WO2005029516A1 - 信号弁別器 - Google Patents

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WO2005029516A1
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frequency
reactance
signal
noise
signal discriminator
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PCT/JP2003/012043
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Osamu Kobayashi
Osamu Yamada
Yukio Suzuki
Kiyoshi Ito
Mayuka Shirai
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Minebea Co.,Ltd.
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    • H01F2017/065—Core mounted around conductor to absorb noise, e.g. EMI filter

Definitions

  • the present invention relates to a signal discriminator, and more particularly to a signal discriminator having good noise cutoff characteristics and no waveform distortion.
  • the signal discriminator has a structure in which a signal line and a power supply line of an electronic device pass through a cylindrical or toroidal magnetic core.
  • a cable 1 such as a signal line or a power supply line is penetrated by a cylindrical magnetic core 2.
  • the outside of the magnetic core 2 is covered with an insulator 3.
  • This cylindrical or toroidal core 2 has a structure in which a closed magnetic circuit is formed by a single core 2 as shown in FIG. 9 (a), for example, and a plurality of cores as shown in FIG. 9 (b). There is a structure in which a closed magnetic circuit is formed by combining 2a and 2b.
  • FIG. 10 (a) and FIG. 10 (b) show frequency characteristic curves of magnetic permeability IX and impedance Z in a magnetic core using such a soft magnetic material.
  • the pure resistance component (R) caused by the imaginary magnetic permeability (') provides a high-frequency noise absorption effect as described later, and is used as a signal discriminator for separating noise and signals.
  • the impedance Z of the magnetic core having the above characteristics has been expressed by the magnetic permeability ⁇ as follows. '
  • X is a reactance component generated by the real part ⁇ ′ of the magnetic permeability ⁇ , and : Proportional component.
  • R is a resistance component caused by the imaginary part / "of the magnetic permeability ⁇ , and is composed of winding resistance, iron loss, etc. As will be described later, in actuality, the X and R components respectively have winding-winding The capacitance between the core and the capacitance between the core and the winding is also included.
  • the magnetic permeability is represented by a real part ⁇ 'and an imaginary part ⁇ ", and the real part decreases at high frequencies. That is, the property as the inductance is lost. The part starts to increase from a certain frequency band, and after the maximum value, decreases again.
  • Such an imaginary part ′ acts as a pure resistance component as a signal discriminator. That is, high-frequency signals or noise are consumed as heat energy.
  • FIG. 10 (a) When FIG. 10 (a) is shown by a change in impedance Z as a signal discriminator, it becomes as shown in FIG. 10 (b). That is, at low frequencies, the reactance component X is dominant, and at high frequencies, the imaginary part ⁇ ”increases and the resistance component R becomes dominant. The reactance component X reflects noise, and the resistance component R converts noise to thermal energy. Convert to
  • the reactance component X prevents noise transmitted through the cable by reflecting the noise mixed into the cable to the input side, the reflected noise becomes another noise source and radiated noise. It is possible that On the other hand, the resistance component R converts noise to heat energy and consumes it, so there is no effect as noise on others. Therefore, it is desirable to remove noise by converting it to heat energy.
  • the frequency at which the reactance component X and the resistance component R are the same is called the X-R cross point frequency.
  • the X-R cross point frequency is low. The higher the frequency, the greater the effect of noise reduction from low frequencies.
  • Ni— ⁇ -based ferrite having a high specific resistance has been used in order to obtain frequency characteristics as shown in the example of FIG.
  • the raw material is expensive, the price as a signal discriminator becomes expensive, and there are economic and manufacturing technical problems such as requiring a dedicated manufacturing process.
  • Mn_Zn ferrites that are inexpensive and have good characteristics.
  • the specific resistance of general Mn-Zn ferrites is lower than that of Fe3 + and Fe2 + .
  • the resistivity is as low as 0.1 to 1 ⁇ ⁇ due to the transfer of electrons between The eddy current loss increases from the frequency and the usable frequency is limited to about several hundred kHz. Further, in a frequency region exceeding this, the magnetic permeability (initial magnetic permeability) is remarkably reduced, and there is a problem that the characteristics as a soft magnetic material are completely lost.
  • a cover and a coating of an insulating film are required, which has a disadvantage of increasing the price.
  • the signal discriminator uses a relatively inexpensive material (Mg-Zn-based ferrite) that does not contain Ni or the like, and uses the conventional expensive Ni-Zn by a conventional general manufacturing process. It is intended to provide an economical signal discriminator by producing a magnetic core having a magnetic permeability and impedance having substantially the same frequency characteristics as a system magnetic core.
  • the main component of the magnetic core has the following (a) to (d), and the auxiliary component auxiliary has the material composition of the following (e) to achieve the above object.
  • the conventional Ni—Zn-based magnetic core has high specific resistance and good high-frequency characteristics.
  • the resonance frequency of the coil is high, and the XR cross point frequency exists at 10 MHz or more.
  • the characteristics of the magnetic core formed of Mg—Zn-based ferrite disclosed in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 05-2833223 are different from those of the conventional Ni—Zn-based magnetic core.
  • the magnetic core has substantially the same frequency characteristics and magnetic permeability and impedance. Therefore, similar to the conventional Ni-Zn-based magnetic core, signal waveforms are distorted, and characteristics such as saturation magnetic flux density of the magnetic material are inferior to other magnetic materials. In order to obtain the same characteristics as a signal discriminator, Must be bigger. In particular, when used for power lines carrying large currents, and when ripple current or surge noise is a problem, the dimensions must be further increased to prevent magnetic saturation.
  • the present invention solves the above problem and utilizes the change in the dielectric constant of the Mn-Zn-based ferrite to exhibit an impedance characteristic equivalent to that of a conventional signal discriminator using a Ni-Zn-based magnetic core. It is another object of the present invention to provide a high-withstand-voltage signal discriminator in which a waveform distortion caused by high-frequency noise is reduced in a high-frequency noise band. Disclosure of the invention
  • the impedance Z of the conventional magnetic core was expressed by (Equation 1) and (Equation 2).
  • a magnetic substrate should be treated as a purely magnetic material when only an electrostatic field acts. It is known that when high-frequency electric and magnetic fields such as microwaves are used simultaneously, not only magnetic properties but also dielectric properties are exhibited.
  • the dielectric constant of the ferrite can be on the order of thousands at low frequencies (below the kHz band). Above the 1 MHz band, most ferrites exceed the dispersion phenomenon and become In the band, the dielectric constant of many ferrites is on the order of 10 to 15. j It is also known.
  • the present inventors have paid attention to the above points, and have increased the specific resistance of a magnetic core using a relatively inexpensive soft magnetic material that does not contain Ni or the like.
