｍ）を決める。

次に、図４３に示すコイル１ｍの実施形態の特性図である図５９について考察する。図５９の構成（２）は、コイル１Ｇに０．３ｍｍ厚の磁性材板を取り付けたコイル１Ｇｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を示している。コイル１Ｇｂ単体では、空芯状態のコイル１Ｇ単体に比べ、インダクタンスＬｗ（μＨ）が増加しており、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は殆ど変化していない。コイル１Ｇｂのコイルの反対面に図５７、図５８と同等の金属板を装備した構成（３）から構成（１０）の各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）が図示されている。構成（３）から構成（１０）において、インダクタンスＬｗの値はほぼ同一となっている。しかし、図５９を見れば明らかなように、図５８と同等にして、１２μｍの厚さのアルミホイルを装備した構成（３）、３５μｍの厚さの銅箔を装備した構成（７）、０．５ｍｍの厚さの鉄板を装備した構成（１０）のコイルは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が高くなっている。

さらに、本発明のその他の実施形態である図４６に示す構成のコイル１ｑの各構成の特性を、図６０を参照して検討してみる。図４６に示す構成のコイル１ｑには、２枚の磁性材板５１１，５１２が装備されている。２枚の磁性材板５１１，５１２は、絶縁層を設けて重ねるのが好ましい。図６０を参照すると、コイル１Ｇに磁性材板２枚を装備したコイル１Ｇｃ単体の特性は、構成（２）で示され、インダクタンスＬｗは、約２２．５μＨと、空芯状態の約１４μＨに比べ、約１．６倍になっている。図５９と比較すると、構成（３）から構成（１０）の全てにおいて、インダクタンスＬｗは２０μＨを越えている。さらに、構成（３）から構成（１０）の全てにおいて、インダクタンスＬｗ（μＨ）の値は、ほぼ同一である。そして、図５９と比較すると、構成（３）の１２μｍ厚のアルミホイルや、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔、構成（１０）の強磁性体である０．５ｍｍの鉄板がコイル１Ｇｃに対向しても、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の変化が殆ど無いという特徴が見られる。すなわち、磁性材板を２枚重ねて装備することにより、コイルは、磁性材板のコイル対向面の反対側に装備する金属の磁気的性質や厚さの影響を受けなくなる。図４６に示す構成のコイル１ｑのような構成とすることにより、アルミ箔のような薄い金属で、前述した金属体の近接影響を排除できる。

なお、磁性材板としては、厚さが０．０１ｍｍから１．５ｍｍ、構成としては、磁性材粉をバインダーで固めたもの、アモルファス系、フェライト系等、種々のものを試験した。金属板の違いによる特性は、前述した図５８から図６０と同一であった。また、コイル１ｆ、コイル１ｑの構成で、インダクタンスの増加が大きいものは、実効直列抵抗の増加も大きかった。１００ｋＨｚにおいて、いずれの磁性材板でも、インダクタンスの増加率と実効直列抵抗の増加率は、ほぼ同等であった。後述するように、これらの実測結果は、この構成規定が、一般性を持つことを示している。

以上の結果は、図６１にまとめてある。まず、コイル１ｋの一例であるコイル１Ｇａ、コイル１ｆの一例であるコイル１Ｇｂの、構成（５）と構成（９）を比較してみる。０．５ｍｍの厚さの常磁性金属であるアルミニウム板がコイル１Ｇａに装備された場合と、反磁性金属である銅板がコイル１Ｇａに装備された場合のＱの値は、殆ど変わらない。コイル１Ｇｂにおいても、０．５ｍｍの厚さの常磁性金属であるアルミニウム板がコイル１Ｇｂに装備された場合と、反磁性金属である銅板がコイル１Ｇｂに装備された場合のＱの値は、殆ど変わらない。すなわち、特許文献４に記載のように、反磁性金属が、コイルに近接する金属体によるコイル特性の影響排除に適しているのではない。コイルに装備される金属で、コイル特性を劣化させるのは、強磁性金属と、強磁性以外の金属では、金属板の厚さのみであることが、図６１より分かる。さらに、磁性材板を２枚以上装備したコイル１ｑの構成のコイル１Ｇｃでは、金属の磁気的性質、金属板の厚さに関係なく、コイルの対向面の反対側に近接する金属体によるコイル特性の変動を防止できるのが分かる。

なお、図６１に図示してあるが、構成（１）のコイル１Ｇ空芯単体のＱは、約４２．５である。図６１に記載の各構成のコイルで、電力伝送用コイルとして適していないのは、コイル１ｋ、コイル１ｍであって、構成（３）、構成（７）、構成（１０）になる。この規定は、コイル１Ｇ空芯単体のＱ、約４２．５の７０％であるＱ＝３０を基準とし、基準値以上のＱを持つコイルを選んでいる。図６１に図示してあるＱ＝３０の線以上のＱを持つコイルならよい。ただし、図６１は、各構成のコイルのＱを比較するものである。実際には、図５８から図６０に示す、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を計測し、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の過大なコイル、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性が悪いコイルは除外しないとならない。コイルのＱと実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の双方から判断するのが好ましい。基準値Ｑ＝３０は、実際に空芯のコイル１Ｇを使用して電力伝送を行なったときと比較し、９０％以上の電力伝送性能を持つ条件として規定している。

（電力伝送用コイルの構成規定が一般性を持つことについての説明）
前述したように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、性能のよいコイルを実現できない。しかし、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、同じ作用効果を呈する。すなわち、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、コイル裏面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を抑える効果がある。その例を以下に示す。

図６２は、図１２に示したコイル１Ｄを、図４２に示すコイル１ｋと同等の構成において、図５８と同じく、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。図６２においては、コイル１Ｄと金属板間の距離は５ｍｍに設定して計測してある。

図６３は、図１３に示したコイル１Ｅを、図４２に示すコイル１ｋと同等の構成において、図６２と同じく、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。図６３においては、コイル１Ｅと金属板間の距離は１０ｍｍに設定して計測してある。

図５８、図６２、図６３を比較すると、図４２に示す構成のコイル１ｋにおいて、金属板５５として、アルミホイルを用いて構成した例（３）、銅箔を用いて構成して例（７）、鉄板を用いて構成した例（１０）のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、他の構成のコイルよりも増加しているのが分かる。

この傾向は、コイル１Ｄ、コイル１Ｅ共に、図４３に示すコイル１ｍの構成、図４６に示すコイル１ｑの構成においても同様である。すなわち、コイルと金属板の間に所定距離Ｇ（ｍｍ）のみを設けた場合、コイル５０と金属板５５の間に磁性材板を１枚設けた場合では、金属板５５としてアルミホイルを用いて構成した例（３）、銅箔を用いて構成した例（７）、鉄板を用いて構成した例（１０）のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、他の構成のコイルよりも増加する。コイル５０と金属板５５の間に磁性板を２枚以上設けた場合は、金属板５５の種類や厚さにより、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が図６０のように殆ど無い。

図４２に示す構成のコイル１ｋの作用効果は、特許文献４に記載のように、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときに、コイル特性の変動を防ぐものである。図４３に示す構成のコイル１ｍ、図４６に示す構成のコイル１ｑの作用効果も、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐものである。図４３に示す構成のコイル１ｍ、図４６に示す構成のコイル１ｑの他の作用効果として、不要輻射の防止がある。不要輻射防止のためには、図４６に示すコイル１ｑの構成が好ましい。前述したように、コイル１ｑは、金属板の材質や厚さの影響を殆ど受けない。したがって、図３８に示すコイル１ｈであっても、金属体の近接影響を排除可能である。

図５８から図６０においては、金属板と磁性材板、および絶縁板から構成されるコイル１ｎ、コイル１ｐ、コイル１ｒ、コイル１ｓ、コイル１ｔのデータは省略してある。これは、図５８から図６０に示すのと同様に、金属板５５の作用効果が同一だからである。このような構成のコイルは、図５５、図５６に示すように、高周波数領域での実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を抑え、Ｑを高める作用効果がある。実測上も、高周波数領域になると、前述した各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、コイル１ｎ、コイル１ｑに比べ、低下し、各コイルのＱが、コイル１ｎ、コイル１ｑに比べ、上昇するのが確認されている。

なお、前述したように、コイル１Ｇ２組のＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性は極めてよい。図１５によると、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、１０ＭＨｚ以上、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約２．２ＭＨｚとなっている。しかし、前述した構成のコイル１ｍとコイル１ｑは、特にｆ２（Ｈｚ）が低下する。この点について、以下に考察してみる。

（磁性材板を装備したコイルの説明）
図６４は、コア５３に導線５６を巻回したコイル１Ｈの一例を示す図である。図６４（Ａ）はコイル１Ｈの単体の構成図、図６４（Ｂ）は２個のコイル１Ｈａ、１Ｈｂが誘導結合している状態を表す図である。

図６４（Ｂ）においては、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂのコア５３ａ，５３ｂを直接接触させず、図示しない両面テープなどを介して接着する。

図６５は、図６４の構成を持つコイル１Ｈのコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂを誘導結合させ、他方のコイルの両端を短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｓ（Ω）、他方のコイルの両端を開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。

図６６は、コイル１Ｈ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）と、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂを誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスＬｓ（μＨ）、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをＬｎ（μＨ）、としたときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数との関係を示す図である。

図６５を参照する限りにおいて、コイル１Ｈは、Ｒｗ（Ω）とＲｓ（Ω）の乖離が小さい。これは、両コイル間の結合係数が、約０．３程度と小さいからである。前述した方法で近似的に求めた結合係数ｋｒも、約０．３程度になっている。さらに、図６６を参照すると、１ｋＨｚから１０ＭＨｚまでの周波数領域で、Ｌｎ＞Ｌｓ＞Ｌｗ、となっている。

前述した（４）式は、Ｚ＝（Ｒ１＋Ａ^２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ^２Ｌ２）、
前述した（５）式は、Ｚ＝Ｒ１＋ｊωＬ１、かつ、Ａ^２≧０であるので、一方のコイルと誘導結合している他方のコイルが短絡されると、一方のコイルのインダクタンスは減少しなければならない。すなわち、Ｌｗ＝Ｌｎ＞Ｌｓ、の関係を満足しないといけない。

図６７は、コイル１Ｇが空芯状態のときに計測した、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、およびＬｗとＬｓより近似的求められる結合係数ｋｉと周波数との関係を示す図である。

図６７においては、前述したように、コイル１Ｇに印加される電圧Ｖとコイル１Ｇに流れる電流Ｉの位相差φが、８０度以下となる２０ｋＨｚ以下の周波数を除き、２０ｋＨｚ以上の周波数では、Ｌｗ＝Ｌｎ＞Ｌｓ、なる回路理論上の関係を、少なくとも４ＭＨｚまで満足しているのが分かる。図６６と図６７の差異は、以下のように推測される。図６６においては、図６４（Ａ）のようなコイル単体のときに比べ、図６４（Ｂ）のように同一の２個のコイルが誘導結合すると、双方のコイルに比透磁率の高いコア６１ａ，６１ｂが磁気的に結合されるので、Ｌｎ（μＨ）が上昇する。しかし、他方のコイルを短絡すると、Ｌｓ（μＨ）は、Ｌｎ（μＨ）よりも低くなる。この場合、Ｌｓ＞Ｌｗ、となるのは、コアの材質、コアの比透磁率、導線の線材や線径、コイルの構成によって決まるものと思われる。本願発明者が、図６４（Ｂ）のような構成を持つ種々のコイルについて、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎを計測してみたところ、Ｌｓ＜Ｌｗ、となるコイルは存在した。しかし、Ｌｎ＝Ｌｗ、となるコイルは存在せず、必ず、Ｌｎ＞Ｌｓ、となっていた。前述した変成器の構成と回路理論から、図６４（Ａ）のような構成を持つコイルを、図６４（Ｂ）のように誘導結合させると、両コイルが分離不能な変成器と同じ状態であると考えられる。

図６８は、トロイダルコア７３に１次コイル７１と２次コイル７２とを巻回した１次コイルと２次コイルが分離不能な変成器７０の構成を示す図である。

本願発明者は、確認のため、図６８に示す構成の変成器７０を用いて、Ｒｎ（変成器は両コイルが分離不能のため、Ｒｗ、Ｌｗは計測できない）、Ｒｓ、Ｌｎ、Ｌｓを周波数１００ｋＨｚにて計測してみた。Ｌｎ＝２．８３ｍＨ、Ｌｓ＝２３．４μＨ、Ｒｎ＝６０３Ω、Ｒｓ＝０．５６Ω、となった。比透磁率の高いコアを装備した変成器においても、やはり、Ｒｎ＞Ｒｓ、という回路理論に反する計測結果が得られている。上記のＬｎ、Ｌｓから、近似的に結合係数ｋｉを求めると、ｋｉ＝√（（Ｌｎ−Ｌｓ）／Ｌｎ）、であるので、ｋｉ＝√（（２８３０−０．０２３４）／２８３０）＝√（０．９９９９９）
＝０．９９９９９５≒１
となり、ほぼ密結合状態であった。このように、図６８の変成器おいては、ＬｎとＬｓから近似的に結合係数ｋｉを求めればよい。したがって、前述した図４３のコイル１ｍ、図４６のコイル１ｑにおいては、低い周波数においても、Ｌｎ＞Ｌｗ、となることが想定される。また、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）も低下することが想定される。

図６９は、図３８に示すコイル１ｆであるコイル１Ｇｂにおいて、コイル１Ｇｂを２個使用したときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、ｋｉ、ｋｉ２と周波数との関係を示す図である。

図６９において、ｋｉ２は、ＬｗとＬｓではなく、ＬｎとＬｓから求めてある。

ｋｉ２＝√（（Ｌｎ−Ｌｓ）／Ｌｎ）である。これは、前述した図６８に示す変成器と同じ結合係数ｋｉの近似的な求め方である。前述したＬｗとＬｓより近似的に求めた結合係数ｋｉとｋｉ２の双方がプロットされている。Ｌｎ（μＨ）はＬｗ（μＨ）の倍近くになっているが、平方根を取るので、ｋｉとｋｉ２には余り差が無く、いずれも０．９以上になっている。これは、図１５にプロットされたｋｒ、ｋｉの値、約０．８４に比して、いずれも大きい値となっている。このように、磁性材板は、両コイル間の結合係数を上昇させる作用を持っている。

図６９では、図６６の、Ｌｎ＞Ｌｓ＞Ｌｗ、とは異なり、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係となっている。本願では、誘導結合可能な構成のコイルについて電力伝送性能のよいコイルに着目して種々のコイル特性や構成を規定してきた。しかし、図６４に示すように、同一のコイル２個間で誘導結合が可能な構成を持つコイルであって、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を、１００ｋＨｚにて満足しているコイルであるならば、電力伝送装置のみならず、受動部品であるコイルとしての性能がよい。さらに、Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を、１００ｋＨｚにて満足しているコイルであるならば、受動部品であるコイルとしての性能がよい。そして、図６４に示す構成のコイルは、コアを装備しているので、金属体の近接影響は無いものと従来では考えられていた。

