WO2005109713A1 - Ofdm受信装置及びofdm受信方法 - Google Patents

Ofdm受信装置及びofdm受信方法 Download PDF

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WO2005109713A1
WO2005109713A1 PCT/JP2005/008615 JP2005008615W WO2005109713A1 WO 2005109713 A1 WO2005109713 A1 WO 2005109713A1 JP 2005008615 W JP2005008615 W JP 2005008615W WO 2005109713 A1 WO2005109713 A1 WO 2005109713A1
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WO
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ofdm
unit
modulation scheme
ofdm signal
signal
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PCT/JP2005/008615
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English (en)
French (fr)
Inventor
Takaya Hayashi
Tomohiko Taniguchi
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Publication date
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier

Definitions

  • the present invention relates to orthogonal frequency division multiplexing (OFDM).
  • the present invention relates to an apparatus and a method for receiving a signal that is digitally modulated and transmitted by a multiplexing method or the like.
  • OFDM is used as a transmission system for digital terrestrial broadcasting in Europe and Japan, and for wireless LAN and the like.
  • the OFDM scheme is a transmission scheme that modulates and demodulates data by allocating data to a plurality of carriers that are orthogonal to each other.
  • the transmitting side performs an inverse fast Fourier transform (IFFT) process, and the receiving side performs a fast Fourier transform.
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • FFT Fast Fourier transform
  • Any modulation scheme can be used for each carrier, and modulation schemes such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) can also be selected.
  • modulation schemes such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) can also be selected.
  • FIG. 3 is a spectrum diagram of a transmission signal specified in ISDB-T. Each segment has a bandwidth obtained by dividing the transmission bandwidth of one channel of television broadcasting into 14 equal parts, and is composed of a plurality of carriers.
  • one or a plurality of segments constitute one layer, and for each layer, a modulation method (for example, QPSK, 16QAM, or 64QAM) and a coding rate of an inner code (for example, 1/2, 2 Transmission parameters such as / 3 or 3Z4) can be set.
  • a modulation method for example, QPSK, 16QAM, or 64QAM
  • a coding rate of an inner code for example, 1/2, 2 Transmission parameters such as / 3 or 3Z4
  • the maximum number of layers that can be transmitted simultaneously is 3 (layers A, B, and C), and the partial receiver described later is also counted as one layer.
  • ISDB-T performs interleaving on the frequency axis (frequency interleaving) and interleaving on the time axis (time interleaving) in order to reduce the influence of disturbance on the transmission path.
  • FIG. 25 is a schematic diagram illustrating a state of frequency interleaving of an OFDM signal when performing single-layer transmission.
  • FIG. 25 shows a case where only the A layer (the modulation scheme is 64QAM) is transmitted.
  • the modulation scheme is 64QAM
  • carriers belonging to all 13 segments are interleaved with each other so as to cross the entire transmission band.
  • FIG. 26 is a schematic diagram illustrating a state of frequency interleaving of an OFDM signal when performing two-layer transmission for partial reception.
  • FIG. 26 shows a case where an A layer for partial reception (modulation scheme is QPSK) and a B layer for non-partial reception (modulation scheme is 64QAM) are transmitted.
  • the A layer consists of only the segment with segment number 0 in the center of the transmission band, and frequency interleaving can be performed within that segment. .
  • the carrier belonging to the center segment is not replaced with the carrier of the other segment. Therefore, it is possible to receive a part of the service with a receiver that can receive only the central segment, that is, "partial reception".
  • the layer for partial reception is referred to as a partial receiver.
  • the processing of frequency interleaving greatly differs depending on the structure and content of the hierarchy and the presence / absence of a partial receiver. For this reason, in order to perform frequency interleaving on the received OFDM signal, it is necessary to change the processing depending on whether or not the partial receiver is transmitting power. In addition, in order to perform error correction on a received OFDM signal, it is necessary to identify a modulation method of a demodulated carrier when performing soft decision (demapping) on transmitted data.
  • TMCC Transmission and Transmission
  • the TMCC information includes transmission parameters for each layer, such as a modulation scheme, a coding rate, a time interleave length, and the number of segments, which are necessary for demodulation and error correction processing in the receiving apparatus, and a flag indicating the presence or absence of a partial receiving unit.
  • the TMCC information is inserted into a predetermined carrier of the OFDM signal (hereinafter, referred to as a TMCC carrier) at a predetermined symbol timing, and the insertion position is known at the receiving side. It is possible to acquire various types of information according to.
  • one frame is configured with 204 symbols as one cycle.
  • the TMCC information has 204 bits and is transmitted by the TMCC carrier at a rate of one bit per symbol. For example, information indicating the presence or absence of a partial reception unit, that is, a partial reception flag is transmitted by a TMCC carrier in the symbol of symbol number 27!
  • the modulation scheme information of each layer the symbol numbers 28 to 30 for layer A, the symbol numbers 41 to 43 for layer B, and the symbol numbers 54 to 56 for layer C, depending on the TMCC carrier. Transmitted.
  • a channel selection operation and the like are performed, and demodulation and error correction are performed from the start of reception of the selected OFDM signal, so that video, audio, and the like are output. Focus on the time required for output.
  • FIG. 27 is an explanatory diagram of the acquisition timing of TMCC information.
  • the receiving apparatus starts the receiving operation at time to, subsequently performs input level adjustment and frequency synchronization of the received signal, and starts acquiring TMCC information at time tl. It is also assumed that the acquisition of all 204 bits of TMCC information has been completed at time t2. After completing the acquisition of the partial reception flag, the receiver recognizes the segment structure of the OFDM signal based on this, performs frequency interleaving and time interleaving, and further performs processing such as demapping and error correction. It will be performed sequentially.
  • the time A ta is the time required for transmission of 204 symbols. This time is about 257msec for Mode3 and 1Z4 guard ratio specified in ISDB-T.
  • the time from the start to the completion of the TMCC information acquisition operation required to identify the modulation scheme of the A layer is when the acquisition of TMCC information is started with symbol number 31 and the acquisition is completed with symbol number 30. This is the maximum, and it takes about 257 msec (in the case of Mode 3, guard ratio lZ4) to transmit 204 symbols (the same time is required for layers B and C).
  • TMCC information necessary for demodulation and error correction processing such as a partial reception flag, a carrier modulation scheme, and a time interleave length, is stored in a memory, and is stored in the memory every time a reception operation is started.
  • OFDM receiver that reads TMCC information and performs demodulation and error correction based on the read TMCC information.
  • Such an OFDM receiver is disclosed, for example, in Patent Document 1 below.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-292121
  • the time required from the start of the TMCC information acquisition to the completion of the acquisition of the power reception flag or the information of the carrier modulation method is determined by the start of the frequency interleaving process or the start of the soft decision process. This can lead to delays. This has a significant effect on the time required for the receiving device to start receiving operation and output force video, audio, and the like.
  • the contents of transmission control information such as the layer configuration and modulation scheme of the OFDM signal are arbitrarily set by the broadcasting station on the transmitting side, and are set according to the broadcast time.
  • the contents may be changed. That is, when reading and using the TMCC information stored in the memory, the content of the TMCC information stored in the memory may be different from the content of the latest TMCC information of the actually received OFDM signal. There is. If the demodulation and error correction processing is not performed based on the contents of the TMCC information, unnecessary delay time from the start of the reception operation to the output of the transmitted video, audio, etc. Will occur.
  • the present invention provides a method for transmitting a video and a sound after starting a reception operation for a transmitted signal.
  • An object of the present invention is to reduce the time until a voice or the like is output.
  • the present invention determines a modulation scheme of a carrier based on a signal point of a carrier such as a received OFDM signal, and performs processing for obtaining transmitted information according to the determined modulation scheme. It is configured to perform on the received OFDM signal and the like.
  • the present invention provides an OFDM (Orthogonal
  • An OFDM receiver for receiving a frequency division multiplexing (orthogonal frequency division multiplexing) signal, comprising: a fast Fourier transform unit that converts a received time-domain OFDM signal into a frequency-domain OFDM signal and outputs the OFDM signal; These equalizers perform waveform equalization on the OFDM signal, and output an OFDM signal after the waveform equalization; and an equalization section based on signal points of a plurality of carriers constituting the OFDM signal after the waveform equalization.
  • a modulation scheme estimating unit that estimates a modulation scheme of a carrier and outputs an obtained estimation result, and performs a process for obtaining transmitted information according to the estimation result with respect to the received OFDM signal. It is configured to perform the above.
  • the modulation scheme is estimated based on the signal points of the carriers constituting the received OFDM signal, and processing for obtaining the transmitted information is performed according to the estimated modulation scheme. Therefore, there is no need to wait for completion of reception of all transmission parameters (transmission control information) based on the received OFDM signal. Therefore, it is possible to greatly reduce the time from the start of the receiving operation to the output of the power video, audio, and the like.
  • a process for obtaining transmitted information can be performed at an early stage after the start of reception, and the time from the start of the reception operation to the output of video, audio, and the like can be increased. Can be shortened. Therefore, when a large number of stations are tuned in order, a video or the like can be obtained smoothly without waiting.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows a configuration example according to a first embodiment of the OFDM demodulation error correction unit in FIG. 1. It is a block diagram.
  • FIG. 3 is a spectrum diagram of a transmission signal defined in ISDB-T.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a modulation scheme estimating unit in FIG. 2.
  • FIG. 5 is a signal point arrangement diagram (constellation) at the time of transmission when the carrier modulation scheme is QPSK.
  • FIG. 6 is a signal point arrangement diagram at the time of transmission when the carrier modulation scheme is 16QAM.
  • FIG. 7 is a signal point arrangement diagram at the time of transmission when the carrier modulation scheme is 64QAM.
  • FIG. 8 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S1 when a carrier is modulated by the QPSK method.
  • FIG. 8 (b) is a diagram illustrating the existence range of the signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the QPSK method.
  • FIG. 8 (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • FIG. 9 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S1 when a carrier is modulated by 16QAM.
  • FIG. 9 (b) is a diagram illustrating an existing range of signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the 16QAM method.
  • (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • FIG. 10 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S1 when a carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 10 (b) is a diagram showing an existing range of signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 10 (c) is a diagram illustrating an average vector of actually received carriers.
  • FIG. 11 shows the average vectors AQ, A16, and AQ obtained by the average vector calculation unit 62 in FIG.
  • FIG. 12 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S2 when a carrier is modulated by 16QAM.
  • FIG. 12 (b) is a diagram illustrating an existing range of signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the 16QAM method.
  • FIG. 12 (c) is a diagram illustrating an average vector of actually received carriers.
  • Figure 13 shows the ideal signal when the carrier is modulated by 64QAM
  • FIG. 9 is a diagram showing points in an area S2.
  • FIG. 13 (b) is a diagram showing an existing range of signal points of a carrier actually received when the carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 13 (c) is a diagram illustrating an average vector of actually received carriers.
  • FIG. 14 is a diagram showing average vectors ⁇ 16 ′, A64 ′ ⁇ obtained by average vector calculation section 67 in FIG.
  • FIG. 15 is a flowchart showing a flow of processing in a modulation scheme determination unit in FIG.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation error correction unit according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation error correction unit according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation error correction unit according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation error correction unit according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation error correction unit according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation error correction unit according to a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a timing chart showing the relationship between the acquisition status of TMCC information and the timing of canceling time interleaving when time interleaving is started after acquisition of TMCC information is completed.
  • FIG. 23 is a timing chart showing the relationship between the acquisition status of TMCC information and the timing of releasing time interleaving when time interleaving is started without waiting for completion of TMCC information acquisition. .
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the interleaved portion in FIG. 21.
  • FIG. 25 is a schematic diagram showing a state of frequency interleaving of an OFDM signal when performing single-layer transmission.
  • FIG. 26 is a schematic diagram showing a state of frequency interleaving of an OFDM signal when performing two-layer transmission for partial reception.
  • FIG. 27 is an explanatory diagram of the acquisition timing of TMCC information.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the OFDM receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • the OFDM receiving apparatus of FIG. 1 includes a tuner 2, an OFDM demodulation error correction unit 4, an information source decoding unit 6, and an output unit 8.
  • the antenna 1 receives an OFDM signal in an RF (Radio Frequency) band and supplies the OFDM signal to the tuner 2.
  • Tuner 2 converts the RF band OFDM signal supplied from antenna 1 into an IF (Intermadiate Frequency) band OFDM signal, and
  • the OFDM demodulation error correction unit 4 performs demodulation and error correction on the OFDM signal in the IF band supplied from the tuner unit 2, restores the transmitted TS (Transport Stream), and outputs the restored TS as information. Output to source decoding section 6.
  • OFDM demodulation error correction unit 4 Estimate the modulation scheme and perform processing (such as frequency dinterleaving or demapping) to obtain transmitted information according to the estimated modulation scheme.
  • the information source decoding unit 6 separates and expands information for the TS supplied from the OFDM demodulation error correction unit 4, generates transmitted video, audio, and other data, and generates the generated video and audio.
  • the audio data is output to the output unit 8, and other data is output to the outside of the OFDM receiver as needed.
  • the output unit 8 has a CRT (Cathode Ray Tube) and speed, displays the video on the CRT based on the video and audio data supplied from the information source decoding unit 6, and outputs the audio to the speaker. I do.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example according to the first embodiment of the OFDM demodulation error correction unit in FIG.
  • the OFDM demodulation error correction unit 4 in FIG. 2 includes a quadrature detection unit 14, an FFT unit (high-speed Fourier transform unit) 16, an equalization unit 18, a partial reception determination unit 20, a dinterleaving unit 30, A demapping section 42 and an error correction section 44 are provided.
  • the interleaving section 30 has a frequency deinterleaving section 32 and a time interleaving section 34.
  • the quadrature detection unit 14 converts the OFDM signal in the IF band supplied from the tuner 2 into a baseband signal.
  • the FFT unit 16 converts the baseband OFDM signal, which is a signal in the time domain, into a frequency domain OFDM signal by performing a Fourier transform, and outputs the OFDM signal to the equalization unit 18.
  • the converted OFDM signal in the frequency domain indicates the phase and amplitude of each carrier.
  • Each carrier is represented by a vector called a constellation, which has an independent component in the I-axis direction and a component in the Q-axis direction.
  • Equalization section 18 performs compensation (waveform equalization) on the OFDM signal in the frequency domain on the transmission path for the OFDM signal, and converts the OFDM signal after the waveform equalization to partial reception determination section 20 and frequency Output to the deinterleave section 32.
  • the partial reception determining unit 20 determines whether or not information for partial reception is being transmitted based on the OFDM signal after the waveform equalization supplied from the equalizing unit 18, in other words, the power at which the partial receiving unit exists. It determines whether or not it is, and outputs the determination result to the frequency deinterleaving section 32.
  • Dinterleaving section 30 deinterleaves (deinterleaves) the received OFDM signal.
  • the frequency interleaving section 32 outputs the output of the equalizing section 18 to the output of the equalizing section 18 in a method suitable for each of the cases where there is a partial receiving section and when the partial receiving section is based on the determination result supplied from the partial receiving determining section 20.
  • the frequency interleaving is canceled (frequency deinterleaving), and the frequency-interleaved OFDM signal is output to the time interleaving section 34.
  • the time interleaving section 34 performs time interleaving (time interleaving) on the frequency-interleaved OFDM signal supplied from the frequency interleaving section 32 and performs time interleaving.
  • the obtained OFDM signal is output to the demapping section 42.
  • Demapping section 42 performs soft decision (demapping) on the time-interleaved OFDM signal supplied from time deinterleaving section 34 according to the modulation scheme of each carrier to obtain soft decision metric data. Is calculated, and the obtained soft decision metric data is output to the error correction unit 44.
  • the error correction unit 44 performs error correction on the soft decision metric data supplied from the demapping unit 42 by Viterbi decoding, Reed-Solomon decoding, or the like, and restores the transmitted TS.
  • the TS restored by the error correction unit 44 becomes an output of the OFDM demodulation error correction unit 4.
  • FIG. 3 is a spectrum diagram of a transmission signal defined in ISDB-T.
  • An OFDM signal in ISDB-T has 13 segments arranged as shown in FIG. 3, and each segment includes a plurality of carriers.
  • the segment with segment number 0 is referred to as “central segment”, and the segments with segment numbers 1 to 12 are referred to as “non-central segment”.
  • the central segment constitutes one layer and the non-central segment constitutes another layer. If the segment for partial reception is not transmitted, for example, all 13 segments constitute one layer.
  • ISDB-T One major feature of ISDB-T is hierarchical transmission in which 13 segments are divided into a plurality of layers and transmitted. Modulation schemes with different properties of error resilience for each layer. By selecting error correction capability or the amount of information to be transmitted, it is possible to simultaneously enjoy different reception formats such as fixed reception, mobile reception, and reception by a portable receiver. Broadcasting service Screws are feasible. For example, consider a service that transmits all segments to the same layer, uses a high modulation scheme, and uses 64QAM that can secure transmission capacity, and transmits it to a fixed receiver that can receive high-definition programs. Have been.
  • the modulation scheme of the partial receiver is considered to be QPSK (or 16QAM), which has relatively high resistance to disturbance in the transmission path, and 64QAM, which can secure a high transmission capacity in the remaining 12 segments. I have.
  • partial reception determining section 20 in FIG. 2 estimates the modulation scheme of these carriers based on the OFDM signal after the waveform equalization supplied from equalizing section 18 and obtains the obtained estimation result. Based on the above, if the modulation scheme power of multiple carriers belonging to the central segment is QPSK or 16QAM, it is determined as ⁇ with partial receiver '', and if it is another modulation scheme, for example, 64QAM, ⁇ without partial receiver ''. judge. Then, frequency interleaving section 32 performs frequency interleaving processing according to the determination result by partial reception determining section 20.
  • the frequency interleaving unit 32 assumes that the input OFDM signal power ⁇ two-layer transmission with partial reception ”, and the central segment And frequency deinterleaving are performed independently in the non-center segment. If it is determined that the partial receiver does not exist, the frequency interleaving unit 32 assumes that the input OFDM signal is “single-layer transmission”, and transmits the center segment and the non-center segment. And perform frequency dinterleaving.
  • the partial reception determination unit 20 includes a segment extraction unit 22, a modulation scheme estimation unit 24, and a determination unit 26.
  • the segment extraction unit 22 extracts a carrier belonging to the center segment from the OFDM signal after the waveform equalization supplied from the equalization unit 18 and outputs the carrier to the modulation scheme estimation unit 24.
