WO2000070769A1

WO2000070769A1 - Procede et appareil d'elargissement de la bande d'un signal audio

Info

Publication number: WO2000070769A1
Application number: PCT/JP2000/002965
Authority: WO
Inventors: Kazuya Iwata; Naoki Ejima; Akira Sobajima
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 1999-05-14
Filing date: 2000-05-10
Publication date: 2000-11-23
Also published as: US6829360B1; DE60024963D1; DE60024963T2; JP3696091B2; EP1126620A1; EP1126620A4; EP1126620B1

Description

明細書

オーディォ信号の帯域を拡張するための方法及び装置

技術分野

本発明は、オーディオ機器におけるオーディオ信号の再生音、特に高音域の再生音質の向上を図り、人間の耳に快適なオーディオ信号を再生できるオーディォ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関し、特に、入力されるォーディォ信号をディジ夕ル処理することにより入力されるオーディォ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関する。

背景技術

アナログオーディオ再生信号に対して、再生周波数帯の高音域上限か又は可聴周波数帯域の高音域上限を越える周波数のスぺクトルを有する信号を付加するための従来技術のオーディオ信号再生装置が、日本国特許公開平成 9年 3 6 6 8 5号公報において開示されており、そのオーディオ信号再生装置の構成を図 1 7に示す。図 1 7において、オーディオ信号再生装置は、バッファアンプ 9 1と、フィル夕回路 9 2と、アンプ 9 3と、検波回路 9 4と、時定数回路 9 5と、ノイズ発生器 9 6と、フィル夕回路 9 7と、乗算器 9 8と、加算器 9 9 とを備えて構成される。

まず、オーディオ信号は入力端子 T 1からバッファアンプ 9 1に入力された後 2分配され、分配された一方のオーディオ信号はそのまま加算器 9 9に入力される一方、 2分配された他方のオーディオ信号は、高域通過フィルタ又は帯域通過フィル夕であるフィル夕回路 9 2に入力される。フィル夕回路 9 2は、入力されたオーディオ信号のうちの特定の帯域の信号のみを帯域ろ波して通過させた後、アンプ 9 3に出力する。アンプ 9 3は、入力されるオーディオ信号を所定の適当なレベルまで増幅した後、時定数回路 9 5を有する検波回路 9 4 に出力する。検波回路 9 4は、入力されるオーディオ信号を、例えば包絡線検波することによりそのオーディオ信号の包絡線レベルを検出し、検出した包絡線レベルを示すレベル信号を、元のオーディオ信号に付加するノィズ成分のレベル調整をするレベルコントロール信号として乗算器 9 8に出力する。一方、ノイズ発生器 9 6によって発生されたノイズ成分は、高域通過フィル夕又は帯域通過フィル夕であるフィルタ回路 9 7に入力され、フィル夕回路 9 7は、 2 0 k H z以上の周波数帯域のノイズ成分を通過させた後、乗算器 9 8 に出力する。乗算器 9 8は、入力されるノイズ成分を検波回路 9 4からのレべルコントロール信号で乗算することにより、レベルコントロール信号によって示されるレベルに比例するレベルを有するノィズ成分を発生して加算器 9 9に出力する。

さらに、加算器 9 9は、バッファアンプ 9 1からの元のオーディオ信号に、乗算器 9 8からのノイズ成分を加算して、ノイズ成分が加算されたオーディオ信号を発生して出力端子 T 2から出力する。ここで、時定数回路 9 5の時定数を所定の値に選択することにより、ノイズ発生器 9 6により発生されたノイズ成分を人間の聴感特性に適合させてオーディオ信号の音質改善の効果を高めている。

以上説明したように、元のオーディォ信号の高域音の出力レベルに比例したランダムノィズを元のオーディォ信号に付加することにより高音域を拡大している。しかしながら、上述の従来技術のオーディオ信号再生装置においては、以下に示す問題点を有していた。

( 1 ) 付加するノイズ成分の高域信号のスぺクトル構造が楽音信号のそれと異なるために、音質上違和感があった。

( 2 ) また、従来技術のオーディオ信号再生装置はアナログ回路で構成されているために、以下の問題点があった。すなわち、当該アナログ回路を構成する部品のばらつきや温度特性により装置性能のばらつきが発生し、オーディォ信号が当該アナログ回路を通過する毎に音質劣化が発生する。また、構成しているフィル夕回路の精度を向上させると、その回路規模が大きくなり、製造コストの増大につながる。

( 3 ) さらに、正弦波のような単一のスペクトルを有する信号が入力された場合も、ランダムノイズ成分が付加されるので、信号特性の測定において、信号特性が著しく劣化した測定結果となる。

発明の開示本発明の目的は、以上の問題点を解決し、音質上違和感や劣化が無く、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することにある。

また、本発明の別の目的は、以上の問題点を解決し、正弦波信号が入力されても、信号特性の測定において信号劣化の測定結果が発生しないオーディォ帯域拡張方法及び装置を提供することを目的とする。

本発明に係るオーディォ信号の帯域を拡張するための方法は、

所定の最高周波数を有する第 1の帯域のディジ夕ルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の 2倍以上のサンプリング周波数でオーバ一サンプリング処理を実行した後、上記オーバ一サンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジ夕ルオーディオ信号を出力するステップと、

上記処理後のディジ夕ルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力するステップと、上記第 1の帯域よりも高い第 2の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生するステップと、

上記演算されたスぺクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するステップと、

上記レベルが制御された拡張信号を、上記処理後のディジ夕ルオーディォ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力するステップとを含むことを特徴とする。