図７０は、図６４の構成を持つコイルであって、図６５、図６６の特性を持つコイル１Ｈに、図５９のように、各種の金属板を図６４（Ａ）のＡ面に近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。

図７０を図５９と比べて見ると、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率は小さいものの、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率とともに、図５９とほぼ同一の傾向にある。すなわち、以上に説明してきたように、誘導結合が可能な構成のコイルは、金属体の近接影響を受け、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が上昇する。１２μｍの厚さのアルミホイルが近接した構成（３）、３５μｍの厚さの銅箔が近接した構成（７）、０．５ｍｍの厚さの鉄板が近接した構成（１０）のコイルは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、図５９と同様に高くなっている。また、図５９と同様、構成により、インダクタンスＬｗ（μＨ）が減少している。あるいは、誘導結合が可能な構成のコイル１Ｈを２個使用し、両コイルを誘導結合させると、Ｌｎ＞Ｌｗ、となる。コイル全体の構成によっては、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、という回路理論に反するものも有る。

図７１は、コイル１Ｇに図３８に示すコイル１ｆのように磁性材板を備えたコイル１Ｇｂにおいて、コイル１Ｇｂを２個使用したときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。

図７１に示す、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を見ると、図１５に示す、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１＞１０ＭＨｚが、ｆ１＝１．３５ＭＨｚにまで低下してきているのが分かる。さらに、図１５に示す、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２．１５ＭＨｚから、１５０ｋＨｚにまで低下しているのが分かる。

一方で、コイル１Ｈは、図６５に示すように、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は１．３ＭＨｚと高い。これは、コイル１Ｈ２個間の結合係数が０．３程度と低く、コイル１Ｇｂ２個間の結合係数が０．９以上と高いためと考えられる。そこで、１００ｋＨｚにおける両コイル間の結合係数をｋとし、コイル１Ｇｂ２個が、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２である、１５０ｋＨｚを基準とする。そして、１５０ｋＨｚを、ｋ２で割る。ｋｉ＝０．２７のコイル１Ｈの場合、ｆ２（Ｈｚ）の規定値を計算すると、ｆ２＝１５０／０．２７２≒２．０５ＭＨｚとなる。図６５より、コイル１Ｈの前記ｆ２は、約１．３Ｍｚであり、ｆ２≧２．０５ＭＨｚを満足していない。

また、コイル１Ｈは、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、という回路理論に反する特性を持ち、図６６に示すように、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係も満足していない。さらに、図７０を参照すると、コイル１Ｈは、図６４（Ａ）に示すＡ面に、任意の金属体が近接したときに、インダクタンスＬｗ（μＨ）の低下が、１５％を越えている。換言すれば、Ｌｗ（μＨ）の低下率が８５％以下である。また、同一条件で、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加が、単体時よりも５倍以上となっている構成がある。

図７２は、図６４の構成を持つコイル１Ｊにおいて、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、２個のコイル１Ｊａ，１Ｊｂを誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｓ（Ω）、他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。

図７３は、コイル１Ｊ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）と、コイル１Ｊ２個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスＬｓ（μＨ）、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをＬｎ（μＨ）、としたときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数との関係を示す図である。

図７４は、コイル１Ｊに、図５７のように、各種の金属板を図６４（Ａ）のＡ面に近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。

図７２を参照すると、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２ＭＨｚ以上である。１００ｋＨｚにおける両コイル間の結合係数ｋは、ｋｉ＝０．３７、である。したがって、１５０／ｋｉ^２＝１５０／０．３７２２＝１０９５ｋＨｚとなる。よって、コイル１Ｊは、ｆ２＞１０９５ｋＨｚ、を満足する。そして、図７３を参照すると、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、となっており、Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係も満足している。さらに、図７４を参照すると、コイル１Ｊは、１００ｋＨｚにおいて、厚さ１２μｍのアルミホイル、あるいは厚さ０．５ｍｍ（この場合厚さは問わない）の鉄板が近接したときの、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が５倍以下である。また、コイル１Ｊは、１００ｋＨｚにおいて、任意の金属体が近接したときに、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率が８５％以上でもある。図２、図３８から図４９に示すような構成を持つコイルの他に、同一のコイル２個間で誘導結合可能な構成のコイルであれば、上記の計測を行ない、特性規定を行なうことにより、性能の良いコイルを特定でき、性能の良いコイルを実現できる。

（コイルの対向距離と、結合係数、ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）の関係の説明）
上述した実験結果から、コイル１Ｊは、コイルとしての性能は良いものの、結合係数が低く、力率が低下する。また、図７０より、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が高周波数領域になると高くなる。一方で、コイル１Ｊが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２ＭＨｚ以上となっており、コイル１Ｇｂが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２である１５０ｋＨｚよりも遥かに高い。そこで、結合係数を下げるため、コイル１Ｇｂ２個間の距離を３ｍｍ取って、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を計測してみた。

図７５は、コイル１Ｇｂ２個間の距離ＴＫを３ｍｍとしたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。

図７５と、図７１とを比較すれば分かるように、コイル１Ｇｂが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約５００ＫＨｚに上昇している。コイル１Ｇｂを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとしたときに、１００ｋＨｚにおいて、ＲｓとＲｗより近似的に計算した結合係数ｋｒは、０．８９、ＬｎとＬｓより近似的に計算した結合係数ｋｉは、０．９１となっている。このように、コイル１Ｇｂ２個間の対向距離をゼロとした場合も、コイル１Ｇｂ２個間の距離を３ｍｍとした場合も、結合係数に関しては大差無い。しかし、前記ｆ２は、５００ｋＨｚに大きく上昇している。

図７６は、コイル１Ｇｂに、さらに、０．５ｍｍ厚のアルミニウム金属板を装備したコイル１Ｇｄを２個使い、対向距離をゼロとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。

コイル１Ｇｄが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約８０ｋＨｚにまで低下している。

図７７は、コイル１Ｇｄを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。

図７５とを比較すると分かるが、コイル１Ｇｄが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約５００ｋＨｚにまで上昇している。金属板を装備していないコイル１Ｇｂを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとした場合も、コイル１Ｇｄを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとした場合も、両コイルのｆ２は同等である。

上述のコイル１Ａからコイル１Ｇまでの実施形態では、コイル間の対向距離ＴＫが変化しても、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）に余り変化が無いことは既述した。しかし、コイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｄは、コイル間隔ＴＫによって、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）が著しく変化する。コイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｃ、コイル１Ｇｄを例にすれば、両コイル間に少なくとも２ｍｍの対向距離を設けるのが好ましい。対向距離はコイル外径Ｄの関数となるので、コイル外径をＤとし、対向距離ＴＫは、ＴＫ≧Ｄ／５０、であれば好ましい。なお、ＴＫは、図５１から図５３に図示してあるもので、導線端間の距離である。

これは、図４６に示す２枚の磁性材板５１１，５１２を重ねてコイル５０に装備し、磁性材板５１２側に金属板５５を備えたコイル１ｑにおいても同様である。さらに、図４６に示コイル１ｑにおいて、対向距離ＴＫがゼロとなるときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）が高い磁性材板を選ぶ。特にコイル１ｑでは、２枚の磁性材板５１１，５１２を、厚さや材質が異なる構成とし、比透磁率が異なる磁性材板を使い、できる限りｆ２（Ｈｚ）を高くするように構成するのが好ましい。磁性材板５１１，５１２は、実際には磁性材粉をバインダーで固めたシートであるので、比透磁率を実際に計測することは困難である。メーカーの資料を参照する限りにおいて、コイル５０に近い磁性材板５１１の比透磁率を低くし、コイル５０から離れた磁性材板５１２の比透磁率を高くした方が、ｆ２（Ｈｚ）の低下率は少ないようである。ただし、磁性材板５１１，５１２については、絶縁物５２の比誘電率のような、確立された基準が無く、あくまで参考である。本発明の実施形態にて述べた構成規定を優先すべきである。

通常、導線を巻回して構成する電力伝送装置のコイルは、双方のコイルの対向距離ＴＫがゼロで使用されることは無く、所定距離、例えば上述したように、３ｍｍなどの間隔を必要とする。上述してきたように、図３８に示すコイル１ｆから図４９に示すコイル１ｔは、所定距離ＴＫを設けても、結合係数が低下しない。したがって、高い力率を維持でき、電力伝送性能がよい電力伝送用コイルが実現できる。この電力伝送用コイルを使用し、電力伝送性能がよい電力伝送装置を実現することができる。このように、図３８に示すコイル１ｆから図４９に示すコイル１ｔは、金属体の近接による特性変動を回避できる。また、不要輻射を低減できる。さらに、両コイル間に所定距離ＴＫを設けても、結合係数が低下しないという極めて優れた効果を奏するものである。

なお、図４２に示すコイル１ｋの一例であるコイル１Ｇａは、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、１０ＭＨｚ以上、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２ＭＨｚ以上であり、磁性材板の影響が無く、金属体近接によるコイル特性の変化防止以外の作用効果は、コイル１Ａからコイル１Ｇと全く同じなので、対向するコイルの間隔ＴＫに関する説明を省略する。

なお、言うまでもないが、コイル１ｆからコイル１ｔのコイル５０には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル５０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇを使用する。

さらに、磁性材板５１または５１１，５１２を装備したコイル１ｆからコイル１ｔを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているのが好ましい。

コイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｆからコイル１ｔを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力を伝送する。

コイル１ｆからコイル１ｔが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１ｆからコイル１ｔは、図１に示した交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）で駆動される。

さらに、コイル１ｆからコイル１ｔが、電力伝送装置１００の受電コイル２である場合、コイル１ｆからコイル１ｔが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。

さらに、前述してきた実施形態のコイル１ｍ、コイル１ｑを一方のコイルとし、同一のコイルを他方のコイルとして、一方のコイル単体のインダクタンスをＬｗａ（Ｈ）、両コイルを誘導結合させたときに、他方のコイルが短絡されているときの、一方のコイルのインダクタンスをＬｓａ（Ｈ）、とすると、コイル１ｍ、コイル１ｑが、１００ｋＨｚにて、Ｌｗａ＞Ｌｓａ、を満足しており、かつ、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数にて、Ｌｗａ＞Ｌｓａ、を満足しているのが好ましい。

前述してきたコイル１ｆからコイル１ｔを一方のコイルとし、対向している他方のコイルを開放したときの各コイルの実効直列抵抗をＲｎａ（Ω）、Ｒｓａ＞Ｒｎａ≧Ｒｗａ、を満足する最高周波数ｆ２ａ（Ｈｚ）とすると、一方のコイルは、ｆ２ａ（Ｈｚ）未満の周波数領域で使用されるのが好ましい。

そして、前述してきたコイル１ｍ、コイル１ｑを一方のコイルとし、対向している他方のコイルを開放したときの一方コイルのインダクタンスをＬｎ、とすると、少なくとも、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を１００ｋＨｚにて満足し、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数ｆａ（Ｈｚ）にて、コイル１ｍ、コイル１ｑが、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を満足しているのが好ましい。

より好ましくは、コイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）とすると、コイル１ｆからコイル１ｔは、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数領域で使用され、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数領域において、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を満足している。

なお、前述した熱条件の規定は、前述した方法と同様の手法にて熱抵抗θｉを求めることにより満足できる。

電力伝送装置１００の送電部３０が、コイル１ｆからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｆからコイル１ｔを含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。

電力伝送装置１００の受電部４０が、コイル１ｆからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｆからコイル１ｔを含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。

（金属板をコイル中心の線に接続する場合の説明）
図７８は、図４２に示すコイル１ｋから図４９に示すコイル１ｔにおいて、コイル内周部から取り出す線を、コイルに装備された金属板を使用する図である。

コイル１ａからコイル１ｊの構成のコイル５０では、コイル５０の中心から外へ取り出す導線は、導線の太さ分厚くなる。図７８においては、図４２に示すコイル１ｋの絶縁板５４の中心に、導線貫通穴を設け、コイル内周部の導線５０１を金属板５５に接続してある。コイル５０の外周部の端部５５２を一方の端子とし、金属板５５の端部５５１を他方の端子とする。導線５０１と金属板５５との接続方法は、半田付け、溶接など種々の手法が使用できる。この構成は、絶縁板のみならず、磁性材板にも適用可能である。

（コイルに結合線を設ける実施例）
図７９は、図３８から図４９に示す各構成のコイルに使用される導線に、リッツ線を用い、リッツ線の一端は全ての素線を接続し、リッツ線の他端から、リッツ線を構成する素線の内、少なくとも一本を結合線１０ａとして取り出した場合の等価回路図である。

図７９に示す、結合線１０ａは、コイルの作動状態を検知するのに用いることができる。あるいは、信号伝送用に使用することができる。また、反転アンプを使用して正帰還をかけることにより、自励発振を行なうことができる。

結合線１０ａは、送電コイル１または受電コイル２とほぼ密結合状態にある。また巻線比は１：１である。よって、結合線１０ａには、送電コイル１または受電コイル２と同一の振幅、位相の交流電圧が現れる。この結合線１０ａは後述する本発明のその他の実施形態における送電部と受電部間の信号伝送機能、送電コイルに金属体が近接したときの検知、負荷が接続された受電コイルが近接したときの判別に利用できる。

前述した図７８の実施形態をリッツ線に適用する場合には、内周部の導線を全ての素線をまとめて金属板５５に接続し、外周部から取り出す素線の内、少なくとも一本を結合線１０ａにする。結合線１０ａは、共通線と接続せずに素線として取り出し、４端子構成のコイルとしてもよい。この場合、送電コイルと結合線が絶縁されているので、信号検知、自励発振などに用いる場合、回路構成の自由度が増す。

（電力伝送用コイルの実施例）
図３８に示すコイル１ｇから図４９に示すコイル１ｔは、前述した電力伝送装置に使用される電力伝送用コイルの実施例でもある。

（電力伝送用コイルの駆動条件）
空芯コイルであっても、磁性材板を装備していても、上述したｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）が高くなるようにして、ｆ１（Ｈｚ）またはｆ２（Ｈｚ）未満で送電コイルを駆動するコイルの駆動条件を規定しないと、性能のよい電力伝送装置は実現できない。

（コイル単体の実施例）
さらに、上記に説明してきた、特性規定が行なわれた本発明の実施形態の電力伝送装置に使用されるコイルは、同一の２個のコイル間で誘導結合可能な構成を持つコイルの発明でもある。

