WO2004105240A9 - 同調装置及びそれを用いた電波修正時計 - Google Patents

Abstract

同調ICに内蔵される半導体スイッチのON抵抗とOFF抵抗の最適化により、高感度で安定性に優れ、同調周波数の可変範囲が広い、小型で高性能な電波修正時計の受信回路に適した同調装置を提供するものであって、複数の半導体スイッチとしてのNチャンネルMOSトランジスタ(以降N-Trと略記)5a～5fと該N-Trの開閉を制御するカウンタ回路6を備える同調IC3と、前記複数のN-Trと各々直列に接続される複数のコンデンサ4a～4fと、該複数のコンデンサに接続される受信アンテナ2とを有し、前記複数のコンデンサは前記複数のN-Trの開閉によって合計静電容量が可変され、該複数のコンデンサと前記受信アンテナとによる同調回路の同調周波数が可変されるように構成した。

Description

明 細 書

同調装置及びそれを用いた電波修正時計

技術分野

本発明は、 電波等を受信する小型で高性能な同調装置と、 それを用いた電波修 正時計の受信方式の改良に関するものである。

背景技術

従来、 受信機の電子チューナや送信機の発信回路等に用いられる電子式同調回 路は、 一般的に可変容量ダイオードを用い、 該可変容量ダイオードへの印加電圧 を制御して等価的な静電容量を変化させ、 同調周波数を可変している。 この方式 は、 可変容量ダイオードが小型で安価であると共に、 印加電圧の制御で同調周波 数を容易に可変出来るので、 チューナや送信回路を小型で安価に実現できる利点 がある。 しかし、 可変容量ダイオードは半導体の P N接合の空乏層を利用してい るためにリーク電流が存在するので、同調回路の Q値を高くすることが出来なレ、。 また、 静電容量の変化に伴って Q値も変化するので、 安定した同調回路の実現 が難しい。 更には、 可変容量ダイオードの容量可変範囲も限られているので、 同 調周波数を広範囲に可変することは困難である。

これらの問題を解決するために、 容量最大値と容量最小値の 2値状態を取り得 る可変容量ダイォードを複数個半導体基板上に形成し、 各可変容量ダイォ一ドに 対して、 同じく半導体基板上に形成するスィツチング素子によってバイアス電圧 を O Nノ O F Fし、 等価的静電容量を可変させる提案が例えば特開昭 5 7 - 9 9 7 8 7号公報の特許請求の範囲或いは同明細書の第 3図等に示されている。

この提案によれば、 スィツチング素子によって複数の可変容量ダイォードを切 り替えて用いるので、 可変容量範囲を大きく取ることが可能であり、 同調周波数 を広範囲に可変することが出来る。 また、 静電容量の変化に伴う Qの変化も少な いので、 ある程度安定した同調回路を実現することが出来る。

しかしながら、 半導体基板上に形成される複数の可変容量ダイオードは、 前述 した如く P N接合の空乏層を利用しているのでリーク電流が存在し、 同調回路の Qを一定以上高くすることが出来ず、 安定した同調回路を実現することが困難で ある。 また、 可変容量ダイオードの容量を最小とするためには、 ある程度高いバ ィァス電圧を印加する必要があるが、 このバイアス電圧の生成にはマイナス電源 が必要であり、 このため、 同調回路の部品点数増加、 コストアップ等の大きな要 因となる。 また、 一つの半導体基板上に複数の P N接合を形成して可変容量ダイ ォードを実現させるが、 隣接する可変容量ダイォード間の電気的な影響を防止し て Qの変化を抑えるために、 個々の可変容量ダイォ一ド間に絶縁領域を形成して 電気的に分離する必要があり、 半導体基板製造工程が増えて、 歩留まりの低下や コストアップの要因となる。

従って、 本発明の目的は、 上記課題を解決して、 半導体スィッチとリーク電流 の極めて少ないコンデンサとの組み合わせにより、 安定性に優れ、 同調周波数の 可変範囲が広く、 且つ、 小型化が可能な電波修正時計の受信回路に適した同調装 置と、 それを用いた電波修正時計を提供することである。

発明の開示

本発明は上記した目的を達成する為、 以下に示す様な基本的な技術構成を採用 する。

即ち、 本発明の同調回路は、 基本的には、 複数の半導体スィッチと該半導体ス ィツチの開閉を制御するスィツチ制御手段を備える半導体基板と、 前記複数の半 導体スィツチと各々直列に接続される複数のコンデンサと、 該複数のコンデンサ に接続されるコイルとを有し、 前記複数のコンデンサは前記複数の半導体スィッ チの開閉によって合計静電容量が可変され、 該複数のコンデンサと前記コイルと によって成る同調回路の同調周波数が可変されるように構成したことを特徴とす るものであり、 より詳細には、 複数の半導体スィッチと、 当該複数の半導体スィ ツチと各々直列に接続される複数の第 1のコンデンサと、 当該半導体スィツチの 開閉を制御するスィツチ制御手段と備える半導体基板と、 該複数の第 1のコンデ ンサのそれぞれに並列的に接続されるコイルとから構成されており、 時刻情報を 含む標準電波の受信局選択指示信号に応答して当該スィツチ制御手段が当該複数 の第 1のコンデンサに接続されている個々の半導体スィツチを個別に開閉制御す る事によって当該複数の第 1のコンデンサによる合計静電容量が可変され、 該複 数の第 1のコンデンサと前記コイルとによって成る同調回路の同調周波数を変更 する様に構成されていることを特徴とする同調回路である。 更に、 本発明に於いては、 同調範囲を拡大したり、 或いは、 同調操作を効率化 する為に、 当該半導体基板上若しくは当該半導体基板外に、 当該第 1のコンデン サ群とは別に当該第 1のコンデンサと並列に当該コイル部と接続ざれている固定 容量を有するか或いは可変容量を有する第 2のコンデンサが設けられている事も 好ましい。

かかる構成を採用する場合に於いては、 当該第 2のコンデンサは、 当該第 1の コンデンサが受ける制御とは異なる制御を受ける様に構成されている事が望まし レ、。

更に、 本発明に於いては、 当該第 2のコンデンサを使用する場合に有っては、 当該第 2のコンデンサの制御は、 適宜に実行する事が可能であるが、 例えば、 そ の少なく とも一つは、 当該半導体基板上に設けられた半導体スィッチを介して当 該スイツチ制御手段により制御される様に構成されているもので有っても良い。 本発明の同調回路により、 複数のコンデンサを半導体スィツチの開閉によって 任意に切り替えることが出来るので、 コンデンザの可変容量範囲を広くすること が出来、 この結果、 同調回路の同調周波数の可変範囲を広く確保することが出来 る。

従って、 時刻情報を含んだ標準電波を発信している受信局が複数存在する場合 に、 それぞれの受信局が発信している標準電波の特定の周波数を容易に選択して 同調させる事が可能である。

また、 前記複数のコンデンサは、 前記半導体基板上に形成されることを特徴と する。

これにより、 コンデンサの部品点数を削減でき、 同調回路の小型化や製造工程 の簡素化を実現できる。

また、 前記半導体基板上に形成される複数のコンデンサは、 前記半導体基板上 に於いて酸化膜や窒化膜等を含む適宜の誘電体を用いた膜体で形成されたコンデ ンサであることを特徴とする。

これにより、 コンデンサのリーク電流を極めて小さく出来るので、 安定性に優 れた同調装置を実現できる。

また、 前記半導体スィッチの少なくとも一つは、 前記半導体基板の外部に配置 されたコンデンサに接続されることを特徴とする。

これにより、 半導体基板上に形成することが困難な大容量のコンデンサを付加 することが出来るので、 同調周波数の可変範囲を更に拡大でき、 また、 接続する コイルの選択範囲も広げることが可能となる。

また、 前記半導体スィッチの O N抵抗は、 該半導体スィッチに直列に接続され る前記コンデンサのインピーダンスより小さいことを特徴とする。

これにより、 接続されるコンデンサの静電容量に対応して、 最適な半導体スィ ツチの O N抵抗を選択することが出来るので、 半導体基板の小型化が可能である と共に、 高感度の同調装置を実現することが出来る。

また、 前記半導体スィッチの O F F抵抗は、 該半導体スィッチに直列に接続さ れる前記コンデンサのインピーダンスより大きいことを特徴とする。

これにより、 接続されるコンデンサの静電容量に対応して、 最適な半導体スィ ツチの O F F抵抗を選択することが出来るので、 高感度の同調回路を実現するこ とが出来る。

また、 本発明に於いては、 当該同調回路に接続される増幅回路部に使用される 抵抗部の抵抗値を当該同調回路に設けられている同調コンデンサによるインピー ダンスよりも大きくなるように設定することも好ましく、 これによつてよりアン テナの利得をより向上させることが出来る。

また、 前記複数のコンデンサの静電容量の合計値が 9 6 0 0 p F以下であるこ とを特徴とする。

これにより、 複数のコンデンサを内蔵する半導体基板のサイズを 2 m m X 1 . 6 mm程度にすることが可能となり、 実装効率を高めることが出来る。

また、 前記コイルのインダクタンスが 0 . 4 4 m H以上であることを特徴とす る。

これにより、 本発明の同調回路を電波修正時計の同調手段として用いた場合、 前記複数のコンデンサの静電容量の合計値が 9 6 0 0 p F以下であるとすると、 標準電波の最も高い周波数 （7 7 .. 5 K H z ) を同調させることが出来る。 また、 前記コイルのインダクタンスが 4 0 0 O m H以下であることを特徴とす る。 これにより、 本発明の同調回路を電波修正時計の同調手段として用いた場合、 前記半導体基板ゃ該半導体基板の実装上の寄生容量が 4 p F程度であるとすると、 標準電波の最も低い周波数 （4 0 K H z ) を同調させることが出来る。

本発明の電波修正時計は、 前記同調回路と、 該同調回路を制御し、 該同調回路 によって受信した標準電波を入力して時刻修正を行う制御手段と、 該制御手段か らの時刻情報を表示する表示手段とを有することを特徴とする。

本発明の電波修正時計により、 同調周波数の可変範囲が広く、 且つ、 高感度で 安定した標準電波の受信が可能となる。

また更に、 金属材料によって成る金属外装を有し、 該金属外装によって前記同 調回路と前記制御手段と前記表示手段を覆い、 機械的に保護するように構成した ことを特徵とする。

これにより、 傷が付きにくく防水性に優れ、 髙級感のある金属外装を用いた電 波修正時計を実現させることが出来る。

また、 前記金属外装に覆われる前記同調回路の前記コイルのィンダクタンスは 2 O mH以上であることを特徴とする。

これにより、 同調回路の受信感度を一定以上に保つことが可能となり、 金属外 装であっても高感度の電波修正時計を実現させることが出来る。

また、 前記同調回路の前記複数の半導体スィッチの開閉を制御し、 前記同調周 波数を可変することにより、 複数の標準電波を受信するように構成したことを特 徴とする。

これにより、 周波数の異なる複数の標準電波の受信が可能となり、 各国各地域 に対応した電波修正時計を実現させることが出来る。

また、 前記同調回路の前記同調周波数を可変するための同調制御情報を記憶す る同調記憶手段を有することを特徴とする。

これにより、 同調記憶手段に受信する標準電波の情報を記憶出来るので、 複数 の標準電波を任意に選択し受信することが出来る。

また、 前記同調記憶手段は、 前記同調回路の内部に備えられていることを特徴 とする。

これにより、 同調回路の內部に受信する標準電波の情報を記憶出来るので、 同 調回路の製造工程や調整工程を簡略化することが出来る。

また、 前記同調記憶手段は、 パターンカッ ト手段、 又はヒューズ ROM、 又は 不揮発性メモリであることを特徴とする。

これにより、 電波修正時計の仕様に応じて最適な同調記憶手段を選択でき、 コ ス トダウンや製造工程の簡略化を実現できる。

図面の簡単な説明

図 1は、 本発明の第 1の実施形態である同調回路の回路図である。

図 2は、本発明の第 1の実施形態である同調回路の等価回路と実験回路を示し、 図 2 (a) は N— T rが ON状態での同調回路の等価回路であり、 図 2 (b) は N— T rが O F F状態での同調回路の等価回路であり、 図 2 (C) は N— T rの ON抵抗と OF F抵抗の影響を検証するための同調回路の実験回路である。

図 3は、 本発明の第 1の実施形態である同調回路のインピーダンス比一アンテ ナ利得特性図である。

図 4は、 図 3のインピーダンス比一アンテナ利得特性の部分拡大図であり、 図 4 (a) は 1 800 p Fのコンデンサ 1 0 aを用いたアンテナ利得特性 20の比 率 0. 0 1以下の部分拡大図であり、 図 4 (b) は同じく 1 800 p Fのコンデ ンサ 1 0 aを用いたアンテナ利得特性 20の比率 2 50位以上の部分拡大図であ る。

図 5は、 本発明の第 2の実施形態である同調回路の回路図である。

図 6は、 本発明の同調回路を組み込んだ電波修正時計と標準電波を送信する送 信局との関係を示した説明図である。

図 7は、本発明の第 3の実施形態である電波修正時計の回路ブロック図である。 図 8は、本発明の同調回路と受信 I Cの関係を示す概略回路図であり、図 8 (a) は本発明の同調回路と受信 I Cの増幅回路の概略回路図であり、 図 8 (b) は図

8 (a) の等価回路であり、 図 8 (C) は本発明の同調回路と受信 I Cの増幅回 路の他の概略回路図である。

図 9は、本発明の第 4の実施形態である電波修正時計の回路プロック図である。 図 1 0は、本発明の電波修正時計のアンテナ同調調整方法を示す原理図であり、 図 1 0 (a) は、 接触方式のアンテナ同調調整方法を示す原理図であり、 図 1 0 ( b ) は、 非接触方式のアンテナ同調調整方法を示す原理図である。

図 1 1は、 本発明の電波修正時計のアンテナ同調調整方法によって得たアンテ ナ出力特性図である。

図 1 2は、 従来の電波修正時計に於ける同調回路の一具体例の構成を示す図で ある。

図 1 3は、 本発明の他の具体例に於ける同調回路の回路図である。

図 1 4は、 本発明の更に他の具体例に於ける同調回路の回路図である。

図 1 5、 図 1 6は、 本発明の他の具体例に於ける同調回路のインピーダンス比

—アンテナ利得特性図の部分拡大図である。

図 1 7から図 2 0は、 Q値の測定方法の一例を説明する図である。

図 2 1、図 2 2は、本発明に於ける電波修正時計の使用例を説明する図である。 図 2 3は、 本発明に於ける同調回路と増幅回路を接続させた回路の一例を示す 回路図である。

図 2 4は、 図 2 3の回路を用いた同調回路に於ける増幅回路抵抗とコンデンサ インピーダンスとの比とアンテナ利得減衰率との関係を示すグラフである。

発明を実施するための最良の形態

以下、 本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。 図 1は本発明に係 るの第 1の実施形態である同調装置 1の構成例を示すプロックダイアグラムであ つて、 図中、 複数の半導体スィッチ 5と、 当該複数の半導体スィッチ 5と各々直 列に接続される複数の第 1のコンデンサ 4と、 当該半導体スィツチ 5の開閉を制 御するスィツチ制御手段 6と備える半導体基板 2 0 0と、 該複数の第 1のコンデ ンサ 4のそれぞれに並列的に接続されるアンテナ部 2を構成するコイル 2 0 1 と から構成されており、 時刻情報を含む標準電波の受信局選択指示信号に応答して 当該スィツチ制御手段 6が当該複数の第 1のコンデンサ 4に接続されている個々 の半導体スィツチ 5を個別に開閉制御する事によって当該複数の第 1のコンデン サ 4による合計静電容量が可変され、 該複数の第 1のコンデンサ 4と当該コイル 2 0 1とによって成る同調回路 1の同調周波数を変更する様に構成されている、 例えば、 電波修正時計の受信部の使用に適した、 同調回路 1が示されている。 本発明に於ける第 1の実施態様である同調回路 1の構成を更に詳細に説明する ならば、 図 1に於いて、 2は電波を受信するコイル 201を有する受信アンテナ であり、 略棒状の高透磁率材料に導線を巻いて形成され、 受信した電波によって 誘起されるアンテナ信号 P 6、 P 7を出力する。 3はワンチップによって成る半 導体基板 200を含む同調 I Cである。 4 a〜4 f は同調 I C 3の內部に形成さ れる複数の第 1のコンデンサであり、 S i O ₂等によって成る酸化膜或いは S i , N₄等の窒化膜を含む誘電体からなる膜体を用いて形成される。 当該第 1のコン デンサ 4 a〜4 f の一方の端子は共通に接続されて受信アンテナ 2のアンテナ信 号 P 6に接続される。