  • the modulation scheme estimating unit 24 receives the central cells supplied from the segment extracting unit 22. For the carriers belonging to the segment, the modulation scheme is estimated, and the estimation result is output to the determination unit 26.
  • determination section 26 determines the presence or absence of a partial reception hierarchy according to the modulation scheme of the carrier belonging to the central segment. That is, if the estimation result of the modulation scheme of the carrier belonging to the center segment is QPSK or 16QAM, it is determined that there is a partial reception unit, and if the estimation result is 64QAM, the No copy is determined. The determination unit 26 outputs the determination result to the frequency dinterleaving unit 32.
  • the modulation scheme estimating unit 24 will be described in detail.
  • a description will be given assuming that the modulation scheme of the received OFDM signal is modulated by one of QPSK, 16QAM, and 64QAM.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the modulation scheme estimating unit 24 in FIG.
  • the modulation scheme estimating section 24 includes an absolute value calculating section 52, a QPSK area determining section 61, average vector calculating sections 62, 67, power calculating sections 63, 68, threshold comparing sections 64, 69, and a 16QAM area.
  • a determination section 66 and a modulation scheme determination section 58 are provided.
  • Absolute value calculating section 52 calculates the absolute value IILIQI (where I * I of *) of the OFDM signal after waveform equalization supplied to modulation scheme estimating section 24, for each of the I-axis and Q-axis components.
  • the absolute value IILIQI is calculated, and the calculated absolute value IILIQI is output to the QPSK area determination section 61, the average vector calculation sections 62 and 67, and the 16QAM area determination section 66.
  • the QPSK region determination unit 61 determines, for each carrier, whether the absolute values
  • the average vector calculation unit 62 calculates the average values ave (
  • Ave (*) indicates the average value of *
  • ) in the I-axis component and the Q-axis component, respectively, are the average vector And outputs the result to the power calculation unit 63.
  • the power calculator 63 calculates a sum of squares (ave (III)) 2 + (ave (
  • the power value is output to the threshold comparing unit 64. That is, the power calculation unit 63 calculates the square of the amplitude of the average vector.
  • Threshold comparing section 64 compares the power value supplied from power calculating section 63 with a predetermined threshold, and outputs the comparison result to modulation scheme determining section 58.
  • the 16QAM area determination unit 66 determines, for each carrier, the absolute value
  • the average vector calculation unit 67 calculates the average values ave (II
  • the power calculator 68 calculates a sum of squares (ave (
  • Threshold comparing section 69 compares the power value supplied from power calculating section 68 with a predetermined threshold, and outputs the comparison result to modulation scheme determining section 58.
  • modulation scheme determining section 58 determines whether the signal input to modulation scheme estimating section 24 is any one of QPSK, 16QAM, and 64QAM. Is determined, and a determination result is output. The determination result of the modulation scheme determination section 58 is the estimation result of the modulation scheme estimation section 24.
  • FIG. 5 is a signal point arrangement diagram (constellation) at the time of transmission when the carrier modulation method is QPSK.
  • FIG. 6 is a signal point arrangement diagram at the time of transmission when the carrier modulation method is 16QAM.
  • FIG. 7 is a signal point arrangement diagram at the time of transmission when the carrier modulation scheme is 64QAM.
  • FIG. 5 to FIG. 7 show, on the IQ coordinate plane, the signal point arrangement at the time of transmission for the modulation scheme used in ISDB-T. It is assumed that the signal point arrangements in FIGS. 5 to 7 are normalized so that the average power of the carrier is 1.
  • the modulation scheme estimating section 24 attempts to estimate the modulation scheme from the OFDM signal after waveform equalization, and the estimation accuracy increases as the number of carriers used for estimation in one symbol increases. And the time required for the estimation can be shortened. For this reason, the number of carriers used for estimation in each symbol should be as large as possible. Therefore, in order to handle more carriers with a limited circuit scale and operation scale, the symmetry of the constellation is used.
  • the absolute value calculation unit 52 obtains the absolute values III and IQI of the I-axis and Q-axis components of the signal points of each carrier, thereby obtaining the signal point force of the input carrier—any one on the Q plane.
  • the signal point is converted to a point in the region of 1 ⁇ 0 and Q ⁇ 0 even if it is at the position of.
  • the absolute value calculation section 52 outputs the obtained absolute value to the QPSK area determination section 61, the average vector calculation sections 62 and 67, and the 16QAM area determination section 66.
  • the QPSK area determination unit 61, the average vector calculation unit 62, the power calculation unit 63, and the threshold comparison unit 64 in Fig. 4 determine whether or not the carrier modulation scheme is QPSK.
  • the QPSK region determination unit 61 determines whether each component (I, Q) of the signal point of the carrier input to the modulation scheme estimation unit 24 satisfies the conditions of I ⁇ 1/2 and IQI ⁇ 1/2. I do. That is, it is determined whether or not the signal point of the carrier input from the absolute value calculation unit 52 is in the region Sl (the region of 0 ⁇ I ⁇ 1Z2 and 0 ⁇ Q ⁇ 1Z2) in FIGS.
  • the determination result is output to the average vector calculation unit 62.
  • the average vector calculation unit 62 performs the following processing in the QPSK region determination unit 61:
  • the average value ave (1 1 I) with respect to the absolute value 1 1 Liqi supplied from the absolute value calculator 52 calculates the ave (IQI) (at this time The average may be obtained over a plurality of symbols), and the calculated ave (III) and ave (IQI) are output to the power calculator 63.
  • the power calculator 63 calculates the sum of squares (ave (III)) 2 + (a ve (ICI)) 2 with respect to ave (III) and ave (ICI) supplied from the average vector calculator 62. , To the threshold comparing section 64.
  • FIG. 8 (a) is a diagram showing an ideal signal point in a region S1 when a carrier is modulated by the QPSK method.
  • FIG. 8 (b) is a diagram illustrating an existing range of signal points of a carrier actually received when the carrier is modulated by the QPSK method.
  • FIG. 8 (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • the signal point output from the absolute value calculation unit 24 is shifted by an ideal signal point (1Z2, 1Z2).
  • a vector connecting the origin O and a signal point in the case of the influence of disturbance is, for example, a vector RQ in FIG. 8 (b).
  • Signal points affected by such a disturbance are distributed in a fan-shaped area SQ centered on ideal signal points (1Z2, 1Z2).
  • the average vector calculation unit 62 obtains an average vector of each vector connecting the original point O and each signal point included in the area S1. The result is, for example, the vector AQ in Fig. 8 (c).
  • FIG. 9A is a diagram showing ideal signal points in a region S1 when a carrier is modulated by the 16QAM method.
  • FIG. 9 (b) is a diagram showing an existing range of signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the 16QAM method.
  • FIG. 9 (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • the signal points output from the absolute value calculation unit 52 deviate from ideal signal points (1Z10, 1Z10).
  • a vector connecting the origin O and a signal point in the case of being affected by a disturbance is, for example, a vector R16 in FIG. 9B.
  • Signal points affected by such disturbances are distributed in a region S16 centered on ideal signal points (1Z10, 1Z10).
  • the average vector calculation unit 62 obtains an average vector of each vector connecting the original point o and each signal point included in the area S1.
  • the result is, for example, a vector A16 in FIG. 9 (c).
  • the vector A16 is close to the vector connecting the origin O and the center of the area S1. This result is not significantly affected by the degree of disturbance, for example, the magnitude of CZN when the disturbance is noise.
  • FIG. 10 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S1 when a carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 10 (b) is a diagram illustrating an existing range of signal points of a carrier actually received when the carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 10 (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • a vector connecting the origin O and these signal points is like a vector T64 in FIG. 10 (a).
  • the signal points output from the absolute value calculation unit 52 are four ideal points, as in Figs. 8 (b) and 9 (b).
  • the signal point force is displaced.
  • a vector connecting the origin O and a signal point in the case of being affected by disturbance is, for example, a vector R64 in FIG. 10 (b).
  • the signal points affected by such a disturbance are distributed in a region S64 centered on each of the four ideal signal points.
  • the average vector calculation unit 62 obtains an average vector of each vector connecting the origin O and each signal point included in the area S1.
  • the result is, for example, a vector A64 in FIG. 10 (c).
  • the vector A64 is close to the vector connecting the origin O and the center of the area S1, as is the vector A16 in FIG. 9 (b). Become This result is not significantly affected by the degree of disturbance, for example, the magnitude of CZN when the disturbance is noise.
  • FIG. 11 is a diagram showing the average vectors AQ, A16, and A64 obtained by the average vector calculation unit 62 in FIG. A clear difference in the IQ plane between the average vector AQ when the carrier is modulated by QPSK and the average vector A16 or A64 when the carrier is modulated by 16QAM or 64QAM. It indicates that there is.
  • This difference is obtained by calculating the vector AQ, A16, A64 force
  • the position vector that originates from the starting point O (the end point of the position vector is the average value ave (
  • threshold comparing section 64 compares the power value output from power calculating section 63 with a predetermined threshold value, and when the power value exceeds the threshold value, modulates the modulation method of the input carrier. Judge as QPSK, otherwise, judge as not QPSK.
  • the threshold value used here is, for example, when the QPSK signal, the 16QAM signal, and the 64QAM signal are received under ideal conditions, the respective power values PAQ, PA16, and PA16 indicated by the average vectors AQ, A16, and A64.
  • PA64 the average value of PAQ and PA16 (PAQ + PA16) Z2 or the average value of PAQ and PA64 (PAQ + PA64) Z2
  • an appropriate value that can discriminate the vector A16 or A64 from the vector AQ may be selected as the threshold value even when there is a disturbance by a simulation, an experiment, or the like.
  • AWGN Additional White Gaussian Noise
  • 16QAM area determination section 66, average vector calculation section 67, power calculation section 68, and threshold value comparison section 69 in FIG. 4 determine whether the modulation scheme of the carrier is 16QAM or 64QAM. I do.
  • the 16QAM area determination unit 66 determines whether each component (I, Q) of the signal point of the carrier input to the modulation scheme estimation unit 24 satisfies the conditions of III ⁇ 1/10 and IQI ⁇ 1/10. judge. That is, the carrier input from the absolute value calculation unit 52 Is determined to be in the region S2 (region of 0 ⁇ I ⁇ lZ10 and 0 ⁇ Q ⁇ lZ10) in FIGS. 6 and 7, and the determination result is output to the average vector calculation unit 67. .
  • Average vector calculation section 67 uses 16QAM area determination section 66 for
  • ave (1 1 I) and ave (IQI) are calculated for 11 1 LIQI supplied from the absolute value calculation section 52 (at this time, The average may be obtained over a plurality of symbols), and the calculated ave (III) and ave (IQI) are output to the power calculation unit 68.
  • the power calculator 68 calculates the sum of squares (ave (III)) 2 + (a ve (ICI)) 2 with respect to ave (III) and ave (IQI) supplied from the average vector calculator 67. , To the threshold comparing section 69.
  • the processing up to this point is performed on the OFDM signal after the waveform equalization supplied to the modulation scheme estimating unit 24, using the vector representing the signal point (the position vector starting from the origin 0 (0, 0)).
  • the vector representing the signal point the position vector starting from the origin 0 (0, 0)
  • those whose end point satisfies the condition that exists in the region of III ⁇ 1/10 and IQI ⁇ 1/10 are determined, and their average vector (origin 0 (0, 0) as the starting point, (ave (
  • FIG. 12 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S2 when a carrier is modulated by the 16QAM method.
  • FIG. 12 (b) is a diagram showing an existing range of signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the 16QAM method.
  • FIG. 12 (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • the signal points output from the absolute value calculation unit 52 deviate from ideal signal points (1Z10, 1Z10).
  • a vector connecting the origin O and a signal point in the case of being affected by disturbance is, for example, a vector R16 'in FIG. 12 (b).
  • Signal points affected by such disturbances are ideal signal points (1Z It is distributed in a fan-shaped area S16 'centered at 10, 1Z 10).
  • the average vector calculation unit 67 obtains an average vector of vectors connecting the origin O and each signal point included in the area S2. The result is, for example, a vector A16 'in FIG. 12 (c).
  • FIG. 13 (a) is a diagram showing ideal signal points in a region S2 when a carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 13 (b) is a diagram illustrating an existing range of signal points of the actually received carrier when the carrier is modulated by the 64QAM method.
  • FIG. 13 (c) is a diagram showing an average vector of actually received carriers.
  • a vector connecting the origin O and the signal point in the case of the influence of disturbance is, for example, a vector R64 'in FIG. 13 (b).
  • the signal points affected by such a disturbance are distributed in a region S64 'centered on the ideal signal point (1ZI2, 1Z42).
  • the average vector calculation unit 67 obtains an average vector of each vector connecting the origin O and each signal point included in the area S2.
  • the result is, for example, a vector A64 'in FIG. 13 (c).
  • the vector A64 ' is close to the vector connecting the origin O and the center of the area S2. This result is not greatly affected by the degree of disturbance, for example, the magnitude of CZN when the disturbance is noise.
  • FIG. 14 is a diagram showing average vectors A16 ′ and A64 ′ obtained by average vector calculation section 67 in FIG. Note that there is a clear difference in the I-Q plane between the average vector A16 'when the carrier is modulated by 16QAM and the average vector A64' when the carrier is modulated by 64QAM. Is shown. The difference is that each vector A16 ', A64' is a position vector whose starting point is the origin O (the ending point of the position vector is the average value ave (III), ave (
  • threshold comparing section 69 compares the power value output from power calculating section 68 with a predetermined threshold value, and when the power value exceeds the threshold value, modulates the modulation method of the input carrier. Judge as 16QAM, otherwise judge as 64QAM.
  • the threshold value used here is determined, for example, by using the respective power values PA16 ', PA64, indicated by the average vectors A16', A64 'when a 16QAM signal and a 64QAM signal are received under ideal conditions. , PA16, and PA64, the average value (PA16, + PA64,) Z2! / ⁇ .
  • an appropriate value that can discriminate between the vector A16 'and the vector A64' may be selected as the threshold value even when there is a disturbance by a simulation, an experiment, or the like.
  • Threshold comparing section 69 outputs this determination result to modulation scheme determining section 58.
  • FIG. 15 is a flowchart showing a flow of processing in modulation scheme determining section 58 of FIG.
  • Modulation scheme determination section 58 determines the modulation scheme of the carrier input to modulation scheme estimation section 24 according to the flow shown in FIG.
  • step ST12 the modulation scheme determining section 58 first determines whether or not the carrier modulation scheme is QPSK based on the comparison result of the threshold comparing section 64.
  • the comparison result of the threshold value comparing section 64 indicates QPSK
  • the process proceeds to step ST14.
  • modulation scheme determining section 58 determines that the modulation scheme of the carrier input to modulation scheme estimating section 24 is QPSK.
  • step ST16 the modulation scheme determining section 58 determines whether the modulation scheme of the carrier is 16QAM based on the comparison result of the threshold comparing section 69. If the comparison result of threshold comparing section 69 indicates 16QAM, the process proceeds to step ST18. In step ST18, modulation scheme determining section 58 determines that the modulation scheme of the carrier input to modulation scheme estimating section 24 is 16QAM.
  • step ST20 modulation scheme determining section 58 determines that the modulation scheme of the carrier input to modulation scheme estimating section 24 is 64QAM. This modulation method determination unit 5 The determination result of 8 is output as the estimation result of the modulation scheme estimation unit 24.
  • the modulation scheme estimating unit 24 estimates the modulation scheme of the input (center segment) carrier, for example, before the waveform equalization result for about 20 symbols is input. be able to.
  • the modulation scheme estimating unit 24 has been described as an example in which the modulation scheme of the carrier is estimated to be any of QPSK, 16QAM, and 64QAM. It goes without saying that the same processing can be used to estimate whether or not other modulation schemes such as multilevel QAM are used.
  • the modulation scheme estimating section 24 estimates the magnitude of the average vector obtained by the average vector calculating sections 62 and 67 or the power level modulation scheme.
  • the end point coordinates of the average vector obtained by the average vector calculation units 62 and 67 that is, the average values ave (
  • the determination accuracy is ensured under certain reception conditions, and therefore, the process of acquiring the TMCC information (partial reception flag) regarding the presence or absence of the partial reception unit is omitted. It is also possible to reduce the number of circuits for this processing.
  • the frequency interleaving section 32 and the time interleaving section 34 have been described as being separate components, but deinterleaving is performed for each carrier. Therefore, these may be integrated to perform the interleaving. This point is the same in other embodiments described below.
  • the power calculators 63 and 68 may calculate the amplitude of the force average vector, and the threshold comparators 64 and 69 may compare the calculated average vector amplitude with a predetermined threshold.
  • the OFDM receiving apparatus of the present embodiment determines the presence or absence of a partial receiving unit without waiting for the acquisition of the partial receiving flag in the TMCC information. For this reason, the frequency interleaving process can be started early, so that the time from when the receiving device starts receiving and when the receiving device outputs video, audio, and the like can be shortened. [0101] (Second embodiment)
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation error correction unit 204 according to the second embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation error correction section 204 is used instead of the OFDM demodulation error correction section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation error correction unit 204 in FIG. 16 includes a partial reception determination unit 220 instead of the partial reception determination unit 20 in the OFDM demodulation error correction unit 4 in FIG.
  • the other components are the same as those described with reference to FIG. 2, and thus the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.
  • partial reception determination section 220 of the present embodiment estimates the modulation scheme of the carrier based on the OFDM signal after the waveform equalization supplied from equalization section 18, and based on the estimation result, determines the central modulation scheme. A comparison is made between the modulation method of multiple carriers belonging to the segment and the modulation method of multiple carriers belonging to the non-central segment.If there is a difference between them, it is determined that there is a partial reception unit. It is determined that "there is no partial receiver”. Then, frequency deinterleaving section 32 performs a frequency deinterleaving process according to the determination result by partial reception determining section 220.
  • partial reception determining section 220 includes segment extracting sections 22 and 23, modulation scheme estimating sections 24 and 25, and determining section 226.
  • the segment extraction unit 22 extracts a carrier belonging to the center segment from the waveform-equalized OFDM signal supplied from the equalization unit 18 and outputs the carrier to the modulation scheme estimation unit 24.
  • Modulation scheme estimating section 24 estimates the modulation scheme for the carrier belonging to the central segment supplied from segment extracting section 22 and outputs the estimation result to determining section 226.
  • the segment extraction unit 23 extracts carriers belonging to non-center segments (12 segments of segment numbers 1 to 12) from the waveform-equalized OFDM signal supplied from the equalization unit 18. And outputs the result to modulation scheme estimation section 25.
  • Modulation scheme estimating section 25 estimates the modulation scheme for the carrier belonging to the non-center segment supplied from segment extracting section 23 and outputs the estimation result to determining section 226.
