WO1997041634A1 - Procede pour regler le courant dans un servomoteur c.a. - Google Patents

Description

明 細 害

A Cサーボモータの電流制御方法

技 術 分 野

本発明は、 N C装置等で制御される工作機械や産業機 械等の機械、 装置やロボッ トの駆動源と して使用される A Cサーボモータの鴛流制御方法に関する。

背 景 技 術

従来から行なわれている A Cサーボモー夕の制御系の 一例を図 1 4 のブロ ッ ク線図を用いて説明する。

位置指令からエ ンコーダ等で検出される位置フ ィ ー ド バッ ク値を減じて位置偏差を求め、 その位置偏差にポジ シ ョ ンゲイ ンを乗じて速度指令を求める （位置制御 1 ) ₍ この求めた速度指令から速度フ ィ ー ドバッ ク値を減じて 速度偏差を求め、 比例、 積分制御等の処理によ って トル ク指令 （電流指令） を求める （速度制御 2 ) 。 さらに、 この求めた トルク指令から鴛流フ ィ ー ドバッ ク値を減じ て 流偏差を求め、 比例、 積分制御等の処理によ って各 相の鼋圧指令を求める （霪流制御 3 ) 。 そ して、 その電 圧指令に基づき P W M制御等を行って A Cサーボモータ 4 を制御する。

3相 A Cサーボモータの場合の制御系における電流ル ープでは、 3相電流を各相ごと別々に制御するのが一般 的である。 そこで、 このように 3相電流を別々に制御す る S流ループ処理を図 1 5 を用いて説明する。

速度制御 2 で求められた トルク指令 （電流指令） に対 して、 エンコーダ等で検出されたサーボモータのロータ 位相 Θ よ り U、 V、 W相に対して電気角でそれぞれ 2 π Ζ 3ずれた正弦波を乗じて各相の S流指令を求める。 そ の求めた電流指令から電流検出器で検出される各相の実 流 I u 、 I v 、 l wを減じて g流偏差を求め、 各相電 流制御器 5 u 、 5 V、 5 wで比例、 積分 （ P I ) 制御等 を行なって各相の指令電圧 E u 、 E v、 E wを電力増幅 器 6 に出力する。 電力増幅器 6 は、 イ ンバータ等で P W M制御を行なって各相の 流 l u 、 l v 、 I wをサ一ボ モー夕 4 に流し駆動する。 この電流制御方式は交流方式 と呼ばれる。

一般に、 A Cサーボモータに供給する g流を大き く す ると、 モータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生す る。 この磁気飽和により、 大きな供給 g流にもかかわら ず トルク定数が低下して所望の トルクを得ることが困難 となるという問理点がある。

ここで、 供袷 ϋ流と トルクとの関係を図 1 6 を用いて 説明する。

モータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生しない 場合には、 供給電流の増加に伴って発生する トルク Τ は トルク定数 k t に従って増加する。 これに対して、 例え ば供給： E流が I q を越えると磁気飽和が発生する場合に は、 モータが発生することができる最大 トルク （図中の 破線） は、 トルク定数 k t によ り定まる トルク値よ り低 下し、 得られる トルクは図中の破線で示す最大 トルク以 下となる。

磁気飽和の補正を従来の交流方式の電流制御で行う と, 定速回転においても高速回転ではよ り大きな位相遅れが 生じる。 交流方式による A Cサーボモータの電流制御で は、 位相の遅れ分と磁気飽和の補正分を分離して制御を 行うことが困難である。

この交流方式の 流制御に対して、 モータの 3相電流 を d — q変換して d相、 q相の 2相に変換して、 界磁の 作る磁束の方向の d相電流 I d を零に制御 し、 それと直 角の方向の q相 g流 I q のみの大きさを制御するように して D Cサーボモータと同 じよ うに制御する方式がある _c この方式は、 電流を直流と して制御するので制御系の位 相遅れの問題が存在しないという点では交流方式よ リ も 改善されるが、 依然と して磁気飽和の問題は残り、 電流 指令が大き く なると磁気飽和の影響を受け、 出力 トルク が低下する。