一方、 5 a〜5 f は半導体スィツチ 5としての Nチャンネル MOS トランジス タ （以下 N— T rと略記） である。 N_T r 5 a〜 5 f のドレイン端子 Dは当該 第 1のコンデンサ 4 a〜4 f の他方の端子に直列に接続され、 N— T r 5 a〜5 f のソース端子 Sは共通に接続されて受信アンテナ 2のアンテナ信号 P 7に接続 され、 更に電気的接地である GNDに接続される。 尚、 電気的接地である GND はアンテナ端子 P 6に接続されても良い。 6はスィツチ制御手段としてのカウン タ回路であり、 ク口ック端子 C Lとィネーブル端子 ENを入力端子として備え、 ク口ック端子 CLからのパルスをカウントするバイナリカウンタとして動作し、 出力端子としてカウント端子 Q 0〜Q 5を備えている。

更に、 P 0〜P 5はカウンタ回路 6のカウント端子 Q 0〜Q 5より出力される カウント信号であり、N— T r 5 a〜5 f のゲ一ト端子 Gにそれぞれ接続される。 叉、 P 8はカウンタ回路 6のク口ック端子 C Lに接続されるクロック信号であ り、 P 9はカウンタ回路 6のイネ一ブル端子 ENに接続されるィネーブル信号で ある。 一方、 P 10は同調回路 1の出力としての同調信号であり、 同調 I C 3の 内部で第 1のコンデンサ 4 a〜4 f の一方の端子とアンテナ信号 P 6に接続され る。 尚、 アンテナ信号 P 6が GNDに接続される場合は、 同調信号 P 1 0はアン テナ信号 P 7に接続される。

次に本発明の第 1の実施形態である同調回路 1の動作を説明する。 図 1に於い て、 イネ一ブル信号 P 9が論理 "0" の期間は、 カウンタ回路 6はリセッ ト状態 を保ち、 カウント端子 Q 0〜Q 5より出力されるカウント信号 P 0〜P 5は論理 "0" を保持する。 この結果、 N— T r 5 a〜5 f のゲート端子 Gの電位は零ボ ルトを保持するので、 N— T r 5 a〜5 f は全て O F F状態となり、 複数の当該 第 1のコンデンサ 4 a〜4 f は受信アンテナ 2に対して切断され、 同調回路は形 成されない。

次にイネ一ブル信号 P 9が論理 " 1 " になると、 カウンタ回路 6はリセッ トが 解除され、 クロック信号 P 8のパルスをカウントするスタンバイ状態となる。 こ こで、 ク口ック信号 P 8によって 1個のパルスがク口ック端子 C Lに入力される と、 カウンタ回路 6はカウント動作を実行し、 カウン卜端子 Q 0の出力である力 ゥント信号 P 0は論理 " 1 " となる。 同様に、 クロック信号 P 8によって 2個の パルスがクロック端子 C Lに入力されると、 カウント回路 6はカウント動作を実 行し、 カウント端子 Q 1の出力であるカウント信号 P 1が論理 " 1 " となる。 同様に、 ク口ック信号 P 8によって 6 3個のパルスがクロック端子 C Lに入力 されたとすると、 カウンタ回路 6は最大カウント数になり、 全てのカウント信号 ? 0〜？ 5が論理 " 1 " となる。 ここで、 カウント信号 P 0〜P 5は前述した如 くに N— T r 5 a〜5 f のゲート端子 Gに接続されているので、 論理 " 1 " とな つたカウント信号 P 0〜P 5に接続されている N— T r 5 a〜5 f は O Nとなる。 そして、 O Nとなった N— T r 5 a〜5 f にそれぞれ直列に接続されている当該 第 1のコンデンサ 4 a〜4 f は受信アンテナ 2に接続され、 受信アンテナ 2と該 受信アンテナ 2に接続された当該第 1のコンデンサ 4 a〜4 f によって並列共振 回路が形成され、 該並列共振回路が同調装置 1の同調回路として機能する。

ここで一例として、 第 1のコンデンサ 4 aの静電容量は 1 2 . 5 p F、 第 1の コンデンサ 4 bの静電容量は 2 5 p F、 第 1のコンデンサ 4 cの静電容量は 5 0 p F、 第 1のコンデンサ 4 dの静電容量は 1 0 0 p F、 第 1のコンデンサ 4 eの 静電容量は 2 0 0 p F、 第 1のコンデンサ 4 f の静電容量は 4 0 0 p Fとして同 調 I C 3の內部に形成したとする。 この結果、 クロック信号 P 8のパルス数に応 じて、 1 2 . 5 p Fの分解能で最小 0 p Fから最大 7 8 7 . 5 p Fの静電容量が 受信アンテナ 2に対して並列に接続され同調回路が形成される。 但し、 実際には 同調 I C 3の内部や実装に伴う配線等によって寄生容量や浮遊容量が存在するの で、 上記の静電容量に数 p F〜十数 p Fの静電容量が付加される。

この受信アンテナ 2と該受信アンテナ 2に N— T r 5 a〜5 f を介して接続さ れる第 1のコンデンサ 4 a〜4 f によって形成される同調回路の同調周波数 （す なわち共振周波数） Fは、 受信アンテナ 2のインダクタンスを Lとし、 接続され たコンデンサ 4 a〜4 f による合計静電容量を Cとすれば、

F = 1 / 2 TC T" L C (式 1 )

となる。

よって、 式 1により、 コンデンサ 4 a〜4 f の合計静電容量が可変されると同 調周波数 Fも可変することが理解できる。 ここで、 同調周波数 Fに於いて、 受信 アンテナ 2とコンデンサ 4 a〜4 f による同調回路のインピーダンスは最大とな るので、 同調周波数 Fに等しい受信電波が受信アンテナ 2に到来すると、 アンテ ナ信号 P 6、 P 7間に同調周波数 Fに等しい受信電波が選択的に誘起されて同調 信号 P 1 0として出力される。

すなわち、 本発明の同調回路 1は、 クロック信号 P 8のパルス数に応じて当該 第 1のコンデンサ 4 a ~ 4 f を受信アンテナ 2に接続するので、 同調周波数 Fを 任意に可変することが出来る。

この結果、 受信アンテナ 2に到来する様々な周波数の電波の中から同調周波数 Fによって選択される特定の電波を受信することが出来る。 尚、 この実施形態に 於いては複数の第 1のコンデンサ 4 a〜4 f は 6個であり、 当該第 1のコンデン サ 4 a〜4 f を開閉する N— T r 5 a〜5 f も 6個であるが、 この数に限定され るものではなく、 更に広い範囲の同調周波数が必要であれば当該第 1のコンデン サと N— T rの数を増やして良く、 また、 それほど広い範囲の同調周波数が必要 でなければ、 当該第 1のコンデンサと N— T rの数を減らしても良い。 また、 当 該第 1のコンデンサ 4 a〜4 f のそれぞれの静電容量も、 要求性能に応じて任意 に決めることが出来る。

即ち、 本発明に於ける当該同調回路 1は、 同一の容量を持った複数個のコンデ ンサ或いは相互に異なる容量を持った複数個のコンデンサを適宜組み合わせるこ とによって当該同調回路 1に於ける合計静電容量を適宜変化させる事が容易に出 来るので、 当該同調回路 1の同調周波数を任意に可変する事によって、 受信出来 る電波の周波数を自由に設定する事が出来る。

その結果、 ユーザーが任意の国、 或いは任意の地方に移動した場合に、 移動先 の国又は地方に於いて受信される時刻情報を含んだ標準電波を受信して、 電波修 正時計の時刻情報を修正する場合には、 適宜の選択指示信号に応答して、 当該制 御手段 6を操作駆動させる事によって、 当該受信可能な標準電波の周波数に合致 する同調周波数を当該同調回路内に設定する事が可能となり、 容易に所望の標準 電波を受信する事が出来る。

叉、 本発明に於いては、 複数個の第 1のコンデンサが使用されているので、 そ の選択組合せによって、 複数種の同調周波数を当該同調回路 1内に設定出来るの で、 複数種の標準電波の受信に対応する事が出来る。

具体的には、例えば、所定の受信局からの標準電波の周波数が不明の場合には、 適宜の外部操作手段 2 0 2を設けて、 これを受信局選択手段として機能させ、 当 該外部操作手段 2 0 2から当該制御手段 6を駆動制御するイネ一ブル信号 P 9と ク口ック信号 P 8とを受信局選択指示信号として自動的に或いはマニュアル操作 によって入力し、 当該ク口ック信号に応答して当該第 1のコンデンサ 4の組合せ 選択を実行しながら、 当該同調回路 1の出力 P 1 0の共振出力が最大となる合計 静電容量求めて、 その状態に設定するか、 予め複数の受信周波数と当該第 1のコ ンデンサ 4の組合せ選択条件とを適宜の記憶手段に記憶させておき、 受信する国 或いは地方での標準電波の周波数が予め判明している場合には、 当該外部操作手 段 2 0 2から、 所定の周波数数を選択するコード番号を当該制御手段 6に入力す ることによって当該制御手段 6は、 当該記憶手段に記憶されている所定の周波数 に対応する当該第 1のコンデンサ 4の組合せ条件を読み出して、 当該第 1のコン デンサ 4の組合せ選択操作を実行する様にすれば良い。

此処で、 本発明に於ける標準電波の受信に際しての同調方法と従来に於ける同 様の同調方法の相違について、 簡単に説明する。

即ち、 従来の同調方法では、 図 1 2に示す様に、 日本の 4 0 K H z、 6 0 K H Z、 ドイツの 7 7 . 5 K H zの電汲を受信できる電波時計の場合、 従来の同調シ ステムは従来例に示すような接続を行い C l、 C 4、 C 7は予め接続し、 C 2, C 3， C 4, C 8を組み替えて各々の共振周波数に合わせこんでいく。

例えば、 アンテナの L値 L 1が 2 m Hのアンテナを使用し、 ± 5 %程度の精度 を持つ市販のコンデンサで同調を行い、 アンテナの Q値が 100とし、 最も高い利

5ΠΕされた用紙 0^ΙΙ9ϋ 得から 3dB程度減衰した範囲で同調を行った場合、 CIは 1800 p F、C4は 1200 p F、 C7は 3900p Fとなり、 77. 5 K H zの周波数調整範囲は ± 387. 5 H z、 60 KH zの周波数調整範囲は ± 300 H z、 40 KH zの周波数調整範 囲は士 200 H zとなる。

77.5KH zの同調を行う場合、 SW1.2は OFFし、 C1が接続された状態での 共振周波数を求め、 補正を行う。

この場合、 最も大きいコンデンサ容量 C2は 390p Fとなるが、 コンデンサの 精度によっては先の周波数調整範囲に入らないため、 もう一度の共振周波数を求 め、 この結果を持って補正を行い、 調整を行う。

この時の最も大きいコンデンサ容量 C 3は 33p Fとなる。

また、 この後は共振周波数の確認のために共振周波数の測定を行う。

次に 60KH zの同調を行う場合、 SW1は ONし、 SW2は OFFし、 C1,C2, C 3， C 4が接続された状態での共振周波数を求め、 補正を行う。

この場合、 最も大きいコンデンサ容量 C5は 220p Fとなるが、 コンデンサの 精度によっては先の周波数調整範囲に入らないため、 もう一度の共振周波数を求 め、 この結果を持って補正を行い、 調整を行う。

また、 この後は共振周波数の確認のため共振周波数の測定を行う。

この時の最も大きいコンデンサ容量 C6は 33p Fとなる。

次の 40KH zの同調を行う場合、 SW1は ONし、 SW2は OFFし、 Cl、 C2， C3,C4,C5,C6が接続された状態での共振周波数を求め、 この結果を持って補正 を行う。

この場合、 最も大きいコンデンサ容量 C8は 680 p Fとなる。

また、 この後は共振周波数の確認のために共振周波数の測定を行う。

以上のように 3局の同調を行うために 8個もの同調コンデンサが必要となり、 共振周波数を最高 8回程度求める必要があり、 共振周波数を求めるたびにコンデ ンサも半田付けしなくてはならなかった。

これに対し、 本発明に於いては、 上記した様に、 予め一つの I C回路に例えば

8個のコンデンサと半導体スィツチ 5とを図 1に示す様に作り込んでおけば、 当 該同調回路の全静電容量は、 スィツチを適宜に制御するのみで容易に可変でき、

酊 IEされた用紙 (規則 91) 個々の接続にはんだ処理をする必要もなく、 製造工程も簡易化され小型化できる という利点が得られる。

次に、 本発明等は、 上記した本発明に於ける当該同調回路 1に於いて、 受信性 能を更に向上させる構成について検討した結果、 当該半導体スィツチ 5の抵抗値 と第 1のコンデンサが持つィンピ一ダンスとの関係を適正に保つ事によって、 受 信性能を改善させる事が可能であることを知徳し、 それによつて、 当該同調回路 を有する電波受信回路を金属外装を有する時計の内部に組み込んでも高レベルの 受信性能を発揮させる事が出来ることが判明したものである。

即ち、 本発明に於ける当該同調回路 1に於いて、 当該それぞれの半導体スイツ チ 5の ON抵抗は、 当該各半導体スィツチに 5直列に接続される当該それぞれの コンデンサ 4が持つインピーダンスより小さくなる様に設定する事が望ましく、 叉、 当該それぞれの半導体スィッチ 5の OF F抵抗が、 当該各半導体スィッチ 5 に直列に接続される当該それぞれのコンデンサ 4が持つィンピーダンスより大き くなる様に設定する事が望ましいことが判明した。

以下に、 図 2〜図 4を参照しながら図 1で示した半導体スィツチ 5としての N — T r 5 a〜5 f の ON抵抗と O F F抵抗が同調回路 1にどのように影響し、 ま た、 該 N— T r 5 a〜5 f の O N抵抗と O F F抵抗の好ましい値がどの程度が好 ましいか等について検証する。

図 2は、 図 1で示した同調装置を構成する同調回路 1の等価回路と実験回路を 示しており、 図 2 (a) は、 同調装置 1の N— T r 5 a〜 5 f が ON状態の時の 等価回路を示し、 図 2 (b) は、 同調装置 1の N— T r 5 a〜5 f が OF F状態 の時の等価回路を示している。

図 2 (a) に於いて、 4は上記した第 1のコンデンサ 4 a〜4 f を代表するコ ンデンサであり、 5は N— T r 5 a〜5 f を代表する N— T rである。 該 N— T r 5のゲート端子 Gに電圧 V gが印加されると、 N_T r 5は ONする。 このと きの等価回路は矢印 Aで示すようになる。 ここで、 図 2 (a) の等価回路に於い て、 5 o nは N— T r 5の ON抵抗を表しており、 5 sは N— T r 5の O N動作 を示すスィツチであり、 4は N— T r 5に直列に接続されているコンデンサある。 すなわち、 N— T r 5は半導体スィッチであるので、 ON状態であったとして も一定量の ON抵抗 5 o nが存在する。

次に、 図 2 (b) に於いて、 コンデンサ 4は当該第 1のコンデンサ 4 a〜4 f を代表するコンデンサであり、 N— T r 5は N— T r 5 a〜5 f を代表する N— T rである。 該 N— T r 5のゲ一ト端子 Gはソース端子 Sと同電位であるので、 N— T r 5は OFFする。 このときの等価回路は矢印 Bで示すようになる。 ここ で、 図 2 (b) の等価回路に於いて、 5 o f f は N— T r 5の OF F抵抗を表し ており、 5 sは N—T r 5の OF F動作を示すスィッチであり、 4は N— t r 5 に直列に接続されるコンデンサである。 すなわち、 N— T r 5は半導体スィッチ であるので、 OF F状態であったとしてもその抵抗値は無限大でなく、 一定量の O F F抵抗 5 o f f が存在する。

