TWI427907B - And the current mode switching regulator - Google Patents

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Description

加算器及電流模式型交換調整器
本發明是關於使用直流之輸入電源而根據輸出電壓及輸出電流的檢出值來控制輸出電壓的電流模式交換調整器，以及用於該電流模式交換調整器的加算器。
圖6所示之結構的電路被用來作為電流模式降壓型交換調整器(例如，參照專利文獻1)。
在該電路，藉由開關107導通，電流會從電源流至線圈108，而輸入電壓Vi累積在線圈108同時累積在輸出電容器112來作為電能(亦即，電荷)。又，藉由開關107關斷，累積在輸出電容器112的電能會經由負載而被放電。
因此，圖6的電流模式降壓型交換調整器可將藉由輸出電容器112使對線圈108所累積的電能平均化(積分)之電壓供給至負載。
誤差放大器101係：其反相輸入端子被輸入以電阻110及電阻111將輸出電壓分壓的檢出電壓，非反相輸入端子被輸入從基準電壓源100所輸出的基準電壓Vref，將上述檢出電壓和基準電壓Vref的差放大，並將放大之結果當作檢出放大電壓而輸出至比較器105的反相輸入端子。
I/V電路121檢出流至線圈108的電流，而產生對應 於該電流之電壓，並朝加算器103的一邊之輸入端子輸出。
I/V電路122檢出流至負載的電流，而產生對應於該電流之電壓，並朝加算器103的另一邊之輸入端子輸出。
加算器103將分別從一邊之輸入端子及另一邊之輸入端子所輸入的電壓相加，並以雙方相加的結果作為補償電壓，而朝比較器105的非反相輸入端子輸出。
亦即，上述補償電壓是使用串聯至負載或線圈108的檢出器來檢出流至各元件的電流，將與流至負載或線圈108之電流的電流值成比例之值轉換成電壓值，並藉由加算器103加以相加而成。
比較器105在反相輸入端子被輸入上述檢出放大電壓，在非反相輸入端子被輸入補償電壓，並將檢出放大電壓及補償電壓做比較，而將比較結果當作控制信號，輸出至SR鎖存器106的重置端子R。因此，隨著輸出電壓變高，誤差放大器101輸出的檢出放大電壓上升，而比較器105會在檢出放大電壓超過補償電壓的情況，使控制信號從H位準朝L位準變化。又，比較器105會在檢出放大電壓變成比補償電壓還低的情況，使控制信號從L位準朝H位準變化。
因此，SR鎖存器106係在設定端子被從振盪器104輸入固定週期之時脈信號，一旦被設定便使切換信號為H位準，而一旦H位準之控制信號被輸入，便將輸出重置，使切換信號成為L位準。開關107在所輸入的切換信號為 H位準的狀態下導通，在L位準的狀態下關斷。
[專利文獻1]特開2002-281742號公報
如上所述，電流模式降壓型交換調整器係根據輸出電壓和輸出電流雙方的回授資訊來產生輸出電壓，所以控制了控制開關107的導通/關斷狀態之切換信號的工作(duty)。
然而，於習知例，在加算器103及產生輸入至該加算器103之補償斜波的斜率補償電路102是由CMOS所形成的情況，由於臨限電壓之偏差，各電路之放大器的增益會偏差，且每個晶片上的補償斜波及加算器102之特性相異，而交換調整器的特性係相對於設計值而變得不同。
因此，在習知上，為了抑制上述增益的偏差，並將對應於補償斜波的電壓之電流和對應於流至線圈108的電流之感測電壓相加，而產生經斜率補償之感測電壓，係使用雙極電晶體或圖7(專利文獻1)所示之雙極CMOS(雙極電晶體和CMOS的混合)來構成加算器103。
然而，在以雙極電晶體或雙極CMOS形成包含加算器103之各電路的情況，與CMOS相比，製程會變得繁雜，且有無法微小化而不能縮小晶片尺寸這樣的缺點。
本發明是鑑於這樣的情形所作成，故其目的為提供：可整體以CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor)所形成，且與習知例相比，可簡化製程而縮小晶片尺寸之加算器。