  • Modulation scheme estimating section 25 has substantially the same configuration as modulation scheme estimating section 24 described with reference to FIG. 4, and a detailed description thereof will be omitted here.
  • Judgment section 226 performs partial reception based on the estimation results of the modulation scheme of the carrier belonging to the central segment and the modulation scheme of the carrier belonging to the non-central segment, supplied from modulation scheme estimating sections 24 and 25, respectively. To determine if there is a hierarchy for use. That is, determination section 226 compares the estimation result of the modulation scheme of the carrier belonging to the central segment with the modulation scheme of the carrier belonging to the non-central segment, and when the two are different, determines that “partial receiving section is present”, Are the same, it is determined that "there is no partial receiver”.
  • the estimation result of the modulation scheme of the center segment supplied from modulation scheme estimating section 24 is "QPSK"
  • the estimation result of the modulation scheme of the non-central segment supplied from modulation scheme estimating section 25 is "64QAM If there is a difference in the modulation scheme, the determination unit 226 determines that there is a "partial reception unit”. In addition, for example, when the estimation result is 64QAM, there is no difference between the modulation scheme of the center segment and the modulation scheme of the non-center segment, so that the determination unit 226 determines “no partial reception unit”. The determination result of the determination unit 226 is output to the frequency interleaving unit 32 as an output of the partial reception determination unit 220.
  • the OFDM receiving apparatus in FIG. 16 determines the presence or absence of a partial receiving unit without waiting for the acquisition of a partial receiving flag in TMCC information. For this reason, the frequency deinterleaving process can be started at an early stage, so that the time from when the receiving device starts receiving to when it outputs power, video, audio, and the like can be shortened.
  • the segment extraction unit 23 of the partial reception determination unit 220 outputs the carrier belonging to the twelve segments of the segment numbers 1 to 12 to the modulation scheme estimation unit 25 as the non-center segment.
  • the segments to be output are not limited to these.
  • the carrier belonging to an arbitrary segment belonging to the non-center segment may be output to the modulation scheme estimation unit 25.
  • only the carriers belonging to the segment numbers 1 and 2 adjacent to the center segment on the transmission spectrum may be output to the modulation scheme estimating unit 25. In this case, the power consumption required for the calculation without significantly deteriorating the estimation accuracy Can be reduced.
  • partial reception determining section 220 includes modulation scheme estimating sections 24 and 25, it is assumed that one modulation scheme estimating section is provided instead of modulation scheme estimating sections 24 and 25, and that this modulation scheme estimating section is provided.
  • the unit may operate in the same manner as the modulation scheme estimation units 24 and 25.
  • partial reception determining section 220 includes modulation scheme estimating sections 24 and 25, and modulation scheme estimating section 24 estimates the modulation scheme of the center segment, Unit 25 has been described as estimating the modulation scheme of the non-central segment.
  • partial reception determining section 220 includes one modulation scheme estimating section instead of modulation scheme estimating sections 24 and 25, and this one modulation scheme estimating section includes modulation scheme estimating sections 24 and 25.
  • Ie the modulation scheme of the central segment and the non-central segment may be estimated.
  • determination section 226 determines whether or not there is a layer for partial reception. It is possible to determine.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation error correction unit 304 according to the third embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation error correction section 304 is used instead of the OFDM demodulation error correction section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation error correction section 304 in FIG. 17 is different from the OFDM demodulation error correction section 4 in FIG. 2 in that a transmission control information acquisition section 46 and a selection section 48 are further provided.
  • the other components are the same as those described with reference to FIG. 2, and thus the same reference numerals are given and the description will be omitted.
  • the transmission control information acquisition unit 46 receives the frequency-domain OFDM signal from the FFT unit 16, and performs various types of transmission control information (ISDB-T) necessary for demodulation of the modulation scheme and coding rate and error correction processing. In addition to decoding and acquiring the TMCC information in the above, the information regarding the presence or absence of the acquired partial receiving unit, that is, the partial receiving flag FP is output to the selecting unit 48. Further, the transmission control information acquisition unit 46 outputs a flag FF (hereinafter, referred to as an “acquisition completion flag”) indicating whether acquisition of the partial reception flag FP has been completed to the selection unit 48. Partial reception judgment unit 20 determines the presence or absence of the partial receiving unit based on the waveform equalization result obtained by the equalizing unit 18 and outputs the determination result to the selecting unit 48.
  • FF hereinafter, referred to as an “acquisition completion flag”
  • the selection unit 48 completes the acquisition of the acquisition completion flag FF force partial reception flag FP obtained from the transmission control information acquisition unit 46, and indicates that the acquisition is complete. If the determination result of the presence / absence of the partial receiver output by 20 is selected and the acquisition completion flag FF indicates that the acquisition of the partial reception flag FP has been completed, the transmission control information acquisition unit 46 Selects the partial reception flag FP output by the controller, and outputs to the frequency dinterleave section 32 information on the presence or absence of the partial receiver as the selection result.
  • Frequency interleaving section 32 performs a frequency deinterleaving process on the OFDM signal output from equalization section 18 based on the information on the presence or absence of the partial reception section output from selection section 48. The processing result is output to the time interleaving section 34.
  • the TMCC carrier is designed to have extremely high resistance to disturbance on the transmission path and can perform error correction processing on TMCC information.
  • the reliability of the results is very high. Therefore, in the present embodiment, in the stage until the acquisition of the partial reception flag FP obtained as the transmission control information is completed, the determination result by the partial reception unit 20 that obtains the determination result early is used, and the partial reception flag FP In the stage after the acquisition of the partial reception is completed, the frequency dinterleaving is performed using the value of the partial reception flag FP in accordance with the presence or absence of the partial reception unit.
  • the presence / absence of the partial reception unit is estimated by the partial reception determination unit 20 at an early stage until the video, audio, and the like are output.
  • the partial reception flag FP obtained as the transmission control information can be referred to even in a transmission path environment where the partial reception unit 20 makes an erroneous estimation. It is possible to obtain information on the presence or absence.
  • the acquisition completion flag FF indicating capture / completion of transmission control information may indicate completion of acquisition of only the partial reception flag FP, or may indicate completion of acquisition of the entire transmission control information. It may be shown.
  • partial reception determining section 220 in FIG. 16 may be used instead of partial reception determining section 20.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation error correction unit 404 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation error correction section 404 is used instead of the OFDM demodulation error correction section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation error correction unit 404 in FIG. 18 includes a quadrature detection unit 14, an FFT unit 16, an equalization unit 18, a modulation scheme estimation unit 424, a demapping unit 442, and an error correction unit 444. .
  • Components that are the same as those described with reference to FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • Equalization section 18 performs waveform equalization of the distortion generated in the transmission line on the OFDM signal in the frequency domain, and outputs the OFDM signal after the waveform equalization to modulation scheme estimation section 424 and demapping section 442. I do.
  • Modulation scheme estimating section 424 estimates the carrier modulation scheme from the input OFDM signal after waveform equalization, and outputs the estimation result to demapping section 442.
  • Modulation scheme estimating section 424 has the same configuration as modulation scheme estimating section 24 described with reference to FIG. 4, and a detailed description thereof will be omitted.
  • demapping section 442 Based on the estimation result of the modulation scheme obtained by modulation scheme estimation section 424, demapping section 442 performs a soft decision on the OFDM signal after waveform equalization input from equalization section 18, and performs soft decision.
  • the constant metric data is output to the error correction unit 444.
  • Error correction section 444 performs various interleaving cancellation processing and error correction decoding processing such as Viterbi decoding and RS decoding, and outputs the results.
  • Modulation scheme estimating section 424 estimates the modulation scheme (for example, any of QPSK, 16QAM, and 64QAM) based on the waveform-equalized carrier, and makes a soft decision in demapping section 442 using the estimation result. Becomes possible. Therefore, the time required to acquire transmission control information such as TMCC information is not required, and the time from the start of reception to the output of video, audio, and the like can be reduced.
  • OFDM demodulation error correction section 404 of the present embodiment it is assumed that the modulation scheme of the OFDM signal to be received is the same for all data carriers within the transmission band. In the case of receiving an OFDM signal, the accuracy of the estimation of the carrier modulation scheme by the modulation scheme estimating section 424 increases, so that a higher effect can be obtained.
  • the modulation scheme of the OFDM signal in the received band is the same for all data carriers. For this reason, if the OFDM demodulation error correction unit 404 as shown in FIG. 18 is used for such a device, compared to a conventional receiving device that has acquired information on the carrier modulation scheme based on TMCC information, sound is output from the start of reception. This significantly reduces the time it takes to complete.
  • the effect of applying the present embodiment is also obtained in the case of receiving DVB-T or DVB-H, which is a digital terrestrial television broadcasting system in Europe.
  • DVB-T or DVB-H the modulation scheme of the OFDM signal in the whole band is the same, and information on the carrier modulation scheme is transmitted as transmission control information called TPS (Transmission Parameter Signaling).
  • TPS Transmission Parameter Signaling
  • the same processing is possible even in the case of a single-carrier transmission system described for the estimation of a carrier modulation scheme for an OFDM signal (in this case, The FFT unit is unnecessary, and the equalization unit may not be necessary). That is, of the signal points on the IQ plane of the received carrier, a vector representing a signal point existing in a predetermined area is temporally averaged, an average vector is calculated, and the amplitude of the average vector or the amplitude of the average vector is calculated. By comparing the square with a predetermined threshold value, it is possible to obtain a carrier modulation method and perform a soft decision.
  • FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation error correction unit 504 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation error correction section 504 is used instead of the OFDM demodulation error correction section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation error correction unit 504 in FIG. It further includes a control information acquisition unit 546 and a selection unit 548.
  • the other components are the same as those described with reference to FIGS. 2 and 18, and therefore, the same reference numerals are assigned and the description thereof will be omitted.
  • the transmission control information acquisition unit 546 converts various types of transmission control information (for example, demodulation such as a modulation scheme and a coding rate) necessary for error correction processing from the frequency-domain OFDM signal supplied from the FFT unit 16. , TMCC information in ISDB-T, TPS information in DVB-T, etc.), and outputs information Ml on the modulation scheme of the carrier to the selection section 548. Further, transmission control information acquiring section 546 outputs to selection section 548 a flag (acquisition completion flag FI) indicating whether or not the acquisition of information Ml or the like on the modulation scheme of the carrier has been completed.
  • demodulation such as a modulation scheme and a coding rate
  • Equalization section 18 outputs the waveform equalization result to modulation scheme estimation section 424 and demapping section 442.
  • Modulation scheme estimation section 424 estimates the modulation scheme of the carrier from the input OFDM signal after the waveform equalization, and outputs the estimation result to selection section 548.
  • the selection unit 548 performs modulation.
  • the transmission control information acquisition unit 546 Information Ml on the modulation scheme of the carrier to be supplied is selected, and the selection result is output to demapping section 442.
  • Demapping section 442 performs a soft decision on the OFDM signal after the waveform equalization supplied from equalization section 18 based on the selection result supplied from selection section 548, and outputs the soft decision metric data. Output to error correction section 444.
  • the modulation scheme estimation section 424 obtains the estimation result early. It is characterized in that information on the carrier modulation scheme is used, and after the acquisition of transmission control information is completed, demapping is performed according to the carrier modulation scheme using information obtained as transmission control information. . [0134] For this reason, when the influence of disturbance or the like on the transmission path is relatively small, the modulation method estimating section 424 estimates the carrier modulation method at an early stage and outputs the time until the video, audio, and the like are output. Can be shortened.
  • the modulation scheme estimating section 424 makes an erroneous estimation, since the information Ml on the carrier modulation scheme obtained as the transmission control information can be used, more accurate information on the carrier modulation scheme is obtained. It becomes possible.
  • the acquisition completion flag FI indicating the acquisition completion of the transmission control information may indicate the acquisition completion of only the information Ml on the carrier modulation scheme, or the acquisition of the entire transmission control information. It may indicate completion.
  • the A-layer of ISDB-T or the ISDB-T is the A-layer of ISDB-T or the ISDB-T
  • the present invention can be applied to a 1-segment dedicated receiving device that receives only the partial receiving section of T, a receiving device for DVB-T, and DVB-H.
  • the time from the start of reception to the output of video, audio, etc. can be reduced compared to a conventional receiver that acquires information on the carrier modulation scheme from transmission control information such as TMCC information and TPS. Can be achieved.
  • FIG. 20 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation error correction unit 604 according to the sixth embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation error correction section 604 is used instead of the OFDM demodulation error correction section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation error correction section 604 of FIG. 20 includes a partial reception determination section 620 instead of the partial reception determination section 220 in the OFDM demodulation error correction section 204 of FIG. 16, and a demapping section 642 instead of the demapping section 42. It is provided with.
  • the other components are the same as those described with reference to FIGS. 2 and 16, and thus the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.
  • Equalization section 18 outputs the waveform equalization result to partial reception determination section 620 and frequency interleaving section 32.
  • the partial reception determination unit 620 has substantially the same configuration as that of the partial reception determination unit 220 of FIG. 16. The difference is that a signal indicating the modulation method of the center segment and the modulation method of the non-center segment is output to the outside. .
  • Judging section 226 determines the result of the judgment on the presence or absence of the layer for partial reception by frequency Output to one leave section 32.
  • the modulation scheme estimating unit 24 determines the modulation scheme of the center segment and outputs it to the demapping unit 642, and the modulation scheme estimating unit 25 determines the modulation scheme of the non-center segment and outputs it to the demapping unit 642.
  • Demap section 642 performs a soft decision on the OFDM signal after the waveform equalization supplied from equalization section 18, and outputs soft decision metric data to error correction section 44.
  • the demapping unit 642 performs a soft decision on each carrier of the center segment and the non-center segment based on the estimation result of the modulation scheme obtained by the modulation scheme estimation units 24 and 25.
  • OFDM demodulation error correction section 604 in FIG. 20 information on the presence or absence of a partial reception section and information on a carrier modulation scheme, which are transmitted by a received signal (for example, as TMCC information in the case of ISDB-T), Frequency interleaving is performed based on the determination result of the presence or absence of the partial reception unit by the partial reception determination unit 620 that does not acquire, and the demapping unit 642 uses the estimation result of the modulation scheme by the partial reception determination unit 620 to perform. A soft decision can be made. Therefore, the time required for acquiring TMCC information is not required, and the time from the start of reception to the output of video, audio, and the like can be reduced.
  • the transmission control information acquisition unit and the selection unit are provided, and the partial reception determination unit 620 has the partial reception unit.
  • the information relating to nothing, the information relating to the modulation scheme, and the information obtained from the TMCC information or the like may be appropriately selected and used.
  • partial reception determining section 620 detects a difference in modulation scheme between the central segment and the non-central segment to determine the presence or absence of a partial receiving section.
  • the partial receiving unit 20 described in the first embodiment may be similarly used, and the estimation result of the modulation scheme obtained by the partial receiving unit 20 may be used. In this case, it is not possible to estimate the modulation scheme when two or more hierarchical transmissions with different modulation schemes are performed. If the power modulation scheme is the same for all segments in the transmission band, the modulation scheme or It is possible to estimate the presence / absence of a partial receiving unit, and it is not necessary to acquire the partial receiving flag or the modulation method based on the TMCC information. Therefore, also in this case, the time from the start of reception to the output of video, audio, and the like can be reduced. (Seventh Embodiment)
  • FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation error correction unit 704 according to the seventh embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation error correction section 704 is used instead of the OFDM demodulation error correction section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation error correction section 704 in FIG. 21 is different from the OFDM demodulation error correction section 4 in FIG. 2 in that a Dinter leave section 730 is provided instead of the Dinter leave section 30 and a transmission control information acquisition section 46 is further provided. It is.
  • the other components are the same as those described with reference to FIG. 2, and thus the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.
  • the interleaving section 730 in FIG. 21 includes a frequency interleaving section 32 and a time deinterleaving section 734.
  • the transmission control information acquisition unit 46 converts various kinds of transmission control information (TMCC in ISDB-T) necessary for demodulation of the modulation method and coding rate and error correction processing from the OFDM signal in the frequency domain supplied from the FFT unit 16. ), And outputs the obtained time interleave length to the time interleaving section 734.
  • TMCC in ISDB-T transmission control information necessary for demodulation of the modulation method and coding rate and error correction processing from the OFDM signal in the frequency domain supplied from the FFT unit 16.
  • frequency interleaving section 32 Based on the determination result supplied from partial reception determination section 20, frequency interleaving section 32 outputs the output of equalization section 18 in a method suitable for each of the cases with and without the partial reception section. Then, frequency interleaving is canceled (frequency interleaving), and the frequency-interleaved OFDM signal is output to the time interleaving section 734.
  • Time interleaving section 734 provides a time corresponding to the time interleaving length supplied from transmission control information acquiring section 46 to the OFDM signal after frequency deinterleaving supplied from frequency interleaving section 32. Deinterleaving (time interleaving) is performed, and the time interleaved OFDM signal is output to the demapping unit 42.
  • the time interleaving section 734 has a write address generation section 736, a read address generation section 737, a memory control section 738, and a memory 739.
  • the write address generation section 736 generates an address for writing the OFDM signal supplied to the time interleaving section 734 to the memory 739, and outputs the generated address to the memory control section 738 as a write address.
  • the write address generation unit 736 supplies the time interleave length by the transmission control information acquisition unit 46 not yet acquired, that is, TMCC information on the time interleave length is still correctly supplied to the time interleave unit 734. Being, what, state However, the generation of the write address is started.
  • Read address generation section 737 generates, as a read address, an address for reading the OFDM signal from memory 739 as an OFDM signal after time interleaving is released, and outputs the generated address to memory control section 738.
  • the read address generation unit 737 generates a read address based on the time interleave length supplied from the transmission control information acquisition unit 46.
  • the memory control unit 738 outputs the write address and the read address supplied from the write address generation unit 736 and the read address generation unit 737 to the memory 739 as the address AD. Also, the memory control unit 738 controls the writing of the data DT of the OFDM signal supplied to the time interleaving unit 734 to the memory 739 according to the write address, and reads the data DT from the memory 739 according to the read address. The read data is controlled and the read data is output to the demapping section 42 as an OFDM signal subjected to time interleaving.
  • FIG. 22 is a timing chart showing the relationship between the TMCC information acquisition status and the timing of time interleaving cancellation when time interleaving is started after TMCC information acquisition is completed.
  • FIG. 23 is a timing chart showing the relationship between the acquisition status of TMCC information and the timing of canceling time interleaving when time interleaving is started without waiting for completion of TMCC information acquisition.
