WO2012039035A1 - 高周波電源 - Google Patents

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Abstract

【課題】 インピーダンスが大きく変化する負荷に高周波電力を投入するための高周波電源装置において、駆動回路に過電流や過電圧を発生させることなく、常に安定した高周波電流を持続する高周波電源装置を提供することにある。 【解決手段】 LCR直列共振回路とハーフブリッジ駆動回路の間に定電流変換回路を接続し、LCR直列共振回路の高周波電流をハーフブリッジ駆動回路の電圧で制御して、負荷のインピーダンス変動に対して定電流動作を行う。定電流変換回路の作用により、LCR直列共振回路に挿入されたトランスをハーフブリッジ駆動回路のMOSFETのゲートを並列コンデンサを用いて駆動し、LCR直列共振回路の高周波電流とハーフブリッジ駆動回路の出力の位相は一定に保たれる。

Description

高周波電源
本発明は、インピーダンスが大きく変化する負荷に高周波電力を投入するための高周波電源装置に関する。特に、プラズマを生成・維持するための高周波電源装置に適し、誘導結合プラズマ（ICP）発光分析装置などのプラズマを利用する分析装置に使用される。
　誘導結合プラズマ（ICP）発光分析装置では、プラズマトーチにアルゴンなどのプラズマ生成用ガスと分析試料を導入し、誘導コイルに高周波電力を投入することによりプラズマを生成・維持する。プラズマにより励起された試料原子の発光を分光器などで測定することにより試料の元素組成を分析する。
誘導コイルに流れる高周波電流によりプラズマ生成部に高周波電磁界が発生し、プラズマ中の荷電粒子が加速されて誘導電流が流れることによりプラズマが加熱される。この誘導電流は、誘導コイルにより形成される磁場を減少させるため、誘導コイルの実効的なインダクタンスは減少する。また、プラズマを加熱することにより失われたエネルギーは、誘導コイルに抵抗成分を与える。
このように、プラズマが形成されていることにより、誘導コイルのインピーダンスは変化する。プラズマ生成用ガスや分析試料の状態、プラズマへの投入電力などによってプラズマの状態は変化し、誘導コイルのインピーダンスも変化する。
プラズマに電力を投入するためには、誘導コイルとコンデンサにより共振回路を形成し、この共振回路を、例えば、27MHzで数100Wから数kWの高周波電力を供給する高周波電源で駆動する。通常の高周波電源の出力インピーダンスは50Ωに設計されているため、高周波電源と共振回路との間には同調回路が配置され、高周波電源側から見たインピーダンスが常に50Ωになるように制御されている。同調回路からの反射電力がゼロになるように、同調回路内の真空可変コンデンサをモーターなどで駆動して容量値を調整する方法が一般的である。
このように、共振周波数が一定で負荷のインピーダンスも一定の条件において高効率の高周波電源を設計することは比較的容易である。しかし、負荷のインピーダンスが変化する場合には、同調回路を操作して常に最適な状況を維持するために複雑な制御機構と高価な部品を使用する必要があり、工業製品への適用においてはマイナス要因となっている。
真空可変コンデンサなどの高価な部品を使用せず、負荷インピーダンスの変化に応じて周波数を変化させるfree-running方式が、例えば、特許文献１に開示されている。特許文献１では、同調回路からの反射電力が最小になるように、高周波電源の周波数をVoltage
Controlled Oscillator（VCO）を用いて変化させている。しかし、同調回路から真空可変コンデンサなどの可変素子を排除したため、誘導コイルの抵抗成分の変化に対応できない。
このため、高周波電源の出力インピーダンスを50Ωに限定せず、共振回路を直接駆動する方式も開示されている。同軸ケーブルなどの伝送線路を使用して高周波電源を誘導コイルから離れた場所に設置できず、誘導コイルのそばに高周波電源を配置する必要はあるが、高効率で安価な電源を提供することが可能になる。負荷インピーダンスの変化に応じて周波数が自動的に変化する自励発振方式を採用することにより、周波数の制御回路や同調回路が省け、より単純な高周波電源回路を構成することが可能となる。
特許文献２には誘導加熱装置において、共振回路の一部の電圧を高周波電源のMOSFETスイッチング素子にフィードバックして、自励発振する高周波電源回路が開示されている。また、特許文献３には真空管を、特許文献４にはトランジスタをスイッチング素子に使用する方式が開示されている。さらに、特許文献５には共振回路の片側をハーフブリッジで駆動する方式と、両端をフルブリッジで駆動する方式が開示されている。特許文献２においては共振回路のコンデンサの一部の電圧をトランス結合によりMOSFETのゲート電圧として利用している。特許文献５においては共振回路の電流をトランス結合により抵抗に流してMOSFETのゲート電圧として利用している。
これらの方式においては、負荷インピーダンスに変化が生じた場合でも、その負荷インピーダンスで定まる共振周波数で発振が持続し、MOSFETなどのスイッチング素子も共振回路からのフィードバックにより自動的に同じ周波数で駆動されるため、共振回路と駆動回路の位相制御などの処理が不要となる。
R. C. Ferrellet al.、米国特許US 5,383,019
M. Rossnick、米国特許US5,191,302
W. Lankreijer、米国特許US3,448,407
M. Rossnick、米国特許US4,001,725
S. W.Hosemans、米国公報US 2009/0129131
上述のように、特許文献２から５の技術を利用することにより、従来の高周波電源よりもはるかに安価な高周波電源回路を実現することが可能となった。自励発振方式で、負荷インピーダンスの変化に応じて周波数が自動的に変化するため、特別な制御を行うことなしに共振回路と駆動回路の位相が常に最適な状態に保たれる。
