RU2404529C2 - Способ и устройство для мультиплексирования пилот-сигнала в системе беспроводной связи - Google Patents

Способ и устройство для мультиплексирования пилот-сигнала в системе беспроводной связи Download PDF

Info

Publication number
RU2404529C2
RU2404529C2 RU2008134111/09A RU2008134111A RU2404529C2 RU 2404529 C2 RU2404529 C2 RU 2404529C2 RU 2008134111/09 A RU2008134111/09 A RU 2008134111/09A RU 2008134111 A RU2008134111 A RU 2008134111A RU 2404529 C2 RU2404529 C2 RU 2404529C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
pilot
received
sequences
sequence
transmission
Prior art date
Application number
RU2008134111/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2008134111A (ru
Inventor
Биоунг-Хоон КИМ (US)
Биоунг-хоон КИМ
Йонгбин ВЭЙ (US)
Йонгбин ВЭЙ
Амир ДАББАГХ (US)
Амир ДАББАГХ
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=38055193&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=RU2404529(C2) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU2008134111A publication Critical patent/RU2008134111A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2404529C2 publication Critical patent/RU2404529C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0671—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different delays between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H04B7/0421—Feedback systems utilizing implicit feedback, e.g. steered pilot signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0678—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using different spreading codes between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/068—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using space frequency diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0003—Code application, i.e. aspects relating to how codes are applied to form multiplexed channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0055—ZCZ [zero correlation zone]
    • H04J13/0059—CAZAC [constant-amplitude and zero auto-correlation]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J3/00—Time-division multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26132—Structure of the reference signals using repetition
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0016—Time-frequency-code
    • H04L5/0021—Time-frequency-code in which codes are applied as a frequency-domain sequences, e.g. MC-CDMA
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0055—ZCZ [zero correlation zone]
    • H04J13/0059—CAZAC [constant-amplitude and zero auto-correlation]
    • H04J13/0062—Zadoff-Chu
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0026—Division using four or more dimensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/0051—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of dedicated pilots, i.e. pilots destined for a single user or terminal

Abstract

Изобретение относится к системам беспроводной связи. В одном аспекте передающая станция генерирует множественные последовательности пилотных сигналов для множественных передающих антенн, причем каждая последовательность содержит пилотные символы, передаваемые во временном измерении на отдельном множестве поднесущих. Передающая станция дополнительно генерирует множественные пилотные сигналы передачи для передающих антенн на основании последовательностей. В другом аспекте передающая станция генерирует множественные последовательности для множественных передающих антенн на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика. Передающая станция также генерирует множественные пилотные сигналы передачи для передающих антенн на основании последовательностей. В еще одном аспекте передающая станция генерирует множественные пилотные сигналы передачи для множественных передающих антенн на основании первой схемы мультиплексирования и генерирует множественные передачи данных на основании второй схемы мультиплексирования, которая отличается от первой схемы мультиплексирования. Техническим результатом является улучшение производительности обработки данных. 6 н. и 21 з.п. ф-лы, 10 ил.