上記方法において、上記拡張信号を発生するステップは、好ましくは、非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジ夕ルオーディオ信号を歪ませることにより、上記デイジ夕ルオーディォ信号の高調波成分のディジ夕ル信号を発生するステップと、

上記高調波成分のディジ夕ル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステツプとを含む。

また、上記方法において、上記拡張信号を発生するステップは、好ましくは、

振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するステップと、

上記ディザ信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含む。さらに、上記方法において、上記拡張信号を発生するステップは、好ましくは、

非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジ夕ルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジ夕ルオーディオ信号を歪ませることにより、上記デイジ夕ルオーディォ信号の高調波成分のデイジ夕ル信号を発生するステップと

上記高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、

上記ディザ信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、

上記高域通過ろ波された 2つの信号を加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力するステップとを含む。

また、上記方法において、好ましくは、上記レベルを制御するステップの前に、所定の l / f特性と 1 /f ²特性とのうちの 1つのフィル夕特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波するステップをさらに含む。

さらに、上記方法において、上記ディザ信号を発生するステップは、好ましくは、、

それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生する複数のステップと、

上記複数の擬似雑音系列ノィズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの 1つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力するステップとを含む。またさらに、上記方法において、好ましくは、上記処理後のディジタルォ一ディォ信号のうちの所定の複数の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスぺクトル強度に基づいて上記ディジ夕ルオーディオ信号が単一のスぺクトルであるか否かを判断するステップと、

上記ディジ夕ルオーディオ信号が単一のスぺクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスぺクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を出力しないように切り換えるステップとをさらに含む。

本発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための装置は、

所定の最高周波数を有する第 1の帯域のディジ夕ルオーディォ信号に対して、上記最高周波数の 2倍以上のサンプリング周波数でォーノ一サンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジ夕ルォ一ディォ信号を出力するろ波手段と、

上記ろ波手段から出力される処理後のディジ夕ルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算されたスぺクトル強度を示す信号を出力する第 1のスぺクトル解析手段と、

上記第 1の帯域よりも高い第 2の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生する拡張信号発生手段と、

上記第 1のスぺクトル解析手段から出力される演算されたスぺクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するレベル制御手段と、上記レベル制御手段によりレベルが制御された拡張信号を、上記ろ波手段から出力されるディジ夕ルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジ夕ルォ一ディォ信号を出力する第 1の加算手段とを備える。上記装置において、上記拡張信号発生手段は、好ましくは、

非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディォ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジ夕ルオーディオ信号を歪ませることにより、上記デイジ夕ルオーディォ信号の高調波成分のデイジ夕ル信号を発生する非線形処理手段と、

上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジ夕ル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第 1の高域通過フィル夕とを備える。

また、上記装置において、上記拡張信号発生手段は、好ましくは、振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、

上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第 2の高域通過フィル夕とを備える。

さらに、上記装置において、上記拡張信号発生手段は、好ましくは、非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジ夕ルオーディォ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記デイジ夕ルオーディォ信号の高調波成分のデイジ夕ル信号を発生する非線形処理手段と、

上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第 1の高域通過フィル夕と、

振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、

上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第

2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第 2 の高域通過フィル夕と、

上記第 1の高域通過フィル夕から出力される信号と、上記第 2の高域通過フィル夕から出力される信号とを加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力する第 2の加算手段とを備える。

また、上記装置において、好ましくは、所定の 1 /f特性と l /f ²特性とのうちの 1つのフィル夕特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波して上記レべル制御手段に出力する低域通過フィル夕をさらに備える。

さらに、上記装置において、上記ディザ信号発生手段は、好ましくは、それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノィズ信号を発生する複数のノィズ信号発生回路と、

上記各ノィズ発生回路によって発生される複数の擬似雑音系列ノィズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの 1つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力する第 3の加算手段とを備える。

またさらに、上記装置において、好ましくは、上記ろ波手段から出力されるディジ夕ルオーディオ信号のうちの所定の複数の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスペクトル強度に基づいて上記ディジタルォ一ディォ信号が単一のスぺクトルであるか否かを判断する第 2のスぺクトル解析手段と、

上記第 2のスぺクトル解析手段により上記ディジ夕ルオーディオ信号が単一のスぺクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を上記第 1の加算手段に出力する一方、上記ディジ夕ルオーディオ信号が単一のスぺクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を上記第 1の加算手段に出力しないように切り換える切り換え手段とをさらに備える。

従って、本発明によれば、上記ろ波手段と、上記第 1の加算手段と、上記第

1のスペクトル解析手段と、上記レベル制御手段と、上記拡張信号発生手段とを備えたオーディォ信号帯域拡張装置をディジ夕ル信号処理回路で構成したので、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コス卜が安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することができる。また、上記第 1のスぺクトル解析手段からの入力されたディジタルオーディォ信号の高域のスぺクトル強度に応じて拡張信号の加算レベルを調整し、さらに 1 /f特性又は 1 /f ²特性の低域通過フィルタを通過させた拡張信号を用いたので、楽音信号に近い自然の音色を有する拡張信号を加算することができ、音質上の違和感や劣化が無い。

さらに、上記第 2のスペクトル解析手段及び切り換え手段を備えたので、正弦波信号が入力されても、信号特性の測定において信号劣化の測定結果が発生しないオーディオ帯域拡張方法及び装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係る第 1の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すプロック図である。