本發明之加算器，是將所輸入的複數之電壓VI轉換，將所得到的電流相加，並IV轉換而輸出作為相加結果的加算器(於實施形態為：在電流模式型交換調整器，用於將對應於流至線圈之線圈電流的電流值之感測電壓和用於斜率補償的補償斜波形之電壓相加的加算器)，其特徵為：具有：第一VI轉換器，係流動對應於第一輸入電壓之電壓值的第一電流；第二VI轉換器，係流動對應於第二輸入電壓之電壓值的第二電流；及電流相加電阻，其一端共同連接至前述第一及第二VI轉換器的輸出端子，另一端接地，且是以電阻值可調整的方式所構成，前述第一VI轉換器及第二VI轉換器是由下列所構成：前級VI轉換器(在本實施形態為前級VI轉換器61或前級VI轉換器63)，係產生基準電流；後級VI轉換器(在本實施形態為後級VI轉換器62或後級VI轉換器64)，係產生對應於輸入電壓的電流；第一電流鏡電路(在本實施形態為第一或第三電流鏡電路)，其基準側的第一端子連接前述前級VI反相器，對應於第一端子(在實施形態為N通道電晶體M4或M24的汲極)之電流流動的第一輸出端子連接後級VI反相器；及第二電流鏡電路(在本實施形態為第二或第四電流鏡電路)，其基準側的第二端子(在實施 形態為N通道電晶體M7或M27的汲極)連接前述第一輸出端子，並可對應於流至該第二端子的電流而調整流自第二輸出端子的電流之比，以及藉由前述第一及第二電流流動，將產生於前述電流相加電阻的一端之電壓輸出作為第一輸入電壓和第二輸入電壓的相加結果之相加電壓。
本發明之加算器的特徵為：具有檢出電路，其檢出前述第一VI轉換器及第二VI轉換器之任一者的前述第二端子之電壓。
本發明之加算器的特徵為：在前述第一VI轉換器及第二VI轉換器，前述前級VI轉換器是由下列所構成：第一P通道電晶體(在本實施形態為P通道電晶體M3)，其源極連接第一定電流源，閘極及汲極接地；及第一N通道電晶體(在本實施形態為N通道電晶體M4)，其閘極連接至該第一P通道電晶體的源極，源極經由電阻而接地，前述後級VI反相器是由下列所構成：第二P通道電晶體(在本實施形態為P通道電晶體M6)，其源極連接第二定電流源，閘極被施加前述輸入電壓，汲極接地；及第二N通道電晶體(在本實施形態為N通道電晶體M7)，其閘極連接至該第二P通道電晶體的源極，源極經由電阻而接地，第一電流鏡電路是由下列所構成：第三P通道電晶體(在本實施形態為P通道電晶體M5)，其源極連接至電源，閘極和汲極連接至前述第一N通道電晶體的汲極；及第四P通道電晶體(在本實施形態為P通道電晶體M8)，其源極連接至電源，閘極連接至前述第三P通道 電晶體的閘極，汲極連接至前述第二N通道電晶體的汲極，前述第二電流鏡電路是由下列所構成：第五P通道電晶體(在本實施形態為P通道電晶體M9)，其源極連接至電源，閘極和汲極連接至前述第二N通道電晶體的汲極；及第六P通道電晶體(在本實施形態為P通道電晶體M10)，其源極連接至電源，閘極連接至前述第五P通道電晶體的閘極，汲極連接至前述調整電阻的一端，且電流量可調整。
本發明之加算器的特徵為：前述檢出電路是由第七P通道電晶體所構成，該第七P通道電晶體的源極連接至電源，閘極連接至前述第六P通道電晶體的閘極，源極經由電阻而接地。
本發明之電流模式型交換調整器的特徵為：具有：斜率補償電路，係輸出斜率補償的補償斜波形；電流檢出電路，係檢出供給至負載的電流，而產生對應於該電流的感測電壓；加算器，係將前述補償斜波形的電壓和感測電壓相加，而產生經斜率校正的補償感測電壓；及輸出電壓控制電路，係根據該補償感測電壓，進行輸出電壓之控制，並使用上述任一者所記載之加算器來作為前述加算器。
藉由採用以上說明之結構，根據本發明，構成第一VI轉換器及第二VI轉換器之前級VI轉換器、後級VI轉換器、第一電流鏡電路、第二電流鏡電路的各電晶體，在 因製程之臨限電壓的偏差而使所輸出之相加結果偏差的情況，於調整電阻及/或可調整之第二電流鏡電路，藉由進行電流量之調整，可抑制臨限電壓所致之偏差，且不需如習知以雙極電晶體或雙極CMOS來構成，而可將全體電晶體形成為CMOS結構，使電流模式型交換調整器半導體裝置的製程簡化，且可縮小晶片尺寸，而可能使製造成本下降。
因此，根據本發明，藉由使用上述加算器，可以無晶片間之偏差的方式，將對應於流至線圈之電流的感測電壓和補償斜波形的電壓相加，而可以低價構成能夠以高速且高準確度輸出對應於負載之輸出電壓的電流模式型交換調整器。