Description

По настоящей заявке на патент приоритет испрашивается по предварительной заявке № 60/760,482 под названием "METHOD AND APPARATUS FOR PILOT MULTIPLEXING IN A WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEM", поданной 20 января 2006 года, переуступленной правопреемнику настоящей заявки и явно включенной сюда посредством ссылки.
Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится, в целом, к области связи и, в частности, к методам передачи пилот-сигналов в системе беспроводной связи.
Уровень техники
В системе беспроводной связи передающая станция (например, базовая станция или терминал) может использовать множественные (T) передающие антенны для передачи со многими входами и многими выходами (MIMO) на приемную станцию, снабженную множественными (R) приемными антеннами. Множественные передающие и приемные антенны образуют канал MIMO, который можно использовать для повышения пропускной способности и/или надежности. Например, передающая станция может передавать одновременно до T потоков данных с T передающих антенн для повышения пропускной способности. Альтернативно, передающая станция может передавать один поток данных с T передающих антенн для улучшения приема на приемной станции.
Хорошей производительности можно добиться, если можно точно оценить характеристику канала MIMO. Например, приемная станция может использовать характеристику канала MIMO для осуществления детектирования данных для передачи MIMO для выбора матрицы пространственного отображения, применяемой на передающей станции для передачи MIMO, и т.д. Оценивание канала обычно поддерживается путем передачи пилотных символов, которые заранее известны приемной станции. Затем приемная станция может оценить характеристику канала MIMO на основании принятых пилотных символов и известных пилотных символов.
Канальные оценки, полученные на основании пилот-сигнала, обычно ухудшаются за счет шума и помехи. Шум может происходить из различных источников, например, приемной электроники беспроводного канала, и т.д. Помеха может включать в себя межантенную помеху и межпередатчиковую помеху. Межантенная помеха - это помеха, обусловленная передачами с других передающих антенн. Межантенная пилотная помеха может иметь место, если множественные пилотные передачи передаются одновременно со всех T передающих антенн, и пилотная передача с каждой антенны создает помеху пилотным передачам с других антенн. Межпередатчиковая помеха - это помеха, обусловленная передачами с других передающих станций. Межпередатчиковая помеха также может называться межсекторной помехой, межсотовой помехой, межтерминальной помехой и т.д. Межантенная помеха и межпередатчиковая помеха могут оказывать негативное влияние на оценивание канала, что в свою очередь может ухудшать производительность обработки данных.
Поэтому в современной технике существует необходимость в методах передачи пилот-сигнала в системе беспроводной связи.
Сущность изобретения
Согласно одному аспекту, описано устройство, которое генерирует совокупность пилотных последовательностей для совокупности передающих антенн, причем каждая пилотная последовательность содержит совокупность пилотных символов, передаваемых во временном измерении на отдельном множестве поднесущих. Устройство дополнительно генерирует совокупность пилотных передач для совокупности передающих антенн на основании совокупности пилотных последовательностей.
Согласно другому аспекту, описано устройство, которое генерирует совокупность пилотных последовательностей для совокупности передающих антенн на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности с постоянной амплитудой и нулевой автокорреляцией (CAZAC), например последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика. Устройство дополнительно генерирует совокупность пилотных передач для совокупности передающих антенн на основании совокупности пилотных последовательностей.
Согласно еще одному аспекту, описано устройство, которое принимает совокупность пилотных передач через совокупность приемных антенн, причем каждая пилотная передача содержит совокупность пилотных символов, передаваемых во временном измерении на отдельном множестве поднесущих. Устройство обрабатывает совокупность принятых пилотных передач для получения канальных оценок.
Согласно еще одному аспекту, описано устройство, которое принимает совокупность пилотных передач через совокупность приемных антенн, причем пилотные передачи генерируются на основании FD-CDM последовательности CAZAC, например последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика. Устройство обрабатывает совокупность принятых пилотных передач для получения канальных оценок.
Согласно еще одному аспекту, описано устройство, которое генерирует совокупность пилотных передач для совокупности передающих антенн на основании первой схемы мультиплексирования. Устройство дополнительно генерирует совокупность передач данных для совокупности передающих антенн на основании второй схемы мультиплексирования, которая отличается от первой схемы мультиплексирования.
Согласно еще одному аспекту, описано устройство, которое принимает совокупность пилотных передач, генерируемую на основании первой схемы мультиплексирования. Устройство дополнительно принимает совокупность передач данных, генерируемых на основании второй схемы мультиплексирования, которая отличается от первой схемы мультиплексирования. Совокупность пилотных передач и совокупность передач данных предназначены для передачи MIMO, передаваемых с множественных передающих антенн на множественные приемные антенны. Множественные передающие антенны могут располагаться на одной передающей станции или на множественных передающих станциях.
Различные аспекты и признаки раскрытия более подробно описаны ниже.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - система беспроводной связи множественного доступа.
Фиг.2 - блок-схема базовой станции и терминала.
Фиг.3A и 3B - две структуры поднесущих пилот-сигнала для перемеженного мультиплексирования с частотным разделением (IFDM).
Фиг.4 и 5 - два процесса для генерации пилот-сигнала IFDM.
Фиг.6 - пилотные передачи с четырех передающих антенн для пилот-сигнала FD-CDM.
Фиг.7 и 8 - два процесса для генерации пилот-сигнала FD-CDM.
Фиг.9 - процесс передачи пилот-сигнала и данных согласно разным схемам мультиплексирования.
Подробное описание
Описанные здесь методы можно использовать для различных систем беспроводной связи, например, систем связи множественного доступа, широковещательных систем, беспроводных локальных сетей (WLAN) и т.д. Термины "системы" и "сети" часто используются взаимозаменяемо. Системы множественного доступа могут представлять собой системы множественного доступа с кодовым разделением (CDMA), системы множественного доступа с временным разделением (TDMA), системы множественного доступа с частотным разделением (FDMA) системы, системы ортогонального FDMA (OFDMA), FDMA с одной несущей (SC-FDMA), системы множественного доступа с пространственным разделением (SDMA) и т.д. Методы также можно использовать для систем, которые используют разные схемы множественного доступа для нисходящей линии связи и восходящей линии связи, например, OFDMA для нисходящей линии связи и SC-FDMA для восходящей линии связи. Нисходящая линия связи (или прямая линия связи) - это линия связи от базовых станций к терминалам, и восходящая линия связи (или обратная линия связи) - это линия связи от терминалов к базовым станциям.
В системе OFDMA используется ортогональное мультиплексирование с частотным разделением (OFDM). В системе SC-FDMA используется мультиплексирование с частотным разделением на одной несущей (SC-FDM). OFDM и SC-FDM делят полосу системы на множественные (K) ортогональные поднесущие, которые также обычно называются тонами, бинами и т.д. Каждую поднесущую можно модулировать данными. В общем случае символы передаются в частотном измерении посредством OFDM и во временном измерении посредством SC-FDM. SC-FDM включает в себя (a) IFDM, которое передает информацию на поднесущих, которые равномерно распределены по данному выделенному частотному диапазону, и (b) локализованное мультиплексирование с частотным разделением (LFDM), которое передает информацию на соседних поднесущих.
На фиг.1 показана система 100 беспроводной связи множественного доступа с множественными базовыми станциями 110. Базовая станция обычно представляет собой неподвижную станцию, которая осуществляет связь с терминалами и также может называться Node B, расширенным Node B (eNode B), точкой доступа и т.д. Каждая базовая станция 110 обеспечивает покрытие конкретной географической области. Термин "сота" может относиться к базовой станции и/или ее зоне покрытия в зависимости от контекста, в котором используется термин. Для повышения емкости системы зону покрытия базовой станции можно разделить на несколько более мелких зон, например три более мелкие зоны. Каждая более мелкая зона может обслуживаться соответствующей базовой приемопередающей станцией (BTS). Термин "сектор" может относиться к BTS и/или ее зоне покрытия в зависимости от контекста, в котором используется термин. Для секторизованной соты BTS для всех секторов этой соты обычно совмещены с базовой станцией соты.
Терминалы 120 могут быть рассеяны по системе. Терминал может быть стационарным или мобильным и также может называться пользовательским оборудованием, мобильной станцией, мобильным оборудованием, терминалом доступа, станцией и т.д. Терминал может представлять собой сотовый телефон, карманный персональный компьютер (КПК), беспроводной модем, беспроводное устройство связи, карманное устройство, абонентский блок, портативный компьютер, беспроводной телефон и т.д.
Системный контроллер 130 может быть подключен к базовым станциям 110 и обеспечивать координацию и управление этих базовых станций. Системный контроллер 130 может представлять собой одну сетевую сущность или совокупность сетевых сущностей.
На фиг.2 показана блок-схема конструкции базовой станции 110 и терминала 120 в системе 100. Базовая станция 110 снабжена множественными (U) антеннами 220a-220u, которые можно использовать для передачи данных на нисходящей линии связи и приема данных на восходящей линии связи. Терминал 120 снабжен множественными (V) антеннами 152a-152v, которые можно использовать для передачи данных на восходящей линии связи и приема данных на нисходящей линии связи. Каждая антенна может представлять собой физическую антенну или антенную решетку.
На нисходящей линии связи, на базовой станции 110, процессор 214 передаваемых (TX) данных и пилот-сигнала принимает данные из источника 212 данных, обрабатывает (например, форматирует, кодирует, перемежает и посимвольно отображает) данные и генерирует символы данных. Процессор 214 также генерирует пилотные символы, как описано ниже, и выдает символы пилот-сигнала и данных на TX пространственный процессор 216. В используемом здесь смысле символ данных - это символ для данных, пилотный символ - это символ для пилот-сигнала, нулевой символ - это нулевое значение сигнала, и символ обычно имеет комплексное значение. Символы данных могут представлять собой символы модуляции из схемы модуляции, например FSK или QAM. Пилот-сигнал - это данные, которые заранее известны передающей и приемной станциям. Процессор 216 мультиплексирует символы пилот-сигнала и данных, осуществляет пространственное отображение на передатчике (если применимо) и выдает U выходных потоков символов на U модуляторов (МОД) 218a-218u. Каждый модулятор 218 осуществляет модуляцию (например, для OFDM, SC-FDM и т.д.) на его выходном потоке символов для генерации выходных чипов и дополнительно обрабатывает (например, выполняет цифроаналоговое преобразование, аналоговую фильтрацию, усиление и повышение частоты) выходные чипы для генерации сигнала нисходящей линии связи. U сигналов нисходящей линии связи из модуляторов 218a-218u передаются через U антенн 220a-220u соответственно.
На терминале 120 V антенны 252a-252v принимают U сигналов нисходящей линии связи, и каждая антенна 252 выдает принятый сигнал на соответствующий демодулятор (ДЕМОД) 254. Каждый демодулятор 254 обрабатывает (например, выполняет фильтрацию, усиление, понижение частоты и оцифровку) принятый сигнал для получения выборок и далее осуществляет демодуляцию (например, для OFDM, SC-FDM, и т.д.) на выборках для получения принятых символов. Каждый демодулятор 254 выдает принятые символы данных на детектор 256 MIMO и выдает принятые пилотные символы на канальный процессор 284. Канальный процессор 284 оценивает характеристику канала MIMO нисходящей линии связи на основании принятых пилотных символов и выдает канальные оценки на детектор 256 MIMO. Детектор 256 MIMO осуществляет детектирование MIMO на принятых символах данных с помощью канальных оценок и обеспечивает оценки символов данных. RX процессор 258 данных дополнительно обрабатывает (например, деперемежает и декодирует) оценки символов данных и выдает декодированные данные на приемник 260 данных.
На восходящей линии связи, на терминале 120, данные из источника 272 данных и пилот-сигнал обрабатываются процессором 274 TX данных и пилот-сигнала, дополнительно обрабатываются TX пространственным процессором 276 и модулируются и обрабатываются модуляторами 254a-254v для генерации V сигналов восходящей линии связи, которые передаются через V антенны 252a-252v. На базовой станции 110 сигналы восходящей линии связи принимаются U антеннами 220a-220u, обрабатываются и демодулируются демодуляторами 218a-218u, детектируются детектором 232 MIMO и дополнительно обрабатываются RX процессором 234 данных для восстановления данных, переданных терминалом 120. Канальный процессор 244 оценивает характеристику канала MIMO восходящей линии связи на основании принятых пилотных символов и выдает канальные оценки на детектор 232 MIMO для детектирования MIMO.
Контроллеры/процессоры 240 и 280 управляют работой базовой станции 110 и терминала 120 соответственно. В блоках памяти 242 и 282 хранятся данные и программные коды для базовой станции 110 и терминала 120 соответственно.
Описанные здесь методы можно использовать с различными структурами поднесущих. В нижеследующем описании предполагается, что полное количество K поднесущих доступно для передачи, и им присвоены индексы от 0 до K-1.
На фиг.3A показана структура 300 поднесущих пилот-сигналов IFDM, которую можно использовать для IFDM или распределенной передачи данных OFDM. В структуре 300 поднесущих полное количество K поднесущих организовано в T непересекающихся или неперекрывающихся множествах таким образом, что каждое множество содержит L′ поднесущих, которые равномерно распределены по полному количеству K поднесущих, где T и L′ - это надлежащим образом выбранные целочисленные значения. Последовательные поднесущие в каждом множестве разнесены на T поднесущих, где K=T×L′. Следовательно, множество i содержит поднесущие i, T+i, 2T+i, …, (L′-1)×T+i, для i∈{0, …, T-1}.
На фиг.3B показана структура 310 поднесущих пилот-сигналов IFDM, которую можно использовать для передачи данных LFDM или локализованной OFDM. В структуре 310 поднесущих полное количество K поднесущих организованы в G непересекающихся групп таким образом, что каждая группа содержит N″=K/G последовательных поднесущих, где N″ и G - это надлежащим образом выбранные целочисленные значения. Таким образом, группа 0 включает в себя поднесущие с 0 по N″-1, группа 1 включает в себя поднесущие с N″ по 2N″-1 и т.д., и группа G-1 включает в себя поднесущие с K-N″ по K-1.
N″ поднесущих в каждой группе могут быть организованы в T непересекающихся множеств таким образом, что каждое множество содержит L″ поднесущих, которые равномерно распределены по N″ поднесущим в этой группе, где N″=L″×T. N″ поднесущих в каждой группе, таким образом, могут быть организованы аналогичным образом, как описано выше со ссылкой на фиг.3A. На фиг.3B показано T множеств поднесущих для группы поднесущих 1.
В общем случае любую структуру поднесущих можно использовать для передачи пилот-сигнала и данных на нисходящей линии связи и восходящей линии связи. Например, структуру 300 поднесущих можно использовать для нисходящей линии связи, и структуру 310 поднесущих можно использовать для восходящей линии связи. Также можно использовать другие структуры поднесущих. На каждой линии связи пилот-сигнал и данные могут передаваться с использованием одной и той же или разных структур поднесущих.