（本発明に用いる金属に関する説明）
なお、空芯コイルに金属体が近接した場合、コイルの性能が劣化することは上述した通りである。また、空芯コイルに磁性材を近接させた場合も、磁性材がコイルの電力伝送性能を劣化させるときがある。例えば、図３１（Ａ）の実施形態において、ボビン状の内径空洞内に、透磁率の低い磁性材料を装備する場合などである。このように、前述してきた本発明の各実施形態以外の構成規定や特性規定によらず、磁性材をコイルに装備しても、本発明におけるコイルの性能を改善できるものではない。

コイルに磁性材を装備する場合においても、まず本発明の空芯コイルで特性のよいものを選ばねばならない。上述した実施形態では最も性能の良い空芯コイルであるコイル１Ｇを選んで、磁性材板を装備した。しかし、上述したように、コイル１Ｇの電力伝送性能を維持したまま、金属体近接影響の排除を実現するのが簡単ではないことを説明してきた。特許文献２の実施例に示されているコイルでは、金属体近接影響の排除できず、高周波数での動作も難しい。不要輻射の関係上、２５０ｋＨｚ以上の周波数を使用するのは困難である。しかし、最低でも、１００ｋＨｚでの動作を実現しなければならない。そのためには、上述してきた規定に基づき、できる限り性能のよい空芯コイルを選ぶ必要がある。

この発明の実施形態において、導線を形成する導体の材質は特に限定されないが、本実施形態にて述べている各コイルは、全て導体に銅を用いている。導体として比抵抗が小さい銅を使うのが好ましいが、比抵抗が小さい他の金属、あるいは合金を導体として使うこともできる。

また、金属の磁気的性質には、反磁性、常磁性、強磁性以外にも、反強磁性などがある。しかし、本願において着目しているのは、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を増加させる磁気的性質である。コイルに装備する金属板は、単に永久磁石に吸着する金属または合金以外のものであればよい。

本願発明者は、チタン、真鍮、ステンレスなどの各種金属を使用して実測を行なった。０．１ｍｍの厚さのチタン板は、０．１ｍｍ厚のアルミ板と同じ特性変動を示した。０．５ｍｍの厚さの真鍮板は、０．５ｍｍ厚の銅板と同じ特性変動を示した。０．５ｍｍの厚さの永久磁石に吸着するステンレス板は、０．５ｍｍ厚の鉄板よりも特性劣化を起した。このように、永久磁石に吸着するか、吸着しないかで金属板を選べばよい。

（コイルの特性計測に用いた計測器）
なお、上記に説明した各コイルの実効直列抵抗やインダクタンスの測定には、１ＭＨｚまでは、アジレント社のＬＣＲメータ、４２８４Ａ、１〜１０ＭＨｚの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、１〜１０ＭＨｚの計測は、１、２、４、１０ＭＨｚの各点でしか計測できないので、例えば、４ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗを満足し、１０ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しない場合は、補間により、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を推定している。

（電力伝送装置の電力伝送特性）
図８０は、密結合状態に構成された通常の変圧器（変成器）における２次側巻線の負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係、本発明の実施形態における電力伝送装置１００の受電コイル２の負荷電流と受電コイルの両端電圧の関係を示す特性図である。図８０において、一般の変成器の特性は実線で示してあり、本発明の実施形態における電力伝送装置の特性は破線で示してある。

密結合状態に構成された通常の変圧器では、２次側巻線の負荷電流値が変圧器の定格値Ｉｍ（Ａ）以下なら、２次側巻線の両端電圧は、ほぼ一定である。一般の電気機器、電子機器は、定電圧で動作する。そのため、図８０に示す変圧器の定格値Ｉｍ（Ａ）以下の定電圧領域で使用する。しかし、商用電源に用いられているような変圧器とは異なり、一般の電気機器、電子機器に用いられる変圧器は、機器が消費する最大電流よりも前記定格値Ｉｍ（Ａ）が、若干高いものが使われる。これは、過剰な余裕を持たせると、変圧器の体積が大きくなり、コストも高くなってしまうからである。

一方、本発明の実施形態における電力伝送装置の受電コイルの負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係を見ると、負荷電流の増加に従い、２次側巻線の両端電圧が降下しているのが分かる。この特性図は、特許文献２の第８図から数値を読み取って計算し、若干の補正をして正規化したものである。本願発明者の追試では、負荷電流の増加による２次側巻線の両端電圧降下率は、特許文献２よりもさらに大きくなっている。

このような特性を持つ本発明の実施形態における電力伝送装置において、機器が必要とする最大電流に負荷を設定すると、電源電圧が低下する。機器が消費する電流が低下すると、電源電圧が上昇する。さらに、前述した図５１から図５４のように、送電コイルと受電コイルの寸法、形状が異なる場合や、使用状況によりコイル間の距離ＴＫが異なる場合がある。このような場合に、図５２の状態で、最大のコイル間距離ＴＫにて受電部の負荷電流を確保するように調整をしたとする。前述した（４）式で説明するまでもなく、コイルの相対位置が図５１のようになるか、コイル間の距離ＴＫが短くなった場合には、受電側の電圧が上昇するのは容易に推察できる。すなわち、本発明の電力伝送装置は、受電コイル出力が定電圧特性ではない。受電側の電圧が上昇すると、受電部が含まれる機器本体が破損する可能性がある。また、受電部に過大電流が流れる可能性もある。負荷抵抗値は異なるが、負荷電流を２Ａから１Ａに低下させると、負荷電圧は約１．６倍になるのが、図８０より分かる。少なくとも、これらの過大電圧、過大電流対策も考慮しておかないとならない。

また、上述してきたように、本発明の実施形態における電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置は、電力伝送性能が極めてよい。送電コイル１、受電コイル２に流れる電流にもよるが、前述した直径５ｃｍのコイル１Ｇを、送電コイル１、受電コイル２の双方に使用することにより、最大で４０Ｗ前後の電力を伝送可能である。このような電力伝送性能が達成されると、送電コイル１は誘導加熱器の過熱コイルと同じく、金属加熱作用を持つ。そこで、特許文献５に記載のように、送電コイルにクリップなどの金属体が近接したときに、金属体の発熱を防止しなければならなくなる。あるいは、正規の受電部を判別する必要がでてくる。そこで、これらの課題を解決する具体例を以下に説明してゆく。

（信号伝送手段を装備した実施例）
図８１は、送電部３０と受電部４０との間で情報を伝送できるようにした例である。

図８１では、送電部３０は、送電側の受信手段として作動する信号受信回路３０ｃを装備しており、受電部４０は受電側の送信手段として作動する信号送信回路４０ｂを装備している。伝送手段として作動する信号ライン６１は受電部４０から送電部３０への信号伝送ラインを示す。これにより、受電部４０から送電部３０に信号を送ることが可能になる。

送電制御回路３０ａには、受電部個別の識別情報であるＩＤコードを保持する送電側識別情報保持手段３０ｈと、受電制御回路４０ａからＩＤコードが送られてきて送電側識別情報保持手段３０ｈに保持されているＩＤコードとが一致しており、受電側の動作状態が正常であれば送電電力を制御する送電電力制御手段３０ｉと、送電時の識別情報、日付および時刻情報、送電電力情報などを記憶する記憶手段３０ｊと、外部機器５１と通信を行なう外部機器信号伝送手段として作動する信号通信手段３０ｋとが設けられている。

送電電力制御手段３０ｉは、送電電力を変化可能な送電電力可変手段および送電周波数を変更可能とする送電周波数可変手段としても作動する。記憶手段３０ｊは、受電部４０から送られてくるＩＤコードを含む指令信号、例えば、送電電力制御情報なども記憶する。あるいは、受電部４０を含む機器が保持している任意の情報を記憶する。例えば、後述するように、携帯電話の電話帳などの情報を記憶する。任意の情報を記憶する場合、記憶手段３０ｊには、不揮発性のメモリ、例えば、フラッシュメモリが使われる。これにより、送電部が非稼動状態でも、記憶手段３０ｊに記憶された情報は消失しない。

受電制御回路４０ａには、交流電力を直流電力に変換する整流回路が装備される。受電制御回路４０ａは、この整流回路により変換された直流電力で動作する受電部個別の識別情報であるＩＤコードを保持する受電側識別情報保持手段４０ｈと、受電電力を検知する受電電力検知手段４０ｉと、受電部４０の動作状態を検知する受電動作状態検知手段４０ｊと、受電部４０が含まれる装置の温度を検知する温度検知手段４０ｋと、受電部４０に２次電池が含まれる場合に２次電池の充放電状態を検知する回路などが含まれる。

受電部４０から送電部３０に信号を送ることにより、受電部４０に異常が起こったときに、送電部３０で電力送電を中止するなどの異常対策が取れる。また、特定の受電部４０が保有するＩＤコードの認証を行なうことにより、特定の受電部４０以外には送電を行わないこともできる。あるいは、受電部４０が必要とする電力情報信号を、送電部３０に送り、送電部３０の送電電力を増減する帰還制御を行なうことができる。

帰還制御を行なう場合、ＩＤコードには、受電部４０個別の識別情報以外に、受電部４０が必要とする送電電力情報等が含まれる。受電部４０が複数の送電部３０に適合している場合は、受電部４０個別の識別情報であるＩＤコードから、受電部４０が必要とする送電電力情報等を判断できるよう、送電制御回路３０ａに含まれる送電電力制御手段３０ｉ、または、記憶手段３０ｊが、当該ＩＤコードを保有する受電部４０が必要とする電力の対応関係の情報を保持していてもよい。これらにより、後述する利便性の高い実施形態が実現可能となる。

さらに、本発明の実施形態における電力伝送装置１００は、送電部３０と受電部４０とが分離可能である。大電力を送電可能な送電部３０は、本発明の実施形態における受電部４０を内蔵した小電力を必要とする機器から、本発明の実施形態における受電部４０を内蔵した大電力を必要とする機器まで、幅広い機器に対応できる。従来から提案されていない用途として、同一の送電部で、携帯電話などの２Ｗ前後の電力を必要とする機器、ＰＤＡなどの１０Ｗ前後の電力を必要とする機器、パソコンなどの５０Ｗ前後の電力を必要とする機器の全てに電力を伝送可能である。

受電部４０が含まれる機器に対応するＩＤコードを受電部４０が保有し、機器から送電部３０に伝送されたＩＤコードを読み取ることにより、送電部３０は受電部４０が必要とする電力を伝送できる。それによって、２Ｗしか必要としない小型機器に、１０Ｗの電力を伝送してしまい、前記小型機器が破損に至るのを防止できる。後述するが、本発明の実施形態では、送電部３０が誤動作して過大電力を受電部４０に送った場合、受電部４０での安全対策も考慮してある。

さらに、ＩＤコードが、機種のみならず、送電部３０および受電部４０の各機器１台に１個のコードが設定されることにより、不特定多数の人が利用する送電部３０が、各機器１台に対し、いつどのような状態で作動したかの稼動状況を送電部３０で記録できる。また受電部４０は最初に送電部３０からのＩＤコードを受信し、機器が破損しても情報を保持できる手段、例えば不揮発性メモリに保存しておく。このようにして、送電側機器、受電側機器の双方で、各個別機器の故障原因を追跡可能となる。従来では、電力伝送性能が達成されていないため、上記のような使用法は発想もされていなかった。

図８２は、送電電力を制御するための、ＰＷＭ制御の基本波形を示す図である。図８２（Ａ）はゲートタイミングを示し、図８２（Ｂ）はバースト波形を示している。図８２（Ａ）のゲートタイミングにおいて、周期Ｔ（Ｓ）と周期Ｔ１（Ｓ）の関係は、Ｔ１≦Ｔ、となっている。ただし、周期Ｔ（Ｓ）を変動させたときに、（Ｔ１／Ｔ）は一定でないといけない。通常、このようなＰＷＭ制御回路は、鋸波発生器とコンパレータから構成されており、このような回路構成では、周期Ｔ（Ｓ）を変動させても、（Ｔ１／Ｔ）は一定となる。

図８２において、送電コイル１に供給する交流電力を時分割し、デューティーを変化させる方法について説明する。周期Ｔ（Ｓ）は、受電部４０の最小負荷抵抗値ＲＬ（Ω）と、平滑用キャパシタ３１ｄの静電容量Ｃ１（Ｆ）との積である時定数により決められる。周期Ｔ（Ｓ）は、Ｔ≦ＲＬ・Ｃ１（Ｓ）、に設定するのが好ましい。最大送電可能電力をＰｍ（Ｗ）とすると、Ｔ１とＴの比が、実際の送電電力Ｐ１（Ｗ）となり、Ｐ１＝Ｐｍ・Ｔ１／Ｔ（Ｗ）、となる。Ｔ１＝Ｔ、のときは、Ｐ１＝Ｐｍ（Ｗ）、Ｔ１＝０、のときは、Ｐ１＝０（Ｗ）となる。従来の技術では、受電部に十分な電力を送れなかったため、図８２に示すようなバースト波の周期Ｔ（Ｓ）を考慮する必要はなかった。

図８３は、図８１に示す送電部３０の送電電力を制御するための、他の実施形態であるＰＷＭ回路の一例を示す図である。

図８３において、ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆは、内部に鋸波の発振器とコンパレータとを有しており、図８２（Ａ）のゲートタイミングに示す周期Ｔを一定にし、周期Ｔ１を変動させて出力電圧を変動させる。ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆの出力は、パルス波であるため、平滑して直流にする必要がある。このため、ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆの出力には、回生ダイオード３１ｂとコイル３１ｃと平滑キャパシタ３１ｄとからなる整流回路が接続される。ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆの出力ＯＵＴがＶｄのときは、コイル３１ｃに電流Ｉ（Ａ）が流れ、コイル３１ｃのインダクタンスをＬ（Ｈ）とすると、コイル３１ｃは、Ｕ＝ＬＩ^２／２（Ｊ）のエネルギーを蓄積している。ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆの出力がゼロ（実際には開放状態）になると、自己誘導作用により、コイル電流の時間変化に比例する起電力、Ｖ＝ｄＩ／ｄｔ（Ｖ）、の高電圧がコイル３１ｃの両端に現れ、エネルギーＵ（Ｊ）が解放される。そのため、ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆの出力が開放状態になったときに、コイル３１ｃに蓄積されているエネルギーＵ（Ｊ）を、回生ダイオード３１ｂにより、平滑用キャパシタ３１ｄに移動させ、電圧変換効率の低下を防ぐ。

送電制御回路３０ａとＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆとを接続する制御信号ライン６３は、パルス幅の制御（ＰＷＭ）を行なうための制御信号を出力する。この制御信号に基づいて、ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆは、内部のコンパレータの一端に電圧を与えてＰＷＭ制御を行なう。送電制御回路３０ａは、ＰＷＭ降圧コンバータ３０ｆの出力に基づいて、電力伝送用に必用な電圧（受電部より送られてきた信号、あるいは送電部で検知した信号等に基づき）を生成する。