  • the frequency was determined to be higher in the low-frequency range and lower in the high-frequency range than the frequency of the electric signal flowing through the cable, so that it can be manufactured by the conventional general manufacturing process.
  • the resistance component as a signal discriminator can be reduced in the low frequency band and increased in the frequency band of the noise signal, thereby reducing the waveform distortion caused by the high frequency noise.
  • a closed magnetic circuit is formed by a soft magnetic material, an electric signal flowing through the cable is passed through the closed magnetic circuit, and a noise signal is cut off.
  • the relative permittivity changes according to the frequency, and the real part of the complex relative permittivity is larger in the low frequency region than in the frequency of the electric signal flowing through the cable, and smaller in the high frequency region.
  • the real part of the complex relative permittivity of the soft magnetic material is 1, 0 0 0 or more at 1 KHz, and 2 0,
  • a special feature is that it is not more than 0000 and not more than 50 at 1 MHz.
  • the basic component composition of the soft magnetic material is Fe 2 0 3 44.0 to 50.0, according to the signal discriminator according to claim 1 or 2.
  • mol% excluding the 50. Omol%
  • Ti0 2 and Sn0 either or both of the two is 0. 1 ⁇ 8. Omol%, the balance being MnO It is a Mn-Zn ferrite characterized by having a material composition.
  • a signal discriminator according to a fifth aspect is the signal discriminator according to any one of the first to fourth aspects, wherein the specific resistance of the soft magnetic material is 150 ⁇ or more.
  • Fig. 1 is a diagram for explaining the movement of the X-R crosspoint frequency.
  • Fig. 1 (a) is a frequency characteristic diagram
  • Fig. 1 (b) is an equivalent circuit of a signal discriminator.
  • FIG. 2 shows the basic component compositions (unit: mol 1%) of the magnetic core using the soft magnetic material of the embodiment of the present invention and the magnetic core using the soft magnetic material used for comparison.
  • Fig. 3 shows the measured values of the basic characteristics of the magnetic core formed with the basic composition shown in Fig. 2 (unit: m o 1%).
  • Figure 4 shows the frequency characteristics of the real part ⁇ 'of the complex relative permittivity of Samples 1, 2, 3, and 4. is there.
  • FIG. 5 is a diagram showing a change in the impedance Z of the signal valve IJ device in each sample.
  • Figure 6 shows the impedance of the sample 1 separated into the reactance component X2 and the resistance component R.
  • Figure 7 shows the impedance of the sample 4 separated into a reactance component XI and a resistance component R.
  • FIG. 8 is a diagram of a conventional signal discriminator.
  • Fig. 9 is a diagram illustrating a conventional cylindrical or toroidal magnetic core.
  • Fig. 9 (a) is a structural diagram in which a closed magnetic circuit is formed by one magnetic core, and Fig. 9 (b) is divided into multiple parts.
  • FIG. 3 is a structural diagram of forming a closed magnetic circuit by combining magnetic cores.
  • FIG. 10 is a graph showing the frequency characteristic of the magnetic permeability ⁇ and impedance ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ in a magnetic core using a soft magnetic material, and Fig. 10 (a) shows the magnetic permeability; u and Fig. 10 (b) FIG. 6 is a diagram illustrating impedance Z. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • a magnetic core using a soft magnetic material such as ferrite exhibits not only magnetic properties but also dielectric properties, and the dielectric constant changes with frequency. Therefore, the impedance Z expressed by (Equation 1) is affected by the dielectric constant ⁇ .
  • the magnetic core using the soft magnetic material will be described in consideration of not only the magnetic permeability ⁇ but also the dielectric constant ⁇ .
  • the dielectric constant ⁇ is defined as (Equation 3).
  • ⁇ ' is the real part of the permittivity ⁇
  • ⁇ " is the imaginary part of the permittivity ⁇
  • the frequency characteristic of the reactance component X is influenced by the dielectric constant ⁇ in the low frequency band.
  • the effect is that the X-R cross point frequency moves to the lower frequency side.
  • Fig. 1 is a diagram for explaining the movement of the X-R crosspoint frequency.
  • Fig. 1 (a) shows the frequency characteristics of ⁇ ', R and X
  • Fig. 1 (b) shows the signal discriminator. It is an equivalent circuit.
  • the horizontal axis is frequency
  • the vertical axis is reactance components X1, X2, resistance component R, and real parts ⁇ '1 and ⁇ '2 of permittivity.
  • the reactance components X 1 and X 2 have a small real part ⁇ ′ of the permittivity and are constant ( ⁇ ′1), respectively, and a real part ⁇ ′ of the permittivity is large in the low frequency band and high in the high frequency band. This is the reactance component when it changes so as to be smaller ( ⁇ ′ 2).
  • X R1 and X R2 are X-R cross point frequencies at which the reactance components X I and X 2 and the resistance component R intersect, respectively.
  • the signal discriminator is represented by a parallel circuit consisting of a resistance component, an inductive reactance L and a capacitive reactance C.
  • the capacitive reactance C is composed of the stray capacitance between the windings and the stray capacitance between the core and the winding.
  • the stray capacitance between the core and the winding depends on the real part of the dielectric constant of the core. That is, when the real part of the dielectric constant is large, the capacitive reactance C increases.
  • the soft magnetic material of the present invention has a capacitive reactance C that depends on the real part of the dielectric constant, the complex relative permittivity of which varies with the frequency, and the real part of the complex relative permittivity flows through the cable. Higher in the low frequency range than the frequency of the electrical signal, lower in the high frequency range .
  • the reactance component X 2 is such that the capacitive reactance C cannot be ignored in the low-frequency region with respect to the inductive reactance L, and the effect of the reactance component X 2 as a parallel circuit of the capacitive reactance C and the inductive reactance L: X 2 Decrease (shape change).
  • the effect of the capacitive reactance C decreases at high frequencies.
  • the reactance component X 2 is reduced compared to the reactance component X 1 without changing the impedance characteristic Z as a whole, and the X—R crosspoint frequency is lower than the XR 1 X— Move to R cross point frequency XR 2.
  • the frequency characteristic of the reactance component X is changed by the influence of the dielectric constant ⁇ , the X-R cross point frequency is shifted to the lower frequency side, and the noise in the frequency band where the noise component exists is reduced. Converted to heat energy, produced by high frequency noise Reduces shear waveform distortion.
  • FIG. 2 shows the basic component compositions (in units of mo) of the magnetic cores using the soft magnetic materials of Examples 1 and 2, which are the embodiments of the present invention, and the magnetic cores using the soft magnetic material used for comparison. 1%).
  • reference numeral S 1 denotes Example 1
  • reference numeral S 2 denotes Example 2
  • reference numerals S 3, S 4, and S 5 denote basic component compositions (unit: mo) of soft magnetic materials used for comparison. 1%).