Передающая станция может передавать пилот-сигнал через множественные (T) передающие антенны с использованием различных схем мультиплексирования, например мультиплексирования с временным разделением (TDM), мультиплексирования с кодовым разделением во временном измерении (TD-CDM), OFDM, IFDM, FD-CDM и т.д. Приемная станция может принимать пилот-сигнал через множественные (R) приемные антенны и может оценивать характеристику канала MIMO, а также фоновый шум и помеху на основании принятого пилот-сигнала. Для нисходящей линии связи передающей станцией может быть базовая станция 110, приемной станцией может быть терминал 120, T может быть равно U и R может быть равно V. Для восходящей линии связи передающей станцией может быть терминал 120, приемной станцией может быть базовая станция 110, T может быть равно V и R может быть равно U. Пилот-сигнал для передачи MIMO может содержать отдельную пилотную последовательность для каждой из T передающих антенн. Пилотная последовательность - это последовательность известных символов, которые могут передаваться во временном измерении или в частотном измерении в зависимости от схемы мультиплексирования, используемой для пилот-сигнала.
Для пилот-сигнала TDM интервал времени, предназначенный для пилот-сигнала, может делиться на T отрезков времени, которые могут присваиваться T передающим антеннам. Передающая станция может передавать пилотную передачу с каждой антенны в течение отрезка времени, назначенного этой антенне. Пилотная передача для каждой антенны может представлять собой любую пилотную последовательность с присоединенным циклическим префиксом для подавления частотно-избирательного замирания, вызванного расширением задержки на многолучевом канале. Циклический префикс также называется защитным интервалом, преамбулой и т.д. Длину циклического префикса можно выбирать на основании предполагаемого расширения задержки. Вместо циклического префикса также можно использовать уникальное слово. Приемная станция может оценивать характеристику канала MIMO и шум с использованием многоотводной обработки во временном измерении (которая обычно используется в системах CDMA) или обработки в частотном измерении. Оценивание шума может быть тривиальным, поскольку пилот-сигнал передается только с одной передающей антенны в любой данный отрезок времени, и поэтому не существует помехи от любых других передающих антенн. Межпередатчиковую пилотную помеху от других передающих станций можно подавлять с использованием разных скремблирующих последовательностей пилот-сигнала для разных передающих станций.
Для пилот-сигнала TD-CDM T разных ортогональных последовательностей могут назначаться T передающим антеннам и использоваться для достижения ортогональности во временном измерении. Передающая станция может генерировать пилотную последовательность во временном измерении для каждой передающей антенны, умножая базовую последовательность во временном измерении на ортогональную последовательность для этой антенны. Затем передающая станция может генерировать пилотную передачу для каждой передающей антенны на основании ее пилотной последовательности во временном измерении. Пилотная передача с каждой передающей антенны может не испытывать многолучевой помехи, обусловленной потоками данных, но может испытывать многолучевую помеху, обусловленную пилотными передачами с других передающих антенн. Приемная станция может оценивать характеристику канала MIMO с использованием многоотводной обработки во временном измерении, которая может использовать ортогональность между T пилотными передачами благодаря использованию ортогональных последовательностей, назначенных T передающим антеннам. Приемная станция может оценивать шум без помехи из наблюдаемых потоков данных. Межпередатчиковую пилотную помеху можно подавлять с использованием разных скремблирующих последовательностей пилот-сигнала для разных передающих станций.
Для пилот-сигналов OFDM и IFDM N поднесущих можно использовать для пилотной передачи и можно организовывать в T непересекающихся множеств, например, как показано на фиг.3A или 3B, причем каждое множество включает в себя L поднесущих, где N=T×L≤K. Согласно фиг.3A, N может быть равно K и L может быть равно L′. Согласно фиг.3B, N может быть равно N″ и L может быть равно L″. В любом случае, L поднесущих в каждом множестве могут быть равномерно распределены по N поднесущим, чтобы приемная станция могла дискретизировать частотный спектр по всем N поднесущим, что может повысить производительность оценивания канала и шума. Каждой из T передающих антенн может быть назначена отдельная из T поднесущих множества.
Для пилот-сигнала OFDM передающая станция может передавать пилотную передачу с каждой передающей антенны в частотном измерении на множестве из L поднесущих, назначенных этой антенне. Для каждой передающей антенны передающая станция может отображать L пилотных символов в L поднесущих в назначенном множестве, отображать нулевые символы в остальные K-L поднесущих и генерировать символ OFDM на основании отображенных пилот-сигнала и нулевых символов. T пилотных передач с T передающих антенн занимают разные поднесущие и, таким образом, ортогональны по частоте. Приемная станция может осуществлять оценивание канала и шума на основании принятых пилотных символов с использованием обработки в частотном измерении. Оценивание канала и шума не страдает от межантенной помехи, поскольку достигается ортогональность между T пилотными передачами. Однако недостатком OFDM является высокое отношение пиковой/средней мощности (PAPR), и это значит, что отношение пиковой мощности к средней мощности сигнала OFDM может быть высоким во временном измерении. Пилотные символы, используемые для каждой передающей антенны, можно генерировать или выбирать таким образом, чтобы PAPR было как можно ниже. Межпередатчиковую помеху можно ослаблять за счет надлежащего планирования пилот-сигнала, скачкообразной перестройки частоты и т.д.
Для пилот-сигнала IFDM передающая станция может передавать пилотную передачу с каждой передающей антенны во временном измерении на множестве из L поднесущих, назначенных этой антенне. Для каждой передающей антенны передающая станция может преобразовывать L пилотные символы из временного измерения в частотное измерение, отображать L преобразованных символов в L поднесущих в назначенном множестве, отображать нулевые символы в остальные K-L поднесущих и генерировать символ IFDM на основании отображенных преобразованных и нулевых символов. T пилотных передач с T передающих антенн занимают разные поднесущие и, таким образом, ортогональны по частоте. Приемная станция может осуществлять оценивание канала и шума на основании принятых пилотных символов с использованием обработки в частотном измерении. Оценивание канала и шума не страдает от межантенной помехи, поскольку достигается ортогональность между T пилотными передачами. Кроме того, высокого PAPR можно избегать с использованием пилотных символов с постоянной амплитудой во временном измерении. Хорошей производительности оценивания канала можно добиться, надлежащим образом генерируя пилотные символы, как описано ниже. Межсекторную помеху можно ослаблять за счет надлежащего планирования пилот-сигнала, скачкообразной перестройки частоты и т.д.
Для пилот-сигнала FD-CDM T разных ортогональных последовательностей могут назначаться T передающим антеннам и использоваться для достижения ортогональности в частотном измерении. Передающая станция может генерировать пилотную последовательность в частотном измерении для каждой передающей антенны, умножая базовую последовательность в частотном измерении на ортогональную последовательность для этой антенны. Затем передающая станция может генерировать пилотную передачу для каждой передающей антенны на основании ее пилотной последовательности в частотном измерении. T пилотных передач с T передающих антенн могут быть почти ортогональны на многолучевом канале благодаря использованию разных ортогональных последовательностей. Приемная станция может осуществлять оценивание канала и шума на основании принятых пилотных символов с использованием обработки в частотном измерении, например, аналогично тому, как это делается для пилот-сигналов OFDM и IFDM.
Несколько схем мультиплексирования для пилот-сигнала более подробно описано ниже.
1. Пилот-сигнал IFDM
Пилот-сигнал IFDM может передаваться с T передающих антенн на T непересекающихся множествах поднесущих, например, как показано на фиг.3A или 3B, по одному множеству из L поднесущих для каждой передающей антенны. Пилот-сигнал IFDM можно генерировать с помощью базовой последовательности, имеющей хорошие свойства. Например, можно выбирать базовую последовательность, имеющую хорошие временные характеристики (например, постоянную огибающую во временном измерении) и хорошие спектральные характеристики (например, плоский частотный спектр). Эти хорошие временные и спектральные характеристики можно получить с помощью различных последовательностей CAZAC (с постоянной амплитудой и нулевой автокорреляцией). Некоторые иллюстративные последовательности CAZAC включают в себя последовательность Чу, последовательность Франка, обобщенную чирпообразную последовательность (GCL), последовательность Голомба, последовательности P1, P3, P4 и Px, и т.д.
В одной конструкции последовательность Чу c L(n) длиной L используется в качестве базовой последовательности для пилот-сигнала IFDM. Эту последовательность Чу можно выразить как:
Figure 00000001
, для n=0,..., L-1 при четном L (1)
Figure 00000002
, для n=0,..., L-1 при нечетном L (2)
где λ - индекс приращения частоты, который выбирается так, чтобы λ и L были взаимно простыми и имели наибольший общий делитель, равный 1. L - это длина базовой последовательности и может соответствовать количеству поднесущих, назначенных каждой передающей антенне для пилотной передачи, L может быть простым числом (например, L=257), что может обеспечивать хорошие взаимнокорреляционные свойства для последовательностей Чу, генерируемых с L-1 разными значениями λ. L также можно выбирать на основании количества поднесущих, используемых для пилотной передачи каждой передающей антенной (например, L=256).
В уравнениях (1) и (2) λ можно использовать как значение, характерное для передатчика или код для различения пилот-сигналов от разных передающих станций, как описано ниже. Множество значений для λ можно определить на основании длины L последовательности. Например, множество может включать в себя значения λ, равные 1, 2, 3, 4, 5 и 6 для длины последовательности L=7. Разные значения λ могут присваиваться разным передающим станциям, например, разным базовым станциям на нисходящей линии связи или разным терминалам на восходящей линии связи. Поскольку две базовые последовательности, генерируемые с разными значениями λ, имеют минимальную взаимную корреляцию, если разность двух значений λ взаимно проста с L, в этом случае пилот-сигналы, передаваемые разными передающими станциями с разными значениями λ, создают минимальную помеху друг другу.
Последовательность Чу имеет постоянную огибающую во временном измерении, что приводит к низкому PAPR для пилот-сигнала. Последовательность Чу также имеет плоский частотный спектр, что может повышать производительность оценивания канала, особенно когда распределение спектральной плотности канала неизвестно.
В другой конструкции L-точечное на последовательности Чу c L(n) осуществляется обратное дискретное преобразование Фурье (ОДПФ) для получения преобразованной последовательности CL(k) с L символами. Затем преобразованная последовательность используется в качестве базовой последовательности.
В еще одной конструкции в качестве базовой последовательности используется последовательность псевдослучайных чисел (PN) pn(n), имеющая хорошие автокорреляционные и взаимнокорреляционные свойства и свойства низкого PAPR во временном измерении. PN последовательность можно вывести любым методом, известным в технике, например, на основании полиномиальной образующей или посредством исчерпывающего поиска всех возможных последовательностей длиной L. В качестве базовой последовательности также можно использовать другие последовательности.
Пилот-сигнал IFDM для T передающих антенн можно генерировать по-разному. В одной схеме базовая последовательность дублируется T раз и сцепляется для получения расширенной базовой последовательности следующим образом:
Figure 00000003
(3)
где bL(n-i×L) - это базовая последовательность, задержанная на i×L выборок, и
b ext(n) - это расширенная базовая последовательность длиной N.
Базовая последовательность b L(n) длиной L может быть равна (a) последовательности Чу, т.е. b L(n)=cL(n), (b) PN последовательности, т.е. b L(n)=pn(n), или (c) некоторой другой последовательности. В уравнении (3) T копий базовой последовательности b L(n) задерживаются и размещаются так, чтобы начало i-й последовательности немедленно следовало за концом (i-1)-й последовательности. T задержанных последовательностей суммируются для получения расширенной базовой последовательности b ext(n) длиной N.
Пилотную последовательность можно генерировать для каждой передающей антенны следующим образом:
Figure 00000004
для n=0, …, N-1 (4)
где p i(n) - это пилотная последовательность для передающей антенны i. Уравнение (4) применяет линейную фазовую зависимость к N выборкам в расширенной базовой последовательности. Наклон фазовой зависимости различен для разных передающих антенн.
Базовая последовательность b L(n) содержит L выборок во временном измерении и занимает L последовательных поднесущих. Дублирование базовой последовательности T раз приводит к формированию расширенной базовой последовательности b ext(n), занимающей каждую T-ю поднесущую в частотном измерении, с нулями для T-1 поднесущих между последовательными занятыми поднесущими. Умножение на e j2πin/N в уравнении (4), по существу, сдвигает пилотную последовательность для передающей антенны i на i поднесущих в частотном измерении. T пилотных последовательностей для T антенн сдвинуты на разные количества поднесущих и, таким образом, ортогональны в частотном измерении, причем каждая пилотная последовательность занимает отдельное множество из L поднесущих, например, как показано на фиг.3A или 3B.
На фиг.4 показан процесс 400 для генерации пилот-сигнала IFDM. Совокупность пилотных последовательностей генерируется для совокупности передающих антенн, причем каждая пилотная последовательность содержит совокупность пилотных символов, передаваемых во временном измерении на отдельном множестве поднесущих (блок 410). Совокупность пилотных последовательностей можно генерировать на основании последовательности Чу с λ=1, последовательности Чу, заданной значением λ, характерным для передатчика, какой-либо другой последовательности CAZAC, PN последовательности и т.д. Совокупность пилотных передач генерируется на основании совокупности пилотных последовательностей (блок 420).
На фиг.5 показан процесс 500 для генерации пилот-сигнала IFDM. Процесс 500 включает в себя блоки 510 и 520, которые соответствуют блокам 410 и 420 соответственно, на фиг.4. Базовая последовательность длиной L (например, последовательность Чу, ОДПФ последовательности Чу, PN последовательность и т.д.) первоначально генерируется (блок 512). Затем расширенная базовая последовательность длиной N генерируется путем дублирования и сцепления множественных (T) копий базовой последовательности (блок 514). Пилотная последовательность генерируется для каждой передающей антенны путем применения отдельной фазовой зависимости к расширенной базовой последовательности, например, как показано в уравнении (4) (блок 516). Пилотную передачу длиной N+C можно генерировать для каждой передающей антенны путем присоединения циклического префикса длиной C к пилотной последовательности для этой антенны (блок 520). Вставка циклического префикса достигается путем копирования последних C выборок пилотной последовательности и присоединения этих C выборок к началу пилотной последовательности. Пилотную передачу также можно генерировать иным образом на основании пилотной последовательности, например пилотную последовательность можно обеспечивать непосредственно как пилотную передачу без какого-либо циклического префикса.
В еще одной схеме для генерации пилот-сигнала IFDM для T передающих антенн, которую можно использовать для любой структуры поднесущих, включающей в себя показанные на фиг.3A и 3B, первоначально генерируется базовая последовательность во временном измерении с L пилотными символами (например, последовательность Чу). Затем осуществляется L-точечное дискретное преобразование Фурье (ДПФ) на базовой последовательности во временном измерении для получения базовой последовательности в частотном измерении с L преобразованными символами. Для каждой передающей антенны L преобразованных символов отображаются в L поднесущих, назначенных этой антенне, и N-L нулевых символов отображаются в остальные поднесущие. Затем осуществляется N-точечное ОДПФ на N преобразованных символах и нулевых символах для получения пилотной последовательности во временном измерении с N выборками. Циклический префикс можно присоединять к этой пилотной последовательности для получения пилотной передачи для передающей антенны. Пилот-сигнал IFDM для T передающих антенн также можно генерировать иным образом.