送電電力を増減するその他の実施形態は、図８３に示す、直流電源Ｖｄを所定電圧Ｖｂ（Ｖ）に降圧するＰＷＭ式のコンバータと、前述した図８２に示す、バースト波で送電コイル１を駆動する方法を併用する。図８０を参照すると明らかなように、通常の変圧器とは異なり、交流電力を調整することにより、受電側の電圧を変化させることができる。

受電部４０に受電電力Ｐ２（Ｗ）を検知する回路を設け、受電部４０より受電電力Ｐ２（Ｗ）の値を送電部３０に送ることにより、送電部３０では、送電電力Ｐ１（Ｗ）と受電電力Ｐ２（Ｗ）の比から電力伝送効率η、η＝Ｐ２／Ｐ１、を求めることができる。さらに、前述した受電部４０の動作状態を検知する回路により、負荷電圧ＶＬ（Ｖ）と負荷電流ＩＬ（Ａ）が求まり、受電部４０にて負荷抵抗値ＲＬ、ＲＬ＝ＶＬ／ＩＬ（Ω）、が求まる。送電制御回路４０ａが送電周波数ｆａ（Ｈｚ）を変化させる回路を含む場合、送電制御回路４０ａは、受電部３０からの信号に基づき、例えば、電力伝送効率ηが極大となる点にｆａ（Ｈｚ）を調整する。あるいは、受電部３０からの負荷抵抗値ＲＬ（Ω）信号に基づき、力率が最大となる点にｆａ（Ｈｚ）を調整する。

なお、信号伝送経路は、前述した方式により、図８１に示す信号伝送ライン６１、６２を必ず使用する必要はない。送電電力を搬送波として、送電部３０で振幅変調や周波数変調を行い、該信号を受電部４０で復調できる。または、受電部４０の負荷抵抗値を変動させて、前述の（４）式により、送電コイル１のインピーダンスを変動させる。送電部３０にて送電コイル１のインピーダンス変化を検知し、受電部４０からの信号を復調できる。

あるいは、特許文献５に記載のように、電力伝送周波数ｆａ（Ｈｚ）よりも信号伝送周波数ｆｂ（Ｈｚ）を数十倍以上に高く設定し、信号をフィルタで取り出してもよい。この場合において、信号伝送周波数ｆｂ（Ｈｚ）は、前述した、送電コイル１が、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）以上であってもよい。一方、電力伝送を行なう周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆａ＜ｆ１、を満足していなければならない。上記のように、送電コイル１と受電コイル２を信号伝送ライン６１、６２として使用することもでき、コストも低減できる。ただし、信号伝送周波数ｆｂ（Ｈｚ）は、電力伝送周波数ｆａ（Ｈｚ）の整数倍の値から離れたところに設定しないと、信号伝送周波数ｆｂ（Ｈｚ）が、電力伝送周波数ｆａ（Ｈｚ）の高調波による妨害を受けるので、ｆｂ（Ｈｚ）の設定には注意を要す。

このため、ｆｂ（Ｈｚ）はｆａ（Ｈｚ）よりも低くし、ｆａ（Ｈｚ）を減衰させるノッチフィルタとローパスフィルタを併用し、ｆｂ（Ｈｚ）のみを取り出せるようにしてもよい。この場合、ｆａ（Ｈｚ）を１００ｋＨｚ程度とすると、ｆｂ（Ｈｚ）は、少なくともｆａ（Ｈｚ）の１／４である２５ｋＨｚ以下に設定する。これは、ローパスフィルタの特性限界であり、かつ、ローパスフィルタによって、波形が鈍ってしまうからである。この波形を復調するには、２５ｋＨｚの正弦波が２５波程度は必要となり、信号伝送レートは、１ＫＢＰＳ程度にまで低下する。しかし、仮に６４ビットの信号を伝送するとしても、伝送時間は６４ｍＳで済む。上述した各動作情報などは、１２８ビット程度あれば足りるので、本用途における信号伝送時間は、特に問題にはならない。

上記のような方式は、特許文献５に限らず、従来から種々提案されているが、従来の技術では、そもそも受電部４０が必要とする電力を送れていない。このような機能は、本発明の各実施形態ように、電力伝送性能が確保できてこそ、効果を発揮するものである。

信号伝送方法としては、種々の方式がある。上記のように、信号伝送手段に、送電コイル１と受電コイル２を用いても、従来技術よりも高精度に信号を伝送できる。あるいは、ＭＨｚ帯域、ＧＨｚ帯域の通信手段を使うこともできる。プラスチックを透過する赤外線ＬＥＤにより信号を送信し、赤外線フォトダイオードにより信号を受信して用いてもよい。このように、従来と比較して電力伝送性能が向上すると、送電部３０と受電部４０間の信号伝送が、種々の方式を用いて実現できるようになる。

また、図８１では、送電部３０が信号送信回路３０ｂを装備しており、受電部４０は信号受信回路４０ｃを装備している。信号は、信号伝送ライン６２を介して伝送される。近年、携帯電話にキャッシュカードと同じように決済用の金銭、あるいは航空券などをデータ化して保持する機能を持たせている。

しかし、行楽、スポーツなど、データ化された金銭や航空券を保持した携帯電話を紛失する可能性が高い場合がある。行楽、スポーツなどに出かける場合、信号伝送ライン６１を介して、送電部３０に金銭や航空券のデータを送信し、送電部３０がデータ化された金銭や航空券を保持しておく。行楽、スポーツなどが終了後、信号伝送ライン６２を介して、送電部３０よりデータ化された金銭や航空券を携帯電話に送る。送電部３０と受電部４０が分離可能な電力伝送装置１００では、送電部３０と受電部４０間の信号伝送機能を持たせることにより、上記のように様々な利便性の高い機能を実現できる。

なお、上記に挙げた、送電部３０と受電部４０間の信号伝送機能の利用法は、ごく一例に過ぎない。図８１は、送電制御回路３０ａに外部通信手段３０ｋを備え、外部機器５１との信号伝送が可能となっている。これにより、受電部と送電部間のデータ伝送のみならず、受電部→送電部→外部機器へのデータ伝送、外部機器→送電部→受電部へのデータ伝送ができる。送電部３０と外部機器５１間の信号伝送には、信号受信回路３１ａ、信号送信回路３１ｂを使用してもよい。

したがって、携帯電話の電話番号帳等の、携帯電話内に蓄積されているデータを送電部３０に保存しておく。あるいはＰＤＡのデータをパソコンに備えた送電部へ取り込みパソコンに保存するなど、様々な応用用途が実現できる。これらの機能が実現できていないのは、上述したように、従来の技術では、電力伝送性能が確保できていないからである。

上述した送電部３０と受電部４０との信号伝送機能は、必要に応じ、受電部４０から送電部３０への信号伝送機能、送電部３０から受電部４０への信号伝送機能、の少なくとも一方を備えていればよい。受電部４０に受電側の送信手段として作動する信号送信回路４０ｂが含まれている場合、電力伝送装置の送電部３０は、送電側の受信手段として作動する信号受信回路３０ｃが備えられていればよい。送電部３０に信号送信回路３０ｂが含まれている場合、電力伝送装置の受電部４０は、信号受信回路４０ｃが備えられていればよい。信号送信回路３０ｂと信号受信回路４０ｃは、伝送手段として作動する信号伝送ライン６２により接続される。

すなわち、本発明の実施形態の受電部４０との信号伝送手段を含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置１００の送電部の発明にもなる。また、本発明の実施形態の電力伝送装置１００の送電部３０との信号伝送手段を含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電部の発明にもなる。

（制御回路の実施例）
図８４は、送電コイル１のインピーダンスＺの変化を、送電コイル１に流れる電流を計測することにより検知して、送電コイル１に金属体が近接しているかを判断するか、あるいは２次側の動作状態等を判断するため、送電部３０に装備される回路の一例を示すブロック図である。

図８４においては、送電コイル１に交流定電圧Ｖを印加し、送電コイルに流れる交流電流Ｉを検知して、Ｚ＝Ｖ／Ｉ、として複素インピーダンスＺを求めている。送電コイル１の複素インピーダンスＺを求めるには、送電コイル１に交流定電流Ｉを流し、送電コイル両端の交流電圧Ｖを計測し、Ｚ＝Ｖ／Ｉ、として複素インピーダンスＺを求める方法もある。後者の場合は、送電コイル１両端の交流電圧を検知する手段が必要となるが、送電コイル１の複素インピーダンスＺは同様に求められる。あるいは送電コイル１にリアクタンス性素子を直列接続し、前記リアクタンス性素子の電圧を計測することにより、送電コイル１の複素インピーダンスＺを求めることができる。ここでは、送電コイル１に流れる交流電流に基づき、送電コイル１の複素インピーダンスＺを求める方法について説明する。

図８４において、送電コイル１の一端には電流検出用の抵抗Ｒｉが直列接続される。送電コイル１の他端は送電制御回路３０ａのＯＵＴＨに接続される。抵抗Ｒｉは、０．０５Ω程度の値で、抵抗Ｒｉと送電コイル１との接続点をオペアンプ３６ａで構成される非反転増幅器の非反転端子に接続する。オペアンプ３６ａの出力と反転端子との間には、帰還抵抗Ｒｆが接続されている。オペアンプ３６ａの反転端子は、抵抗Ｒ１０を介して、送電制御回路３０ａのＯＵＴＬと、信号処理回路と共通の参照電位であるＧＮＤに、抵抗Ｒｉのもう一方の端子と共に接続される。オペアンプ３６ａのゲインＧは、Ｇ＝Ｒｆ／Ｒ１０＋１、になる。オペアンプ３６ａは、数十〜１０００倍のゲインを持つように、ＲｆとＲ１０の抵抗値が選ばれている。オペアンプ３６ａで構成される非反転増幅器は、抵抗Ｒｉの両端に生じる数ｍＶ〜数十ｍＶの交流電圧を、数Ｖ程度に増幅し、電流検知手段として作動する。

オペアンプ３６ａの出力は、アナログスイッチ３２ａ，３２ｂに入力される。アナログスイッチ３２ａ，３２ｂは、送電制御回路３０ａが生成する位相が９０度異なる制御信号により、ＯＮ，ＯＦＦされる。アナログスイッチ３２ａ，３２ｂが、ＯＮ，ＯＦＦされるタイミングは、ｓｉｎ検波信号と、ｃｏｓ検波信号のように、ｓｉｎとｃｏｓの関係になっている。アナログスイッチ３２ａの出力は、検波器ｓｉｎ出力となり、アナログスイッチ３２ｂの出力は、検波器ｃｏｓ出力となる。アナログスイッチ３２ａの出力は、積分器（ＬＰＦ：ローパスフィルタ）３３ａに入力され、積分器３３ａの出力は、積分器ｓｉｎ出力となる。アナログスイッチ３２ｂの出力は、積分器３３ｂに入力され、積分器３３ｂの出力は、積分器ｃｏｓ出力となる。積分器３３ａ，３３ｂの出力は、切換器３４によって切換えられてＡ／Ｄ変換回路３５に入力され、アナログ信号からデジタル信号に変換されて送電制御回路３０ａに与えられる。

なお、アナログスイッチ３２ａ，３２ｂと、積分器３３ａ，３３ｂと、Ａ／Ｄ変換回路３５は制御信号出力手段として作動する。また、アナログスイッチ３２ａ，３２ｂと、積分器３３ａ，３３ｂは、位相差が９０度のｓｉｎ検波信号とｃｏｓ検波信号とに基づいて、オペアンプ３６ａの出力を同期検波する同期検波手段として作動する。さらに、アナログスイッチ３２ａ，３２ｂと、積分器３３ａ，３３ｂは、位相と振幅を同時に検知しており、位相検知手段および振幅検知手段としても作動する。

図８５〜図８７は、図８４における回路の動作状態を表す波形図であり、特に、図８５は無負荷時の波形図であり、図８６は有負荷時の波形図であり、図８７は金属体が接近したときの波形図である。図８８は送電コイル電流の同期検波後の信号出力を説明するための図である。

まず、図８５を参照して、無負荷時の動作について説明する。図８５（Ａ）には、無負荷時の送電コイル１単体に流れる電流Ｉと電圧Ｖとを図示してある。送電コイル１単体の場合、送電コイル１に印加される電圧Ｖの位相に対し、送電コイル１に流れる電流Ｉの位相は、９０度遅れている。無負荷時においても送電コイル１には所定の電流が流れ、電流検出用抵抗Ｒｉの両端に電圧が発生し、その電圧がオペアンプ３６ａに入力され、オペアンプ３６ａの出力はアナログスイッチ３２ａ、３２ｂに与えられる。

アナログスイッチ３２ａは、図８５（Ｂ）に示すｓｉｎ検波信号によりＯＮし、検波器ｓｉｎ出力信号を出力する。検波器ｓｉｎ出力信号は、図８５（Ｃ）に示すような正弦波を半波整流した波形である。アナログスイッチ３２ａの出力を積分器３３ａに与えると、図８５（Ｄ）の積分器ｓｉｎ出力のように、１Ｖの直流電圧となる。切換スイッチ３４がＢの位置にあり、Ａ／Ｄ変換回路３５の入力が積分器３３ａの出力側に接続されているときは、積分器３３ａの出力がＡ／Ｄ変換回路３５に与えられて、図８５（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力１ＶをＡ／Ｄ変換したデジタル信号が送電制御回路３０ａに出力される。

一方、アナログスイッチ３２ｂは、図８５（Ｆ）に示すｃｏｓ検波信号によりＯＮし、検波器ｃｏｓ出力信号を出力する。検波器ｃｏｓ出力信号は、図８５（Ｇ）に示す正弦波の極小値から始まり、極大値で終る波形である。図８５（Ｇ）に示す検波器ｃｏｓ出力において、Ｃの部分は負であり、Ｄの部分は正であり、ＣとＤの面積は等しい。

アナログスイッチ３２ｂの出力を積分器３３ｂに通すと、積分器３３ｂの出力は、図８５（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力のように、ゼロ（Ｖ）の直流電圧となる。切換スイッチ３４がＡの位置にあり、Ａ／Ｄ変換回路３５の入力が積分器３３ｂの出力側に接続されているときは、積分器３３ｂの出力がＡ／Ｄ変換回路３５に与えられて、図８５（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力（０Ｖ）をＡ／Ｄ変換したデジタル信号が送電制御回路３０ａに出力される。