  • the symbols S1, S2, S3, S4, and S5 are referred to as sample 1, sample 2, sample 3, sample 4, and sample 5, respectively.
  • the frequency of the signal to be used is in the 1 MHz band and the frequency of the noise to be removed is in the 10 to 500 MHz band.
  • the XR cross point frequency for discriminating the frequency of the signal from the noise is set to 1 OMHz or less.
  • the specific resistance p is determined by the force determined by the voltage applied to the cables such as signal lines and power supply lines. Let it be 150 ⁇ ⁇ . Under the above conditions, the real part ⁇ ′ of the complex relative permittivity of the soft magnetic material is set to be equal to or more than 1, 000 at 1 ⁇ ⁇ and equal to or less than 20, 000, and equal to or less than 50 at 1 MHz. The basic component composition was determined.
  • the real part ⁇ ′ of the complex relative permittivity of the soft magnetic material is not less than 1,000 and not more than 20,000 at 1 ⁇ ⁇ This is because the reactance C is too small and the shape of the frequency characteristic of the reactance X does not change.If it exceeds 20 and 00, the reactance X changes remarkably because the capacitive reactance C is too large and the overall impedance characteristic becomes It is a force that has an effect up to that point. Furthermore, the reason that the real part ⁇ ′ of the complex relative permittivity is 50 or less at 1 MHz is that if it exceeds 50, the capacitive reactance C in the high frequency band is too large, so that the impedance characteristic in the high frequency band is high. Is deteriorated.
  • the basic component composition of Sample 1 is as follows: F3 ⁇ 40 3 44.0 to 50,0 mol% (excluding 50 Omol%), ZnO 4.0 to 26. 5 mol%, Ti0 2 Contact Yopi Sn0 either or both of the two is 0. 1 ⁇ 8. Omol%, from a range of material composition of the remainder MnO, Fe 2 0 3 47. 0 mol%, ZnO 10. 5 mol%, Ti0 2 1. Omol 0/0, MnO 41. 5 raol% Is the case.
  • the mixed powder is preliminarily calcined in the air at 900 ° C. for 2 hours.
  • finely pulverize in a ball mill until the average crystal grain size becomes approximately 1.4 ⁇ m.
  • the toroidal-shaped magnetic core has, for example, an outer diameter of 15 mm, an inner diameter of 8 ⁇ , and a height of 3 nmi. After that, baking is performed at 115 ° C. for 3 hours in an atmosphere in which nitrogen is supplied and oxygen partial pressure is controlled.
  • the basic component composition of Sample 2 is, as in the case of the soft magnetic material indicated by the symbol S2 in FIG. 2, Fe 2 0 3 44.0 to 50.0 mol% (however, excluding 50. Omol%), ZnO 4. 0 ⁇ 26. 5 mol%, Ti0 2 Contact Yopi Sn0 1 kind or two kinds 0.1 to 8 of the 2. 0mol%, CuO 0. 1 ⁇ 16 . 0 mol%, the range of material composition of the remainder MnO from, Fe 2 0 3 47. 0 mol %, ZnO 10. 5 mol%, Sn0 2 0. 5mol%, MnO 39. 5 mol%, a case where a CuO 1. 5 mol%.
  • Advance Fe 2 0 3 as a main component, ZnO, Sn0 2, MnO, each original department powders ⁇ Pi CuO were weighed to make a predetermined ratio shown in FIG. 2, by mixing them in a ball mill A mixed powder is obtained, and the mixed powder is calcined at 900 ° C. for 2 hours in the atmosphere. Next, it was pulverized with a ball mill until the average crystal grain size became approximately 1.4 m.
  • the toroidal magnetic core has, for example, an outer diameter of 15 mm, an inner diameter of 8 mm, and a height of 3 mm after being baked. After that, baking is performed at 115 ° C. for 3 hours in an atmosphere in which nitrogen is supplied and oxygen partial pressure is controlled.
  • Sample 3 4, shown in 5, the soft magnetic material used for comparison in advance Fe as a main component 2 0 3, ZnO, Mn0, Ni, each raw material powder of MgO and CuO in FIG. 2
  • the mixture is weighed so as to have the specified ratio as shown, and they are mixed by a ball mill to obtain a mixed powder.
  • the mixed powder is calcined in the air at 900 ° C. for 2 hours.
  • it was pulverized with a ball mill until the average crystal grain size became about 1.4 ⁇ m.
  • Polyvinyl alcohol is added to the mixed powder to granulate, and the pressure is reduced to 80 MPa. A force is applied to form a toroidal core.
  • the toroidal magnetic core has, for example, an outer diameter of 15 mm, an inner diameter of 8 mm, and a height of 3 mm after being baked. Thereafter, the sample with reference sign S 3 was baked at 1,150 ° C for 3 hours in an atmosphere in which nitrogen was introduced and oxygen partial pressure was controlled, and samples 4 and 5 were baked in air at 1,150 ° C for 3 hours. Fired for hours.
  • Fig. 3 shows the measured values of the basic characteristics of the magnetic core formed with the basic component composition shown in Fig. 2 (unit: mo 1%). Symbols S1, S2, S3, S4, and S5 are used the same as in FIG. 0.1 Initial permeability at 1 MHz ⁇ 1, 1, 194 AZm Saturation magnetic flux density B s, specific resistance p V, and real part ⁇ 'of complex relative permittivity at 1 KHz and 1 MHz .
  • Sample 1, Sample 2, and Sample 4 of the Ni— ⁇ ⁇ system have good results in initial magnetic permeability ⁇ i, saturation magnetic flux density B s, and specific resistance p V.
  • sample 3 of the general Mn-Zn system has good initial magnetic permeability i and saturated magnetic flux density Bs, but has a very low specific resistance; 0 V, and is difficult to use at high frequencies. is there.
  • the specific resistance is extremely low, it is necessary to use a cable having a thin insulating film on the surface thereof or a cable having an insulating film, which limits the application.
  • Sample 5 of the Mg-Zn system has a low saturation magnetic flux density B s and has no advantage over other samples.
  • the signal discriminator is required not to be magnetically saturated with respect to ripple current or surge noise, the sample 5 having a low saturation magnetic flux density Bs must have a large core size.
  • FIG. 4 shows the frequency characteristics of the real part f ′ of the complex relative permittivity in Samples 1, 2, 3, and 4.
  • the real part ⁇ 'of the complex relative permittivity of Samples 1 and 2 at 1 KHz is 10,000 or more, but the real part ⁇ ' of the complex relative permittivity decreases from about 5 KHz. At 1 MHz, the value is about 30.
  • the real part ⁇ 1 of the complex relative permittivity is 100,000 or more, even at 1 MHz, the value is about 2,000, But its value is more than 1,000.