В общем случае пилотную последовательность или пилотную передачу можно генерировать путем определения символов или выборок для пилотной последовательности/передачи на основании соответствующих уравнений, например, как описано выше. Пилотную последовательность или пилотную передачу также можно предварительно вычислять и сохранять в памяти. В этом случае пилотную последовательность или пилотную передачу можно генерировать всякий раз, когда это необходимо, путем простого чтения из памяти. Таким образом, термин "генерировать" может включать в себя любое действие (например, вычисление, извлечение из памяти и т.д.) для получения пилотной последовательности или пилотной передачи.
Для пилот-сигнала OFDM T пилотных передач с T передающих антенн разнесены по частоте и, таким образом, ортогональны на многолучевом канале. PAPR низко, если используется пилотная последовательность с постоянной огибающей во временном измерении. Кроме того, энергия пилот-сигнала равномерно распределена по частоте, если используется последовательность CAZAC, например последовательность Чу, что может упрощать оценивание канала и шума, в то же время обеспечивая хорошую производительность.
2. Пилот-сигнал FD-CDM
Пилот-сигнал FD-CDM может передаваться с T передающих антенн на одном и том же множестве из N поднесущих. Однако пилотная передача с каждой антенны умножается в частотном измерении на отдельную ортогональную последовательность. Пилот-сигнал FD-CDM можно генерировать с помощью базовой последовательности, имеющей хорошие характеристики.
В одной конструкции последовательность Чу c N(n) длиной N используется в качестве базовой последовательности во временном измерении для пилот-сигнала FD-CDM. Эту последовательность Чу, для четных N, можно выразить как:
Figure 00000005
для n=0,...,N-1 (5)
N-точечное ОДПФ можно осуществлять на последовательности Чу c N(n) для получения преобразованной последовательности Чу C N(k) с N символами. Преобразованную последовательность Чу можно использовать как базовую последовательность в частотном измерении B N(k). В другой конструкции последовательность Чу c N(n) используется непосредственно как базовая последовательность в частотном измерении. В еще одной конструкции PN последовательность PN(k) длиной N используется как базовая последовательность в частотном измерении. В качестве базовой последовательности также можно использовать другие последовательности. В общем случае базовая последовательность в частотном измерении B N(k) длиной N может быть равна (a) последовательности Чу, т.е. B N(k)=c N(n), где n=k, (b) преобразованной последовательности Чу, т.е. B N(k)=C N(k), (c) PN последовательности, т.е. B N(k)=PN(k), или (d) некоторой другой последовательности.
Пилот-сигнал FD-CDM для T передающих антенн можно генерировать по-разному. В одной схеме пилотную последовательность в частотном измерении можно генерировать для каждой передающей антенны следующим образом:
Figure 00000006
для n=0, …, N-1 (6)
где W i(k) - ортогональная последовательность для передающей антенны i, и
Figure 00000007
- пилотная последовательность в частотном измерении для передающей антенны i.
В общем случае для W i(k) в уравнении (6) можно использовать различные ортогональные последовательности. Например, ортогональные последовательности могут представлять собой последовательности Уолша из матрицы Адамара, последовательности из матрицы Фурье и т.д. Ортогональные последовательности также могут иметь любую длину, которая больше или равна T и является целочисленным делителем N. В одной конструкции ортогональные последовательности задаются следующим образом:
Figure 00000008
для k=0,..., N-1 и i=0, …, T-1 (7)
T ортогональных последовательностей можно генерировать на основании уравнения (7) для i=0,..., T-1. Эти ортогональные последовательности имеют длину N, но периодичны по T и, таким образом, повторяются через каждые T символов. Использование этих ортогональных последовательностей не увеличивает PAPR ни во временном измерении, ни в частотном измерении, что желательно.
Затем пилотную последовательность в частотном измерении для каждой передающей антенны можно генерировать следующим образом:
Figure 00000009
для k=0,..., N-1 (8)
Уравнение (8), по существу, модулирует базовую последовательность в частотном измерении ортогональной последовательностью, которая имеет отдельную частоту для каждой передающей антенны. Можно показать, что модулирование базовой последовательности в частотном измерении функцией e j2πik/T эквивалентно циклическому сдвигу соответствующей базовой последовательности во временном измерении на L-i выборок. Затем пилотную последовательность во временном измерении для каждой передающей антенны можно генерировать следующим образом:
Figure 00000010
для n=0,..., N-1 (9)
где b N(n) - базовая последовательность во временном измерении длиной N, и
Figure 00000011
- пилотная последовательность во временном измерении для передающей антенны i.
Базовая последовательность во временном измерении b N(n) может быть равна (a) последовательности Чу, т.е. b N(n)=c N(n), (b) PN последовательности, т.е. b N(n)=pn(n), или (c) некоторой другой последовательности. Применение циклического сдвига в уравнении (9) достигается взятием последних L-i выборок базовой последовательности во временном измерении и присоединения L-i выборок к началу базовой последовательности. Для разных передающих антенн применяется циклический сдвиг на разное количество выборок. В частности, для передающей антенны 0 применяется циклический сдвиг на 0 выборок, для передающей антенны 1 применяется циклический сдвиг на L выборок и т.д. и для передающей антенны T-1 применяется циклический сдвиг на (T-1)×L выборок.
На фиг.6 показаны иллюстративные пилотные последовательности и пилотные передачи для T=4 передающих антенн для пилот-сигнала FD-CDM. Пилотная последовательность для передающей антенны 0 равна базовой последовательности b N(n). Пилотная последовательность для передающей антенны 1 равна базовой последовательности, циклически сдвинутой на L выборок. Пилотная последовательность для передающей антенны 2 равна базовой последовательности, циклически сдвинутой на 2L выборок. Пилотная последовательность для передающей антенны 3 равна базовой последовательности, циклически сдвинутой на 3L выборок. Пилотная передача для каждой передающей антенны генерируется путем присоединения циклического префикса к пилотной последовательности для этой передающей антенны.
На фиг.7 показан процесс 700 генерации пилот-сигнала FD-CDM. Совокупность пилотных последовательностей генерируется для совокупности передающих антенн на основании FD-CDM базовой последовательности, например последовательности CAZAC, например последовательности Чу, заданной значением λ, характерным для передатчика (блок 710). Совокупность пилотных передач генерируется на основании совокупности пилотных последовательностей (блок 720). Пилотные передачи могут передаваться на нисходящей линии связи, и соседним базовым станциям могут присваиваться разные значения, характерные для передатчика. Пилотные передачи также могут передаваться на восходящей линии связи, и разным терминалам могут присваиваться разные значения, характерные для передатчика.
На фиг.8 показан процесс 800 генерации пилот-сигнала FD-CDM. Процесс 800 включает в себя блоки 810 и 820, которые соответствуют блокам 710 и 720 соответственно, на фиг.7. Первоначально генерируется (блок 812) базовая последовательность во временном измерении длиной N (например, последовательность Чу, заданная значением, характерным для передатчика, PN последовательность и т.д.). Пилотная последовательность во временном измерении для каждой передающей антенны i затем генерируется путем циклического сдвига базовой последовательности во временном измерении на L×i выборок (блок 814). Применение циклического сдвига во временном измерении достигается умножением в частотном измерении на ортогональную последовательность, показанную в уравнении (7). Пилотную передачу длиной N+C можно генерировать для каждой передающей антенны путем присоединения циклического префикса длиной C к пилотной последовательности во временном измерении для этой антенны (блок 820).
В еще одной схеме для генерации пилот-сигнала FD-CDM для T передающих антенн, которую можно использовать с любыми ортогональными последовательностями и для любой структуры поднесущих, базовая последовательность во временном измерении длиной N (например, последовательность Чу, заданная значением, характерным для передатчика) первоначально генерируется и преобразуется посредством N-точечного ДПФ для получения базовой последовательности в частотном измерении. Для каждой передающей антенны базовая последовательность в частотном измерении умножается на ортогональную последовательность, назначенную этой антенне для получения промежуточной последовательности. Затем осуществляется N-точечное ОДПФ на промежуточной последовательности для получения пилотной последовательности во временном измерении длиной N. Циклический префикс можно присоединять к пилотной последовательности во временном измерении для получения пилотной передачи для передающей антенны. Пилот-сигнал FD-CDM для T передающих антенн также можно генерировать иным образом.
Для пилот-сигналов IFDM и FD-CDM с последовательностями Чу разные значения λ могут присваиваться разным передающим станциям для снижения пилотной помехи и помощи приемным станциям в захвате пилот-сигналов от разных передающих станций. На нисходящей линии связи разные значения λ могут присваиваться соседним базовым станциям или BTS, по одному значению λ для каждой базовой станции или BTS. Каждая базовая станция или BTS может генерировать U пилотных передач для своих U антенн с присвоенным значением λ, например, как описано выше. Терминал может принимать пилотные передачи от множественных базовых станций и может быть способен детектировать и различать пилотные передачи от каждой базовой станции на основании значения λ, присвоенного этой базовой станции или BTS. На восходящей линии связи разные значения λ можно присваивать разным терминалам, которые могут одновременно передавать пилотные передачи на одну и ту же базовую станцию или BTS, по одному значению λ для каждого терминала. Каждый терминал может генерировать V пилотных передач для своих V антенн с присвоенным значением λ, например, как описано выше. Базовая станция может принимать пилотные передачи от множественных терминалов и может быть способна детектировать и различать пилотные передачи от каждого терминала на основании значения λ, присвоенного этому терминалу.
Желательно, чтобы пилотные последовательности от разных передающих станций (например, разных базовых станций на нисходящей линии связи или разных терминалов на восходящей линии связи) имели как можно более низкую взаимную корреляцию. Пилотные последовательности длиной L для пилот-сигнала IFDM или длиной N для пилот-сигнала FD-CDM можно генерировать с разными значениями λ. Взаимную корреляцию между этими пилотными последовательностями можно определить для разных сдвигов по времени. Можно выбирать для использования множество значений λ с малой взаимной корреляцией между их пилотными последовательностями.
Разные значения λ также можно использовать для поддержки мультиплексирования с пространственным разделением (SDM) на восходящей линии связи. Например, множественным терминалам, передающим одновременно на данную базовую станцию, можно присваивать разные значения λ. Каждый терминал может генерировать свои пилотные передачи на основании присвоенного ему значения λ. Альтернативно, множественным терминалам, передающим одновременно на базовую станцию, можно присваивать одно и то же значение λ, но разные ортогональные последовательности или циклические сдвиги. Каждый терминал может генерировать свои пилотные передачи на основании общего значения λ и присвоенных ему ортогональных последовательностей или циклических сдвигов.
3. Схемы мультиплексирования пилот-сигнала и данных
В общем случае передающая станция может достигать ортогональности между пилот-сигналом и данными с использованием TDM, FDM и т.д. Для TDM передающая станция может передавать пилот-сигнал в некоторых временных интервалах и передавать данные в других временных интервалах. Для FDM передающая станция может передавать пилот-сигнал на некоторых поднесущих и передавать данные на других поднесущих. Передающая станция может достигать ортогональности между пилотными передачами с T передающих антенн с использованием любых вышеописанных схем мультиплексирования. Передающая станция может передавать пилот-сигнал с T передающих антенн с использованием первой схемы мультиплексирования и может передавать данные с T антенн с использованием второй схемы мультиплексирования. В общем случае первая схема мультиплексирования может совпадать с или отличаться от второй схемы мультиплексирования.
На фиг.9 показан процесс 900 передачи пилот-сигнала и данных согласно разным схемам мультиплексирования. Совокупность пилотных передач для совокупности передающих антенн генерируются на основании первой схемы мультиплексирования (блок 912). Совокупность передач данных для совокупности передающих антенн генерируется на основании второй схемы мультиплексирования, которая отличается от первой схемы мультиплексирования (блок 914). Совокупность пилотных передач может передаваться в первом интервале времени, и совокупность передач данных может передаваться во втором интервале времени посредством TDM (блок 916). Совокупность пилотных передач также может передаваться на первом множестве поднесущих, и совокупность передач данных может передаваться на втором множестве поднесущих посредством FDM.
Первой схемой мультиплексирования может быть OFDM, и второй схемой мультиплексирования может быть SC-FDM (например, IFDM или LFDM), TD-CDM, SDM и т.д. Первой схемой мультиплексирования может быть SC-FDM (например, IFDM), и второй схемой мультиплексирования может быть OFDM, TD-CDM, SDM и т.д. Первой схемой мультиплексирования может быть FD-CDM, и второй схемой мультиплексирования может быть OFDM, SC-FDM, TD-CDM, SDM и т.д. Первая и вторая схемы мультиплексирования также могут представлять собой другие комбинации схем мультиплексирования.
Первую схему мультиплексирования можно выбирать для снижения служебной нагрузки пилот-сигнала и, одновременно, для достижения хорошей производительности оценивания канала и шума для передачи MIMO. Вторую схему мультиплексирования можно выбирать для достижения хорошей производительности передачи данных между разными потоками одного терминала или между разными терминалами. Разные схемы мультиплексирования для пилот-сигнала и данных можно легко поддерживать с использованием обработки в частотном измерении для оценивания канала и детектирования данных, как описано ниже.
4. Оценивание канала
Приемная станция может принимать пилотные передачи от передающей станции и может осуществлять оценивание канала по-разному на основании принятых пилотных передач. Оценивание канала можно осуществлять по-разному для разных схем мультиплексирования пилот-сигнала. Ниже описано несколько иллюстративных методов оценивания канала.
Для пилот-сигнала IFDM приемная станция может получать R принятых пилотных передач через R приемных антенн и может удалять циклический префикс в каждой принятой пилотной передаче для получения N выборок во временном измерении. Затем приемная станция может преобразовывать N выборок во временном измерении для каждой приемной антенны посредством N-точечного ДПФ для получения N принятых символов для N поднесущих, используемых для пилот-сигнала IFDM. Принятые символы с каждой приемной антенны можно выразить как:
Figure 00000012
для k=0,..., N-1 (10)
где P i(k) - переданный символ с передающей антенны i на поднесущей k,
H i,j(k) - комплексный канальный коэффициент усиления от передающей антенны i к приемной антенне j на поднесущей k,
R j(k) - принятый символ с приемной антенны j на поднесущей k, и
N j(k) - шум для приемной антенны j на поднесущей k.
P i(k) - это пилотная последовательность в частотном измерении, которую можно получить путем осуществления N-точечного ДПФ на пилотной последовательности во временном измерении p i(n) для передающей антенны i.