このように、 半導体スィツチである N— T r 5は ON抵抗 5 o nと OFF抵抗 5 o f f を持っているが、 この ON抵抗 5 o nと OF F抵抗 5 o f f の同調回路 1に対する影響は無視することが出来ない。 ここで、 ON抵抗 5 o nは、 N— T r 5のトランジスタサイズを出来る限り大きくすれば、 ほぼ零に近い ON抵抗を 得ることは可能であるが、 トランジスタサイズを大きくすると N— T r 5を内蔵 する同調 I C 3のチップサイズも大きくなり、 コストアップや同調装置としての 小型化に問題が生じる。 また、 N— T r 5のトランジスタサイズを大きくすると、 浮遊容量や寄生容量が増大し同調周波数の可変範囲を狭めるという問題も生じる。 また、 0??抵抗5。 £ £は、 N— T r 5が ONするために必要なしきい値電 圧を高くすれば、 相当大きな OFF抵抗を得ることは可能であるが、 同調回路 1 を電波修正時計等の電池駆動の機器に組み込むには低電圧駆動が不可欠であり得 策ではない。 また、 しきい値電圧を高くすると ON抵抗が増える結果となり、 相 反する問題も生じる。 このようなことから、 同調回路への悪影響を最小限に抑え、 且つ、 同調 I C 3のチップサイズを増やすことなく、 また、 低電圧駆動も可能な N-T rの ON抵抗と OF F抵抗の好ましい選択が必要となる。

本出願人は、 以上のような観点から半導体スィツチ 5としての N— T rの ON 抵抗と OFF抵抗の影響を調べ最適値を検証する実験を実施したので、 以下説明 する。

図 2 (C) は、 N_T rの ON抵抗と OF F抵抗の最適値を検証する実験回路 であり、 図 1で示した同調回路 1の受信アンテナ 2と複数のコンデンサ 4 a〜4 f 及び N— T r 5 a〜5 f の構成に準じた同調回路である。

図 2 (C) に於いて、 2は図 1と同等の受信アンテナである。 10 a〜10 d はリーク電流の少ないチップタイプ、 またはディスクリートタイプのコンデンサ であり、 それぞれ静電容量を異ならせて配置され、 一方の端子は共通に接続され て受信アンテナ 2の一方の端子に接続される。

—方、 1 1 a〜： l i dは、 図 1の N— T r 5 a〜5 f に相当するスィツチであ り、 ON抵抗が非常に小さいタイプを選択している。 1 2は図 lのN— T r 5 a 〜5 f の ON抵抗又は OFF抵抗に相当する可変抵抗であり、 広い範囲で抵抗値 を可変することが出来る。

可変抵抗 1 2はコンデンサ 10 a〜10 dとスィッチ 1 l a〜l I dの間に任 意に配置することが出来るが、 図 2 (C) に於いてはコンデンサ 10 aとスイツ チ 1 1 aの間に配置されている。 尚、 コンデンサ 10 aの静電容量は 1 800 p F、 コンデンサ 10 bの静電容量は 1000 p F、 コンデンサ 10 Cの静電容量 は 560 p F、 コンデンサ 10 dの静電容量は 100 p Fとして設定した。

更に、 13は励磁用コイルであり、 受信アンテナ 2の近傍に配置して受信電波 に相当する交流磁界 14を発生する。 15は交流信号源であり励磁用コイル 1 3 に交流磁界 14を発生させるために 4 OKH z前後の交流信号を供給する。 受信 アンテナ 2は、 コンデンサ 10 a〜 10 dの合計静電容量に対して、 同調周波数 が約 40 KH zになるようにィンダクタンスを調整したものを使用する。 1 6は 受信アンテナ 2の両端子に接続される高入力インピーダンスの交流電圧計であり、 受信アンテナ 2に誘起される交流信号を測定する。

次に実験方法を説明する。 図 2 (C) に於いて、 まず、 可変抵抗 1 2の抵抗値 を十分に小さく し、 スィッチ 1 1 a〜l 1 dはすべて閉じる。 次に、 交流信号源 1 5によって励磁用コイル 1 3に交流信号を供給し交流磁界 14を発生させる。 これにより、 受信アンテナ 2には交流磁界 14によって交流信号が誘起され、 交流電圧計 1 6は誘起された交流信号を測定することが出来る。 ここで、 交流信 号源 15の周波数を変化させて最も交流電圧計 16の測定値が大きい周波数が受 信アンテナ 2とコンデンサ 10 a〜 10 dの合計静電容量による同調周波数であ り、 この同調周波数に於ける交流電圧計 1 6の値を記録する。

次に、 可変抵抗 1 2の抵抗値を少し大きくてから、 前述と同様に交流信号源 1 5の周波数を微調して交流電圧計 1 6の測定値が最も大きくなる値を記憶する。 以下同様に、 可変抵抗 1 2の抵抗値を順次大きく しながら交流電圧計 1 6の値 を記録する作業を繰り返し、 可変抵抗 1 2の抵抗値とコンデンサ 1 0 aの交流信 号に対するインピーダンスとの比が 1となるまで測定し、 更にその比が 1 0倍、 1 0 0倍、 1 0 0 0倍となるまで可変抵抗 1 2の抵抗値を増加させて交流電圧計 1 6の測定値を記録する。

図 3は上記の測定結果をグラフにまとめたものであり、 インピーダンス比一ァ ンテナ利得特性図である。 図 3に於いて、 X軸は可変抵抗 1 2の抵抗値とコンデ ンサ 1 0 a〜 l 0 dの周波数に対するインピーダンスとの比率であり、 Y軸はァ ンテナ利得であって交流電圧計 1 6の読みをデシベル表示したものであり、 交流 信号源 1 5の出力電圧を基準の 0 d Bとして表している。

図 3に於いて、 2 0は 1 8 0 0 p Fのコンデンサ 1 0 aに可変抵抗 1 2を直列 に接続したときのアンテナ利得特性である。 ここで、 抵抗 コンデンサインピー ダンス比が非常に小さい 0 . 0 0 1付近 （すなわち可変抵抗 1 2の抵抗値が非常 に小さい領域） では、 アンテナ利得は— 3 0 d B位であり、 比較的高い利得を示 している。 しカゝし、 図示する如く、 抵抗 コンデンサインピーダンス比を大きく していくとアンテナ利得は急激に低下し、 抵抗 Zコンデンサインピーダンス比が 1の領域では最もアンテナ利得が低下して— 6 0 d Bに達している。

更に、 抵抗 Zコンデンサインピーダンス比が 1を越えて増加するとアンテナ利 得は再び上昇に転じ、抵抗 コンデンサインピーダンス比が 1 0 0以上の領域（す なわち可変抵抗 1 2の抵抗値が非常に大きい領域） では、 アンテナ利得は再び— 3 0 d B位まで上昇している。 同様に 2 1は l O O O p Fのコンデンサ 1 0 bに 可変抵抗 1 2を直列に接続したときのアンテナ利得特性である。 尚、 このとき、 コンデンサ 1 0 aに接続されていた可変抵抗 1 2は取り外され、 コンデンサ 1 0 aはスィツチ 1 1 aに直接接続される。

つまり、図 3に於いて、抵抗ノコンデンサインピーダンス比が 1以下の領域は、 当該半導体スィッチ 5の O N抵抗の領域を示しており、 反対に、 抵抗 Zコンデン サインピーダンス比が 1以上の領域は、 当該半導体スィツチ 5の O F F抵抗の領 域を示している。

ここで、 アンテナ利得特性 2 1を見ると、. 抵抗 Zコンデンサインピーダンス比 が 1の領域での減衰量は一 5 4 d B位であり、 前述のアンテナ利得特性 2 0と比 較すると減衰量は多少軽減されてはいるが、 コンデンサの静電容量が変わっても アンテナ利得特性の傾向に大きな差は無いことが分かる。 同様に、 アンテナ利得 特性 2 2は 5 6 0 p Fのコンデンサ 1 0 Cに可変抵抗 1 2を直列に接続したとき のアンテナ利得特性であり、 アンテナ利得特性 2 3は 1 0 0 p Fのコンデンサ 1 O dに可変抵抗 1 2を直列に接続したときのアンテナ利得特性である。 これらの アンテナ特性に於いても減衰量は異なるが、 抵抗/コンデンサインピーダンス比 が 1の領域でアンテナ利得は最も低下しており、 アンテナ利得特性の傾向は一致 している。

次に、 可変抵抗 1 2とコンデンサインピーダンスとの比率が 1の近傍で、 アン テナ利得がなぜ最も低下するのかを説明する。

図 2 ( C ) に於いて、 可変抵抗 1 2がコンデンサ 1 0 aのインピーダンスと比 較して無視できるほど小さい領域では、可変抵抗 1 2の影響はほとんどないので、 受信アンテナ 2とコンデンサ 1 0 a〜l 0 dは L C並列共振回路として動作し、 損失が少ないのでアンテナ利得は大きい （例えば比率 0 . 0 1以下の領域）。 しか し、 可変抵抗 1 2の抵抗値が大きくなると、 可変抵抗 1 2は L C並列共振回路の 中で損失として働くので共振回路の Qが小さくなり、 この結果、 アンテナ利得は 低下する。

そして、可変抵抗 1 2とコンデンサ 1 0 aのインピーダンス比が 1の近傍では、 可変抵抗 1 2はコンデンサ .1 0 aに対して最も大きく影響するので、 L C並列共 振回路の損失も最も大きくなり、 この結果、 アンテナ利得は最も低下する。 しか し、 可変抵抗 1 2とコンデンサ 1 0 aのインピーダンスの比が 1を越えると、 可 変抵抗 1 2によってコンデンサ 1 0 aはコンデンサとしての働きを妨げられ、 可 変抵抗 1 2がコンデンサ 1 0 aのインピーダンスよりも十分に大きくなると （例 えば比率 1 0 0以上の領域）、コンデンサ 1 0 aは L C並列共振回路から切断され たことに等しくなり、 L C並列共振回路の Cは、 コンデンサ 1 0 b〜l 0 dの 3 個の合計静電容量だけとなる。 この結果、共振周波数は多少ずれることになるが、 可変抵抗 1 2による損失は減少しアンテナ利得は再び高くなる。

次に、 図 3の実験結果を基に、 図 2 (a)、 (b) で示す N— T r 5の ON抵抗 5 o nと OF F抵抗 5 o f f の好ましい抵抗値を検証する。

ここで、 電波を受信する同調装置の電気的特性で重要な要素は、 高感度と高選 択度であると言って良い。 この観点からすると、 同調装置のアンテナ利得は出来 る限り高いことが好ましく、 また、 同調回路は損失が少なく Q値が高いことが好 ましい。

よって、 図 3のアンテナ利得特性から分かるように、 N— T r 5の ON抵抗 5 o nと OF F抵抗 5 o f f の値は共に、 コンデンサのィンピーダンスとの比率が 1の近傍にならないように決定されなければならない。 すなわち、 半導体スイツ チとしての N_T r 5の ON抵抗 5 o nの値は、 N— T r 5に直列に接続される コンデンサ 4のインピーダンスより小さいことが好ましい（すなわち比率 1以下）。 また同様に、 N— T r 5の OF F抵抗 5 o f f の値は、 N— T r 5に直列に接続 されたコンデンサ 4のインピーダンスより大きいことが好ましい （すなわち比率 1以上)。

次に、 N— T r 5の ON抵抗 5 o nと OF F抵抗 5 o f f の更に好ましい値を 詳細に検証する。 図 4は、 図 3のインピーダンス比—アンテナ利得特性の部分拡 大図であり、 図 4 (a) は 1 800 p Fのコンデンサ 1 0 aを用いたアンテナ利 得特性 20の抵抗 Zコンデンサインピーダンス比 0. 0 1以下の部分拡大図であ り、 図 4 (b) は同じく 1 800 p Fのコンデンサ 1 0 aを用いたアンテナ利得 特性 20の抵抗 コンデンサインピーダンス比 250位以上の部分拡大図である。 図 1 5は、 1800pFのコンデンサ 1 0 aを用いたアンテナ利得特性 20の抵抗 ノコンデンサインピーダンス比 0. 03〜1下の部分拡大図であり、 図 1 6は、 同 じく 1800pFのコンデンサ 1 0 aを用いたアンテナ利得特性 20の抵抗ノコンデ ンサインピ一ダンス比 1〜 3 1の部分拡大図である。

図 1 5において抵抗/コンデンサインピーダンズ比 1位でのアンテナ利得は 6 0 dBであり、 この比率 1は可変抵抗 1 2とコンデンサインピーダンズが等しい 値 （すなわちもっとも理想的でない ON抵抗） である。 よって、 アンテナ利得一 60 d Bを最悪なアンテナ利得として定め、 該最悪なアンテナ利得から 2 d B増幅 した一 58 d Bにおける抵抗/コンデンサインピーダンス比は図 1 5から 0.6位 （T 1のポイント） であるので、 ON抵抗 5onとコンデンサ 4のインピーダンス比は 0.6以下であることが好ましい。

また、 最悪なアンテナ利得一 60 dBから、 4 dB増幅した一 56 dBにおけ る抵抗/コンデンサインピーダンス比は、 0.43位 （T2のポイント） であるので、 ON抵抗 5onとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a) から 0.43以下であ ることが更に好ましい。

また、 最悪なアンテナ利得— 60dBから、 10dB増幅した— 50dBにおける抵抗 /コンデンサインピーダンス此は、 0.19位 （T3のポイント） であるので、 ON抵 抗 5onとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a) から 0. 19以下であるこ とが更に好ましい。

また、 最悪なアンテナ利得— 60dBから、 20dB増幅した— 40dBにおける抵抗 /コンデンサインピーダンス比は、 0.03位 （T4のポイント） であるので、 ON抵 抗 5onとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a) から 0. 03以下であるこ とが更に好ましい。

図 4 (a) に於いて、 抵抗 Zコンデンサインピーダンス比 0. 001位でのァ ンテナ利得は一 29. 5 d Bであり、 この比率 0. 001は、 可変抵抗 1 2力；ほ ぼ零に近い値 （すなわち理想的な〇N抵抗） である。 よって、 アンテナ利得— 2 9. 5 d Bを理想的なアンテナ利得 （矢印 C) として定め、 該理想的なアンテナ 利得から 3 d B減衰した— 32. 5 d Bにおける抵抗ノコンデンサインピーダン ス比は図 4 (a) から 0. 0084位 （N 3のポイント） であるので、 ON抵抗 5 o nとコンデンサ 4のィンピーダンス比は 0. 0084以下であることが好ま しい。

また、 理想的なアンテナ利得 _ 29. 5 d Bから、 2 d B減衰した— 3 1. 5 d Bにおける抵抗 Zコンデンサインピーダンス比は、 0. 0057位 （N2のポ イント） であるので、 ON抵抗 5 o nとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a) から 0. 0057以下であることが更に好ましい。 また、 理想的なアンテ ナ利得— 29. 5 d Bから、 1 d Bだけ減衰した— 30. 5 d Bにおける抵抗 Z

ΪΓ正された用紙 C¾¾I9 コンデンサインピーダンス比は、 0. 003位 （N 1のポイント） であるので、 ON抵抗 5 o nとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a) から 0. 003 以下であることが更に好ましい。

次に図 1 6において抵抗/コンデンサインピーダンス比 1位でのアンテナ利得 は 60 d Bであり、 この比率 1は可変抵抗 12とコンデンサインピーダンスが等し い値 （すなわちもっとも理想的でない ON抵抗） である。 よって、 アンテナ利得 — 60dBを最悪アンテナ利得として定め、該最悪なアンテナ利得から 2dB増幅し た一 58dBにおける抵抗/コンデンサインピーダンス比は， 図 1 6力、ら 2.8位（T5 のポイント） であるので、 ON抵抗 5onとコンデンサインピーダンス 4のインピ —ダンス比は 2. 8以上であることが好ましい。

