TWI645669B - 功率放大電路 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種功率放大電路，在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性。功率放大電路具備：放大電晶體，輸入信號被供給至基極，並從集電極輸出放大信號；偏置電路，對放大電晶體的基極供給偏置電流或電壓；以及第一電阻元件，連接在放大電晶體的基極與偏置電路之間，偏置電路具備：電壓生成電路；第一電晶體，第一直流電壓被供給至基極，並從發射極供給偏置電流或電壓；第二電晶體，第二直流電壓被供給至基極，發射極與第一電晶體的發射極連接；信號供給電路，設置在放大電晶體的基極與第二電晶體的基極之間，對第二電晶體的基極供給輸入信號；以及阻抗電路，設置在第一電晶體的基極與第二電晶體的基極之間。

Description

功率放大電路
本發明涉及功率放大電路。
在搭載於可攜式電話等移動通信設備的功率放大電路中，一般作為放大器而使用雙極電晶體。雙極電晶體具有如下的熱的正回饋特性，即，當元件的溫度上升時，集電極電流增加，由此溫度進一步上升，從而集電極電流進一步增加。因此，為了抑制由溫度上升造成的集電極電流的增加，例如，已知有在雙極電晶體的基極與基極偏置電壓供給端子之間插入電阻元件(以下，也稱為鎮流電阻。)的結構。在該結構中，藉由鎮流電阻中的電壓降，基極電流的增加被抑制，因此集電極電流的增加也被抑制。
在具備鎮流電阻的結構中，當基極電流隨著輸入信號的功率水準的增大而增加時，鎮流電阻中的電壓降變大，因此基極電壓下降。由此，集電極電流的振幅不跟隨基極電流的振幅，功率增益下降，放大器的線性可能會劣化。為了抑制該線性的劣化，例如，在專利文獻1中公開了在信號輸入端子與基極偏置電壓供給端子之間設置了電容元件的功率放大器。根據該結構，能夠將從信號輸入端子供給的功率傳遞到基極偏置電壓供給端子。因此，可抑制基極電壓的下降，可改善線性。
在先技術文獻
專利文獻
專利文獻1：日本特開2003-324325號公報
但是，在專利文獻1公開的結構中，連接在信號輸入端子與基極偏置電壓供給端子之間的電容元件可能成為從信號輸入端子觀察到的匹配電路的一部分。即，存在該電容元件對放大器的輸入阻抗和該放大器的前段的電路的輸出阻抗的匹配造成影響這樣的問題。
本發明是鑒於這樣的情況而完成的，其目的在於，提供一種在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性的功率放大電路。
為了達成這樣的目的，本發明的一個側面涉及的功率放大電路具備：放大電晶體，輸入信號被供給至基極或柵極，並從集電極或漏極輸出將輸入信號進行了放大的放大信號；偏置電路，對放大電晶體的基極或柵極供給偏置電流或電壓；以及第一電阻元件，串聯連接在放大電晶體的基極或柵極與偏置電路之間，偏置電路具備：電壓生成電路，生成第一直流電壓；第一電晶體，第一直流電壓被供給至基極或柵極，並從發射極或源極經由第一電阻元件對放大電晶體的基極或柵極供給偏置電流或電壓；第二電晶體，第二直流電壓被供給至基極或柵極，發射極或源極與第一電晶體的發射極或源極連接；信號供給電路，設置在放大電晶體的基極或柵極與第二電晶體的基極或柵極之間，且該信號供給電路對第二電晶體的基極或柵極供給輸入信號；以及阻抗電路，設置在第一電晶體的基極或柵極與第二電晶體的基極或柵極之間。
根據本發明，能夠提供一種在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性的功率放大電路。
100A~100D‧‧‧功率放大電路
110A~110C、120‧‧‧偏置電路
200‧‧‧電壓生成電路
Q1~Q6‧‧‧電晶體
C1~C3‧‧‧電容器
R1~R4‧‧‧電阻元件
圖1是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。
圖2A是示出比較例中的輸入功率Pin與電壓Vbias'的關係的樣子的曲線圖。
圖2B是示出比較例中的增益特性的樣子的曲線圖。
圖2C是示出比較例中的輸入功率Pa下的電壓Vbias'的時間變化的樣子的曲線圖。
圖3A是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pin與電壓Vbias的關係的樣子的曲線圖。
圖3B是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路中的增益特性的樣子的曲線圖。
圖3C是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pa下的電壓Vbias的時間變化的樣子的曲線圖。
圖4是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。