しかし、特許文献５の方式では、共振回路の電流をトランス結合により抵抗に流してMOSFETのゲート電圧として利用しているため、抵抗による電力損失が生じる。特に、大出力を必要とするMOSFETにおいてはゲート容量が大きいため、ゲート容量を充電するためにゲート電圧の位相が遅れるという問題が生じ、MOSFETのスイッチング損失を増加させることになる。
また、ICP発光分析装置で連続して分析を行っている時に、プラズマ生成用ガスや分析試料の状態によってプラズマが突然消える場合がある。このような時には負荷の抵抗成分が急激に小さな値に変化するため、負荷に過大な電流が流れるようになり、MOSFETが破壊される場合がある。もちろん、負荷の変動に応じて直流電圧源（DC電源）の電圧を制御する機構は備わっているが、応答が遅く、過大な電流を阻止することはできない。MOSFETが破壊に至らない場合でも、MOSFETにダメージを与え、装置の性能を劣化させる原因となる。
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的とするところは、負荷インピーダンスに変化が生じても、そのインピーダンスで決まる共振周波数で発振が持続する自励発振方式であり、負荷の抵抗成分が急激に小さな値に変化する場合にも安定に動作する、単純な回路構成の高周波電源を提供することにある。
　上記課題を解決するためになされた発明は、直流電圧源と、一つ以上のハーフブリッジ駆動回路と、定電流変換回路と、直列共振回路とから構成される高周波電源において、前記直流電圧源は、前記ハーフブリッジ駆動回路の電圧を制御し、前記ハーフブリッジ駆動回路は、少なくとも一対の半導体スイッチング素子を有し、それぞれの前記半導体スイッチング素子の制御端子には交互にON状態とOFF状態を切り替えるために、トランスの２次巻き線が接続され、前記直列共振回路は、誘導コイルと少なくとも一つのコンデンサと前記トランスの１次巻き線が直列に接続され、特定の共振周波数ωにおいてリアクタンスの総和はゼロとなり、前記定電流変換回路は、前記共振周波数ωにおいてT型定電流変換回路もしくはπ型定電流変換回路であることを特徴とする高周波電源である。
また、前記高周波電源において、前記T型定電流変換回路は、前記共振周波数ωにおいて、中央のリアクタンス素子を含んで入力端子側に形成される第１のループのリアクタンスの総和がゼロとなり、さらに、前記リアクタンス素子を含んで出力端子側に形成される第２のループのリアクタンスの総和はゼロであってもよい。
そして、前記高周波電源において、前記π型定電流変換回路は、前記共振周波数ωにおいて、中央のリアクタンス素子を含んで入力端子側に形成される第１のループのリアクタンスの総和がゼロとなり、さらに、前記リアクタンス素子を含んで出力端子側に形成される第２のループのリアクタンスの総和はゼロであってもよい。
さらに、前記高周波電源において、前記半導体スイッチング素子の制御端子には前記トランスの２次巻き線と並列にコンデンサが接続されることを特徴とする高周波電源であってもよい。
くわえて、前記高周波電源において、前記半導体スイッチング素子はMOSFETであってもよい。
さらに、前記高周波電源において、前記直流電圧源は電流と電圧の積を一定に制御する機構を有してもよい。
前記発明とは別に創作された本願発明は、直流電圧源と、ハーフブリッジ駆動回路を有する高周波電源において、前記直流電圧源は、前記ハーフブリッジ駆動回路の電圧を制御し、前記ハーフブリッジ駆動回路は、少なくとも一対の半導体スイッチング素子を有し、それぞれの前記半導体スイッチング素子の制御端子には交互にON状態とOFF状態を切り替えるために、トランスの２次巻き線が接続され、前記ハーフブリッジ駆動回路の出力端子には、複数のリアクタンス素子からなる第１のループが形成され、前記複数のリアクタンス素子の一部分と、誘導コイルと、少なくとも一つのコンデンサと、前記トランスの１次巻き線とが直列に接続されて第２のループが形成され、特定の共振周波数ωにおいて前記第２のループのリアクタンスの総和はゼロとなり、さらに、前記共振周波数ωにおいて前記第１のループのリアクタンスの総和はゼロとなることを特徴とする高周波電源である。
また、前記高周波電源において、前記半導体スイッチング素子の制御端子には前記トランスの２次巻き線と並列にコンデンサが接続されていてもよい。
そして、前記高周波電源において、前記半導体スイッチング素子はMOSFETであってもよい。
さらに、前記高周波電源において、前記直流電圧源は電流と電圧の積を一定に制御する機構を有してもよい。
高周波においては、電力部にトランスなどを利用すると損失が大きくなるため、プッシュプル等の方式は採用せず、ハーフブリッジやフルブリッジのスイッチング駆動方式により電力効率を改善する。ハーフブリッジでは、二つのスイッチング素子をDC電源の正負の間に直列に配置し、これら二つのスイッチング素子を交互にON状態とすることにより、二つのスイッチング素子の接続部に矩形波の駆動電圧を生成する。フルブリッジは２台のハーフブリッジで逆位相の矩形波の駆動電圧を生成し、２台のハーフブリッジの出力間に２倍の電圧を発生する。どちらを採用しても動作原理は同じなので、素子数が少なく単純な構成となるハーフブリッジを採用し、以降はハーフブリッジのみで説明を行う。負荷回路の両端を、それぞれ逆位相の２台のハーフブリッジの出力端子に接続することで、以降の議論が容易にフルブリッジ構成の場合にも適用されるのは明らかである。