なお、上述した１Ｖは、後述する負荷が接続された受電コイル２が送電コイル１に対向したときと比較するため、正規化した値であり、実測値では無い。また、図８５（Ｅ）、図８６（Ｅ）、図８７（Ｅ）は、同期検波後の直流信号であるｓｉｎ出力の値を比較するための基準点０Ｖを示している。同じく図８５（Ｉ）、図８６（Ｉ）、図８７（Ｉ）は、同期検波後の直流信号であるｃｏｓ出力の値を比較するための基準点０Ｖを示している。図８５（Ｅ）、図８６（Ｅ）、図８７（Ｅ）は、図８８のＸＹ平面におけるＹ軸、Ｘ＝０に相当し、図８５（Ｉ）、図８６（Ｉ）、図８７（Ｉ）は、図８８のＸＹ平面におけるＸ軸、Ｙ＝０に相当している。

このように、無負荷時において、図８５（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力である積分器３３ａの出力電圧をＹ軸、図８５（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力である積分器３３ｂの出力電圧をＸ軸とすると、ｓｉｎ（Ｙ）の電圧値は１Ｖ、ｃｏｓ（Ｘ）の電圧値は０Ｖであるので、図８８のＸＹ平面にて、信号はＹ軸上に出てくる。

次に、図８６を参照して、有負荷時の動作について説明する。前述したように、負荷が接続された受電コイル２が送電コイル１と誘導結合すると、送電コイル１のインダクタンスは、送電コイル１単体のインダクタンスよりは低くなる。そして、送電コイル１の複素インピーダンスＺの純抵抗成分が増加し、リアクタンス成分が減少する。そのため、コイルに印加される電圧Ｖに対し、コイルに流れる電流Ｉの位相差θは、９０度よりも小さくなる。また、送電コイル１の複素インピーダンスＺの絶対値が減少するため、コイルに流れる電流Ｉの振幅は増加する。図８６（Ａ）には、送電コイル１に印加される電圧Ｖと、送電コイル１に流れる電流Ｉの波形を図示してある。有負荷時には無負荷時に比べて、流れる電流Ｉが大きくなり、電流検出抵抗Ｒｉの両端に発生する電圧も高くなる。

アナログスイッチ３２ａが図８６（Ｂ）に示すｓｉｎ検波信号によりＯＮになっているときは、アナログスイッチ３２ａの出力は、図８６（Ｃ）に示す検波器ｓｉｎ出力のように、正弦波の一部を取り出した波形となっている。正の部分の面積Ａは負の部分の面積Ｂよりも大きい。アナログスイッチ３２ａの出力を積分器３３ａに通すと、図８６（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力のように、０．８６Ｖの直流電圧となる。Ａ／Ｄ変換回路３５の出力には、図８６（Ｄ）に示す信号が出力される。

一方、アナログスイッチ３２ｂが図８６（Ｆ）に示すｃｏｓ検波信号によりＯＮになっているときは、アナログスイッチ３２ｂの出力も、図８６（Ｇ）に示す検波器ｃｏｓ出力のように、正弦波の一部を取り出した波形となっている。図８６（Ｇ）における負の部分の面積Ｃは正の部分の面積Ｄよりも小さい。アナログスイッチ３２ｂの出力を積分器３３ｂに通すと、積分器３３ｂの出力は、図８６（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力のように、１．３１Ｖの直流電圧となる。

このように、有負荷時には、図８６（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力である積分器３３ａの出力電圧をＹ軸、図８６（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力である積分器３３ｂの出力電圧をＸ軸とすると、図８８のＸＹ平面にて、信号はＹ軸上のＢ点に出てくる。したがって、ＸＹの信号は、図８８に示すＸＹ平面上の有負荷エリア内で出力される。

次に、図８７を参照して、送電コイル１に金属体が近接したときの動作について説明する。送電コイル１に金属体が近接すると、送電コイル１のインダクタンスが減少し、純抵抗成分が増加する。そのため、送電コイル１に印加される電圧Ｖに対する、コイルに流れる電流Ｉの位相差θは、９０度よりも小さくなる。また、送電コイル１のインピーダンスが変化するため、送電コイル１に流れる電流Ｉの振幅も変化する。図８７（Ａ）には、送電コイル１に印加される電圧Ｖと、送電コイル１に流れる電流Ｉが図示してある。図８７（Ａ）に示す電流Ｉの振幅は、図８５の電流Ｉの振幅よりも若干大きい。

金属体が近接したときの、アナログスイッチ３２ａの出力は、図８５（Ｃ）に示した無負荷時における、検波器ｓｉｎ出力の正弦波を半波整流した波形に比べて、図８７（Ｃ）に示すようにわずかにずれている。Ｂの部分には、若干の負の部分が含まれる。アナログスイッチ３２ａの出力を積分器３３ａに通すと、図８７（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力のように、１．１３Ｖの直流電圧となる。

一方、アナログスイッチ３２ｂの出力は、図８５（Ｇ）に示した無負荷時における、検波器ｃｏｓ出力のように、正弦波の極小値から始まり、極大値で終るような波形に比べて、図８７（Ｇ）に示すようにわずかにずれている。図８７（Ｇ）において、検波器ｃｏｓ出力に示すように、Ｃの部分は負であり、Ｄの部分は正であり、Ｃの面積はＤの面積よりわずかに小さい。よって、アナログスイッチ３２ｂの出力を積分器３３ｂに通すと、積分器３３ｂの出力は、図８７（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力のように、０．２１Ｖの直流電圧となる。

このように、金属体近接時には、図８７（Ｄ）の積分器ｓｉｎ出力である、積分器３３ａの出力電圧をＹ軸、図８７（Ｈ）の積分器ｃｏｓ出力である、積分器３３ｂの出力電圧をＸ軸とすると、ＸＹの信号は図８８のＸＹ平面にて、小型金属異物近接エリア内に信号が出力される。

ただし、金属体の大きさにもよるが、小さい金属体の近接では、実際の電力伝送時とは異なり、送電コイルのリアクタンスが若干減少し、純抵抗成分が若干増加するため、送電コイル１のインピーダンスＺの絶対値は若干増加する。よって、送電コイルに流れる電流の振幅にはほぼ変化が無く、位相角θが若干減少するため、図８８に示すＸＹ平面において、無負荷状態に比較して検知信号は、Ｙ軸から少し右へシフトする。このようにして、金属体の近接を検知し、図８５に示す制御信号を、送電制御回路３０ａに送ることにより、送電コイル１に供給する電力を調整できる。その結果、送電コイル１に近接する金属板異物の発熱を防止できる。

金属体が大きいときは、送電コイルのリアクタンスが減少し、純抵抗成分が大きく増加するため、送電コイル１のインピーダンスＺの絶対値は低下する。よって、送電コイルに流れる電流の振幅と位相角θの双方が減少するため、図８８に示すＸＹ平面上において、無負荷状態に比較し、検知信号はＹ軸から右下の方向へシフトする。ただし、金属体の形状、材質、送電コイル上に置かれる位置により、図８８に示すＸＹ平面において、検知信号が現れる位置は、無負荷状態に比較し、上下に移動する。また、Ｙ軸から右方向への移動距離、検出信号の原点からの距離である振幅Ｅも変化する。

図８８に示す小型金属異物検出エリアは、あくまで目安である。送電コイル５０に大きい金属板が近接した場合などは、コイルのリアクタンスが大幅に減少し、純抵抗成分が大幅に増加する。そして、送電コイルのインピーダンスＺの絶対値が大幅に低下する。よって、送電コイル１に流れる電流の振幅Ｅは大幅に増加し、位相角θは大幅に減少し、検出信号は、場合によっては、図８８に示す有負荷エリアのさらに右に現れることもある。

なお、図８４の回路で、送電コイルに流れる交流電流Ｉの振幅Ｅは、図８８に示すＸＹ平面上の原点（Ｘ＝０、Ｙ＝０）から信号（■の点）までの距離で表される。例えば、図８６で、出力（Ｄ）であるＸは０．８６Ｖ、出力（Ｈ）であるＹは１．３１Ｖであるから、振幅Ｅは、Ｅ＝√（０．８６２＋１．３１２）＝１．５７（Ｖ）となる。送電コイル１に印加される電圧Ｖと、送電コイル１に流れる電流Ｉの位相差θは、図８８に示す有負荷信号（■の点）のＸ軸との傾きで表される。このようにして、図８４の回路で、振幅Ｅ、位相差θのみを検知し、送電電力等を制御してもよい。送電制御回路３０ａによる送電電力の調整方法については、先の発明の実施形態にて既述した通りである。

前述した本発明の実施形態であるコイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｃ、コイル１Ｇｄは、開放した同一のコイルが対向するだけで、インダクタンスＬｎが増加する。しかし、構成規定を行なっているコイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｃ、コイル１Ｇｄは、実効直列抵抗Ｒｎの増加が小さい。したがって、金属体の近接と同様、信号は図８８に示すＸＹ平面で、Ｙ軸上の■点から右側に少し下がったところへシフトする。ただし、コイル対向面への金属体の近接では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が大きい。よって、コイル対向面への金属体の近接と、コイル１Ｇａからコイル１Ｇｄのコイル対向面に、開放した同一のコイルが対向したときとの違いを判別できる。

一般に、金属異物の検知に適した周波数ｆｃ（Ｈｚ）と、電力伝送に適した周波数ｆａ（Ｈｚ）は異なっている。送電部３０が待機状態のときは、金属異物検知に適した周波数ｆｃ（Ｈｚ）にて送電コイル１を駆動しておく。このように、金属異物検知に適した周波数ｆｃ（Ｈｚ）と、電力伝送に適した周波数ｆａ（Ｈｚ）を変えることにより、金属異物検知と、電力伝送双方の性能がよい電力伝送装置が実現できる。

さらに、金属異物の寸法、形状、材質などにより、金属異物の検知感度が最適な周波数ｆｃ（Ｈｚ）は異なってくる。したがって、ｆｃ１（Ｈｚ）、ｆｃ２（Ｈｚ）等、複数の周波数を足し算回路で合成し、金属異物の検知用として使うとより好ましい。この場合、図８４に示すアナログスイッチ３２ａと３２ｂ、ＬＰＦ３３ａとＬＰＦ３３ｂを、使用する周波数の数だけ設ける。ｓｉｎ検波信号とｃｏｓ検波信号は各周波数に対応して図５５から図５７に示すようなタイミングで出力される。ｆｃ１（Ｈｚ）、ｆｃ２（Ｈｚ）等、複数の周波数は、高い周波数が低い周波数の奇数倍にならないように設定する。このように周波数を設定すれば、ｆｃ１（Ｈｚ）以外の周波数成分はゼロとなり、ｆｃ１（Ｈｚ）に対応する周波数成分のみが取り出せる。

上記の場合において、金属異物検知に使用する周波数ｆｃ（Ｈｚ）は、前述した、送電コイル１が、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）以上であってもよい。ただし、電力伝送を行なう周波数ｆａ（Ｈｚ）は、ｆａ＜ｆ１、を必ず満足していなければならない。あるいは、金属異物検知に使用する周波数ｆｃ（Ｈｚ）は、電力伝送に適した周波数ｆａ（Ｈｚ）以下であってもよい。勿論、周波数ｆａ（Ｈｚ）を金属異物検知用に使用してもよい。

周波数ｆａ（Ｈｚ）を金属異物検知用に使用する場合、送電コイルの電流の位相変化をコンパレータで検知する場合、ピークホールドアンプで振幅を検知する場合は、図８２（Ｂ）に示すようなバースト波でも問題無い。しかし、送電電力を、このようなバースト波や、出力振幅の増減で調整する場合、図８４に示す同期検波回路では、検波信号が送電電力により変化してしまう。この回避策は種々ある。しかし、同期検波回路は精度がよく、送電制御回路３０ａは、図８２（Ａ）に示すＴ１（Ｓ）とＴ（Ｓ）を設定する機能を持っている。また、送電制御回路３０ａは、図８３に示すＰＷＭ回路の出力電圧Ｖｂ（Ｖ）と最大直流入力電圧Ｖｍ（Ｖ）を設定する機能を持っている。したがって、送電制御回路３０ａ内部で、図８６（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力を、Ｔ／Ｔ１倍にする演算処理を行なえる。また、図８６（Ｄ）に示す積分器ｓｉｎ出力を、Ｖｍ／Ｖｂ倍にする演算処理も行なえる。これは、図８６（Ｈ）に示す積分器ｃｏｓ出力についても同様である。

図８４には図示していないが、図８５から図８７に示すように、オペアンプ３６ａ、アナログスイッチ３２ａ、３２ｂ等には、正負の信号が入力される。したがって、オペアンプ３６ａ、アナログスイッチ３２ａ、３２ｂ等には、±の電源が供給されている。マイナス側電源は、例えば、ＶｄよりＤＣ／ＤＣコンバータ等により生成される。

図８４においては、同期検波を行なうことにより、送電コイル１に流れる交流電流の位相と振幅を同時に検知しているが、図８４の方法に限らず、コンパレータで位相差θの検出のみを行なうこともできる。あるいは、ピークホールドアンプにて尖頭値を保持し、尖頭値を、Ａ／Ｄ変換して送電コイル１に流れる交流電流の振幅を検出してもよい。送電電力が数Ｗ以下のような場合は、特に図８４のような精密な回路構成とせず、送電コイル１に流れる電流の位相、振幅の少なくとも一方を検出する手段を備えていればよい。

図８９は、図８４における送電コイルの電流検出回路に関する他の実施形態を表す回路図である。図８９には、図８４に示す送電コイルの電流検出用抵抗Ｒｉから、同期検波用アナログスイッチ３２ａ、３２ｂの入力に接続されているオペアンプ出力までが図示してある。その他の回路構成は、図８４と同じである。

図８９（Ａ）において、リアクタンス性素子３１ｅは、インダクタやキャパシタである。リアクタンス性素子３１ｅは、図８４に示す送電コイルの電流検出用抵抗Ｒｉと同様に、送電コイル１に直列接続される。図８４において、電流検出用抵抗Ｒｉの両端電圧は数十ｍＶ程度なので、前述したように、オペアンプ３６ａは、ゲインが数十から数百倍の非反転増幅器として構成されている。一方、図８９（Ａ）においては、リアクタンス性素子３１ｂの両端電圧は、リアクタンス性素子の種類と作用にもよるが、数Ｖから数十Ｖになることがある。したがって、送電コイル１とリアクタンス性素子３１ｂの接続点Ｆの電圧は、図８４を構成している回路の電源電圧を越えることもある。そのため、分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２により、Ｆ点の電圧を、回路の電源電圧以下に低下させる。