圖5是示出本發明的第三實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。
圖6A是示出本發明的第三實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pin與電壓Vbias的關係的樣子的曲線圖。
圖6B是示出本發明的第三實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pb下的電壓Vbias的時間變化的樣子的曲線圖。
圖7是示出本發明的第四實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。
以下，參照圖式對本發明的一個實施方式進行說明。另外，對同一要素標注同一符號，並省略重複的說明。
圖1是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。圖1所示的功率放大電路100A例如搭載於可攜式電話，用於放大發送到基站的無線頻率(RF：Radio Frequency，射頻)信號的功率。功率放大電路100A例如放大2G(第二代移動通信系統)、3G(第三代移動通信系統)、4G(第四代移動通信系統)、5G(第五代移動通信系統)、LTE(Long Term Evolution，長期演進)-FDD(Frequency Division Duplex，頻分雙工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，時分雙工)、LTE-Advanced、LTE-Advanced Pro等通信標準的信號的功率。另外，功率放大電路100A放大的信號的通信標準不限於這些。
功率放大電路100A具備電晶體Q1、偏置電路110A、電容器C1以及電阻元件R1。功率放大電路100A將供給到輸入端子的輸入信號RFin進行放大，並從輸出端子輸出放大信號RFout。以下，對各構成要素進行詳細說明。
電晶體Q1(放大電晶體)，電源電壓被供給至集電極(未圖示)，在基極串聯連接電容器C1，發射極被接地。在電晶體Q1的基極，從功率放大電路100A的外部經由電容器C1供給輸入信號RFin，並從偏置電路110A經由電阻元件R1供給偏置電流或電壓。由此，從電晶體Q1的集電極輸出將輸入信號RFin進行了放大的放大信號RFout。電晶體Q1例如可以根據從偏置電路110A供給的偏置電流或電壓來控制增益。
另外，電晶體Q1可以是並聯連接了複數個單位電晶體(指)的結構(即，多指結構)。
此外，雖電晶體Q1沒有特別限定，但在本說明書中作為是異質 結雙極電晶體(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等雙極電晶體的情形而進行說明。另外，也可以代替雙極電晶體而使用場效應電晶體(FET：Field Effect Transistor)。FET例如有MOSFET(Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效應電晶體)、JFET(Junction Field Effect Transistor，結型場效應電晶體)、MESFET(Metal-semiconductor Field Effect Transistor，金屬半導體場效應電晶體)等。在代替雙極電晶體而使用FET的情況下，只要將集電極、基極、發射極分別改稱為漏極、柵極、源極即可。關於以下說明的其他電晶體，也是同樣的。
偏置電路110A生成偏置電流或電壓，並對電晶體Q1的基極供給偏置電流或電壓。偏置電路110A的結構的詳情將後述。
電容器C1的一端與輸入端子連接，另一端與電晶體Q1的基極連接。電容器C1除去輸入信號RFin的直流分量。
電阻元件R1(第一電阻元件)串聯連接在電晶體Q1的基極與偏置電路110A的輸出之間。具體地，電阻元件R1的一端與電晶體Q1的基極連接，另一端與電晶體Q2、Q3的發射極連接。電阻元件R1是用於抑制電晶體Q1的熱的正回饋的鎮流電阻。即，電晶體Q1具有如下的熱的正回饋特性：當電晶體元件的溫度上升時，集電極電流增加，由此，溫度進一步上升，從而集電極電流進一步增加。因此，例如在並聯連接了複數個單位電晶體的多指結構中，如果不具備電阻元件R1，則集電極電流會集中在一部分的電晶體，有可能引起熱失控而導致破壞。關於這一點，在功率放大電路100A中，藉由具備電阻元件R1，從而當電晶體Q1的基極電流增加時，藉由電阻元件R1中的電壓降，可抑制基極電流的該增加。因此，可抑制電晶體Q1的集電極電流的增加。
接著，對偏置電路110A的結構的詳情進行說明。偏置電路110A例如具備電壓生成電路200、電晶體Q2、Q3、電容器C2以及電阻元件R2。