  • the transmission side shifts the amount of data delay for each carrier in units of symbols, and the receiving side restores the original data delay amount, thereby reducing the transmission path.
  • Time interleaving is employed, which has the effect of dispersing the concentrated errors that occur.
  • the TMCC information on the time interleave length is transmitted by the TMCC carrier in the symbols of symbol numbers 34, 35, and 36 (for the time interleave length of the A layer).
  • the reception operation starts at time tO
  • acquisition of TMCC information on the time interleave length starts at time tl, and is completed at time t2.
  • Time tl is the time of symbol number 37 of a certain frame
  • time t2 is the time of symbol number 37 of the next frame.
  • the time interleave length I of the OFDM signal to be received is 2 (dispersion period of 190 symbols).
  • the timing symbol number of time t3 after a lapse of 190 symbols from time t2 Effective data can be read from the memory from the timing of (22), and from this time, the OFDM signal from which the time interleaving has been released can be output.
  • the writing of the OFDM signal to the memory 739 is started before the time interleave length is obtained by the transmission control information obtaining section 46.
  • the acquisition of the time interleave length is completed, reading from the memory 739 according to the time interleave length is started.
  • the writing should be performed assuming that the time interleave length is the largest.
  • the time-interleaved OFDM signal is transmitted earlier than in the case where the writing according to the time interleave length is started after the time interleave length is obtained. It is possible to output. For this reason, the time from the start of reception to the output of video, audio, and the like can be reduced.
  • the frequency interleaving section 32 and the time interleaving section 734 are carrier-based interleaving processes, It is also possible to reduce the amount of memory by integrating them. That is, instead of the interleaving section 730, the following interleaving section may be used.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the interleaving section of FIG.
  • the interleaving section 830 of FIG. 24 includes a write address generation section 836, a read address generation section 837, a memory control section 838, and a memory 839.
  • the write address generation unit 836 and the read address generation unit 837 in Fig. 24 generate their respective addresses so that frequency interleaving and time interleaving are simultaneously performed. At this time, the write address generation unit 836 generates a write address based on the determination result of the presence / absence of the partial reception unit obtained from the partial reception determination unit 20. The read address generation unit 837 generates a read address based on the time interleave length acquired by the transmission control information acquisition unit 46.
  • the memory control unit 838 outputs the write address and the read address supplied from the write address generation unit 836 and the read address generation unit 837 to the memory 839 as the address AD.
  • the memory control unit 838 controls writing of the OFDM signal supplied to the deinterleaving unit 830 to the memory 839 as data DT according to the write address, and reads data DT from the memory 839 according to the read address. , And outputs the read data to the demapping unit 42 as an OFDM signal from which the frequency interleaving and the time interleaving have been cancelled.
  • the memory control unit 838 determines whether or not the data of the OFMD signal is stored in the memory 839 based on the determination result of the presence or absence of the partial reception unit obtained from the partial reception determination unit 20. Writing may be started, and data may be read from the memory according to the time interleave length from the time when the acquisition of the time interleave length is completed. In this case, as in the case of the interleaving section 730 in FIG. 21, the frequency interleaving is performed. In addition, it becomes possible to obtain the OFDM signal from which both the time interleaving and the time interleaving have been canceled at an early stage.
  • the selection unit is provided as described with reference to FIG. 17 and the like, and the interleaving unit 730 determines whether or not there is a partial reception unit obtained by the partial reception determination unit 20.
  • Information and information obtained from TMCC information should be appropriately selected and used.
  • the force vector described mainly using a vector and its components is a position vector whose starting point is the origin O, the ending point of the vector, and the I-axis coordinates of the point.
  • the same description can be made using the Q axis coordinates.
  • the first to seventh embodiments described above exemplify configurations according to the present invention, and the present invention is not limited to the configurations described in these embodiments.
  • the order of the signal processing may be changed, the signal processing performed by a plurality of components may be integrated, another signal processing may be combined, or a part of the signal processing may be omitted. It does not limit the contents of the present invention.
  • the present invention can greatly reduce the time from the start of a reception operation to the output of a dynamic image, audio, or the like, and is therefore useful as an OFDM receiver, an OFDM reception method, and the like. It is.

Landscapes

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Abstract

　受信動作を開始してから、伝送された映像、音声等を出力するまでの時間を短縮する。複数のキャリアで構成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、受信された時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して出力する高速フーリエ変換部と、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対して波形等化を行い、波形等化後のＯＦＤＭ信号を出力する等化部と、前記波形等化後のＯＦＤＭ信号を構成する複数のキャリアの信号点に基づいて、これらのキャリアの変調方式を推定し、得られた推定結果を出力する変調方式推定部とを備える。前記ＯＦＤＭ受信装置は、前記推定結果に応じて、伝送された情報を得るための処理を前記受信されたＯＦＤＭ信号に対して行う。

Description

明 細 書
OFDM受信装置及び OFDM受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、直交周波数分割多重（OFDM： Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)方式等によってデジタル変調され、伝送された信号を受信する装置及 び方法に関する。
背景技術
[0002] 欧州及び日本における地上デジタル放送、並びに無線 LAN等の伝送方式には、 OFDM方式が用いられて!/、る。
[0003] OFDM方式は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当てて変復調を行う 伝送方式であり、送信側では逆高速フーリエ変換 (IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)処理を行い、受信側では高速フーリエ変換（FFT: Fast Fourier
Transform)処理を行う。各キャリアには任意の変調方式を用いることが可能であり、 Q PSK (Quaternary Phase Shift Keyingノ、 QAM (Quadrature Amplitude Modulation： 直交振幅変調)等の変調方式も選択可能となって!、る。
[0004] 日本にぉ 、て採用されて!、る地上デジタルテレビジョン放送の伝送規格 ISDB— T によれば、地上デジタルテレビジョン放送の送信信号は、 13個の OFDMセグメント（ 以下では、単に「セグメント」と称する）力 構成されている。図 3は、 ISDB—Tに規定 された送信信号のスペクトル図である。各セグメントは、テレビジョン放送 1チャネルの 伝送帯域幅を 14等分した帯域幅を有し、複数のキャリアで構成されて 、る。
[0005] また、 1つ又は複数のセグメントが 1つの階層を構成し、階層ごとに変調方式 (例え ば、 QPSK、 16QAM、又は 64QAM)や内符号の符号化率（例えば、 1/2、 2/3 、又は 3Z4)等の伝送パラメータを設定することができる。なお、同時に伝送可能な 階層数は最大 3 (A階層、 B階層、 C階層）であり、後に述べる部分受信部についても 1つの階層として数えられる。更に、 ISDB— Tでは、伝送路における外乱の影響を 軽減するため、周波数軸上で施すインターリーブ (周波数インターリーブ）と、時間軸 上で施すインターリーブ（時間インターリーブ）とを行うものとしている。 [0006] ところで、 ISDB—Tにて規定されている周波数インターリーブに関しては、 OFDM 信号を構成する階層の構造'内容に依存して、処理の仕方に違いがある。その具体 例について説明する。
[0007] 図 25は、単一階層伝送を行う場合の OFDM信号の周波数インターリーブの様子 を示す模式図である。図 25は、 A階層（変調方式は 64QAM)のみが伝送される場 合について示している。このように、単一階層伝送の場合の周波数インターリーブは 、伝送帯域全体を横断するように、 13個全てのセグメントに属するキャリアが互いに 入れ替わってインターリーブされる。
[0008] 一方、図 26は、部分受信のための 2階層伝送を行う場合の OFDM信号の周波数 インターリーブの様子を示す模式図である。図 26は、部分受信用の A階層（変調方 式は QPSK)と、部分受信用ではない B階層（変調方式は 64QAM)とが伝送される 場合について示している。図 26のように、 ISDB—Tでは、 A階層が、伝送帯域の中 央にあるセグメント番号 0のセグメントのみカゝら構成され、そのセグメント内で周波数ィ ンターリーブが行われるようにすることができる。このとき、中央のセグメントに属する キャリアはその他のセグメントのキャリアと入れ替わることがない。したがって、中央の セグメントのみを受信できる受信装置にてサービスの一部を受信すること、すなわち、 「部分受信」が可能になっている。以下では、部分受信用の階層を部分受信部と称 する。
[0009] 以上のように、 ISDB— Tでは、階層の構成 ·内容、部分受信部の有無により、周波 数インターリーブの処理が大きく異なっている。このため、受信した OFDM信号に対 して周波数ディンターリーブを行うためには、部分受信部が伝送されている力否かに よって処理を変える必要がある。また、受信した OFDM信号に対して誤り訂正を行う ためには、伝送されたデータを軟判定 (デマップ)する際に、復調されたキャリアの変 調方式が識別されて!ヽる必要がある。
[0010] 部分受信部の有無や変調方式等の伝送パラメータに関する情報を得るには、 ISD B— Tの場合、 OFDM送信信号中に挿入された TMCC (Transmission and
Multiplexing Configuration Control)情報と呼ばれる伝送制御情報を取得して用いる のが一般的である。 [0011] TMCC情報は、受信装置において復調や誤り訂正の処理に必要となる、変調方式 、符号化率、時間インターリーブ長、セグメント数といった階層ごとの伝送パラメータ や、部分受信部の有無を示すフラグ等を含んだ情報である。 TMCC情報は、 OFD M信号の所定のキャリア（以下では、 TMCCキャリアと称する）に所定のシンボルタイ ミングで挿入されており、その挿入位置が受信側で既知であるので、受信側におい て、必要に応じて各種の情報を取得することが可能である。
[0012] ISDB—Tの伝送フォーマットによれば、 204個のシンボルを 1周期として 1フレーム が構成されている。 TMCC情報は、 204ビットを有しており、 1シンボルに 1ビットの割 合で TMCCキャリアによって伝送される。例えば、部分受信部の有無を示す情報、 すなわち部分受信フラグは、シンボル番号 27のシンボルにお!/、て TMCCキャリアに よって伝送される。また、各階層の変調方式の情報に関しては、 A階層についてはシ ンボル番号 28〜30、 B階層についてはシンボル番号 41〜43、 C階層についてはシ ンボル番号 54〜56のシンボルにおいて、 TMCCキャリアによって伝送される。
[0013] このような伝送フォーマットの OFDM信号を受信する受信装置において、選局動 作等が行われ、選択された OFDM信号の受信開始から、復調、誤り訂正が行われて 映像、音声等が出力されるまでに要する時間に着目する。
[0014] 図 27は、 TMCC情報の取得タイミングについての説明図である。図 27に示されて いるように、受信装置が、時刻 toに受信動作を開始し、続いて受信信号の入カレべ ル調整や周波数同期等を行い、時刻 tlに TMCC情報の取得を開始し、更に時刻 t2 に 204ビット全ての TMCC情報の取得を完了したとする。受信装置は、部分受信フ ラグの取得を完了した後、これに基づいて OFDM信号のセグメント構造を認識し、周 波数ディンターリーブ、時間ディンターリーブを行い、更にデマップ、誤り訂正などの 処理を順次行うことになる。
[0015] TMCC情報の取得を開始して力 部分受信フラグの取得が完了するまでの時間
A taは、シンボル番号 28で TMCC情報の取得を開始し、次のフレームのシンボル 番号 27で部分受信フラグの取得が完了する場合に最大となる。このとき時間 A taは 、 204個のシンボルの伝送に要する時間となる。この時間は、 ISDB— Tに規定され た Mode3、ガード比 1Z4の場合、約 257msecにもなる。 [0016] 一方、各階層の変調方式の情報を取得するために要する時間についても同様であ る。例えば、 A階層の変調方式を識別するために必要な TMCC情報の取得動作開 始から完了までの時間は、シンボル番号 31で TMCC情報の取得を開始し、シンポ ル番号 30で取得を完了するとき最大となり、やはり 204シンボルを伝送するための約 257msec (Mode3、ガード比 lZ4の場合)もの時間が力かる（B、 C階層についても 同じ時間が必要である）。
[0017] そこで、部分受信フラグやキャリア変調方式、時間インターリーブ長等、復調や誤り 訂正の処理に必要な TMCC情報をメモリに記憶させておき、受信動作を開始させる たびに、メモリに記憶させた TMCC情報を読み出し、読み出された TMCC情報に基 づ 、て復調や誤り訂正の動作をさせるようにした OFDM受信装置が知られて 、る。 このような OFDM受信装置は、例えば下記特許文献 1に開示されている。
特許文献 1：特開 2001— 292121号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0018] このように、 TMCC情報の取得を開始して力 部分受信フラグ又はキャリア変調方 式の情報を取得完了するまでに要する時間は、周波数ディンターリーブ処理の開始 又は軟判定処理の開始の遅延につながる可能性がある。これは、受信装置が受信 動作を開始して力 映像、音声等を出力するまでに要する時間に大きな影響を与え ることになる。
