JP2004260876A - 半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができる半導体集積回路を提供する。
【解決手段】スイッチングレギュレータ4の出力電位のレベルを入力電位のレベルにシフトして出力する電位レベルシフト回路10と、電位レベルシフト回路10の出力電位と入力電位との差に基づく積分補償を行う積分回路20と、電位レベルシフト回路10の出力電位と入力電位との差に基づく微分補償を行う微分回路30と、積分回路20の出力電位と微分回路30の出力電位を加算した電位をPWM信号生成回路3に出力する出力回路40とを具備する。
【選択図】 図2
【解決手段】スイッチングレギュレータ4の出力電位のレベルを入力電位のレベルにシフトして出力する電位レベルシフト回路10と、電位レベルシフト回路10の出力電位と入力電位との差に基づく積分補償を行う積分回路20と、電位レベルシフト回路10の出力電位と入力電位との差に基づく微分補償を行う微分回路30と、積分回路20の出力電位と微分回路30の出力電位を加算した電位をPWM信号生成回路3に出力する出力回路40とを具備する。
【選択図】 図2
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータにPWM(Pulse Width Modulation)信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
携帯電話装置等において、所定の電位を安定して出力する電源回路が用いられている。
このような電源回路は、一般に、エラーアンプ、PWM信号生成回路、及び、スイッチングレギュレータを用いて構成されている。
【0003】
従来のエラーアンプは、積分回路を有し、スイッチングレギュレータの出力電位と入力電位の電位差に基づく位相遅れ補償又は積分補償を行っていたため、急激な負荷変動により出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができなかった。
【0004】
ところで、制御工学、特に、PID制御を扱う古典制御と呼ばれている分野においては、一般に、位相進み補償又は微分補償を行うと、制御系の応答を早くすることができ、出力信号を早く収束させることができることが知られている(例えば、非特許文献1及び非特許文献2参照)。
【0005】
【非特許文献1】
伊藤正美著「自動制御概論〔上〕」昭晃堂、昭和58年2月28日、p.197−199
【非特許文献2】
細江繁幸著「システムと制御」オーム社、平成9年3月25日、p.74−77
【0006】
しかしながら、エラーアンプ、PWM信号生成回路、及び、スイッチングレギュレータを有する電源回路においては、位相進み補償又は微分補償は行われていなかった。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータにPWM信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路であって、出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができる半導体集積回路を提供することを第1の目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するため、本発明に係る半導体集積回路は、スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータにPWM(Pulse Width Modulation)信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路であって、スイッチングレギュレータの出力電位のレベルをシフトして出力する第1の回路と、第1の回路の出力電位と所定の電位との差に基づいて積分補償又は位相遅れ補償を行う第2の回路と、第1の回路の出力電位と所定の電位との差に基づいて微分補償又は位相進み補償を行う第3の回路と、第2の回路の出力電位と第3の回路の出力電位を加算した電位を前記PWM信号生成回路に出力する第4の回路とを具備する。
【0009】
ここで、PWM信号生成回路を更に具備することとしても良い。
【0010】
上記の構成によれば、電源回路の出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができる。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
図1に、本発明の一実施形態に係る半導体集積回路を用いた電源回路の構成を示す。図1に示すように、電源回路1は、本発明の一実施形態としてのエラーアンプ2と、PWM(Pulse Width Modulation)信号生成回路3と、同期整流型スイッチングレギュレータ4とを具備しており、入力電位VREFに応じた出力電位VOUTを負荷回路に供給する。
【0012】
同期整流型スイッチングレギュレータ4は、Pチャネル型トランジスタQP1と、Nチャネル型トランジスタQN1と、コイルL1と、コンデンサC1とを具備している。
トランジスタQP1及びQN1は、高電位側の第1の電源電位VINと低電位側の第2の電源電位VSSとの間に直列に接続されている。トランジスタQP1及びQN1の接続点と電源電位VSSとの間には、コイルL1及びコンデンサC1が直列に接続されており、コイルL1及びコンデンサC1の接続点の電位が出力電位VOUTとなる。
【0013】
出力電位VOUTは、エラーアンプ2にフィードバック入力され、エラーアンプ2は、入力電位VREF及び出力電位VOUTに応じた電位VBIASをPWM信号生成回路3に出力する。PWM信号生成回路3は、電位VBIASに応じたパルス幅を有するPWM信号SH及びSLを生成し、トランジスタQP1及びQN1に供給する。PWM信号SH及びSLのパルス幅に応じて、トランジスタQP1及びQN1がオン、オフされ、所望の出力電位VOUTを得ることができる。