電壓生成電路200例如包括電阻元件R3、電晶體Q4、Q5以及電容器C3。電阻元件R3在一端從電壓生成電路200的外部供給既定的電流或電壓，另一端與電晶體Q4的集電極連接。電晶體Q4、Q5串聯連接。具體地，電晶體Q4(第四電晶體)的集電極與基極連接(以下，也稱為二極體連接。)，集電極與電阻元件R3的另一端連接，發射極與電晶體Q5的集電極連接。電晶體Q5(第五電晶體)被二極體連接，發射極被接地。電容器C3的一端與電晶體Q4的基極連接，另一端被接地。電容器C3交流地將電晶體Q2的基極電壓接地。
藉由上述的結構，在電壓生成電路200中，在電晶體Q4的集電極生成既定位準的電壓V1(第一直流電壓)(例如，2.8V左右)。另外，也可以代替電晶體Q4、Q5而使用二極體元件。
電晶體Q2(第一電晶體)中，電源電壓Vbatt被供給至集電極，電壓V1被供給至基極，發射極與電阻元件R1的另一端連接。電晶體Q2經由電阻元件R1對電晶體Q1的基極供給偏置電流或電壓。另外，將電晶體Q2的發射極電壓設為電壓Vbias。
電阻元件R2(第二電阻元件)的一端與電晶體Q2的基極連接，另一端與電晶體Q3的基極連接。電阻元件R2將與供給到一端的電壓V1相應的電壓V2(第二直流電壓)從另一端輸出，並作為偏置電壓供給到電晶體Q3的基極。另外，電壓V2例如是低於電壓V1的電壓。藉由電阻元件R2的電阻值的調整，能夠調整電晶體Q3的偏置電壓。另外，電阻元件R2是阻抗電路的一個具體例。
電容器C2串聯連接在電晶體Q1的基極與電晶體Q3的基極之間。具體地，電容器C2的一端連接於輸入端子與電容器C1的一端的連接點，另一端連接於電晶體Q3的基極以及電阻元件R2的另一端。電容器C2除去輸入信 號RFin的直流分量，並對交流分量進行檢波而供給到電晶體Q3的基極。另外，電容器C2是信號供給電路的一個具體例。此外，電容器C2的一端也可以連接於電容器C1的另一端與電阻元件R1的一端的連接點。
電晶體Q3(第二電晶體)中，電源電壓Vbatt被供給至集電極，與電壓V1相應的電壓V2(第二直流電壓)被供給至基極，發射極與電晶體Q2的發射極連接。此外，在電晶體Q3的基極，經由電容器C2供給輸入信號RFin的交流分量。由此，電晶體Q3被電壓V2偏置，將對輸入信號RFin進行了放大的信號輸出到電晶體Q2的發射極。另外，藉由供給到電晶體Q3的偏置電壓的調整，電晶體Q3例如能夠被偏置為，在輸入信號RFin的功率水準比較小的情況下成為截止，在輸入信號RFin的功率水準比較大的情況下成為導通。
接著，邊參照圖2A~圖2C以及圖3A~圖3C邊對電容器C2、電阻元件R2以及電晶體Q3的功能進行說明。另外，在以下的說明中，比較例是指，與圖1所示的功率放大電路100A相比不具備電容器C2、電阻元件R2以及電晶體Q3的結構。此外，為了便於說明，對於比較例中的構成要素，使用與在功率放大電路100A中對應的構成要素的元件符號同樣的元件符號。
圖2A是示出比較例中的輸入功率Pin與電壓Vbias'的關係的樣子的曲線圖，圖2B是示出比較例中的增益特性的樣子的曲線圖，圖2C是示出比較例中的輸入功率Pa下的電壓Vbias'的時間變化的樣子的曲線圖。此外，圖3A是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pin與電壓Vbias的關係的樣子的曲線圖，圖3B是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路中的增益特性的樣子的曲線圖，圖3C是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pa下的電壓Vbias的時間變化的樣子的曲線圖。另外，比較例中的電壓Vbias'是指相當於功率放大電路100A中的電壓Vbias的電壓。
如圖2A所示，當輸入功率超過既定的水準時，比較例中的電壓 Vbias'急劇下降。這是因為，伴隨著電晶體Q1的基極電流的增加，產生電阻元件R1中的電壓降，從而電晶體Q1的基極電壓下降。因此，集電極電流的振幅不跟隨基極電流的振幅，如圖2B所示那樣產生功率增益的下降(以下，也稱為增益壓縮。)，從而線性劣化。
此外，圖2C示出輸入功率的水準比較大的情況(圖2B所示的輸入功率Pa)下的電壓Vbias'的波形。輸入信號經由電阻元件R1傳輸到電晶體Q2的發射極，因此電壓Vbias'成為振幅波形。在此，當根據輸入信號的信號振幅而電晶體Q2的發射極電壓下降時，電晶體Q2成為導通狀態。然後，在電晶體Q2為導通狀態的期間(時間t1)，電壓Vbias'的波形維持在既定的值。具體地，電壓Vbias'維持在從電晶體Q2的基極電壓(V1)減去電晶體Q2的基極-發射極間電壓(Vbe2)的值(V1-Vbe2)。