図 2は、図 1のオーバ一サンプリング型低域通過フィル夕 1の内部構成を示すブロック図である。

図 3は、図 2のオーバーサンプリング回路 32の動作を示す信号波形図である。

図 4は、図 1のスぺクトル解析回路 3の内部構成を示すブロック図である。図 5は、図 1の非線形処理回路 21の内部構成を示すブロック図である。図 6は、図 1のディザ信号発生回路 23の内部構成を示すブロック図である。

図 7は、図 6の PN系列ノイズ信号発生回路 60— n (n=l， 2, …，

N)の内部構成を示すブロック図である。

図 8は、図 7の PN系列ノイズ信号発生回路 60—n (n=l， 2, ···, N) の一例によって発生されるホワイトノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。

図 9は、図 7の PN系列ノイズ信号発生回路 60—n (n二 1， 2， …，

N) の他の一例によって発生されるベル分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。

図 10は、図 7の PN系列ノイズ信号発生回路 60— n (n=l, 2, ···, N ) の別の一例によって発生されるガウス分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。

図 1 1は、図 1の 1 / f特性フィル夕 2 6の周波数特性を示すスぺクトル図である。

図 1 2は、図 1の 1 /f特性フィル夕 2 6に取って代わる 1 /f ²特性フィル夕の周波数特性を示すスぺクトル図である。

図 1 3は、本発明に係る第 2の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。

図 1 4は、図 1 3のスぺクトル解析回路 6の内部構成を示すブロック図である。

図 1 5は、図 1 3のオーディオ信号帯域拡張装置に入力される入力ディジ夕ル信号のスぺクトル強度を示すスぺクトル図である。

図 1 6は、図 1 3のオーディオ信号帯域拡張装置によって帯域拡張された後のディジタル信号のスぺクトル強度を示すスぺクトル図である。

図 1 7は、従来技術に係るオーディォ信号帯域拡張装置の構成を示すプロック図である。

発明を実施するための最良の形態

第 1の好ましい実施形態

図 1は、本発明に係る第 1の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。この第 1の好ましい実施形態であるオーディォ信号帯域拡張装置は、入力端子 T 1と出力端子 T 2との間に挿入されるディジ夕ル信号処理回路であって、オーバ一サンプリング型低域通過フィル夕 1と、加算器 2と、スペクトル解析回路 3と、乗算器 1 1で構成されるレベル制御回路 4と、拡張信号発生回路 5とを備えて構成される。また、拡張信号発生回路 5は、非線形処理回路 2 1と、高域通過フィル夕 2 2と、ディザ信号発生回路 2 3と、高域通過フィル夕 2 4と、加算器 2 5と、 1 /f特性フィル夕 2 6とを備えて構成される。

図 1において、ディジタルオーディオ信号が入力端子 T 1を介してォ一バーサンプリング型低域通過フィル夕 1に入力される。このディジタルオーディオ信号は、例えばコンパクトディスク（CD) から再生された信号であり、このとき、当該信号は、サンプリング周波数 f s = 44. 1kHzと、語長二 16ビットとを有する信号である。オーバ一サンプリング型低域通過フィルタ 1は、図 2に示すように、オーバ一サンプリング回路 31と、ディジタル低域通過フィル夕 32 とを備えて構成され、入力端子 T 1を介して入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数 f sを p倍（pは、 2以上の正の整数である。 ) し、かつ周波数 f s/2から周波数 pf s/2までの不要な帯域の信号を 60 dB以上減衰させるディジ夕ルフィル夕回路である。

例えば、 p = 2であるとき、サンプリング周波数 f s (サンプリング周期 Ts = l/f s) を有するディジタルオーディオ信号は、オーバーサンプリング回路 31に入力され、オーバーサンプリング回路 31は、入力されたディジ夕ルオーディォ信号のデータ D 1に対して、図 3に示すように、各隣接する 2つのデータ D 1の中間位置（時間軸に対して）にサンプリング周期 Tsでゼロデ一夕 D2を挿入して補間することによりォ一ノーサンプリング処理を実行して、サンプリング周波数 2f s (サンプリング周期 T s/2) を有するディジタルオーディオ信号に変換した後、ディジタル低域通過フィル夕 32に出力する。ディジタル低域通過フィル夕 32は、

(a) 周波数 0〜0. 45 f sの通過帯域と、

(b) 周波数 0. 54 f s〜f sの阻止帯域と、

(c) 周波数 f s以上で 60 dB以上の減衰量とを

有して、入力ディジタルオーディオ信号を低域通過ろ波することにより、上記ォ —バーサンプリング処理により発生される折り返し雑音を除去するように帯域制限して、実質的に入力ディジタルオーディオ信号の持つ有効な帯域（周波数 0〜 0. 45 f s) のみを通過させた後、スペクトル解析回路 3及び拡張信号発生回路 5の非線形処理回路 21に出力する。

次いで、非線形処理回路 21は、非線形の入出力特性を有し、入力されるディジ夕ルオーディオ信号に対して非線形処理を実行することによりディジ夕ルオーディオ信号を歪ませて高調波成分を発生させ、高調波成分を有するディジ夕ルオーディオ信号をディジタル高域通過フィル夕 22に出力する。非線形処理回路 2 1は、例えばその一例として、図 5に示すように、絶対値演算回路 5 1と、 D Cオフセット除去回路 5 2とを備えて構成され、ここで、 D Cオフセット除去回路 5 2は、減算器 5 3と、平均化回路 5 4と、 1 / 2乗算器 5 5とを備えて構成される。