  • the real part ⁇ , of the complex relative permittivity is as low as about 20, even at ⁇ .
  • FIG. 5 is a diagram showing a change in the impedance ⁇ of the signal discriminator in each of the samples, where the impedance ⁇ is on the vertical axis and the frequency is on the horizontal axis.
  • the frequency of the signal used is 1 MHz and the frequency of the noise to be removed is 10-500 MHz.
  • the impedance characteristics of 3 are significantly lower than those of other samples. This is because the specific resistance pV of the Mn-Zn-based sample is low, and the real part ⁇ 'of the complex relative permittivity at 1 KHz is 100,000 or more, and the value is about 2,000 even at 1 MHz. Yes, and even 1 mm, its value is more than 1,000.
  • FIG. 6 is a diagram showing impedance ⁇ of the sample 1 separated into a reactance component X 2 and a resistance component R. As is evident from Fig. 6, the X-R crosspoint frequency of sample 1: XR2 is approximately 5 MHz. The characteristics of Sample 2, not shown, are also substantially the same as in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the impedance of the sample 4 separated into a reactance component X1 and a resistance component R.
  • the X—R crosspoint frequency XR 1 of Sample 4 is about 10 MHz, which is the same as the conventional one.
  • the X-R cross-point frequency XR2 of Samples 1 and 2 is 5 MHz, as described above with reference to FIG. 4, in Samples 1 and 2 at 1 kHz, the real part ⁇ ′ of the complex relative permittivity. Is more than 10,000, but the real part ⁇ 'of the complex relative permittivity decreases from about 5 KH ⁇ , and the value is about 30 at 1 MHz.
  • a signal discriminator that forms a closed magnetic circuit with a soft magnetic material, penetrates a cable through the closed magnetic circuit, passes an electric signal flowing through the cable, and blocks a noise signal.
  • the complex relative permittivity of the soft magnetic material varies with frequency, and the real part of the complex relative permittivity is larger in the low frequency region than the frequency of the electric signal flowing through the cable, and in the high frequency region. Since it is small, it is possible to suppress the noise component and obtain a signal discriminator that passes the signal component.
  • the frequency of the signal used is 1 MHz
  • the frequency of the noise to be removed is 10 to 500 MHz
  • the X-R cross point frequency is 10 MHz or less. It is possible to obtain a low-cost signal discriminator that has no insulation, has good insulation, and can discriminate between signal and noise.

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Abstract

Ｍn−Ｚn系フェライトの誘電率の変化を用いた信号弁別器を提供する。容量性リアクタンスＣをもち、その複素誘電率が周波数により変化し、該複素比誘電率の実数部ε１が、低周波領域で大きく、高周波領域で小さい。リアクタンス成分Ｘ２は、低周波領域で容量性リアクタンスＣが誘導性リアクタンスＬに対して無視できず、その影響で容量性リアクタンスＣと誘導性リアクタンスＬの並列回路としてのリアクタンスの値Ｘ２が減少し、高周波領域では容量性リアクタンスＣの影響が減少する。その結果、リアクタンス成分Ｘ２は、従来の軟磁性材料のリアクタンス成分Ｘ１に比べて低下し、Ｘ−Ｒクロスポイント周波数は、従来のＸ−Ｒクロスポイント周波数ＸＲ１より低周波に移動して雑音成分の存在する周波数帯での雑音を熱エネルギーに変換し、高周波雑音により生ずる波形歪みを低減する。

Description

-,
明細書
信号弁別器 技術分野
本発明は、 信号弁別器に関し、 特に雑音遮断特性が良好で波形歪みのない信 号弁別器に関する。 背景技術
電子機器の信号線、 電源線などのケーブルから放射される放射雑音、 及び前 記ケーブルに混入してケーブル内を伝導する伝導雑音を低減することは、 電子機 器が小型化、 高性能化されるに従って、 ますます重要になってきている。 係る雑 音を抑制する最も簡単な対策として、 従来から図 8に示すような信号弁別器が用 いられている。