另一方面，在功率放大電路100A中，由電容器C2檢波後的輸入信號供給到電晶體Q3，在電晶體Q3中該輸入信號被放大並輸出到電晶體Q2的發射極。由此，尤其在輸入信號的功率水準比較大的情況下，電晶體Q2的發射極的電壓振幅與比較例相比變大(參照圖2C以及圖3C)。因此，在功率放大電路100A中，與比較例相比，電晶體Q2為導通狀態的時間(即，電壓Vbias維持在既定的值(V1-Vbe2)的時間)t2變長(t1<t2)。由此，電壓Vbias的平均值Vbias_ave變得高於比較例中的電壓Vbias'的平均值Vbias'_ave。因此，如圖3A所示，在功率放大電路100A中，與比較例相比，可抑制輸入功率Pin的功率水準比較大的區域中的電壓Vbias的下降、以及電晶體Q1的基極電壓的下降。即，功率放大電路100A如圖3B所示那樣可抑制增益壓縮，從而功率增益的線性得以提高。
返回到圖1，對從輸入端子觀察到的偏置電路110A側的阻抗進行說明。例如，像專利文獻1所公開的那樣，在不具備電晶體Q3以及電阻元件 R2的結構中，由於電容器C2的影響，會產生輸入端子與電晶體Q1的阻抗的不匹配，可能導致功率附加效率的下降、功率增益的下降。此外，例如，在功率放大電路由兩級放大器構成、且電晶體Q1為後段的放大器的情況下，可能產生級間的阻抗的不匹配。另一方面，在功率放大電路100A中，在從輸入端子觀察到的電容器C2的前面連接電晶體Q3的基極以及電阻元件R2。在此，電晶體的基極的阻抗一般比較高。因此，在功率放大電路100A中，與專利文獻1所公開的結構相比，相對於從輸入端子觀察到的電容器C1側的阻抗的、電容器C2側的阻抗變高。由此，能夠抑制電容器C2對放大器和該放大器的前段的電路的阻抗匹配造成的影響。即，功率放大電路100A能夠在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性。
圖4是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。另外，對於與功率放大電路100A相同的要素標注相同的元件符號並省略說明。此外，在第二實施方式中，省略關於與第一實施方式共同的事項的記述，僅對不同點進行說明。特別是，對於同樣的結構所帶來的同樣的作用效果，將不在每個實施方式中依次提及。
如圖4所示，與功率放大電路100A相比，功率放大電路100B代替偏置電路110A而具備偏置電路110B。具體地，偏置電路110B與偏置電路110A相比還具備電阻元件R4。
電阻元件R4(第三電阻元件)與電容器C2串聯連接。藉由電阻元件R4的電阻值的調整，能夠調整電容器C2中的輸入信號RFin的檢波位準。
藉由這樣的結構，功率放大電路100B也能夠與功率放大電路100A同樣地，在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性。
圖5是示出本發明的第三實施方式涉及的功率放大電路的結構例 的圖。另外，對於與功率放大電路100A相同的要素標注相同的元件符號，並省略說明。
如圖5所示，與功率放大電路100A相比，功率放大電路100C代替偏置電路110A而具備偏置電路110C。具體地，偏置電路110C與偏置電路110A相比還具備電晶體Q6。
電晶體Q6(第三電晶體)被二極體連接，集電極與電晶體Q2、Q3的發射極連接，發射極與電晶體Q5的基極連接。即，電晶體Q5的基極-發射極間電壓Vbe5(第三直流電壓)被供給至電晶體Q6的發射極。邊參照圖6A以及圖6B邊對電晶體Q6的功能進行說明。
圖6A是示出本發明的第三實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pin與電壓Vbias的關係的樣子的曲線圖，圖6B是示出本發明的第三實施方式涉及的功率放大電路中的輸入功率Pb下的電壓Vbias的時間變化的樣子的曲線圖。另外，輸入功率Pb是指，輸入信號RFin的功率水準比較大且例如電晶體Q1以飽和狀態進行動作的情況下的輸入功率。
如圖6B所示，在功率放大電路100C中，除了電晶體Q2的導通以及截止的切換以外，電晶體Q6的導通以及截止也切換。即，當根據輸入信號的信號振幅而電晶體Q6的集電極電壓上升時，電晶體Q6成為導通狀態。然後，在電晶體Q6為導通狀態的期間(時間t3)，電壓Vbias的波形維持在既定的值。具體地，電壓Vbias維持在將電晶體Q5的基極-發射極間電壓(Vbe5)和電晶體Q6的基極-發射極間電壓(Vbe6)相加的值(Vbe5+Vbe6)。
像這樣，在功率放大電路100C中，當電壓Vbias下降時，電晶體Q2成為導通，當上升時，電晶體Q6成為導通。由此，在電晶體Q1以飽和狀態動作的情況下，與不具備電晶體Q6的結構相比，電壓Vbias的平均值下降(參照圖6B以及圖3C)。在此，在功率放大電路100A中，如圖3A所示，在飽和狀 態下，電壓Vbias過度上升，且功率增益的線性得以提高，另一方面，功率附加效率可能會下降。關於這一點，在功率放大電路100C中，如圖6A所示，可抑制飽和狀態下的電壓Vbias的過度上升，能夠提高功率附加效率。