以下將參照圖面來說明使用根據本發明之一實施形態的電流檢出電路5之電流模式降壓型交換調整器用半導體裝置1。圖1是顯示根據同實施形態的電壓降下型交換調整器之結構例的方塊圖。本願發明之最具特色的結構是：為了產生抑制從輸出端子Pout所輸出之輸出電壓Vout的電壓，而將補償斜波之電壓和電流感測電路5輸出之感測電壓相加的加算器7，將就其細節加以詳述。
於該圖，本實施形態之電流模式降壓型交換調整器是由電流模式降壓型交換調整器用半導體裝置1、用於電壓轉換(於本實施形態為降壓)的線圈L、和使從該線圈L 所輸出之電壓平滑的平滑用之電容器C2所構成，且藉由P通道型MOS電晶體(以下稱為P通道電晶體)M1導通，而N通道型MOS電晶體(以下稱為N通道電晶體)M2關斷，電流係經由端子Pin從電源D1經由輸出端子(CONT端子)流至線圈L，而電源D1的電壓，也就是輸入電壓Vin係累積在線圈L作為電能(亦即，電荷)。又，藉由P通道電晶體M1關斷，而N通道電晶體M2導通，累積在線圈L的電能係被放電。電源D1的輸出端子和接地點之間連接有電容器C1。
P通道電晶體M1的源極連接至端子Pin，亦即源極經由端子Pin朝電源D1連接，而N通道電晶體M2的源極連接至端子Ps，亦即經由端子Ps而接地。其他的過電壓保護電路13、誤差放大器3、斜率補償電路4、電流感測電路5、PWM比較器6、加算器7、振盪器8、PWM控制電路9及OR電路12之各電路係經由端子Pin與電源D1連接，而經由端子Ps與接地點連接。
因此，在對線圈L累積電能期間和放電期間，電流模式降壓型交換調整器可調整從輸出端子Pout對負載所輸出的輸出電壓Vout，並將由線圈L和電容器C2所平均化(積分)的輸出電壓Vout供給至負載。
P通道電晶體M1的汲極連接(串聯)至N通道電晶體M2的汲極和端子CONT，而線圈L的一端連接至該端子CONT，另一端連接至負載(亦即，輸出端子Pout)。又，P通道電晶體M1的閘極連接至PWM控制電路9的端 子QB，N通道電晶體M2的閘極連接至PWM控制電路9的端子Q。
誤差放大器3係在反相端子被輸入由電阻R1及電阻R2(串聯之分壓電路)而將身為電容器C2和線圈L之連接點的輸出端子的電壓，亦即是輸出電壓Vout作分壓之分壓電壓，在非反相端子被輸入基準電源D2輸出之基準電壓Vref，並將上述分壓電壓和基準電壓Vref之差放大，而將放大之結果當作檢出電壓輸出至PWM比較器6的反相輸入端子。又，在輸入輸出電壓Vout的端子FD和電阻R1及電阻R2的連接點之間，安插有對於電阻R1及電阻R2的連接點對輸出電壓的變化進行相位控制用的電容器C3。
在此，關於交換調整器輸出之輸出電壓Vout，供給至負載的電壓之目標值，也就是目標電壓係被設定當作連接至誤差放大器3的基準電壓源D2之基準電壓Vref。亦即，在本實施形態，目標電壓的定義表示被設定當作對輸出電壓之負載施加的控制目標之電壓。於誤差放大器3，基準電壓係已如所述，是與藉由分壓電路而將輸出電壓加以分壓後的分壓電壓作比較之電壓，且設定為輸出電壓與目標電壓-致時的分壓電壓。因此，在以該分壓電路將輸出電壓分壓的分壓電壓超過上述基準電壓的情況，輸出電壓係超過目標電壓。
斜率補償電路4係與振盪器8振盪之時脈信號的頻率之週期T同步地，產生鋸齒狀的補償斜波(隨後說明之依 斜度m依序線性變化的電壓波形)，並朝加算器7的輸入端子a輸出。
電流感測電路5係檢出流至線圈L的電流之電流值，亦即檢出對應於負載電容之變動的電流變動，產生感測電壓(對應於流至線圈的電流值)S1，並朝加算器7的輸入端子b輸出。該感測電壓是藉由上述斜率補償電路4輸出之補償斜波的電壓加以斜率補償(校正)。
在此，由於輸出電壓Vout會對應於流至線圈L的電流之變化而變化，故藉由對斜率補償之補償斜波的電壓值，求得對應於流至線圈L的電流之電流變化的感測電壓，而如後述，對應於補償斜波進行回授，來實行高準確度之控制。
亦即，使其對應於流至線圈L的電流，而進行使P通道電晶體M1導通之期間的調整。因此，對應於流至線圈L的電流之感測電壓係由補償斜波的電壓加以斜率補償，且由流至線圈L的電流(1次資訊)來決定輸出電壓，所以，對於負載變動之控制的響應速度會變為高速。