Как показано в уравнении (10), принятый символ R j(k) с приемной антенны j представляет собой сумму T переданных символов P i(k), взвешенных канальными коэффициентами усиления H i,j(k) между T передающими антеннами и приемной антенной j. Принятый символ R j(k) дополнительно ухудшается шумом N j(k). Для пилот-сигнала IFDM каждой передающей антенне i назначается отдельное подмножество из N поднесущих. Поэтому переданные символы P i(k) с передающей антенны i не равны нулю только для L поднесущих, назначенных антенне i.
В одной конструкции канальные коэффициенты усиления оцениваются на основании метода наименьших квадратов следующим образом:
Figure 00000013
для k=0,..., L-1 (11)
где
Figure 00000014
- это оценка усиления канала между передающей антенной i и приемной антенной j для поднесущей k×T+i, которая является оценкой H i,j(k×T+i). Поскольку каждой передающей антенне назначается отдельное множество из L поднесущих, уравнение (11) выводит оценки усиления канала для каждой передающей антенны i путем деления принятых символов из L поднесущих, назначенных антенне i, на переданные символы с антенны i.
В другой конструкции канальные коэффициенты усиления оцениваются на основании метода минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) следующим образом:
Figure 00000015
для k=0, …, L-1 (12)
где
Figure 00000016
- это дисперсия шума N j(k×T+i) для поднесущей k×T+i. Для последовательности Чу, |P i(k×T+1)|2=1 и знаменатель в уравнении (12) можно заменить
Figure 00000017
.
Оценку усиления канала можно вывести на основании уравнения (11) или (12), или какого-либо другого уравнения для каждой поднесущей k каждой пары из передающей антенны i и приемной антенны j. T×R множеств оценок усиления канала можно получить для всех T передающих антенн и R приемных антенн, по одному множеству для каждой пары передающей и приемной антенн, причем каждое множество включает в себя L оценок усиления канала для L поднесущих. Каждое множество оценок усиления канала можно преобразовывать посредством L-точечного ОДПФ для получения соответствующей оценки импульсной характеристики канала с L отводами следующим образом:
Figure 00000018
(13)
где
Figure 00000019
- это оценка импульсной характеристики канала между передающей антенной i и приемной антенной j. Оценку импульсной характеристики канала также можно получить из оценок усиления канала с использованием метода наименьших квадратов, MMSE, устойчивого MMSE или какого-либо другого метода, известного в технике.
Различные типы последующей обработки, например, усечение, сравнение с порогом, выбор отводов и т.д., можно осуществлять на L канальных отводах каждой оценки импульсной характеристики канала. Для усечения первые Q канальных отводов оставляют, а остальные L-Q канальных отводов обнуляют, где Q можно выбирать на основании предполагаемого расширения задержки беспроводного канала. Для сравнения с порогом, канальные отводы с величиной, меньшей порога, обнуляются, причем порог может быть фиксированным значением или определенным процентом полной энергии всех L канальных отводов. Для выбора отвода B наилучших канальных отводов оставляют, а все остальные канальные отводы обнуляют, причем B может быть фиксированным значением или регулируемым значением, определяемым на основании SNR и т.д.
По завершении последующей обработки оценку импульсной характеристики L-отводного канала для каждой пары передающей и приемной антенн можно заполнить N-L нулями. Затем можно осуществлять N-точечное ДПФ на оценке импульсной характеристики канала с нулевым заполнением для получения N оценок усиления канала для N поднесущих пары передающей и приемной антенн. Оценки усиления канала можно использовать для детектирования MIMO принятых символов данных и/или в других целях.
Для пилот-сигнала FD-CDM принятые символы с каждой приемной антенны можно выразить как:
Figure 00000020
для k=0, …, N-1 (14)
где
Figure 00000021
- принятый символ с приемной антенны j на поднесущей k.
В одной конструкции канальные коэффициенты усиления оцениваются на основании метода наименьших квадратов следующим образом:
Figure 00000022
для k=0, …, N-1 (15)
где
Figure 00000023
и (16)
Figure 00000024
- обработанный шум.
H inf,j(k) - это помеха, испытываемая оценками усиления канала
Figure 00000025
для передающей антенны i вследствие пилотных передач с других T-1 передающих антенн. Для ортогональной последовательности, показанной в уравнении (7), помеха от каждой передающей антенны m на передающую антенну i можно выразить как:
Figure 00000026
для m=0,..., T-1, m≠i (17)
N-точечное ОДПФ уравнения (17) можно выразить как:
Figure 00000027
(18)
Уравнения (17) и (18) указывают, что помеха от передающей антенны m на передающую антенну i является импульсной характеристикой канала
Figure 00000028
для передающей антенны m, сдвинутой на (m-i)×L отводов. Величина сдвига в
Figure 00000029
равна разности циклических сдвигов для передающих антенн m и i. Таким образом, L должно быть больше предполагаемого расширения задержки беспроводного канала. Тогда N-точечное ОДПФ уравнения (15) можно выразить как:
Figure 00000030
(19)
где
Figure 00000031
(20)
Уравнения (19) и (20) указывают, что оценка импульсной характеристики канала
Figure 00000032
между передающей антенной i и приемной антенной j включает в себя желательную импульсную характеристику канала
Figure 00000033
плюс T-1 сдвинутых по времени импульсных характеристик канала для других T-1 передающих антенн. Удаление других пилотных последовательностей в уравнении (6) можно, таким образом, осуществлять во временном измерении, оставляя первые L канальных отводов, которые содержат
Figure 00000034
для передающей антенны i, и отбрасывая остальные N-L канальных отводов, которые содержат
Figure 00000035
для других T-1 передающих антенн.
Для метода наименьших квадратов с последовательностью Чу, имеющей плоский частотный спектр, N-точечное ОДПФ можно осуществлять на N принятых символов
Figure 00000036
для N поднесущих после удаления фазы преобразованной последовательности Чу для получения N канальных отводов. Для других базовых последовательностей, не имеющих плоского частотного спектра (например, PN последовательности), принятые символы
Figure 00000037
можно разделить на базовую последовательность в частотном измерении B N(k) и затем преобразовать посредством N-точечного ОДПФ для получения N канальных отводов. Для ортогональной последовательности, показанной в уравнении (7), первые L канальных отводов можно обеспечивать как оценку импульсной характеристики канала
Figure 00000038
для передающей антенны 0, следующие L канальных отводов можно обеспечивать как оценку импульсной характеристики канала
Figure 00000039
для передающей антенны 1 и т.д., и последние L канальных отводов можно обеспечивать как оценку импульсной характеристики канала
Figure 00000040
для передающей антенны T-1.
В другой конструкции канальные коэффициенты усиления оцениваются на основании метода MMSE следующим образом:
Figure 00000041
для k=0, …, N-1 (21)
N-точечное ОДПФ можно осуществлять на N оценках усиления канала из уравнения (21) для получения N канальных отводов для T оценок импульсной характеристики канала для T передающих антенн, как описано выше.
В общем случае N принятых символов
Figure 00000042
из N поднесущих для каждой приемной антенны j можно обрабатывать с помощью базовой последовательности в частотном измерении B N(k) на основании метода наименьших квадратов, метода MMSE или какого-либо другого метода для получения N начальных оценок усиления канала
Figure 00000043
. N начальных оценок усиления канала можно умножать в частотном измерении на ортогональную последовательность W i(k) для каждой передающей антенны для получения L оценок усиления канала для этой передающей антенны. L оценок усиления канала для каждой передающей антенны можно преобразовывать посредством L-точечного ОДПФ для получения оценки импульсной характеристики L-отводного канала
Figure 00000044
для этой передающей антенны. Альтернативно, удаление других пилотных последовательностей можно осуществлять во временном измерении, как описано выше. В любом случае, последующую обработку (например, усечение, сравнение с порогом, выбор отводов, заполнение нулями и т.д.) можно осуществлять на оценках импульсной характеристики L-отводного канала для каждой передающей антенны для получения оценки импульсной характеристики N-отводного канала с нулевым заполнением, которую затем можно преобразовывать посредством N-точечного ДПФ для получения N окончательных оценок усиления канала для N поднесущих этой передающей антенны. Обработку можно осуществлять по-разному, в зависимости от базовой последовательности в частотном измерении B N(k) и ортогональных последовательностей W i(k), используемых для пилот-сигнала FD-CDM. Оценивание канала также можно осуществлять по-разному.
Фоновый шум и помеха для каждой поднесущей можно оценить на основании принятых символов и оценок усиления канала. Для пилот-сигнала IFDM шум и помеху для каждой поднесущей k можно оценить следующим образом:
Figure 00000045
(22)
где
Figure 00000046
- оценочная дисперсия шума и помехи для приемной антенны j на поднесущей k. Шум и помеху можно оценить аналогичным образом для пилот-сигнала FD-CDM с заменой R j(k) на
Figure 00000047
и заменой P i(k) на
Figure 00000048
. Оценку шума и помехи
Figure 00000049
можно усреднить по R приемным антеннам для получения оценки шума и помехи
Figure 00000050
для каждой поднесущей k, которую можно использовать для детектирования MIMO и/или в других целях. Оценку шума и помехи
Figure 00000051
также можно усреднять по всем поднесущим и времени доступа для получения долгосрочной оценки шума и помехи, которые можно использовать для оценивания условий эксплуатации и/или в других целях.
5. Детектирование MIMO
Приемная станция может восстанавливать символы данных, переданные передающей станцией, на основании различных методов детектирования MIMO, например метода MMSE, метода обнуления незначащих коэффициентов (ZF), метода суммирования дифференциально взвешенных сигналов каждого канала (MRC), метода пространственно-частотного выравнивания и т.д. Принятые символы данных из R приемных антенн для каждой поднесущей k можно выразить как:
Figure 00000052
(23)
где r(k) - вектор R×1 принятых символов с R приемных антенн,
x(k)=[X0(k)... XT-1(k)]T - вектор переданных символов размером T×1, переданных с T передающих антенн, где "T" обозначает транспонирование,
h i(k)=[Hi,0(k) … Hi,R-1(k)]T - вектор канальных коэффициентов размером R×1 усиления для передающей антенны i,
H(k)=[h0(k) … hT-1(k)] - матрица характеристики канала MIMO размером R×T, и
n(k) - вектор шума размером R×1.
Переданные символы Xi(k) могут представлять собой символы данных, переданные в частотном измерении посредством OFDM или ДПФ символов данных, переданных во временном измерении посредством SC-FDM. Канальные коэффициенты усиления в h i(k) и H(k) можно оценить на основании принятых пилотных передач, как описано выше.
Выравнивающие коэффициенты можно вывести на основании методов MMSE, ZF и MRC следующим образом:
Figure 00000053
(24)
и
Figure 00000054
(25)
Figure 00000055
(26)
где
Figure 00000056
- вектор выравнивающих коэффициентов MMSE размером 1×R для передающей антенны i,
Figure 00000057
- вектор выравнивающих коэффициентов ZF размером 1×R для передающей антенны i,
Figure 00000058
- вектор выравнивающих коэффициентов MRC размером 1×R для передающей антенны i,
S i(k)=E{|
Figure 00000059
|2} - частотный спектр
Figure 00000060
, переданных с антенны i,
Ψ i(k) - ковариационная матрица шума и помехи размером R×R для антенны i, и «H» обозначает комплексное сопряжение.
Ковариационную матрицу шума и помехи можно выразить как:
Figure 00000061
(27)
где R(k)=E{n(k)×n H(k)} - ковариационная матрица шума размером R×R, и E{ } - оператор математического ожидания.
Ковариационную матрицу шума можно аппроксимировать в виде
Figure 00000062
для пространственно и спектрально некоррелированного шума, где I - единичная матрица. R(k) также можно оценить на основании уравнения (22).
Детектирование MIMO для каждой передающей антенны i можно осуществлять следующим образом:
Figure 00000063
(28)
где Y i(k) - смещенная оценка X i(k), переданная с передающей антенны i,
Figure 00000064
- масштабный коэффициент для X i(k),
V i(k) -шум и помеха последующего детектирования для X i(k).
Детектированные символы для каждой передающей антенны i можно затем выразить как:
Figure 00000065
(29)
Детектированные символы
Figure 00000066
можно обеспечивать непосредственно как оценки символов данных, если символы данных передаются в частотном измерении посредством OFDM. Детектированные символы можно преобразовывать посредством ОДПФ для получения оценок символов данных, если символы данных передаются во временном измерении посредством SC-FDM.
Специалисту в данной области очевидно, что информация и сигналы могут быть представлены с использованием разнообразных технологий и методов. Например, данные, инструкции, команды, информация, сигналы, биты, символы и элементы данных, упомянутые в вышеприведенном описании, могут быть представлены напряжениями, токами, электромагнитными волнами, магнитными полями или частицами, оптическими полями или частицами или любой их комбинацией.
Специалисту в данной области очевидно, что различные иллюстративные логические блоки, модули, схемы и этапы способа, описанные в связи с раскрытыми здесь вариантами осуществления, могут быть реализованы в виде электронного оборудования, компьютерного программного обеспечения или их комбинации. Чтобы отчетливо проиллюстрировать эту взаимозаменяемость оборудования и программного обеспечения, различные иллюстративные компоненты, блоки, модули, схемы и этапы были описаны выше, в целом, применительно к их функциональным возможностям. Будут ли эти функциональные возможности реализованы аппаратными или программными средствами, зависит от конкретного применения и конструктивных ограничений, наложенных на систему в целом. Специалисты в данной области могут реализовать описанные функциональные возможности разными способами для каждой конкретной области применения, но такие решения по реализации не следует интерпретировать как отход от объема настоящего изобретения.
Различные иллюстративные логические блоки и модули, описанные в связи с раскрытыми здесь вариантами осуществления, можно реализовать или осуществлять посредством процессора общего назначения, цифрового сигнального процессора (ЦСП), специализированной интегральной схемы (СИС), программируемой пользователем вентильной матрицы (ППВМ) или другого программируемого логического устройства, дискретной вентильной или транзисторной логики, дискретных аппаратных компонентов или любой их комбинации, предназначенных для осуществления описанных здесь функций. Процессор общего назначения может представлять собой микропроцессор, но, альтернативно, процессор может представлять собой любой традиционный процессор, контроллер, микроконтроллер или конечный автомат. Процессор также может быть реализован как комбинация вычислительных устройств, например, комбинация ЦСП и микропроцессора, совокупность микропроцессоров, один или несколько микропроцессоров в сочетании с ядром ЦСП или любая другая подобная конфигурация.
Этапы способа или алгоритма, описанные в связи с раскрытыми здесь вариантами осуществления, могут быть реализованы непосредственно в оборудовании, в программном модуле, выполняемом процессором, или в их комбинации. Программный модуль может размещаться в ОЗУ, флэш-памяти, ПЗУ, ЭППЗУ, ЭСППЗУ, на жестком диске, сменном диске, CD-ROM или носителе данных любого другого типа, известного в технике. Иллюстративный носитель данных подключен к процессору, в результате чего процессор может считывать с него информацию и записывать на него информацию. Альтернативно, носитель данных может образовывать с процессором единое целое. Процессор и носитель данных могут размещаться в СИС. СИС может находиться в пользовательском терминале. Альтернативно, процессор и носитель данных могут размещаться в пользовательском терминале как дискретные компоненты.
Заголовки включены сюда для ссылки и для удобства нахождения тех или иных разделов. Эти заголовки не призваны ограничивать объем описанных здесь принципов, и эти принципы можно применять в других разделах описания изобретения.
Вышеприведенное описание раскрытых вариантов осуществления предоставлено, чтобы специалист в данной области мог использовать настоящее изобретение. Специалисту в данной области должны быть очевидны различные модификации этих вариантов осуществления, и раскрытые здесь общие принципы можно применять к другим вариантам осуществления, не выходя за рамки сущности и объема изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается показанными здесь вариантами осуществления, но подлежит рассмотрению в самом широком объеме, согласующемся с раскрытыми здесь принципами и отличительными признаками.