[0019] また、 OFDM信号の階層の構成や変調方式等をはじめとする伝送制御情報 (TM CC情報）の内容は、送信側の放送局で任意に設定されるものであり、放送時刻に応 じてその内容が変更される可能性がある。すなわち、メモリに記憶させた TMCC情報 を読み出して用いる場合には、メモリに記憶させておいた TMCC情報の内容と、実 際に受信された OFDM信号の最新の TMCC情報の内容とが異なる可能性がある。 正 、TMCC情報の内容に基づ 、て復調、誤り訂正の処理が行われな 、場合には 、受信動作を開始して力 伝送された映像、音声等を出力するまでに不要な遅延時 間が発生してしまう。
[0020] 本発明は、送信された信号に対する受信動作を開始してから、伝送された映像、音 声等を出力するまでの時間を短縮することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0021] 本発明は、受信された OFDM信号等のキャリアの信号点に基づいて、このキャリア の変調方式を求め、求められた変調方式に応じて、伝送された情報を得るための処 理を前記受信された OFDM信号等に対して行うように構成されたものである。
[0022] より具体的には、本発明は、複数のキャリアで構成された OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）信号を受信する OFDM受 信装置であって、受信された時間領域の OFDM信号を周波数領域の OFDM信号 に変換して出力する高速フーリエ変換部と、前記周波数領域の OFDM信号に対し て波形等化を行い、波形等化後の OFDM信号を出力する等化部と、前記波形等化 後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの信号点に基づいて、これらのキャリア の変調方式を推定し、得られた推定結果を出力する変調方式推定部とを備え、前記 推定結果に応じて、伝送された情報を得るための処理を前記受信された OFDM信 号に対して行うように構成されたものである。
[0023] これ〖こよると、受信された OFDM信号を構成するキャリアの信号点に基づいて変調 方式を推定し、推定された変調方式に応じて、伝送された情報を得るための処理を するので、受信された OFDM信号にっ 、ての伝送パラメータ (伝送制御情報）の受 信完了を待つ必要がない。したがって、受信動作を開始して力 映像、音声等を出 力するまでの時間を大きく短縮することができる。
発明の効果
[0024] 本発明によると、受信開始後の早い段階で、伝送された情報を得るための処理を 行うことができ、受信動作を開始して力も映像、音声等を出力するまでの時間を大き く短縮することができる。したがって、多くの局を順に選局する場合等において、待た されることなぐスムーズに映像等を得ることができる。
図面の簡単な説明
[0025] [図 1]図 1は、本発明の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図 である。
[図 2]図 2は、図 1の OFDM復調誤り訂正部の第 1の実施形態に係る構成例を示す ブロック図である。
[図 3]図 3は、 ISDB—Tに規定された送信信号のスペクトル図である。
[図 4]図 4は、図 2の変調方式推定部の構成例を示すブロック図である。
[図 5]図 5は、キャリアの変調方式が QPSKである場合の送信時における信号点配置 図（コンスタレーシヨン）である。
[図 6]図 6は、キャリアの変調方式が 16QAMである場合の送信時における信号点配 置図である。
[図 7]図 7は、キャリアの変調方式が 64QAMである場合の送信時における信号点配 置図である。
圆 8]図 8 (a)は、キャリアが QPSK方式で変調されている場合の理想的な信号点を、 領域 S1において示す図である。図 8 (b)は、キャリアが QPSK方式で変調されている 場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 8 (c)は 、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[図 9]図 9 (a)は、キャリアが 16QAM方式で変調されている場合の理想的な信号点 を、領域 S1において示す図である。図 9 (b)は、キャリアが 16QAM方式で変調され ている場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 9
(c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[図 10]図 10 (a)は、キャリアが 64QAM方式で変調されている場合の理想的な信号 点を、領域 S1において示す図である。図 10 (b)は、キャリアが 64QAM方式で変調 されている場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。 図 10 (c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[図 11]図 11は、図 4の平均ベクトル算出部 62で求められた平均ベクトル AQ, A16,
A64を示す図である。
[図 12]図 12 (a)は、キャリアが 16QAM方式で変調されている場合の理想的な信号 点を、領域 S2において示す図である。図 12 (b)は、キャリアが 16QAM方式で変調 されている場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。 図 12 (c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[図 13]図 13 (a)は、キャリアが 64QAM方式で変調されている場合の理想的な信号 点を、領域 S2において示す図である。図 13 (b)は、キャリアが 64QAM方式で変調 されている場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。 図 13 (c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[図 14]図 14は、図 4の平均ベクトル算出部 67で求められた平均ベクトル Α16 ' , A64 'を示す図である。
[図 15]図 15は、図 4の変調方式判定部における処理の流れを示すフローチャートで ある。
[図 16]図 16は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部の構成例を 示すブロック図である。
[図 17]図 17は、本発明の第 3の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部の構成例を 示すブロック図である。
[図 18]図 18は、本発明の第 4の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部の構成例を 示すブロック図である。
[図 19]図 19は、本発明の第 5の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部の構成例を 示すブロック図である。
[図 20]図 20は、本発明の第 6の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部の構成例を 示すブロック図である。
[図 21]図 21は、本発明の第 7の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部の構成例を 示すブロック図である。
[図 22]図 22は、 TMCC情報の取得完了後に時間インターリーブを開始する場合に っ 、て、 TMCC情報の取得状況と時間ディンターリーブの解除タイミングとの関係を 示すタイミングチャートである。
[図 23]図 23は、 TMCC情報の取得完了を待たずに時間インターリーブを開始する 場合につ 、て、 TMCC情報の取得状況と時間ディンターリーブの解除タイミングとの 関係を示すタイミングチャートである。
[図 24]図 24は、図 21のディンターリーブ部の変形例の構成を示すブロック図である。
[図 25]図 25は、単一階層伝送を行う場合の OFDM信号の周波数インターリーブの 様子を示す模式図である。 [図 26]図 26は、部分受信のための 2階層伝送を行う場合の OFDM信号の周波数ィ ンターリーブの様子を示す模式図である。
[図 27]図 27は、 TMCC情報の取得タイミングについての説明図である。
符号の説明
[0026] 14 直交検波部
16 FFT部（高速フーリエ変換部）
18 等化部
20, 220, 620 部分受信判定部
22, 23 セグメント抽出部
24, 25, 424 変調方式推定部
26, 226 判定部
30, 730 ディンターリーブ部
42, 442, 642 デマップ部
44 誤り訂正部
46, 546 伝送制御情報取得部
48, 548 選択部
発明を実施するための最良の形態
[0027] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
[0028] 図 1は、本発明の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図であ る。図 1の OFDM受信装置は、チューナ 2と、 OFDM復調誤り訂正部 4と、情報源復 号部 6と、出力部 8とを備えている。
[0029] アンテナ 1は、 RF (Radio Frequency:無線周波数）帯域の OFDM信号を受信して、 チューナ 2に供給する。チューナ 2は、アンテナ 1より供給された RF帯域の OFDM信 号を、 IF (Intermadiate Frequency:中間周波数）帯域の OFDM信号に変換し、 OFD
M復調誤り訂正部 4に出力する。
[0030] OFDM復調誤り訂正部 4は、チューナ部 2より供給された IF帯域の OFDM信号に 対する復調及び誤り訂正を行い、伝送された TS (Transport Stream)を復元し、復元 された TSを情報源復号部 6に出力する。 OFDM復調誤り訂正部 4は、キャリアの変 調方式を推定し、推定された変調方式に応じて、伝送された情報を得るための処理（ 周波数ディンターリーブ又はデマップ等）を行う。
[0031] 情報源復号部 6は、 OFDM復調誤り訂正部 4より供給された TSに対する情報の分 離及び伸張を行い、伝送された映像や音声、その他のデータを生成し、生成された 映像及び音声のデータを出力部 8に出力し、必要に応じてその他のデータを OFD M受信装置の外部に出力する。出力部 8は、 CRT (Cathode Ray Tube)及びスピー 力を有しており、情報源復号部 6より供給された映像及び音声のデータに基づいて、 映像を CRTに表示し、音声をスピーカに出力する。
[0032] 以下では、図 1の OFDM受信装置に関して、いくつかの実施形態を説明する。
[0033] (第 1の実施形態）
図 2は、図 1の OFDM復調誤り訂正部の第 1の実施形態に係る構成例を示すプロ ック図である。図 2の OFDM復調誤り訂正部 4は、直交検波部 14と、 FFT部（高速フ 一リエ変換部） 16と、等化部 18と、部分受信判定部 20と、ディンターリーブ部 30と、 デマップ部 42と、誤り訂正部 44とを備えている。ディンターリーブ部 30は、周波数デ インターリーブ部 32と、時間ディンターリーブ部 34とを有している。
[0034] 直交検波部 14は、チューナ 2から供給された IF帯域の OFDM信号をベースバンド
(Base Band:基底帯域）の OFDM信号に変換し、 FFT部 16に出力する。 FFT部 16 は、時間領域の信号であるベースバンドの OFDM信号を、フーリエ変換を行うことに よって周波数領域の OFDM信号に変換し、等化部 18に出力する。変換された周波 数領域の OFDM信号は、各キャリアの位相と振幅を示す。各キャリアは、コンスタレ ーシヨンと呼ばれる I軸方向の成分と Q軸方向の成分を独立に持つベクトルの形で表 される。
[0035] 等化部 18は、周波数領域の OFDM信号に対して伝送路で生じた歪みの補償 (波 形等化)を行って、波形等化後の OFDM信号を部分受信判定部 20及び周波数ディ ンターリーブ部 32に出力する。部分受信判定部 20は、等化部 18より供給された波 形等化後の OFDM信号に基づき、部分受信用の情報の伝送が行われているか否 力 言い換えると、部分受信部が存在する力否かを判定し、判定結果を周波数ディ ンターリーブ部 32に出力する。 [0036] ディンターリーブ部 30は、受信した OFDM信号に対してインターリーブの解除 (デ インターリーブ)を行う。周波数ディンターリーブ部 32は、部分受信判定部 20より供 給された判定結果に基づき、部分受信部がある場合とな!ヽ場合とのそれぞれに適し た方法で、等化部 18の出力に対して周波数インターリーブの解除 (周波数デインタ 一リーブ）を行い、周波数ディンターリーブされた OFDM信号を時間ディンターリー ブ部 34に出力する。
[0037] 時間ディンターリーブ部 34は、周波数ディンターリーブ部 32より供給された、周波 数ディンターリーブされた OFDM信号に対して時間インターリーブの解除（時間ディ ンターリーブ）を行い、時間ディンターリーブされた OFDM信号をデマップ部 42に出 力する。
[0038] デマップ部 42は、時間ディンターリーブ部 34より供給された、時間ディンターリー ブされた OFDM信号に対して各キャリアの変調方式に応じた軟判定 (デマップ)を行 つて軟判定メトリックデータを算出し、得られた軟判定メトリックデータを誤り訂正部 44 に出力する。誤り訂正部 44は、デマップ部 42より供給された軟判定メトリックデータに 対してビタビ復号及びリードソロモン (Reed-Solomon)復号などによる誤り訂正を行!ヽ 、送信された TSを復元する。誤り訂正部 44により復元された TSは、 OFDM復調誤り 訂正部 4の出力となる。
[0039] 図 3は、 ISDB— Tに規定された送信信号のスペクトル図である。 ISDB— Tにおけ る OFDM信号は、図 3のように配置された 13個のセグメントを有し、各セグメントは、 複数のキャリアを含んでいる。以下では、セグメント番号 0のセグメントを「中央セグメ ント」と称し、セグメント番号 1〜12のセグメントを「非中央セグメント」と称する。部分受 信用のセグメントの伝送が行われる場合には、中央セグメントが 1つの階層を構成し、 非中央セグメントが他の階層を構成する。部分受信用のセグメントの伝送が行われな い場合には、例えば、 13個の全てのセグメントが 1つの階層を構成する。
[0040] ISDB— Tでは、 13個のセグメントを複数の階層に分割して伝送する階層伝送が 1 つの大きな特徴となっている。階層ごとに誤り耐性の異なる性質を持った変調方式' 誤り訂正能力、あるいは伝送する情報量等を選ぶことにより、固定受信 Z移動受信 Z携帯受信装置による受信のような異なる受信形態でも同時に享受できる放送サー ビスが実現可能である。例えば、伝送される全てのセグメントを同一の階層とし、変調 方式としては高 、伝送容量を確保できる 64QAMを用いて、ハイビジョン番組などの 受信が可能な固定受信装置向けに伝送するようなサービスが検討されている。
[0041] また、中央セグメントを部分受信部とし、このセグメントを携帯受信装置向けの階層 として伝送し、残りの 12セグメントを固定受信装置向けの階層として伝送するようなサ 一ビスの形態も検討されている。この場合、部分受信部の変調方式としては、伝送路 における外乱に対する耐性が比較的高い QPSK (又は 16QAM)とし、残りの 12セグ メントには高い伝送容量を確保できる 64QAMとすることが検討されている。
[0042] したがって、中央セグメントの変調方式について着目した場合、中央セグメントに属 するキャリアの変調方式が QPSK又は 16QAMであれば「部分受信部あり」と推測し 、中央セグメントに属するキャリアの変調方式が 64QAMであれば「部分受信部なし」 と推測することが非常高い確率で有効であると考えられる。
[0043] そこで、図 2の部分受信判定部 20は、等化部 18より供給された波形等化後の OF DM信号に基づいて、これらのキャリアの変調方式を推定し、得られた推定結果に基 づいて、中央セグメントに属する複数のキャリアの変調方式力 QPSK又は 16QAM であれば「部分受信部あり」と判定し、その他の変調方式、例えば、 64QAMであれ ば「部分受信部なし」と判定する。そして、周波数ディンターリーブ部 32は、部分受信 判定部 20による判定結果に応じて、周波数ディンターリーブ処理を行う。
[0044] すなわち、部分受信部が存在すると判定された場合には、周波数ディンターリーブ 部 32は、入力された OFDM信号力 ^部分受信ありの 2階層伝送」であると仮定し、中 央セグメントと非中央セグメントとにおいて独立して周波数ディンターリーブを行う。ま た、部分受信部が存在しないと判定された場合には、周波数ディンターリーブ部 32 は、入力された OFDM信号が「単一階層伝送」であると仮定し、中央セグメントと非中 央セグメントとを一体として周波数ディンターリーブを行う。
[0045] 図 2のように、部分受信判定部 20は、セグメント抽出部 22と、変調方式推定部 24と 、判定部 26とを備えている。セグメント抽出部 22は、等化部 18より供給される波形等 化後の OFDM信号から、中央セグメントに属するキャリアを抽出して変調方式推定 部 24に出力する。変調方式推定部 24は、セグメント抽出部 22より供給される中央セ グメントに属するキャリアについて、変調方式を推定し、推定結果を判定部 26に出力 する。
[0046] 判定部 26は、変調方式推定部 24より供給される推定結果に基づき、中央セグメン トに属するキャリアの変調方式によって、部分受信用の階層の有無を判定する。すな わち、中央セグメントに属するキャリアの変調方式の推定結果が QPSK又は 16QA Mである場合には、「部分受信部あり」と判定し、推定結果が 64QAMである場合に は、「部分受信部なし」と判定する。判定部 26は、判定結果を周波数ディンターリー ブ部 32に出力する。
[0047] 次に、変調方式推定部 24について詳細に説明する。ここでは例として、受信された OFDM信号の変調方式が QPSK、 16QAM、又は 64QAMのいずれかで変調され ているものとして説明する。
[0048] 図 4は、図 2の変調方式推定部 24の構成例を示すブロック図である。変調方式推 定部 24は、絶対値算出部 52と、 QPSK領域判定部 61と、平均ベクトル算出部 62, 6 7と、電力算出部 63, 68と、閾値比較部 64, 69と、 16QAM領域判定部 66と、変調 方式判定部 58とを備えている。
[0049] 絶対値算出部 52は、変調方式推定部 24に供給された波形等化後の OFDM信号 について、その I軸及び Q軸の各成分の絶対値 I I L I Q I (ここで I * Iは *の 絶対値を示すものとする)を算出し、算出された絶対値 I I L I Q Iを QPSK領域 判定部 61、平均ベクトル算出部 62, 67、及び 16QAM領域判定部 66に出力する。
[0050] QPSK領域判定部 61は、絶対値算出部 52より供給された絶対値 |、 | Q |が 、所定の範囲内にあるか否かをキャリアごとに判定し、判定結果を平均ベクトル算出 部 62に出力する。平均ベクトル算出部 62は、 QPSK領域判定部 61でその絶対値 | I I、 I Q Iが所定の範囲内にあると判定されたキャリアについて、平均値 ave ( | I | ) , ave ( I Q I ) (ここで、 ave ( * )は、 *の平均値を示すものとする）を算出し、算出 された ave ( I I I ) , ave ( I Q | )をそれぞれ I軸成分、 Q軸成分に持つベクトルを、 平均ベクトルとして電力算出部 63に出力する。
[0051] 電力算出部 63は、平均ベクトル算出部 62より供給された平均ベクトルの I軸成分及 び Q軸成分に対して 2乗和 (ave ( I I I ) ) 2+ (ave ( | Q | ) ) 2を算出し、算出結果を 電力値として閾値比較部 64に出力する。すなわち、電力算出部 63は、平均ベクトル の振幅の 2乗を求める。閾値比較部 64は、電力算出部 63より供給される電力値と所 定の閾値との比較を行い、比較結果を変調方式判定部 58に出力する。
[0052] 16QAM領域判定部 66は、絶対値算出部 52より供給された絶対値 |、 | Q | 力 所定の範囲内にある力否力をキャリアごとに判定し、判定結果を平均ベクトル算 出部 67に出力する。平均ベクトル算出部 67は、 16QAM領域判定部 66でその絶対 値 I、 | Q |が所定の範囲内にあると判定されたキャリアについて、平均値 ave ( I I | )、 ave ( I Q | )を算出し、算出された ave ( | I | )、 ave ( | Q | )をそれぞれ I 軸成分、 Q軸成分に持つベクトルを、平均ベクトルとして電力算出部 68に出力する。
[0053] 電力算出部 68は、平均ベクトル算出部 67より供給された平均ベクトルの I軸成分及 び Q軸成分に対して 2乗和 (ave ( | I | ) ) 2+ (ave ( | Q | ) ) 2を算出し、算出結果を 電力値として閾値比較部 69に出力する。閾値比較部 69は、電力算出部 68より供給 される電力値と所定の閾値との比較を行い、比較結果を変調方式判定部 58に出力 する。
[0054] 変調方式判定部 58は、閾値比較部 64及び 69よりそれぞれ供給される比較結果に 基づいて、変調方式推定部 24に入力された信号が QPSK、 16QAM、 64QAMのう ちのいずれの変調方式であるかを判定し、判定結果を出力する。変調方式判定部 5 8の判定結果は変調方式推定部 24の推定結果となる。