前記信号弁別器は、 円筒又はトロイダル形状の磁心に電子機器の信号線、 電 源線を貫通させる構造である。 図 8において、 信号線または電源線などのケープ ル 1力 円筒形状の磁心 2に貫通されている。 前記磁心 2の外側は、 絶縁物 3で 覆われている。
この円筒又はトロイダル形状の磁心 2は、 例えば図 9 (a) に示すような一 つの磁心 2により閉磁路を形成する構造のものと、 図 9 (b) に示すような複数 に分割された磁心 2 a、 2 bを組み合わせて閉磁路を形成する構造のものがある。
この種の軟磁性材料を用レ、た磁気コァにおける透磁率 IX及びィンピーダンス Zの周波数特性曲線を図 10 (a；)、 図 10 (b) に示す。 高周波帯で、 虚数透磁 率（ '） に起因する純抵抗成分 （R) により後述するような高周波雑音吸収効果 が得られ、 雑音と信号を分離する信号弁別器として使用されている。
従来、 前記特性を有する磁気コアのインピーダンス Zは、 透磁率〃によって 以下のように表されていた。 '
Z=R+ j X (式 1)
= μ'+ ] μ" (式 2)
ここで、 Xは透磁率 μの実数部 μ'により生じるリアクタンス成分であって、 ：比例する成分である。 Rは透磁率 μの虚数部/ "により生じる抵 抗成分であって、 卷線抵抗、 鉄損などから成る。 後述するが、 実際には X、 R成 分には、 それぞれ卷線-卷線間の容量及びコア-巻線間の容量も含まれている。
図 1 0 ( a ) に示すように、 透磁率 は実数部 μ 'と虚数部 μ "とで表され、 実数部 は高周波で滅少する。 即ち、 ィンダクタンスとしての性質がなくなる。 一方、 虚数部 "は、 ある周波数帯から増加し始め、 最大値を経過後、 また減少す る。 係る虚数部 'は、 信号弁別器としては純抵抗成分として作用する。 即ち、 高 周波帯の信号または雑音は、 熱エネルギーとして消費される。
又、 図 1 0 ( a ) を信号弁別器としてのインピーダンス Zの変化で示すと、 図 1 0 ( b ) に示すようになる。 即ち、 低周波ではリアクタンス成分 Xが支配的 で、高周波では虚数部 μ "が増加して抵抗成分 Rが支配的になる。 リアクタンス成 分 Xは雑音を反射し、 抵抗成分 Rは雑音を熱エネルギーに変換する。
前記リアクタンス成分 Xはケーブルに混入している雑音を入力側に反射する ことにより雑音がケーブル内を伝導することを防止しても、 その反射された雑音 が更に別の雑音の発生源となり放射雑音となる可能性がある。 一方、 抵抗成分 R は雑音を熱エネルギーに変換して消費するので、他への雑音としての影響がない。 従って、 雑音を除去する方法としては、 熱エネルギーに変換して除去する方法が 望ましい。
これらのリアクタンス成分 Xと抵抗成分 Rとが同一になる周波数は X— Rク ロスボイント周波数と称され、 信号弁別器が同一のィンピーダンス特性を有する 場合には、 前記 X— Rクロスボイント周波数が低周波であるほど低周波から雑音 の低減効果が大となる。 従来のこの種の磁性コァ材料には、 図 1 0の例のような 周波数特性を得るために、 比抵抗の高い N i— Ζ η系フェライトが使用されてい た。 しかしながら、 N iを含むため原材料が高価であり、 信号弁別器としての価 格が高価になり、 また、 専用の製造プロセスを必要とする等の経済的及び製造技 術的問題点があった。
一方、 これに対して、 安価でかつ良好な特性を有する Mn _ Z n系フェライ トがあるが、 一般的な Mn — Z n フェライトにおける比抵抗は、 F e3+ と F e2+ と の間 （イオン間） での電子の授受もあって、 比抵抗が 0 . 1〜1 Ω ιηと低く、 低 周波から渦電流損が増大して使用できる周波数も数百 kHz程度が限界である。又、 これを超える周波数領域では透磁率 （初透磁率） が著しく低下して、 軟磁性材料 としての特性を全く失ってしまう、 という問題があった。 又、 比抵抗が低いこと に起因する絶 不良を防止する為に、 カバーや、 絶縁皮膜のコーティングが必要 になり、 価格が上昇する欠点がある。
前記問題点を解決する手段として、 例えば特開平 0 5— 2 8 3 2 2 3号公報 に開示されている信号弁別器がある。 該信号弁別器は、 N i等を含まない比較的 安価な材料 （M g— Z n系のフェライト） を使用して、 従来の一般的製造プロセ スにより、 従来の高価な N i— Z n系磁性コアと実質的に同等の周波数特性を有 する透磁率及ぴインピーダンスが得られる磁気コアを製造して、 経済的な信号弁 別器を提供するものである。
前記磁性コアの主成分は、 下記 （a ) 〜 （d )、 副成分助剤は、 下記 （e ) の 材料組成を有するように構成することにより、 前記目的を達成しょうとするもの である。
( a ) MgO 20〜35 mol%、 ( b ) ZnO 10〜20 mol%、 ( c ) MnO 3〜10 mol%、 ( d ) Fe203 40〜50mol%、 ( e ) Cu0、 Bi2 03各 0〜 2重量0 /o。
し力 し、 係る方法では、 以下のような問題点があった。 即ち、 従来の N i— Z n系磁性コアは、 比抵抗が高く、 高周波特性がよい。 その結果、 コイルの共振 周波数が高く、 前記 X— Rクロスポイント周波数が 1 0 MH z以上に存在する。
この結果、 C一 MO Sインパータのような数 p Fの静電容量を有する、 入力 インピーダンスの高い回路の入力信号線に使用すると、 回路の Q (損失係数の逆 数） が高いのでディジタノレ信号がリンギングゃ、 アンダーシユー、 オーバーシュ ートしてしまい、 信号波形に歪みを生じてしまうという問題点がある。
又、前記特開平 0 5— 2 8 3 2 2 3号公報に開示されている M g — Z n系フ ェライトで形成された磁気コアの特性は、 従来の N i—Z n系磁性コアと実質的 に同等の周波数特性を有する透磁率及びィンピーダンスが得られる磁気コアであ る。 そのために、 前記従来の N i— Z n系磁性コアと同様に、 信号波形に歪みを 生じてしまうと共に、 更に飽和磁束密度などの磁性体としての特性が他の磁性体 に比べて劣るために、 信号弁別器として同一特性を得ようとすると磁心の寸法を 大きくしなければならない。 特に、 大電流が流れる電源線に使用する場合、 およ びリプル電流やサージ雑音が問題になる場合、 磁気飽和しないように更にその寸 法を大きくしなければならないという問題点がある。
本発明は、 係る問題を解決して、 Mn - Z n系フェライトの誘電率の変化を 利用し、 従来の N i一 Z n系磁性コアを用いた信号弁別器と同等のィンピーダン ス特性を示し、 更に高周波雑音帯では高周波雑音により生ずる波形歪みを低減し た高耐圧の信号弁別器を提供することを目的としてなされたものである。 発明の開示
前述のように、 従来の磁気コアのインピーダンス Zは (式 1 )、 (式 2 ) で表 されていた。一方、 （社） 日本電子材料工業会編集の「電子回路用セラミック基板」 P 2 0 0 - 2 0 1によれば、 「磁性基板は、静電界のみが作用するときには純粋に 磁性材料として扱うことができるが、 マイクロ波のように高周波の電界及び磁界 が同時に使用する場合には、 単に磁気的性質のみでなく、 誘電的性質も表れる… ·· ·」 ことが知られている。
