KR101025073B1 - 무선 통신 시스템에서 파일럿 다중화를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

무선 통신에서 파일럿들을 다중화하기 위한 기술들이 설명된다. 일양상에 있어서, 전송기 스테이션은 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 시퀀스들을 생성하는데, 각각의 파일럿 시퀀스는 상이한 부반송파들 세트를 통해 시간 도메인에서 전송되는 파일럿 심볼들을 포함한다. 전송기 스테이션은 또한 파일럿 시퀀스들에 기초해서 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들을 생성한다. 다른 양상에 있어서, 전송기 스테이션은 전송기-특정 값에 의해 정해지는 Chu 시퀀스의 주파수-도메인 코드 분할 다중화(FD-CDM)에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 시퀀스들을 생성한다. 전송기 스테이션은 또한 파일럿 시퀀스에 기초해서 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들을 생성한다. 또 다른 양상에 있어서, 전송기 스테이션은 제 1 다중화 방식에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들을 생성하고, 상기 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 다수의 데이터 전송들을 생성한다.

Description

무선 통신 시스템에서 파일럿 다중화를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PILOT MULTIPLEXING IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 특허 출원은 2006년 1월 20일에 "METHOD AND APPARATUS FOR PILOT MULTIPLEXING IN A WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEM"이란 명칭으로 가출원된 제 60/760,482호를 우선권으로 청구하는데, 상기 가출원은 본 출원의 양수인에게 양도되었으며, 여기서는 참조문헌으로서 포함된다.
본 발명은 전반적으로 통신에 관한 것으로서, 더 상세하게는 무선 통신 시스템에서 파일럿들을 전송하기 위한 기술들에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에 있어서, 전송기 스테이션(예컨대, 기지국 또는 단말기)은 다수(R)의 수신 안테나들이 장착된 수신기 스테이션으로의 다중-입력 다중-출력(MIMO) 전송을 위해 다수(T)의 전송 안테나들을 활용할 수 있다. 다수의 전송 및 수신 안테나들은 스루풋(throughput)을 증가시키거나 및/또는 신뢰도를 향상시키기 위해서 사용될 수 있는 MIMO 채널을 형성한다. 예컨대, 전송기 스테이션은 스루풋을 향상시키기 위해서 최대 T 개의 데이터스트림들을 T 개의 전송 안테나들로부터 동시에 전송할 수 있다. 대안적으로는, 전송기 스테이션은 수신기 스테이션에 의한 수신을 향상시키기 위해서 단일 데이터스트림을 최대 T 개의 전송 안테 나들로부터 전송할 수 있다.
만약 MIMO 채널 응답이 정확하게 추정될 수 있다면 양호한 성능을 달성될 수 있다. 예컨대, 수신기 스테이션은 MIMO 전송에 대한 데이터 검출을 수행하기 위해서 그리고 MIMO 전송을 위해 전송기 스테이션에 의해서 적용될 공간 매핑 행렬을 선택하기 위해서 또한 기타 다른 것들을 위해서 MIMO 채널 응답을 사용할 수 있다. 채널 추정은 수신기 스테이션에 의해 선험적으로 통지되는 파일럿 심볼들을 전송함으로써 통상 지원된다. 다음으로, 수신기 스테이션은 수신되는 파일럿 심볼들 및 통지된 파일럿 심볼들에 기초하여 MIMO 채널 응답을 추정할 수 있다.
파일럿에 기초하여 획득되는 채널 추정치들은 통상적으로 잡음 및 간섭 모두에 의해서 손상된다. 잡음은 무선 채널, 수신기 일렉트로닉스 등과 같은 다양한 자원들로부터 발생할 수 있다. 간섭은 안테나간 간섭 및 전송기간 간섭을 포함할 수 있다. 안테나간 간섭은 다른 전송 안테나들로부터의 전송들로 인한 간섭이다. 안테나 파일럿간 간섭은 다수의 파일럿 전송들이 모든 T 개의 전송 안테나들로부터 동시에 전송되어 각 안테나로부터의 파일럿 전송이 다른 안테나들로부터의 파일럿 전송을 간섭하는 경우에 존재할 수 있다. 전송기간 간섭은 다른 전송기 스테이션들로부터의 전송들로 인한 간섭이다. 전송기간 간섭은 섹터간 간섭, 셀간 간섭, 단말기간 간섭 등으로도 지칭될 수 있다. 안테나간 간섭 및 전송기간 간섭은 채널 추정에 악영향을 줄 수 있고, 따라서 데이터 성능을 떨어뜨릴 수 있다.
따라서, 무선 통신 시스템에서 파일럿을 전송하는 기술들이 해당 분야에서 요구된다.
일양상에 따르면, 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 시퀀스들을 생성하는 장치가 설명되는데, 각각의 파일럿 시퀀스는 상이한 세트의 부반송파들을 통해 시간 도메인에서 전송되는 다수의 파일럿 심볼들을 포함한다. 상기 장치는 또한 다수의 파일럿 시퀀스들에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들을 생성한다.