発 明 の 開 示

本発明の目的は、 A Cサーボモータに大きな電流を供 給した場合の磁気飽和の影響を抑制 して トルクの低下を 低減する、 A Cサーボモータの電流制御方法を提供する ことにある。

上記目的を達成するため、 本発明による A Cサーボモ 一夕の S流制御方法は、 A Cサーボモータの駆動電流と ロータ位相から d — q変換によ って界磁の作る磁束方向 の d相鼋流とそれと直交する q相電流を求めて、 d 相の 電流指令を零と し、 q 相の電流指令を速度ループから出 力される トルク指令と して、 その d 相電流指令と d相電 流とから d相指令電圧を求め、 その q相電流指令と q 相 鼋流とから q相指令電圧を求め、 この d相及び q 相の指 令電圧とから 3 相の電圧に変換し、 この 3相の電圧から モータに供給すべき 3相の鴛流を求めるものであって、 その q相 S流指令の位相をその q相 流指令の大きさに 応じた角度だけ進める。

本発明によれば、 大きな 流を供給した場合の磁気飽 和の影饗を抑制 して、 トルクの低下を低減する A Cサー ボモータの磁気飽和補正方式を提供することができる。

図 面 の 簡 単 な 说 明

図 1 は、 d — q変換の座標系を説明する図である。 図 2 は、 電流制御を d - q 変換 して行なう電流制御部 のブロ ッ ク線図である。

図 3 は、 本発明の A Cサーボモータの電流制御方法を 実施するための一構成例を説明するためのブ ^ ッ ク線図 である。

図 4一 6 は、 モータの d — q座標上での磁束ベク トル を示す図である。

図 7 Aは、 制御上の d - q座標を実際の d - q座標に 対し位相を進めて設定したことを示す図である。

図 7 B は、 制御系による制御を図 7 Aに示した制御上 の d — q座標上で行う ことを説明 している。

図 8 は、 電流指令と位相の進め角 との関係を説明する ための図である。

図 9 は、 電流指令の位相を進めたときの有効磁束 Φ g の推移を表すための図である。

図 1 0 は、 本発明の一実施例のデジタルサーボ系のブ ロ ッ ク図である。

図 1 1 は、 本発明のデジタルサーボ回路のプロセッサ が実施する霑流ループ処理のフ ローチ ヤ一 トである。

図 1 2 は、 従来の A Cサーボモータの制御方式による 回転数と トルクの関係を示すグラフである。

図 1 3 は、 本発明の A Cサーボモータの電流制御方法 による回転数と トルクの関係を示すグラフである。

図 1 4 は、 従来の A Cサーボモータの制御系のブロ ッ ク線図である。

図 1 5 は、 従来の A Cサーボモータの制御系の 3相電 流を各相ごと別々に制御する電流ループ処理の詳細図で ある。

図 1 6 は、 従来の A Cサーボモータの供給蠶流と トル ク との関係を説明するための図である。

発明を実施す る ための最良の形態

本発明による A Cサーボモータの磁気飽和補正方法は, d 一 q 変換を用いてモータの電流制御を直流方式で行う ( そこで、 d - q変換による電流制御について以下に説明 する。

d — q 変換による電流制御方式は、 3相電流を d — q 変換して d相、 q 相の 2相に変換した後にそれぞれの相 を制御する方式である。 d — q 変換において、 d軸は界 磁の作る磁束の方向にとる ことが一般的である。 図 1 に 示すよ うに、 d軸をロータの永久磁石の磁束の向きにと リ、 q 軸をその d軸に直交する向きにとる。

そこで、 この d — q 変換を利用する電流制御ついて説 明する。 次式 （ 1 ) は 3 相同期電動機の回路方程式であ る。

Vu R+sL' ~(1/2)sM' -d/2)sH'