藉由這樣的結構，功率放大電路100C也能夠與功率放大電路100A同樣地，在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性。此外，功率放大電路100C藉由具備電晶體Q6，從而與功率放大電路100A、100B相比，能夠在輸入信號的功率水準比較高的區域中提高功率附加效率。
另外，也可以代替電晶體Q6而使用二極體元件。
此外，功率放大電路100C也可以如功率放大電路100B所示那樣還具備電阻元件R4。
圖7是示出本發明的第四實施方式涉及的功率放大電路的結構例的圖。另外，對於與功率放大電路100A相同的要素標注相同的元件符號，並省略說明。
如圖7所示，功率放大電路100D與功率放大電路100A相比，放大器被多級連接。具體地，功率放大電路100D具備初段(驅動級)的放大器和輸出級(功率級)的放大器。
初段的結構與後段的結構相比，代替偏置電路110A而具備偏置電路120。另外，對於初段的構成要素，在對應的後段的構成要素的元件符號標注尾碼“a”，並省略說明。
偏置電路120與偏置電路110A相比不具備電晶體Q3、電容器C2以及電阻元件R2。即，在初段的放大器中，從電晶體Q2a的發射極經由電阻元件R1a向電晶體Q1a的基極供給偏置電流或電壓。另外，在偏置電路120中，電壓Vbias_a的平均值有可能會根據輸入信號RFin的功率水準的增大而下降。但 是，因為初段與後段相比被放大的信號的功率水準小，所以影響小。
藉由這樣的結構，功率放大電路100D也能夠與功率放大電路100A同樣地，在對前段的放大器的輸出阻抗和後段的放大器的輸入阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性。
另外，如圖7所示，在放大器被多級連接的結構中，上述的偏置電路120與偏置電路110A~110C的組合沒有特別限定。例如，可以對初段的放大器應用偏置電路110A~110C中的任一個，並對後段的放大器應用偏置電路120，或者也可以對初段以及後段雙方的放大器應用偏置電路110A~110C中的任一個。
此外，被多級連接的放大器的段數不限於兩段，也可以是3段以上。
以上，對本發明的例示性的實施方式進行了說明。在功率放大電路100A~100D中，偏置電路110A~110C具備：電晶體Q2，對電晶體Q1的基極供給偏置電流或電壓；電晶體Q3，將由信號供給電路(例如，電容器C2)供給的輸入信號RFin進行放大並輸出到電晶體Q2的發射極；以及阻抗電路(例如，電阻元件R2)，連接在電晶體Q2、Q3的基極間。由此，可抑制電壓Vbias的下降，能夠提高功率增益的線性。此外，從輸入端子觀察到的電容器C2側的阻抗變高，因此可抑制電容器C2對放大器和該放大器的前段的電路的阻抗匹配造成的影響。因此，與專利文獻1所公開的結構相比，功率放大電路100A~100D能夠在對放大器和前段的電路的阻抗進行匹配的同時提高功率增益的線性。
此外，如圖1等所示，阻抗電路能夠由電阻元件構成。另外，阻抗電路的結構不限於此。
此外，如圖1等所示，信號供給電路能夠由電容器構成。另外， 信號供給電路的結構不限於此。
此外，功率放大電路100B還具備與電容器C2串聯連接的電阻元件R4。因此，藉由電阻元件R4的電阻值的調整，能夠調整電容器C2中的輸入信號RFin的檢波位準。
此外，功率放大電路100C還具備電晶體Q6，電晶體Q6被二極體連接，且集電極與電晶體Q2、Q3的發射極連接。由此，與不具備電晶體Q6的結構相比，電壓Vbias的平均值下降。因此，功率放大電路100C可抑制電壓Vbias的過度上升，能夠提高功率附加效率。
此外，如圖5所示，電晶體Q6的發射極也可以與電壓生成電路200的電晶體Q5的基極連接。另外，電晶體Q6的結構不限於此。
以上說明過的各實施方式用於使本發明容易理解，而非用於對本發明進行限定解釋。本發明能夠在不脫離其主旨的情況下進行變更或改良，並且本發明也包含其等價物。即，只要具備本發明的特徵，則由本領域技術人員對各實施方式適當施加了設計變更的實施方式也包含於本發明的範圍。例如，各實施方式具備的各要素及其配置、材料、條件、形狀、尺寸等並非限定於例示的內容，能夠適當地進行變更。此外，只要技術上可能，各實施方式具備的各要素就能夠進行組合，將它們進行了組合的實施方式也是只要包含本發明的特徵，則包含於本發明的範圍。

Claims (8)