다른 양상에 따르면, 전송기-특정 값에 의해 정해지는 Chu 시퀀스와 같은 CAZAC(constant amplitude zero auto-correlation) 시퀀스의 FD-CDM(frequency-domain code division multiplexing)에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 시퀀스들을 생성하는 장치가 설명된다. 상기 장치는 또한 다수의 파일럿 시퀀스들에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들을 생성한다.
또 다른 양상에 따르면, 다수의 수신 안테나들을 통해 다수의 파일럿 전송들을 수신하는 장치가 설명되는데, 각각의 파일럿 전송은 상이한 세트의 부반송파들을 통해 시간 도메인에서 전송되는 다수의 파일럿 심볼들을 포함한다. 상기 장치는 채널 추정치들을 획득하기 위해서 다수의 수신된 파일럿 전송들을 처리한다.
또 다른 양상에 따르면, 다수의 수신 안테나들을 통해 다수의 파일럿 전송들을 수신하는 장치가 설명되는데, 상기 파일럿 전송들은 전송기-특정 값에 의해 정해지는 Chu 시퀀스와 같은 CAZAC 시퀀스의 FD-CDM에 기초하여 생성된다. 상기 장치는 채널 추정치들을 획득하기 위해서 다수의 수신된 파일럿 전송들을 처리한다.
또 다른 양상에 따르면, 제 1 다중화 방식에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들을 생성하는 장치가 설명된다. 상기 장치는 또한 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 데이터 전송들을 생성한다.
또 다른 양상에 따르면, 제 1 다중화 방식에 기초하여 생성되는 다수의 파일럿 전송들을 수신하는 장치가 설명된다. 상기 장치는 또한 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 다수의 데이터 전송들을 수신한다. 상기 다수의 파일럿 전송 및 다수의 데이터 전송들은 다수의 전송 안테나들로부터 다수의 수신 안테나들로 전송되는 MIMO 전송을 위한 것이다. 상기 다수의 전송 안테나들은 단일 전송기 스테이션 또는 다수의 전송기 스테이션에 위치될 수 있다.
본 발명의 여러 양상들 및 특징들이 아래에서 더 상세히 설명된다.
도 1은 무선 다중-액세스 통신 시스템을 나타낸다.
도 2는 기지국 및 단말기의 블록도를 나타낸다.
도 3a 및 도 3b는 두 개의 인터리빙 주파수 분할 다중화(IFDM) 파일럿 부반송파 구조들을 나타낸다.
도 4 및 도 5는 IFDM 파일럿을 생성하기 위한 두 가지 처리들을 나타낸다.
도 6은 FD-CDM 파일럿을 위한 4 개의 전송 안테나들로부터의 파일럿 전송들을 나타낸다.
도 7 및 도 8은 FD-CDM 파일럿을 생성하기 위한 두 가지 처리들을 나타낸다.
도 9는 상이한 다중화 방식들을 통해 파일럿 및 데이터를 전송하기 위한 처리를 나타낸다.
본 명세서에 설명되는 기술들은 다중-액세스 통신 시스템들, 브로드캐스트 시스템들, 무선 근거리 네트워크들(WLAN들) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템들을 위해 사용될 수 있다. "시스템들" 및 "네트워크들"이란 용어들은 종종 서로 바뀌어 사용된다. 다중-액세스 시스템들은 CDMA(code division multiple access) 시스템들, TDMA(time division multiple access) 시스템들, FDMA(frequency division multiple access) 시스템들, OFDMA(orthogonal FDMA) 시스템들, SC-FDMA(single-carrier FDMA) 시스템들, SDMA(spatial division multiple access) 시스템들 등일 수 있다. 상기 기술들은 또한 예컨대 다운링크를 위한 OFDMA 및 업링크를 위한 SC-FDMA와 같은 다운링크 및 업링크를 위한 상이한 다중 액세스 방식들을 이용하는 시스템들을 위해서 사용될 수 있다. 다운링크(또는 순방향 링크)는 기지국들로부터 단말기들로의 통신 링크를 나타내고, 업링크(또는 역방향 링크)는 단말기들로부터 기지국들로의 통신 링크를 나타낸다.
OFDMA 시스템은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)을 활용한다. SC-FDMA 시스템은 SC-FDM(single-carrier frequency division multiplexing)을 활용한다. OFDM 및 SC-FDM은 시스템 대역폭을 다수(K)의 직교 부반송파들로 분할하는데, 이러한 직교 부반송파들은 일반적으로 톤들(tones), 빈들(bins) 등으로도 지칭된다. 각각의 부반송파는 데이터를 통해 변조될 수 있다. 일반적으로, 심볼들은 OFDM을 통해서는 주파수 도메인에서 SC-FDM을 통해서는 시간 도메인에서 전송된다. SC-FDM은 (a) 정해진 주파수 할당을 통해 균일하게 분산되는 부반송파들을 통해서 정보를 전송하는 IFDM 및 (b) 인접한 부반송파들을 통해서 정보를 전송하는 LFDM(localized frequency division multiplexing)을 포함한다.