【0014】
図2は、本発明の一実施形態としてのエラーアンプ2の回路構成を示す図である。図2に示すように、エラーアンプ2は、電位レベルシフト回路10と、積分回路20と、微分回路30と、出力回路40とを具備する。
電位レベルシフト回路10は、例えば、出力電位VOUTが3.3V程度であり且つ入力電位VREFが1.5V程度である場合に、出力電位VOUTを1.5V程度の電位にシフトするための回路である。図2に示すように、電位レベルシフト回路10は、出力電位VOUTと電源電位VSSとの間に直列に接続された抵抗R1及びR2を具備しており、出力電位VOUTを抵抗分割した電位V10を出力する。
【0015】
積分回路20は、抵抗R3と、コンデンサC2と、オペアンプ21とを具備しており、電位レベルシフト回路10の出力とオペアンプ21の反転入力との間には、抵抗R3が接続され、オペアンプ21の出力と反転入力との間にはコンデンサC2が接続されている。また、オペアンプ21の非反転入力には、入力電位VREFが入力される。その結果、積分回路20は、抵抗R3の抵抗値をR3、コンデンサC2の静電容量をC2とすると、
【数1】
で算出される電位V20を出力する。
【0016】
微分回路20は、コンデンサC3と、抵抗R4と、オペアンプ31とを具備しており、電位レベルシフト回路10の出力とオペアンプ31の反転入力との間には、コンデンサC3が接続され、オペアンプ31の出力と反転入力との間には抵抗R4が接続されている。また、オペアンプ31の非反転入力には、入力電位VREFが入力される。その結果、微分回路30は、コンデンサC3の静電容量をC3、抵抗R4の抵抗値をR4とすると、
【数2】
で算出される電位V30を出力する。
【0017】
出力回路40は、Pチャネル型トランジスタQP2及びQP3と、Nチャネル型トランジスタQN2〜QN4とを具備する。
トランジスタQN2及びQN3は、並列接続されており、トランジスタQN2及びQN3のソースは、低電位側の電源電位VSSに接続されている。トランジスタQN2のゲートは、微分回路30の出力に接続されており、トランジスタQN3のゲートは、積分回路20の出力に接続されている。
【0018】
トランジスタQN2及びQN3のドレインは、トランジスタQP2のドレイン及びゲート並びにトランジスタQP3のゲートに接続されている。トランジスタQP2及びQP3のソースは、高電位側の電源電位VINに接続されている。
トランジスタQP3のドレインは、トランジスタQN4のドレイン及びゲートに接続されており、トランジスタQN4のソースは、低電位側の電源電位VSSに接続されている。
なお、トランジスタQP2及びQP3の電気的特性は等しく、トランジスタQN2〜QN4の電気的特性も等しい。
【0019】
このように構成された結果、トランジスタQN2を流れる電流とトランジスタQN3を流れる電流を加算した電流がトランジスタQP2を流れ、トランジスタQP2を流れる電流と等しい電流がトランジスタQP3及びトランジスタQN4を流れる。従って、積分回路20の出力電位V20と微分回路30の出力電位V30を加算した電位VBIASがPWM信号生成回路3(図1参照)に出力される。
【0020】
このように、本実施形態によれば、エラーアンプ2が、微分回路30を具備し、出力電位VOUTと入力電位VREFとの電位差に対する微分補償を行うので、急激な負荷変動により出力電位VOUTが急激に変動したときであっても、出力電位VOUTを非常に早く収束させることができる。
図3は、電源回路1において急激な負荷変動が生じた場合のシミュレーションを行うことによって得られた出力電位VOUTの変化を示す図である。
【0021】
図4は、微分回路30を具備していない従来の電源回路において急激な負荷変動が生じた場合のシミュレーションを行うことによって得られた出力電位VOUTの変化を示す図である。
図3を図4と比較すると、電源回路1においては、出力電位VOUTが非常に早く収束している。
【図面の簡単な説明】
【図1】本実施形態に係るエラーアンプを用いた電源回路を示す図。
【図2】図1のエラーアンプの回路構成を示す図。
【図3】図1のエラーアンプの出力電位を示す図。
【図4】従来のエラーアンプの出力電位を示す図。
【符号の説明】
1 電源回路、2 エラーアンプ、3 PWM信号生成回路、4 同期整流型スイッチングレギュレータ、10 電位レベルシフト回路、20 積分回路、21 オペアンプ、30 微分回路、31 オペアンプ、40 出力回路、QP1、QP2、… Pチャネル型トランジスタ、QN1、QN2、… Nチャネル型トランジスタ C1、C2、… コンデンサ、R1、R2、… 抵抗、L1 コイル
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータにPWM(Pulse Width Modulation)信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
携帯電話装置等において、所定の電位を安定して出力する電源回路が用いられている。
このような電源回路は、一般に、エラーアンプ、PWM信号生成回路、及び、スイッチングレギュレータを用いて構成されている。
【0003】
従来のエラーアンプは、積分回路を有し、スイッチングレギュレータの出力電位と入力電位の電位差に基づく位相遅れ補償又は積分補償を行っていたため、急激な負荷変動により出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができなかった。
【0004】