また、 最悪なアンテナ利得一 60 dBから、 4 dB増幅した一 56 dBにおける 抵抗 ' コンデンサインピーダンス比は、 3. 9位 （T6のポイント） であるので、 ON抵抗 5 onとコンデンサ 4のィンピーダンス比は図 4 (a)から 3. 9以上である ことが更に好ましい。

また、 最悪なアンテナ利得一 60dBから、 10dB増幅した一 50 dBにおける 抵抗/コンデンサインピーダンス比は、 9位 （T7のポイント） であるので、 ON抵 抗 5 onとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a)から 9以上であることが更 に好ましい。

また、 最悪なアンテナ利得一 60 dBから、 20 dB増幅した一 40dBにおけ る抵抗/コンデンサインピーダンス比は、 31位 （T8のポイント） であるので、 ON 抵抗 5onとコンデンサ 4のインピーダンス比は図 4 (a)から 31以上であることが 更に好ましい。

次に図 4 (b) に於いて、 アンテナ利得一 26. 2 d Bは、 グラフの領域から は外れているが、 可変抵抗 1 2の値がほぼ無限大に近い （すなわち理想的な OF F抵抗） ときのアンテナ利得である。 よって、 — 26. 2 d Bを理想的なアンテ ナ利得 （矢印 D) として定め、 該理想的なアンテナ利得から 3 d B減衰した一 2 9. 2 d Bにおける抵抗/コンデンサインピーダンス比は図 4 (b ) から 300 位で （F 3のポイント） あるので、 O F F抵抗 5 o f f とコンデンサ 4のィンピ 一ダンス比は 300以上であることが好ましい。

訂正された用紙 また、 理想的なアンテナ利得 _ 26. 2 dBから、 2 d B減衰した— 28. 2 d Bにおける抵抗 コンデンサインピーダンス比は図 4 (b) から 450位 （F 2のポイント） であるので、 OF F抵抗 5 o f f とコンデンサ 4のインピーダン ス比は 450以上であることが更に好ましい。 また、 理想的なアンテナ利得一 2 6. 2 dBから、 1 d Bだけ減衰した一 27. 2 d Bにおける抵抗/コンデンサ インピーダンス比は図 4 (b) から 900位 （F 1のポイント） であるので、 O FF抵抗 5 o f f とコンデンサ 4のインピーダンス比は 900以上であることが 更に好ましい。

以上のように、 図 2 (C) で示した半導体スィッチとしての N— T rの ON抵 抗と OF F抵抗の実験結果から、 それぞれの ON抵抗と OF F抵抗を好ましい値 に設定することにより、 図 1で示す本発明の第 1の実施形態である同調回路 1の 感度や選択度を向上させることが出来る。 尚、本発明の第 1の実施形態に於いて、 半導体スィツチ 5として Nチャンネル M〇 S トランジスタを用いたが、 このタイ プのトランジスタに限定されるものではなく、 Pチャンネル MOS トランジスタ でも良い。 また、 Nチャンネルと Pチャンネルの一対の MOS トランジスタを組 み合わせたトランスミッションゲ一卜でも良く、 更にはバイポーラ トランジスタ であっても良い。

また、 図 1に於ける N— T r 5 a〜5 f は、 その O N抵抗を上記の基準で選択 することにより、 トランジスタサイズを最小限に小さくすることが出来る。 例え ば、 図 1に於いて、 コンデンサ 4 aの静電容量は 1 2. 5.p Fとしたが、 このィ ンピーダンスは周波数を 40 KH zとすると約 300 ΚΩである。 ここで、 前述 の実験結果から抵抗/コンデンサインピーダンス比の好ましい値 （例えばアンテ ナ利得 3 d B減衰での値） 〖ま 0. 0084以下であるので、 その ON抵抗は 30 0 Κ Ω X 0. 0084 = 2. 5 ΚΩとなる。 N— T r 5 a〜 5 f のトランジスタ に於いて ON抵抗 2. 5ΚΩは、 十分に小さなトランジスタサイズによって実現 できる。

また、 最も大きな静電容量を持つコンデンサ 4 f は 400 p Fとしたが、 この インピーダンスは同様に計算すると約 10ΚΩであり、 同様に抵抗 コンデンサ インピーダンス比を 0. 0084とすると、 その ON抵抗は 84 Ωである。 この ON抵抗 84 Ωは、 Ν— T r 5 a〜5 f のトランジスタに於いて一定のサイズを 確保すれば、 十分に実現できる大きさである。

すなわち、 本発明により直列に接続されるコンデンサ 4の静電容量に応じて、 半導体スィツチ 5としての N— T rのトランジスタサイズを最小限に選定出来る ので、 同調 I C 3のチップサイズを可能な限り小さく設計することが出来、 コス トダウンや同調装置の小型化を実現できる。 また、 N— T 1：のトランジスタサイ ズを小さくできるために、 N— T rによって生じる寄生容量や浮遊容量を最小限 に減らすことが可能となり、 微少容量から大容量までを可変出来る、 優れた同調 回路を有する同調装置を実現できる。

次に、 図 1に於ける N— T r 5 a〜5 f の OF F抵抗についても同様な効果を 述べることが出来る。 例えば、 前述の 1 2. 5 p Fのコンデンサ 4 aに対する N — T r 5 aの OF F抵抗の好ましい値 （例えばアンテナ利得 3 d B減衰での値） は、 抵抗/コンデンサインピ一ダンス比が 300以上であるので、 300ΚΩΧ 300 = 90ΜΩとなる。 ここで、 ON抵抗 2. 5 Κ Ωの MO S トランジスタに 於いて、 OF F抵抗 90ΜΩは低電圧電源でも十分に実現できる値である。

また、 400 p Fのコンデンサ 4 f に対する N— T r 5 f の OF F抵抗の好ま しい値も同様に計算すると、 10 ΚΩ X 300 = 3ΜΩとなる。 この OFF抵抗 3ΜΩは ON抵抗 84 Ωの MOS トランジスタに於いて、 低電圧電源でも十分に 実現できる値である。 このように、 直列に接続されるコンデンサに対応して最適 な ON抵抗、 OF F抵抗を選択することにより、 低電圧駆動であっても優れた性 能を有する同調装置を実現することが出来る。

また、 同調 I C 3に内蔵される複数のコンデンサ 4 a〜4 f は、前述した如く、 S i O 2等によって成る酸化膜を誘電体としたコンデンサであるので、 空乏層を 利用したコンデンサと比較してリーク電流が極めて低いので、 損失の非常に少な い優れたコンデンサである。 この結果、 受信アンテナ 2とによって成る同調回路 の Qを高くすることが出来、 受信電波に対する選択度が高く安定性に優れた同調 装置を実現することが出来る。

次に、 同調 I C 3の内部に形成される複数のコンデンサの総静電容量の上限値 について説明する。 同調 I C 3のチップサイズは実装効率を考慮すると極端に大 きくすることは出来ず、 また、 チップサイズの大きさは即コストアップにも繋が るので、 出来るだけ小さい方が好ましい。 これらのことから同調 I C 3のチップ サイズは、 2 0 1 6サイズのチップ部品と同等程度、 すなわちその大きさは 2 m m X 1 . 6 mm以下が好ましい。 ここで、 前述した如く、 コンデンサは酸化膜を 誘電体として形成され、 この酸化膜の厚さを 1 2 O A程度とすると、 そのチップ サイズ内で形成され得る最大の総静電容量は 9 6 0 0 p F程度となる。 よって、 同調 I C 3の総静電容量は、 9 6 0 0 p F以下であることが好ましレ、。

尚、 本発明に於ける当該コンデンサは、 酸化膜に限定されるものではなく、 窒 化膜その他誘電体材料で構成される膜で構成されるものであっても良い。

また更に、 同調 I C 3は実装用のパッドや半導体スィッチ、 カウンタ回路等の 制御手段を含むので、 これらの占有面積を差し引く とコンデンサとして使用でき る面積は 1 . 6 mm X l . 2 m m程度であり、 この面積から総静電容量を算出す ると 5 7 6 0 p F程度となる。 よって、 同調 I C 3の総静電容量は、 5 7 6 0 p F以下であることが好ましい。 また更に、 同調 I C 3は実装のためのポッティン グ樹脂の広がりの大きさや、 モールド材の厚み等を考慮すると、 チップサイズは 更に小さくする必要があり、 この条件から内蔵するコンデンサの総静電容量を算 出すると 9 6 0 p F程度となる。 よって、 同調 I C 3の総静電容量は、 9 6 O p F以下であることが更に好ましい。

次に、 受信アンテナ 2のインダクタンスの下限値について説明する。 本発明の 第 1の実施形態である同調回路 1を電波修正時計の同調装置として用いた場合、 電波修正時計が受信する標準電波の中で最も高い送信周波数を出力している送信 局はドイツの D C F 7 7局であり、 その送信周波数は 7 7 . 5 K H zである。 また、 前述した如く、 同調 I C 3の総静電容量はチップサイズ等から考慮して 最大で 9 6 0 0 p F程度であることが好ましい。 これらの二つの条件から受信ァ ンテナ 2のインダクタンスを算出すると、 0 . 4 4 m H程度となる。 よって、 受 信アンテナ 2のインダクタンスは、 0 . 4 4 m H以上であることが好ましい。 また更に前述した如く、 同調 I C 3の総静電容量は、 実装用パッドや制御手段 の占有面積を考慮すると 5 7 6 0 p F程度であり、 この条件から受信アンテナの 2のインダクタンスを算出すると、 0 . 7 3 m H程度となる。 よって、 受信アンテナ 2のインダクタンスは、 0. 73 mH以上であることが 好ましい。 また更に前述した如く、 同調 I C 3の総静電容量は、 同調 I C 3の実 装のためのポッティング樹脂の広がりの大きさ等を考慮すると 960 p F程度と なり、 この条件から受信アンテナ 2のインダクタンスを算出すると、 4. 4mH 程度となる。 よって、 受信アンテナ 2のインダクタンスは、 4. 4mH以上であ ることが更に好ましい。

次に、 受信アンテナ 2のィンダクタンスの上限値について説明する。

本発明の第 1の実施形態である同調装置 1を電波修正時計の同調装置として用 いた場合、 電波修正時計が受信する標準電波の中で最も低い送信周波数を出力し ている送信局は日本の福島局であり、その送信周波数は 40 KH zである。 また、 同調 I C 3に内蔵されるコンデンサを全て受信アンテナ 2から切断したときの、 同調 I C 3内部での寄生容量や浮遊容量の合計値は非常に小さく 4 p F位と想定 される。これらの二つの条件から受信アンテナ 2のィンダクタンスを算出すると、 4000mH程度となる。 よって、 受信アンテナ 2のインダクタンスは、 400 0 mH以下であることが好ましい。

また更に、 受信アンテナ 2の寄生容量も加味すると、 同調 I C 3に内蔵される コンデンサを全て受信アンテナ 2から切断したときの総静電容量は、 14 p F程 度である。 この条件から受信アンテナ 2のインダクタンスを算出すると、 1 10 OiriH程度となる。 よって、 受信アンテナ 2のインダクタンスは、 l l O OmH 以下であることが更に好ましい。

以上のように、 本発明の第 1の実施形態によれば、 一つの半導体基板に半導体 スィツチとリーク電流の極めて少ないコンデンサとを組み合わせにより、 Q値が 高く安定性に優れ、 同調周波数の可変範囲が広い同調装置を実現することが出来 る。 また、 半導体スィッチの ON抵抗と OF F抵抗を、 該半導体スィッチに接続 されるコンデンサのインピーダンスに応じて好ましい値に選択するならば、 同調 回路の損失を更に減少させて高感度な同調装置を実現させることが出来る。また、 半導体スィツチの ON抵抗と OF F抵抗の選択により、 トランジスタサイズを最 小限に抑え留ことが出来るので、半導体基板としての同調 I Cの実装面積の削減、 コストダウンが可能であり、 更に、 同調 I Cの浮遊容量や寄生容量を最小限に減 らすことが出来るので、 同調回路の静電容量を微少容量から大容量まで可変出来 る優れた同調装置を提供することが出来る。

また、 同調回路の複数のコンデンサは、 半導体基板内に形成されるので、 外付 け部品を大幅に削減でき、 同調装置としての小型化や製造工程の簡略化が可能で ある。 また、 同調回路を形成する複数のコンデンサの切り替えは、 半導体スイツ チとしての MOS トランジスタ等によって実現できるので、 その切り替えのため の電源は、 他の回路と共通な単一電源で良く、 他のマイナス電源等を必要としな いため電源回路を簡略化でき、 低消費電力化、 小型化、 コス トダウン等に効果が 大きい。

此処で、 本発明に於いてアンテナ特性を評価する際に使用される当該アンテナ の利得と Q値の測定方法の一具体例を図 1 7乃至図 20を参照しながら説明する。 即ち、 ヒュ一レッ ドパッカ一ド社 （HP) 製のネッ トワークアナライザー （4 1 95 A) と同ヒユーレッドパッカード社 （HP) 製の高周波プローブ （850 24 A) 及びナショナル （松下電器） の送信アンテナ （テス トループ 75 Q, VQ- 08 5 F) とを、 図 1 7に示す様に接続してアンテナ評価回路を構成し、 当該送信アンテナ （テス トループ 75 Q, VQ— 08 5 F) の近傍に被測定ァ ンテナを接続する当該高周波プローブ （85024A) とサンプル支持部を配置 し、 当該サンプル支持部に所定の被測定アンテナをセッ トした後、 当該送信アン テナ （テス トループ 75 Q, VQ- 08 5 F) より所定の電波を発信し、 当該 被測定アンテナの出力を当該高周波プローブ （8 5024A) で検出して当該ネ ッ トワークアナライザー （4 1 95A) で所定のアンテナ評価をする様に構成し たものである。

上記の評価装置においては、 当該被測定アンテナ構造体 2と当該送信アンテナ (テス トループ 75 Q, VQ- 085 F) との距離を図 1 8に示す様に送信ル ープアンテナの下端から 1 1 Cm離れた位置に評価用の受信アンテナを設置して 測定すると同時に、 図 1 9に示す様に、 当該被測定アンテナ構造体 2と金属外装 3とを接触させて測定した。

尚、 本具体例で使用した当該金属外装として使用される金属材料としては、 S US, T i , T i合金、 B S等の 5mm厚の板材を用いた。 更に、 上記具体例に於いて、 当該送信アンテナ （テス トループ 7 5 Q , V Q - 0 8 5 F ) から発信される電波の周波数は、 4 O K H z用の共振アンテナを測 定する方法を図 2 0参照しながら説明する。

即ち、 当該ネッ トワークアナライザー（4 1 9 5 A) から当該送信アンテナ（テ ス トループ 7 5 Q , V Q - 0 8 5 F ) に一定の出力で周波数を 2 0〜 6 0 K H zの範囲でスイープさせ、 被測定アンテナ 2の出力を高周波プローブ （8 5 0 2 4 A) を介してモニターし図 2 0に示す様な出力結果を得る。

ここで、 アンテナの利得は、 送信アンテナへの入力電圧振幅と被測定アンテナ の出力電圧振幅の比で表し、 図 2 0中、 最もアンテナ出力の高い周波数が共振周 波数 （ f 0 ) となり、 当該アンテナ出力が最も高い時点での上記比の値をアンテ ナ利得とした。

又、 図 2 0中、 Aで示されるレベルは、 当該最もアンテナ出力の高い点から約 3 d B ( 1 2 ) 低いレベルで、 その出力レベルを与える周波数を f 1、 f 2 とすると、 Q値は、 以下の様に計算されるものである。

<3値=共振周波数 f 0 ÷ ( f 2 - f 1 )