도 1은 다수의 기지국들(110)을 구비한 무선 다중-액세스 통신 시스템(100)을 나타낸다. 기지국은 일반적으로 단말기들과 통신하는 고정국이며, 노드 B, eNode B(enhanced Node B), 액세스 포인트 등으로 지칭될 수도 있다. 각각의 기지국(110)은 특정 지리 영역에 대한 통신 커버리지를 제공한다. "셀"이란 용어는 그 용어가 사용되는 상황에 따라 기지국 및/또는 기지국의 커버리지 영역을 지칭할 수 있다. 시스템 용량을 향상시키기 위해서, 기지국 커버리지 영역은 예컨대 3 개의 작은 영역들과 같은 다수의 작은 영역들로 분할될 수 있다. 각각의 작은 영역들은 각각의 BTS(base transceiver station)에 의해 서빙(served)될 수 있다. "섹터"란 용어는 그 용어가 사용되는 상황에 따라 BTS 및/또는 BTS의 커버리지 영역을 지칭할 수 있다. 섹터화된 셀의 경우에, 그 셀의 모든 섹터들을 위한 BTS들은 일반적으로 그 셀을 위한 기지국 내에 함께 위치된다.
단말기들(120)은 시스템 전체에 걸쳐서 분산될 수 있다. 단말기는 고정적이거나 이동적일 수 있으며, 사용자 기기, 이동국, 이동 기기, 액세스 단말기, 스테이션 등으로도 지칭될 수 있다. 단말기는 셀룰러 전화기, PDA(personal digital assistant), 무선 모뎀, 무선 통신 장치, 핸드헬드 장치, 가입자 유닛, 랩톱 컴퓨터, 코드리스 전화기 등일 수 있다.
시스템 제어기(130)는 기지국(110)에 연결될 수 있으며, 이러한 기지국들에 대한 조정 및 제어를 제공할 수 있다. 시스템 제어기(130)는 단일 네트워크 엔터티 또는 네트워크 엔터티들의 컬렉션일 수 있다.
도 2는 시스템(100)에 있는 기지국(110) 및 단말기(120)의 설계를 블록도로 나타낸다. 기지국(110)에는 다수(U)의 안테나들(220a 내지 220u)이 장착되는데, 상기 안테나들은 다운링크를 통한 데이터 전송 및 업링크를 통한 데이터 수신을 위해 사용될 수 있다. 단말기(120)에는 다수(V)의 안테나들(152a 내지 152v)이 장착되는데, 상기 안테나들은 업링크를 통한 데이터 전송 및 다운링크를 통한 데이터 수신을 위해 사용될 수 있다. 각각의 안테나는 물리적인 안테나 또는 안테나 어레이일 수 있다.
다운링크를 통해서, 기지국(110)에서는, 전송(TX) 데이터 및 파일럿 프로세서(214)가 데이터 소스(212)로부터 데이터를 수신하고, 그 데이터를 처리하며(예컨대, 포맷, 인코딩, 인터리빙, 및 심볼 매핑), 데이터 심볼들을 생성한다. 프로세서(214)는 또한 아래에서 설명되는 바와 같이 파일럿 심볼들을 생성하고, 파일럿 및 데이터 심볼들을 TX 공간 프로세서(216)에 제공한다. 본 명세서에 설명되는 바와 같이, 데이터 심볼은 데이터에 대한 심볼이고, 파일럿 심볼은 파일럿에 대한 심볼이고, 제로 심볼은 제로인 신호 값이고, 심볼은 통상적으로 복소 값이다. 데이터 심볼들은 PSK 또는 QAM과 같은 변조 방식으로부터의 변조 심볼들일 수 있다. 파일럿은 전송기 및 수신기 양쪽 모두에 의해서 선험적으로 통지되는 데이터이다. 프로세서(216)는 파일럿 및 데이터 심볼들을 다중화하고, 전송기 공간 매핑(적용가 능한 경우에)을 수행하며, U 개의 출력 심볼 스트림들을 U 개의 변조기들(MOD)(218a 내지 218u)에 제공한다. 각각의 변조기(218)는 출력 칩들을 생성하기 위해서 자신의 출력 심볼 스트림에 대해 (예컨대, OFDM, SC-FDM 등을 위한) 변조를 수행하고, 또한 다운링크 신호를 생성하기 위해서 그 출력 칩들을 처리한다(예컨대, 디지털-아날로그 변화, 아날로그 필터링, 증폭, 및 상향변환). 변조기들(218a 내지 218u)로부터의 U 개의 다운링크 신호들은 U 개의 안테나들(220a 내지 220u)을 통해서 각각 전송된다.