  1. 一種功率放大電路，具備：放大電晶體，輸入信號被供給至基極或柵極，並從集電極或漏極輸出將前述輸入信號進行了放大的放大信號；偏置電路，對前述放大電晶體的基極或柵極供給偏置電流或電壓；以及第一電阻元件，串聯連接在前述放大電晶體的基極或柵極與前述偏置電路之間，前述偏置電路具備：電壓生成電路，生成第一直流電壓；第一電晶體，前述第一直流電壓被供給至基極或柵極，並從發射極或源極經由前述第一電阻元件對前述放大電晶體的基極或柵極供給前述偏置電流或電壓；第二電晶體，第二直流電壓被供給至基極或柵極，發射極或源極與前述第一電晶體的發射極或源極連接；信號供給電路，設置在前述放大電晶體的基極或柵極與前述第二電晶體的基極或柵極之間，且該信號供給電路對前述第二電晶體的基極或柵極供給前述輸入信號；以及阻抗電路，設置在前述第一電晶體的基極或柵極與前述第二電晶體的基極或柵極之間。
  2. 如請求項1所述之功率放大電路，其中，前述阻抗電路包括：第二電阻元件，一端與前述第一電晶體的基極或柵極連接，另一端與前述第二電晶體的基極或柵極連接，從前述第二電阻元件的前述另一端輸出前述第二直流電壓。
  3. 如請求項1所述之功率放大電路，其中，前述信號供給電路包括：電容器，串聯連接在前述放大電晶體的基極或柵極與前述第二電晶體的基極或柵極之間。
  4. 如請求項2所述之功率放大電路，其中，前述信號供給電路包括：電容器，串聯連接在前述放大電晶體的基極或柵極與前述第二電晶體的基極或柵極之間。
  5. 如請求項3所述之功率放大電路，其中，前述信號供給電路進而包括：第三電阻元件，與前述電容器串聯連接。
  6. 如請求項4所述之功率放大電路，其中，前述信號供給電路進而包括：第三電阻元件，與前述電容器串聯連接。
  7. 如請求項1至6中之任一項所述之功率放大電路，其中，前述偏置電路進而具備第三電晶體，在前述第三電晶體中，集電極或漏極與基極或柵極連接，集電極或漏極與前述第一電晶體以及前述第二電晶體的發射極或源極連接，第三直流電壓被供給至發射極或源極。
  8. 如請求項7所述之功率放大電路，其中，前述電壓生成電路進而具備串聯連接的第四電晶體以及第五電晶體，在前述第四電晶體中，集電極或漏極與基極或柵極連接，從集電極或漏極輸出前述第一直流電壓，在前述第五電晶體中，集電極或漏極與基極或柵極連接，發射極或源極被接地，前述第三電晶體的發射極或源極與前述第五電晶體的基極或柵極連接。
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Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018142833A (ja) 2017-02-27 2018-09-13 株式会社村田製作所 電力増幅回路
EP3731922B1 (en) 2017-10-23 2024-02-21 DataFeel Inc. Communication devices, methods, and systems
CN111049484B (zh) * 2018-10-12 2023-03-28 株式会社村田制作所 功率放大电路
JP2020065224A (ja) * 2018-10-19 2020-04-23 株式会社村田製作所 電力増幅回路
CN111106805B (zh) * 2018-10-26 2023-06-13 株式会社村田制作所 功率放大模块
JP7024703B2 (ja) * 2018-12-28 2022-02-24 株式会社村田製作所 電力増幅回路及び電子機器
JP6922883B2 (ja) * 2018-12-28 2021-08-18 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP7419656B2 (ja) * 2019-02-05 2024-01-23 株式会社村田製作所 電流制御回路及び電力増幅回路
JP2020155974A (ja) 2019-03-20 2020-09-24 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP2020161859A (ja) 2019-03-25 2020-10-01 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP2020188292A (ja) * 2019-05-09 2020-11-19 株式会社村田製作所 電力増幅回路及びバイアス制御回路
JP2020195034A (ja) * 2019-05-27 2020-12-03 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP2021013142A (ja) * 2019-07-09 2021-02-04 株式会社村田製作所 電力増幅回路
CN110768630B (zh) * 2019-09-26 2023-05-26 广州慧智微电子股份有限公司 一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路