加算器7係如上所述，藉由將斜率補償電路4輸出之補償斜波的電壓值(被輸入至輸入端子a)和從電流感測電路5所輸出之感測電壓(被輸入至輸入端子b)相加，並依補償斜波將對應於流至線圈L的電流之感測電壓加以斜率補償而朝PWM比較器6的非反相輸入端子輸出。
PWM比較器6將從誤差放大器3所輸出的檢出電壓和從加算器7所輸入之經上述斜率補償的感測電壓之電壓 值做比較，如圖2所示，在補償斜波之電壓值超過檢出電壓的情況，將PWM控制信號輸出作為H位準之脈衝。
振盪器8根據預先設定之週期T，週期性地輸出時脈信號(H位準之脈衝)。
PWM控制電路9係如圖2所示，與時脈信號的上升邊緣同步地，經由輸出端子QB將L位準之電壓施加至P通道電晶體M1的閘極而使其成為導通狀態，並經由輸出端子Q將L位準之電壓施加至N通道電晶體M2的閘極而使其成為關斷狀態。
又，PWM控制電路9係與PWM控制信號(H位準之脈衝)的上升邊緣同步地，經由輸出端子QB將H位準之電壓施加至P通道電晶體M1的閘極而使其成為關斷狀態，並經由輸出端子Q將H位準之電壓施加至N通道電晶體M2的閘極而使其成為導通狀態。
過電壓保護電路2係在非反相輸入端子被輸入分壓電壓，在反相輸入端子被輸入基準電壓Vref，且在輸出電壓超過預先設定之電壓，亦即對應於該輸出電壓之分壓電壓超過基準電壓Vref的情況，將N通道電晶體M35導通，而為了負載保護及半導體元件1的保護，使輸出電壓Vout下降。
作為上述斜率補償，於電流模式交換調整器，在流至線圈的電流以連續模式以連續50%以上之工作週期(duty cycle)作動的情況，已知會有產生以切換頻率之整數倍的週期引起振盪，亦即次諧波振盪一事。在此，流至線圈的 電流之上升斜率是由輸入電壓Vin和線圈L的電感值所決定，又，流至線圈的電流之下降斜率是由連接至輸出端子的負載之能量消耗所決定。
即使在相同週期，P通道電晶體M1和N通道電晶體M2之切換的導通/關斷之工作仍多偏差，如圖3所示，一旦使流至線圈的電流IL從偏移了ΔIo之點開始，在下一個週期便會變成ΔIo1<ΔIo2，而初始電流值漸漸增加，故為了在任一週期皆進行穩定之動作，而導致引起次諧波振盪。
相反地，在控制成使偏移電流成為ΔIo1>ΔIo2，亦即開始之電流Io漸漸變小的情況，變化會漸漸收歛，而成為穩定動作。
因此，為了以使引起次諧波振盪的線圈電流即使連續地以50%以上的工作週期仍可穩定地作動之方式，而使下一個週期的初始電流減少，上述斜率補償係為必要。
為了進行安定之動作，係使斜率補償的上升線之斜度m成為Δio1>Δio2，一般來說，在電流模式降壓型交換調整器的情況，必須假設為下式所示之斜度m。
m(m2-m1)/2=(2Vout-Vin)/2L
在此，m2是線圈電流的下降斜率之斜度，亦即電流減少率，並以m2=(Vout-Vin)/L
加以表示。
又，m1是線圈電流的上升斜率之斜度，亦即電流増 加率，並以m1=Vin/L
加以表示。
斜率補償電路4係與振盪器8輸出之時脈信號同步地輸出具有上述m之斜度的鋸齒波形狀之斜率補償的補償斜波。
接著，使用圖4來詳細說明根據本發明之實施形態的加算器7。圖4是顯示根據本實施形態的加算器7之結構電路例的概念圖。
加算器7是由P通道電晶體M3、M5、M6、M8、M9、M10、M23、M25、M26、M28、M29、M30、M40，N通道電晶體M4、M7、M24、M27，電阻R11、R12、R21、R22、Ra1、Ra2、Rb，定電流源50、51、52及53所構成。
P通道電晶體M3、N通道電晶體M4及電阻R11構成前級VI轉換器，而P通道電晶體M6、N通道電晶體M7及電阻R12構成後級VI轉換器。在此，電阻R11及R12具有相同的電阻值。
又，P通道電晶體M5及M8構成第一電流鏡電路，而P通道電晶體M9及M10構成第二電流鏡電路。
同樣地，P通道電晶體M23、N通道電晶體M24及電阻R21構成第三次VI轉換器，而P通道電晶體M26、N通道電晶體M27及電阻R22構成第四次VI轉換器。在此，電阻R21及電阻R22為相同之電阻值。
又，P通道電晶體M25及M28構成第三電流鏡電路，而P通道電晶體M29及M30構成第四電流鏡電路。