단말기(120)에서는, V 개의 안테나들(252a 내지 252v)이 U 개의 다운링크 신호들을 수신하고, 각각의 안테나(252)는 수신된 신호를 각각의 복조기(DEMOD)(254)에 제공한다. 각각의 복조기(254)는 샘플들을 획득하기 위해서 자신의 수신된 신호를 처리하고(예컨대, 필터링, 증폭, 하향변환, 및 디지털화), 또한 수신된 심볼들을 획득하기 위해서 그 샘플들에 대해 (예컨대, OFDM, SC-FDM 등을 위한) 복조를 수행한다. 각각의 복조기(254)는 수신된 데이터 심볼들을 MIMO 검출기(256)에 제공하며, 수신된 파일럿 심볼들을 채널 프로세서(284)에 제공한다. 채널 프로세서(284)는 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 다운링크 MIMO 채널 응답을 추정하며, 채널 추정치들을 MIMO 검출기(256)에 제공한다. MIMO 검출기(256)는 채널 추정치들을 통해서 수신된 데이터 심볼들에 대해 MIMO 검출을 수행하고, 데이터 심볼 추정치를 제공한다. RX 데이터 프로세서(258)는 또한 상기 데이터 심볼 추정치들을 처리하고(예컨대, 디인터리빙 및 디코딩), 디코딩된 데이터를 데이터 싱크(260)에 제공한다.
업링크를 통해서, 단말기(120)에서는, 데이터 소스(272)로부터의 데이터 및 파일럿이 TX 데이터 및 파일럿 프로세서(274)에 의해서 처리되고, TX 공간 프로세서(276)에 의해서 추가적으로 처리되며, V 개의 안테나들(252a 내지 252v)을 통해서 전송되는 V 개의 업링크 신호들을 생성하기 위해서 변조기들(254a 내지 254v)에 의해 처리된다. 기지국(110)에서는, 업링크 신호들이 U 개의 안테나들(220a 내지 220u)에 의해서 수신되고, 복조기들(218a 내지 218u)에 의해서 처리되어 복조되며, MIMO 검출기(232)에 의해서 검출되고, 또한 단말기(120)에 의해 전송된 데이터를 복원하기 위해서 RX 데이터 프로세서(234)에 의해 처리된다. 채널 프로세서(244)는 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 업링크 MIMO 채널 응답을 추정하며, 채널 추정치들을 MIMO 검출을 위한 MIMO 검출기(232)에 제공한다.
제어기들/프로세서들(240 및 280)이 기지국(110) 및 단말기(120)에서의 동작들을 각각 제어한다. 메모리들(242 및 282)이 기지국(110) 및 단말기(120)를 위한 데이터 및 프로그램 코드들을 각각 저장한다.
본 명세서에 설명된 기술들이 다양한 부반송파 구조들을 통해 사용될 수 있다. 아래의 설명에서는 K 개의 총 부반송파들이 전송을 위해 이용될 수 있으며, 0 내지 K-1의 인덱스들이 할당된다.
도 3a는 IFDM 또는 분산식 OFDM 데이터 전송을 위해 사용될 수 있는 IFDM 파일럿 부반송파 구조(300)를 나타낸다. 부반송파 구조(300)에 있어서, K 개의 총 부반송파들은, 각각의 세트가 K 개의 총 부반송파들에 걸쳐 균일하게 분산되는 L' 개의 부반송파들을 포함하도록, T 개의 분리되거나 겹치지 않는 세트들로 정렬되는데, 여기서 T 및 L'는 적절하게 선택되는 정수 값들이다. 각 세트에서의 연속적인 부반송파들은 T 개의 부반송파들만큼 이격되는데, 여기서 K=T·L'이다. 따라서, 세트(i)는 i∈{0,...,T-1}의 경우에 부반송파들(i, T+i, 2T+i,...,(L'-1)·T+i)를 포함한다.
도 3b는 LFDM 또는 로컬식(localized) OFDM 데이터 전송을 위해 사용될 수 있는 IFDM 파일럿 부반송파 구조(310)를 나타낸다. 부반송파 구조(310)에 있어서는, K 개의 총 부반송파들이 G 개의 분리된 그룹들로 정렬되고, 그럼으로써 각각의 그룹은 N"=K/G 개의 연속적인 부반송파들을 포함하는데, 여기서 N" 및 G는 적절하게 선택되는 정수 값들이다. 따라서, 그룹 0은 부반송파들(0 내지 N"-1)을 포함하고, 그룹 1은 부반송파들(N" 내지 2N"-1)을 포함하며,..., 그룹 G-1은 부반송파들(K-N" 내지 K-1)을 포함한다.
각각의 그룹에서 N" 개의 부반송파들은 T 개의 분리된 세트들로 정렬될 수 있고, 그럼으로써 각각의 세트는 그 그룹에서 N" 개의 부반송파들에 걸쳐 균일하게 분산되는 L" 개의 부반송파들을 포함한다. 따라서, 각각의 그룹에서 N" 개의 부반송파들은 도 3a에서 상술된 것과 유사한 방식으로 정렬될 수 있다. 도 3b는 부반송파 그룹 1에 대한 T 세트들의 부반송파들을 나타낸다.