絶対値演算回路 5 1は、入力されたディジタルオーディオ信号に対して、例えば全波整流処理などの非線形処理を実行した後、非線形処理後のディジ夕ルオーディオ信号を D Cオフセット除去回路 5 2の減算器 5 3及び平均化回路 5 4に出力する。絶対値演算回路 5 1は、正の振幅を有する信号をそのまま出力する一方、負の振幅を有する信号を負の振幅と同一の絶対値を有する正の振幅に変換して出力する。そのため、負の振幅を有する信号はゼロレベルを境にして正側に折り返されるところで高調波成分が発生する。次いで、平均化回路 5 4は、サンプリング周波数 f sに比較して非常に低い、例えば 0 . 0 0 0 1 f s程度の遮断周波数を有する低域通過フィル夕を備えて構成され、所定の時間期間（例えば、サンプリング周期 T sに比較して十分に長い時間期間）に対して、入力されるディジタルオーディオ信号の振幅の時間平均値を演算し、当該時間平均値を有するディジタル信号を 1 / 2乗算器 5 5に出力する。そして、 1 / 2乗算器 5 5は、入力されるディジタル信号に対して 1 / 2を乗算して、乗算結果の値を有するディジタル信号を、 D Cオフセット量を示すディジタル信号として減算器 5 3に出力する。さらに、減算器 5 3は、絶対値演算回路 5 1から出力されるディジタルオーディオ信号から、 1 / 2乗算器 5 5から出力されるディジタル信号を減算することにより、 D Cオフセットを除去している。

ここで、入力端子 T 1を介して入力されるディジタル信号はゼロレベルを基準とした信号であり、図 1内の各回路からの出力ディジ夕ル信号及び出力端子 T 2からのディジタル信号もゼロレベルを基準とする必要があるが、非線形処理回路 2 1への入力デイジ夕ル信号はゼ口レベルを基準とした信号であつても、非線形処理を行うための絶対値演算回路 5 1によって正のレベルに変換されるため、 D Cオフセットが発生する。そこで、絶対値演算回路 5 1からの出力ディジタル信号に対して、平均化回路 5 4で平均値を演算し、その平均値の 2分の 1を絶対値演算回路 5 1からの出力ディジ夕ル信号から減算することで D Cオフセットを除去している。

そして、入力されたディジ夕ルオーディオ信号のレベルを基準として非線形処理回路 2 1で生成された高調波成分を含むディジタル信号は、図 1に示すように、ディジタル高域通過フィル夕 2 2に入力され、ディジタル高域通過フィル夕 2 2は、入力されるディジ夕ル信号から概ね周波数: f s / 2以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して加算器 2 5に出力する。

また、図 1のディザ信号発生回路 2 3は周波数 0〜p f s / 2の帯域を有し、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有するディジタルオーディオ信号を発生し、すなわち、入力端子 T 1を介して入力されたディジタルオーディオ信号とは無相関に発生させたディザ信号を発生して、ディジ夕ル高域通過フィル夕 2 4に出力する。次いで、ディジタル高域通過フィル夕 2 4は、入力されるディザ信号から概ね周波数 f s / 2以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して加算器 2 5に出力する。

ディザ信号発生回路 2 3は、具体的には、例えば図 6に示すように構成される。図 6において、ディザ信号発生回路 2 3は、複数 N個の擬似雑音系列ノィズ信号発生回路（以下、 P N系列ノイズ信号発生回路という。） 6 0—n ( n = 1 , 2 , ··· , N ) と、加算器 6 1と、 D Cオフセット除去用定数信号発生器 6 3と、減算器 6 4とを備えて構成される。ここで、各 P N系列ノイズ信号発生回路 6 0— nは、互いに独立な初期値を有して、例えば、 M系列ノイズ信号である一様ランダムな振幅レベルを有する擬似ノイズ信号を発生して加算器 6 1に出力する。次いで、加算器 6 1は複数の P N系列ノイズ信号発生回路 6 0 — 1乃至 6 0— Nから出力される複数 N個の擬似ノイズ信号を加算して、加算結果の擬似ノイズ信号を減算器 6 4に出力する。一方、 D Cオフセット除去用定数信号発生器 6 3は、複数 N個の P N系列ノィズ信号発生回路 6 0— 1乃至 6 0 _ Nからの擬似ノィズ信号の時間平均値の和である D Cオフセット除去用定数信号を発生して減算器 6 4に出力する。そして、減算器 6 4は、擬似ノィズ信号の和から DCオフセット除去用定数信号を減算することにより、 DCォフセッ卜の無いディザ信号を発生して出力する。

ここで、各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— n (n=l， 2， ···， N) は、図 7に示すように、 32ビットカウン夕 71と、排他的論理和ゲ一ト 72 と、クロック信号信号発生器 73と、初期値データ発生器 74とを備えて構成される。 32ビットカウン夕 71には、初期値デ一夕発生器 74から各 PN系列ノイズ信号発生回路 60_n毎に互いに異なる初期値が設定された後、クロック信号発生器 73により発生されるクロック信号に基づいて、 32ビット力ゥン夕 71は 1ずつインクリメントするように計数する。 32ビットカウン夕 71の 32ビットのデ一夕（0〜31ビット目のデ一夕を含む。）のうち、最上位ビット（MSB ; 31ビット目）の 1ビットデ一夕と、その 3ビット目の 1ビットデ一夕とは、排他的論理和ゲート 72の入力端子に入力され、クロック信号発生器 73からのクロック信号に基づいて、排他的論理和ゲート 72は排他的論理和の演算結果の 1ビットデータを 32ビットカウン夕 71の最下位ビット（L SB) にセットする。そして、 32ビットカウン夕 71の下位 8ビットのデ一夕は PN系列ノイズ信号として出力される。このように PN系列ノィズ信号発生回路 60— nを構成することにより、各 P N系列ノィズ信号発生回路 60— nから出力される P N系列ノィズ信号は互いに独立した 8ビットの PN系列ノイズ信号となる。