まず、本発明の高周波電源の動作原理を、図２をもとに説明する。負荷の抵抗成分が急激に減少した場合に電流を急激に増加させないためには、定電流駆動回路を採用することが最適である。ハーフブリッジ駆動回路１０とLCR直列共振回路３０の間に、定電流変換回路２０が配置される。LCR直列共振回路３０は、誘導コイルのインダクタンス成分３１と抵抗成分３２と、容量素子３３により構成される。誘導コイルのインダクタンス成分３１と容量素子３３は、ある共振周波数ωにおいて直列共振する。したがって、定電流変換回路２０から見たLCR直列共振回路３０のインピーダンスは、誘導コイルの抵抗成分３２の値R0に等しくなる。但し、ここでは周波数ｆに２πをかけた角周波数ω（＝２πｆ）を単に周波数と呼ぶことにする。
定電流変換回路２０はT型に配置されたリアクタンス素子２１、２２、２３から構成される。例えばリアクタンス素子２１と２３がインダクタの場合、リアクタンス素子２２はコンデンサとする。あるいは、リアクタンス素子２１と２３がコンデンサの場合、リアクタンス素子２２はインダクタとする。リアクタンス素子２１、２２、２３のリアクタンスの絶対値は、LCR直列共振回路３０の共振周波数ωにおいて、全て同じ値X1となるようにする。
より一般的には、共振周波数ωにおいて、定電流変換回路２０の中央のリアクタンス素子２２を含んで入力側に形成される第１のループ（ハーフブリッジ駆動回路１０を出発し、リアクタンス素子２１、２２を経由し、ハーフブリッジ駆動回路１０に至る経路）のリアクタンスの総和がゼロであり、さらに、中央のリアクタンス素子２２を含んで出力側に形成される第２のループ（リアクタンス素子２２を出発し、リアクタンス素子２３、LCR直列共振回路３０を経由し、リアクタンス素子２２に至る経路）のリアクタンスの総和もゼロであることが条件である。
もう一つの構成例として、図２の定電流変換回路２０を、π型に配置されたリアクタンス素子２４、２５、２６から構成される定電流変換回路２７に置き換えた高周波電源を図３に示す。例えばリアクタンス素子２５がインダクタの場合、リアクタンス素子２４と２６はコンデンサとする。あるいは、リアクタンス素子２５がコンデンサの場合、リアクタンス素子２４と２６はインダクタとする。リアクタンス素子２４、２５、２６のリアクタンスの絶対値は、LCR直列共振回路３０の共振周波数ωにおいて、全て同じ値X1となるようにする。
より一般的には、共振周波数ωにおいて、定電流変換回路２７の中央のリアクタンス素子２５を含んで入力側に形成される第１のループ（ハーフブリッジ駆動回路１０を出発し、リアクタンス素子２５、２６を経由し、ハーフブリッジ駆動回路１０に至る経路）のリアクタンスの総和がゼロであり、さらに、中央のリアクタンス素子２５を含んで出力側に形成される第２のループ（リアクタンス素子２４を出発し、リアクタンス素子２５、LCR直列共振回路３０を経由し、リアクタンス素子２４に至る経路）のリアクタンスの総和もゼロであることが条件である。
図３の動作原理は図２の動作原理と同じであるので、以下の説明は、構成がより単純である図２のT型定電流変換回路をもとに説明する。ハーフブリッジ駆動回路１０は、LCR直列共振回路３０からのフィードバックによってある共振周波数ωの矩形波の駆動電圧を出力するものとする。ωの高調波に対する負荷のインピーダンスは十分に高いので、基本波である周波数ωの成分のみがLCR直列共振回路３０を駆動することになる。ハーフブリッジ駆動回路１０の駆動電圧の基本波（正弦波）の電圧をV1、電流をI1とする。また、LCR直列共振回路３０の電圧をV0、電流をI0とすると、以下の関係式が成立する。
[数式１]V1= I0×（ｊX１）
[数式２]V0＝I1×（－ｊX１）
[数式３]V0／I0＝R0
[数式４]V1／I1＝（X1×X1）／R0
数式１から、ハーフブリッジ駆動回路１０の駆動電圧の基本波の電圧V1が一定であればLCR直列共振回路３０に流れる電流I0は一定になり、図２あるいは図３の回路が定電流変換回路として機能することが分かる。本来、定電流に変換するにはリアクタンス素子２１、２２だけが必要であるが、リアクタンス素子２３を追加することにより、数式３でLCR直列共振回路３０のインピーダンスが抵抗R0である場合には、数式４からハーフブリッジ駆動回路１０から見た負荷のインピーダンスも抵抗（X1×X1）／R0となる。
ここで、ハーフブリッジ駆動回路１０から見た負荷のインピーダンスは、LCR直列共振回路３０の抵抗R0を逆数の形で含んでいるため、プラズマが消えた時にR0の値が急激に減少しても、ハーフブリッジ駆動回路１０からみた負荷抵抗は逆に上昇し、誘導コイルに流れる電流I0を一定値に保つことができる。
プラズマへの投入電力は、誘導コイルの抵抗成分３２で消費される電力V0×I0に等しい。上記数式１と数式２から、プラズマへの投入電力はハーフブリッジ駆動回路１０の消費電力V1×I1に等しくなる。したがって、ハーフブリッジ駆動回路１０の電圧と電流の積が一定になるようにすることで、プラズマへの投入電力が一定に保たれることになる。また、誘導コイルの抵抗成分３２が急激に減少しても、ハーフブリッジ駆動回路１０の出力電流が増加することはなく、安全にプラズマの再生成の処理へ移行することができる。
図２に示されるリアクタンス素子は説明の都合上個別の素子として記述したが、実際の回路素子は、誘導コイルを除いてリアクタンス値の条件を満たしている限り、複数の素子に分割したり、単一の素子に結合したりすることが可能であることは言うまでもない。例えば、リアクタンス素子２１は、ハーフブリッジ駆動回路１０の図中の下側の出力線に接続されていても良いし、リアクタンス値の和がX1となるように複数の素子に分割して上下の出力線に分割して配置しても良い。
また、リアクタンス素子２３と容量素子３３を結合して、単一のコンデンサで構成してもかまわないし、複数のコンデンサとインダクタに分割しても良いし、さらにこれらの素子と誘導コイルをリアクタンス素子２２の右側に、どのような順序で並べてもかまわない。