일반적으로, 다운링크 및 업링크를 통한 파일럿 데이터 전송을 위해서 부반송파 그룹(300)이 사용될 수 있다. 예컨대, 부반송파 구조(300)는 다운링크를 위해 사용될 수 있고, 부반송파 구조(310)는 업링크를 위해 사용될 수 있다. 다른 부반송파 구조들도 또한 사용될 수 있다. 각각의 링크를 통해서, 파일럿 데이터는 동일하거나 상이한 부반송파 구조들을 사용하여 전송될 수 있다.
전송기 스테이션이 TDM(time division multiplexing), TD-CDM(time-domain code division multiplexing), OFDM, IFDM, FD-CDM 등과 같은 다양한 다중화 방식들을 사용하여 다수(T) 개의 전송 안테나들을 통해서 파일럿을 전송할 수 있다. 수신기 스테이션은 다수(R)의 수신 안테나들을 통해 파일럿을 수신할 수 있으며, 수신된 파일럿에 기초하여 MIMO 채널 응답뿐만 아니라 배경 잡음 및 간섭도 추정할 수 있다. 다운링크의 경우에, 전송기 스테이션은 기지국(110)일 수 있고, 수신기 스테이션은 단말기(120)일 수 있고, T는 U와 동일할 수 있으며, R은 V와 동일할 수 있다. 업링크의 경우에, 전송기 스테이션은 단말기(120)일 수 있고, 수신기 스테이션은 기지국(110)일 수 있고, T는 V와 동일할 수 있으며, R은 U와 동일할 수 있다. MIMO 전송을 위한 파일럿은 T 개의 전송 안테나들 각각에 대한 상이한 파일럿 시퀀스를 포함할 수 있다. 파일럿 시퀀스는 파일럿을 위해 사용되는 다중화 방식에 따라 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 전송될 수 있는 통지된 심볼들의 시퀀스이다.
TDM 파일럿의 경우에, 파일럿을 위해 지정된 시간 간격이 T 개의 전송 안테나들에 할당될 수 있는 T 개의 시간 세그먼트들로 분할될 수 있다. 전송기 스테이션은 각각의 안테나에 할당된 시간 세그먼트에서 상기 각각의 안테나로부터 파일럿 전송을 송신할 수 있다. 각 안테나로부터의 파일럿 전송은 임의의 파일럿 시퀀스일 수 있으며, 다중경로 채널에서의 지연 확산에 의해 야기되는 주파수 선택성 페이딩을 극복하기 위해서 사이클릭 프리픽스가 첨부될 수 있다. 사이클릭 프리픽스 는 보호 간격, 프리엠블 등으로도 지칭된다. 사이클릭 프리픽스 길이는 예상되는 지연 확산에 기초하여 선택될 수 있다. 사이클릭 프리픽스를 대신해서 고유 워드가 또한 사용될 수도 있다. 수신기 스테이션은 시간-도메인 RAKE 처리(CDMA 시스템들에서 일반적으로 사용됨) 또는 주파수-도메인 처리를 사용하여 MIMO 채널 응답 및 잡음을 추정할 수 있다. 잡음 추정은, 파일럿이 임의의 정해진 시간 세그먼트에서 단지 하나의 전송 안테나로부터 전송되고 다른 전송 안테나들로부터의 간섭이 존재하지 않기 때문에, 중요하지 않을 수 있다. 다른 전송기 스테이션들로부터의 전송기간 파일럿 간섭이 상이한 전송기 스테이션들에 대해 상이한 파일럿 스크램블링 시퀀스들을 사용함으로써 억제될 수 있다.
TD-CDM 파일럿의 경우에, T 개의 상이한 직교 시퀀스들이 T 개의 전송 안테나들에 할당될 수 있으며, 시간 도메인에 있어서 직교성을 달성하기 위해 사용될 수 있다. 전송기 스테이션은 시간-도메인 베이스 시퀀스를 각각의 전송 안테나에 대한 직교 시퀀스와 곱함으로써 그 각각의 전송 안테나에 대한 시간-도메인 파일럿 시퀀스를 생성할 수 있다. 다음으로, 전송기 스테이션은 자신의 시간-도메인 파일럿 시퀀스에 기초하여 각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 전송을 생성할 수 있다. 각각의 전송 안테나로부터의 파일럿 전송은 데이터스트림들로 인한 다중경로 간섭을 관측할 수 있지만, 다른 전송 안테나들로부터의 파일럿 전송들로 인한 다중경로 간섭을 관측할 수 있다. 수신기 스테이션은 T 개의 전송 안테나들에 할당된 직교 시퀀스들을 사용함으로써 T 개의 파일럿 전송들 간의 직교성을 활용할 수 있는 시간-도메인 RAKE 처리를 사용하여, MIMO 채널 응답을 추정할 수 있다. 수신기 스테이션은 관측된 데이터스트림들로부터의 간섭없이 잡음을 추정할 수 있다. 전송기간 파일럿 간섭이 상이한 전송기 스테이션들에 대해 상이한 파일럿 스크램블링 시퀀스들을 사용함으로써 억제될 수 있다.