図 7の例では、各 P N系列ノィズ信号発生回路 60— nで互いに独立した 8 ビッ卜の PN系列ノイズ信号を発生するために、上述のように構成しているが、本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい。

(1) 32ビットカウン夕 71から取り出す P N系列ノィズ信号の 8ビットのビット位置を互いに異ならせる。すなわち、 PN系列ノイズ信号発生回路 60 - 1では最下位 8ビットから 8ビットの P N系列ノィズ信号を取り出し、 P N 系列ノイズ信号発生回路 60— 2では最下位 8ビッ卜より直上の 8ビッ卜から P N系列ノィズ信号を取り出し、以下同様にして P N系列ノィズ信号を取り出す。 (2) とって代わって、排他的論理和ゲート 72に入力する 1ビットデ一夕を取り出す 32ビットカウン夕 71のビット位置を各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— nで互いに異ならせる。

(3) もしくは、図 7の例と、上記（1)の変形例と、上記（2) の変形例とのうち少なくとも 2つを組み合わせる。

そして、互いに独立な複数個の PN系列ノイズを加算することにより、図 8, 図 9及び図 10に示すように、振幅レベルに対して確率密度を有する PN 系列ノイズ信号を発生することができる。例えば、 n=lであるときは、概ね、図 8に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホヮイトノイズ信号を発生することができる。また、 n=12であるとき、中心極限定理を用いれば、ガウス分布は分散が 1/12であるため 12個の一様乱数を発生する PN系列ノィズ信号発生回路 60— nからの各 PN系列ノィズ信号を加算することにより、図 10に示すように、概ね、振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノィズ信号を発生することができる。さらに、 n= 3であるとき、図 9に示すように、ガウス分布に近く、ガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するペル分布型（釣り鐘型）ノイズ信号を発生することができる。以上説明したように、図 6及び図 7の回路を構成し、例えば、図 9又は図 10のノイズ信号を発生することにより、小規模の回路で、自然音や楽音信号に近いディザ信号を発生することができる。

図 1に戻り参照すれば、拡張信号発生回路 5の加算器 25は、高域通過フィル夕 22からの帯域制限された高調波成分のディジタル信号と、高域通過フィル夕 24からの帯域制限されたディザ信号とを加算して、加算結果のディジ夕ル信号を 1 /f特性フィル夕 26を介してレベル制御回路 4の乗算器 11に出力する。ここで、 l/f特性フィル夕 26は、図 11に示すように、周波数 0 から f s/2までの帯域 B 1よりも高い、周波数: f s/2から p · f s/2までの帯域 B 2において— 6 dB/o c tの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる 1/f特性の低域通過フィル夕である。ここで、 pはオーバ一サンプリング率で、例えば 2以上概ね 8までの整数である。

なお、 1/f特性フィルタ 26の挿入位置は、図 1の実施形態に限らず、 1 /f特性フィル夕 26を、高域通過フィル夕 22と加算器 25との間に挿入するとともに、高域通過フィル夕 24と加算器 25との間に挿入してもよい。また、 1/f特性フィル夕 26を、高域通過フィル夕 22と加算器 25との間のみに挿入してもよいし、高域通過フィル夕 24と加算器 25との間のみに挿入してもよい。さらに、 1/f特性フィル夕 26に代えて、図 12の減衰特性を有する 1/f ²特性フィル夕を備えてもよい。ここで、 l/f²特性フィル夕 2 6は、図 12に示すように、周波数 0から f s/2までの帯域 B 1よりも高い、周波数 f s/2から p · f s/2までの帯域 B 2において一 12 dB/o c tの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる l/f ²特性の低域通過フィル夕である。

一方、スペクトル解析回路 3は、オーバーサンプリング型低域通過フィル夕 1から出力されるディジ夕ルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号をレベル制御回路 4の乗算器 1 1に出力する。スぺクトル解析回路 3は、例えば、図 4に示すように、 F FT回路 41と、データ選択回路 42と、重み付け加算回路 43とを備えて構成される。ここで、 FFT回路 41は、 FFT演算法を用いて、入力されるディジ夕ルオーディオ信号に対して、高速フ一リエ変換処理を実行することにより、例えば周波数分解能数が 1024であれば 2048 T s毎のデータに基づいて、周波数 s/1024毎の合計 1024個のスぺクトル強度を演算してデータ選択回路 42に出力する。次いで、デ一夕選択回路 42は、入力される周波数： f s/1024毎のスぺクトル強度に基づいて、例えば周波数 f s/4〜f s/2の帯域に該当するスぺクトル強度のデ一夕を選択的に抽出して重み付け加算回路 43に出力する。さらに、重み付け加算回路 43は、抽出されたスぺクトル強度のデータに対して、各データに対して所定の重み付け係数を用いて加算することにより、入力されるディジタルオーディオ信号の周波数 s/4〜f s/2の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算結果のスぺクトル強度を示す信号をレベル制御回路 4の乗算器 1 1に出力する。