Vv -C1/2)sM' R+sL' -d/2)sH'

Vw - (1/2)sM， -d/2)sM' R+sL'

上記式 （ 1 ) において、 左辺の V u、 V v、 V wはモ 一夕の U、 V、 W相の鼋圧である。 また、 右辺第 1 項の 左側の行列はィ ン ピーダンス行例であリ、 Rは巻線抵抗， L ' は卷線の自己イ ンダク タ ンス、 M ' は相互イ ンダク タ ンスで、 s は微分演算子である。 なお、 I a を漏れィ ンダク タ ンスとすると、 L ' = I a + M ' の関係がある, また、 右辺第 1 項右側の行列は U、 V、 W相の鬵流 l u , I v、 l wのベク トルである。 右辺第 2項の行列は U、 V、 W相の巻線が誘起する起電力 e u、 e v、 e wであ る。

ここで、 下記の式 （ 2 ) で表される 3相交流座標系か ら 2相交流座標系に変換する交換行列 C 1、 及び下記の 式 （ 3 ) で表される 2相交流座標系から回転座標系に変 換する交換行列 C 2 を用いて上記式 （ 1 ) を変換すると いわゆる d — q 変換を行なう以下の式 （ 4 ) が得られる, 1 -1/2 -1/2

c^n r (2)

C ΓΤ/2 -ΓΤ/1 c o s Θ s i n0

C2 =

(3)

-s i ne c o s 0

なお、 上記式 （ 3 ) において、 Θ はロータの電気角 ( u相の巻線を基準に して時計回りの方向にと った界磁 の角度） である。

(4)

ωし

なお上記式 （ 4 ) において、 ωはロータの角速度 （機 械角） 、 φは巻線鎖交磁束数の最大値である。 また、 L = I a + 3 Μ ' Z 2 の関係がある。

上記式 （ 4 ) ょ リ 、 界磁の作る磁束方向の d相電流 I d を 「 0 」 に制御 して、 q相電流 I q についてのみその 大きさを制御するようにすると、 交流サーボモー夕を直 流サーボモータと同じょ うに制御することができる。

ここで、 A Cサーボモータを d — q変換 して制御する ときの従来例を図 2のブロ ッ ク線図で示す。

図 2 に示す A Cサーボモータの制御では、 d 相の電流 指令 I d*を 「 0 」 と し、 q 相の電流指令 I q*を速度ルー プから出力される トルク指令とする。 モータの U、 V、 W相のうちのいずれか二つの相 （例えば、 U、 V相） の 実電流 l u、 Ι ν 及びロータ位置検出器で検出された口 一夕の位相 Θ を用いて、 3 相電流から 2相電流へ変換す る手段 9 で d 相、 q相の？ g流 l d、 l q を求める。

それから、 d相、 q相の電流指令 I ( = 0 ) 、 I ( = トルク指令） から変換手段 9 の出力である d相、 q 相の電流 l d、 l q を減じて d 相、 q相の電流偏差 （一 I d ； I q*- I q ) をそれぞれ求め、 d相、 q 相の電流 制御器 5 d、 5 q に入力する。 電流制御器 5 d、 5 q は それぞれ従来と同様に して比例、 積分制御を行って d相 指令 圧 V d、 及び q 相指令 圧 V q を出力する。 2 相 鼋圧から 3相 SS圧に変換する手段 8 はこれら d相指令電 圧 V d 及び q相指令電圧 V q を受け取り、 U、 V、 W相 の指令 S圧 V u、 V v、 V wを出力する。 電力増幅器 6 は指令電圧 V u、 V v、 V wを受け取って U、 V、 W相 の電流 l u、 l v、 I wをサーボモータ 4 に出力する。 サーボモータ 4のイ ンバータ等は U、 V、 W相に対して g流 I u、 l v、 I wを流してサーボモータの制御を行 なう。