OFDM 및 IFDM 파일럿들의 경우에, 예컨대 도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이, N 개의 부반송파들이 파일럿 전송을 위해 사용될 수 있으며 T 개의 분리된 세트들로 정렬될 수 있는데, 각각의 세트는 L 개의 부반송파들을 포함하고, 여기서 N=T·L≤K이다. 도 3a에서, N은 K와 동일할 수 있고, L은 L'와 동일할 수 있다. 도 3b에서, N은 N"와 동일할 수 있고, L은 L"와 동일할 수 있다. 여하튼, 각 세트의 L 개의 부반송파들이 N 개의 부반송파들에 걸쳐 균일하게 분산될 수 있음으로써, 수신기 기지국은 N 개의 부반송파들 모두에 걸쳐서 주파수 스펙트럼을 샘플링할 수 있고, 이는 채널 및 잡음 추정 성능을 향상시킬 수 있다. T 개의 전송 안테나들 각각에는 T 개의 부반송파 세트들 각각이 할당될 수 있다.
OFDM 파일럿의 경우에, 전송기 스테이션은 각각의 전송 안테나에 할당된 L 개의 부반송파들로 이루어진 세트를 통해 주파수 도메인에서 상기 각각의 전송 안테나로부터 파일럿 전송을 송신할 수 있다. 각 전송 안테나의 경우에, 전송기 스테이션은 L 개의 파일럿 심볼들을 상기 할당된 세트의 L 개의 부반송파들에 매핑할 수 있고, 제로 심볼들을 나머지 K-L 개의 부반송파들에 매핑할 수 있으며, 그 매핑된 파일럿 및 제로 심볼들에 기초하여 OFDM 심볼을 생성한다. T 개의 전송 안테나들로부터의 T 개의 파일럿 전송들은 상이한 부반송파들을 점유하며, 따라서 주파수에 있어 직교적이다. 수신기 스테이션은 주파수-도메인 처리를 사용하여, 수신된 파일럿 심볼들에 기초해서 채널 및 잡음 추정을 수행할 수 있다. 그 채널 및 잡음 추정은 T 개의 파일럿 전송들 간에 직교성이 달성되기 때문에 안테나간 간섭의 영향을 받지 않는다. 그러나, OFDM으로 인한 단점은 높은 피크-평균 전력율(PAPR : peak-to-average power ratio)이고, 이는 OFDM 파형의 평균 전력에 대한 피크 전력의 비율이 시간 도메인에서 있어 높을 수 있다는 것을 의미한다. 각각의 전송 안테나를 위해 사용되는 파일럿 심볼들은 PAPR이 가능한 낮게 되도록 생성되거나 선택될 수 있다. 전송기간 간섭이 적절한 파일럿 계획, 주파수 호핑 등에 의해서 경감될 수 있다.
IFDM 파일럿의 경우에, 전송기 스테이션은 각각의 전송 안테나에 할당된 L 개의 부반송파들로 이루어진 세트를 통해 시간 도메인에서 상기 각각의 전송 안테나로부터 파일럿 전송을 송신할 수 있다. 각각의 전송 안테나에 대해서, 전송기 스테이션은 L 개의 파일럿 심볼들을 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 변환하고, L 개의 변환된 심볼들을 할당 세트 내의 L 개의 부반송파들에 매핑하고, 제로 심볼들을 나머지 K-1 개의 부반송파들에 매핑하며, 그 매핑되어진 변환된 심볼들 제로 심볼들에 기초하여 IFDM 심볼을 생성한다. T 개의 전송 안테나들로부터의 T 개의 파일럿 전송들은 상이한 부반송파들을 점유하며, 따라서 주파수에 있어서 직교적이다. 수신기 스테이션은 주파수-도메인 처리를 사용하여 수신된 파일럿 심볼들에 기초해서 채널 및 잡음 추정을 수행할 수 있다. 그 채널 및 잡음 추정은, T 개의 파일럿 전송들 간에 직교성이 달성되기 때문에, 안테나간 간섭의 영향을 받지 않는다. 게다가, 시간 도메인에 있어 일정한 진폭을 갖는 파일럿 심볼들을 사용함으로 써 높은 PAPR이 회피될 수 있다. 아래에 설명되는 바와 같이 파일럿 심볼들을 적절히 생성함으로써 양호한 채널 추정 성능이 달성될 수 있다. 적절한 파일럿 계획, 주파수 호핑 등에 의해서 섹터간 간섭이 경감될 수 있다.