従って、 上記の測定結果より f 1 , f 2を求め共振周波数 f 0 ÷ ( f 2— f 1 ) の式より Q値を算出した。

次に、 図 5に基づいて本発明の第 2の実施形態である同調回路 1の構成を説明 する。 図 5は本発明の第 2の実施形態である同調装置の回路図であり、 図中、 複 数の半導体スィツチ 5と、 当該複数の半導体スィツチ 5と各々直列に接続される 複数の第 1のコンデンサ 4と当該複数の第 1のコンデンサ 4群による合計静電容 量を所定の値に設定するために当該個々の半導体スィツチ 5の開閉を制御するス ィツチ制御手段 6とが一つの半導体基板 2 0 0上に形成されており、 かつ当該複 数の第 1のコンデンサ 4のそれぞれが、 並列に接続されている当該半導体基板 2 0 0外に設けられているアンテナ部 2を構成するコイル部 2 0 1と、 更に当該半 導体基板 2 0 0上若しくは当該半導体基板 2 0 0外に設けられており、 当該第 1 のコンデンサ 4群と並列に当該コイル部 2 0 1に接続されている固定容量或いは 可変容量を有する第 2のコンデンサ 7とで構成されている電波修正時計の受信部 に使用される同調回路 1が示されている。 即ち、 本発明に於ける第 2の具体例としての同調回路 1は、 上記した第 1の具 体例である同調回路 1に、 更に当該半導体基板 2 0 0上若しくは当該半導体基板 2 0 0外に、 当該第 1のコンデンサ群 4と並列に当該コイル部 2 0 1と接続され ている固定容量或いは可変容量を有する少なく とも一つの第 2のコンデンサ 7が 設けられているものである。

更に、 本発明に於ける当該第 2の具体例に於ける当該同調回路 1に於いては、 当該第 2のコンデンサ 7は、 当該第 1のコンデンサ 4が受ける制御とは異なる制 御を受ける様に構成されている事が好ましく、 叉、 当該第 2.のコンデンサ 7の容 量は、 当該第 1のコンデンサ 4のそれぞれが持つ容量とは異なるものである事が 望ましい。

特には、 当該第 2のコンデンサの静電容量は、 当該第 1のコンデンサの静電容 量よりもかなり大きく設定されている事が望ましい。

叉、 本発明に於ける当該第 2の具体例に於ける当該第 2のコンデンサ 7の少な く とも一つは、 適宜のスィツチ手段 5 f を有しており、 当該スィツチ手段 5 f を 当該制御手段 6により制御されるように構成されているものである。

本具体例に於いては、 当該スィッチ手段 5 f は、 第 1の具体例と同様に当該半 導体基板 2 0 0上に設けられた半導体スィツチ 5で有っても良く、 或いは当該半 導体基板 2 0 0から離れた位置に形成されたもので有ってもよい。

更に、 当該スィツチ手段 5 f は， 当該制御手段 6とは異なる制御手段により制 御されるように構成されているもので有っても良い。

叉、 当該第 1のコンデンサ 4と当該第 2のコンデンサ 7とは、 互いに異なる制 御システムで駆動される様に構成されていることが望ましい。

以下に、 本発明に於ける当該第 2の具体例に於ける同調回路 1の構成を詳細に 説明するが、 第 1の実施形態と同一要素には同一番号を付し重複する説明は省略 する。

即ち、 図 5に於いて、 1は本発明の第 2の実施形態である同調回路である。 7 は同調 I C 3の外部に配置される第 2のコンデンサであり、 該第 2のコンデンサ 7の一方の端子は同調 I C 3から出力される同調信号 P 1 0に接続され、 他方の 端子は同調 I C 3の内部にある半導体スィツチとしての N— T r 5 f のドレイン 端子 Dに接続される。 尚、 当該第 2のコンデンサ 7は、 チップタイプのセラミツ クコンデンサが好ましいが、 当該第 2のコンデンサ 7としては、 静電容量が固定 化されているものであっても、 静電容量は可変式のコンデンサで有っても良い。 叉、 かかる第 2のコンデンサ 7は、 当該半導体基板 2 0 0上に形成されたもの であっても良いことは言うまでもない。

ここで、 同調 I C 3に内蔵される第 1のコンデンサ 4 a〜4 eの静電容量を、 コンデンサ 4 aは 1 2 . 5 p F、 コンデンサ 4 bは 2 5 p F、 コンデンサ 4 cは 5 0 p F、 コンデンサ 4 dは 1 0 0 p F、 コンデンサ 4 eは 2 0 0 p Fとする。 そして、 同調 I C 3の外部に配置される第 2のコンデンサ 7の静電容量を 4 0 O p Fとする。 この場合、 N— T r 5 a〜5 f によって可変される静電容量の分 解能及び最大値は、 前述した第 1の実施形態と等しいので同調装置としての性能 は変わらないが、 同調 I C 3の内部に形成される第 1のコンデンサの総静電容量 は 3 8 7 . 5 p Fとなって半減するので、 同調 I C 3のチップサイズを大幅に縮 小出来、 実装効率の向上ゃコストダウンを実現することが出来る。

また、 同調 I C 3に内蔵される第 1のコンデンサの数も静電容量の合計値も減 らさずに、 外部に配置される第 2のコンデンサ 7を追加する形で接続すれば、 合 計の静電容量を倍増させることが出来るので、 同調周波数の可変範囲を更に広げ ることが可能となる。 また、 本発明の第 2に具体例に於いては、 同調 I C 3の外 部に配置される第 2のコンデンサの数量を 1個としたが、 これに限定されず、 2 個以上の複数であっても良い。 更には、 同調 I C 3の内部に形成される第 1のコ ンデンサ 4 a〜4 eを全て削除し、 全てのコンデンサを同調 I C 3の外部に配置 しても良い。 これによつて、 同調回路 1の部品点数は増えるが、 同調 I C 3のチ ップサイズは最小限に出来るので、 同調 I C 3の大幅なコス トダウンが可能とな る。

此処で、 本発明に於ける当該第 2の具体例に於ける同調回路 1のより詳細な具 体例を図 1 3及び図 1 4を参照して説明する。

即ち、 上記した図 1 2で示された従来の同調回路からなる本同調システムでは 対応しきれない容量のアンテナを本同調システムの用いる場合、 図 1 3に示す具 体例のように市販品のコンデンサ C 7, C 8, C 9を当該半導体基板 2 0 0から離れ た状態で接続し、 同調を行うように構成されているものであって、 接続する市販 品のコンデンサの容量は C 7= 1800 p F、 C8=1500p F,C9= 4290 p F (3900 p F+390p F) を予め接続しておく。

当該同調システム内の容量は Cl = 20p F、 C2 = 40p F、 C3 = 80p F、 C4 = 160p F、 C5 = 320p F、 C6 = 640p Fとする。

かかる設定に於いて、 時刻情報を含む標準電波の周波数が 77.5KH zである当 該標準電波を受信する為に同調を行う場合、 SW7，8は OFFし、 C1が接続され た状態で 77.5KHZの信号を送り、 アンテナの出力が最も高いスィツチの組み合 わせが、 同調設定値となる。

叉、 60KH zの同調を行う場合、 SW7を ON、 SW8は OFFし、 C1，C2が接 続された状態で 60KHZの信号を送り、アンテナの出力が最も高いスィツチの組 み合わせが、 同調設定値となる。

更に、 40KH zの同調を行う場合、 SW7，SW8,を ONし、 C1，C2,C3が接続さ れた状態で 40KH zの信号を送り、アンテナの出力が最も高いスィツチの組み合 わせが、 同調設定値となる。

以上のように本同調システムで 3局の同調を行うと共振周波数は 3回程度求め るだけで済み、 コンデンサも半田付けも一度に 3つ接続するだけでよいので調整、 実装工程が短くなる。

また、 上記の内容は 3局受信のことを説明しているが、 これが 3局以上更に 2 局、 1局でも同じことである。

また、 図 14に示すような更に別の具体例に於いては、 当該アンテナ部 2と波 の同調回路 1との間で当該半導体基板 200から離れた位置に別の第 2のコンデ ンサ C 10を追加して本同調システムで周波数調整を行い、 1局又は 2局以上の 受信周波数に合わせることも当然可能である。

この場合、 上記した様に、 第 2のコンデンサ C 8、 C 9、 C 10は、 当該半導 体基板 200上に形成されてもよく、 或いは当該半導体基板 200外に形成され ているものであっても良い。

本発明に於ける当該同調回路 1は、 上記した様に、 アンテナ特性が優れている ので、 当該アンテナ部 2も含めて、 金属材料によって構成された金属外装部の内 部で使用される事が可能である。

次に、 本発明の同調装置を組み込んだ本発明の電波修正時計 4 0について説明 する。

図 6は同調回路 1を含む同調装置を組み込んだ本発明の第 3の実施形態として の電波修正時計 4 0と、 標準電波を送信する送信局 4 5との関係を示した説明図 である。 図 6に於いて、 4 0はアナログ表示方式の電波修正時計である。 4 1は 金属材料によって成る金属外装であり、 4 2は表示手段としての表示部であり、 秒針 4 2 a、 分針 4 2 b、 時針 4 2 C、 及び日付を表示する日付表示部 4 2 dに よって構成される。 2は超小型の受信アンテナであり、 好ましくは金属外装 4 1 の内部の 1 2時方向に配置される。 4 3は時刻や日付を修正するリューズである。 4 4は使用者 （図示せず） の腕に装着するためのバンドである。

4 5は標準電波を送信する送信局である。 4 6は標準電波を放射する送信アン テナであり、 4 7は標準時を高精度で計時する原子時計である。 4 8は送信アン テナ 4 6から送信される時刻情報としての標準時を搬送する標準電波である。 標 準電波 4 8は通常数 + K H zの長波によってなり、 半径 1 0 0 0 K m程度の範囲 で受信することが出来る。 尚、 標準電波 4 8の送信周波数や時刻情報フォーマツ トは、 各国又は各地域の送信局でそれぞれ個別に設定されている。

ここで、 電波修正時計 4 0で標準電波 4 8を受信するには、 前述した如く、 受 信アンテナ 2が金属外装 4 1の内部の 1 2時方向に配置されているので、 好まし くは電波修正時計 4 0の 1 2時方向を送信局 4 5がある方向に向け、 受信開始ボ タン （図示せず） を操作する。 電波修正時計 4 0は標準電波 4 8を受信すると、 標準電波 4 8の時刻情報フォーマツ トに対応する解読アルゴリズムを用いて解読 し、 秒分時や日付等の時刻情報と必要に応じて閏年やサマータイムの有無データ 等を取得し、 取得した時刻情報を計時して表示部 4 2によつて時刻情報や日付を 表示する。 尚、 標準電波 4 8の受信は深夜などのノイズが少なく受信環境の良い 時刻に定期的に実行させることが好ましい。

次に図 7に基づいて本発明の第 3の実施形態である電波修正時計 4 0の回路ブ ロック構成を説明する。 図 7に於いて、 1は本発明の第 1の実施形態である同調 回路である。 5 0は電波修正時計 4 0を制御する制御手段としての制御部である。 5 1は制御部 5 0に含まれる受信 I Cであり、増幅回路 （図示せず）、 フィルタ回 路 （図示せず）、 デコード回路 （図示せず） 等を内蔵している。 5 2は制御部 5 0 に含まれるマイクロコンピュータ （以下マイコンと略記） であり、 電波修正時計 4 0全体を制御する。

5 3は制御部 5 0に含まれる同調記憶手段としての記憶回路であり同調制御情 報を記憶する。 5 4は制御部 5 0に含まれる基準信号源であり水晶発振器 （図示 せず） を内蔵して電波修正時計の基準信号を出力する。 4 2は前述のアナログ表 示方式の表示手段としての表示部であり、 図示しないが駆動モータや輪列等を内 蔵する。 5 5は電源部であり、 同調装置 1、 表示部 4 2、 制御部 5 0等に必要な 電源を供給する。

次に、 各ブロックの接続関係を説明する。 同調回路 1の内部は既に第 1の実施 形態として説明しているので省略する。 制御部 5 0の受信 I C 5 1は、 同調回路 1の同調 I C 3からの出力である同調信号 P 1 0を入力し、 デジタル信号に変換 された復調信号 P I 1を出力する。 記憶回路 5 3は同調制御情報としての同調デ ータ P 1 2を出力し、 基準信号源 5 4は 3 2 , 7 6 8 H zの基準信号 P 1 3を出 力する。 制御部 5 0のマイコン 5 2は、 復調信号 P 1 1、 同調データ P 1 2、 基 準信号 P 1 3を入力して、 クロック信号 P 8、 ィネーブル信号 P 9、 時刻情報と しての時刻データ P 1 4を出力する。 表示部 4 2はマイコン 5 2からの時刻情報 としての時刻データ P 1 4を入力して時刻表示を行う。

次に、 図 7に基づいて、 電波修正時計 4 0の動作を説明する。 図 7に於いて、 電源部 5 5が電源ライン （図示せず） を介して各回路ブロックに電力を供給する と、 マイコン 5 2は初期化処理を実行して各回路ブロックを初期化する。 この結 果、 マイコン 5 2の内部の時刻情報は初期化されて AM 0 0 ： 0 0 ： 0 0となり、 この初期化された時刻情報に基づいて時刻データ P 1 4を出力する。 表示部 4 2 の秒針 4 2 a、 分針 4 2 b、 時針 4 2 Cは、 時刻データ P 1 4を入力して基準位 置である AM 0 0 : 0 0 : 0 0に移動する。 また、 日付表示部 4 2 dも基準位置 に移動する。

次に、 基準信号源 5 4は基準信号 P 1 3の出力を開始する。 マイコン 5 2は基 準信号 P 1 3を入力して内部で分周し、 該基準信号 P 1 3に基づいて時刻情報の 計時を開始し、 該時刻情報に基づいて時刻データ P 1 4を出力して表示部 4 2に 伝達する。 表示部 4 2は時刻データ P 1 4を入力して時、 分、 秒、 及び日付等の 表示を順次行う。 また、 マイコン 5 2は、 外部からの操作や一定時間毎のタイマ 一等によって時刻修正モードに移行し、 標準電波を受信するために受信動作を開 始する。

以降、 時刻修正モードの動作を説明する。 電波修正時計 4 0が時刻修正モード になるとマイコン 5 2は、 ィネーブル信号 P 9を同調回路 1の同調 I C 3と制御 部 5 0の受信 I C 5 1に対して出力する。 同調 I C 3はィネーブル信号 P 9によ つてリセット状態が解除され、 クロック信号 P 8の入力を受け付けるスタンバイ 状態となる。受信 I C 5 1はィネーブル信号 P 9によって増幅回路（図示せず）、 フィルタ回路 （図示せず）、 デコーダ回路 （図示せず） に電源を供給しスタンバイ となる。 次に、 マイコン 5 2は記憶回路 5 3にアクセスして同調制御情報として の同調データ P 1 2を取得し、 該同調データ P 1 2に基づいて同調回路 1の同調 周波数を調整するために、 クロック信号 P 8を出力する。

次に、 同調回路 1の同調 I C 3は、 クロック信号 P 8を入力して、 前述した如 く、 クロック信号 P 8のパルス数に応じて同調 I C 3に内蔵されるコンデンサ 4 a〜4 f を切り替え、 受信アンテナ 2とによる同調周波数を可変して目的の標準 電波を選択し受信する。 次に、 目的の標準電波が受信されると同調 I C 3は同調 信号 P 1 0を出力し、 受信 I C 5 1に入力する。 受信 I C 5 1は同調信号 P 1 0 を入力して増幅し、 フィルタ回路によってノイズ成分等を除去し、 更にデコード 回路によってデジタル信号に変換し、 復調信号 P 1 1を出力する。

次に、 復調信号 P I 1を入力したマイコン 5 2は、 内部に記憶している解読ァ ルゴリズムを用いて復調信号 P L 1を解読し、 時分秒日付等の標準時情報を得て マイコン 5 2の内部に記憶している時刻情報を修正し、主しレ、標準時を記憶する。 次に表示部 4 2は標準時に修正された時刻データ P 1 4を入力し、 表示時刻を正 しく修正する。 尚、 記憶回路 5 3は、 フラッシュメモリ等による不揮発性メモリ が書き換えも可能で使い易いが、 コス トの安いヒューズ R O M、 又は、 マイコン 5 2等を実装するプリント基板 （図示せず） の導電パターンを加工するパターン 力ッ ト手段であっても良い。 以上のように、 制御部 5 0のマイコン 5 2は、 記憶回路 5 3の同調制御情報に基 づいて同調回路 1を制御し、 該同調回路 1の同調回路を調整してその同調周波数 を、 目的とする標準電波の送信周波数に高精度に合わせ込むことが出来るので、 高感度で安定性の高い標準電波の受信を実現出来、 信頼性の高い電波修正時計を 提供することが出来る。