JP2021069089A (ja) * 2019-10-28 2021-04-30 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール及び電力増幅方法
RU2741055C1 (ru) * 2020-09-02 2021-01-22 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования «Донской государственный технический университет» (ДГТУ) Операционный усилитель с «плавающим» входным дифференциальным каскадом на комплементарных полевых транзисторах с управляющим p-n переходом
KR20240083855A (ko) 2020-10-30 2024-06-12 데이터필 인코포레이티드 웨어러블 데이터 통신 장치, 키트, 방법, 및 시스템

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1830137A (zh) * 2003-08-08 2006-09-06 斯盖沃克斯瑟路申斯公司 大功率放大器的温度不敏感型偏压电路
US20080231368A1 (en) * 2007-03-23 2008-09-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Wireless frequency power amplifier, semiconductor device, and wireless frequency power amplification method
US20100194481A1 (en) * 2009-02-03 2010-08-05 Renesas Technology Corp. Rf power amplifier and rf power module using the same
US8981849B2 (en) * 2012-12-14 2015-03-17 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Bias circuit and power amplifier with dual-power mode
US20150180427A1 (en) * 2012-11-30 2015-06-25 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification circuit and power amplification module
US20160079927A1 (en) * 2013-06-19 2016-03-17 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power amplifier
US20170019081A1 (en) * 2015-07-15 2017-01-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification module

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002045253A1 (fr) * 2000-12-01 2002-06-06 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Amplificateur haute fréquence
JP4287116B2 (ja) 2002-02-27 2009-07-01 シャープ株式会社 電力増幅器
KR100663450B1 (ko) * 2003-05-19 2007-01-02 삼성전자주식회사 집적 가능한 전압조정 초고주파 전력 증폭기
JP4155326B2 (ja) 2004-11-29 2008-09-24 株式会社村田製作所 半導体装置および電力増幅器
DE112005002800B4 (de) 2004-11-29 2012-06-06 Murata Manufacturing Co., Ltd. Hochfrequenzschaltung und Leistungsverstärker mit derselben
KR20100040513A (ko) * 2008-10-10 2010-04-20 베렉스주식회사 Ｒｆｉｃ 전력증폭기의 바이어스 인가회로