FD-CDM 파일럿의 경우에, T 개의 상이한 직교 시퀀스들이 T 개의 전송 안테나들에 할당될 수 있으며, 주파수 도메인에서의 직교성을 달성하기 위해 사용될 수 있다. 전송기 스테이션은 주파수-도메인 베이스 시퀀스를 각각의 전송 안테나를 위한 직교 시퀀스와 곱함으로써 상기 각각의 전송 안테나에 대한 주파수-도메인 파일럿 시퀀스를 생성할 수 있다. 다음으로, 전송기 스테이션은 자신의 주파수-도메인 파일럿 시퀀스에 기초하여 각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 전송을 생성할 수 있다. T 개의 전송 안테나들로부터의 T 개의 파일럿 전송들은 상이한 직교 시퀀스들의 사용으로 인해 다중경로 채널에 있어 거의 직교적일 수 있다. 수신기 스테이션은 예컨대 OFDM 및 IFDM 파일럿들을 위한 것과 유사한 방식으로, 주파수-도메인 처리를 사용하여 수신된 파일럿 심볼들에 기초해서 채널 및 잡음 추정을 수행할 수 있다.
파일럿에 대한 몇몇 다중화 방식들이 아래에서 더 상세히 설명된다.
1. IFDM 파일럿
IFDM 파일럿은 각각의 전송 안테나에 대한 한 세트의 L 개의 부반송파들씩, 도 3a 또는 도 3b에 도시된 바와 같이, T 개의 분리된 세트들의 부반송파들을 통해서 T 개의 전송 안테나들로부터 전송될 수 있다. IFDM 파일럿이 양호한 속성들을 가진 베이스 시퀀스를 통해 생성될 수 있다. 예컨대, 베이스 시퀀스는 양호한 시간적인 특성들(예컨대, 플랫 주파수 스펙트럼) 및 양호한 스펙트럼적인 특징들(예컨대, 플랫 주파수 스펙트럼)을 갖도록 선택될 수 있다. 이러한 양호한 시간적 및 스펙트럼적인 특징들은 다양한 CAZAC(constant amplitude zero auto-correlation) 시퀀스들을 통해 획득될 수 있다. 일부 예시적인 CAZAC 시퀀스들은 Chu 시퀀스, Frank 시퀀스, GCL(generalized chirp-like) 시퀀스, Golomb 시퀀스, P1, P3, P4 및 시퀀스 등을 포함한다.
한 설계에 있어서, 길이가 L인 Chu 시퀀스 cL(n)가 IFDM 파일럿에 대한 베이스 시퀀스로서 사용된다. 이러한 Chu는 다음과 같이 표현될 수 있고:
Figure 112008059381851-pct00001
수학식(1)
Figure 112008059381851-pct00002
수학식(2)
여기서,
Figure 112010056561165-pct00003
는,
Figure 112010056561165-pct00004
및 L이 상대적으로 프라임(prime)이고 또한 가장 큰 공약수가 1이도록 선택되는, 주파수 증분 인덱스이다. L은 베이스 시퀀스 길이이며, 파일럿 전송을 위한 각각의 전송 안테나에 할당되는 부반송파들의 수에 상응할 수 있다. L은 소수(prime number)(예컨대, L=257)이고, 이는 L-1개의 상이한
Figure 112010056561165-pct00005
값들을 통해 생성되는 Chu 시퀀스들에 대한 양호한 교차-상관 특성들을 제공할 수 있다. L은 또한 각각의 전송 안테나에 의한 파일럿 전송을 위해서 사용되는 부반송파들의 수에 기초하여 선택될 수 있다(예컨대, L=256).
수학식들 (1) 및 (2)에 있어서,
Figure 112010056561165-pct00006
는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 상이한 전송기 스테이션들로부터의 파일럿들을 구별하기 위해서 전송기-특정 값 또는 코드로서 사용될 수 있다. 시퀀스 길이(L)에 기초하여
Figure 112010056561165-pct00007
에 대한 한 세트의 값들이 결정될 수 있다. 예컨대, 상기 세트는 L=7인 시퀀스 길이에 대해 1, 2, 3, 4, 5, 및 6인
Figure 112010056561165-pct00008
값을 포함할 수 있다. 상이한
Figure 112010056561165-pct00009
값들이 예컨대 다운링크 상의 상이한 기지국들 또는 업링크 상의 상이한 단말기들과 같은 상이한 전송기 스테이션들에 할당될 수 있다. 상이한
Figure 112010056561165-pct00010
값들을 통해 생성되는 2 개의 베이스 시퀀스들은 두
Figure 112010056561165-pct00011
값들 간의 차이가 L에 대해 상대적으로 프라임인 경우에 최소의 교차-상관을 갖기 때문에, 상이한
Figure 112010056561165-pct00012
값들을 통해서 상이한 전송기 스테이션에 의해 전송되는 파일럿들은 이러한 경우에 서로 최소적으로 간섭을 준다.
Chu 시퀀스는 일정한 시간-도메인 엔벌로프를 갖는데, 이는 파일럿에 대한 낮은 PAPR을 유도한다. Chu 시퀀스는 또한 플랫 주파수 스펙트럼을 갖는데, 이는 특히 채널 스펙트럼 밀도의 분산이 통지되지 않을 때 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
다른 설계에 있어서는, L 개의 심볼들을 갖는 변환된 시퀀스 CL(k)를 획득하기 위해서 Chu 시퀀스 cL(n)에 대해 L-포인트 역이산 푸리에 변환(IDFT)이 수행된다. 다음으로, 그 변환된 시퀀스가 베이스 시퀀스로서 사용된다.