[0055] 以下、図 4に示した変調方式推定部 24の動作について詳細に説明する。図 5は、 キャリアの変調方式が QPSKである場合の送信時における信号点配置図（コンスタレ ーシヨン）である。図 6は、キャリアの変調方式が 16QAMである場合の送信時におけ る信号点配置図である。図 7は、キャリアの変調方式が 64QAMである場合の送信時 における信号点配置図である。図 5〜図 7は、 ISDB— Tで用いられる変調方式につ いて、送信時における信号点配置を I— Q座標平面上で示している。なお、図 5〜図 7の信号点配置は、キャリアの平均電力が 1となるように正規ィ匕されているものとする。
[0056] ガウス雑音 (以下では、単に「雑音」と称する)等の外乱の影響がない場合には、受 信時における信号点はこれらの送信信号点、すなわち理想的な信号点とほぼ一致 する。しかし、外乱の影響などを受ける場合には、その影響度合いに応じて波形等化 後の信号点には理想的な信号点力 のずれが生じ、各理想的な信号点を中心として その周囲に分布する。
[0057] さて、変調方式推定部 24は、波形等化後の OFDM信号からその変調方式を推定 しょうとするものであり、 1つのシンボル内で推定のために用いるキャリアの数が多い ほど推定精度が向上し、また、推定に要する時間も短くて済む。このため、各シンポ ル内で推定のために用いるキャリアの数はできるだけ多くなるようにする。そこで、限 られた回路規模、演算規模でより多くのキャリアを扱うために、コンスタレーシヨンの対 称性を利用する。
[0058] すなわち、絶対値算出部 52は、各キャリアの信号点の I軸， Q軸各成分の絶対値 I I I、 I Q Iを求めることにより、入力されたキャリアの信号点力 — Q平面上のいずれ の位置にあっても、信号点を 1≥0かつ Q≥0の領域内の点に変換する。絶対値算出 部 52は、求めた絶対値を QPSK領域判定部 61、平均ベクトル算出部 62, 67、及び 16QAM領域判定部 66に出力する。
[0059] 図 4の QPSK領域判定部 61、平均ベクトル算出部 62、電力算出部 63、及び閾値 比較部 64は、キャリアの変調方式が QPSKである力否かの判定を行う。 QPSK領域 判定部 61は、変調方式推定部 24に入力されたキャリアの信号点の各成分 (I, Q)が 、 I ≤1 / 2かつ I Q I ≤1 / 2の条件を満たすか否かを判定する。すなわち 、絶対値算出部 52から入力されたキャリアの信号点が、図 5〜図 7における領域 Sl ( 0≤I≤ 1Z 2かつ 0≤Q≤ 1Z 2の領域）にあるか否かを判定し、判定結果を平 均ベクトル算出部 62に出力する。
[0060] 平均ベクトル算出部 62は、 QPSK領域判定部 61にて | I | ≤1 / 2かつ | Q |
≤ 1Z 2の条件を満たすと判定されたキャリアについて、絶対値算出部 52から供給 される絶対値 1 1 L I Q Iに対して平均値 ave ( 1 1 I )、 ave( I Q I )を算出し (この とき、複数のシンボルにわたって平均を求めるようにしてもよい）、算出された ave ( I I I )、 ave ( I Q I )を電力算出部 63に出力する。電力算出部 63は、平均ベクトル算 出部 62より供給される ave ( I I I )、 ave ( I Q I )に対して 2乗和（ave ( I I I ) ) 2+ (a ve ( I Q I ) ) 2を算出し、閾値比較部 64に出力する。
[0061] ここまでの処理は、変調方式推定部 24に供給された波形等化後の OFDM信号に ついて、その信号点を表すベクトル (原点 O (0, 0)を始点とする位置ベクトル）のうち 、終点が | I | ≤1 / 2かつ I Q I ≤1 / 2の領域に存在する条件を満たすもの を判別し、これらの平均ベクトル (原点 0 (0, 0)を始点とし、 (ave ( | )、ave ( | Q
I ) )を終点とする位置べ外ル)の電力を算出することに相当する。
[0062] ここで、変調方式推定部 24に供給されるキャリアの変調方式が QPSK, 16QAM, 64QAMのそれぞれの場合における、平均ベクトル算出部 62の算出結果について 説明する。
[0063] 図 8 (a)は、キャリアが QPSK方式で変調されて 、る場合の理想的な信号点を、領 域 S1において示す図である。図 8 (b)は、キャリアが QPSK方式で変調されている場 合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 8 (c)は、 実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[0064] まず、キャリアが QPSK方式で変調されて 、る場合、外乱の影響がほとんど無視で きるときに絶対値算出部 52から出力される信号点の座標は、 (I, Q) = (l/ 2, 1 Z 2)となる。原点 Oと、この信号点とを結んだベクトルは、図 8 (a)のベクトル TQの ようになる。
[0065] 一方、雑音等の外乱の影響を受けた場合、絶対値算出部 24から出力される信号 点は、理想的な信号点（1Z 2, 1Z 2)力ものずれが生じる。原点 Oと外乱の影 響を受けた場合の信号点とを結んだベクトルは、例えば図 8 (b)のベクトル RQのよう になる。このような外乱の影響を受けた場合の信号点は、理想的な信号点（1Z 2, 1Z 2)を中心とする扇形の領域 SQ内に分布する。平均ベクトル算出部 62は、原 点 Oと領域 S 1に含まれる各信号点とを結んだ各ベクトルの平均のベクトルを求める。 その結果は、例えば図 8 (c)のベクトル AQのようになる。
[0066] 図 9 (a)は、キャリアが 16QAM方式で変調されている場合の理想的な信号点を、 領域 S1において示す図である。図 9 (b)は、キャリアが 16QAM方式で変調されてい る場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 9 (c) は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[0067] キャリアが 16QAM方式で変調されている場合、外乱の影響がほとんど無視できる ときに絶対値算出部 52から出力される信号点の座標は、 (I, Q) = (1/^10, 1/ 10)となる。原点 Oと、この信号点とを結んだベクトルは、図 9 (a)のベクトル T16の ようになる。
[0068] 一方、雑音等の外乱の影響を受けた場合、絶対値算出部 52から出力される信号 点は、理想的な信号点（1Z 10, 1Z 10)からのずれが生じる。原点 Oと外乱の 影響を受けた場合の信号点とを結んだベクトルは、例えば図 9 (b)のベクトル R16の ようになる。このような外乱の影響を受けた場合の信号点は、理想的な信号点（1Z 10, 1Z 10)を中心とする領域 S16内に分布する。平均ベクトル算出部 62は、原 点 oと領域 S 1に含まれる各信号点とを結んだ各ベクトルの平均ベクトルを求める。そ の結果は、例えば図 9 (c)のベクトル A16のようになる。ベクトル A16は、原点 Oと領 域 S1の中心とを結ぶベクトルに近いものになる。なお、この結果は外乱の程度、例え ば外乱が雑音の場合の CZNの大小等に、大きな影響を受けることがない。
[0069] 図 10 (a)は、キャリアが 64QAM方式で変調されている場合の理想的な信号点を、 領域 S1において示す図である。図 10 (b)は、キャリアが 64QAM方式で変調されて いる場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 10 ( c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[0070] キャリアが 64QAM方式で変調されている場合、外乱の影響がほとんど無視できる ときに絶対値算出部 52から出力される信号点は、 (I, Q) = (1/^42, 1/^42) , (1/^42, 3/^42) , (3/^42, 1/^42) , (3/^42, 3Z 42)の 4個のい ずれかとなる。原点 Oと、これらの信号点とを結んだベクトルは、図 10 (a)のベクトル T 64のようになる。
[0071] 一方、雑音などの外乱の影響を受けた場合、図 8 (b)及び図 9 (b)と同様に、絶対 値算出部 52から出力される信号点は、 4個の理想的な信号点力ものずれが生じる。 原点 Oと外乱の影響を受けた場合の信号点とを結んだベクトルは、例えば図 10 (b) のベクトル R64のようになる。このような外乱の影響を受けた場合の信号点は、 4個の 理想的な信号点のそれぞれを中心とする領域 S64内に分布する。平均ベクトル算出 部 62は、原点 Oと領域 S1に含まれる各信号点とを結んだ各ベクトルの平均ベクトル を求める。その結果は、例えば図 10 (c)のベクトル A64のようになる。ベクトル A64は 、図 9 (b)のベクトル A16と同様に、原点 Oと領域 S1の中心とを結ぶベクトルに近いも のになる。なお、この結果は外乱の程度、例えば外乱が雑音の場合の CZNの大小 等に、大きな影響を受けることがない。
[0072] 図 11は、図 4の平均ベクトル算出部 62で求められた平均ベクトル AQ, A16, A64 を示す図である。キャリアが QPSK方式で変調されて 、る場合の平均ベクトル AQと、 キャリアが 16QAM又は 64QAM方式で変調されている場合の平均ベクトル A16又 は A64との間に、 I—Q平面上における明確な差があることを示している。この差は、 各ベクトル AQ、 A16, A64力 始点を原点 Oする位置ベクトル (位置ベクトルの終点 は、平均ベクトル算出部 62で得られる平均値 ave ( | )、 ave ( | Q | )をそれぞれ I 軸座標、 Q軸座標とする点)であるとしたときに、原点力も各終点座標までの距離、距 離の 2乗値 (電力値）、又は終点座標そのもののいずれかからも容易に判別できる。
[0073] そこで、閾値比較部 64は、電力算出部 63が出力した電力値と所定の閾値との比 較を行い、電力値が閾値を上回っている場合には入力されたキャリアの変調方式が QPSKであると判定し、そうでな ヽ場合には QPSKではな ヽと判定する。
[0074] ここで用いられる閾値は、例えば、理想的な条件で QPSK信号、 16QAM信号、 6 4QAM信号が受信された場合に平均ベクトル AQ、 A16、 A64が示すそれぞれの電 力値 PAQ、 PA16、 PA64を用いて、 PAQと PA16との平均値（PAQ + PA16)Z2 としてもよいし、あるいは、 PAQと PA64との平均値（PAQ + PA64)Z2としてもよい
[0075] あるいは更に、シミュレーションや実験等によって、外乱があった場合でも、ベクトル A16又は A64とベクトル AQとを判別できるような適切な値を、閾値として選んでもよ い。一例として、 AWGN (Additive White Gaussian Noise)の環境では、閾値として 0 . 26を選べば効果的な判別ができることがわ力つている。閾値比較部 64は、この判 定結果を変調方式判定部 58に出力する。
[0076] また、図 4の 16QAM領域判定部 66、平均ベクトル算出部 67、電力算出部 68、及 び閾値比較部 69は、キャリアの変調方式が 16QAM及び 64QAMのうちのいずれ であるかを判定する。 16QAM領域判定部 66は、変調方式推定部 24に入力された キャリアの信号点の各成分 (I, Q)が、 I I I ≤1 / 10かつ I Q I ≤1 / 10の条 件を満たすか否かを判定する。すなわち、絶対値算出部 52から入力されたキャリア の信号点が、図 6,図 7における領域 S2 (0≤I≤lZ 10かつ 0≤Q≤lZ 10の 領域）にある力否かを判定し、判定結果を平均ベクトル算出部 67に出力する。
[0077] 平均ベクトル算出部 67は、 16QAM領域判定部 66にて | I | ≤1 / 10かつ | Q
I≤1Z 10の条件を満たすと判定されたキャリアについて、絶対値算出部 52から 供給される 1 1 L I Q Iに対して平均値 ave ( 1 1 I )、 ave( I Q I )を算出し (このと き、複数のシンボルにわたって平均を求めるようにしてもよい）、算出された ave ( I I I )、 ave ( I Q I )を電力算出部 68に出力する。電力算出部 68は、平均ベクトル算 出部 67より供給される ave ( I I I )、 ave ( I Q I )に対して 2乗和（ave ( I I I ) ) 2+ (a ve ( I Q I ) ) 2を算出し、閾値比較部 69に出力する。
[0078] ここまでの処理は、変調方式推定部 24に供給された波形等化後の OFDM信号に ついて、その信号点を表すベクトル (原点 0 (0, 0)を始点とする位置ベクトル）のうち 、終点が I I I ≤1 / 10かつ I Q I ≤1 / 10の領域に存在する条件を満たすも のを判別し、これらの平均ベクトル (原点 0 (0, 0)を始点とし、 (ave ( | )、ave ( | Q I ) )を終点とする位置ベクトル)の電力を算出することに相当する。
[0079] ここで、変調方式推定部 24に供給されるキャリアが 16QAM, 64QAMのそれぞれ の場合における、平均ベクトル算出部 67の算出結果について説明する。
[0080] 図 12 (a)は、キャリアが 16QAM方式で変調されている場合の理想的な信号点を、 領域 S2において示す図である。図 12 (b)は、キャリアが 16QAM方式で変調されて いる場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 12 ( c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[0081] まず、キャリアが 16QAM方式で変調されている場合、外乱の影響がほとんど無視 できるときに絶対値算出部 52から出力される領域 S2内の信号点の座標は、 (I, Q) = (1/^10, 1Z 10)となる。原点 Oと、この信号点とを結んだベクトルは、図 12( a)のべクトノレ T16，のようになる。
[0082] 一方、雑音等の外乱の影響を受けた場合、絶対値算出部 52から出力される信号 点は、理想的な信号点（1Z 10, 1Z 10)からのずれが生じる。原点 Oと外乱の 影響を受けた場合の信号点とを結んだベクトルは、例えば図 12 (b)のベクトル R16' のようになる。このような外乱の影響を受けた場合の信号点は、理想的な信号点（1Z 10, 1Z 10)を中心とする扇形の領域 S16'内に分布する。平均ベクトル算出部 67は、原点 Oと領域 S2に含まれる各信号点とを結んだ各ベクトルの平均のベクトル を求める。その結果は、例えば図 12 (c)のベクトル A16'のようになる。
[0083] 図 13 (a)は、キャリアが 64QAM方式で変調されている場合の理想的な信号点を、 領域 S2において示す図である。図 13 (b)は、キャリアが 64QAM方式で変調されて いる場合に、実際に受信されるキャリアの信号点の存在範囲を示す図である。図 13 ( c)は、実際に受信されるキャリアの平均ベクトルを示す図である。
[0084] キャリアが 64QAM方式で変調されている場合、外乱の影響がほとんど無視できる ときに絶対値算出部 52から出力される領域 S2内の信号点の座標は、 (I, Q) = (1Z 42, 1Z 42)となる。原点 Oと、この信号点とを結んだベクトルは、図 13 (a)のべ クトノレ T64'のようになる。
[0085] 一方、雑音等の外乱の影響を受けた場合、絶対値算出部 52から出力される信号 点は、理想的な信号点（1Z 42, 1Z 42)からのずれが生じる。原点 Oと外乱の 影響を受けた場合の信号点とを結んだベクトルは、例えば図 13 (b)のベクトル R64' のようになる。このような外乱の影響を受けた場合の信号点は、理想的な信号点（1Z I 2, 1Z 42)を中心とする領域 S64'内に分布する。平均ベクトル算出部 67は、 原点 Oと領域 S2に含まれる各信号点とを結んだ各ベクトルの平均ベクトルを求める。 その結果は、例えば図 13 (c)のベクトル A64'のようになる。ベクトル A64'は、原点 Oと領域 S2の中心とを結ぶベクトルに近いものになる。なお、この結果は外乱の程度 、例えば外乱が雑音の場合の CZNの大小等に、大きな影響を受けることがない。
[0086] 図 14は、図 4の平均ベクトル算出部 67で求められた平均ベクトル A16 ' , A64'を 示す図である。キャリアが 16QAM方式で変調されている場合の平均ベクトル A16' と、キャリアが 64QAM方式で変調されている場合の平均ベクトル A64'との間に、 I —Q平面上における明確な差があることを示している。この差は、各ベクトル A16' , A64'が、始点を原点 Oとする位置ベクトル (位置ベクトルの終点は、平均ベクトル算 出部 67で得られる平均値 ave ( I I I ) , ave ( | Q | )をそれぞれ I軸座標、 Q軸座標 とする点)であるとしたときに、原点力も各終点座標までの距離、距離の 2乗値 (電力 値）、又は終点座標そのもののいずれかからも容易に判別できる。 [0087] そこで、閾値比較部 69は、電力算出部 68が出力した電力値と所定の閾値との比 較を行い、電力値が閾値を上回っている場合には入力されたキャリアの変調方式が 16QAMであると判定し、そうでない場合には 64QAMであると判定する。
[0088] ここで用いられる閾値は、例えば、理想的な条件で 16QAM信号、 64QAM信号 が受信された場合に平均ベクトル A16'、 A64'が示すそれぞれの電力値 PA16'、 P A64，を用いて、 PA16，と PA64，との平均値（PA16， + PA64， ) Z2としてもよ!/ヽ。
[0089] あるいは更に、シミュレーションや実験等によって、外乱があった場合でも、ベクトル A16'とベクトル A64'とを判別できるような適切な値を、閾値として選んでもよい。一 例として、 AWGNの環境では、閾値として 0. 06を選べば効果的な判別ができること がわ力つている。閾値比較部 69は、この判定結果を変調方式判定部 58に出力する
[0090] 図 15は、図 4の変調方式判定部 58における処理の流れを示すフローチャートであ る。変調方式判定部 58は、図 15に示すフローに従って変調方式推定部 24に入力さ れたキャリアの変調方式を判定する。
[0091] ステップ ST12において、変調方式判定部 58は、まず、閾値比較部 64の比較結果 に基づいて、キャリアの変調方式が QPSKである力否かの判定を行う。閾値比較部 6 4の比較結果が QPSKであることを示している場合には、ステップ ST14に進む。ステ ップ ST14では、変調方式判定部 58は、変調方式推定部 24に入力されたキャリアの 変調方式が QPSKであると判定する。
[0092] 一方、閾値比較部 64の比較結果が QPSKではな 、ことを示して 、る場合には、ス テツプ ST16に進む。ステップ ST16では、変調方式判定部 58は、閾値比較部 69の 比較結果に基づいて、キャリアの変調方式が 16QAMであるか否かの判定を行う。 閾値比較部 69の比較結果が 16QAMであることを示している場合には、ステップ ST 18に進む。ステップ ST18では、変調方式判定部 58は、変調方式推定部 24に入力 されたキャリアの変調方式が 16QAMであると判定する。
[0093] 閾値比較部 69の比較結果が 16QAMではないことを示している場合には、ステツ プ ST20に進む。ステップ ST20では、変調方式判定部 58は、変調方式推定部 24に 入力されたキャリアの変調方式が 64QAMであると判定する。この変調方式判定部 5 8の判定結果が、変調方式推定部 24の推定結果として出力される。
[0094] 以上のような構成により、変調方式推定部 24は、例えば約 20シンボル分の波形等 化結果が入力されるまでに、入力された（中央セグメントの)キャリアの変調方式を推 定することができる。
[0095] なお、本実施形態においては、変調方式推定部 24が、キャリアの変調方式が QPS K、 16QAM、 64QAMのうちのいずれであるかを推定する場合を例にとって説明し た力 キャリアの変調方式力 Sこれら以外の多値 QAM等の他の変調方式であるか否 かにつ 、ても、同様の処理により推定が可能であることは 、うまでもな 、。
[0096] また、本実施形態においては、変調方式推定部 24において、平均ベクトル算出部 62及び 67で得られる平均ベクトルの大きさ、又は電力値力 変調方式を推定するよ うにしていたが、これに代えて、平均ベクトル算出部 62及び 67で得られる平均べタト ルの終点座標、すなわち、平均ベクトル算出部 62及び 67で得られる平均値 ave ( | I I )及び ave ( | Q | )が、いずれも一定の範囲内にある力否かによって変調方式を 推定するようにしてもよ ヽ。
[0097] また、部分受信判定部 20によれば、一定の受信条件内においては判定精度が確 保されるので、部分受信部の有無に関する TMCC情報 (部分受信フラグ)の取得処 理を省略し、この処理のための回路を削減することも可能である。
[0098] また、本実施形態において、周波数ディンターリーブ部 32と時間ディンターリーブ 部 34とを、それぞれ別個の構成要素であるとして説明を行ったが、それぞれキャリア 単位でインターリーブの解除を行うものであるので、これらを統合してディンターリー ブを行うように構成してもよい。この点は、以下の他の実施形態においても同様であ る。
[0099] また、電力算出部 63, 68力 平均ベクトルの振幅を求め、閾値比較部 64, 69が、 求められた平均ベクトルの振幅と所定の閾値との比較を行うようにしてもょ 、。
[0100] 以上で説明したように、本実施形態の OFDM受信装置は、 TMCC情報における 部分受信フラグの取得を待つことなぐ部分受信部の有無を判定する。このため、周 波数ディンターリーブの処理を早期に開始することができるので、受信装置が受信を 開始して力も映像、音声等を出力するまでの時間を短縮することができる。 [0101] (第 2の実施形態）