オペアンプ３６ａの出力は、反転端子に接続されており、ゲイン＋１の増幅器となっている。分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２は、少なくとも１０ｋΩ以上の値にしないと、送電コイル１の作動状態に影響する。よって、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続点のインピーダンスは高い。分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続点のインピーダンスが低い場合は、オペアンプ３６ａを省略し、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続点を、アナログスイッチ３２ａ、３２ｂの入力にそのまま接続してもよい。しかし、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続点のインピーダンスが高いので、オペアンプ３６ａによるゲイン＋１の増幅器により、アナログスイッチ３２ａ、３２ｂの入力に接続されるインピーダンスを低くしている。換言すれば、オペアンプ３６ａによるゲイン＋１の増幅器は、インピーダンス変換回路として動作する。

次に、リアクタンス性素子の作用効果について説明する。例えば、リアクタンス性素子に力率改善用キャパシタを用い、力率改善用キャパシタと送電コイル１の接続点から電流検出信号を取り出してもよい。この場合、前述したように、力率改善用キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、共振作用により昇圧され、電源電圧を越える。よって、力率改善用キャパシタと送電コイル１の接続点の最大電圧Ｖｆ（Ｖ）が、電源電圧を越えないよう、分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２により、Ｖｆ（Ｖ）を降圧する。

この場合においては、力率改善用キャパシタと送電コイル１の接続点の電圧位相は、図８５から図８７の電流位相とは異なってくる。したがって、図８８のように、無負荷時の信号がＹ軸上に現れ、有負荷時の信号、金属異物近接時の信号もＸＹ平面上の第１象限に出てくるとは限らない。しかし、無負荷時の信号がＸＹ平面上に現れる位置が分かっていれば、そこからの相対変動（絶対値、移動角）により、有負荷時、無負荷時を検出できる。あるいは、図８５から図８７に示す、（Ｂ）のｓｉｎ検波信号、（Ｆ）のｃｏｓ検波信号を、双方の位相差を９０度に保ったまま、電源波形との位相差を、図８５から図８７より変動させることにより、図８８と同じ信号が得られる。また、前述した電流検出用抵抗Ｒｉの代わりに、リアクタンス性素子であるインダクタを用いてもよい。前記インダクタは、前述したコイルの実施形態を参照し、実効直列抵抗の低いものを選ぶ。前記電流検出信号は、前記インダクタと送電コイル１の接続点から取り出す。

あるいは、図８９（Ｂ）に示すようにリアクタンス性素子３１ｆを接続してもよい。図８４では、オペアンプ３６ａのゲイン抵抗Ｒ１０の一端は、送電制御回路３０ａのＯＵＴＬに接続されており、ＯＵＴＬは、図８４に示す信号処理回路と共通の参照電位であるＧＮＤに接続されていることを前述した。しかし、図８４、図８９（Ａ）、図８９（Ｂ）のいずれの場合においても、ＯＵＴＬは、信号処理回路と共通の参照電位であるＧＮＤに接続されていなくてもよい。例えば、ＯＵＴＨとＯＵＴＬが差動出力であり、ＯＵＴＨとＯＵＴＬ間の電圧Ｖの波形が、図８５から図８７（Ａ）に示すようなものでもよい。

言うまでも無いが、送電コイル１のインピーダンスを検知するのは、送電コイル１のインダクタンスＬｗと周波数で決まるリアクタンス（虚数成分）と、実効直列抵抗Ｒｗで決まる純抵抗成分（実数成分）を検知しているのと同義である。平面渦巻き状コイルを送電部にそのまま装備すると、木製机上とスチール製机上で、送電コイル１のインピーダンスが変化する。送電コイル１のインピーダンスが変化すれば、本方式を使用しても、無負荷状態の信号は変わってくる。送電コイル１のインピーダンスは種々の変化をし、このようなインピーダンス変化にまでに対応している従来技術は存在しない。

なお、上述した実施形態の電力伝送装置は、前述した電力伝送装置の送電部に上記機能を装備するので、電力伝送装置の送電装置の実施形態にもなる。

（電力伝送装置の動作説明）
図９０は、図８１に示した信号伝送回路と、図８４に示した送電コイルのインピーダンス検知回路を併用した電力伝送装置の動作を表すフロー図である。

図９０に示すＳＰ（ステップ）１におけるＳＴＡＲＴは、送電部３０の電源投入時で、送電制御回路３０ａの初期化完了後、ＳＰ２で送電コイル１に、金属異物検知用の交流電圧が印加され、待機状態に入る。図８８に示す無負荷状態の信号は予め送電制御回路３０ａに記憶されている。送電制御回路３０ａが無負荷状態を検知すると、ＳＰ３で送電コイル１のインピーダンスＺの変化を検知するモードに入る。送電制御回路３０ａが無負荷状態以外の状態を検知するか、送電コイル１のインーダンスＺの変化を検知すると、ＳＰ４で受電部４０から信号伝送に必要な電力を連続送電する。このときに、ＳＰ５で受電部４０から全く信号が返ってこないと、ＳＰ６で繰り返し数ＮをＮ＋１にし、ＳＰ７でＮが所定値よりも小さければ、待機状態ＳＰ２に戻る。これを所定回数、例えば１０回繰り返し、正常動作に入らないときは、ＳＰ１４で異常状態と判断してＬＥＤランプやブザー等で異常を知らせるようにしてもよい。

ＳＰ５で受電部４０から信号が送られてきたことを検知すると、ＳＰ８でその信号を復調して正規の信号であるかを確認する。正規の信号で無い場合は、ＳＰ６，ＳＰ７を介して再び待機状態ＳＰ２に戻る。正規の信号を確認するとＳＰ９で、当該信号により指定された所定電力を所定時間連続送電する。連続送電時も、ＳＰ１０でコイルのインピーダンスＺが検知されている。連続送電中にＳＰ１０で送電コイル１のインピーダンスＺが検知され、かつ、ＳＰ１１でコイルのインピーダンスＺが初期状態（無負荷状態）以外であったら、送電部３０から受電部４０へ、負荷ＲＬを所定時間切り離した後、ＳＰ１７で信号を送るように要求する。あるいは、連続送電中にＳＰ１６で送電コイル１のインピーダンスＺの変化が無くとも、受電部４０にて異常が発生すると、ＳＰ１７で送電部３０から受電部４０へ負荷を所定時間切り離した後、信号を送るように要求する。さらに、連続送電が所定時間、例えば１分間経過すると、ＳＰ１７で、送電部３０から受電部４０へ負荷を所定時間切り離した後、信号を送るように要求する。

送電コイル１のインピーダンスＺが変化するのは、送電コイル１と受電コイル２の相対位置が変動した場合、受電部４０の負荷抵抗値が変わった場合、送電コイル１と受電コイル２間に金属異物が入り込んだ場合などがある。送電コイル１と受電コイル２間に金属異物が入り込んだ場合を検知するため、受電部４０はＳＰ１７で所定時間負荷を切り離し、この間に送電部３０にて異物検知を行なう。その後に受電部４０から送られてくるＩＤコードが正規のものであれば、送電部３０は所定電力を受電部４０に連続送電する。

ＳＰ９で、信号に、受電部４０が要求する最大電力が含まれている場合、その信号に従って、送電部３０は送電電力を調整する。送電部３０の信号受信回路３０ｃは、常に受電部４０からの信号を受信可能なように設定されている。ＳＰ１６で、受電部４０は、任意の時間に、受電部４０の異常や、その他の情報を送電部３０に伝えることができる。ＳＰ１６で受電部４０に異常が無いことが判別された場合は、受電部４０が送電部３０に装着されている間、送電部３０は受電部４０に連続して電力を送る。受電部４０に異常が起こると、ＳＰ１６にて、受電部４０から送電部３０に信号が送られる。その信号に基づき、送電部３０はＳＰ１７で、送電部３０から受電部４０へ負荷を所定時間切り離した後、信号を送るように要求する。通常ＳＰ１６で異常が起こると、ＳＰ１８の信号は異常信号となるので、ＳＰ１４の異常終了へ移行する。ただし、受電部４０より送電電力を増減する信号が送られてきた場合は、ＳＰ１８にて継続信号を確認し、ＳＰ９にて所定電力を調整し、連続送電を行なう。

受電部４０が送電部３０より分離されると、送電コイル１のインピーダンスＺが変動して元に戻り、かつ受電部４０よりＩＤコードが送られてこないので、送電部３０は送電を中止し、ＳＰ１９で正常終了する。あるいは、受電部４０に２次電池が含まれる場合、２次電池の充電が完了したら、ＳＰ１８で受電部４０は終了信号を送電部３０に送り、正常終了する。連続送電中に送電コイル１のインピーダンスＺが変化し、かつ受電部４０から正規のＩＤコードが送り返されてこない場合は、異常状態と判断し、送電部３０は送電を中止して異常終了する。この場合、前述したように、異常信号を出してもよい。

正常終了した場合でも、送電部３０に電源が供給されている場合は、ＳＰ１９からＳＰ２の待機状態に戻る。ＳＰ１４にて異常終了した場合、ＳＰ２０にて異常状態（送電コイル１上に金属異物が存在した場合など）を確認し、正常状態に復帰させれば、送電部３０に装備されている図示しないリセットボタン等を押して、ＳＰ２の待機状態に戻れる。この場合、異常状態が解消されていないか、受電部４０自体が送電部３０に適合するものでは無い場合などは、上述したフローに従い、再びＳＰ１４の異常終了にたどり着くため、送電部３０がリセットボタンを装備していても、特に問題は無い。むしろ、異常状態が解消されるか、誤って送電部３０に適合しない受電部４０を送電部３０に装着した場合など、異常終了を解除できない方が不便である。なお、上述したフローは、ごく一例であり、種々の組合せにより、多岐にわたる機能が実現できる。

（受電部保護手段の実施例）
図９１は、受電部４０の保護手段の一例を示すブロック図である。一般の電気機器、電子機器でも、電源投入時に、回路電源の電圧が安定するまでに、過渡的に回路動作が不安定となる。このために、図９１に示す電圧検知回路４０ｄを使用する。

受電制御回路４０ａは、＋電源ＶＳの電圧を検知する負荷電圧検知手段として作動する電圧検知回路４０ｄを備えている。受電コイル２は、保護手段として作動するヒューズ４２を介して、４個の高周波整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されたダイオードブリッジ４３に接続されている。ダイオードブリッジ４３の＋側出力は、＋電源ＶＳとなり、−側出力はＧＮＤになる。＋電源ＶＳとＧＮＤ間には、平滑用キャパシタ４４が接続されている。Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａのソースはＧＮＤに接続されており、ゲートは電圧検知回路４０ｄの制御出力であるＯＵＴ１に接続されており、ドレインは＋電源ＶＳに接続されている。Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａのゲート・ソース間には、抵抗４６ａが接続されている。

さらに、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂのソースは＋電源ＶＳに接続されており、ゲートは電圧検知回路４０ｄの制御出力であるＯＵＴ２に接続されており、ドレインは電源回路４０ｅに接続されている。Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂのゲート・ソース間には、抵抗４５ｂが接続されている。抵抗４５ｂ，４６ａの作用については後述する。

図９１に示す保護手段のブロック図の動作を説明するため、まず、＋電源ＶＳのレベルを以下のように定義する。

Ｖ１（Ｖ）：電源回路４０ｅが動作する最低電圧
Ｖ２（Ｖ）：電源回路４０ｅの通常動作電圧
Ｖ３（Ｖ）：電源回路４０ｅの動作可能最大電圧
Ｖ４（Ｖ）：電源回路４０ｅの最大定格電圧
Ｖ５（Ｖ）：電源回路４０ｅが破損する電圧
受電コイル２で受電され、ダイオードブリッジ４３で整流され、平滑用キャパシタ４４で平滑された電源電圧が所定電圧以上になると、電圧検知回路４０ｄは＋電源ＶＳの電圧のモニターを開始する。それまでの間は、電圧検知回路４０ｄのＯＵＴ１、ＯＵＴ２の両制御出力はハイインピーダンス状態を保つ。＋電源ＶＳの電圧がＶ１（Ｖ）より上昇すると、電圧検知回路４０ｄの制御出力ＯＵＴ２はＧＮＤレベルとなって、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂをＯＮにし、＋電源ＶＳを電源回路４０ｅに供給する。

この段階で、電源回路４０ｅから受電側機器５０に＋電源ＶＳが供給されるので、受電側機器５０が動作可能となる。＋電源ＶＳの電圧がＶ２（Ｖ）からＶ３（Ｖ）の間にあるときには、電圧検知回路４０ｄのＯＵＴ１の制御出力はハイインピーダンス状態を保ち、ＯＵＴ２の制御出力はＧＮＤレベルである。この間、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂはＯＮ、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａはＯＦＦである。

＋電源ＶＳの電圧がＶ３（Ｖ）以上になったことを検知すると、電圧検知回路４０ｄは制御出力ＯＵＴ１を出力し、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａをＯＮにする。電圧検知回路４０ｄとＮｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａはシャントレギュレータとして働き、＋電源ＶＳの電圧をＶ３（Ｖ）以下に制御する。電圧検知回路４０ｄの制御出力ＯＵＴ１が出力されているにもかかわらず、＋電源ＶＳの電圧がＶ４（Ｖ）を越えると、制御出力ＯＵＴ２は＋電源ＶＳのレベルとなり、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂをＯＦＦにする。

この状態になると、＋電源ＶＳと電源回路４０ｅは切断され、少なくとも電源回路４０ｅの破損は防止される。したがって、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂは、電源遮断手段として作動する。さらに、電圧検知回路４０ｄとＮｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａから成るシャントレギュレータの動作によっても、＋電源ＶＳの電圧がＶ５（Ｖ）を越えると、制御出力ＯＵＴ１は＋電源ＶＳのレベルに固定となり、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａは完全なＯＮ状態となる。この場合、受電コイル２からダイオードブリッジ４３を介し、受電コイル２からＮｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａに大電流を強制的に流して、負荷電流検知手段および保護手段として作動するヒューズ４２を切断する。ヒューズ４２が切断されれば、＋電源ＶＳはゼロとなり、受電側機器５０に電力は供給されなくなるが、過大電圧による破損から、受電側機器５０は守られる。

何らかの原因で、ヒューズ４２が切断される前に、ダイオードブリッジ４３を構成する各ダイオードＤ１〜Ｄ４が短絡モードで破損したときは、やはり、ヒューズ４２に大電流が流れ、ヒューズ４２が切断される。ダイオードブリッジ４３を構成する各ダイオードが開放モードで破損したときには、受電部４０の電力が低下するか、あるいは＋電源ＶＳがゼロになるので、ヒューズ４２が切断された場合と同じ効果を持つ。