又，由上述前級VI轉換器61及後級VI轉換器62和第一及第二電流鏡電路構成第一VI轉換器，而由上述前級VI轉換器63及後級VI轉換器64和第三及第四電流鏡電路構成第二VI轉換器。
電阻Ra1和電阻Rb形成調整電阻，而P通道電晶體M40和電阻Ra2構成檢出電路。
P通道電晶體M3的源極經由定電流源50連接至電源(Vin)配線，閘極及源極接地。
N通道電晶體M4的閘極連接至P通道電晶體M3的源極，源極經由電阻R11而接地。
P通道電晶體M5的源極連接至電源配線，閘極和汲極的連接點(基準側)連接至N通道電晶體M4的汲極。
P通道電晶體M8的源極連接至電源配線，閘極連接至P通道電晶體M5的閘極，而汲極成為輸出端子。
P通道電晶體M6的源極經由定電流源51連接至電源配線，閘極連接至輸入端子a，而源極接地。
N通道電晶體M7的閘極連接至P通道電晶體M6的源極，源極經由電阻R12而接地。
P通道電晶體M9的源極連接至電源配線，閘極和汲極的連接點(基準側)連接至N通道電晶體M7的汲極。
P通道電晶體M10的源極連接至電源配線，閘極連接至P通道電晶體M9的閘極，而汲極成為輸出端子。
在此，上述P通道電晶體M10於製造過程係由可使用修改(trimming)技術而任意設定電流電容(變為額定之電流值)的結構所形成。例如，如圖5 (a)所示，P通道電晶體M10係構成為，P通道電晶體M10a、10b、10c及10d之各P通道電晶體為源極共通、閘極共通及汲極共通，且在各個P通道電晶體的汲極和使各汲極共同連接的連接點之間分別設有熔絲H10a、H10b、H10c、H10d。在此，P通道電晶體M10a、10b、10c及10d係分別以1:2:4:8之電流比所形成，並藉由以雷射修改熔絲H10a~H10d來進行電流電容之調整。電晶體並聯之初期的合成電流電容係藉由設定為可調整範圍之中間值而進行廣範圍的調整。藉由該調整，可從P通道電晶體M9之汲極對應於電流而調整流至P通道電晶體M10之汲極的電流之比。亦即，藉由修改調整第二電流鏡電路，而達成吸收前級VI轉換器61及後級VI轉換器62和第一電流鏡電路之各電晶體的偏差。
P通道電晶體M23的源極經由定電流源52而連接電源，閘極及源極接地。
N通道電晶體M24的閘極連接至P通道電晶體M23的源極，源極經由電阻R21而接地。
P通道電晶體M25的源極連接至電源配線，閘極和汲極(基準側)連接至N通道電晶體M24的汲極。
P通道電晶體M28的源極連接至電源配線，閘極連接至P通道電晶體M25的閘極，而汲極成為輸出端子。
P通道電晶體M26的源極經由定電流源53連接至電源配線，閘極連接至輸入端子b，而源極接地。
N通道電晶體M27的閘極連接至P通道電晶體M26的源極，源極經由電阻R22而接地。
P通道電晶體M29的源極連接至電源配線，閘極和汲極(基準側)連接至N通道電晶體M7的汲極。
P通道電晶體M30係成為與上述P通道電晶體M10同樣的結構，其源極連接至電源配線，閘極連接至P通道電晶體M29的閘極，汲極變成輸出端子。
接著，設置電阻Ra1及電阻Rb串聯之電阻電路來作為進行電流相加並將相加結果轉換成電壓的電流相加電路。該電阻電路係相加由上述第一及第二VI轉換器將分別從加算器7之輸入端子a、b所輸入的電壓，亦即感測電壓S1及補償斜波之電壓分別轉換而成之電流，並輸出當作以補償斜波之電壓將感測電壓S1加以斜率補償來作為結果的電壓值。
在此，電阻Ra1的一端共同連接至P通道電晶體M10及M30的汲極(電流鏡電路的輸出端子)，另一端連接至電阻Rb的一端。電阻Rb的一端連接至電阻Ra1，另一端接地，亦即和電阻Ra1串聯，而安插在P通道電晶體M10及M30的汲極和接地點之間。
上述電阻Rb係構成為可藉由修改(trimming)來調整電阻值。舉例來說，如圖5 (b)所示，電阻值2r的電阻Rb1、電阻值r的電阻Rb2、電阻值r/2的電阻Rb3、電 阻值r/4的電阻Rb4、…等複數之電阻係串聯，又，旁通各電阻的熔絲Ha11、Ha12、Ha13及Ha14係分別與各個電阻Rb1、電阻Rb2、電阻Rb3、電阻Rb4、…並聯。在此，電阻Rb1、電阻Rb2、電阻Rb3及、電阻Rb4…係分別以2:1/2:1/4:1/8…之電阻值比所形成，並藉由視需要而以雷射分別修改熔絲Hb1、Hb2、Hb3、Hb4…來進行電阻值之調整。如上所述，電阻串聯之合成電阻值可藉由修改處理之熔絲切斷的組合來調整為任意之電阻值，而進行廣範圍之調整。