図２の回路構成において要求される条件は、第１に、中央のリアクタンス素子２２と中央のリアクタンス素子２２の右側の素子群で構成される第２のループについて、ある共振周波数ωで共振条件が成立すること、すなわち、リアクタンス値の和がゼロになることである。第２に、中央のリアクタンス素子２２と、中央のリアクタンス素子２２とハーフブリッジ駆動回路１０の間に配置された素子群とで構成される第１のループについて、同じ共振周波数ωで共振条件が成立して、リアクタンス値の和がゼロになることである。
ここまでは、誘導コイルの抵抗成分３２が変化した場合の動作についてのみ説明してきたが、ここからは誘導コイルのインダクタンス成分３１が変化した場合の動作について説明する。まず、プラズマが点灯していない場合に、ある共振周波数ωで共振条件が成立するよう回路が構成されているものとする。また、放電を安定して持続するために、ハーフブリッジ駆動回路１０は、LCR直列共振回路３０からのフィードバックによって自動的にLCR直列共振回路３０の共振周波数ωで出力を駆動するように構成されているものとする。
プラズマの点灯やプラズマへの投入電力の増加により、誘導コイルのインダクタンス成分３１は減少する。この時、中央のリアクタンス素子２２とその右側の素子群で構成される第２のループで共振条件が成立する周波数ωは、高周波側へと変化する。例えば、インダクタンス成分３１のインダクタンス値が６％減少すると、共振周波数ωは約３％増加する。すると、リアクタンス素子２１とリアクタンス素子２２のリアクタンス値は互いに逆方向に３％ずつ変化し、中央のリアクタンス素子２２からハーフブリッジ駆動回路１０の間に配置された素子群とで構成される第１のループについては、共振条件から約６％のずれが生じる。しかし、プラズマへの投入電力が最大の場合の誘導コイルの抵抗成分R0と、定電流回路のリアクタンス素子のリアクタンス値X1は、ほぼ同程度の値に設定されているため、ハーフブリッジ駆動回路１０から見た負荷のインピーダンス（X1×X1）／R0の最小値はX1と同程度となる。実際には、DC電源の電圧と電流の可変範囲において負荷のインピーダンス（X1×X1）／R0が駆動できるようにX1の値が設定されている。
したがって、ハーフブリッジ駆動回路１０の出力の、共振条件からのずれによる位相の誤差は約６％であり、回路動作やスイッチング損失には大きな影響を与えない。
さらに、プラズマへの投入電力が最大の場合に、第１のループと第２のループについての二つの共振条件が成立するように設定しておけば、抵抗成分R0が小さくなった場合に、ハーフブリッジ駆動回路１０から見た負荷のインピーダンス（X1×X1）／R0はX1よりもはるかに大きくなり、共振条件がX1の約６％ずれたことによる位相の誤差は完全に無視できる大きさとなる。
したがって、回路素子の値に１％程度の誤差があっても、LCR直列共振回路３０とハーフブリッジ駆動回路１０の駆動電圧の位相に問題はない。温度変化などにより素子定数が多少変化しても安定に動作することから、比較的安価な素子を利用して装置を構成できるメリットがある。
ここで、具体的な回路パラメータの一例を示す。誘導コイルは分析条件によって交換する場合もあるが、例えばプラズマ消灯時のインダクタンスをL0=７１０ｎH、プラズマ投入電力の最大値が１．６ｋWの時の抵抗成分の値をR0＝３．９Ωとする。共振周波数はω＝２π×２７．１２MHｚとし、リアクタンス素子２３と容量素子３３の代わりに二つの１００ｐFのコンデンサを誘導コイルの両側に配置する。リアクタンス素子２２には１．５ｎFのコンデンサを使用し、リアクタンス素子２１は２３ｎHのインダクタとする。この時、X0＝１２１Ω、X1＝３．９Ωとなる。プラズマ投入電力が最大値の１．６ｋWの時には、ハーフブリッジ駆動回路１０から見た負荷のインピーダンス（X1×X1）／R0の最小値はX1と同じ値の３．９Ωとなる。この時、誘導コイルの最大ピーク電流はI0＝２８．６Aとなり、誘導コイルの両端には３．５ｋVのピーク電圧が発生する。ハーフブリッジ駆動回路１０の基本波の駆動電圧はV1＝１１１．５Vとなる。矩形波の駆動電圧の振幅は、計算上は２×１１１．５V×（π／４）＝１７５Vとなるが、実際にはMOSFETのスイッチング損失などにより駆動電圧の振幅は２００V程度必要となる。
次に、本発明の高周波電源のフィードバックの方式について説明する。LCR直列共振回路においては、抵抗R0における電力損失を補うために、回路の一部に励起源が必要になる。図２のLCR直列共振回路３０においては、定電流変換回路２０が励起用電圧源の役割を果たし、LCR直列共振回路３０を電圧V0で励起している。誘導コイルのインダクタンス成分３１と容量素子３３はある共振周波数ωにおいて直列共振しているので、LCR直列共振回路３０のインピーダンスは、誘導コイルの抵抗成分３２の値R0に等しく、励起用電圧V0の位相と誘導コイルの抵抗成分３２の電圧の位相は一致する。一方、励起用電圧V0の位相と誘導コイルのインダクタンス成分３１や容量素子３３の電圧の位相は９０°ずれている。このため、特許文献５では共振回路に抵抗を挿入して誘導コイルの抵抗成分３２の電圧と同じ位相のフィードバック電圧を生成する。具体的には、トランスにより抵抗を駆動回路へ移動して、MOSFETのゲート電圧として利用している。