なお、ヒューズ４２は、＋電源ＶＳが所定値Ｖ１（Ｖ）以下であっても、過大電流が回路に流れたときには、当然切断されて回路を保護する。図９１において、電源回路４０ｅは、電流検知機能を備えており、信号ライン６４を介して、電流検知信号を電圧検知回路４０ｄに送る。電圧検知回路４０ｄは、その信号に基づき、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａをＯＮにして、大電流をＮｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａに流す。あるいは、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂをＯＦＦにして、過大電流から電源回路４０ｅを保護する。

なお、前述した抵抗４６ａと４５ｂは、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａとＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂのゲートに、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａとＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂがＯＮとなる信号が印加されていないときに、ゲート・ソース間の電圧をゼロとし、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａとＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂがＯＦＦ状態を保つために設けられる。これは、前述した電源の立ち上がり時に、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａとＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂがＯＦＦ状態を保つように働く。抵抗４５ａ、４５ｂはこのような目的で装備される。

何らかの原因で、電圧検知回路４０ｄが破損に至るときには、ＯＵＴ１はＧＮＤと短絡状態になり、ＯＵＴ２は＋電源ＶＳと短絡状態になるか、ＯＵＴ１，ＯＵＴ２共にハイインピーダンス状態となるように構成される。したがって、電圧検知回路４０ｄの破損時にＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂはＯＦＦになり、＋電源ＶＳの電圧がＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｂのドレイン・ソース間の耐電圧（高耐圧のものは２００Ｖ以上）を越えない限り、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｂは破損しない。一方、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間の耐電圧は±１０〜２０Ｖなので、ＯＵＴ１が＋電源ＶＳに短絡されて破損し、＋電源ＶＳが２０Ｖを越えると、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ａは破損に至る。また、ＯＵＴ２がＧＮＤに短絡されて破損し、＋電源ＶＳが２０Ｖを越えると、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｂも破損に至る。よって、電圧検知回路４０ｄが破損に至るときには、ＯＵＴ１とＯＵＴ２は上述したような破壊モードとなるように構成される。

このような保護手段は、送電コイル１と受電コイル２間の相対位置が変動して伝送電力が変化したときや、前述した図９１の受電制御回路４０ａが誤動作を起したときに、受電側機器５０本体の破損を防止できる。しかし、保護手段が動作すると、受電側機器５０本体に電力が供給できなくなり、復帰に手間がかかるようになる。そこで、少なくともヒューズ４２を簡単に交換可能なようにしておくのが望ましい。すなわち、ヒューズ４２を小型モジュール４１ａにし、簡単に交換できるように構成しておく。

Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂをＯＦＦにして電源回路４０ｅが切り離された場合は、過大電圧による破損から電源回路４０ｅ、および機器本体は守られる。しかし、一般に高速整流ダイオードは逆耐電圧が低く、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂがＯＦＦになると、ダイオードブリッジ４３が過大電圧により破損する可能性がある。このような場合、ダイオードブリッジ４３を含む回路の部分を全て交換できるように、小型モジュール４１ｂとしておくのが好ましい。すなわち、ダイオードブリッジ４３を含む回路を小型モジュール４１ｂにし、簡単に交換できるように構成しておく。

さらに、保護回路４０ｂが正常に動作せず、電圧検知回路４０ｄまでが破損してしまった場合を想定して、保護回路４０ｂの一部を小型モジュール４１ｃとしておく。保護回路４０ｂの小型モジュール４１ｃ内に、ダイオードブリッジとヒューズから構成されるモジュール４１ｂを交換可能なように装備してもよい。モジュール４１ｂ内に、ヒューズから構成されるモジュール４１ａを交換可能なように装備してもよい。このように、保護手段として作動する各モジュールは、階層構造で構成されており、下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれ、かつ着脱可能に構成される。

さらに、ヒューズ４２、モジュール４１ａ、モジュール４１ｂ、モジュール４１ｃの各予備を、少なくとも１個、受電側機器５０の本体内に内蔵しておくと、より好ましい。図９１では、前述したモジュール４１ａ、モジュール４１ｂ、モジュール４１ｃは、交換が簡単なように、全て２端子または４端子のモジュールとなるように構成してある。現状の実装技術では、モジュール４０ａが、３φ×５ｍｍ程度にまで小型化可能と思われる。ヒューズ４２は、半導体素子中に作り込むこともできる。

図９１の実施形態では、保護手段を３つ装備しているが、機器の仕様によっては、少なくとも１つの保護手段を装備していればよい。例えば、電圧検知回路４０ｄとＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４６ｂを装備すれば、低電圧回路なら対応可能である。受電側機器５０の破損を絶対に防がないといけない場合は、少なくとも電圧検知回路４０ｄとヒューズ４２を装備するのが好ましい。

従来の技術では、受電部４０が過大電流、過大電圧で破損するような大電力を受電部４０に送れない。したがって、上述した受電部保護手段について検討はなされていない。

なお、上述した実施形態の電力伝送装置は、前述した電力伝送装置の受電部に上記機能を装備するので、電力伝送装置の受電装置の実施形態にもなる。

（信号伝送方式の他の実施例）
図９２は、負荷変調にて受電部から送電部に信号を伝送する他の方式を示すブロック図である。

図９２に示す実施形態は、主たる構成として、負荷変調駆動部４７と、２次電池充放電・負荷制御部４８とを含む。この実施形態では、送電コイル１と受電コイル２を用いて、受電部４０から送電部３０へ信号伝送を行なうには、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｃまたはＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｄを負荷変調駆動部４７で駆動する。図８１の実施形態で、送電コイルと受電コイルが対向しているときには、送電コイルのインピーダンスＺが、受電コイルに接続された負荷抵抗値により変動することを説明した。よって、図９２では、Ｐｃｈ−ＭＯＳＦＥＴ４５ｄのＯＮ、ＯＦＦに応じて、送電コイルのリアクタンスと純抵抗成分が変動する。このリアクタンスと純抵抗成分の変化は、例えば、図８８に示すＸ−Ｙ平面上の信号変化として現れる。このようにして、受電部４０から送電部３０へ、受電コイル２と送電コイル１を用いて、負荷変調による信号伝送が行なえる。

より具体的に説明すると、図９２において、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｃのソースはＧＮＤに接続されており、ゲートは負荷変調駆動部４７の出力端子Ｎに接続されており、ドレインは抵抗Ｒ３０を介してダイオードブリッジ４３ｂの＋側出力に接続されている。抵抗Ｒ３０の抵抗値は通常負荷の抵抗値の約２倍を目安に選ぶ。Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｄのソースはダイオードブリッジ４３ｂの＋側出力に接続されており、ゲートは負荷変調駆動部４７の出力端子Ｐに接続されており、ドレインは＋電源ＶＳに接続されている。

好ましい実施形態では、図９２に示すように、受電側に２次電池６０が含まれる場合、充電制御手段として作動する２次電池充放電・負荷電圧制御部４８にて、２次電池６０の充放電状態を検知する。２次電池６０の充放電状態の検知情報は、２次電池充放電・負荷電圧制御部４８から信号ライン６５を通じ、負荷変調駆動部４７に送られる。２次電池６０が満充電に近いときは、負荷変調駆動部４７のＮ出力をＨＩ／ＬＯにして、Ｎｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｃをＯＮ／ＯＦＦ駆動し、負荷変調を行なう。したがって、負荷変調駆動部４７とＮｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｃは負荷変調駆動手段として作動する。２次電池充放電・負荷制御部４８は、２次電池充放電・負荷電圧制御部４８は、２次電池６０の放電を制御する機能や、負荷（受電側機器）の電圧や電流を制御する機能なども含んでいる。電圧ＶＳにより与えられる受電電力Ｐｓ（Ｗ）が、２次電池６０を充電する電力Ｐｃ（Ｗ）、受電側機器が作動する電力Ｐｗ（Ｗ）の双方を供給する場合、Ｐｓを、２次電池充放電・負荷電圧制御部４８の内部で、ＰｃとＰｗに分配する。通常、Ｐｗが優先され、（Ｐｓ−Ｐｗ）Ｗ、の余剰電力がＰｃに回される。図８０に示すように、電力伝送装置の受電コイルの出力電圧は定電圧ではなく、出力電流により変動する。一方、２次電池の両端電圧は、放電時にはほぼ一定である。よって、Ｐｗは、２次電池６０から２次電池充放電・負荷電圧制御部４８を介して、受電側機器に与えられる。このように構成された２次電池充電制御部４８は、２次電池３０を付加し、図９１に示す電源回路４０ｅにも使うことができる。

２次電池６０が完全放電に近いときは、負荷変調駆動部４７のＰ出力をＨＩ／ＬＯにして、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｄをＯＦＦ、ＯＮ駆動し、負荷変調を行なう。このように、２次電池６０の充電状況に応じ、負荷抵抗値を小さくする負荷変調と、負荷を開放状態とする負荷変調を切換える。このような負荷変調方式を採用することにより、電力伝送性能を損なうことなく、受電コイル２と送電コイル１とを用いて受電部４０から送電部３０へ信号伝送が行なえる。

Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｄがＯＦＦになっている間、負荷変調駆動部４７の電源は、キャパシタ４４ｂから供給される。また、２次電池６０は、完全放電する前に、２次電池充放電・負荷電圧制御部４８により放電が停止される。そこで、信号伝送期間中は、２次電池６０の残電圧を、２次電池充放電・負荷電圧制御部４８を介して電源ＶＳに与えるようにしてもよい。負荷変調駆動部４７の消費電力は少なく、Ｐｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ４５ｄがＯＦＦになる時間を含む信号伝送期間も短いので、キャパシタ４４ｂに蓄積された電荷か、２次電池６０の残量で、負荷変調駆動部４７を作動させることができる。

このようにして受電コイル２の負荷を変動させると、送電コイル１のインピーダンスＺが、図８８のＸＹ図に示すように変動する。このインピーダンスＺの変動は、図８４に示すような回路により、前述した方法で検知できる。そして、受電部４０で負荷変調された信号は送電部３０で復調される。金属体の近接と、正規の受電部４０の負荷が変動したときでは、図８８のＸＹ図に示す変動が異なることは上述した通りである。仮に金属体が送電コイル１上にあっても、送電部３０が金属体を検知して送電が停止される。

この場合、図８４に示す、積分器３３ａであるＬＰＦ１とは別に、図示しないが信号検出用のＬＰＦ１ａが、同様に、積分器３３ｂであるＬＰＦ２とは別に、信号検出用のＬＰＦ２ａが追加で装備される。ＬＰＦ１ａ、またはＬＰＦ２ａの出力は、受電部４０から負荷変調により送られてきた信号の復調出力になり、コンパレータ等で、０と１のシリアル信号に変換される。同期検波回路が送電コイルのわずかなインピーダンス変化を検知可能なことは、図８７を参照して前述した通りである。

なお、上述した実施形態の電力伝送装置は、前述した電力伝送装置の受電部４０に上記機能を装備するので、電力伝送装置の受電装置の発明にもなる。

以上に述べてきた、信号伝送手段を装備した実施例、制御回路の実施例、受電部保護手段の実施例、信号伝送方式の他の実施例は、上述してきた電力伝送装置の各実施形態の全てに適用可能である。また、信号伝送手段の実施例、制御回路の実施例は、電力伝送装置の送電装置の各実施形態の全てに適用可能である。信号伝送手段の実施例、受電部保護手段の実施例、信号伝送方式の他の実施例は、電力伝送装置の受電装置の各実施形態の全てに適用可能である。