Claims (27)

1. Устройство для генерации совокупности пилотных сигналов передачи, содержащее
по меньшей мере, один процессор для генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов для совокупности передающих антенн на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика, и для генерации совокупности пилотных сигналов передачи на основании совокупности последовательностей пилотных сигналов, и
память, подключенную к, по меньшей мере, одному процессору.
2. Устройство по п.1, в котором, по меньшей мере, один процессор генерирует последовательность Чу со значением, характерным для передатчика, и генерирует совокупность последовательностей пилотных сигналов на основании последовательности Чу.
3. Устройство по п.2, в котором, по меньшей мере, один процессор генерирует последовательность Чу следующим образом:
Figure 00000067

где с(n) - последовательность Чу, N - длина последовательности Чу, λ - значение, характерное для передатчика, и n - временной индекс.
4. Устройство по п.2, в котором, по меньшей мере, один процессор генерирует каждую из совокупности последовательностей пилотных сигналов на основании отдельного циклического сдвига последовательности Чу.
5. Устройство по п.1, в котором, по меньшей мере, один процессор генерирует базовую последовательность в частотном измерении на основании последовательности Чу, умножает базовую последовательность в частотном измерении на совокупность ортогональных последовательностей для получения совокупности промежуточных последовательностей и генерирует совокупность последовательностей пилотных сигналов на основании совокупности промежуточных последовательностей.
6. Устройство по п.1, в котором совокупность пилотных сигналов передачи передается на нисходящей линии связи, и в котором соседним базовым станциям присваиваются разные значения, характерные для передатчика.
7. Устройство по п.1, в котором совокупность пилотных сигналов передачи передается на восходящей линии связи, и в котором разным терминалам присваиваются разные значения, характерные для передатчика.
8. Способ генерации совокупности пилотных сигналов передачи, содержащий этапы, на которых
генерируют совокупность последовательностей пилотных сигналов для совокупности передающих антенн на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика, и
генерируют совокупность пилотных сигналов передачи на основании совокупности последовательностей пилотных сигналов.
9. Способ по п.8, в котором на этапе генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов генерируют последовательность Чу со значением, характерным для передатчика, и
генерируют совокупность последовательностей пилотных сигналов на основании последовательности Чу.
10. Способ по п.8, в котором на этапе генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов генерируют каждую из совокупности последовательностей пилотных сигналов на основании отдельного циклического сдвига последовательности Чу.
11. Устройство для генерации совокупности пилотных сигналов передачи, содержащее
средство генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов для совокупности передающих антенн на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика, и
средство генерации совокупности пилотных сигналов передачи на основании совокупности последовательностей пилотных сигналов.
12. Устройство по п.11, в котором средство генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов содержит
средство генерации последовательности Чу со значением, характерным для передатчика, и
средство генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов на основании последовательности Чу.
13. Устройство по п.11, в котором средство генерации совокупности последовательностей пилотных сигналов содержит
средство генерации каждой из совокупности последовательностей пилотных сигналов на основании отдельного циклического сдвига последовательности Чу.
14. Устройство для обработки совокупности сигналов передачи, содержащее
по меньшей мере, один процессор для приема через совокупности приемных антенн, совокупности пилотных сигналов передачи, генерируемых на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика, и для обработки совокупности принятых пилотных сигналов передачи для получения канальных оценок, и
память, подключенную к, по меньшей мере, одному процессору.
15. Устройство по п.14, в котором для каждой принятой передачи пилотных сигналов, по меньшей мере, один процессор получает принятые символы на основании принятой передачи пилотных сигналов и выводит канальные оценки для совокупности передающих антенн на основании принятых символов.
16. Устройство по п.15, в котором для каждой принятой передачи пилотных сигналов, по меньшей мере, один процессор выводит совокупность канальных отводов, содержащую совокупность непересекающихся множеств канальных отводов, на основании принятых символов, и обеспечивает каждое из совокупности непересекающихся множеств канальных отводов как оценку импульсной характеристики канала для соответствующей из совокупности передающих антенн.
17. Устройство по п.15, в котором для каждой принятой передачи пилотных сигналов, по меньшей мере, один процессор умножает принятые символы на совокупность ортогональных последовательностей для получения совокупности множеств символов для совокупности передающих антенн и выводит канальные оценки для каждой передающей антенны на основании соответствующего множества символов.
18. Устройство по п.14, в котором для каждой принятой передачи пилотных сигналов, по меньшей мере, один процессор получает принятые символы на основании принятой передачи пилотных сигналов, масштабирует принятые символы на основании совокупности последовательностей пилотных сигналов, определенных на основании последовательности Чу, для получения совокупности множеств масштабированных символов, и выводит канальные оценки для совокупности передающих антенн на основании совокупности множеств масштабированных символов.
19. Устройство по п.14, в котором совокупность принятых пилотных сигналов передачи получается по нисходящей линии связи, и в котором соседним базовым станциям присваиваются разные значения, характерные для передатчика.
20. Устройство по п.14, в котором совокупность принятых пилотных сигналов передачи получается по восходящей линии связи, и в котором разным терминалам присваиваются разные значения, характерные для передатчика.
21. Устройство по п.14, в котором совокупность принятых пилотных сигналов передачи получается по восходящей линии связи, и в котором разным терминалам присваиваются общее значение, характерное для передатчика, и разные циклические сдвиги последовательности пилотных сигналов, генерируемой посредством FD-CDM последовательности Чу, заданной общим значением, характерным для передатчика.
22. Способ обработки совокупности пилотных сигналов передачи, содержащий этапы, на которых
принимают через совокупность приемных антенн совокупность пилотных сигналов передачи, генерируемую на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика, и
обрабатывают совокупность принятых пилотных сигналов передачи для получения канальных оценок.
23. Способ по п.22, в котором на этапе обработки совокупности принятых пилотных сигналов передачи для каждой принятой передачи пилотных сигналов получают принятые символы на основании принятой передачи пилотных сигналов,
выводят совокупность канальных отводов, содержащую совокупность непересекающихся множеств канальных отводов, на основании принятых символов, и
обеспечивают каждое из совокупности непересекающихся множеств канальных отводов как оценку импульсной характеристики канала для соответствующей из совокупности передающих антенн.
24. Способ по п.22, в котором на этапе обработки совокупности принятых пилотных сигналов передачи для каждой принятой передачи пилотных сигналов получают принятые символы на основании принятой передачи пилотных сигналов,
масштабируют принятые символы на основании совокупности последовательностей пилотных сигналов, определенных на основании последовательности Чу, для получения совокупности множеств масштабированных символов, и
выводят канальные оценки для совокупности передающих антенн на основании совокупности множеств масштабированных символов.
25. Устройство для обработки совокупности пилотных сигналов передачи, содержащее
средство приема через совокупность приемных антенн совокупности пилотных сигналов передачи, генерируемой на основании мультиплексирования с кодовым разделением в частотном измерении (FD-CDM) последовательности Чу, заданной значением, характерным для передатчика, и
средство обработки совокупности принятых пилотных сигналов передачи для получения канальных оценок.
26. Устройство по п.25, в котором средство обработки совокупности принятых пилотных сигналов передачи содержит для каждой принятой передачи пилотных сигналов
средство получения принятых символов на основании принятой передачи пилотных сигналов,
средство вывода совокупности канальных отводов, содержащей совокупность непересекающихся множеств канальных отводов, на основании принятых символов, и
средство обеспечения каждого из совокупности непересекающихся множеств канальных отводов как оценки импульсной характеристики канала для соответствующей из совокупности передающих антенн.
27. Устройство по п.25, в котором средство обработки совокупности принятых пилотных сигналов передачи содержит для каждой принятой передачи пилотных сигналов,
средство получения принятых символов на основании принятой передачи пилотных сигналов,
средство масштабирования принятых символов на основании совокупности последовательностей пилотных сигналов, определенных на основании последовательности Чу, для получения совокупности множеств масштабированных символов, и
средство вывода канальных оценок для совокупности передающих антенн на основании совокупности множеств масштабированных символов.
RU2008134111/09A 2006-01-20 2007-01-19 Способ и устройство для мультиплексирования пилот-сигнала в системе беспроводной связи RU2404529C2 (ru)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US76048206P 2006-01-20 2006-01-20
US60/760,482 2006-01-20
US11/624,646 2007-01-18
US11/624,646 US8130857B2 (en) 2006-01-20 2007-01-18 Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2008134111A RU2008134111A (ru) 2010-02-27
RU2404529C2 true RU2404529C2 (ru) 2010-11-20