上記式 （ 2 ) 及び式 （ 3 ) の変換行列 C 1、 C 2 と、 さ らに、 3相の g圧、 ϊ§流の合計が 「 0 」 である関係、 すなわち、 V u + V v + V w = 0、 I u + I + I w = 0 の関係から、 3相電圧 V u、 V v、 V wと 2相電圧 V d、 V q と関係は下記の式 （ 5 ) のとおり に、 また、 3 相電流 l u l v I wと 2相電流 I d q との関係 は下記の式 （ 6 ) のとおり になる。

Vu Vd

Vv =C1^T C2

Vw Vq

cose -s i ne

Γ /3 cos (Θ-271/3) s i n (0 - 2πΖ3)

(5)

cos (θ + π/3) cose

(6) そこで、 図 2の 3相一 2相変換器 9 は、 上記式 （ 6 ) の演算を行って、 3相電流 l u l v I wのう ちの 2 つ （図 2 の例では I u I v ) から 2相電流の I d I q を求めて d q相の鼋流フ ィ ー ドバッ ク値と している < また、 2相一 3相変換器 8 は、 上記式 （ 5 ) の演算を行 つて、 2相蠶圧 V d V q から 3相 ¾g流 V u V v V wを求めている。 こう して、 d - q 変換を利用 してサー ボモータの電流制御を行なう ことができる。

次に、 本発明による A Cサーボモータの電流制御部を 図 3 のブロ ッ ク線図を用いて説明する。

図 3 のプロ ッ ク線図は、 図 2 のブロ ッ ク線図に対して、 トルク指令 I を入力 しその トルク指令値に対応した進 め角 θ ηιをロータ位相を求めるブロ ッ ク 7 に向けて出力 する磁気飽和補正の項 1 0が加わっている。

図 3 に示すブロ ッ ク線図において、 d相の電流指令 I を 「 0 」 と し、 q相の電流指令を速度ループから出力 される トルク指令 I とする。 磁気飽和補正の項 1 0 は、 トルク指令 l q*に応じて進め角 θ πιを求め、 この進め角 θ ηιをロータ位相のブロ ッ ク 7 に与える。 ロータ位相の ブロ ッ ク 7 は、 A Cサーボモータのロータ位置検出器で 検出されたロータの位相 Θ に進め角 e mを加算する （ Θ + Θ m ) ことでロータの位相 Θ を補正する。 そ して、 3 相— 2相変換器 9 は 3相電流 l u、 l v、 l wのうちの 2 つ （図 3 の例では I u、 I V ) と この位相補正された 位相角 （ Θ + Θ ΓΠ ) を入力 し、 それらの値から d 相、 q 相の ig流 l d、 l q を d — q変換によ り求めて出力する _c d相電流制御器 5 d には d相指令電流 I ( = 0 ) か ら d相の電流 I d を減じた値が入力され、 また、 q相電 流制御器 5 q には q相指令 流 （ トルク指令 I ) から q 相の 流 I q を減じた値が入力され、 以後図 2 の場合 と同様に電流制御が行われる。

次に、 本発明による磁気飽和補正について図 4、 5、 6 を参照して説明する。

図 4、 5、 6 は、 モータの d — q 座標上での磁束べク トルを示す図であり、 図 1 と同様に□一夕の永久磁石の 磁束 （主磁束 Φ Μ ) の方向を d軸と し、 有効電流 I q に よ って発生する磁束 M ， l q の方向を q軸と している。 なお、 d軸と q軸は互いに直交する軸である。

ロータ側の主磁束 Φ Μ のべク トルと、 有効 ¾流 I q に よ って発生するステ一夕側磁束 Μ · l q のベク トルとを 合成すると、 その合成された磁束のベク トルは トルクを 形成ための有効磁束 <P g となる。 また、 このとき発生す る トルク Tは有効磁束（D g と有効電流 I q の外積によ つ て求められる。 すなわち、