本発明の高周波電源においては、定電流変換回路２０の作用により、前記数式２より、励起用電圧V0の位相とハーフブリッジ駆動回路１０の電流I1の位相は９０°ずれている。また、数式４より、ハーフブリッジ駆動回路１０の電流I1と電圧V1の位相は共振条件が成立する場合には一致しており、前述のごとくプラズマの状態が変わって誘導コイルの回路パラメータが変化しても位相の変化は無視しうる程度である。したがって、ハーフブリッジ駆動回路１０の電圧V1の位相は、ハーフブリッジ駆動回路１０の電流I1と同位相となり、誘導コイルのインダクタンス成分３１や容量素子３３の電圧の位相と一致する。このため、本発明の高周波電源においては、LCR直列共振回路３０にコンデンサを挿入し、このコンデンサをトランスによりハーフブリッジ駆動回路１０へ移動してMOSFETのゲート電圧として使用する。すなわち、共振回路にはトランスの１次巻き線を配置し、２次巻き線はMOSFETのゲート‐ソース間に接続し、さらにはこれと並列にコンデンサを接続する。ハーフブリッジ駆動回路の二つのMOSFETについては、１次巻き線を共通にしてもかまわないし、個別のトランスを使用してもかまわない。個別のトランスを使用する場合には、リアクタンス素子２２の右側であれば、任意の位置に配置してかまわない。実際には、１次巻き線と２次巻き線間の電圧の変化がなるべく小さくなるように配置することで、１次‐２次間の容量結合の影響を最小にすることができ、都合がよい。
このように、MOSFETのゲート‐ソース間にコンデンサを並列に接続することは、駆動回路の安定動作にとって非常に重要である。MOSFETのゲート‐ソース間電圧に対するゲート電荷の特性からも明らかなように、MOSFETをOFF状態からON状態に切り替えるには、MOSFETのゲートに一定量の電荷を注入する必要がある。ゲートを充電する電荷が不足するとMOSFETは完全にON状態に切り替わらないし、ゲートを充電する電荷が過剰であれば、MOSFETがON状態に切り替わった後にゲート電圧が急激に上昇してゲート電圧の最大許容電圧を超えてしまうことになる。このため、MOSFETをOFF状態からON状態に切り替えるゲート電荷よりも十分に大きな電荷を蓄えることができるコンデンサをゲート‐ソース間に並列に接続し、このコンデンサが適当な振幅で駆動できるようにしておけば、MOSFETの非直線的なゲート充電特性に依存せず、安定にOFF状態とON状態の切り替えを行うことができる。
また、特許文献２や５では、小さなフィードバック電圧でMOSFETのOFF状態とON状態の切り替え動作を行うために、フィードバック用のトランス２次巻き線の電圧に直流バイアス電圧を重畳している。しかし、MOSFETのゲートスレッショールド電圧は温度変化が大きく、バイアス電圧を常時最適の状態に保つのは困難である。また、バイアス電圧が高くなりすぎると、ハーフブリッジを形成する二つのMOSFETが同時にON状態になり、素子を破壊してしまう危険が生じる。
本発明の高周波電源においては、外部から制御が必要なバイアス回路を使用とせず、ゲート‐ソース間にトランスの２次巻き線とコンデンサを並列に接続する。LCR直列共振回路３０の電流は定電流動作をしているので、トランスの２次側のコンデンサには一定振幅の正弦波電圧が生成される。プラズマが突然に消えてもMOSFETのゲート電圧が急激に変化したり、位相が変化してスイッチング損失が急激に増加したりすることはなく、安価に安全なフィードバック回路を形成することができる。
本願発明のハーフブリッジ駆動回路１０には、前述のフィードバック駆動のMOSFET と並列に、LCR直列共振回路３０で発振をスタートさせるために、さらに二つのMOSFETを接続する。この二つの起動用のMOSFETは、およそ５～１５回交互にON-OFF状態の切り替え動作を行い、LCR直列共振回路３０に振動エネルギーを供給する。LCR直列共振回路３０の電流I0がある程度まで増加すると、フィードバック駆動のMOSFETのゲート電圧がスレッショールド電圧を超えてON-OFF状態の切り替え動作を行うようになり、自励発振の状態へと移行する。
起動用のMOSFETは、フィードバック回路により駆動させるMOSFETと同じ素子を使用してもかまわないが、発振をスタートさせる際に使用するだけなので、より小型で安価なMOSFETを使用してもかまわない。
起動用のMOSFETのゲート駆動回路は、例えば２台のMOSFETドライバを使用し、１台目のMOSFETドライバは、例えば１０周期分のパルスを生成し、２台目のMOSFETドライバは１台目のMOSFETドライバの出力から半周期遅らせてパルスを生成する。２台のMOSFETドライバの出力間には、ゲート駆動用のトランスの１次巻き線を接続し、２次巻き線はコンデンサと並列に、起動用のMOSFETのゲート‐ソース間に接続する。例えば、MOSFETドライバのパルスの周波数とLCR直列共振回路３０の共振周波数ωに１％の誤差があると１５周期分で１５％の誤差となり、発振をスタートさせる際に使用するだけなら許容される程度である。プラズマの状態変化によりLCR直列共振回路３０の共振周波数ωが６％程度変化すると１０周期で６０％の誤差となり、位相の変化は大きすぎる。したがって、MOSFETドライバのパルスの周波数は、プラズマが点灯していない場合のLCR直列共振回路３０の共振周波数ωから約１％以内の誤差で一致するように設定される。あるいは、LCR直列共振回路３０で自励発振が開始するまで、MOSFETドライバのパルスの周波数を、共振周波数ωの周辺で少しずつ変化させるようにしても良い。
自励発振が開始した後は、イグナイタ回路でプラズマを点火したり、プラズマが加熱されて誘導コイルのインピーダンスが変化しても、発振は自動的に維持される。
LCR直列共振回路３０の電流I0は、ハーフブリッジ駆動回路１０の電圧V1に比例するため、プラズマへの投入電力を制御するためには、誘導コイルの抵抗成分３２に発生する電圧V0に比例するハーフブリッジ駆動回路１０の電流I1を制御する。具体的にはハーフブリッジ駆動回路１０の電圧V1と電流I1の積が一定になるように、ハーフブリッジ駆動回路１０の電圧V1を制御する。発振はフィードバック回路によって安定に維持されているため、電力制御回路の応答速度は、特に高速である必要はない。また、発振を停止する時には、ハーフブリッジ駆動回路１０の電圧V1を十分に低くすることにより、LCR直列共振回路３０の電流I0を小さくする。フィードバック駆動のMOSFETのゲート電圧がスレッショールド電圧を超えなくなると、MOSFETがON状態に切り替わることができなくなり、発振は停止する。