図 16は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部 204の構成例を 示すブロック図である。第 2の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OF DM復調誤り訂正部 4に代えて、 OFDM復調誤り訂正部 204を用いる。図 16の OF DM復調誤り訂正部 204は、図 2の OFDM復調誤り訂正部 4において、部分受信判 定部 20に代えて部分受信判定部 220を備えたものである。その他の構成要素は、図 2を参照して説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省 略する。
[0102] ISDB— Tにおいて、部分受信のサービスが行われる場合には、部分受信部、すな わち中央セグメントの変調方式としては、 QPSK又は 16QAMが選ばれ、その他のセ グメント、すなわち非中央セグメントの変調方式としては、 64QAMが選ばれる可能性 が高い。すなわち、中央セグメントと非中央セグメントとの変調方式に差異がある可能 '性が高い。
[0103] そこで本実施形態の部分受信判定部 220は、等化部 18より供給された波形等化 後の OFDM信号に基づいて、そのキャリアの変調方式を推定し、推定結果に基づい て、中央セグメントに属する複数のキャリアの変調方式と、非中央セグメントに属する 複数のキャリアの変調方式との比較を行い、両者に差異があれば「部分受信部あり」 と判定し、両者に差異がなければ「部分受信部なし」と判定する。そして、周波数ディ ンターリーブ部 32は、部分受信判定部 220による判定結果に応じて、周波数ディン ターリーブ処理を行う。
[0104] 図 16のように、部分受信判定部 220は、セグメント抽出部 22, 23と、変調方式推定 部 24, 25と、判定部 226とを備えている。セグメント抽出部 22は、等化部 18より供給 される波形等化後の OFDM信号より、中央セグメントに属するキャリアを抽出して変 調方式推定部 24に出力する。変調方式推定部 24は、セグメント抽出部 22より供給さ れる中央セグメントに属するキャリアについて、変調方式を推定し、推定結果を判定 部 226に出力する。
[0105] セグメント抽出部 23は、等化部 18より供給される波形等化後の OFDM信号より、 非中央セグメント（セグメント番号 1〜12の 12個のセグメント）に属するキャリアを抽出 して変調方式推定部 25に出力する。変調方式推定部 25は、セグメント抽出部 23より 供給される非中央セグメントに属するキャリアについて、変調方式を推定し、推定結 果を判定部 226に出力する。変調方式推定部 25は、図 4を参照して説明した変調方 式推定部 24とほぼ同様に構成されており、ここではその詳細な説明は省略する。
[0106] 判定部 226は、変調方式推定部 24及び 25よりそれぞれ供給される、中央セグメン トに属するキャリアの変調方式及び非中央セグメントに属するキャリアの変調方式に ついての推定結果に基づき、部分受信用の階層の有無を判定する。すなわち、判定 部 226は、中央セグメントに属するキャリアの変調方式の推定結果と非中央セグメント に属するキャリアの変調方式とを比較し、両者が異なる場合には「部分受信部あり」と 判定し、両者が同一である場合には「部分受信部なし」と判定する。
[0107] 例えば、変調方式推定部 24から供給される中央セグメントの変調方式の推定結果 が「QPSK」であり、変調方式推定部 25から供給される非中央セグメントの変調方式 の推定結果が「64QAM」である場合には、変調方式に差異があるので、判定部 22 6は「部分受信部あり」と判定する。また、例えば、中央セグメントの変調方式も非中央 セグメントの変調方式も、推定結果が 64QAMである場合には、変調方式に差異が ないので、判定部 226は「部分受信部なし」と判定する。判定部 226の判定結果は、 部分受信判定部 220の出力として周波数ディンターリーブ部 32に出力される。
[0108] 以上で説明したように、図 16の OFDM受信装置は、 TMCC情報における部分受 信フラグの取得を待つことなぐ部分受信部の有無を判定する。このため、周波数デ インターリーブの処理を早期に開始することができるので、受信装置が受信を開始し て力も映像、音声等を出力するまでの時間を短縮することができる。
[0109] なお、部分受信判定部 220のセグメント抽出部 23が、非中央セグメントとしてセグメ ント番号 1〜12の 12個のセグメントに属するキャリアを変調方式推定部 25に出力す るものとして説明した力 出力するセグメントはこれらに限らない。非中央セグメントに 属する任意のセグメントに属するキャリアを変調方式推定部 25に出力するものとして もかまわない。例えば、伝送スペクトル上の中央セグメントに隣接するセグメント番号 1 及び 2のセグメントに属するキャリアのみを変調方式推定部 25に出力するようにして もよい。この場合には、推定精度を大きく劣化させることなぐ演算に要する消費電力 を低減することができる。
[0110] また、部分受信判定部 220が変調方式推定部 24及び 25を備えるとして説明したが 、変調方式推定部 24及び 25に代えて 1つの変調方式推定部を備えることとし、この 変調方式推定部が変調方式推定部 24及び 25と同様に動作するようにしてもよい。
[0111] また、本実施形態においては、説明の便宜上、部分受信判定部 220が変調方式推 定部 24及び 25を備え、変調方式推定部 24が中央セグメントの変調方式を推定し、 変調方式推定部 25が非中央セグメントの変調方式を推定するものとして説明した。し かし、これに代えて、部分受信判定部 220が変調方式推定部 24及び 25に代わる 1 つの変調方式推定部を備えることとし、この 1つの変調方式推定部が変調方式推定 部 24及び 25と同様に動作する、すなわち、中央セグメント及び非中央セグメントの変 調方式を推定するようにしてよい。この場合においても、 1つの変調方式推定部で得 られる推定結果、すなわち、中央セグメントの変調方式と非中央セグメントの変調方 式との比較に基づき、判定部 226が部分受信用の階層の有無を判定することが可能 である。
[0112] (第 3の実施形態）
図 17は、本発明の第 3の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部 304の構成例を 示すブロック図である。第 3の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OF DM復調誤り訂正部 4に代えて、 OFDM復調誤り訂正部 304を用いる。図 17の OF DM復調誤り訂正部 304は、図 2の OFDM復調誤り訂正部 4において、伝送制御情 報取得部 46と、選択部 48とを更に備えたものである。その他の構成要素は、図 2を 参照して説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略 する。
[0113] 伝送制御情報取得部 46は、 FFT部 16から周波数領域の OFDM信号を受け取り、 変調方式や符号化率等の復調、誤り訂正の処理に必要な各種の伝送制御情報 (IS DB— Tにおける TMCC情報）の復号、取得を行うとともに、取得した部分受信部の 有無に関する情報、すなわち部分受信フラグ FPを選択部 48に出力する。また、伝送 制御情報取得部 46は、部分受信フラグ FPの取得が完了したか否かを示すフラグ FF (以下では、「取得完了フラグ」と称する）を、選択部 48に出力する。部分受信判定部 20は、等化部 18で得られる波形等化結果に基づき、部分受信部の有無を判定し、 判定結果を選択部 48に出力する。
[0114] 選択部 48は、伝送制御情報取得部 46より得られる取得完了フラグ FF力 部分受 信フラグ FPの取得を完了して 、な 、ことを示して 、る場合には、部分受信判定部 20 が出力する部分受信部の有無についての判定結果を選択し、取得完了フラグ FFが 部分受信フラグ FPの取得を完了して 、ることを示して 、る場合には、伝送制御情報 取得部 46が出力する部分受信フラグ FPを選択し、選択結果である部分受信部の有 無についての情報を周波数ディンターリーブ部 32に出力する。
[0115] 周波数ディンターリーブ部 32は、選択部 48から出力される部分受信部の有無につ いての情報に基づいて、等化部 18から出力される OFDM信号に対して周波数ディ ンターリーブ処理を行い、処理結果を時間ディンターリーブ部 34に出力する。
[0116] ISDB—Tの規格において、 TMCCキャリアは、伝送路での外乱に対する耐性が 非常に高ぐまた TMCC情報に対する誤り訂正処理等を行うことも可能な設計がなさ れているので、その復号結果に対する信頼性は非常に高いものとなっている。そこで 、本実施形態では、伝送制御情報として得られる部分受信フラグ FPの取得が完了す るまでの段階では、早期に判定結果の得られる部分受信部 20による判定結果を用 い、部分受信フラグ FPの取得が完了した後の段階では、部分受信フラグ FPの値を 用いて、部分受信部の有無に応じて周波数ディンターリーブを行うようにして 、る。
[0117] このため、伝送路での外乱の影響が比較的少ない場合には、部分受信判定部 20 により早期に部分受信部の有無の推定を行って、映像、音声等が出力されるまでの 時間を短縮することができる一方、部分受信部 20が推定を誤るような伝送路環境下 でも、伝送制御情報として得られた部分受信フラグ FPを参照することができるので、 より正確な部分受信部の有無に関する情報を得ることが可能となる。
[0118] なお、本実施形態において伝送制御情報の捕捉 ·完了を示す取得完了フラグ FF は、部分受信フラグ FPのみの取得完了を示すものであってもよいし、伝送制御情報 全体の取得完了を示すものであってもよい。
[0119] また、本実施形態において、部分受信判定部 20に代えて図 16の部分受信判定部 220を用いるようにしてもょ ヽ。 [0120] (第 4の実施形態）
図 18は、本発明の第 4の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部 404の構成例を 示すブロック図である。第 4の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OF DM復調誤り訂正部 4に代えて、 OFDM復調誤り訂正部 404を用いる。図 18の OF DM復調誤り訂正部 404は、直交検波部 14と、 FFT部 16と、等化部 18と、変調方式 推定部 424と、デマップ部 442と、誤り訂正部 444とを備えている。図 2を参照して説 明した構成要素と同様のものについては、同一の参照番号を付してその説明を省略 する。
[0121] 等化部 18は、周波数領域の OFDM信号に対して伝送路で生じた歪みの波形等 化を行って、波形等化後の OFDM信号を変調方式推定部 424及びデマップ部 442 に出力する。変調方式推定部 424は、入力された波形等化後の OFDM信号よりキヤ リアの変調方式を推定し、推定結果をデマップ部 442に出力する。変調方式推定部 424は、図 4を参照して説明した変調方式推定部 24と同様に構成されているものとし 、詳細な説明は省略する。
[0122] デマップ部 442は、変調方式推定部 424で得られた変調方式の推定結果に基づき 、等化部 18から入力される波形等化後の OFDM信号に対して軟判定を行い、軟判 定メトリックデータを誤り訂正部 444に出力する。誤り訂正部 444は、各種インターリ ーブの解除処理、及びビタビ復号や RS復号等の誤り訂正復号化の処理を行い、そ の結果を出力する。
[0123] 図 18の OFDM復調誤り訂正部 404によれば、従来の受信装置のように、例えば IS DB— Tの場合には TMCC情報として伝送される、キャリア変調方式に関する情報を 取得することなぐ変調方式推定部 424が波形等化されたキャリアに基づいて変調方 式（例えば QPSK、 16QAM、 64QAMのうちのいずれ力）を推定し、この推定結果 を用いてデマップ部 442で軟判定を行うことが可能となる。このため、 TMCC情報の ような伝送制御情報の取得に要する時間が不要となり、受信開始から映像、音声等 を出力するまでの時間の短縮を図ることができる。
[0124] なお、本実施形態の OFDM復調誤り訂正部 404によれば、受信対象となる OFD M信号の変調方式が伝送帯域内の全データキャリアついて同一であることが前提と なっている OFDM信号を受信する場合には、変調方式推定部 424によるキャリア変 調方式の推定精度が上がるので、より高い効果が得られる。
[0125] 例えば、日本において採用されている地上デジタル音声放送方式 (ISDB— T )
SB
の A階層又は ISDB— Tの部分受信部のみを受信する 1セグメント専用受信装置等 においては、受信する帯域の OFDM信号の変調方式が全データキャリアについて 同一である。このため、このような装置に図 18のような OFDM復調誤り訂正部 404を 用いると、 TMCC情報によりキャリア変調方式に関する情報を取得していた従来の 受信装置に比べて、受信開始から音声を出力するまでの時間を大幅に短縮すること ができる。
[0126] 同様に、欧州の地上デジタルテレビジョン放送方式である DVB— T又は DVB— H を受信する場合に関しても、本実施の形態を適用する効果が得られる。 DVB— T又 は DVB— Hでは、全帯域の OFDM信号の変調方式が同一であり、このキャリア変調 方式についての情報は TPS (Transmission Parameter Signalling)と呼ばれる伝送制 御情報として伝送される。このような OFDM信号を受信する場合にも、 TPS〖こよるキ ャリア変調方式に関する情報を取得していた従来の受信装置に比べて、受信開始か ら映像、音声等を出力するまでの時間の短縮を図ることができる。
[0127] また、第 4の実施形態においては、 OFDM信号を対象としてキャリアの変調方式の 推定について説明した力 シングルキャリアの伝送システムの場合であっても同様の 処理が可能である（この場合、 FFT部は不要であり、等化部も不要である場合がある )。すなわち、受信されたキャリアの I Q平面上における信号点のうち、所定の領域 に存在する信号点を表すベクトルを時間的に平均して、平均ベクトルを算出し、更に この平均ベクトルの振幅又は振幅の 2乗と所定の閾値とを比較することによって、キヤ リアの変調方式を求め、軟判定を行うようにすることができる。
[0128] (第 5の実施形態）
図 19は、本発明の第 5の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部 504の構成例を 示すブロック図である。第 5の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OF DM復調誤り訂正部 4に代えて、 OFDM復調誤り訂正部 504を用いる。図 19の OF DM復調誤り訂正部 504は、図 18の OFDM復調誤り訂正部 404において、伝送制 御情報取得部 546と、選択部 548とを更に備えたものである。その他の構成要素は、 図 2,図 18を参照して説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその 説明を省略する。
[0129] 伝送制御情報取得部 546は、 FFT部 16より供給された周波数領域の OFDM信号 から、変調方式や符号化率等の復調、誤り訂正の処理に必要な各種の伝送制御情 報（例えば、 ISDB— Tにおける TMCC情報、 DVB— Tにおける TPS情報等）の取 得を行い、キャリアの変調方式に関する情報 Mlを選択部 548に出力する。また、伝 送制御情報取得部 546は、キャリアの変調方式に関する情報 Ml等の取得が完了し た力否かを示すフラグ (取得完了フラグ FI)を、選択部 548に出力する。
[0130] 等化部 18は、波形等化結果を変調方式推定部 424及びデマップ部 442に出力す る。変調方式推定部 424は、入力された波形等化後の OFDM信号よりキャリアの変 調方式を推定し、推定結果を選択部 548に出力する。
[0131] 選択部 548は、伝送制御情報取得部 546より得られる取得完了フラグ FIがキャリア の変調方式に関する情報 Mlの取得を完了して 、な 、ことを示して 、る場合には、変 調方式推定部 424の推定結果を選択し、逆に、取得完了フラグ FIがキャリアの変調 方式に関する情報 Mlの取得を完了していることを示している場合には、伝送制御情 報取得部 546が供給するキャリアの変調方式に関する情報 Mlを選択し、選択結果 をデマップ部 442に出力する。
[0132] デマップ部 442は、選択部 548から供給された選択結果に基づき、等化部 18から 供給される波形等化後の OFDM信号に対して軟判定を行 ヽ、軟判定メトリックデー タを誤り訂正部 444に出力する。
[0133] ISDB— Tの規格において、取得された TMCC情報に対する信頼性は非常に高い ものとなっている。そこで、本実施形態では、 TMCC情報等の伝送制御情報として伝 送されるキャリアの変調方式に関する情報の取得が完了するまでの段階では、早期 に推定結果の得られる変調方式推定部 424によって得られるキャリアの変調方式に 関する情報を用い、伝送制御情報の取得が完了した後の段階では、伝送制御情報 として得られる情報を用いて、キャリア変調方式に応じてデマップを行うことを特徴と している。 [0134] このため、伝送路での外乱などの影響が比較的少ない場合には、変調方式推定部 424により早期にキャリア変調方式の推定を行って、映像、音声等が出力されるまで の時間を短縮することができる。一方、変調方式推定部 424が推定を誤るような伝送 路環境下でも、伝送制御情報として得られたキャリア変調方式に関する情報 Mlを用 いることができるので、より正確なキャリア変調方式に関する情報を得ることが可能と なる。
[0135] なお、本実施形態において伝送制御情報の取得完了を示す取得完了フラグ FIは 、キャリア変調方式に関する情報 Mlのみの取得完了を示すものであってもよいし、伝 送制御情報全体の取得完了を示すものであってもよい。
[0136] なお、本実施形態も、第 4の実施形態と同様に、 ISDB-T の A階層又は ISDB—
SB
Tの部分受信部のみを受信する 1セグメント専用受信装置や、 DVB— T、 DVB-H 用の受信装置等に適用が可能である。本実施形態によると、 TMCC情報や TPSな どの伝送制御情報からキャリア変調方式に関する情報を取得していた従来の受信装 置に比べて、受信開始から映像、音声等を出力するまでの時間の短縮を図ることが できる。
[0137] (第 6の実施形態）
図 20は、本発明の第 6の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部 604の構成例を 示すブロック図である。第 6の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OF DM復調誤り訂正部 4に代えて、 OFDM復調誤り訂正部 604を用いる。図 20の OF DM復調誤り訂正部 604は、図 16の OFDM復調誤り訂正部 204において、部分受 信判定部 220に代えて部分受信判定部 620を備え、デマップ部 42に代えてデマツ プ部 642を備えたものである。その他の構成要素は、図 2,図 16を参照して説明した ものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
[0138] 等化部 18は、波形等化結果を部分受信判定部 620及び周波数ディンターリーブ 部 32に出力する。部分受信判定部 620は、図 16の部分受信判定部 220とほぼ同様 に構成されている力 中央セグメントの変調方式及び非中央セグメントの変調方式を 示す信号が外部に出力される点が異なっている。
[0139] 判定部 226は、部分受信用の階層の有無についての判定結果を周波数デインタ 一リーブ部 32に出力する。変調方式推定部 24は、中央セグメントの変調方式を求め てデマップ部 642に出力し、変調方式推定部 25は、非中央セグメントの変調方式を 求めてデマップ部 642に出力する。
[0140] デマップ部 642は、等化部 18から供給される波形等化後の OFDM信号に対して 軟判定を行い、軟判定メトリックデータを誤り訂正部 44に出力する。ここで、デマップ 部 642は、変調方式推定部 24及び 25で得られた変調方式の推定結果に基づ 、て 、中央セグメント及び非中央セグメントのそれぞれのキャリアについての軟判定を行う
[0141] 図 20の OFDM復調誤り訂正部 604によれば、受信信号によって（例えば ISDB— Tの場合には TMCC情報として)伝送される、部分受信部の有無に関する情報及び キャリア変調方式に関する情報を取得することなぐ部分受信判定部 620による部分 受信部の有無についての判定結果に基づいて周波数ディンターリーブを行うととも に、部分受信判定部 620による変調方式の推定結果を用いてデマップ部 642で軟 判定を行うことが可能となる。このため、 TMCC情報の取得に要する時間が不要とな り、受信開始から映像、音声等を出力するまでの時間の短縮を図ることができる。
[0142] なお、本実施形態に関しても、図 17等を参照して説明したように、伝送制御情報取 得部及び選択部を備えるようにし、部分受信判定部 620で得られる部分受信部の有 無に関する情報及び変調方式に関する情報と、 TMCC情報等から得られる情報とを 、適宜選択して用いるようにしてもよい。
[0143] また、本実施形態では、部分受信判定部 620が中央セグメントと非中央セグメントと における変調方式の差異を検出して部分受信部の有無を判定するものとして説明し たが、これに代えて第 1の実施形態で説明した部分受信部 20を同様に用い、部分受 信部 20で得られる変調方式の推定結果を利用するようにしてもよい。この場合、変調 方式の異なる 2階層以上の階層伝送がなされた場合には変調方式の推定はできなく なる力 変調方式が伝送帯域内の全セグメントにわたって同一となるような場合には 、変調方式や部分受信部の有無の推定が可能となり、 TMCC情報による部分受信 フラグや変調方式を取得する時間が不要となる。したがって、この場合も受信開始か ら映像、音声等を出力するまでの時間の短縮を図ることができる。 [0144] (第 7の実施形態）