檢出電路40是由P通道電晶體M40和具有與上述電阻Ra1之電阻值相同的電阻值之電阻Ra2所形成。
在此，P通道電晶體M40是以和P通道電晶體M10相同的電晶體尺寸、且相同的臨限電壓所形成，其源極連接至電源配線，閘極和P通道電晶體M9的閘極連接，汲極經由上述電阻Ra2而接地。P通道電晶體M40的汲極和電阻Ra2之連接點係連接至測試端子Ptest，而連接至晶片上的測定用銲點(pad)。因此，可藉由測定用銲點來檢出P通道電晶體M9的閘極及汲極之連接點的電壓值，亦即，第二電流鏡電路的基準側之端子的電壓(亦即，施加至第二電流鏡電路之P通道電晶體M9及M10的閘極之電壓值)。
接著，使用圖4來說明該加算器7的動作。因第一VI轉換器和第二VI轉換器為相同之結構，故以下係代表性地說明第一VI轉換器之動作。藉由定電壓源50來設定 第一電流鏡電路的偏壓電壓，而電流值I2之電流係經由N通道電晶體M4而流至電阻R11。流自第一電流鏡電路的輸出端子(亦即，P通道電晶體M8的汲極)之電流和流自第二電流鏡電路的基準側之端子(亦即，P通道電晶體M9的汲極)之電流的合成電流係作為電流值I1而流至N通道電晶體M7。第二電流鏡電路的電壓係根據這些電流值I1及I2所決定。
在此，若令從端子a所輸入的電壓為vi，則流至第一及第二VI轉換器的電流I2及I1電流可由以下所示之式求得。
I1=(vi/r12)+(Vgs1/r12)
I2=(Vgs3/r11)
在此，Vgs3為P通道電晶體M3的閘極-源極間電壓，而Vgs1為P通道電晶體M1的閘極-源極間電壓。又，r12為電阻R12的電阻值，r11為電阻R11的電阻值，且r11=r12。
Iout1=I1-I2=(vi/r12)+(Vgs1/r12)-(Vgs2/r11)
又，由於P通道電晶體M3及M6具有相同的電晶體尺寸及臨限電壓，Vgs1=Vgs2，且r11=r12，故Iout1=(vi/r12)
Iout1是依電阻R12的電阻值r12和輸入電壓vi之比所設定。因此，從第一VI轉換器係輸出感測電壓S1經VI轉換的電流值Iout1之電流。
如同上述說明，從第二VI轉換器係輸出補償斜波之 電壓經VI轉換的電流值Iout2之電流。
然後，分別將從第一VI轉換器及第二VI轉換器所輸出且經VI轉換之電流Iout1、Iout2相加而成的電流值Iout會流至電阻Ra1及電阻Rb，而經電流相加之電壓係經斜率補償而作為感測電壓，朝PWM比較器6的非反相輸入端子輸出。
接著，就P通道電晶體M10的電流電容及電阻Rb的電阻值之調整加以說明。
在本實施形態之情況，為了檢出第一VI轉換器之第二電流鏡電路的電壓，而對端子b施加接地電壓。藉由此，由於Iout2變成「0」，故Iout係僅成為Iout1的成分，並以測定用銲點進行是否輸出對應於電流值Iout1之電壓值的檢出。
此時，檢出電路40的電阻Ra2之電阻值ra2和電阻Ra1之電阻值ra1相同。因此，作調整之使用者將複數之不同電壓施加至端子a，而可根據該施加之電壓和以測定用銲點對應於該電壓所測定之電壓的對應關係，檢出與預先設計過之設計值的差異。
視該檢出結果，從預先設定之對應表取出P通道電晶體M10的電流電容和電阻Rb的電阻值rb之調整值，以成為該值之方式，進行P通道電晶體M10及電阻Rb之修改(trimming)。上述對應表是事先以實驗所測定之物，其顯示：於施加至各端子a的複數之電壓，將施加之電壓和所測定之電壓的對應當作群組，對應於該複數之群組的組 合，以必要之修改處理，亦即雷射切斷之P通道電晶體M10及電阻Rb的熔絲之組合。
又，由於第二VI轉換器於佈局上亦和第一VI轉換器鄰接配置，故為了形成為相同的特性，而對P通道電晶體M30進行和P通道電晶體M10相同的修改。
藉由上述結構，根據本實施形態之加算器7可僅利用CMOS來實現進行感測電壓S1和補償斜波形之電壓相加的結構。因此，本實施形態不需如習知一般，使用雙極電晶體或雙極CMOS，且由於可容易地以平常的CMOS製程來製作，故可混合於邏輯電路，亦能夠微小化，而與習知例相比，可使晶片之製造成本下降。