そして、レベル制御回路 4は、スペクトル解析回路 3からのスペクトル強度を示す信号に基づいて、 1 / f特性フィルタ 2 6からの帯域制限された高調波成分の信号とディザ信号の加算信号である拡張信号の信号レベルを制御する。ここで、レベル制御回路 4は、図 1に示すように乗算器 1 1により構成され、拡張信号発生回路 5からの拡張信号をスぺクトル強度を示す信号で乗算し、乗算結果の信号を加算器 2に出力する。すなわち、レベル制御回路 4は、入力されたディジ夕ルオーディオ信号の周波数 f s / 4〜： f s / 2におけるスぺクトル強度が大きい場合、 1 / f特性フィル夕 2 6からの信号レベルを大きくする一方、入力されたディジタルオーディオ信号の周波数 f s / 4〜： s / 2におけるスぺクトル強度が小さい場合は 1 / f特性フィル夕 2 6からの信号レベルを小さくするように動作する。

さらに、加算器 2は、オーバ一サンプリング型低域通過フィル夕 1からのデイジ夕ルオーディォ信号と、レベル制御回路 4からの高調波成分のデイジタル信号及びディザ信号の加算信号とを加算して出力端子 T 2を介して出力する。以上説明したように、本発明に係る第 1の好ましい実施形態によれば、入力されたディジ夕ルオーディォ信号が有する帯域以上で楽音信号と同様のスぺクトル構造を有する（すなわち、ディザ信号の発生頻度を略ガウス分布やベル分布にすることで自然音と略相似の発生メカニズムを有する）高調波成分やディザ信号を発生させ、入力されたディジ夕ルオーディォ信号の高域スぺクトル強度に応じてこの発生させた高調波成分のディジタル信号及びディザ信号を入力されたディジ夕ルオーディオ信号に加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディォ帯域が拡張されたディジ夕ルオーディォ信号を発生することができる。

また、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置における信号処理はすべてディジ夕ル信号処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、オーディオ信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。さらに、構成しているフィル夕の精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して、回路規模が大きくなることもなく、製造コス卜の増加につながらない。

なお、本実施形態では、入力されたディジタルオーディオ信号の帯域を制限せずに非線形処理回路 2 1にて高調波成分の信号を発生させたが、予め高域通過フィル夕 2 2と同様の高域通過フィル夕により帯域制限をした信号を非線形処理回路 2 1に入力して高調波成分の信号を発生させてもよい。

また、非線形処理回路 2 1を構成するために、全波整流回路である図 5の絶対値演算回路 5 1を用いたが、本発明はこれに限らず、絶対値演算回路 5 1に代えて、入力されたディジタルオーディオ信号の正の部分のみを出力し、入力されたディジ夕ルオーディオ信号の負の部分をゼロレベルとして出力する半波整流回路を用いてもよい。

第 2の好ましい実施形態

図 1 3は、本発明に係る第 2の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。図 1 3において、図 1において同様のものについては同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。この第 2 の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置は、図 1のオーディォ信号帯域拡張装置に比較して以下の点が異なる。

( 1 ) レベル制御回路 4に代えて、平滑化回路 1 2と乗算器 1 1とを備えたレベル制御回路 4 aを備える。

( 2 ) スぺクトル解析回路 6及びスィツチ 7とをさらに備える。

以下、上記の相違点について詳細に説明する。

図 1 3において、スペクトル解析回路 3から出力される、周波数 f s / 4 ~ f s / 2の所定の帯域のスぺクトル強度を示す信号に対して、包絡線検波処理、時間積分処理、又は低域通過フィル夕処理を実行した後、当該処理後の信号を拡張信号発生回路 5から出力される拡張信号に乗算するすることにより、レベル制御回路 4 aにおけるレベル制御を時間的に緩慢にする。

図 1 4は、図 1 3のスぺクトル解析回路 6の内部構成を示すブロック図である。スペクトル解析回路 6は、図 1 4に示すように、高域通過フィル夕 8 1 と、絶対値演算回路 82と、低域通過フィル夕 83と、減算器 84と、低域通過フィル夕 85と、絶対値演算回路 86と、低域通過フィル夕 87と、判定回路 88とを備えて構成される。

図 14において、図 13のオーバ一サンプリング型低域通過フィル夕 1からの低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号は、高域通過フィル夕 81及び減算器 84に入力される。高域通過フィルタ 81は、低域通過ろ波されたディジ夕ルオーディオ信号から、周波数 f s/4〜f s/ 2の帯域成分のみを通過させるように高域通過ろ波した後、高域通過ろ波後の信号を絶対値演算回路 82及び時間積分を行なう低域通過フィル夕 83に通過させることにより入力されたディジ夕ルオーディオ信号の周波数 f s/4〜f s/2の帯域におけるスぺクトル強度 yahを演算して、スぺクトル強度 yahを示す信号を判定回路 88に出力する。

一方、減算器 84は、オーバーサンプリング型低域通過フィル夕 1からの入力されたディジタルオーディオ信号から、高域通過フィル夕 81からの高域通過ろ波後の信号を減算した後、減算結果の信号を低域通過フィル夕 85に通過させることにより、周波数 0〜f s/4の帯域の成分を抽出する。上記抽出した周波数 0〜f s/4の帯域の成分を絶対値演算回路 86及び時間積分を行なう低域通過フィルタ 87に通過させることにより、入力されたディジ夕ルオーディォ信号の周波数 0〜f s/4の帯域におけるスぺクトル強度 y a 1を演算し、スペクトル強度 y a 1を示す信号を判定回路 88に出力する。