更に 「……フヱライトの誘電率は、 低い周波数 （k H z帯以下） では、 数千 のオーダに達することもある。 1 MH z帯以上では、 ほとんどのフェライトが分 散現象を超え、 マイクロ波帯では、 多くのフェライ トの誘電率は 1 0〜1 5程度 となる。 j ことも知られている。
本発明者等は、 上記の点に着目し、 N i等を含まぬ比較的安価な軟磁性材料 を用いた磁気コアの比抵抗を増加すると共に、 複素比誘電率の実数部が、 前記ケ 一ブルに流れる電気信号の周波数より低周波領域で大きく、 高周波領域で小さく なるように決定し、 従来の一般的製造プロセスにより製造できるようにした。
その結果、 N i等を含まぬ比較的安価な軟磁性材料でも比抵抗の增カ卩により 信号周波数帯での渦電流損を低減できると共に、 複素比誘電率が周波数の変化と ともに変わることにより、 信号弁別器としての抵抗成分が低周波帯では小さく、 前記雑音信号の周波数帯において大きくなるようにでき、 高周波雑音により生ず る波形歪みを低減できた。
更に詳しくは、 本発明は上記目的を達成するために請求項 1記載の信号弁別 器では、 軟磁性材料により閉磁路を形成し、 該閉磁路にケーブルを貫通させて該 ケーブルに流れる電気信号を通過させ、雑音信号を遮断する信号弁別器において、 前記軟磁性材料は、 その複素比誘電率が周波数により変化し、 複素比誘電率の実 数部が、 前記ケーブルに流れる電気信号の周波数より低周波領域で大きく、 高周 波領域で小さいことを特徴とする。
請求項 2記載の信号弁別器では、 請求項 1に記載の信号弁別器において、 前 記軟磁性材料の複素比誘電率の実数部が 1 KH zにおいて 1 , 0 0 0以上、かつ 2 0 , 0 0 0以下、 1 MH zにおいて 5 0以下であることを特敷とする。
請求項 3記載の信号弁別器では、 請求項 1又は 2に記載の信号弁別器にぉレ、 て、 前記軟磁性材料は、 その基本成分組成が、 Fe203 44. 0〜50. 0 mol% (ただし、 50. Omol%は除く）、 ZnO 4. 0〜26. 5 mol%、 Ti02および Sn02のうちの何れか一方 または両方が 0. 1〜8. Omol%、残部 MnOの材料組成を有することを特徴とする M n - Z n フェライトであることを特徴とする。
請求項 4記載の信号弁別器では、 請求項 1又は 2に記載の信号弁別器にぉレヽ て、 前記軟磁性材料は、 その基本成分糸且成が、 Fe203 44. 0〜50. 0 mol% (ただし、 50. Omol%は除く）、 ZnO 4. 0〜26. 5 mol%、 Ti02および Sn02のうちの 1種または 2種が 0. 1〜8. Omol%、 CuO 0. 1〜16· 0 mol%、 残部 MnOの材料組成を有するこ とを特徴とする Mn - Z n フェライトであることを特徴とする。
請求項 5記載の信号弁別器では、 請求項 1力 ら 4の何れかに記載の信号弁別 器において、前記軟磁性材料の比抵抗は 1 5 0 Ω πι以上であることを特徴とする。 図面の簡単な説明
図 1は X— Rクロスポイント周波数の移動の様子を説明する図であって、 図 1 ( a ) は周波数特性図、 図 1 ( b ) は信号弁別器の等価回路である。
図 2は本発明の実施形態の軟磁性材料を用 ヽた磁気コアと、 比較のために用 いる軟磁性材料を用いた磁気コアの基本成分組成 （単位は m o 1 %) である。
図 3は図 2の基本成分組成 （単位は m o 1 %) で形成した磁気コアの基本特 性の実測値である。
図 4は試料 1、 2、 3、 4における複素比誘電率の実数部 ε 'の周波数特性で ある。
図 5は各試料における信号弁另 IJ器のィンピーダンス Zの変化を示した図であ る。
図 6は試料 1について、 インピーダンス Zをリアクタンス成分 X 2と抵抗成 分 Rとに分離して表した図である。
図 7は試料 4について、 インピーダンス Zをリアクタンス成分 X Iと抵抗成 分 Rとに分離して表した図である。
図 8は従来の信号弁別器の図である。
図 9は従来の円筒又はトロイダル形状の磁心を説明する図であって、 それぞ れ図 9 (a) は一つの磁心により閉磁路を形成する構造図、 図 9 (b) は複数に 分割された磁心を組み合わせて閉磁路を形成する構造図である。
図 10は軟磁性材料を用いた磁気コアにおける透磁率 μ及びインピーダンス Ζの周波数特'!~生曲線を示す図であって、 図 10 (a) は透磁率; u、 図 10 (b) はインピーダンス Zを示す図である。 発明を実施するための最良の形態
上述のように、 フェライトのような軟磁性材料を用いた磁気コアは、 単に磁 気的性質のみでなく、 誘電的性質も表れ、 更にその誘電率は周波数により変化す る。従って、 （式 1) で示されるインピ一ダンス Zは誘電率 εの影響を受ける。以 下、 前記軟磁性材料を用いた磁気コアを透磁率 μのみではなく、 誘電率 εも考慮 して述べる。
前記誘電率 εを （式 3) のように定義する。
∑ = ε '- j ε " (3)
ここで、 ε 'は誘電率 εの実数部、 ε "は、 誘電率 εの虚数部である。
図 1 0 (b) から明らかなように、 Rは透磁率 の虚数部 'により生じる抵 抗成分 Rが低周波に移動すると X— Rクロスポイント周波数も低周波に移動する。 又、 それとは別に、 リアクタンス成分; Xの周波数特性の形状が変ィ匕することでも X— Rクロスポイント周波数は移動する。
本発明は、 リアクタンス成分 Xの周波数特性が前記低周波帯の誘電率 εの影 響により変ィ匕し、 X— Rクロスポイント周波数が低周波側に移動する作用を用レヽ ている。
図 1は、 前記 X— Rクロスボイント周波数の移動の様子を説明する図であつ て、 図 1 ( a ) は ε '、 Rおよび Xの周波数特性図、 図 1 ( b ) は信号弁別器の等 価回路である。 図 1 ( a ) において、 横軸は周波数、 縦軸はリアクタンス成分 X 1、 X 2、 抵抗成分 R、 及び誘電率の実数部 ε ' 1、 ε ' 2である。
なお、リアクタンス成分 X 1、 X 2は、それぞれ誘電率の実数部 ε 'が小さく、 一定の場合 （ε ' 1 ) と、 誘電率の実数部 Ε 'が低周波帯にて大きく、 高周波帯にて 小さくなるように変化する場合（ε ' 2 )のリアクタンス成分である。又、 X R 1、 X R 2は、 それぞれ前記リアクタンス成分 X I、 X 2と抵抗成分 Rとが交叉する X— Rクロスポイント周波数である。
信号弁別器は、 図 1 ( b ) に示すように、 抵抗成分 と、 誘導性リアクタン ス L及び容量性リアクタンス Cの並列回路で表される。 ここで、 容量性リアクタ ンス Cは巻線間の浮遊容量とコァ-卷線間の浮遊容量から成る。
コア-卷線間の浮遊容量はコアの誘電率の実数部に依存する。即ち、誘電率の 実数部が大きいと容量性リアクタンス Cが大きくなる。 本発明の軟磁性材料は、 誘電率の実数部に依存する容量性リアクタンス Cをもち、 その複素比誘電率が周 波数により変ィ匕し、 複素比誘電率の実数部が、 前記ケーブルに流れる電気信号の 周波数より低周波領域で大きく、 高周波領域で小さい。 .