以下將使用圖1及圖2，說明圖1所示之電流模式型降壓交換調整器的動作，且包含根據本實施形態之加算器7的動作。
於時刻t1，一旦振盪器8將時脈信號輸出作為H位準之脈衝信號，PWM控制電路9便會使輸出端子QB從H位準轉變成L位準，同時使輸出端子Q從H位準轉變成L位準。
因此，P通道電晶體M1變成導通狀態，N通道電晶體M2變成關斷狀態，且因驅動電流從電源D1流至線圈L，使電能累積於線圈L。
此時，斜率補償電路4開始輸出與上述時脈信號同步地以斜度m線性變化(在本實施形態是以斜度m上升)的補償斜波。
又，P通道電晶體M12及P通道電晶體M9係在閘極被輸入L位準之控制信號而變成導通狀態。
又，電流感測電路5檢出流至線圈L的電流，而輸出與該電流值成比例的感測電壓值S1。
接著，加算器7係將輸入至一邊的輸入端子a之補償斜波的電壓值加於從輸入端子b所輸入的上述感測電壓S1，而作為相加結果經斜率補償之感測電壓，對PWM比較器6的反相輸入端子輸出。
亦即，在加算器7，以第一VI轉換器將補償斜率波的電壓轉換成電流值Iout1，以第二VI轉換器將感測電壓S1轉換成電流值Iout2，將以電阻Ra1及Rb將這些電流值Iout1及Iout2相加而成的Iout加以IV轉換後而成之電壓，當作感測電壓S1和補償斜率波之電壓值的相加結果，而朝PWM比較器6的非反相輸入端子輸出。
因此，PWM比較器6係變成比較從誤差放大器3輸入之檢出電壓和將對應於流至線圈L的電流之感測電壓S1依補償斜波加以斜率補償的電壓，而即時回授流至線圈L的電流值，故可輸出控制P通道電晶體M1之導通時間的PWM控制信號。
於時刻t2，一旦PWM比較器6檢出以斜度m線性上升的補償斜波之電壓超過誤差放大器3的輸出電壓，輸出之PWM控制信號的電壓便會從L位準轉變成H位準。
於是，PWM控制電路9係因從PWM比較器6所輸入的PWM控制信號之電壓從L位準變成H位準，而使從輸 出端子QB輸出的電壓從L位準轉變成H位準，並使從輸出端子Q輸出的電壓從L位準轉變成H位準。因此，P通道電晶體M1關斷，另一方面，N通道電晶體M2導通，而累積於線圈L的電能被放電。
接著，於時刻t3，斜率補償電路4變成補償斜波被設定之極大值，而使補償斜波之輸出停止。
因此，一旦補償斜波的電壓變成比誤差放大器3的輸出電壓還低，PWM比較器6便會使輸出之PWM控制信號的電壓從H位準轉變成L位準。
接著，於時刻t4，振盪器8輸出時脈信號，下一個週期開始，而如上所述，重複時刻t1至時刻t4的動作。
根據上述結構，本實施形態的電流模式型交換調整器半導體裝置係藉由使用進行加算器7所示之修改調整的CMOS結構，故即使用於各第一～第四次VI轉換器及第一～第四電流鏡電路之各電晶體的臨限電壓偏差，藉由以檢出用銲點將從檢出電路40輸入之電壓經VI轉換且IV轉換之結果的電壓測定為測定電壓，仍可從該測定檢出電壓檢出臨限電壓所致之增益的差異，故藉由對應於增益之差異的修改來調整P通道電晶體M10、M30的電流電容及電阻Rb的電阻值變為可能，而可以設計時之增益，在正確地得到將輸入電壓相加而成之電壓的狀態下，更改加算器7。
又，在本實施形態，雖根據降壓型的電流模式型交換調整器來說明本發明的加算器，但亦可將本發明的加算器 用於升壓型的電流模式型交換調整器。
1‧‧‧交換調整器用半導體裝置
2‧‧‧過電壓保護電路
3‧‧‧誤差放大器
4‧‧‧斜率補償電路
5‧‧‧電流感測電路
6‧‧‧PWM比較器
7‧‧‧加算器
8‧‧‧振盪器(OSC)
9‧‧‧PWM控制電路
50、51、52、53‧‧‧定電流源
61、63‧‧‧前級VI轉換器
62、64‧‧‧後級VI轉換器
C1、C2、C3‧‧‧電容器
M1、M3、M5、M6、M8、M9、M10、M40、M23、M25、M26、M28、M29、M30‧‧‧P通道電晶體
M2、M4、M7、M24、M27、M35‧‧‧N通道電晶體
R1、R2、Ra1、Ra2、Rb、R11、R12、R21、R22‧‧‧電阻
圖1是顯示使用根據本發明之一實施形態的加算器之電流模式型交換調整器的結構例之概念圖。