そして、判定回路 1408は、入力されたディジタルオーディオ信号の周波数 0〜： f s/4におけるスぺクトル強度 y a 1と、周波数 s/4〜f s/2 におけるスぺクトル強度 yahを比較して、以下のようにスィツチ 7の切り換えを制御する。

(a) スペクトル強度 y a 1が所定のしきい値レベル以上でかつスペクトル強度 y a hが上記しきい値レベル未満であるとき、もしくは、

(b) スぺクトル強度 y a 1が所定のしきい値レベル未満でかつスぺクトル強度 y a hが所定のしきい値レベル以上であるとき、スィツチ 7を接点 b側に切り換えて、レベル制御回路 4 aからの拡張信号を加算器 2に出力せず、ゼロレベルの信号を加算器 2に出力する。一方、上記

( a ) 及び（b ) 以外のときは、スィッチ 7を接点 a側に切り換えて、レベル制御回路 4 aからの拡張信号を加算器 2に出力する。

すなわち、入力されたディジタルオーディオ信号が、周波数 0〜f s / 4の帯域、並びに、周波数 f s / 4〜： f s / 2の帯域の 2つの帯域においてそれぞれ、所定のしきい値以上のスペクトル強度を有するとき、スイッチ 7を接点 a 側に切り換えて入力されたディジ夕ルオーディオ信号の帯域を拡張する。一方、スぺクトル強度 y a 1が所定のしきい値レベル以上でかつスぺクトル強度 y a hが所定のしきい値レベル未満であれば、周波数 f s /4〜： f s / 2の帯域成分が実質的に存在しないため、帯域拡張する必要がないため、スィッチ 7 を接点 b側に切り換える。また、スぺクトル強度 y a 1が所定のしきい値レべル未満でかつスぺクトル強度 y a hが所定のしきい値レベル以上の場合は、基本波成分がなく高調波成分のみであり、すなわち楽音ではなく高域の単一スぺクトル又は意図的に発生された非楽音であると判断して、スィッチ 7を接点 b 側に切り換える。これにより、単一スペクトル又は非楽音信号を検出したとき、図 1 5に示すように、帯域の拡張をしないようにスィッチ 7を制御している。すなわち、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置から出力されるディジ夕ル信号のスぺクトルは、入力されたディジ夕ル信号の帯域 B 1内の最高帯域のスペクトル 1 0 0で遮断されている。

本実施形態においては、平滑ィ匕回路 1 2を備えたので、スィッチ 7を接点 a 側に切り換えたときに、図 1 6に示すように、入力されたディジタルオーディォ信号に対して、拡張信号発生回路 5からの拡張信号を、スペクトル特性上で滑らかにつながるように加算している。すなわち、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置から出力されるディジタル信号のスペクトルは、入力されたディジ夕ル信号の帯域 B 1内の最高帯域のスぺクトル 1 0 0において帯域 B 2内の最低帯域のスぺクトル 1 0 1と連結された後、帯域 B 2のスぺクトルの傾斜を帯域 B 1内のスぺクトルの傾斜と同じくして連続させている。以上説明したように、本発明に係る第 2の好ましい実施形態によれば、第 1 の好ましい実施形態における作用効果と同様の作用効果を有するとともに、平滑化回路 1 2を備えたので、拡張信号発生回路 5により発生された拡張信号を、入力されたディジタルオーディオ信号の高域のスぺクトル強度に応じて、スぺクトル特性上で入力されたディジタルオーディオ信号と滑らかにつながるように加算することができる。

また、スぺグトル解析回路 6及びスイッチ 7を備えたので、単一のスぺクトルを有する正弦波や、非楽音信号が入力された場合、スィッチ 7を接点 b側に切り換えて拡張信号を加算しないように制御することができ、すなわち、ォ一ディォ帯域の拡張機能を停止させることができるので、信号特性の測定において、信号特性が著しく劣化した測定結果となることを防止できる。

変形例された好ましい実施形態

以上の好ましい実施形態においては、拡張信号発生回路 5において、非線形処理回路 2 1及び高域通過フィル夕 2 2により発生される高調波成分の信号と、ディザ信号発生回路 2 3及び高域通過フィルタ 2 4により発生されるディザ信号とを発生して加算器 2 5により加算して拡張信号としているが、本発明はこれに限らず、拡張信号は、上記高調波成分の信号と、上記ディザ信号とのうちの少なくとも一方を含むようにしてもよい。

以上の好ましい実施形態においては、スぺクトル解析回路 6において 2つの帯域のスペクトル強度を演算して、入力されたディジタルオーディオ信号が単一のスぺクトル又は非楽音信号であるか否かを判断しているが、本発明はこれに限らず、スぺクトル解析回路 6において複数の帯域のスぺクトル強度を演算して、入力されたディジタルオーディオ信号が単一のスぺクトル又は非楽音信号であるか否かを判断してもよい。

以上の好ましい実施形態においては、 l /f特性フィルタ 2 6を備えているが、本発明はこれに限らず、備えてなくてもよい。

以上の好ましい実施形態においては、オーディオ信号帯域拡張装置を、ハードウエアのディジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図 1又は図 1 3の構成を信号処理プログラムで実現して、当該信号処理プログラムを D S P (ディジタル 'シグナル 'プロセッサ）により実行してもよい。