KR101761946B1 (ko) 2012-11-19 2017-08-04 삼성전기주식회사 전력 증폭기
US9825616B2 (en) * 2013-03-15 2017-11-21 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Circuit for reducing slope magnitude during increasing and decreasing voltage transitions
US9496830B1 (en) * 2013-12-03 2016-11-15 Qorvo Us, Inc. Threshold voltage-tracking bias circuit for radio frequency power amplifier
US9634619B2 (en) * 2014-05-28 2017-04-25 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier bias circuit having parallel emitter follower
US9632522B2 (en) * 2015-04-15 2017-04-25 Skyworks Solutions, Inc. Current mirror bias circuit with voltage adjustment
JP2016213557A (ja) * 2015-04-30 2016-12-15 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
CN205320038U (zh) * 2016-01-26 2016-06-15 广东工业大学 一种具有最优匹配的堆叠的射频功率放大器
CN106452377B (zh) * 2016-09-29 2019-02-12 锐迪科微电子（上海）有限公司 一种自适应补偿的射频功率放大器
JP2018142833A (ja) * 2017-02-27 2018-09-13 株式会社村田製作所 電力増幅回路

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1830137A (zh) * 2003-08-08 2006-09-06 斯盖沃克斯瑟路申斯公司 大功率放大器的温度不敏感型偏压电路
US20080231368A1 (en) * 2007-03-23 2008-09-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Wireless frequency power amplifier, semiconductor device, and wireless frequency power amplification method
US20100194481A1 (en) * 2009-02-03 2010-08-05 Renesas Technology Corp. Rf power amplifier and rf power module using the same
US20150180427A1 (en) * 2012-11-30 2015-06-25 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification circuit and power amplification module
US8981849B2 (en) * 2012-12-14 2015-03-17 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Bias circuit and power amplifier with dual-power mode
US20160079927A1 (en) * 2013-06-19 2016-03-17 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power amplifier
US20170019081A1 (en) * 2015-07-15 2017-01-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification module

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Publication number Publication date
US10291187B2 (en) 2019-05-14
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