Φ g = Φ M + M · I q

T = Φ g x I q

… ( 7 ) 上の （ 7 ) 式よ り、 トルク Tの絶対値は、 図 4 におい て一辺をベク トル（D g と しもう一辺を q軸上の I q とす る三角形の面穑 S となる。

ここで、 図 4 に示すように、 q相電流を I q から I q ' に増加させた場合を考える。 すると、 ス テ一夕側磁束 は M · I q ' になり、 その結果、 有効磁束は Φ g' ( = Φ M + M - I q ' ) となって、 発生 トルクは丁 ' はその 絶対値が図 4 において一辺をべク トル Φ g' と しもう一 辺を q軸上の I q ' とする三角形の面積 S ' となる。 図 4 において、 面積 S ' は面積 S よ り も大である。 このよ うに q 相電流を増加すると発生する トルク T は 大き く なる。 し力、し、 q 相電流をさ らに増加すると、 有 効磁束は Φ g がさ らに増えてモータ内部の磁気回路にお いて磁気飽和が発生して しまう。 このよう に、 有効磁束 は Φ g が磁気飽和領域に入って しま う と、 q 相電流 I q をさらに増加させてもその増加分に比例 して有効磁束 Φ g は増加 しな く なる。 したがつて、 発生 トルク Tの増加 分も少な く なる。

図 5 の磁束べク トル図において、 縦線によるハツ チ ン グ部分は磁気飽和領域を模式的に示している。 図 5 にお いて、 増加した q 相電流 I qlによ って形成される磁束 Φ g ( = Φ M + Μ · I ql ) は磁気飽和領域内に入っている _c その結果、 磁気飽和によ って実際に形成される磁束は Φ g よ り も小さな Φ gsとなる。 したがって、 磁気飽和の影 響を受けて実際に発生する トルクは、 図 5 において、 一 辺をべク トル gsと しもう一辺を q軸上の I qlとする三 角形の面穑 S 1 である。 これがも し磁気飽和の影響を受 けないとすると、 図 5 において、 一辺をベク トル D g と しもう一辺を q 軸上の I qlとする三角形の面積 S 1 + S 2 となる （ S 2 は増加分） 。 すなわち、 q 相電流 I q1に よる有効磁束 D g が磁気飽和領域に入って しま う ため、 実際に発生する トルクは磁気飽和領域に入らないと した ときの トルクの S I / ( S 1 + S 2 ) に減少することに なる。

そこで、 本発明の磁気飽和補正では、 q 相電流 l q の 位相を進めることによ って磁束 g が磁気飽和領域内に 進入しないよう制御し、 トルク分の減少を抑えることを 特徴とする。 この方法を図 6 を参照 して以下に説明する _c 図 6 の磁束べク トル図において、 q軸方向の q相電流 I qlとその q相電流 I qlによ って形成される磁束 Φ gsは、 図 5 に示されたとおりのものである。 磁束（D gsは磁気飽 和領域に達している。

そこで、 この q相電流 I qlの位相を、 その絶対値を変 えずに、 角度 Θ だけ進める。 すなわち、 図 6 に I ql( e ) で示される q相電流を供給する。 すると、 この進相 した q相鬵流 I ql( e )によ って形成される磁束 gs(e ) ( = Φ M + M - I ql ( Θ )) は磁気飽和領域内に進入するまで には至らない。 したがって、 q相電流を Θ だけ位相を進 めたときは、 その電流値をまだ増加させ得る余裕がある ことがわかる。

その結果、 q相電流 I q1( e )によ って形成される磁束 Φ gs( Θ )が磁気飽和領域に入る直前までその q 相電流

I ql(e )の値を増加させると、 発生する トルク Tは図 5 における面積 S 1 (—辺を I ql(e )と し他の一辺を（D gs ( Θ )とする三角形の面積） に対して四辺形の面稹 S 3 に 相当する分だけ増加させることができる。