従ってリアクタンス成分 X 2は、 低周波領域で容量性リアクタンス Cが誘導 性リアクタンス Lに対して無視できず、 その影響で容量性リアクタンス Cと誘導 性リアクタンス Lの並列回路としてのリアクタンスの値： X 2が減少 （形状変化） する。一方、高周波領域では容量性リアクタンス Cの影響が減少する。その結果、 全体としてのインピーダンス特性 Zをあまり変化させること無しに、 リアクタン ス成分 X 2は、 リアクタンス成分 X 1に比べて減少し、 X— Rクロスポイント周 波数は X R 1より低周波の X— Rクロスポイント周波数 X R 2に移動する。
前述のように本発明では、 リアクタンス成分 Xの周波数特性を前記誘電率 ε の影響により変化させ、 X— Rクロスポイント周波数を低周波側に移動し、 雑音 成分の存在する周波数帯での雑音を熱エネルギーに変換し、 高周波雑音により生 ずる波形歪みを低減する。
以下、 実施例 1と実施例 2について説明する。 図 2は、 本発明の実施形態で ある実施例 1と実施例 2の軟磁性材料を用いた磁気コアと、 比較のために用いる 軟磁性材料を用いた磁気コアの基本成分組成 （単位は m o 1 %) である。 図 2に おいて、 符号 S 1が実施例 1、 符号 S 2が実施例 2、 符号 S 3、 S 4、 S 5が比 較のために用いる軟磁性材料のそれぞれ基本成分組成 (単位は m o 1 %)である。 以下、 符号 S l、 S 2、 S 3、 S 4、 S 5をそれぞれ試科 1、 試料 2、 試料 3、 試料 4、 試料 5と称す。
以下の実施例では、 使用する信号の周波数を 1 MH z帯、 除去する雑音の周 波数を 1 0〜5 0 0 MH z帯とする。 そして、 係る信号と雑音の周波数を弁別す るための X— Rクロスポイント周波数を 1 O MH z以下とする。
又、 比抵抗 pは、 信号ライン、 電源ラインなどのケーブルに印加される電圧 により決定される力 通常使用される用途における電圧の範囲で問題のない比抵 抗 Pの範囲で決定し、 p = 1 5 0 Ω ιηとする。 前記条件において、 軟磁性材料の 複素比誘電率の実数部 ε 'が 1 ΚΗ ζにおいて 1 , 0 0 0以上、かつ 2 0， 0 0 0以 下、 1 MH zにおいて 5 0以下となるように基本成分組成を定めた。
軟磁性材料の複素比誘電率の実数部 ε 'が 1 ΚΗ ζにおいて 1 , 0 0 0以上、 かつ 2 0， 0 0 0以下としたのは、 1 , 0 0 0未満であると、 容量生リアクタンス Cが小さすぎる為リアクタンス Xの周波数特性の形状が変化しないからであり、 2 0 , 0 0 0を超えると、容量性リアクタンス Cが大きすぎる為リアクタンス Xが 著しく変化し、全体のインピーダンス特性にまで影響を与えてしまう力らである。 更に、複素比誘電率の実数部 ε 'が 1 MH ζにおいて 5 0以下としたのは、 5 0を 超えると高周波帯での容量性リアクタンス Cが大きすぎる為、 高周波帯でのィン ピーダンス特性が劣化してしまうからである。
(実施例 1 )
試料 1の基本成分組成は、 図 2の符号 S 1に示す軟磁性材料のように、 F¾03 44. 0〜50, 0 mol% (ただし、 50· Omol%は除く）、 ZnO 4. 0〜26. 5 mol%、 Ti02お ょぴ Sn02のうちの何れか一方または両方が 0. 1〜8. Omol%、残部 MnOの材料組成 の範囲から、 Fe203 47. 0 mol%、 ZnO 10. 5 mol%、 Ti02 1. Omol0/0、 MnO 41. 5 raol% とした場合である。
予め主成分としての Fe203、 ZnO 、 Ti02および MnOの各原料粉末を前記図 2 に示した所定の比率となるように枰量し、 これらをポールミルにて混合して混合 粉末を得、 次に、 この混合粉末を大気中 9 0 0 °Cで 2時間、仮焼成する。 次にボ ールミルにて平均結晶粒径がおよそ 1 . 4 μ mになるまで微粉碎する。
更に、 この混合粉末にポリビニルアルコールを添加して造粒し、 80MPa の圧 力を加えてトロイダル形状の磁心にする。 該トロイダル形状の磁心は、 例えば、 焼き上がりで外径 1 5 mm、 内径 8 πιιη、 高さ 3 nmiである。 その後、 窒素を流 入して酸素分圧を制御した雰囲気中、 1 1 5 0 °Cで 3時間焼成する。
(実施例 2 )
試料 2の基本成分組成は、 図 2の符号 S 2に示す軟磁性材料のように、 Fe203 44. 0〜50. 0 mol% (ただし、 50. Omol%は除く）、 ZnO 4. 0〜26. 5 mol%、 Ti02お ょぴ Sn02のうちの 1種または 2種 0. 1〜8. 0mol %、 CuO 0. 1〜16. 0 mol %、 残部 MnOの材料組成の範囲から、 Fe203 47. 0 mol%、 ZnO 10. 5 mol%、 Sn02 0. 5mol%、 MnO 39. 5 mol %、 CuO 1. 5 mol%とした場合である。
予め主成分としての Fe203、 ZnO、 Sn02、 MnO, 及ぴ CuOの各原科粉末を前記 図 2に示した所定の比率となるように秤量し、 これらをボールミルにて混合して 混合粉末を得、次に、 この混合粉末を大気中 9 0 0 °Cで 2時間、仮焼成する。 次 にボールミルにて平均結晶粒径がおよそ 1 . 4 mになるまで微粉碎した。
更に、 この混合粉末にポリビニルアルコールを添加して造粒し、 80MPa の圧 力を加えてトロイダル形状の磁心にする。 該トロイダル形状の磁心は、 例えば、 焼き上がりで外径 1 5 mm、 内径 8 mm、 高さ 3 mmである。 その後、 窒素を流 入して酸素分圧を制御した雰囲気中、 1 1 5 0 °Cで 3時間焼成する。
なお、 試料 3、 4、 5に示した、 比較のために用いる軟磁性材料は、 予め主 成分としての Fe203、 ZnO、 Mn0、 Ni、 MgO及び CuOの各原料粉末を前記図 2に示 した所定の比率となるように秤量し、 これらをボールミルにて混合して混合粉末 を得、次に、 この混合粉末を大気中 9 0 0 °Cで 2時間、仮焼成する。次にボール ミルにて平均結晶粒径がおよそ 1 . 4 μ mになるまで微粉碎した。
更に、 この混合粉末にポリビュルアルコールを添加して造粒し、 80MPa の圧 力を加えてトロイダノレ形状の磁心にする。 該トロイダル形状の磁心は、 例えば、 焼き上がりで外径 15mm、 内径 8mm、 高さ 3mmである。 その後、 符号 S 3 の試料は、窒素を流入して酸素分圧を制御した雰囲気中、 1, 150°Cで 3時間焼 成し、 試料 4、 5は大気中、 1 , 150 °Cで 3時間焼成した。