上述したように、本発明に係る高周波電源によれば、定電流変換回路によって、プラズマが突然消えた場合などに生じる誘導コイルの急激な抵抗値の変化やインダクタンス値の変化に対して、ハーフブリッジ駆動回路の出力電流が過大となるのを、制御回路の関与なしに自動的に回避する。また、並列コンデンサを使用したフィードバック回路によって、ハーフブリッジ駆動回路のMOSFETのゲート電圧に過電圧を発生することなく一定の電圧に保ち、安定な発振を維持することができる。高速な応答が要求される制御回路を使用しないため、安価に簡単で安全な高周波電源を構成することが可能となる。
本発明に係る高周波電源の一実施例。 T型定電流変換回路を用いた本発明の高周波電源の構成例。 π型定電流変換回路を用いた本発明の高周波電源の構成例。 起動用ゲートドライバ回路の一実施例。 本発明に係る高周波電源の別の実施例。
以下、本発明に係る高周波電源の一例として、誘導結合プラズマ（ICP）発光分析装置に使用される高周波電源装置について説明する。
図１はこのICP発光分析装置の高周波電源である。誘導コイル５１に高周波電流を流し、通常は誘導コイル５１内部に同軸に配置されたプラズマトーチ５０にプラズマを発生させる。誘導コイルの中点にはチョークコイル５２が接続され、DCバイアス電圧Vbiasが印加されている。誘導コイル５１の両端には、値の等しい二つのコンデンサ３５、３６が、誘導コイル５１と直列に配置される。また、さらに直列にフィードバック用トランスの１次コイル１７、１８が配置される。これら直列に接続された誘導コイル５１、コンデンサ３５、３６とフィードバック用トランスの１次コイル１７、１８に直列に、定電流変換回路のコンデンサ４２が接続されて第２のループが形成される。定電流変換回路のコンデンサ４２とハーフブリッジ駆動回路１０の間には、定電流変換回路のインダクタ４１を接続し、第１のループが形成される。
ハーフブリッジ駆動回路１０の出力端子間には、駆動用MOSFET１２が接続される。駆動用MOSFET１２のドレイン電極には、もう一つの駆動用MOSFET１１のソース電極が接続される。駆動用MOSFET１１のドレイン電極と駆動用MOSFET１２のソース電極の間には、バイパスコンデンサ８０とDC電源９０が接続される。
駆動用MOSFET１１、１２のゲート‐ソース間にはそれぞれコンデンサ１３、１４と、フィードバック用トランスの２次コイル１５、１６が配置される。フィードバック用トランスの２次コイル１５、１６は、それぞれフィードバック用トランスの１次コイル１７、１８と結合している。
ハーフブリッジ駆動回路１０には、駆動用MOSFET１１、１２により構成される駆動用回路と並列に、起動用MOSFET６１、６２により構成される起動用回路が接続される。駆動用回路と同様に、起動用MOSFET６１、６２のゲート‐ソース間にはそれぞれコンデンサ６３、６４と、起動用トランスの２次コイル６５、６６が、配置される。起動用トランスの２次コイル６５、６６に対応する１次コイルは、起動用ゲートドライバ回路７０内部に配置される。
以下に、図１の高周波電源の回路について、より詳細な説明を加える。図１に使用されている定電流変換回路は、図２のT型定電流変換回路に相当する。インダクタ４１は、リアクタンス素子２１に対応し、コンデンサ４２はリアクタンス素子２２に対応する。リアクタンス素子２３はリアクタンス素子３３と結合されてコンデンサとなり、このコンデンサがさらに二つのコンデンサ３５、３６に分割されて、それぞれ誘導コイル５１の両端に接続されている。LCR直列共振回路を流れる高周波電流により誘導コイル５１の両端に発生する高電圧は、コンデンサ３５、３６により正負対称に分割される。このため、プラズマトーチ内部に生成され、誘導コイルと静電結合されたプラズマのポテンシャルは、両端からの影響がキャンセルされて安定になる。誘導コイル５１にはチョークコイル５２を介してDCバイアス電圧Vbiasが与えられる。チョークコイル５２は、高周波を十分に遮断することができれば、誘導コイル５１の中点でなく、どちらかの一端に接続されてもかまわない。また、チョークコイル５２の代わりに抵抗を使用してもかまわない。
また、フィードバック用トランスの１次コイル１７、１８は、コンデンサ４２の右側の第２のループの任意の位置に配置してもかまわない。但し通常は、高電圧が発生する誘導コイル５１とコンデンサ３５、３６を避けて配置される。
このように、T型定電流変換回路を使用した場合には、図２において直列に接続されている定電流変換回路２０とLCR直列共振回路３０のリアクタンス素子群は、結合や分割により、任意の位置に配置される。図２においてリアクタンス素子群２２、２３、３３、３１のリアクタンス値の和がゼロとなるように、コンデンサ４２とその右側の素子群で形成される第２のループにおいて、リアクタンス値の合計がゼロになるようにLCR共振回路３０の共振周波数ωが決定される。但し、フィードバック用トランスの１次コイル１７、１８は、それぞれに結合した２次コイル１５、１６によって、それぞれコンデンサ１３、１４とMOSFET１１、１２のゲート‐ソース間容量の和からなるコンデンサと等価である。
インダクタ４１は、複数のリアクタンス素子に分割されてもかまわなし、また、コンデンサ４２とハーフブリッジ駆動回路１０の間の任意の位置に配置してもかまわない。さらに、インダクタ４１とコンデンサ４２は、それぞれコンデンサとインダクタにしてもかまわない。図２においてリアクタンス素子群２１、２２のリアクタンス値の和がゼロとなるように、インダクタ４１とコンデンサ４２からなる第１のループにおいても、LCR直列共振回路３０の共振周波数ωでのリアクタンス値の合計がゼロになるように素子群のリアクタンス値は選定される。