Family

ID=38055193

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2008134111/09A RU2404529C2 (ru) 2006-01-20 2007-01-19 Способ и устройство для мультиплексирования пилот-сигнала в системе беспроводной связи

Country Status (11)

Country Link
US (3) US8130857B2 (ru)
EP (3) EP1989850A2 (ru)
JP (2) JP2009524362A (ru)
KR (2) KR101077386B1 (ru)
CN (2) CN102281115B (ru)
BR (1) BRPI0706579B1 (ru)
CA (1) CA2636201C (ru)
HK (2) HK1165124A1 (ru)
PL (1) PL2026518T3 (ru)
RU (1) RU2404529C2 (ru)
WO (1) WO2007084988A2 (ru)

Families Citing this family (99)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7952511B1 (en) 1999-04-07 2011-05-31 Geer James L Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns
EP1906576B1 (en) 2005-08-24 2016-11-16 Wi-Fi One, LLC Mimo-ofdm transmission device and mimo-ofdm transmission method
US8130857B2 (en) * 2006-01-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system
US7852811B2 (en) * 2006-02-03 2010-12-14 Freescale Semiconductor, Inc. Communication system with MIMO channel estimation using peak-limited pilot signals
WO2007109064A1 (en) * 2006-03-17 2007-09-27 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for channel estimation using time-frequency localized pilots and de-noising techniques
US8098745B2 (en) * 2006-03-27 2012-01-17 Texas Instruments Incorporated Random access structure for wireless networks
WO2007125581A1 (ja) * 2006-04-27 2007-11-08 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha プリアンブル構成方法
JP4830613B2 (ja) * 2006-04-28 2011-12-07 日本電気株式会社 マルチユーザ通信システム、通信装置及びそれらを用いるマルチパス伝送路推定方法
US7701919B2 (en) * 2006-05-01 2010-04-20 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method of assigning uplink reference signals, and transmitter and receiver thereof
JP5044165B2 (ja) 2006-08-14 2012-10-10 株式会社東芝 マルチアンテナ無線通信システムにおける送信機、受信機及び方法
US20080043883A1 (en) * 2006-08-21 2008-02-21 Mccoy James W Channel estimation using dynamic-range-limited pilot signals
US8094638B2 (en) * 2006-08-22 2012-01-10 Texas Instruments Incorporated Adaptive selection of transmission parameters for reference signals
ES2793313T3 (es) * 2006-09-26 2020-11-13 Nokia Technologies Oy Aparato, método y producto de programa informático que proporciona multiplexación para canal de control de datos no asociados
RU2427080C2 (ru) * 2006-09-26 2011-08-20 Нокиа Корпорейшн Устройство, способ и компьютерный программный продукт, обеспечивающие модуляцию последовательностью для передачи сигналов управления по восходящей линии связи
GB0619530D0 (en) * 2006-10-03 2006-11-15 Nokia Corp Signalling
KR100962114B1 (ko) * 2006-11-23 2010-06-10 삼성전자주식회사 광대역 무선통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
US7957759B2 (en) * 2006-12-08 2011-06-07 Texas Instruments Incorporated Wideband reference signal transmission in SC-FDMA communication systems
ES2427723T3 (es) * 2006-12-22 2013-10-31 Fujitsu Limited Señales piloto de enlace ascendente basadas en Zadoff-Chu
US8064533B2 (en) * 2006-12-29 2011-11-22 Broadcom Corporation Reconfigurable MIMO transceiver and method for use therewith
US8090044B2 (en) * 2006-12-29 2012-01-03 Broadcom Corporation Multimode transceiver for use with multiple antennas and method for use therewith
CN101267235B (zh) * 2007-03-16 2013-01-09 电信科学技术研究院 一种实现空分复用的方法及装置
RU2500083C2 (ru) 2007-03-23 2013-11-27 Панасоник Корпорэйшн Устройство базовой станции радиосвязи и способ распределения каналов управления
US7808882B2 (en) * 2007-04-17 2010-10-05 Sharp Laboratories Of America, Inc. Method and system for optimized reference signal downlink transmission in a wireless communication system
US8817896B2 (en) * 2007-05-02 2014-08-26 Koninklijke Philips N.V. Method and device for allocating resources in an OFDM network
WO2008147131A1 (en) 2007-05-30 2008-12-04 Lg Electronics Inc. Method of transmitting control signal in wireless communication system
US8279743B2 (en) * 2007-05-31 2012-10-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method for interference estimation for orthogonal pilot patterns
US20080304592A1 (en) * 2007-06-08 2008-12-11 Legend Silicon Method and system for diversity receiver based on tds-ofdm technology
CN101720531B (zh) 2007-06-15 2013-11-27 松下电器产业株式会社 无线通信装置和响应信号扩频方法
KR20090006708A (ko) 2007-07-12 2009-01-15 엘지전자 주식회사 스케줄링 요청 신호 전송 방법
US8773968B2 (en) 2007-08-06 2014-07-08 Texas Instruments Incorporated Signaling of random access preamble sequences in wireless networks
US8014265B2 (en) * 2007-08-15 2011-09-06 Qualcomm Incorporated Eigen-beamforming for wireless communication systems
CN101136883B (zh) * 2007-08-21 2010-04-14 中科院嘉兴中心微系统所分中心 基于放大转发协作处理的宽带无线传感网络信道估计方法
CN101409583B (zh) * 2007-10-11 2013-02-13 电信科学技术研究院 信号发送方法、信号发送装置
CN101197796B (zh) * 2007-10-23 2010-11-03 中国科学院嘉兴无线传感网工程中心 基于sc-fde和虚拟多天线的无线传感器网络信道估计方法
US20090168730A1 (en) * 2007-10-29 2009-07-02 Motorola, Inc. Pilot Signal Allocation Method and Apparatus
JPWO2009118777A1 (ja) * 2008-03-25 2011-07-21 富士通株式会社 無線通信方法、端末装置、基地局装置、及び無線通信システム
CN101616118B (zh) * 2008-06-24 2012-12-19 中兴通讯股份有限公司 下行专用导频和物理资源块的映射方法
KR101625861B1 (ko) * 2008-07-22 2016-06-01 엘지전자 주식회사 상향링크 전송 시, 다중 코드워드 기반 단일 사용자 ｍｉｍｏ가 사용되는 시스템에 있어서, ｐｈｉｃｈ 할당 및 참조 신호 생성 방법
KR20100019947A (ko) 2008-08-11 2010-02-19 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법
KR101571566B1 (ko) 2008-08-11 2015-11-25 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어신호 전송 방법
KR101597573B1 (ko) 2008-08-11 2016-02-25 엘지전자 주식회사 제어정보의 상향링크 전송 방법
KR101603338B1 (ko) 2008-08-11 2016-03-15 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치
KR101646249B1 (ko) 2008-08-11 2016-08-16 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치
US20110164526A1 (en) * 2008-09-04 2011-07-07 Bando Chemical Industries Ltd Method and apparatus for uplink signal transmission and channel estimation in wireless access network
WO2010025587A1 (zh) * 2008-09-05 2010-03-11 上海贝尔股份有限公司 无线接入网络的上行信号发送和信道估计方法和装置
US9608780B2 (en) * 2008-09-23 2017-03-28 Qualcomm Incorporated Transmit diversity for SC-FDMA
WO2010048129A1 (en) * 2008-10-20 2010-04-29 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for performing uplink transmission techniques with multiple carriers and reference signals
KR101581956B1 (ko) 2008-10-22 2016-01-04 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 신호 전송 방법 및 장치
WO2010056068A2 (ko) 2008-11-14 2010-05-20 엘지전자주식회사 무선 통신 시스템에서 신호 전송 방법 및 장치
KR101225920B1 (ko) 2008-11-14 2013-01-24 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치
GB2465628B (en) 2008-11-27 2011-03-23 Ipwireless Inc Communication system,communication units,and method for employing a pilot transmission scheme
CN101764627B (zh) * 2008-12-26 2014-05-07 株式会社Ntt都科摩 确定上行链路的解调导频序列的方法、终端以及上行链路系统
KR20100091876A (ko) 2009-02-11 2010-08-19 엘지전자 주식회사 다중안테나 전송을 위한 단말 동작
TWI430622B (zh) * 2009-02-23 2014-03-11 Inst Information Industry 訊號傳輸裝置、傳輸方法及其電腦程式產品
JP5504287B2 (ja) * 2009-02-27 2014-05-28 ノキア シーメンス ネットワークス オサケユキチュア 循環シフトを使用する単一ユーザ多入力多出力通信のための装置及び方法
US8498267B2 (en) * 2009-05-01 2013-07-30 At&T Mobility Ii Llc Access control for macrocell to femtocell handover
US8964621B2 (en) * 2009-05-08 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Transmission and reception of a reference signal supporting positioning in a wireless communication network
KR101667831B1 (ko) 2009-05-11 2016-10-20 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치
EP2421184B1 (en) * 2009-05-21 2020-07-08 LG Electronics Inc. -1- Method and apparatus for transmitting reference signals in a multi-antenna system
KR101148843B1 (ko) * 2009-06-25 2012-07-09 (주)에프씨아이 오에프디엠 수신기에 적용되는 최대 채널 딜레이를 추정하는 방법 및 시피에버리징 방법
CN101945074B (zh) * 2009-07-04 2014-03-19 中兴通讯股份有限公司 中间导频的发送方法
KR20110040663A (ko) * 2009-10-12 2011-04-20 엘지전자 주식회사 고정된 경로를 이동하는 고속 이동체를 위한 무선 통신 시스템
MX2012003190A (es) * 2009-12-10 2012-04-30 Lg Electronics Inc Metodo y aparato de transmision de señal de entrenamiento en un sistema de red de area local inalambrico.
US20110194630A1 (en) * 2010-02-10 2011-08-11 Yang Hua-Lung Systems and methods for reporting radio link failure
US8374072B2 (en) * 2010-04-07 2013-02-12 Qualcomm Incorporated Efficient zadoff-chu sequence generation
US20120008555A1 (en) * 2010-06-23 2012-01-12 Qualcomm Incorporated Transmit and receive processing in the presence of interference in a wireless network
JP2011030257A (ja) * 2010-09-21 2011-02-10 Fujitsu Ltd 無線通信方法、端末装置、基地局装置、及び無線通信システム
CN103220028B (zh) 2012-01-21 2016-03-30 华为技术有限公司 导频信号发射方法、信道估计方法、装置及系统
KR101425742B1 (ko) * 2012-02-21 2014-08-05 연세대학교 산학협력단 릴레이 네트워크에서 채널 추정을 위한 트레이닝 시퀀스 생성, 프리코딩 방법과 그 장치
KR102105355B1 (ko) * 2012-08-22 2020-04-28 삼성전자주식회사 대역 확산 기반 시스템을 위한 트레이닝 시퀀스와 채널 추정방법
DE102013209708A1 (de) * 2013-05-24 2014-11-27 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Betreiben eines MIMO Radars
CN103269323B (zh) * 2013-05-29 2016-03-02 电子科技大学 一种多用户变换域通信系统及方法
US20150049731A1 (en) * 2013-08-16 2015-02-19 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Method for Coding OFDMA Data without Pilot Symbols
CN104717045B (zh) * 2013-12-12 2018-08-14 华为技术有限公司 一种导频排布确定方法及基站
DE102014206927A1 (de) * 2014-04-10 2015-10-15 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Ermitteln einer Zeitmultiplexsequenz für ein MIMO Radar
US20170195159A1 (en) * 2014-08-01 2017-07-06 Lg Electronics Inc. Method for transmitting and identifying pilot sequence in wireless communication system
US10277373B2 (en) 2014-08-19 2019-04-30 Lg Electronics Inc. Method for generating and transmitting pilot sequence using non-CAZAC sequence in wireless communication system
US10033513B2 (en) 2015-02-09 2018-07-24 Huawei Technologies Co., Ltd. Channel impulse response estimation for full-duplex communication networks
US9748990B2 (en) * 2015-02-09 2017-08-29 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for training signals for full-duplex communications systems
CN107615726B (zh) * 2015-06-30 2020-06-16 华为技术有限公司 传输导频序列的方法和装置
US9660674B2 (en) 2015-07-16 2017-05-23 LGS Innovations LLC Self-interference cancellation antenna systems and methods
US10911281B2 (en) * 2015-10-20 2021-02-02 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for pilot signal transmission
US10425200B2 (en) 2016-04-13 2019-09-24 Qualcomm Incorporated System and method for beam adjustment request
US10069555B2 (en) 2016-04-13 2018-09-04 Qualcomm Incorporated System and method for beam management
JP6801214B2 (ja) * 2016-04-14 2020-12-16 ソニー株式会社 Ｍｉｍｏレーダ装置及び車両
CN107592158B (zh) * 2016-07-08 2019-11-22 上海诺基亚贝尔股份有限公司 光纤通信系统中的信号处理的方法和设备
KR102515541B1 (ko) * 2016-07-19 2023-03-30 한국전자통신연구원 이동무선백홀 네트워크에서의 고속 이동체 단말 및 그의 제어정보 전송 방법과, 기지국의 제어정보 수신 방법
CN106357583A (zh) * 2016-10-28 2017-01-25 重庆邮电大学 分布式mimo‑ofdm系统下基于cazac序列的定时同步方法
US10256929B2 (en) * 2017-01-04 2019-04-09 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for decision directed common phase error estimation based on soft information
WO2019172412A1 (ja) * 2018-03-09 2019-09-12 日本電気株式会社 無線装置及びチャネル予測方法
US11644529B2 (en) 2018-03-26 2023-05-09 Qualcomm Incorporated Using a side-communication channel for exchanging radar information to improve multi-radar coexistence
CN108880773B (zh) 2018-06-11 2020-04-28 三维通信股份有限公司 一种大规模天线系统中的导频分配方法
US11280876B2 (en) 2018-06-18 2022-03-22 Qualcomm Incorporated Multi-radar coexistence using phase-coded frequency modulated continuous wave waveforms
US11385323B2 (en) 2018-06-25 2022-07-12 Qualcomm Incorporated Selection of frequency modulated continuous wave (FMWC) waveform parameters for multi-radar coexistence
US11585889B2 (en) * 2018-07-25 2023-02-21 Qualcomm Incorporated Methods for radar coexistence
CN110808936B (zh) * 2018-08-06 2022-09-23 黎光洁 一种发送下行信号的方法和装置
US20210153053A1 (en) * 2019-11-20 2021-05-20 Qualcomm Incorporated Reporting of spatial variations in interference
US11671117B2 (en) * 2020-04-10 2023-06-06 Qualcomm Incorporated Sequence interleaving for conveying multi-bit payloads
CN114629609A (zh) * 2020-12-11 2022-06-14 维沃移动通信有限公司 导频传输方法、装置、网络侧设备及存储介质