この図 6 における四辺形の面積 S 3 、 すなわち、 q 相 鼋流を進相させたことによ り得られる トルク増加分は、 一般に図 5 の面積よ り も小さいけれども、 トルクの増加 には役に立つ。 q相 g流の位相進めの制御は、 実際にはエンコーダに よ って検出される ロータ位相を進めることによ って、 制 御上の d — q座標を実際の d ― q座標よ リ進めることに よ り行う ことができる。 制御系からみた制御態様は通常 の制御と同様であって、 ロータ位相のブロ ッ ク 7 (図 3 参照） から出力される位相のみが異なることになる。

そこで、 制御上の d - q 座標と実際の d — q座標との 関係を図 7 A及び図 7 Bを用いて説明する。

図 7 Aは、 制御上の d - q座標を実際の d — q座標に 対して Θ mだけ位相を進めて設定したことを示している _c さ らに図 了 B は、 制御系による制御を図 了 Aに示した制 御上の d — q座標上で行う ことを説明している。 この制 御上の d - q座標の q軸方向に q相電流を流すことによ つて磁気飽和補正を行う ことができる。 したがって、 制 御系からみた場合には、 通常の制御と変わらないことに なる。

次に、 本発明の磁気飽和補正における位相の進め角 Θ mについて、 図 8 を参照して説明する。

図 8 は、 鴛流指令 I q *に対応して進め角 Θ mを設定す る方法の一例を锐明している。

図 8 において、 電流指令 I q *が設定した値 I b 以内の 場合には進め角 θ πιを 0 ° と し、 流指令 が設定し た値 I b を越えた場合には進め角を電流指令 I q *に比例 させて増加させている。 図 8 に示す進め角 Θ Ι は、 以下 の式 （ 8 ) によ り表される。 abs( I q* ) > I bのとき ；

Θ m = k · ( abs( I q* ) - l b ) · s i gn( I ) _N abs( I qネ） < I b のとき ：

Θ m = 0 ··· ( 8 ) なお、 1 9*は。 相指令 流、 l bは磁気飽和領域に入り 始める電流指令の大きさを指定する電流値であ り、 k は 比例定数、 abs は絶対値、 signは符号を表 している。 こ こで、 比例定数 k は磁気飽和係数であり、 モータ每に異 なる磁気飽和特性に応じて決定するものであり、 実験に よ り定めることができる。

したがって、 電流指令 I が小さ く この電流指令の大 きさでは発生する磁束が磁気飽和領域に入らない場合に は、 磁気飽和補正を行う必要がないため、 進め角 Θ ΓΠを 0 ° と して電流指令 I q*を位相制御することな く モータ 制御を行う。 これに対して、 電流指令 I q*が大き く な り この電流指令によ って発生する磁束が磁気飽和領域に入 る場合には、 磁気飽和補正を行う必要が生 じるため、 進 め角 θ ηιを磁気飽和の程度に応じて位相を進める制御を 行う。 この磁気飽和の程度に応じた位相進めは、 電流指 令 I が磁気飽和領域に入り は じめる電流指令の大きさ l b を越えた程度 （ I q* — l b) に応じて設定すること がる。

次に位相進みと有効磁束との関係を図 9 を参照して説 明する。

図 9 において、 べク 卜ノレ a、 b、 c、 d、 e、 f 、 g は、 電流指令 I q *と進め角 Θ mとの関係を図 8 における 点 a、 b、 c、 d、 e、 f 、 g に設定したときに形成さ れる有効磁束 Φ g を表している。 例えば、 電流指令 I が I b よ り小さな I a の場合 （符号 a ) には、 発生する 磁束は磁気飽和領域に達 していないため、 進め角 Θ mは 0 ⁰ に設定して位相進めを行う ことなく 電流制御を行う g流指令 I q *が増加して l b に達した場合 （符号 b ) に は、 発生する磁束は磁気飽和領域に達する。 したがって、 この磁気飽和領域に達するまでの鸳流指令 I に対して は、 進め角 Θ mは 0 ° に設定して位相進めを行う ことな く 電流制御を行う。