産業上の利用の可能性

以上詳述したように、本発明に係る実施形態によれば、オーバ一サンプリング型低域通過フィル夕 1と、加算器 2と、スペクトル解析回路 3と、レベル制御回路 4と、拡張信号発生回路 5とを備えたオーディオ信号帯域拡張装置をディジタル信号処理回路で構成したので、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することができる。

また、スぺクトル解析回路 3からの入力されたディジタルオーディオ信号の高域のスぺクトル強度に応じて拡張信号の加算レベルを調整し、さらに 1 / f 特性フィル夕 2 6を通過させた拡張信号を用いたので、楽音信号に近い自然の音色を有する拡張信号を加算することができ、音質上の違和感や劣化が無い。さらに、スペクトル解析回路 6及びスィッチ 7を備えたので、正弦波信号が入力されても、信号特性の測定において信号劣化の測定結果が発生しないォーディォ帯域拡張方法及び装置を提供することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 所定の最高周波数を有する第 1の帯域のディジ夕ルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の 2倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルォ一ディォ信号を出力するステップと、

上記処理後のディジ夕ルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算されたスぺクトル強度を示す信号を出力するステップと、上記第 1の帯域よりも高い第 2の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生するステップと、

上記演算されたスべクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するステップと、

上記レベルが制御された拡張信号を、上記処理後のディジ夕ルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力するステップとを含むことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。

2 . 上記拡張信号を発生するステップは、

非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジ夕ルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジ夕ルオーディォ信号の高調波成分のディジ夕ル信号を発生するステップと、

上記高調波成分のディジ夕ル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステツプとを含むことを特徴とする請求項 1記載の方法。

3 . 上記拡張信号を発生するステップは、

上記ディザ信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項 1記載の方法。

4 . 上記拡張信号を発生するステップは、

非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジ夕ルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジ夕ルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生するステップと

上記高調波成分のディジ夕ル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、

上記高域通過ろ波された 2つの信号を加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項 1記載の方法。

5 . 上記レベルを制御するステップの前に、所定の 1 / f特性と 1 / f ²特性とのうちの 1つのフィル夕特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波するステツプをさらに含むことを特徴とする請求項 1乃至 4のうちの 1つに記載の方法。

6 . 上記ディザ信号を発生するステップは、

それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノィズ信号を発生する複数のステツプと、

上記複数の擬似雑音系列ノィズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの 1つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項 3乃至 5のうちの 1つに記載の方法。

7 . 上記処理後のディジ夕ルオーディォ信号のうちの所定の複数の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスぺクトル強度に基づいて上記ディジ夕ルオーディォ信号が単一のスぺクトルであるか否かを判断するステップと、上記ディジ夕ルオーディオ信号が単一のスぺクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスぺクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を出力しないように切り換えるステップとをさらに含むことを特徴とする請求項 1乃至 6記載の方法。

8 . 所定の最高周波数を有する第 1の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の 2倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバ一サンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジ夕ルオーディォ信号を出力するろ波手段と、

上記第 1のスぺクトル解析手段から出力される演算されたスぺクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するレベル制御手段と、上記レベル制御手段によりレベルが制御された拡張信号を、上記ろ波手段から出力されるディジ夕ルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジ夕ルォ —ディォ信号を出力する第 1の加算手段とを備えたことを特徴とするオーディォ信号の帯域を拡張するための装置。

9 . 上記拡張信号発生手段は、

非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジ夕ルオーディォ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記デイジ夕ルオーディォ信号の高調波成分のデイジ夕ル信号を発生する非線形処理手段と、

上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジ夕ル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第 1の高域通過フィル夕とを備えたことを特徴とする請求項 8記載の装置。

1 0 . 上記拡張信号発生手段は、

2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第 2の高域通過フィル夕とを備えたことを特徴とする請求項 8記載の装置。

1 1 . 上記拡張信号発生手段は、

非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディォ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジ夕ルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジ夕ルオーディオ信号の高調波成分のディジ夕ル信号を発生する非線形処理手段と、

上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジ夕ル信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第 1の高域通過フィル夕と、

上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第 2の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第 2 の高域通過フィル夕と、

上記第 1の高域通過フィル夕から出力される信号と、上記第 2の高域通過フィル夕から出力される信号とを加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力する第 2の加算手段とを備えたことを特徴とする請求項 8記載の装置。

1 2 . 所定の 1 /f特性と 1 /f ²特性とのうちの 1つのフィル夕特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波して上記レベル制御手段に出力する低域通過フィル夕をさらに備えたことを特徴とする請求項 8乃至 1 1のうちの 1つに記載の

1 3 . 上記ディザ信号発生手段は、

それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生する複数のノイズ信号発生回路と、

上記各ノィズ発生回路によって発生される複数の擬似雑音系列ノィズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの 1つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力する第 3の加算手段とを備えたことを特徴とする請求項 1 0乃至 1 2 のうちの 1つに記載の装置。

1 4 . 上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号のうちの所定の複数の帯域のスぺクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスぺクトル強度に基づいて上記ディジ夕ルオーディォ信号が単一のスぺクトルであるか否かを判断する第 2のスぺクトル解析手段と、

上記第 2のスぺクトル解析手段により上記ディジ夕ルオーディオ信号が単一のスぺクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を上記第 1の加算手段に出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスぺクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を上記第 1の加算手段に出力しないように切り換える切り換え手段とをさらに備えたことを特徴とする請求項 8乃至 1 3 記載の装置。