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69705356T2 (de) 1996-05-17 2002-05-02 Motorola Ltd Verfahren und Vorrichtung zur Gewichtung eines Uebertragungsweges
JPH1155205A (ja) 1997-07-31 1999-02-26 Anritsu Corp デジタル信号復調装置
EP0966113B1 (en) 1998-06-19 2003-12-10 Motorola Semiconducteurs S.A. Method and apparatus for performing equalisation in a radio receiver
JP3302007B2 (ja) 2000-03-03 2002-07-15 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 拡散符号の同期捕捉方法および装置
DE60042408D1 (de) 2000-11-13 2009-07-30 Lucent Technologies Inc Kanalschätzung für Raumdiversitätskommunikationssystemen
JP3914203B2 (ja) * 2002-01-10 2007-05-16 富士通株式会社 Ｏｆｄｍシステムにおけるパイロット多重方法及びｏｆｄｍ受信方法
US20040047284A1 (en) * 2002-03-13 2004-03-11 Eidson Donald Brian Transmit diversity framing structure for multipath channels
US7463577B2 (en) 2002-04-09 2008-12-09 Panasonic Corporation OFDM communication method and OFDM communication device
GB2393618B (en) 2002-09-26 2004-12-15 Toshiba Res Europ Ltd Transmission signals methods and apparatus
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US7002900B2 (en) * 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US20040081131A1 (en) * 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US7280467B2 (en) * 2003-01-07 2007-10-09 Qualcomm Incorporated Pilot transmission schemes for wireless multi-carrier communication systems
JP4276009B2 (ja) * 2003-02-06 2009-06-10 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局、基地局、無線伝送プログラム、及び無線伝送方法
JP3816450B2 (ja) 2003-02-18 2006-08-30 Ｋｄｄｉ株式会社 送信機及び受信機
US7095790B2 (en) * 2003-02-25 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Transmission schemes for multi-antenna communication systems utilizing multi-carrier modulation
US7885228B2 (en) * 2003-03-20 2011-02-08 Qualcomm Incorporated Transmission mode selection for data transmission in a multi-channel communication system
JP2004341442A (ja) 2003-05-19 2004-12-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 微細パターンの転写方法および光学部品の製造方法
JP4099191B2 (ja) 2003-06-22 2008-06-11 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル推定装置およびチャネル推定方法
US7660275B2 (en) * 2003-10-24 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Local and wide-area transmissions in a wireless broadcast network
EP1530333A1 (en) 2003-11-05 2005-05-11 Siemens Mobile Communications S.p.A. Method for channel estimation in a MIMO OFDM system
US7145940B2 (en) * 2003-12-05 2006-12-05 Qualcomm Incorporated Pilot transmission schemes for a multi-antenna system
US7302009B2 (en) * 2003-12-17 2007-11-27 Qualcomm Incorporated Broadcast transmission with spatial spreading in a multi-antenna communication system
GB2411327A (en) 2004-02-20 2005-08-24 Toshiba Res Europ Ltd Training sequence for MIMO-OFDM which is suitable for use with null sub-carriers
JP4237680B2 (ja) 2004-03-12 2009-03-11 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ信号送信装置
JP4438482B2 (ja) * 2004-04-05 2010-03-24 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 受信品質推定方法および装置
JP4728227B2 (ja) 2004-05-07 2011-07-20 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法
KR100739511B1 (ko) 2004-06-25 2007-07-13 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 신호 송수신 장치 및 방법
KR100594156B1 (ko) 2004-09-10 2006-06-28 삼성전자주식회사 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 송/수신 방법
KR100657312B1 (ko) 2005-02-26 2006-12-13 삼성전자주식회사 다중입력 다중출력-직교 주파수 분할 다중화 수신기의 주파수 오프셋 및 채널 변동 보상 장치와 그 방법
US8135088B2 (en) * 2005-03-07 2012-03-13 Q1UALCOMM Incorporated Pilot transmission and channel estimation for a communication system utilizing frequency division multiplexing
US7821913B2 (en) * 2005-03-29 2010-10-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for data and pilot structures supporting equalization
US8730877B2 (en) * 2005-06-16 2014-05-20 Qualcomm Incorporated Pilot and data transmission in a quasi-orthogonal single-carrier frequency division multiple access system
US20070004465A1 (en) 2005-06-29 2007-01-04 Aris Papasakellariou Pilot Channel Design for Communication Systems
US20070183386A1 (en) * 2005-08-03 2007-08-09 Texas Instruments Incorporated Reference Signal Sequences and Multi-User Reference Signal Sequence Allocation
US7508842B2 (en) * 2005-08-18 2009-03-24 Motorola, Inc. Method and apparatus for pilot signal transmission
US8265209B2 (en) * 2005-10-28 2012-09-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for channel and noise estimation
JP4451400B2 (ja) * 2006-01-18 2010-04-14 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置及び送信方法
US8130857B2 (en) 2006-01-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system
EP1985023A4 (en) * 2006-01-25 2014-08-13 Texas Instruments Inc METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING THE NUMBER OF ORTHOGONAL SIGNALS USING BLOCK SHIFTING

Also Published As

Publication number Publication date
EP1989850A2 (en) 2008-11-12
KR20080086934A (ko) 2008-09-26
KR20110005748A (ko) 2011-01-18
CN102281115A (zh) 2011-12-14
JP2009524362A (ja) 2009-06-25
CN102394681A (zh) 2012-03-28
US20160020865A1 (en) 2016-01-21
EP2053816B1 (en) 2017-12-27
WO2007084988A2 (en) 2007-07-26
CA2636201C (en) 2011-11-15
EP2026518A2 (en) 2009-02-18
US20100142490A1 (en) 2010-06-10
CN102281115B (zh) 2015-09-30
WO2007084988A3 (en) 2007-10-11
US8130857B2 (en) 2012-03-06
HK1165124A1 (zh) 2012-09-28
RU2008134111A (ru) 2010-02-27
US9225452B2 (en) 2015-12-29
US20070195906A1 (en) 2007-08-23
BRPI0706579B1 (pt) 2020-09-29
EP2026518B1 (en) 2015-11-18
EP2053816A1 (en) 2009-04-29
PL2026518T3 (pl) 2016-04-29
KR101025073B1 (ko) 2011-03-25
BRPI0706579A2 (pt) 2011-03-29
EP2026518A3 (en) 2009-04-29
JP6026459B2 (ja) 2016-11-16
KR101077386B1 (ko) 2011-10-26
HK1168948A1 (en) 2013-01-11
CA2636201A1 (en) 2007-07-26
CN102394681B (zh) 2015-01-28
JP2014161071A (ja) 2014-09-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2404529C2 (ru) Способ и устройство для мультиплексирования пилот-сигнала в системе беспроводной связи
TWI415430B (zh) 無線通信系統中用於引導多工之方法及裝置
JP5646305B2 (ja) サブバンド多重化を適用するｍｉｍｏ（多数入力多数出力）システムにおけるパイロットおよびデータ伝送
RU2350030C2 (ru) Передача пилот-сигнала и оценка канала для множества передатчиков
KR101012990B1 (ko) 무선 통신을 위한 개선된 주파수 분할 다중 접속
KR102065345B1 (ko) 다중 사용자 코드 분할 다중 접속 통신 방법 및 상응한 송신기, 수신기
WO2016062120A1 (zh) 码分多址接入的多用户通信方法及装置
EP1913751A2 (en) Channel and interference estimation in single-carrier and multi-carrier frequency division multiple access systems
CN115486037A (zh) 包括循环移位正交基函数的信号的生成和接收
CN116711273A (zh) 第一和第二通信设备和方法