図 3は、 図 2の基本成分組成 （単位は mo 1 %) で形成した磁気コアの基本 特性の実測値である。 符号 S l、 S 2、 S 3、 S4、 S 5は、 図 2と同一に用い ている。 0. 1 MHzにおける初透磁率^ 1, 1, 194 AZmにおける飽和磁束 密度 B s、 比抵抗 p V、 及び 1 KH zと 1 MH zにおける複素比誘電率の実数部 ε 'の実測値である。
図 3から明らかなように、 試料 1、 試料 2、 及び N i— Ζ η系の試料 4は、 初透磁率 μ i、 飽和磁束密度 B s、 比抵抗 p Vとも良好な結果である。 一方、 一 般的な Mn— Z n系の試料 3は、 初透磁率 i、 飽和磁束密度 B sは良好な結果 であるが、 比抵抗; 0 Vが著しく低く、 高周波での使用が困難である。 又、 比抵抗 が著しく低いために、 その表面に薄い絶縁皮膜を施す力 または絶縁皮膜の あるケーブルを使用することが必要となり、 用途が限定される。
又、 M g— Z n系の試料 5は、 飽和磁束密度 B sが低く、 他の試料に比べて 優位性がない。 特に、 信号弁別器はリプル電流やサージ雑音に対して磁気飽和し ないことが要求されため、 飽和磁束密度 B sが低い試料 5は磁心の寸法を大きく せねばならない。
図 4は、 前記試料 1、 2、 3、 4における複素比誘電率の実数部 f 'の周波数 特性である。 図 4から明らかなように、 試料 1、 2は 1 KH zでは複素比誘電率 の実数部 ε 'は 10, 000以上あるが、 略 5 KHzから複素比誘電率の実数部 ε' が減少し、 1 MHzではその値が略 30程度になっている。
一方、 一般的な Mn— Z n系の試科 3は、 1 KH zでは複素比誘電率の実数 部 ε 1は 100， 000以上あり、 1MHzでもその値が略 2， 000程度あり、 更に 10MHzでもその値は 1， 000以上である。又、 N i一 Zn系の試料 4は ΙΚΗζでも複素比誘電率の実数部 ε，が 20程度と低い。
図 5は、 前記各試料における信号弁別器のインピーダンス Ζの変化を示した 図であってインピーダンス Ζを縦軸に、 周波数を横軸にとってある。 図 5から明 らかなように、 使用する信号の周波数を 1 MHz帯、 除去する雑音の周波数を 1 0〜500MHz帯とした本実施例での雑音対策として重要である、 10 MH z 以上の周波数帯において、 試料 3のインピーダンス特性は、 他の試料に比較して 著しく低下している。 これは Mn— Zn系の試料の比抵抗 p Vが低く、 更に、 1 KH zでの複素比誘電率の実数部 ε 'が 100 , 000以上、 1 MH ζでもその値 が略 2, 000程度あり、 更に 1 ΟΜΗζでもその値は 1， 000以上であること による。
図 6は、 前記試料 1について、 インピーダンス Ζをリアクタンス成分 X 2と 抵抗成分 Rとに分離して表した図である。 図 6から明らかなように、 試料 1の X —Rクロスポイント周波数: XR 2は、 略 5 MHzである。 なお、 図示していない 試料 2の特性も図 6と略同一である。
図 7は、 前記試料 4について、 インピーダンス Zをリアクタンス成分 X 1と 抵抗成分 Rとに分離して表した図である。 図 6から明らかなように、 試料 4の X — Rクロスポイント周波数 XR 1は、 略 10MHzで、 従来と同様である。
前記試料 1、 2の X— Rクロスポイント周波数 XR2が 5MHzとなってい るのは、 図 4で前述したように、 試料 1、 2は、 1 KH zでは複素比誘電率の実 数部 ε 'は 10 , 000以上あるが、 略 5 KH ζから複素比誘電率の実数部 ε 'が減 少し、 1MHzではその値が略 30程度になっているためである。
以上の結果、 従来から知れられている、 Mn— Zn系の試料 3、 N i—Zn 系の試料 4、 Mg— Z n系の試料 5に比べ、 本発明の試料 1、 2のインピーダン ス特性、 雑音抑制性能が優れていることがわかる。 産業上の利用可能性
請求項 1記載の信号弁別器によれば、 軟磁性材料により閉磁路を形成し、 該 閉磁路にケーブルを貫通させて該ケーブルに流れる電気信号を通過させ、 雑音信 号を遮断する信号弁別器において、 前記軟磁性材料は、 その複素比誘電率が周波 数により変ィヒし、 複素比誘電率の実数部が、 前記ケーブルに流れる電気信号の周 波数より低周波領域で大きく、 高周波領域で小さい為、 雑音成分を抑制し、 信号 成分を通過する信号弁別器を得ることができる。 請求項 2乃至 5に記載の信号弁別器によれば、 使用する信号の周波数が 1 M Hz帯、 除去する雑音の周波数が 10〜500MHz帯、 X— Rクロスポイント 周波数が 10 MHz以下の磁気飽和のない、 絶縁が良好で、 信号と雑音を弁別で きる低価格の信号弁別器を得ることができる。

Claims

請求の範囲
1 . 軟磁性材料により閉磁路を形成し、 該閉磁路にケーブルを霣通させて該ケー ブルに流れる電気信号を通過させ、 雑音信号を遮断する信号弁別器において、 前 記軟磁性材料は、 その複素比誘電率が周波数により変化し、 該複素比誘電率の実 数部が、 前記ケーブルに流れる電気信号の周波数より低周波領域で大きく、 高周 波領域で小さいことを特徴とする信号弁別器。
2 . 前記軟磁性材料の複素比誘電率の実数部が 1 KH zにおいて 1 , 0 0 0以上、 かつ 2 0， 0 0 0以下、 1 MH zにおいて 5 0以下であることを特徴とする請求項 1に記載の信号弁別器。
3 . 前記軟磁性材料は、 その基本成分組成が、 Fe203 44. 0〜50. 0 mol% (ただし、 50. Omol%は除く）、 ZnO 4. 0〜26. 5 mol%、 Ti02および Sn02のうちの何れか一方 または両方が 0. 1〜8. Omol%、残部 MnOの材料組成を有することを特徴とする M n— Z nフェライトであることを特徴とする請求項 1又は 2に記載の信号弁別器。
4 . 前記軟磁性材料は、 その基本成分組成が、 Fe203 44. 0〜50. 0 mol% (ただし、 50. 0mol%は除く）、 ZnO 4. 0〜26· 5 mol%、 Ti02および Sn02のうちの 1種または 2種が 0. 1〜8. 0mol%、 CuO 0. 1〜16. 0 mol%、 残部 MnOの材料糸且成を有するこ とを特徴とする Mn — Zn フェライトであることを特徴とする請求項 1又は 2に 記載の信号弁別器。
5 . 前記軟磁性材料の比抵抗は 1 5 0 Ω m以上であることを特徴とする請求項 1 から 4の何れかに記載の信号弁別器。
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