次に、 電波修正時計 4 0を金属外装 4 1に組み込んだ場合の同調回路 1の構成に ついて説明する。 本発明の電波修正時計 4 0は、 図 6で前述した如く金属外装 4 1に覆われ、 同調回路 1、 表示部 4 2、 制御部 5 0等は機械的に保護されている。 ここで、 外装の材質としては電波を通しやすいプラスチック材料を用いた方が、 アンテナ利得を高くでき標準電波を受信し易い。 しかし、 プラスチック材料は硬 度が低いために外装に傷が付き易く、 また、 防水性にも問題があり、 更には、 高 級感を持たせることが難しいという欠点もある。 これらの欠点を解消するために 金属外装を使用することが好ましいが、 金属外装は電波を通しにくいためにアン テナ利得が低下するという大きな問題がある。

この金属外装 4 1を用いることによって生じるアンテナ利得の低下を解決する 手段として、 受信アンテナ 2の導線の巻き数を増やすことが効果的である。 この 理由は電磁誘導の原理に基づくものであり、 コイルに誘起される起電力はコイル の巻き数に比例して増加することが知られている。 すなわち、 金属外装を使用す ることによって、 外装内部に配置されている受信アンテナ 2への標準電波による 磁界はかなり減衰してしまうが、 受信ァンテナ 2の導線の卷き数を増やすことに よって、 受信アンテナ 2に誘起される起電力を増やすことが出来るので、 磁界の 減衰を補いアンテナ利得の低下を防ぐことが出来る。

ここで、 本出願人は金属外装 4 1によるアンテナ利得の低下を防ぐために、 受 信アンテナ 2の導線の卷き数をどの程度増やせば良いかを様々な条件の基に検証 したところ、 受信アンテナ 2のインダクタンスが 2 O m H以上であれば、 アンテ ナ利得の低下を捕うことが出来るというデータを得た。 このため、 電波修正時計 に金属外装を用いる場合の受信アンテナ 2のインダクタンスは、 2 O m H以上で あることが好ましい。 し力、し、受信アンテナ 2のインダクタンスを増加させると、 該受信アンテナ 2と対になって同調回路を形成するコンデンサ （例えば、 図 1の コンデンサ 4 a〜4 f ) の合計静電容量とその静電容量の最小分解能をかなり小 さくする必要が生じる。

例えば、 同調回路 1に於いて、 受信アンテナ 2のインダクタンスを 2 O m Hと し、 同調回路の同調周波数を標準電波で最も高い送信周波数である 7 7 . 5 K H zとしたとき、 コンデンサ 4 a〜4 f の合計静電容量は 2 0 0 p F前後となり、 また、 最小分解能は 1 p F位が必要となる。 このように微少な静電容量を切り替 えるには、 浮遊容量や寄生容量を出来る限り無くす必要があるが、 本発明の同調 装置は前述した如く、 同調 I C 3の内部の浮遊容量や寄生容量を最小限に減らす ことが出来るので、 受信アンテナ 2のインダクタンスが 2 O m H、 またはそれ以 上であっても、 十分に対応できる同調回路を形成することが可能である。

以上のように、 本発明の第 3の実施形態の電波修正時計は、 外装に傷が付きに くく、 防水性にも優れ、 且つ、 高級感を持たせることの出来る金属外装 4 1を用 いることが出来るので、 電波修正時計 4 0の製品としての品質を高める上でその 効果は大きい。 尚、 本発明の電波修正時計 4 0は、 同調回路 1を制御して同調周 波数を可変し、 目的の標準電波に対して最適な同調周波数の調整を実現させてい るが、 この調整手段だけでなく、 送信周波数の異なる複数の標準電波を任意に選 択する標準電波選択手段として応用することも可能である。

具体的には、 日本国内に於いて標準電波を送信する送信局は二つあり、 一^ 3は 福島局であって送信周波数は 4 0 K H zであり、 他の一つは九州の佐賀局であつ て送信周波数は 6 0 K H zである。 よって、 電波修正時計を日本国内で使用する 場合、 上記二つの送信局からの標準電波を任意に受信できることが望ましい。 こ の送信周波数の異なる複数の標準電波を受信する手段として、 マイコン 5 2から のク口ック信号 P 8のパルス数を可家し、 同調 I C 3に内蔵される N— T r 5 a 〜5 f を開閉してコンデンサ 4 a〜4 f を切り替え、同調 I C 3の同調周波数を、 目的とする標準電波の送信周波数に合わせて受信することが出来る。これにより、 複数の標準電波を任意に選択して受信するマルチチャンネル対応の電波修正時計 を容易に実現することが可能である。

次に、 本発明にかかる電波修正時計を異なる国或いは地域に移動させて、 当該 国或いは地域に於いて、 複数の相互に異なる時刻情報を含んだ標準電波の中から 任意に適切な標準電波を発信する受信局を選択して当該国或いは地域に於ける正 確な時刻情報に当該電波修正時計の時刻情報を修正する方法の一例を説明する。 図 2 1は、 本発明に於ける当該電波修正時計の時刻情報を修正する方法の一例 を実行する電波修正時計の回路プロック図である。

図 2 1に於いて、 図 7に示す本発明に係る電波修正時計の具体例での構成と同 —の部分については同一の符号を付し、 詳細な説明は省略する。

即ち、 図 2 1に於いて、 1は受信アンテナ 2と同調 I C回路 3とを含む受信手 段としての同調回路 1であり、 標準電波を受信する受信アンテナ 2と、 該受信ァ ンテナ 2と同調して標準電波を選択的に受信するためのコンデンサによって成る 同調 I C回路 3とで構成されており、 一方、 制御部 5 0に含まれる受信 I C 5 1 は、 適宜の増幅回路、 フィルタ回路、 及び

検波回路等によって構成される。

受信回路 5 1は、 受信アンテナ 2と同調 I C 3によって受信された微弱な標準 電波を入力して増幅及び検波を行い、 デジタル化された復調信号 P 1 1を出力す る。

一方、 5 2 aはデコード手段としてのデコーダ回路であり、 復調信号 P 1 1を 入力して内部の記憶手段 5 3に記億している解読アルゴリズムによって復調信号 P 1 1の時刻， 情報フォーマッ トを解読し、 秒、 分、 時、 日等の時刻情報として の標準時データ P 5 2と、 受信成功不成功フラグや受信処理期間フラグを有する 受信情報としての受信情報信号 P 5 3を出力する。

また該デコーダ回路 5 2 aは、 復調信号 P 1 1に混入するノイズ成分等をデジ タル処理し、 受信した標準電波の受信レベルを数値化して受信レベル情報として の受信レベル信号 P 5 4を出力する。 5 2 bは演算手段としての演算回路であり、 受信情報信号 P 5 3と受信レベル信号 P 5 4を入力し、 受信した標準電波の送信 局のコード化、 受信成功不成功のコ一ド化、 受信処理時間の計時、 及び受信レべ ル情報のコード化等の演算処理を行い、 受信情報データ P 5 5として出力する。

5 3は記憶手段としてのメモリ回路であり、 前記受信情報データ P 5 5を入力 して受信した各送信局の受信状況をコード化ャた受信履歴情報として記憶する。

5 2 cは受信順位決定手段としての受信順位決定回路であり、 メモリ回路 5 3 に記憶された受信履歴情報を受信情報データ P 5 5を介して入力し、 受信する送 信局の受信順位を決定して受信順位データ P 5 6を出力する。 5 2 dは制御手段 としての制御回路であり、 標準時データ P 5 2を入力して時刻設定データ P 5 7 を出力する。

また、 制御回路 5 2 d は受信情報データ P 5 5と受信順位データ P 5 6を入力 し、 優先する送信局を選択する選択信号 P 5 8を出力する。 また、 制御回路 5 2 d は受信情報信号 P 5 3を入力し、 受信成功不成功フラグによって受信動作の成 功不成功を判定する。 また、 制御回路 5 2 dは受信」 情報データ P 5 5、 受信順 位データ P 5 6によって、 前回受信された送信局、 あるいは、 受信順位決定手段 が決定した受信順位に基づいてこれから受信される優先の送信局、 あるいは、 現 在受信中の送信局を表す送信局表示信号 P 5 9を出力する。

同調回路 1の同調 I C 3と受信 I C回路 5 1及びデコーダ回路 5 2 aは制御回 路 5 2 dからの選択信号 P 5 8を入力する。 同調 I C 3は選択信号 P 5 8によつ て内部のコンデンサ （図示せず） を切り替え、 受信アンテナ 2との同調周波数を 変化させて受信する標準電波を選択する。 また、 受信 I C回路 5 1は選択信号 P 5 8によって内部のフィルタ回路 （図示せず）、 検波回路 （図示せず） 等の回路定 数を切り替え、 受信アンテナ 2と同調 I C 3によって選択的に受信される微弱な 標準電波を増幅検波する.

また、 デコーダ回路 5 2 aは選択信号 P 5 8によって前述した内部の解読アル ゴリズムを切り替え、 受信する標準電波の時刻情報フォーマットを解読する。 5 4は内部に水晶発振器 （図示せず） を備える基準信号源であり、 基準信号 「P 1 3を出力する。 5 2 e は計時手段としての計時回路であり、 時刻設定データ P 5 7を入力して標準電波より得た正確な時刻情報を設定し、 且つ、 基準信号 P 1 3 によって時刻を計時し、 時刻表示信号 P 6 1を出力する。

表示部 4 2は前述した如く秒針、 分針、時針、 日付表示部等によって構成され、 図示しないがモータと輪列等の機械伝達機構を有し、 時刻表示信号 P 6 1を入力 して時刻情報を表示する。 また、 表示部 4 2は必要に応じて送信局表示信号 P 5 9を入力し、 前回受信された送信局、 あるいは受信順位決定回路 5 2 cが決定し た受信順位に基づいてこれから受信される優先の送信局、 あるいは、 現在受信中 の送信局の何れかを秒針、 分針等で表示する。 尚、 送信局の表示には、 秒針や分 針の代わりに小型の液晶パネル等を用いてデジタル的に表示しても良い。

5 5は電源であり一次電池又は二次電池等によって成り、 図示しないが電源ラ インを介して各回路ブロックに電源を供給する。 尚、 破線で大きく囲んだデコー ダ回路 5 2 a、 演算回路 5 2 b、 受信順位決定回路 5 2 c、 制御回路 5 2 d、 計時 回路 5 2 e を制御部 5 0としてワンチップで成るマイクロコンピュータによって 構成し、 各機能をファームウェアによって実現させることも可能であるので、 本 発明は図 2 1で示した実施形態の構成に限定されるものではない。

また、 メモリ回路 5 3は制御部 5 0の内部に形成した例を示して有るが、 制御 部 5 0の外部に構成したもので有っても良い。 また、 標準電波の受信レベル情報 を表す受信レベル信号 P 5 4は、デコーダ回路 2 1コによりデジタル処理で生成し たが、 この方法に限定されるものではなく、 例えば、 受信 I C回路 5 1によって 受信した標準電波の電界強度等に基づいてアナログ処理で生成しても良い。 次に図 2 1に基づいて、 本発明の実施形態である電波修正時計 1の基本動作を 説明する。

電源 5 5が電源ライン （図示せず） を介して各回路ブロックに電力を供給する と、 制御回路 5 2 dは初期化処理を実行して各回路プロックを初期化する。 口この結果、 計時回路 5 2 eは初期化されて AM 0 0 ： 0 0 ： 0 0となり、 表示 部 4 2の秒針、 分針、 時針は、 時刻表示信号 P 6 1によって基準位置である AM 0 0 : 0 0 : 0 0に移動する。 また、 日付表示部も基準位置に移動する。 次に計時回路 5 2 e は基準信号源 5 4からの基準信号 P 1 3によって計時を開 始し、 表示部 4 2は計時回路 5 2 eからの時刻表示信号 P 6 1によって運針を開 始する。 次に制御回路 5 2 d は選択信号 P 5 8を順次出力し、 同調回路 1は選 択信号 P 5 8を入力して受信する同調周波数を切り替え、 デコーダ回路 5 2 a も 選択信号 P 5 8を入力して解読アルゴリズムを切り替え、 受信可能な送信局の標 準電波を検索する。 尚、 初期化直後の標準電波の受信切り替えは、 使用者によつ て手動での切り替えでも良い。

次に標準電波の探索の結果、 同調回路 1は受信可能な標準電波を見つけると復 調信号 P I 1を出力し、 デコーダ回路 5 2 a は選択された解読アルゴリズムに従 つてこの復調信号 P I 1を解読し、 復調信号 P 1 1の全ての解読に成功すると標 準時データ P 5 2と受信情報信号 P 5 3と受信レベル信号 P 5 4を出力する。 ここで標準電波を復調した復調信号 P 1 1は 1分間の期間內に全ての時刻情報を 含んでいるので、 時刻情報の解読時間は 1分間が必要である。

また、 デコーダ回路 5 2 a の解読アルゴリズムは、 解読精度を高めるために復 調信号 P 1 1を 2回連続して解読に成功した場合を受信完了とすることが望まし いので、 受信完了に要する受信処理時間は最小で 2分間必要となる。 また、 デコ —ダ回路 5 2 aは、標準電波へのノイズ成分の混入や電界強度の低下等によって、 解読が完了出来ずに解読エラ一となる場合があり、 この場合は 1分間毎の解読動 作を何度も繰り返して受信完了を試みる。

このため、 デコーダ回路 5 2 a の解読アルゴリズムは、 受信完了に要する受信 処理時間に制限を設け、 解読動作が何度も繰り返されて受信処理時間が制限を越 えた場合は受信不成功としてその標準電波の受信動作を終了させる。 この結果、 復調信号 P 1 1を解読するための受信処理時間の長さは、 受信する標準電波のノ ィズ成分の有無や電界強度変動等を把握することが出来る重要な要素となり得る。 次に受信が完了してデコーダ回路 5 2 a から標準時データ P 5 2が出力される と、 制御回路 5 2 d は標準時データ P 5 2を入力して必要とする時刻情報を取得 し、 秒データ、 分データ、 時データ、 日データ等によって成る時刻設定データ P 5 7を出力する。 計時回路 5 2 e は時刻設定データ P 5 7を入力して時刻情報と して設定し、 この時刻情報を基準として計時を継続する。 演算回路 5 2 b はデコ ーダ回路 5 2 a からの受信情報信号 P 5 3と受信レベル信号 P 5 4を入力し、 前 述した受信処理時間等を算出して受信情報データ P 5 5を出力し、 メモリ回路 5 3は受信情報データ P 5 5を入力して受信した送信局の受信履歴情報として記憶 する。

ここで図 2 2は、 受信情報データ P 5 5によってメモリ回路 5 3に記憶される 受信した送信局の受信履歴情報の一例を示している。 すなわち、 メモリ回路 5 3 には N個の受信した送信局の受信履歴情報を記憶することが出来、 その受信履歴 情報は図示する如く受信した送信局名、 復調信号 P 1 1の解読に要した受信処理 時間、 標準電波の受信レベル等によって成る。 また、 最初に受信した送信局の受信情報はア ドレス 1に記憶されるが、 次に受 信した送信局の受信情報が記憶される場合は、 前回受信した送信局の受信情報が 記憶されているァドレスは一つ加算されてァドレス 2に移り、 新しく受信した送 信局の受信情報が常にア ドレス 1に記憶される。 尚、 受信した送信局の局数が N 個をオーバーした場合は、 N + 1個目の受信情報は削除されて良く、 また、 Nは メモリ回路 2 2の記憶容量に応じて任意な値を選んで良い。