ところで、制御工学、特に、PID制御を扱う古典制御と呼ばれている分野においては、一般に、位相進み補償又は微分補償を行うと、制御系の応答を早くすることができ、出力信号を早く収束させることができることが知られている(例えば、非特許文献1及び非特許文献2参照)。
【0005】
【非特許文献1】
伊藤正美著「自動制御概論〔上〕」昭晃堂、昭和58年2月28日、p.197−199
【非特許文献2】
細江繁幸著「システムと制御」オーム社、平成9年3月25日、p.74−77
【0006】
しかしながら、エラーアンプ、PWM信号生成回路、及び、スイッチングレギュレータを有する電源回路においては、位相進み補償又は微分補償は行われていなかった。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータにPWM信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路であって、出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができる半導体集積回路を提供することを第1の目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するため、本発明に係る半導体集積回路は、スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータにPWM(Pulse Width Modulation)信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路であって、スイッチングレギュレータの出力電位のレベルをシフトして出力する第1の回路と、第1の回路の出力電位と所定の電位との差に基づいて積分補償又は位相遅れ補償を行う第2の回路と、第1の回路の出力電位と所定の電位との差に基づいて微分補償又は位相進み補償を行う第3の回路と、第2の回路の出力電位と第3の回路の出力電位を加算した電位を前記PWM信号生成回路に出力する第4の回路とを具備する。
【0009】
ここで、PWM信号生成回路を更に具備することとしても良い。
【0010】
上記の構成によれば、電源回路の出力電位が急激に変動したときに、出力電位を早く収束させることができる。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
図1に、本発明の一実施形態に係る半導体集積回路を用いた電源回路の構成を示す。図1に示すように、電源回路1は、本発明の一実施形態としてのエラーアンプ2と、PWM(Pulse Width Modulation)信号生成回路3と、同期整流型スイッチングレギュレータ4とを具備しており、入力電位VREFに応じた出力電位VOUTを負荷回路に供給する。
【0012】
同期整流型スイッチングレギュレータ4は、Pチャネル型トランジスタQP1と、Nチャネル型トランジスタQN1と、コイルL1と、コンデンサC1とを具備している。
トランジスタQP1及びQN1は、高電位側の第1の電源電位VINと低電位側の第2の電源電位VSSとの間に直列に接続されている。トランジスタQP1及びQN1の接続点と電源電位VSSとの間には、コイルL1及びコンデンサC1が直列に接続されており、コイルL1及びコンデンサC1の接続点の電位が出力電位VOUTとなる。
【0013】
出力電位VOUTは、エラーアンプ2にフィードバック入力され、エラーアンプ2は、入力電位VREF及び出力電位VOUTに応じた電位VBIASをPWM信号生成回路3に出力する。PWM信号生成回路3は、電位VBIASに応じたパルス幅を有するPWM信号SH及びSLを生成し、トランジスタQP1及びQN1に供給する。PWM信号SH及びSLのパルス幅に応じて、トランジスタQP1及びQN1がオン、オフされ、所望の出力電位VOUTを得ることができる。
【0014】
図2は、本発明の一実施形態としてのエラーアンプ2の回路構成を示す図である。図2に示すように、エラーアンプ2は、電位レベルシフト回路10と、積分回路20と、微分回路30と、出力回路40とを具備する。
電位レベルシフト回路10は、例えば、出力電位VOUTが3.3V程度であり且つ入力電位VREFが1.5V程度である場合に、出力電位VOUTを1.5V程度の電位にシフトするための回路である。図2に示すように、電位レベルシフト回路10は、出力電位VOUTと電源電位VSSとの間に直列に接続された抵抗R1及びR2を具備しており、出力電位VOUTを抵抗分割した電位V10を出力する。
【0015】
積分回路20は、抵抗R3と、コンデンサC2と、オペアンプ21とを具備しており、電位レベルシフト回路10の出力とオペアンプ21の反転入力との間には、抵抗R3が接続され、オペアンプ21の出力と反転入力との間にはコンデンサC2が接続されている。また、オペアンプ21の非反転入力には、入力電位VREFが入力される。その結果、積分回路20は、抵抗R3の抵抗値をR3、コンデンサC2の静電容量をC2とすると、
【数1】
で算出される電位V20を出力する。
【0016】
微分回路20は、コンデンサC3と、抵抗R4と、オペアンプ31とを具備しており、電位レベルシフト回路10の出力とオペアンプ31の反転入力との間には、コンデンサC3が接続され、オペアンプ31の出力と反転入力との間には抵抗R4が接続されている。また、オペアンプ31の非反転入力には、入力電位VREFが入力される。その結果、微分回路30は、コンデンサC3の静電容量をC3、抵抗R4の抵抗値をR4とすると、
【数2】
で算出される電位V30を出力する。
【0017】
出力回路40は、Pチャネル型トランジスタQP2及びQP3と、Nチャネル型トランジスタQN2〜QN4とを具備する。