フィードバック用トランスの１次コイル１７、１８は、駆動用MOSFET１１、１２を交互にON状態とするように、逆極性に接続される。
バイパスコンデンサ８０は、ハーフブリッジ駆動回路１０が出力する駆動電流を供給し、負荷のインピーダンスが急激に変化しても、DC電源９０が応答するまでの間一定のDC電圧を維持するのに十分な容量を備える。
DC電源９０は、ハーフブリッジ駆動回路１０のDC電圧を設定し、誘導コイル５１を流れる高周波電流I0を決定する。プラズマの状態が変化したときに、誘導コイル５１の抵抗成分R0が変化すると、プラズマでの損失が変化し、ハーフブリッジ駆動回路１０の出力電流I1が変化し、DC電源９０の出力電流も変化する。DC電源９０には、プラズマでの損失を一定にするべく、DC電圧と出力電流の積があらかじめ設定された電力値と一致するように、DC電圧を変化させて制御する機構が組み込まれる。あるいは、このような制御回路を別途設けて制御してもかまわない。
図４は、起動用ゲートドライバ回路７０の構成の一例である。二つのMOSFETドライバ７１、７２が設置され、その出力端子の間に起動用トランスの１次コイル６７、６８が、逆向きに接続され、起動用MOSFET６１、６２を交互にON状態とする。図示していない制御回路は、プラズマが点火していない状態でのLCR共振回路の共振周波数ωの周期で、一方のMOSFETドライバ７１を、たとえば１５周期の間、ON状態とOFF状態を切り替える。もう一方のMOSFETドライバ７２は、MOSFETドライバ７１よりも半周期遅れて同様の出力を生成する。これにより、起動用トランスの１次コイル６７、６８には正負のパルスが１５周期の間発生し、起動用MOSFET６１、６２をドライブする。起動用ゲートドライバ回路７０の周波数は、あらかじめプラズマが点火していない状態でのLCR直列共振回路の共振周波数ωの周期に設定されているので、起動用MOSFET６１、６２をドライブしている１５周期の間に、起動用MOSFET６１、６２のON-OFFのタイミングと、フィードバックにより駆動される駆動用MOSFET１１、１２のON-OFFのタイミングに、大きなズレが発生することはない。
次に、LCR直列共振回路の発振開始から停止に至るまでの一連の操作について説明する。プラズマを生成する前に、まず、LCR共振回路の発振を開始する必要がある。発振していない状態では、駆動用MOSFET１１、１２のゲート‐ソース間には電圧が発生しないため、別途設けられた起動用ゲートドライバ回路７０を使用して、起動用MOSFET６１、６２をドライブする。起動用MOSFET６１、６２がハーフブリッジ駆動回路１０の出力端子の駆動を始めると、５～１０周期程度でLCR直列共振回路の高周波電流が所定の値に達する。この時、駆動用MOSFET１１、１２のゲート‐ソース間には十分なフィードバック電圧が発生しており、起動用ゲートドライバ回路７０による起動用MOSFET６１、６２のドライブを停止しても、持続的に発振を維持することができる。この時、誘導コイル５１の抵抗成分R0は最小の値である。回路素子やパターンなどによる表皮抵抗などが中心で、約０．３Ω程度の抵抗値となる。
LCR直列共振回路で発振が維持されている時に、プラズマトーチ５０に近接して配置された図示していないイグナイタ電極に高電圧を発生させて、プラズマトーチ５０内部に荷電粒子を発生させる。アルゴンなどのプラズマガスを適当な条件に保つと、誘導コイル５１により発生する電磁場により荷電粒子は加速され、さらなる電離を引き起こす。やがて、荷電粒子の密度が増加してプラズマ状態へと移行し、プラズマトーチ５０にプラズマが形成される。このようにして、プラズマの点火が完了すると、プラズマの加熱により失われたエネルギーは、等価的に誘導コイルの抵抗分R0の増加として現れる。
プラズマの点火の前には、DC電源９０のDC電圧をプラズマが点火した後の高周波電流I0の予測値に基づいて設定しおいても良いし、点火を高速にするために、高めの高周波電流I0を基準に設定しておいても良い。DC電源９０の出力電流が増加して、プラズマの点火を確認した後は、DC電源９０の制御はDC電圧と出力電流の積を一定にするモードに切り替わる。誘導コイル５１の抵抗成分R0がプラズマの状態変化に応じてゆっくりと変化するのに対応して、DC電源９０のDC電圧は、プラズマへの投入電力が常に一定となるように適当な値に制御される。
プラズマへの投入電力を変化させる場合には、DC電源９０の制御パラメータを所望の電力値に変更すれば、自動的にDC電圧が制御されて、プラズマへの投入電力は目標の電力値に変更される。
プラズマを停止するためには、LCR直列共振回路の発振を停止する。DC電源９０のDC電圧をゼロまたは十分に低い値に設定すれば、誘導コイル５１に流れる高周波電流はこれに比例して減少し、駆動用MOSFET１１、１２のゲート‐ソース間に、MOSFETをON状態に切り替えるのに十分なフィードバック電圧が発生しなくなり、LCR直列共振回路の発振が停止する。よって、誘導コイル５１によるエネルギーの供給が無くなり、プラズマは速やかに停止する。
次に、図３の構成に基づくπ型定電流変換回路を使用した場合の高周波電源の実施例を、図５に示す。図１及び図３に対応する部品には同じ数字を使用している。π型定電流変換回路２７は、二つのインダクタ４３、４５とコンデンサ４４より構成される。もちろん、インダクタとコンデンサを入れ替えてもかまわない。LCR直列共振回路３０は誘導コイル５１と一つのコンデンサ３７で構成される。この実施例においては、DCバイアス回路は不要である。また、フィードバック用トランスの１次コイル１７を別の配置例で示した。
図１や図５のように見かけ上異なる回路であっても、ある共振周波数ωでリアクタンス値の和がゼロとなって共振条件が成立する第２のループを構成するLCR直列共振回路３０を、この共振周波数ωでT型定電流変換回路２０もしくはπ型定電流変換回路２７となる定電流変換回路を用いて、ハーフブリッジ駆動回路１０に接続する、という構成は共通である。