圖2是用以說明圖1之電流模式型交換調整器的動作之波形圖。
圖3是用以說明圖1之電流模式型交換調整器的斜率補償動作之波形圖。
圖4是顯示圖1之電流模式型交換調整器的加算器7之結構例的概念圖。
圖5是顯示圖4之P通道電晶體M10(或M30)及電阻Rb的結構例之概念圖。
圖6是顯示習知電流模式型交換調整器的結構之概念圖。
圖7是顯示圖6之加算器的結構之概念圖。
50、51、52、53‧‧‧定電流源
61、63‧‧‧前級VI轉換器
62、64‧‧‧後級VI轉換器
M3、M5、M6、M8、M9、M10、M23、M25、M26、M28、M29、M30、M40‧‧‧P通道電晶體
M4、M7、M24、M27‧‧‧N通道電晶體R11、R12、R21、R22、Ra1、Ra2、Rb‧‧‧定電流源
a、b‧‧‧輸入端子
I1、I2‧‧‧電流值

Claims (5)

  1. 一種加算器，是將所輸入的複數之電壓VI轉換，將所得到的電流相加，並IV轉換而輸出作為相加結果的加算器，其特徵為：具有：第一VI轉換器，係流動對應於第一輸入電壓之電壓值的第一電流；第二VI轉換器，係流動對應於第二輸入電壓之電壓值的第二電流；及電流相加電阻，其一端共同連接至前述第一及第二VI轉換器的輸出端子，另一端接地，且是以電阻值可調整的方式所構成，前述第一VI轉換器及第二VI轉換器是由下列所構成：前級次VI轉換器，係產生基準電流；後級VI轉換器，係產生對應於輸入電壓的電流；第一電流鏡電路，其基準側的第一端子連接前述前級VI反相器，對應於第一端子之電流流動的第一輸出端子連接後級VI反相器；及第二電流鏡電路，其基準側的第二端子連接前述第一輸出端子，並可對應於流至該第二端子的電流而調整流自第二輸出端子的電流之比，以及藉由前述第一及第二電流流動，將產生於前述電流相加電阻的一端之電壓輸出作為第一輸入電壓和第二輸入電 壓的相加結果之相加電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之加算器，其中，更具有檢出電路，其檢出前述第一VI轉換器及第二VI轉換器之任一者的前述第二端子之電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所記載之加算器，其中，在前述第一VI轉換器及第二VI轉換器中，前述前級VI轉換器是由下列所構成：第一P通道電晶體，其源極連接第一定電流源，閘極及汲極接地；及第一N通道電晶體，其閘極連接至該第一P通道電晶體的源極，源極經由電阻而接地，前述後級VI反相器是由下列所構成：第二P通道電晶體，其源極連接第二定電流源，閘極被施加前述輸入電壓，汲極接地；及第二N通道電晶體，其閘極連接至該第二P通道電晶體的源極，源極經由電阻而接地，第一電流鏡電路是由下列所構成：第三P通道電晶體，其源極連接至電源，閘極和汲極連接至前述第一N通道電晶體的汲極；及第四P通道電晶體，其源極連接至電源，閘極連接至前述第三P通道電晶體的閘極，汲極連接至前述第二N通道電晶體的汲極，前述第二電流鏡電路是由下列所構成：第五P通道電晶體，其源極連接至電源，閘極和汲極 連接至前述第二N通道電晶體的汲極；及第六P通道電晶體，其源極連接至電源，閘極連接至前述第五P通道電晶體的閘極，汲極連接至前述調整電阻的一端，且電流量可調整。
  4. 如申請專利範圍第2項所記載之加算器，其中，前述檢出電路是由第七P通道電晶體所構成，該第七P通道電晶體的源極連接至電源，閘極連接至前述第六P通道電晶體的閘極，源極經由電阻而接地。
  5. 一種電流模式型交換調整器，其特徵為：該電流模式型交換調整器具有：斜率補償電路，係輸出斜率補償的補償斜波形；電流檢出電路，係檢出供給至負載的電流，而產生對應於該電流的感測電壓；加算器，係將前述補償斜波形的電壓和感測電壓相加，而產生經斜率校正的補償感測電壓；及輸出電壓控制電路，係根據該補償感測電壓，進行輸出電壓之控制，使用如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所記載之加算器來作為前述加算器。
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