さらに電流指令 I q *が増加して I b を越えた場合には、 発生する磁束は磁気飽和領域内に入るためこのままでは 発生する トルクが抑えられることになる。 そこで、 電流 指令 I q *が増加 して I b を越えた時点から進め角 Θ mを 増加させ、 発生する磁束が図中の c 〜 g に示す順に磁気 飽和領域の境界に接近した状態を維持したまま位相が進 むように制御を行う。 これによ つて、 磁気飽和領域内へ の磁束の進入を抑制して発生する トルクを増加させるこ とができる。 なお、 q 相電流の位相を進めることに伴つ て d相の？ S流分が発生する。 この 相 流分は、 熱等の 損失分と して消费される。

次に本発明の実施例を適用 したサーボモータ制御系を 図 1 0 のブロ ッ ク図を参照 して説明する。 ただし、 その 構成は従来のデジタルサーボ制御を行なう装置と同一の 構成であるため、 概略的に示している。

図 1 0 において、 参照番号の 2 0 はコ ンピュータを内 蔵した数値制御装置 （ C N C ) 、 2 1 は共有メ モ リ、 2 2 はプロセッサ （ C P U；) 、 R O M, R A M等を有する デジタルサーボ回路、 2 3 は ト ラ ンジスタイ ンバー夕等 の電力増幅器、 Mは A Cサーボモータ、 2 4 は A Cサー ボモータ Mの回転とともにパルスを発生するエンコーダ, 2 5 はロータ位相を検出するための□一夕位置検出器で ある。

上記デジタルサーボ回路 2 2 のプロセ ッサが所定周期 毎に実施する鼋流ループ制御処理を図 1 1 のフ ローチ ヤ 一 卜を用いて説明する。

デジタルサーボ回路 2 2 のプロセ ッサは、 数値制御装 置 （ C N C ) から指令された位置指令 （も し く は速度指 令） を共有メ モ リ 2 1 を介して読み取り、 位置ループ処 理、 速度ループ処理を行ない、 トルク指令 （電流指令） を作成し、 該速度ループ処理によ って出力された電流指 令 （ 卜ルク指令） I を読み （ステ ップ S 1 ) 、 さらに ロータ位置検出器 2 5 からロータ位相 Θ とモータ速度 w とを取り込む （ステップ S 2 ) 。

次に、 ロータ位相のブロ ッ クでは、 電流指令 （ トルク 指令） の大きさに応じて、 その位相を進ませる磁気飽和 補正の演算を行う。 この磁気飽和補正演算は、 前記式

( 8 ) を用いた進め角 Θ ΓΠを求める演算であり、 電流指 令の大きさに応じた進め角 Θ ΓΤΙが求められる （ステッ プ S 3 ) o

また、 電流ループでは、 u相、 v 相の電流フ ィ ー ドバ ッ ク l u、 Ι ν の取込みを行い （ステップ S 4 ) 、 ステ ッ プ S 2 で求めたロータ位相 Θ とともに前記式 （ 6 ) の 演算を行って 3相電流の l u、 l v、 l wから 2相電流 の I d、 I q を求めて各相の電流フ ィ ー ドバッ ク とする (ステ ップ S 5 ) 。 そ して、 求めた d相電流 I d をフ ィ 一 ドバッ ク鼋流と し、 d相 ¾g流指令を 「 0 」 と して、 通 常の電流ループ処理 （比例積分制御） を行い d 相指令電 圧 V d を求め、 ステップ S 1 で読み取った電流指令を q 相の電流指令と し、 ステップ S 5 で算出 した q 相の電流 値 I q をフ ィ ー ドバッ ク電流と して鴛流ループ処理を行 つて q相の電圧指令 V q を求める。 ここで使用する q 相 の鼋流値 I q は磁気飽和補正によ って位相進めの制御が 行われた値である （ステ ップ S 6 ) 。