尚、 図 2 2に於いて受信を実施した送信局数は一例として延べ 1 2個であり、 その送信局は J J Y福島局 （日本）、 J J Y九州局 （日本）、 D C F 7 7 (ドイツ）、 WWV B (アメリカ合衆国） の 4力所である。 また、 最も古い受信した送信局の 受信情報はア ドレス 1 2に記憶されており、 最も新しい受信した送信局の受信情 報は前述した如くア ドレス 1に記憶されている。 尚、 ア ドレス 4は受信が不成功 に終わった場合の一例を示し、 ァドレス 4の受信した送信局の欄には受信エラ一 コードが記憶され、 受信処理時間と受信レベルは空欄として良い. 尚、 メモリ回 路 5 3に記憶される受信履歴情報は、 実際にはコード化されたデータである。 本発明に於ける当該同調回路 1に於いては、 当該受信回路に接続されている増 幅回路に使用される抵抗部の抵抗値と当該同調装置に設けられている同調コンデ ンサによるインピーダンスとの関係も上記した半導体スィツチの O N抵抗或いは O F F抵抗と同調コンデンサによるインピーダンスとの関係と同じ様に重要な要 因である事が判明したものであり、 具体的には、 当該受信回路に接続されている 増幅回路に使用される抵抗部の抵抗値が当該同調装置に設けられている同調コン デンサによるインピーダンスよりも大きくなるように設定される事が望ましい。 即ち、 本具体例に於いては、 当該受信回路に接続されている増幅回路に使用さ れる抵抗部の抵抗値が、 当該増幅回路に使用される抵抗部と直列に接続している コンデンサによるインピーダンスよりも大きくなるように設定されている.事が望 ましい。

より具体的には、 当該増幅回路に使用される抵抗部の抵抗値が当該同調装置に 設けられている同調コンデンサによるインピーダンスに対して少なくとも 1 0倍 のインピーダンスに設定されている事が好ましい。

以下に、 本発明に於ける同調回路 1と電波修正時計 4 0の受信 I C 5 1の内部 にある増幅回路 80の関係について、 図 8に基づいて説明する。

図 8 (a) は同調回路 1と受信 I C 5 1の増幅回路 80の概略回路図であり、 図 8 (b) はその等価回路であり、 図 8 (C) は同調回路 1と受信 I C 5 1の他 の増幅回路 90の概略回路図である。

図 8 (a) に於いて、 70は本発明の同調回路 1の一部回路の概略を示す同調 回路であり、 7 1は受信アンテナであり、 72は受信アンテナ 7 1に接続される コンデンサであり、 73はコンデンサ 72を開閉する半導体スィツチの ON抵抗 又は O F F抵抗を表す抵抗である。

80は本発明の電波修正時計の受信 I C 5 1の内部にある初段の増幅回路であ り、 8 1は Pチャンネル MOS トランジスタ （以降 P— T rと略記） であり、 8 2は N— T rであり、 該 P— T r 8 1と Ν— T r 8 2によって、 C— MOS構造 の増幅回路を形成している。 83は定電圧源 84を受けて P— T r 8 1のゲ一ト 端子 Gにバイアス電圧を供給するバイアス抵抗であり、 8 5は N— T r 82のゲ 一ト端子 Gと ドレイン端子 Dを結ぶフィードバック抵抗である。 86と 8 7は同 調回路 70からの同調信号 P 10を入力するカツプリングコンデンサである。 次に、 図 8 (a) に基づいて同調回路 70と初段の増幅回路 80の動作概略を 説明する。 図 8 (a) に於いて、 標準電波 （図示せず） が受信アンテナ 7 1に到 来すると、 受信アンテナ 7 1とコンデンサ 72との共振現象により標準電波が選 択されて起電力が発生し、 同調信号 P 1 0が出力される。 増幅回路 80は同調信 号 P 1 0を入力し、 カップリングコンデンサ 8 6、 8 7を介して P— T r 8 1と N-T r 8 2のゲ一ト端子 Gに供給され、 増幅して出力信号 P 1 5を出力する。 ここで、増幅回路 80の入力側から見た等価回路を図 8 (b)に示す。図 8 (b) に於いて、 80 aは増幅回路 80の等価回路であり、 該等価回路 80 aはカップ リングコンデンサ 8 6とバイアス抵抗 83が直列接続し、 また、 カップリングコ ンデンサ 8 7とフィードバック抵抗 8 5が直列接続した二つの直列回路が並列に 接続された回路である。 これにより、 等価回路 80 aは同調信号 P 1 0によって 同調回路 70と接続されているので、 等価回路 80 aの回路定数によっては、 同 調回路 70のコンデンサ 7 2と、 カップリンクコンデンサ 86、 87が並列接続 されることになり、 この結果、 同調回路 70の同調周波数にずれが生じ、 標準電 波の周波数を正しく受信できない問題が発生する。

この問題を解決するために、 本発明の第 1の実施形態で前述した如く、 半導体 スィツチの O F F抵抗と該半導体スィツチに直列に接続されるコンデンサのイン ピーダンスとの比率を考慮する考え方を適応すると良い。 すなわち、 同調回路 7 0に対してカップリングコンデンサ 8 6、 8 7の影響を無くすために、 カツプリ ンクコンデンサ 8 6、 8 7のインピーダンスよりバイアス抵抗 8 3とフィードバ ック抵抗 8 5を高い抵抗値に設定すれば、 力ップリングコンデンサ 8 6、 8 7は、 同調回路 7 0に対して切断されたことに等価となり、 この結果、 同調回路 7 0に 対して影響を無くすことが出来る。

特に、 前述した如く、 電波修正時計の外装を金属外装とする場合は、 受信アン テナ 7 1のインダクタンスを大きくする必要があるので、 同調回路 7 0のコンデ ンサ 7 2は静電容量が小さくなるために浮遊容量や寄生容量の影響を受け易い。 このため、 金属外装を用いた電波修正時計では、 バイアス抵抗 8 3とフィードバ ック抵抗 8 5と、 カップリングコンデンサ 8 6、 8 7とのインピーダンスの比率 は出来るだけ大きくすることが好ましい。

また、 電波修正時計に金属外装を用いる場合は、 前述した如くに、 受信アンテ ナ 7 1の導線の卷き数を増やす必要があるので、 インダクタンスが増加するだけ でなく、受信アンテナ 7 1の直流抵抗分も 1 8 Ω程度乃至 3 8 Ω程度まで増加し、 更には、 コンデンサ 7 2の容量も小さいために、 同調回路 7 0の出力インピーダ ンスはかなり上昇する。 よって、 効率よく同調信号 P 1 0を増幅するには、 増幅 回路 8 0の入力インピーダンスを高くすることが必要である。

ここで、 増幅回路 8 0は MO S型トランジスタである P— T r 8 1 と N— T r 8 2によって構成されているので、 入力インピーダンスは高く増幅回路としては 適しているが、 実際には増幅回路 8 0の入力インピーダンスはバイアス抵抗 8 3 とフィードバック抵抗 8 5が決定する。 このため、 電波修正時計に金属外装を用 いる場合は、 バイアス抵抗 8 3とフィードバック抵抗 8 5の抵抗値を出来るだけ 大きくすることが好ましい。

次に、 図 8 ( C ) に基づいて、 受信 I C 5 1に内蔵する増幅回路の別の実施形 態を示す。 図 8 ( C ) に於いて、 9 0は本発明の電波修正時計の受信 I C 5 1の 内部にある初段の増幅回路であり、 9 1は —丁 でぁり、 9 2は1^—丁 1：でぁ り、 9 3は、 P— T r 9 1 と N— T r 9 2のゲート端子 Gと ドレイン端子 Dを接 続するフィードバック抵抗である。 同調回路 7 0は図 8 ( a ) と同様であるので 説明は省略する。 ここで増幅回路 9 0は、 増幅回路 8 0にあったカップリングコ ンデンサ 8 6、 8 7が無く、 同調信号 P 1 0を直接 P— T r 9 1と N _ T r 9 2 のゲ一ト端子 Gに入力し増幅している。

図 8 ( C ) に於いて、 増幅回路 9 0の入力インピーダンスは、 フィードバック 抵抗 9 3に依存し、 等価的には同調回路 7 0に対して、 フィードバック抵抗 9 3 が並列に接続されることになる。 よって、 フィードバック抵抗 9 3の抵抗値が小 さいと、 同調回路 7 0の損失を増やすことになつて Qが低下し、 アンテナ利得を 下げると共に選択度も低下して好ましくない。 このため、 フィードバック抵抗 9 3は、 同調回路 7 0のコンデンサ 7 2のインピーダンスに対して、 約 1 0倍以上 大きいことが好ましい。 以上のように、 同調回路 7 0に接続される受信 I Cの回 路構成と回路定数を考慮することにより、 同調装置のアンテナ利得や Qを改善す ることが出来、より高性能な同調装置とそれを用いた電波修正時計を提供できる。 本発明者等は、 上記した増幅回路に用いる抵抗値 （フィードバック抵抗など） とアンテナに用いている同調コンデンサのインピーダンスとの関係について追加 の実験を行ったので以下にその説明を行う。

今回の実験に使用した実験回路は図 2 3に示すような回路であり、 アンテナは L値が 102mH、 同調コンデンサは 66pFとし、 共振周波数を 61KHzになるよう にした時に増幅回路抵抗を 200K Ω〜 33M Ωまで可変した時に増幅回路抵抗がな い場合 （OPEN時） の利得からの減衰率とコンデンサとのインピーダンス比を図 2 4のグラフに示している。

図 2 4から判る様に、抵抗/コンデンサインピーダンス比が小さくなるほどアン テナの減衰率は激しい。

特に抵抗/コンデンサインピーダンス比が 8.36以下では最も傾斜が激しいため、 抵抗ノコンデンサインピーダンス比が 8.36 (約 10) 以上であることが望ましレ、。 叉、 好ましくは更に傾斜が緩やかな抵抗/コンデンサインピーダンス比が 25.34 (約 25) 以上であることが好ましい。 t正された用紙 cs¾9i) 更に好ましくは更に傾斜が緩やかな抵抗/コンデンサインピーダンス比が 172 (約 170) 以上であることが望ましい。

また、 本発明の第 3の実施形態に於いて、 同調装置は本発明の第 1の実施形態 である同調回路 1を電波修正時計 4 0に組み込んで実施形態としたが、 これに限 定されず、 本発明の第 2の実施形態である同調装置 3 0を組み込んで電波修正時 計を構成しても良い。 また、 第 3の実施形態に於いて、 表示部 3はアナログ表示 方式を採用したが、 これに限定されず、 表示部 3に L C D等によって成るデジタ ル表示を用いたデジタル表示方式であっても良く、 更には、 アナログとデジタル の複合表示方式の電波修正時計であっても良い。

次に、 図 9に基づいて本発明の第 4の実施形態である電波修正時計の回路ブ口 ック構成と動作を説明する。 尚、 本発明の第 3の実施形態と同一要素には同一番 号を付し重複する説明は省略する。 図 9に於いて、 1 0 0は同調制御情報を記憶 する記憶回路 5 3を内蔵する同調装置である。 マイコン 5 2は同調回路 1 0 0に 内蔵される記憶回路 5 3に、 アドレス信号 P 1 6を出力する。 記憶回路 5 3はァ ドレス信号 P 1 6を入力し、 該ァドレス信号 P 1 6に基づいて内部に記憶してい る同調制御情報を読み出し、 同調データ P 1 2を出力する。

同調回路 1 0 0の同調 I C 1 0 1は内部に変換回路 （図示せず） を有し、 該変 換回路は同調データ P 1 2を入力してデータに応じてパルスを出力するクロック 信号を発生し、 同調 I C 1 0 1に内蔵される複数のコンデンサを切り替えて同調 周波数を調整し、 標準電波を受信する。 その他の電波修正時計としての動作は第 3の実施形態と同様であるので省略する。 尚、 図 9に於いて、 記憶回路 5 3は同 調 I C 1 0 1の外部に配置したが、 これに限定されず、 記憶回路 5 3を同調 I C 1 0 1に内蔵し、 同調 I C 1 0 1をワンチップによって構成しても良い。

また、 記憶回路 5 3は、 フラッシュメモリ等による不揮発性メモリが書き換え も可能で使い易いが、 コス トの安いヒューズ R OM、 又は、 同調 I C 1 0 1を実 装するプリント基板 （図示せず） の導電パターンを加工するパターンカッ ト手段 であっても良い。 また、 本発明の第 4の実施形態は、 第 3の実施形態と同様に、 標準電波に対して最適な同調周波数の調整を実現させるだけでなく、 送信周波数 の異なる複数の標準電波を選択する標準電波選択手段として応用することも可能 である。

以上のように、 本発明の第 4の実施形態によれば、 同調制御情報を記憶してい る記億回路 5 3を同調回路 1 ◦ 0に内蔵させているので、 電波修正時計を制御す る制御部 5 0と標準電波を受信する同調回路 1 0 0の機能を明確に分離でき、 同 調回路の調整工程の簡略化やコストダウンの実現が可能となる。 すなわち、 受信 アンテナ 2のインダクタンスは製造ばらつきによって個体差があり、 また、 同調 I C 1 0 1に内蔵する複数のコンデンサも、 I Cの製造ばらつきによって個体差 を有する。

このため、 同一の標準電波を受信する同調装置であっても、 最適な同調を得る には、個々の同調装置毎にコンデンサを切り替えるための同調制御情報が異なる。 よって、 同調回路 1 0 0の製造工程に於いて、 同調回路 1 0 0毎に異なる同調制 御情報を記憶する記憶回路 5 3を同調回路 1 0 0に内蔵していれば、 同調回路 1 0 0の調整工程が簡略化でき、 調整工数も短縮し、 更には同調回路 1 0 0と制御 部 5 0を個別に管理できるので工程管理も容易となる。 尚、本発明の同調装置は、 電波修正時計に限定されるものではなく、 電波を送受信する各種の電子機器に幅 広く応用することが可能である。

次に、 本発明の同調装置とそれを用いた電波修正時計のアンテナ同調調整方法 について説明する。 従来、 電波修正時計のアンテナ同調の調整は、 同調用のコン デンサを何種類も用意し、 コンデンサを同調回路に仮実装した後、 同調周波数を 測定し、 同調周波数がずれていた場合は、 実装したコンデンサを取り除いて別の 容量が異なるコンデンサを再実装して同調周波数を測定するという、 時間と労力 のかかる調整方法を採用していた。 しかし、 本発明の同調装置とそれを用いた電 波修正時計では、 アンテナ同調の調整を短時間で且つ、 自動的に実施することが 出来るので、 以下説明する

即ち、 本発明に於ける当該電波修正時計は、 当該電波修正時計外に設けた外部 操作手段により同調周波数を変更する事が出来るテス トモ一ドを有している事を 特徴とするものである。

図 1 0は、 電波修正時計のアンテナ同調調整方法を示す原理図であり、 図 1 0 ( a ) は、 接触方式のアンテナ同調調整方法を示す原理図であり、 図 1 0 ( b ) は、 非接触方式のアンテナ同調調整方法を示す原理図である。 図 10 (a) に於 いて、 40 aは本発明の第 3、 第 4の実施形態と同様な電波修正時計であり、 前 述した如く、 同調回路 1、 制御部 50を有し、 同調回路 1は受信アンテナ 2、 同 調 I C 3を有している。

また、 電波修正時計 40 aは、 外部からの制御情報伝達手段としてインターフ エース回路 （以降 I ZF回路と略記） 1 10を備えている。 1 1 1は電波修正時 計 40 aのアンテナ同調を自動的に調整する自動調整装置であり、図示しないが、 内部に交流信号源、 交流電圧計、 マイコン等による制御部を有している。 1 1 2 は励磁用空芯コイルであり、 自動調整装置 1 1 1から出力される交流信号 P 20 a、 P 20 bによって駆動され、 交流磁界 1 1 3を出力する。 P 21は自動調整 装置 1 1 1から出力される制御信号であり、 I ZF回路 1 10を介して制御部 5 0に入力される。