以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。

この発明の電力伝送装置の受電装置は、電線や機械的な接点を用いることなく送電部から受電部へ、受電部が必要とする電力を伝送するのに利用できる。

この発明の一実施形態に係る電力伝送装置のブロック図である。図１に示した電力伝送装置の送電コイルまたは受電コイルとして使用されるコイルを示す図である。図２に示したコイルの外形形状の変形例を示す図である。変成器の入力インピーダンスを求める等価回路である。この発明の一実施形態における電力伝送装置のコイルにおけるコイル単体の等価回路を示す図である。従来例で説明した図９５のように構成された電力伝送装置の変成器部分の等価回路を表す図である。２次側コイルを短絡したときの変成器の等価回路を表す図である。２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。線径１ｍｍの単導線を、外径７０ｍｍで２５ターン密接巻きしたコイル１Ａの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、および負荷抵抗値ＲＬ＝１０Ωとしたときの実効電力伝送効率ηと周波数の関係を示す図である。線径０．６ｍｍの単導線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きしたコイル１Ｂの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。線径０．３ｍｍの単導線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きしたコイル１Ｃの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、コイル１Ｃ単体の位相角と周波数の関係を示す図である。線径０．３ｍｍの単導線を、直径３０ｍｍで３１ターン密接巻きしたコイル１Ｄの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を示す図である。線径１ｍｍの単導線を、外径７０ｍｍで空隙を設けて１４ターン巻いたコイル１Ｅの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数の関係を示す図である。銅線径０．０５ｍｍのホルマル単導線を７５本束ねたリッツ線を、外径７０ｍｍで３０ターン密接巻きしたコイル１Ｆの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。銅線径０．０５ｍｍのホルマル単導線を７５本束ねたリッツ線を、外径５０ｍｍで２０ターン密接巻きしたコイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍのホルマル単導線を平板状に２５回巻いたコイルの周波数と、各コイルの実効抵抗Ｒｗの関係を示す図である。図９に示したコイル１Ａに、コイル１Ｆを対向させたときのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、および負荷抵抗値ＲＬ＝１０Ωとしたときの実効電力伝送効率ηと周波数との関係を表す図である。リッツ線の等価回路図である。図９に示した密接巻のコイル１Ａと、図１３に示した疎巻のコイル１Ｅとのコイル実効直列抵抗Ｒｗが増加する状態を比較して示した図である。線径０．４ｍｍのホルマル線を、０、０．２ｍｍ、０．４ｍｍの空隙幅を設けて２５ターン巻いた各コイルのＲｗと周波数との関係を示す図である。コイル１Ａを送電コイル、受電コイルに使用し、負荷抵抗値ＲＬを変化させたときの、各抵抗値と力率の周波数特性を示す実測図である。コイル１Ａを送電コイル、コイル１Ｆを受電コイルに使用し、負荷抵抗値ＲＬを変化させたときの、各抵抗値と力率の周波数特性を示す実測図である。図２に示したコイルに用いられる導線の他の例を示す断面図である。導線を断面傘型に巻回したコイルの断面図である。図２４および図２のコイルの水平位置と磁場強度を表す図である。絶縁材上に導線を巻回したコイルの断面図である。この発明の他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図である。この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図である。図２７に示したコイルにおいて、最外周部の巻線が生成する磁束分布をコンピュータでシミュレーションした図である。この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルに用いられる導線の一例である裸単銅線の集合体の断面図である。この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図である。図３１に示したコイルに用いられる導線であるリッツ線の断面の一例を示す図である。パイプ状の導体内に絶縁材料が充填されている導体の断面図である。絶縁材料上に、分割して導体を形成した導線の断面図である。絶縁材料上に、分割して導体を形成し、絶縁体内部にも導体を形成した導線の断面図である。断面十字状の絶縁材料に、分割して導体を形成した導線の断面図である。箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように形成した導線の断面図である。不要輻射を防止するコイル１ｆの構造を示す図である。コイルと磁性材板との間に、絶縁板を設けたコイル１ｇを示す図である。コイルの一方面側に磁性材板と磁性材板の２層の磁性材板を設けたコイル１ｈを示す図である。図３９に示すコイル１ｈを構成する２枚の磁性材板の間に、厚みがＩの絶縁板を設けたコイル１ｊを示す図である。コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイル１ｋの構造を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｍの構成を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｎの構成を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｐの構成を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｑの構成を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｒの構成を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｓの構成を示す図である。金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｔの構成を示す図である。対向する双方のコイルを構成する要素の立体図である。２つのコイルの外径が異なる場合にそれぞれの中心が一致して対向している状態を示す図である。２つのコイルの外径が異なる場合にそれぞれの中心がずれて対向している状態を示す図である。送電コイル、受電コイル共に楕円形である場合の、送電コイルと受電コイルの相対位置関係を示す図である。コイル対向面が円形以外の場合に、対向する送電コイル１と受電コイル２の一例を示す図である。図３８〜図４１に示す各コイルの実効直列抵抗Ｒｗと周波数の関係を示す図である。図３８〜図４１に示す各コイルのＱと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗと、コイル１Ｇ単体のインダクタンスＬｗを示す特性図である。コイル１Ｇに１０ｍｍの絶縁物を介して、各種の金属板を対向させたコイル１Ｇａの特性である。コイル１Ｇに１枚の磁性材板を設けたコイル１Ｇｂに各種の金属板を近接させたときの、実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図であるコイル１Ｇに２枚の磁性材板を設けたコイル１Ｇｃに各種の金属板を近接させたときの、実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である。各コイルの構成とＱの関係を示す特性図である。図１２に示したコイル１Ｄを、図４２に示すコイル１ｋと同等の構成において、実効直列抵抗ＲｗとインダクタンスＬｗを計測した特性図である。図１３に示したコイル１Ｅを、図４２に示すコイル１ｋと同等の構成において、実効直列抵抗ＲｗとインダクタンスＬｗを計測した特性図である。コアを装備している同一のコイル２個間で誘導結合が可能なコイルの構成の一例を示す図である。図６４の構成を持つコイル１Ｈのコイル単体のＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｈ、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｇが空芯状態のときに計測した、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと、ＬｗとＬｓより近似的求められる結合係数ｋｉと周波数の関係を示す図である。トロイダルコアに１次コイルと２次コイルとを巻回した分離不能な変成器の構成を示す図である。コイル１Ｇｂにおいて、コイル１Ｇｂを２個使用したときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、ｋｉ、ｋｉ２と周波数の関係を示す図である。コイル１Ｈに、各種の金属板を近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である。コイル１Ｇに磁性材板を備えたコイル１Ｇｄにおいて、コイル１Ｇｄを２個使用したときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｈのコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｈ２個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｓ（Ω）、他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｈ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）と、コイル１Ｈ２個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスＬｓ（μＨ）、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをＬｎ（μＨ）、としたときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｈに、各種の金属板を近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である。コイル１Ｇｂを２個使い、対向距離Ｚを３ｍｍとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｇｂに、さらに、０．５ｍｍ厚のアルミニウム金属板を装備したコイル１Ｇｄを２個使い、対向距離をゼロとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。コイル１Ｇｄを２個使い、対向距離を３ｍｍとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。図４２に示すコイル１ｋから図４９に示すコイル１ｔにおいて、コイル内周部から取り出す線として、コイルに装備された金属板を使用する図である。図３８から図４９に示す各構成のコイルに使用される導線に、リッツ線を用い、リッツ線の一端は全ての素線を接続し、リッツ線の他端から、リッツ線を構成する素線の内、少なくとも一本を共通線として取り出した場合の等価回路図である。密結合状態に構成された通常の変圧器（変成器）における２次側巻線の負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係、本発明の実施形態における電力伝送装置の受電コイルの負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係を示す特性図である。送電部３０と受電部４０に信号伝送手段を装備した例を示す図である。送電電力を制御するための、ＰＷＭ制御の基本波形を示す図である。図８１に示す送電部３０の送電電力を制御するためのＰＷＭ回路の一例を示す図である。送電コイル１に流れる電流を計測し、送電コイル１に金属体が近接しているかを判断するか、あるいは２次側の動作状態等を判断するため、送電部に装備される回路の一例を示すブロック図である。図８４における回路の動作状態を表す波形図である。図８４における回路の動作状態を表す波形図である。図８４における回路の動作状態を表す波形図である。送電コイル電流の同期検波後の信号出力を説明するための図である。図８４における送電コイルの電流検出回路に関する他の実施形態を表す回路図である。信号伝送回路と、送電コイルのインピーダンス検知回路を併用した電力伝送装置の動作を表すフローチャートである。受電部の保護手段の一例を示す回路図である。受電負荷変調にて受電部から送電部に信号を伝送する他の方式を示すブロック図である。１次側コイルと２次側コイルとが分離可能な電力伝送装置の概略ブロック図である。送電コイルまたは受電コイルの平面図および断面図である。図９２に示した１次側コイルと２次側コイルとが分離可能な電力伝送装置の等価回路図である。

符号の説明

１送電コイル、１ａ〜１ｅ，１Ａ〜１Ｇコイル、２受電コイル、５絶縁材、６絶縁性樹脂、７ボビン、８リッツ線、１１，５６導線、１２単導線、１３絶縁被覆、１４裸単導線、１５導体、１８，１９，２１，２４絶縁材料、３０送電部、３０ａ送電制御回路、３０ｂ交流電源、３０ｂ，４０ｂ信号送信回路、３０ｃ，４０ｃ信号受信回路、３０ｅ電圧制御回路、３０ｆＰＷＭ降圧インバータ、３０ｈ送電側識別情報保持手段、３０ｉ送電電力制御手段、３０ｊ記憶手段、３０ｋ信号通信手段、３１ｂ回生ダイオード、３１ｃコイル、３１ａ，３２ｂアナログスイッチ、３１ｄ，４４平滑キャパシタ、３１ｅ，３１ｆリアクタンス性素子、３３ａ，３３ｂ積分器、３５Ａ／Ｄ変換回路、３６ａオペアンプ、４０受電部、４０ａ受電制御回路、４０ｄ電圧検知回路、４０ｅ電源回路、４０ｈ受電側識別情報保持手段、４０ｊ受電動作状態検知手段、４０ｋ温度検知手段、４１ａ，４３ｂダイオードブリッジ、４１ｂ整流ダイオードブリッジ、４２ヒューズ、４５ａ，４５ｃＮｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ、４５ｄ，４６ｂＰｃｈ‐ＭＯＳＦＥＴ、４７負荷変調駆動部、４８２次電池充放電・負荷電圧制御部、５０受電側機器、５１，５１１，５１２磁性材板、５２絶縁板、５３，５３ａ，５３ｂコア、５５金属板、６０２次電池、６１，６２，６３，６５信号伝送ライン、Ｒ１１，Ｒ１２分圧抵抗。

Claims

交流電力を送電する送電コイルを少なくとも含む送電部と、
負荷ＲＬと、受電コイルとを少なくとも含む受電部とが分離可能なように構成され、
前記送電コイルと、前記受電コイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記受電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、
前記送電コイルに対向する前記送電コイルの両端を短絡したときの、前記受電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、
前記受電コイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、
前記受電コイルが受電する電力の周波数をｆｊ（Ｈｚ）、とすると、
前記ｆ１（Ｈｚ）が１００ｋＨｚ以上となるように、前記受電コイルが選ばれており、
前記ｆｊが、前記ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であって、
前記送電部との間で情報を伝送するための信号伝送手段と、
前記信号伝送手段を介して前記送電部から伝送される情報を受ける受信手段と、
前記信号伝送手段を介して前記受電部保持する情報を前記送電部に送信する送信手段とを備える、電力伝送装置の受電装置。
前記受電部は、
前記受電部を識別するための識別情報を保持する受電側識別情報保持手段、
前記受電部に必用な情報を記憶しておく記憶手段、
前記受電コイルが受電した電力を検知する受電電力検知手段、
前記受電コイルが受電する受電状態を検知する受電状態検知手段、
のいずれかを含み、
前記送信手段は、前記いずれかの手段による情報を前記送信部に送信する、請求項１に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記受電部は、
前記受電コイルで受電した交流電力を直流電力に変換する整流手段と、
２次電池と、
前記２次電池の充電状態を検知して、前記直流電力で充電される前記２次電池の充電を制御するとともに、前記２次電池の直流電圧を受電側機器に供給する受電制御手段と、を含み、
前記送信手段は、
前記充電制御手段によって前記２次電池が前記受電側機器を動作可能な状態まで充電されていれば、負荷抵抗値を小さくする負荷変調を行い、
前記２次電池が前記受電側機器を動作可能な状態まで充電されていなければ、負荷を開放状態にする負荷変調を行う負荷変調駆動部含む、請求項１または２に記載の電力伝送装置の受電装置。
さらに、前記受電コイルに対向する前記送電コイルの両端を開放したときの、前記受電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、
前記受電コイルが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、としたときに、
前記ｆｊ（Ｈｚ）が、前記ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数である、請求項１から３のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
さらに、前記受電コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記受電コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記受電コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記受電コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、
前記ｆｊ（Ｈｚ）において、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、
なる関係を前記受電コイルが満足するように、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する、請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
前記対向するコイルの内、受電コイルを形成する導線は絶縁被覆が施された単導線であり、
前記受電コイルは、前記単導線を単層または多層渦巻き状に密接巻きして構成されており、
前記単導線の導体単体の最大径をｄ１、前記受電コイル外径をＤとしたとき、
前記受電コイル外径Ｄが前記最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、
かつ前記導線の巻き数が所定ターン数以上であり、
前記受電コイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上である、請求項１から５のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
交流電力を送電する送電コイルを少なくとも含む送電部と、
負荷ＲＬと、受電コイルとを少なくとも含む受電部とが分離可能なように構成され、
前記送電コイルと、前記受電コイルとを対向させて、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記受電コイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、
前記受電コイルに対向する前記送電コイルの両端を短絡したときの、前記受電コイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、
前記受電コイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、とすると、
前記ｆ１（Ｈｚ）が１００ｋＨｚ以上となるように、前記受電コイルが選ばれており、
前記受電コイルが電力を受電する周波数をｆｊ（Ｈｚ）、とすると、
前記受電部は、
前記受電コイルが受電した交流電力を直流電力に変換して前記負荷に供給する整流手段を含むとともに、
前記整流手段から前記負荷に流れる負荷電流を検知する負荷電流検知手段と、
前記整流手段から前記負荷に印加される負荷電圧を検知する負荷電圧検知手段と、
のいずれかと、
前記負荷電流検知手段および前記負荷電圧検知手段のいずれかの検知出力に基づいて前記負荷を保護する保護手段を含む、電力伝送装置の受電装置。
前記保護手段は、前記負荷電流検知手段によって過大電流が流れたことが検知されたとき、前記負荷電圧検知手段によって過大電圧が印加されたことが検知されたときのいずれかに、前記保護手段と前記負荷とを切離す手段を含む、請求項７に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記保護手段は、
前記負荷電流検知手段によって過大電流が流れたことが検知されたとき、負荷電流を軽減させる負荷電流軽減手段、
前記負荷電圧検知手段によって過大電圧が印加されたことが検知されたとき、負荷電圧を軽減させる負荷電圧軽減手段、
のいずれかを含む、請求項７に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記負荷電圧には、複数の所定レベルが設定されており、
前記保護手段は、前記所定レベルに応じて、
前記負荷電圧を低下させ、前記整流回路と前記負荷とを切断する、請求項７に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記保護手段は、複数の保護手段より構成されており、
前記受電部が、通常作動状態より、負荷電圧または負過電流が上昇したときに、
前記通常作動状態からの負荷電圧または負過電流の上昇に応じ、
前記複数の保護手段が、順次破損して、前記負荷ＲＬの破損を防止するように構成された、請求項７から１０のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
前記複数の保護手段は、階層構造に構成されており、
下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれるように構成された、
請求項１１に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記下位の階層にある保護手段が前記上位の階層にある保護手段より着脱可能なように構成された、請求項１２に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記下位の階層にある保護手段が上位の階層にある保護手段に含まれ、
少なくとも最上位の階層にある保護手段が前記受電部を含む機器より着脱可能なように構成された、請求項１１に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記少なくとも最上位の階層にある予備の保護手段を、少なくとも１個、前記受電部を含む機器に内蔵した、請求項１３または１４に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記受電部は、
前記送電部との間で情報を伝送するための信号伝送手段と、
前記信号伝送手段を介して前記送電部から伝送される情報を受ける受信手段と、
前記信号伝送手段を介して受電状態を前記送電部に送信する送信手段とを備える、請求項７に記載の電力伝送装置の受電装置。
前記受電部は、
前記受電部を識別するための識別情報を保持する受電側識別情報保持手段、
前記受電コイルが受電した電力を検知する受電電力検知手段、
前記受電コイルが受電する受電動作状態を検知する受電動作状態検知手段、
のいずれかを含み、
前記送信手段は、前記いずれかの手段の情報を前記送信部に送信する、請求項７から１６のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
さらに、前記受電コイルに対向する送電コイルの両端を開放したときの、前記受電コイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、
前記受電コイルが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）、としたときに、
前記ｆｊ（Ｈｚ）が前記ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数であることによって、前記受電コイルは、前記ｆｊ（Ｈｚ）にて、前記Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足している、請求項７から１７のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
さらに、前記受電コイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記受電コイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、
前記受電コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
電力を伝送しているときに、前記受電コイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、
前記ｆｊ（Ｈｚ）において、
Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ^２×θｉ）、
なる関係を前記受電コイルが満足するように、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する、請求項７から１８のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。
前記対向するコイルの内、受電コイルを形成する導線は絶縁被服が施された単導線であり、
前記受電コイルは、前記単導線を単層または多層渦巻き状に密接巻きして構成されており、
前記単導線の導体単体の最大径をｄ１、前記受電コイル外径をＤとしたとき、
前記受電コイル外径Ｄが前記最大径ｄ１の少なくとも２５倍以上であり、
かつ前記導線の巻き数が所定ターン数以上であり、
前記受電コイルの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上である、請求項７から１９のいずれかに記載の電力伝送装置の受電装置。