トランジスタQN2及びQN3は、並列接続されており、トランジスタQN2及びQN3のソースは、低電位側の電源電位VSSに接続されている。トランジスタQN2のゲートは、微分回路30の出力に接続されており、トランジスタQN3のゲートは、積分回路20の出力に接続されている。
【0018】
トランジスタQN2及びQN3のドレインは、トランジスタQP2のドレイン及びゲート並びにトランジスタQP3のゲートに接続されている。トランジスタQP2及びQP3のソースは、高電位側の電源電位VINに接続されている。
トランジスタQP3のドレインは、トランジスタQN4のドレイン及びゲートに接続されており、トランジスタQN4のソースは、低電位側の電源電位VSSに接続されている。
なお、トランジスタQP2及びQP3の電気的特性は等しく、トランジスタQN2〜QN4の電気的特性も等しい。
【0019】
このように構成された結果、トランジスタQN2を流れる電流とトランジスタQN3を流れる電流を加算した電流がトランジスタQP2を流れ、トランジスタQP2を流れる電流と等しい電流がトランジスタQP3及びトランジスタQN4を流れる。従って、積分回路20の出力電位V20と微分回路30の出力電位V30を加算した電位VBIASがPWM信号生成回路3(図1参照)に出力される。
【0020】
このように、本実施形態によれば、エラーアンプ2が、微分回路30を具備し、出力電位VOUTと入力電位VREFとの電位差に対する微分補償を行うので、急激な負荷変動により出力電位VOUTが急激に変動したときであっても、出力電位VOUTを非常に早く収束させることができる。
図3は、電源回路1において急激な負荷変動が生じた場合のシミュレーションを行うことによって得られた出力電位VOUTの変化を示す図である。
【0021】
図4は、微分回路30を具備していない従来の電源回路において急激な負荷変動が生じた場合のシミュレーションを行うことによって得られた出力電位VOUTの変化を示す図である。
図3を図4と比較すると、電源回路1においては、出力電位VOUTが非常に早く収束している。
【図面の簡単な説明】
【図1】本実施形態に係るエラーアンプを用いた電源回路を示す図。
【図2】図1のエラーアンプの回路構成を示す図。
【図3】図1のエラーアンプの出力電位を示す図。
【図4】従来のエラーアンプの出力電位を示す図。
【符号の説明】
1 電源回路、2 エラーアンプ、3 PWM信号生成回路、4 同期整流型スイッチングレギュレータ、10 電位レベルシフト回路、20 積分回路、21 オペアンプ、30 微分回路、31 オペアンプ、40 出力回路、QP1、QP2、… Pチャネル型トランジスタ、QN1、QN2、… Nチャネル型トランジスタ C1、C2、… コンデンサ、R1、R2、… 抵抗、L1 コイル
Claims (2)
- スイッチングレギュレータ及び前記スイッチングレギュレータにPWM(Pulse Width Modulation)信号を出力するPWM信号生成回路を有する電源回路に用いる半導体集積回路であって、
前記スイッチングレギュレータの出力電位のレベルをシフトして出力する第1の回路と、
前記第1の回路の出力電位と所定の電位との差に基づいて積分補償又は位相遅れ補償を行う第2の回路と、
前記第1の回路の出力電位と前記所定の電位との差に基づいて微分補償又は位相進み補償を行う第3の回路と、
前記第2の回路の出力電位と前記第3の回路の出力電位を加算した電位を前記PWM信号生成回路に出力する第4の回路と、
を具備する半導体集積回路。 - 前記PWM信号生成回路を更に具備する請求項1記載の半導体集積回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003046030A JP2004260876A (ja) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | 半導体集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003046030A JP2004260876A (ja) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | 半導体集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004260876A true JP2004260876A (ja) | 2004-09-16 |
Family
ID=33112692
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003046030A Withdrawn JP2004260876A (ja) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | 半導体集積回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2004260876A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008206237A (ja) * | 2007-02-17 | 2008-09-04 | Seiko Instruments Inc | 加算器及び電流モード型スイッチングレギュレータ |
-
2003
- 2003-02-24 JP JP2003046030A patent/JP2004260876A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008206237A (ja) * | 2007-02-17 | 2008-09-04 | Seiko Instruments Inc | 加算器及び電流モード型スイッチングレギュレータ |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060509 |