次に、 図 10 (a) に基づいてアンテナ同調の調整方法について説明する。 電 波修正時計 40 aのアンテナ同調を調整するために、 まず、 励磁用空芯コイル 1 1 2を電波修正時計 40 aの受信アンテナ 2に近接して配置する。 自動調整装置 1 1 1は、 交流信号 P 20 a、 P 20 bを出力して励磁用空芯コイル 1 1 2を駆 動する。 ここで例えば、 電波修正時計 40 aを 40 KH zの標準電波に同調させ たい場合は、 40 KH zの交流信号 P 20 a、 P 2 O bを出力し、 また、 60K H zの標準電波に同調させたい場合は、 60 KH zの交流信号 P 20 a、 P 20 bを出力する。

次に自動調整装置 1 1 1は、 制御信号 P 2 1を出力して IZF回路 1 10を介 して制御部 50を動作させ、 制御部 50は制御信号 P 21に応じて同調 I C 3へ クロック信号 P 8を順次出力する。 同調 I C 3はクロック信号 P 8を入力し、 該 ク口ック信号 P 8のパルス数に応じて内蔵するコンデンサを順次切り替え、 同調 周波数を可変する。 ここで、 受信アンテナ 2は、 励磁用空芯コイル 1 1 2からの 交流磁界 1 13を受けて電磁誘導によって起電力を誘起し、 アンテナ信号 P 6、 P 7を出力する。 同調 I C 3は、 アンテナ信号 P 6、 P 7を入力して同調信号 P 10を出力する。 このとき、 交流信号 P 20 a、 P 20 bの周波数と受信アンテ ナ 2と同調 I C 3に内蔵されるコンデンサとによる同調周波数が一致したときに、 同調信号 P 1 0の信号レベルは増加しピークとなる。

自動調整装置 1 1 1は、 同調信号 P 1 0を入力して内部で増幅し、 該増幅され た同調信号 P 1 0を交流電圧計によって測定し、 受信アンテナ 2のアンテナ出力 として内部に記憶する。 図 1 1は、 自動調整装置 1 1 1がクロック信号 P 8のパ ルス数に応じて変化するアンテナ出力を測定しプロッ 卜したアンテナ出力特性図 である。 図 1 1に於いて、 クロック信号 P 8のパルス数が少ない領域ではアンテ ナ出力 （すなわち同調信号 P 1 0の信号レベル） は小さいが、 パルス数の増加に 伴ってアンテナ出力は増加し、 パルス数が 2 8個付近でアンテナ出力は最大とな り、 それ以降は、 パルス数の増加に伴って再びアンテナ出力は減少している。 すなわち、 図 1 1のアンテナ出力特性から、 パルス数 2 8個付近での同調周波 数が、 交流信号 P 2 0 a、 P 2 0 bの周波数に対して一致し同調していることが 解る。 これにより、 アンテナ出力がピークとなったパルス数を、 制御部 5 0、 ま たは、 同調回路 1に内蔵される記憶回路に同調制御情報として記憶させれぼ、 同 調回路 1は標準電波に対して高精度に同調され、 感度が高くノイズにも強い電波 修正時計を実現することが出来る。 また、 複数の標準電波を受信する場合は、 交 流信号 P 2 0 a、 P 2 0 bの周波数をそれぞれの標準電波に等しい周波数に設定 し、 同様な測定を行い、 アンテナ出力のピーク点に対応するパルス数を記憶すれ ば、 複数の標準電波を任意に受信することが出来る。

また、 図 1 1に於いて、 同調回路の Qが低い場合には、 アンテナ出力のピーク 点がなだらかでピーク点を見つけることが難しい場合がある。 このような場合に は図 1 1に示すように、 アンテナ出力の上昇の傾き （K 1 ) と下降の傾き （K 2 ) を自動調整装置 1 1 1内のマイコンで算出し、 二つの傾きの K 1と K 2の交点を アンテナ出力のピーク点とするなど、 コンピュータ ·プログラムによってピーク 点を予測し同調させても良い。 以上のように、 電波修正時計のアンテナ同調の調 整を励磁用空芯コイル 1 1 2と自動調整装置 1 1 1によって実現することが出来 るので、 電波修正時計の製造時の調整工程を簡略化出来ると共に、 調整工数も短 縮することが出来る。

次に、 図 1 0 ( b ) に基づいて、 非接触方式のアンテナ同調調整の構成と方法 を説明する。 尚、 図 1 0 ( a ) で示した接触方式のアンテナ同調調整方法の原理 図と同一要素には同一番号を付し重複する説明は省略する。 図 1 0 ( b ) に於い て、 1 1 5は検出用空芯コイルであり、 受信アンテナ 2に近接して配置される。 P 2 2 a、 P 2 2 bは検出用空芯コイル 1 1 5に誘起される検出信号であり、 自 動調整装置 1 1 1に入力される。 1 1 6は電波修正時計 4 0 aに内蔵されるワイ ャレス i Z F回路であり、 自動調整装置 1 1 1から出力される赤外線又は微小電 力の無線等によるワイヤレス制御信号 P 2 3を受信し、 その制御情報を制御部 5 0に伝達する。

即ち、 上記本発明におけるテストモー ドの実行に際して使用される当該外部操 作手段は、 非接触型操作方式を含んでいる事も望ましく、 更には当該非接触型操 作方式は、 無線又は赤外線を利用するものである事も好ましい具体例である。 次に、 図 1 0 ( b ) に基づいて非接触方式のアンテナ同調の調整方法について 説明する。 電波修正時計 4 0 aのアンテナ同調を調整するために、 まず、 自動調 整装置 1 1 1は、 交流信号 P 2 0 a、 P 2 0 bを出力して励磁用空芯コイル 1 1 2を駆動する。 ここで、 受信アンテナ 2は、 励磁用空芯コイル 1 1 2からの交流 磁界 1 1 3を受けて電磁誘導によって起電力を誘起し、 アンテナ信号 P 6、 P 7 を出力するが、 この受信アンテナ 2に誘起されたアンテナ信号 P 6、 P 7によつ て、 受信アンテナ 2から交流磁界 1 1 7が発生する。 受信アンテナ 2に近接する 検出用空芯コイル 1 1 5は、 この交流磁界 1 1 7を受けて電磁誘導によって起電 力を誘起し、 検出信号 P 2 2 a、 P 2 2 bを出力する。

次に、 自動調整装置 1 1 1は、 検出信号 P 2 2 a、 P 2 2 bを入力して内部で 増幅し、該増幅された検出信号 P 2 2 a、 P 2 2 bを交流電圧計によって測定し、 受信アンテナ 2のアンテナ出力として記憶する。 尚、 同調 I C 3に内蔵されるコ ンデンサの切り替え制御は、 自動調整装置 1 1 1より出力されるワイヤレス制御 信号 P 2 3によって順次行われる。 この結果、 き動調整装置 1 1 1は図 1 1で示 すアンテナ出力特性と同様なデータを得ることが出来、 アンテナ出力のピーク点 を求めることが出来る。 すなわち、 この非接触方式のアンテナ同調調整方法によ れば、 アンテナ出力は検出用空芯コイル 1 1 5で検出でき、 また、 同調回路の同 調周波数を可変するためのコンデンサの切り替え制御は、 ワイヤレス制御信号 P 2 3によって行うので、 電波修正時計 4 0 aに対して完全に非接触でアンテナ同 調の調整を行うことが出来る。

このことは、 電波修正時計を外装に組み込んだ後で、 非接触によってアンテナ 同調を調整できるので、 好都合である。 すなわち、 電波修正時計は、 外装に組み 込む前と組み込んだ後では、 浮遊容量等の差により同調周波数がずれる傾向にあ るが、 外装に組み込んだ後にアンテナ同調調整が出来れば、 外装による同調周波 数のずれをキャンセル出来、より高精度なアンテナ同調を実現出来るからである。 また、 非接触で調整が出来ることは電波修正時計の製造時の調整工程を更に簡略 化出来、 また、 調整工数も更に削減できる。 また、 製造時の調整工程だけでなく、 電波修正時計を使用中に何らかの原因でアンテナ同調に狂いが生じた場合など、 外装を開けることなくアンテナ同調の再調整が出来るので、 電波修正時計のメン テナンスにも大きな効果がある。

本発明に於ける更に他の具体例としては、 上記した説明から明らかな様に、 上 記各具体例で示された各同調回路 1当該同調回路 1を制御し、 当該同調回路 1に よって受信した標準電波を入力して時刻修正を行う受信回路部を有する制御手段 6と、 当該制御手段 6からの時刻情報を表示する表示手段 4 2とを有することを 特徴とする電波修正時計である。

更に、 本発明に於ける当該電波修正時計の別の具体例としては、 金属材料によ つて成る金属外装を有し、 当該金属外装によって当該同調回路 1と当該制御手段 6と当該表示手段 4 2を覆い、 これらを機械的に保護するように構成したことを 特徴とする電波修正時計である。

更に、 本発明に於ける当該電波修正時計の更に別の具体例としては、 当該金属 外装に覆われる当該同調回路の当該コイルのィンダクタンスは 2 O mH以上であ ることを特徴とするものであり、 叉、 当該同調回路の当該複数の半導体スィッチ の開閉を制御し、 前記同調周波数を可変することにより、 複数の標準電波のいず れかを選択的に受信出来るように構成したことを特徴とする電波修正時計である。 一方、 本発明に於ける当該電波修正時計の更に他の具体例としては、 当該同調 回路の当該同調周波数を可変するための同調制御情報を記憶する同調制御情報記 憶手段を有するものであっても良く、 更には、 当該同調制御情報記憶手段は、 当 該同調回路の内部に備えられているものである事も好ましい。 叉、 当該同調制御情報記憶手段は、 パターンカッ ト手段、 ヒューズ R OM、 又 は不揮発性メモリから選択された一つで構成されていることを望ましい具体例で ある。

以上の説明によって明らかなように本発明によれば、 複数のコンデンサを半導 体スィツチの開閉によって切り替えられるので、 同調周波数を任意に可変するこ とが出来、 同調周波数の可変範囲が広く、 安定性に優れ、 小型で高性能な同調回 路と、 それを用いた電波修正時計を提供することが出来る。

Claims

請求の範囲

1 . 複数の半導体スィッチと、 当該複数の半導体スィッチと各々直列に接続され る複数の第 1のコンデンサと、 当該半導体スィツチの開閉を制御するスィツチ制 御手段と備える半導体基板と、 該複数の第 1のコンデンサのそれぞれに並列的に 接続されるコイルとから構成されており、 時刻情報を含む標準電波の受信局選択 指示信号に応答して当該スィツチ制御手段が当該複数の第 1のコンデンサに接続 されている個々の半導体スィツチを個別に開閉制御する事によって当該複数の第

1のコンデンサによる合計静電容量が可変され、 該複数の第 1のコンデンサと前 記コイルとによって成る同調回路の同調周波数を変更する様に構成されているこ とを特徴とする同調回路。

2 . 更に当該半導体基板上若しくは当該半導体基板外に、 当該第 1のコンデンサ 群と並列に当該コイル部と接続されている固定容量或いは可変容量を有する第 2 のコンデンサが設けられている事を特徴とする請求の範囲第 i項に記載の同調回 路。

3 . 当該第 2のコンデンサは、 当該第 1のコンデンサが受ける制御とは異なる制 御を受ける様に構成されている事を特徴とする請求の範囲第 2項に記載の同調回 路。

4 . 当該第 2のコンデンサの少なくとも一つは、 当該半導体基板上に設けられた 半導体スィツチを介して当該スィツチ制御手段により制御される様に構成されて いる事を特徴とする請求の範囲第 2項又は第 3項に記載の同調回路。

5 . 当該同調回路は、 アンテナ部も含めて、 金属材料によって構成された金属外 装部の内部で使用されるものである事を特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 4項 の何れかに記載の同調回路。

6 . 当該それぞれの半導体スィッチの O N抵抗は、 当該各半導体スィッチに直列 に接続される当該それぞれの第 1のコンデンサが持つインピーダンスより小さい ことを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 5項の何れかに記載の同調回路。

7 . 当該それぞれの半導体スィッチの O F F抵抗は、 当該各半導体スィッチに直 列に接続される当該それぞれの第 1のコンデンサが持つインピーダンスより大き いことを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 5項の何れかに記載の同調回路。

8 . 当該受信回路に接続されている増幅回路に使用される抵抗部の抵抗値が当該 同調回路に設けられている同調コンデンサによるィンピーダンスよりも大きくな るように設定されている事を特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 7項の何れかに 記載の同調回路。

9 . 当該受信回路に接続されている増幅回路に使用される抵抗部の抵抗値が、 当 該增幅回路に使用される抵抗部と直列に接続しているコンデンサによるインピー ダンスよりも大きくなるように設定されている事を特徴とする請求の範囲第 1項 乃至第 7項の何れかに記載の同調回路。

1 0 . 当該複数の第 1のコンデンサが持つ個々の静電容量の合計値が 9 6 0 0 p F以下であることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 9項の何れかに記載の同 調回路。

1 1 . 当該コイル部のインダクタンスが 0 . 4 4 m H以上であることを特徴とす る請求の範囲第 1項乃至第 1 0項の何れかに記載の同調回路。

1 2 . 当該コイル部のインダクタンスが 4 0 0 O m H以下であることを特徴とす る請求の範囲第 1項乃至第 1 0項の何れかに記載の同調回路。

1 3 . 当該同調回路に於ける同調受信周波数は、 当該第 1のコンデンサ群により 設定される第 1の静電容量と当該第 2のコンデンサの持つ第 2の静電容量とで決 定される様に構成されている事を特徴とする請求の範囲第 1項 1乃至第 1 2項の 何れかに記載の同調回路。

1 4 . 当該第 2のコンデンサの静電容量は、 当該第 1のコンデンサの静電容量よ り大きい事を特徴とする請求の範囲第 1乃至第 1 3項の何れかに記載の同調回路。

1 5 . 請求の範囲第 1項乃至第 1 4項の何れかに記載の同調回路と、 当該同調回 路を制御し、 当該同調回路によって受信した標準電波を入力して時刻修正を行う 受信回路部を有する制御手段と、 当該制御手段からの時刻情報を表示する表示手 段とを有することを特徴とする電波修正時計。

1 6 . 更に、 金属材料によって成る金属外装を有し、 当該金属外装によって当該 同調回路と当該制御手段と当該表示手段を覆い、 機械的に保護するように構成し たことを特徴とする請求の範囲第 1 5項記載の電波修正時計。

1 7 . 当該金属外装に覆われる当該同調回路の当該コイルのインダクタンスは 2 0 m H以上であることを特徴とする請求の範囲第 1 4項記載の電波修正時計。

1 8 . 当該同調回路の当該複数の半導体スィッチの開閉を制御し、 前記同調周波 数を可変することにより、 複数の標準電波のいずれかを選択的に受信出来るよう に構成したことを特徴とする請求の範囲第 1 5項乃至第 1 7項の何れかに記載の 電波修正時計。

1 9 . 当該同調回路の当該同調周波数を可変するための同調制御情報を記憶する 同調制御情報記憶手段を有することを特徴とする請求の範囲第 1 5項乃至第 1 8 項の何れかに記載の電波修正時計。

2 0 . 当該同調制御情報記憶手段は、 当該同調回路の内部に備えられていること を特徴とする請求の範囲第 1 9項記載の電波修正時計。

2 1 . 当該同調制御情報記憶手段は、 パターンカット手段、 ヒューズ R O M、 又 は不揮発性メモリから選択された一つで構成されていることを特徴とする請求の 範囲第 1 9項又は第 2 0項記載の電波修正時計。

2 2 . 当該電波修正時計は、 当該電波修正時計外に設けた外部操作手段により同 調周波数を変更する事が出来るテストモ一ドを有している事を特徴とする請求の 範囲第 1 5項乃至第 2 1項の何れかに記載の電波修正時計。

2 3 . 当該外部操作手段は、 非接触型操作方式を含んでいる事を特徴とする請求 の範囲第 2 2項に記載の電波修正時計。

2 4 . 当該非接触型操作方式は、 無線又は赤外線を利用するものである事を特徴 とする請求の範囲第 2 3項に記載の電波修正時計。