図 21は、本発明の第 7の実施形態に係る OFDM復調誤り訂正部 704の構成例を 示すブロック図である。第 7の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OF DM復調誤り訂正部 4に代えて、 OFDM復調誤り訂正部 704を用いる。図 21の OF DM復調誤り訂正部 704は、図 2の OFDM復調誤り訂正部 4において、ディンターリ ーブ部 30に代えてディンターリーブ部 730を備え、伝送制御情報取得部 46を更に 備えたものである。その他の構成要素は、図 2を参照して説明したものと同様である ので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
[0145] 図 21のディンターリーブ部 730は、周波数ディンターリーブ部 32と、時間デインタ 一リーブ部 734とを有している。伝送制御情報取得部 46は、 FFT部 16より供給され た周波数領域の OFDM信号から、変調方式や符号化率等の復調、誤り訂正の処理 に必要な各種の伝送制御情報 (ISDB— Tにおける TMCC情報）の取得を行 、、得 られた時間インターリーブ長を時間ディンターリーブ部 734に出力する。
[0146] 周波数ディンターリーブ部 32は、部分受信判定部 20より供給された判定結果に基 づき、部分受信部がある場合とない場合とのそれぞれに適した方法で、等化部 18の 出力に対して周波数インターリーブの解除 (周波数ディンターリーブ)を行 、、周波 数ディンターリーブされた OFDM信号を時間ディンターリーブ部 734に出力する。
[0147] 時間ディンターリーブ部 734は、周波数ディンターリーブ部 32より供給された周波 数インターリーブ解除後の OFDM信号に対して、伝送制御情報取得部 46より供給 される時間インターリーブ長に応じて時間インターリーブの解除（時間ディンターリー ブ）を行い、時間ディンターリーブされた OFDM信号をデマップ部 42に出力する。
[0148] 時間ディンターリーブ部 734は、書き込みアドレス生成部 736と、読み出しアドレス 生成部 737と、メモリ制御部 738と、メモリ 739とを有している。書き込みアドレス生成 部 736は、時間ディンターリーブ部 734に供給される OFDM信号をメモリ 739に書き 込むためのアドレスを生成し、書き込みアドレスとしてメモリ制御部 738に出力する。 書き込みアドレス生成部 736は、受信動作開始時において、伝送制御情報取得部 4 6による時間インターリーブ長が未取得の状態、すなわち時間インターリーブ長に関 する TMCC情報が時間ディンターリーブ部 734に未だ正しく供給されて 、な 、状態 であっても、書き込みアドレスの生成を開始する。
[0149] 読み出しアドレス生成部 737は、時間インターリーブ解除後の OFDM信号としてメ モリ 739から OFDM信号を読み出すためのアドレスを、読み出しアドレスとして生成 し、メモリ制御部 738に出力する。読み出しアドレス生成部 737は、伝送制御情報取 得部 46より供給される時間インターリーブ長に基づいて、読み出しアドレスを生成す る。
[0150] メモリ制御部 738は、書き込みアドレス生成部 736及び読み出しアドレス生成部 73 7よりそれぞれ供給される書き込みアドレス及び読み出しアドレスを、アドレス ADとし てメモリ 739に出力する。また、メモリ制御部 738は、書き込みアドレスに従って時間 ディンターリーブ部 734に供給される OFDM信号のメモリ 739へのデータ DTの書き 込みを制御するとともに、読み出しアドレスに従ってメモリ 739からのデータ DTの読 み出しを制御して、読み出されたデータを時間インターリーブの解除が施された OF DM信号としてデマップ部 42に出力する。
[0151] 図 22は、 TMCC情報の取得完了後に時間インターリーブを開始する場合につい て、 TMCC情報の取得状況と時間ディンターリーブの解除タイミングとの関係を示す タイミングチャートである。図 23は、 TMCC情報の取得完了を待たずに時間インター リーブを開始する場合にっ 、て、 TMCC情報の取得状況と時間ディンターリーブの 解除タイミングとの関係を示すタイミングチャートである。
[0152] ISDB—Tでは、移動受信時の特性を向上させるため、送信側ではキャリアごとに データの遅延量をシンボル単位でずらしておき、受信側でこれを元に戻すことにより 、伝送路で生じる集中的な誤りを分散させる効果のある時間インターリーブが採用さ れている。その分散期間を示す時間インターリーブ長 Iは、サービス内容に応じて 1 = 0, 1, 2, 4 (Mode3の場合)の中力も送信局側で任意に選択することが可能になつ ている。時間インターリーブによるデータの分散期間は、 1 = 0の場合 0シンボル、 1 = 1の場合 95シンボル、 1 = 2の場合 190シンボル、 1=4の場合 380シンボルである。こ の時間インターリーブ長に関する TMCC情報は、シンボル番号 34, 35, 36 (A階層 の時間インターリーブ長の場合）のシンボルにおいて TMCCキャリアによって伝送さ れる。 [0153] いま、時刻 tOで受信動作を開始し、時間インターリーブ長に関する TMCC情報の 取得を時刻 tlに開始し、時刻 t2に完了したとする。また、時刻 tlはあるフレームのシ ンボル番号 37の時刻であり、時刻 t2は次のフレームのシンボル番号 37の時刻であ るとする。受信しょうとする OFDM信号の時間インターリーブ長 Iは、 2 (分散期間 190 シンボル）であるとする。時間インターリーブ長 1 = 2の場合、メモリには 190シンボル 分のデータを書き込んでおく必要があるので、書き込みを開始してから 190シンボル の期間を経過した後に、初めて有効なデータが読み出されることになる。
[0154] 図 22に示すように、時間インターリーブ長の取得が完了した時刻 t2にメモリへの書 き込みを開始した場合、時刻 t2から 190シンボルの期間経過後の時刻 t3のタイミン グ (シンボル番号 22のタイミング)からメモリより有効データの読み出しが可能され、こ の時刻から、時間インターリーブが解除された OFDM信号が出力可能となる。
[0155] 一方、図 23に示すように、時間インターリーブ長の取得が完了する前にメモリへの 書き込みを開始した場合、すなわち、例えば時間インターリーブ長の取得を開始する 時刻 tlにメモリへの書き込みを開始した場合を考える。時刻 tl力も t2までの期間に は、時間インターリーブ長が不明であるので、有効な信号は出力できないが、時刻 t2 では書き込みを開始してから 190シンボル以上の期間が経過しているため、時間イン ターリーブ長の取得が完了すると、直ちにこのタイミングから時間インターリーブが解 除された OFDM信号の出力可能となる。すなわち、図 22の場合に比べると、 190シ ンボル分の期間だけ早期に時間インターリーブが解除された OFDM信号が得られる ことになる。
[0156] そこで、本実施形態における時間ディンターリーブ部 734にお 、ては、伝送制御情 報取得部 46における時間インターリーブ長の取得前の時点でメモリ 739への OFD M信号の書き込みを開始しておき、時間インターリーブ長の取得が完了した時点で、 メモリ 739からこの時間インターリーブ長に応じた読み出しを開始するようにしておく。 ここで、メモリ 739への OFDM信号の書き込みを行う際には、時間インターリーブ長 が最大のものを想定して書き込むようにしておけばょ 、。
[0157] この結果、時間インターリーブ長の取得後にこの時間インターリーブ長に応じた書 き込みを開始する場合に比べて、時間ディンターリーブされた OFDM信号を早期に 出力することが可能となる。このため、受信開始から映像、音声等の出力までの時間 の短縮を図ることができる。
[0158] なお、本実施形態では、説明の便宜上、周波数ディンターリーブ部 32と時間ディ ンターリーブ部 734とを別個の構成要素として説明を行った力 いずれもキャリア単 位のインターリーブの処理であるので、これらを統合してメモリ量を削減することも可 能である。すなわち、ディンターリーブ部 730に代えて、次のようなディンターリーブ 部を用いるようにしてもよい。
[0159] 図 24は、図 21のディンターリーブ部の変形例の構成を示すブロック図である。図 2 4のディンターリーブ部 830は、書き込みアドレス生成部 836と、読み出しアドレス生 成部 837と、メモリ制御部 838と、メモリ 839とを有している。
[0160] 図 24の書き込みアドレス生成部 836及び読み出しアドレス生成部 837は、周波数 インターリーブと時間インターリーブの解除を同時に行うように、それぞれのアドレスを 生成する。この際、書き込みアドレス生成部 836は、部分受信判定部 20から得られる 部分受信部の有無の判定結果に基づいて、書き込みアドレスを生成する。読み出し アドレス生成部 837は、伝送制御情報取得部 46によって取得された時間インターリ ーブ長に基づいて、読み出しアドレスを生成する。
[0161] メモリ制御部 838は、書き込みアドレス生成部 836及び読み出しアドレス生成部 83 7よりそれぞれ供給される書き込みアドレス及び読み出しアドレスを、アドレス ADとし てメモリ 839に出力する。また、メモリ制御部 838は、書き込みアドレスに従って、ディ ンターリーブ部 830に供給される OFDM信号をデータ DTとしてメモリ 839に書き込 む制御をするとともに、読み出しアドレスに従って、メモリ 839からのデータ DTの読み 出しを制御して、読み出されたデータを、周波数インターリーブ及び時間インターリー ブの解除が施された OFDM信号としてデマップ部 42に出力する。
[0162] メモリ制御部 838は、時間インターリーブ長の取得前に、部分受信判定部 20から得 られる部分受信部の有無の判定結果に基づ 、て、メモリ 839への OFMD信号のデ ータの書き込みを開始しておき、時間インターリーブ長の取得完了時から、この時間 インターリーブ長に応じて、メモリからのデータの読み出しを行うようにすればよい。こ の場合においても、図 21のディンターリーブ部 730と同様に、周波数インターリーブ 及び時間インターリーブの両方が解除された OFDM信号を早期に得ることが可能と なる。
[0163] また、本実施形態において、部分受信判定部 20に代えて図 16の部分受信判定部
220を用いるようにしてもょ ヽ。
[0164] また、本実施形態に関しても、図 17等を参照して説明したように選択部を備えるよう にし、ディンターリーブ部 730が、部分受信判定部 20で得られる部分受信部の有無 に関する情報と、 TMCC情報力 得られる情報とを、適宜選択して用いるようにして ちょい。
[0165] 以上の実施形態においては、主にベクトルとその成分とを用いて説明した力 ベタト ルを、始点を原点 Oとする位置ベクトルとし、そのベクトルの終点、並びに、その点の I 軸座標及び Q軸座標を用いても同様に説明することができる。
[0166] また、以上の第 1〜第 7実施形態は、本発明に係る構成を例示したものであって、 本発明はこれらの実施形態で説明された構成に限定されるものではない。例えば、 信号処理の順序を入れ替えたり、複数の構成要素によって行われる信号処理を統合 して行ったり、他の信号処理を組み合わせたり、信号処理の一部を省略してもよぐ 例示された構成で本発明の内容を限定するものではない。
産業上の利用可能性
[0167] 以上説明したように、本発明は、受信動作を開始して力 映像、音声等を出力する までの時間を大きく短縮することができるので、 OFDM受信装置及び OFDM受信方 法等として有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 複数のキャリアで構成された OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing： 直交周波数分割多重)信号を受信する OFDM受信装置であって、
受信された時間領域の OFDM信号を周波数領域の OFDM信号に変換して出力 する高速フーリエ変換部と、
前記周波数領域の OFDM信号に対して波形等化を行 、、波形等化後の OFDM 信号を出力する等化部と、
前記波形等化後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの信号点に基づいて、こ れらのキャリアの変調方式を推定し、得られた推定結果を出力する変調方式推定部 とを備え、
前記推定結果に応じて、伝送された情報を得るための処理を前記受信された OFD M信号に対して行うように構成された
OFDM受信装置。
[2] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記変調方式推定部は、
前記波形等化後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの信号点のうち、 I Q 平面上における所定の領域に存在する信号点の I軸座標の平均値及び Q軸座標の 平均値を算出し、前記算出された I軸座標の平均値及び Q軸座標の平均値に基づい て、前記波形等化後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの変調方式を推定す るものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[3] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記受信された OFDM信号は、それぞれが複数のキャリアから構成される、複数 のセグメントから構成され、所定のセグメントを用いて部分受信用の情報の伝送が可 能であるものであり、
当該 OFDM受信装置は、
前記変調方式推定部で得られた推定結果に基づ 、て、前記受信された OFDM信 号にお 1、て前記部分受信用の情報の伝送が行われて!、るか否かを判定する判定部 と、
前記判定部によって得られた判定結果に応じて、前記受信された OFDM信号に 対して周波数インターリーブの解除を行うディンターリーブ部とを更に備えるものであ る
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[4] 請求項 3に記載の OFDM受信装置において、
前記判定部は、
前記変調方式推定部で得られた推定結果に基づ!ヽて、
前記部分受信用の情報の伝送が可能な所定のセグメントに属する複数のキャリア の変調方式が QPSK (Quaternary Phase Shift Keying)又は 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation)である場合には、前記受信された OFDM信号において前記 部分受信用の情報の伝送が行われていると判定し、前記部分受信用の情報の伝送 が可能な所定のセグメントに属する複数のキャリアの変調方式が 64QAMである場 合には、前記受信された OFDM信号にぉ 、て前記部分受信用の情報の伝送が行 われて 、な 、と判定するものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[5] 請求項 3に記載の OFDM受信装置において、
前記判定部は、
前記変調方式推定部で得られた推定結果に基づ!ヽて、
前記部分受信用の情報の伝送が可能な所定のセグメントに属する複数のキャリア の変調方式と、前記部分受信用の情報の伝送が可能な所定のセグメントとは異なる セグメントに属する複数のキャリアの変調方式とが異なる場合には、前記受信された OFDM信号にぉ 、て前記部分受信用の情報の伝送が行われて 、ると判定し、その 他の場合には、前記受信された OFDM信号にお 、て前記部分受信用の情報の伝 送が行われて 、な 、と判定するものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[6] 請求項 3に記載の OFDM受信装置において、
前記周波数領域の OFDM信号から、前記受信された OFDM信号にお ヽて前記 部分受信用の情報の伝送が行われている力否かを示す伝送制御情報を取得して出 力する伝送制御情報取得部と、
前記伝送制御情報取得部が前記伝送制御情報を取得して!/、る場合には、前記伝 送制御情報取得部が出力する前記伝送制御情報を選択し、その他の場合には、前 記判定部で得られた判定結果を選択して、選択結果を前記ディンターリーブ部に出 力する選択部とを更に備え、
前記ディンターリーブ部は、
前記選択部の出力に基づ 、て、前記受信された OFDM信号に対して周波数イン ターリーブの解除を行うものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[7] 請求項 3に記載の OFDM受信装置において、
前記変調方式推定部で得られた推定結果に基づ!、て、前記波形等化後の OFD M信号に対して軟判定を行 、、得られた結果を出力するデマップ部を更に備える ことを特徴とする OFDM受信装置。
[8] 請求項 3に記載の OFDM受信装置において、
前記周波数領域の OFDM信号から、前記受信された OFDM信号の時間インター リーブ長を示す伝送制御情報を取得して出力する伝送制御情報取得部を更に備え 前記ディンターリーブ部は、
前記伝送制御情報取得部において前記時間インターリーブ長を示す伝送制御情 報を取得する前に、前記判定部の判定結果に基づいて書き込みアドレスを生成し、 前記生成された書き込みアドレスに基づ 、て、前記受信された OFDM信号のメモリ への書き込みを開始し、かつ、前記伝送制御情報取得部において前記時間インター リーブ長を示す伝送制御情報を取得した後に、前記取得された時間インターリーブ 長に基づ 、て読み出しアドレスを生成し、前記生成された読み出しアドレスに基づ!/ヽ て、前記メモリに書き込まれた OFDM信号を読み出して、前記受信された OFDM信 号に施された周波数インターリーブ及び時間インターリーブの解除を行うものである ことを特徴とする OFDM受信装置。
[9] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記変調方式推定部で得られた推定結果に基づ!、て、前記波形等化後の OFD M信号に対して軟判定を行 、、得られた結果を出力するデマップ部を更に備える ことを特徴とする OFDM受信装置。
[10] 請求項 9に記載の OFDM受信装置において、
前記周波数領域の OFDM信号から、前記受信された OFDM信号のキャリアの変 調方式を示す伝送制御情報を取得して出力する伝送制御情報取得部と、
前記伝送制御情報取得部が前記伝送制御情報を取得して!/、る場合には、前記伝 送制御情報取得部が出力する前記伝送制御情報を選択し、その他の場合には、前 記変調方式推定部が出力する推定結果を選択して、選択結果を前記デマップ部に 出力する選択部とを更に備え、
前記デマップ部は、
前記選択部の出力に基づ!、て、前記波形等化後の OFDM信号に対して軟判定を 行うものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[11] デジタル変調されたキャリアを受信し、波形等化する等化部と、
前記等化部で波形等化されたキャリアの信号点のうち、 I Q平面上における所定 の領域に存在する信号点の I軸座標の平均値及び Q軸座標の平均値を算出し、前 記算出された I軸座標の平均値及び Q軸座標の平均値に基づ 、て、前記等化部で 波形等化されたキャリアの変調方式を推定する変調方式推定部と、
前記変調方式推定部によって推定された変調方式に基づいて、前記等化部で波 形等化されたキャリアに対して軟判定を行 ヽ、得られた結果を出力するデマップ部と を備える
受信装置。
[12] 複数のキャリアで構成された OFDM信号を受信する OFDM受信方法であって、 受信された時間領域の OFDM信号を周波数領域の OFDM信号に変換する高速 フーリエ変換ステップと、
前記周波数領域の OFDM信号に対して波形等化を行 、、波形等化後の OFDM 信号を出力する等化ステップと、
前記波形等化後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの信号点に基づいて、こ れらのキャリアの変調方式を推定し、推定結果を得る変調方式推定ステップと、 前記推定結果に応じて、伝送された情報を得るための処理を前記受信された OFD M信号に対して行うステップとを備える
OFDM受信方法。
[13] 請求項 12に記載の OFDM受信方法において、
前記変調方式推定ステップは、
前記波形等化後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの信号点のうち、 I Q 平面上における所定の領域に存在する信号点の I軸座標の平均値及び Q軸座標の 平均値を算出し、前記算出された I軸座標の平均値及び Q軸座標の平均値に基づい て、前記波形等化後の OFDM信号を構成する複数のキャリアの変調方式を推定す るものである
ことを特徴とする OFDM受信方法。
[14] 請求項 12に記載の OFDM受信方法において、
前記受信された OFDM信号は、それぞれが複数のキャリアから構成される、複数 のセグメントから構成され、所定のセグメントを用いて部分受信用の情報の伝送が可 能であるものであり、
当該 OFDM受信方法は、
前記変調方式推定ステップで得られた推定結果に基づ!ヽて、前記受信された OF DM信号にぉ 、て前記部分受信用の情報の伝送が行われて 、る力否かを判定する 判定ステップと、
前記判定ステップによって得られた判定結果に応じて、前記受信された OFDM信 号に対して周波数インターリーブの解除を行うディンターリーブステップとを更に備え るものである
ことを特徴とする OFDM受信方法。
[15] 請求項 14に記載の OFDM受信方法において、
前記判定ステップは、 前記変調方式推定ステップで得られた推定結果に基づいて、 前記部分受信用の情報の伝送が可能な所定のセグメントに属する複数のキャリア の変調方式と、前記部分受信用の情報の伝送が可能な所定のセグメントとは異なる セグメントに属する複数のキャリアの変調方式とが異なる場合には、前記受信された OFDM信号にぉ 、て前記部分受信用の情報の伝送が行われて 、ると判定し、その 他の場合には、前記受信された OFDM信号にお 、て前記部分受信用の情報の伝 送が行われて 、な 、と判定するものである
ことを特徴とする OFDM受信方法。
請求項 12に記載の OFDM受信方法において、
前記変調方式推定ステップで得られた推定結果に基づ!ヽて、前記波形等化後の O FDM信号に対して軟判定を行うデマップステップを更に備える
ことを特徴とする OFDM受信方法。
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