2相— 3相変換器 8 は、 上記式 （ 5 ) の演算によって d — q変換を行って 2相鼋圧 V d、 V q から 3 相電圧 V u、 V v、 V wを求めて電圧指令とする （ステップ S 7 ) < 求めた電圧指令出力は電力増幅器 6 に出力され、 イ ンバ 一夕等で P WM制御を行って、 各相の電流を A Cサーボ モータ 4 に供給し駆動する。

次に、 図 1 2、 図 1 3 を用いて従来の制御方式と本発 明の磁気飽和補正方式との比較を行う。

図 1 2、 図 1 3 は回転数と トルク との関係を示す トル ク特性図であり、 モータの各回転数における最大出力例 を示 している。 図 1 2 は従来の交流方式の制御による ト ルク特性の一例であ り、 図 1 3 は本発明による磁気飽和 補正方式の制御による ト ルク特性の一例である。 本発明 の磁気飽和補正方式によれば、 高速回転における最大 ト ルクを高める ことができ る。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . A Cサーボモータの駆動 ¾g流と ロータ位相から d — q 変換によ って界磁の作る磁束方向の d 相電流とそれ と直交する q 相電流を求めて、 d 相の電流指令を零と し、 q相の電流指令を速度ループから出力される トル ク指令と して、 その d相電流指令と d相電流とから d 相指令電圧を求め、 その q相電流指令と q相電流とか ら q相指令電圧を求め、 この d相及び q 相の指令電圧 とから 3 相の電圧に変換し、 この 3相の電圧からモー 夕に供給すべき 3 相の電流を求める、 A Cサーボモー 夕の電流制御方法において、

上記 q相電流指令の位相をその q相電流指令の大き さに応じた角度だけ進めることを特徴とする、 A Cサ ーボモータの電流制御方法。

2 . エ ン コーダによって検出される ロータ位相を進める ことによ り、 q 相電流指令の位相を進める、 請求の範 囲第 1 項記載の A Cサーボモータの電流制御方法。

3 . q 相 g流指令は、 その値が磁気飽和領域に入らない 大きさであれば、 その位相を進めず、 一方、 その値が 磁気飽和領域に入れば、 磁気飽和領域を越えた値に応 じてその位相を進めるようにした、 請求の範囲第 1 項 記載の A Cサーボモータの電流制御方法。

4 . 3相 A Cサーボモータの少なく とも 2 つ相の実電流 を検出する各相電流検出手段、

上記 A Cサーボモータのロータの位相を検出する位 相検出手段、

上記各相電流検出手段及び上記位相検出手段の出力 を受け取って、 界磁の作る磁束の方向の d相電流及び それと直交する方向の q相電流とを出力する 3相一 2 相変換手段、

d 相電流指令と上記 d相電流との偏差から d相指令 髦圧求め出力する d相電流制御手段、

q 相 g流指令と上記 q 相電流との偏差から q 相指令 鬵圧を求め出力する q相電流制御手段、

上記 d相電流制御手段及び q相電流制御手段からの 出力を受け取り、 A Cサーボモー夕の 3 つの相の霍圧 に変換する 2相一 3相変換手段、

上記 2相 - 3 相変換手段からの出力を受け取り、 A Cサーボモータの 3 つの相に流すべき電流に変換する 電力増幅手段と、

q 相電流指令を受け取り、 q相電流指令値に対応 し た進め角を上記位相検出手段に出力する磁気飽和補正 手段と

からなリ、

上記位相検出手段は、 それが検出 した A Cサーボモ —夕のロータの位相に、 上記磁気飽和補正手段から受 け取った進め角を加算したものを上記 3 相一 2相変換 手段に向けて出力する、

3相 A Cサーボモータ制御装置。