全てのリアクタンス素子は、等価変換により結合や分割などの変換操作を行ってもかまわない。
また、定電流変換回路の入力端子を、１台のハーフブリッジ駆動回路に接続する代わりに、逆の位相で動作する２台のハーフブリッジ駆動回路に接続してフルブリッジ回路の構成にしても動作原理は同じである。
以上の結果から、上記高周波電源の実施例においては、定電流変換回路によって、プラズマが突然消えた場合などに生じる誘導コイルの急激な抵抗値の変化やインダクタンス値の変化に対して、ハーフブリッジ駆動回路の過電流を、制御回路の関与なしに自動的に回避する。また、フィードバック用トランスの２次コイルと並列にコンデンサを配置したフィードバック回路によって、ハーフブリッジ駆動回路のMOSFETのゲート電圧に過電圧を発生することがなく、安定な発振を維持することができる。
これにより、高速な応答が要求される制御回路を使用しないため、安価に簡単で安全な高周波電源を構成することが可能となる。
　上記実施例は本発明の単に一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変更や修正したものも本発明に包含されることは明らかである。
１０…ハーフブリッジ駆動回路
１１、１２…駆動用MOSFET
１３、１４…コンデンサ
１５、１６…フィードバック用トランスの２次コイル
１７、１８…フィードバック用トランスの１次コイル
２０…T型定電流変換回路
２１、２２、２３…リアクタンス素子
２４、２５、２６…リアクタンス素子
２７…π型定電流変換回路
３０…LCR直列共振回路
３１…誘導コイルのインダクタンス成分
３２…誘導コイルの抵抗成分
３３…容量素子
３５、３６、３７…コンデンサ
４１、４３、４５…インダクタ
４２、４４…コンデンサ
５０…プラズマトーチ
５１…誘導コイル
５２…チョークコイル
６１、６２…起動用MOSFET
６３、６４…コンデンサ
６５、６６…起動用トランスの２次コイル
６７、６８…起動用トランスの１次コイル
７０…起動用ゲートドライバ回路
７１、７２…MOSFETドライバ
８０…バイパスコンデンサ
９０…DC電源

Claims (10)

  1. 直流電圧源と、一つ以上のハーフブリッジ駆動回路と、定電流変換回路と、直列共振回路とから構成される高周波電源において、
    前記直流電圧源は、前記ハーフブリッジ駆動回路の電圧を制御し、
    前記ハーフブリッジ駆動回路は、少なくとも一対の半導体スイッチング素子を有し、それぞれの前記半導体スイッチング素子の制御端子には交互にON状態とOFF状態を切り替えるために、トランスの２次巻き線が接続され、
    前記直列共振回路は、誘導コイルと少なくとも一つのコンデンサと前記トランスの１次巻き線が直列に接続され、特定の共振周波数ωにおいてリアクタンスの総和はゼロとなり、
    前記定電流変換回路は、前記共振周波数ωにおいてT型定電流変換回路もしくはπ型定電流変換回路であることを特徴とする高周波電源。
  2. 前記T型定電流変換回路は、前記共振周波数ωにおいて、中央のリアクタンス素子を含んで入力端子側に形成されるループのリアクタンスの総和がゼロとなり、さらに、前記中央のリアクタンス素子を含んで出力端子側に形成されるループのリアクタンスの総和がゼロとなることを特徴とする請求項１に記載された高周波電源。
  3. 前記π型定電流変換回路は、前記共振周波数ωにおいて、中央のリアクタンス素子を含んで入力端子側に形成されるループのリアクタンスの総和がゼロとなり、さらに、前記中央のリアクタンス素子を含んで出力端子側に形成されるループのリアクタンスの総和がゼロとなることを特徴とする請求項１に記載された高周波電源。
  4. 前記半導体スイッチング素子の制御端子には前記トランスの２次巻き線と並列にコンデンサが接続されることを特徴とする請求項１に記載された高周波電源。
  5. 前記半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする請求項１に記載された高周波電源。
  6. 前記直流電圧源は電流と電圧の積を一定に制御する機構を有することを特徴とする請求項１に記載された高周波電源。
  7. 直流電圧源と、ハーフブリッジ駆動回路を有する高周波電源において、
    前記直流電圧源は、前記ハーフブリッジ駆動回路の電圧を制御し、
    前記ハーフブリッジ駆動回路は、少なくとも一対の半導体スイッチング素子を有し、それぞれの前記半導体スイッチング素子の制御端子には交互にON状態とOFF状態を切り替えるために、トランスの２次巻き線が接続され、
    前記ハーフブリッジ駆動回路の出力端子には、複数のリアクタンス素子からなる第1のループが形成され、
    前記複数のリアクタンス素子の一部分と、誘導コイルと、少なくとも一つのコンデンサと、前記トランスの１次巻き線とが直列に接続されて第２のループが形成され、
    特定の共振周波数ωにおいて前記第２のループのリアクタンスの総和はゼロとなり、さらに、前記共振周波数ωにおいて前記第１のループのリアクタンスの総和はゼロとなることを特徴とする高周波電源。
  8. 前記半導体スイッチング素子の制御端子には前記トランスの２次巻き線と並列にコンデンサが接続されることを特徴とする請求項７に記載された高周波電源。
  9. 前記半導体スイッチング素子はMOSFETであることを特徴とする請求項７に記載された高周波電源。
  10. 前記直流電圧源は電流と電圧の積を一定に制御する機構を有することを特徴とする請求項７に記載された高周波電源。
     
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