또 다른 설계에 있어서는, 시간 도메인에 있어서 양호한 자기-상관 및 교차-상관 특성들과 낮은 PAPR 특성들을 갖는 PN(pseudo-random number) 시퀀스 pn(n)가 베이스 시퀀스로서 사용된다. PN 시퀀스는 해당 분야에 공지되어 있는 임의의 방식을 통해서, 예컨대 다항식 생성원(polynomial generator)에 기초해서 또는 길이가 L인 모든 가능한 시퀀스들의 철저한 탐색을 통해서, 도출될 수 있다. 다른 시퀀스들도 또한 베이스 시퀀스로서 사용될 수 있다.
T 개의 전송 안테나들에 대한 IFDM 파일럿이 다양한 방식들로 생성될 수 있다. 한 방식에 있어서, 베이스 시퀀스는 다음과 같이 T번 반복되며 또한 확장된 베이스 시퀀스를 획득하기 위해서 연결되는데:
Figure 112008059381851-pct00013
수학식(3)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00014
은 i·L 개의 샘플들만큼 지연되는 베이스 시퀀스이고,
Figure 112008059381851-pct00015
는 길이가 N인 확장된 베이스 시퀀스이다.
길이가 L인 베이스 시퀀스 bL(n)는 (a) bL(n)=cL(n)이도록 Chu 시퀀스와 동일할 수 있거나, (b) bL(n)=pn(n)이도록 PN 시퀀스와 동일할 수 있거나, (c) 어떤 다른 시퀀스와 동일할 수 있다. 수학식(3)에서는, i 번째 시퀀스의 처음이 (i-1) 번째 시퀀스의 마지막 바로 직후에 후속하도록 베이스 시퀀스 bL(n)의 T 개의 복사들이 지연되어 정렬된다. T 개의 지연된 시퀀스들이 길이가 N인 확장된 베이스 시퀀스 bext(n)을 획득하기 위해서 합산된다.
각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 시퀀스가 다음과 같이 생성될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00016
수학식(4)
여기서, pi(n)은 전송 안테나(i)에 대한 파일럿 시퀀스이다. 수학식(4)은 확장된 베이스 시퀀스의 N 개의 샘플들에 선형 위상 램프(linear phase ramp)를 적용한다. 그 위상 램프의 기울기는 상이한 전송 안테나들에 대해서 상이하다.
기지국 bL(n)은 L 개의 시간-도메인 샘플들을 포함하며, L 개의 연속적인 부반송파들을 점유한다. 베이스 시퀀스를 T번 반복하는 것은 확장된 베이스 시퀀스 bext(n)가 연속적인 점유된 부반송파들 간의 T-1 개의 부반송파들에 대해 제로를 갖는 주파수 도메인에 있어 T 번째 부반송파들마다 점유하도록 한다. 수학식(4)에서
Figure 712010005404048-pct00017
와의 곱은 주파수 도메인에서 i 개의 부반송파들만큼 전송 안테나(i)에 대한 파일럿 시퀀스를 효과적으로 시프트시킨다. T 개의 안테나들에 대한 T 개의 파일럿 시퀀스들은 상이한 수의 부반송파들만큼 시프트되고 따라서 주파수 도메인에 있어 직교적인데, 각각의 파일럿 시퀀스는 예컨대 도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이 L 개의 부반송파들로 이루어진 상이한 세트를 점유한다.
도 4는 IFDM 파일럿을 생성하기 위한 처리(400)를 나타낸다. 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 시퀀스들이 생성되는데, 각각의 파일럿 시퀀스는 상이한 세트의 부반송파들을 통해 시간 도메인에서 전송되는 다수의 파일럿 심볼들을 포함한다(블록 412). 상기 다수의 파일럿 시퀀스들은
Figure 112010056561165-pct00018
을 갖는 Chu 시퀀스, 전송기-특정
Figure 112010056561165-pct00019
값에 의해 정해지는 Chu 시퀀스, 어떤 다른 CAZAC 시퀀스, PN 시퀀스 등에 기초하여 생성될 수 있다. 다수의 파일럿 전송들이 상기 다수의 파일럿 시퀀스들에 기초하여 생성된다(블록 414).
도 5는 IFDM 파일럿을 생성하기 위한 처리(500)를 나타낸다. 처리(500)는 도 4의 블록들(412 및 414)에 각각 상응하는 블록들(510 및 520)을 포함한다. 길이가 L이 베이스 시퀀스(예컨대, Chu 시퀀스, Chu 시퀀스의 IDFT, PN 시퀀스 등)가 초기에 생성된다(블록 512). 다음으로, 길이가 N인 확장된 베이스 시퀀스가 베이스 시퀀스의 다수(T)의 카피본들을 복제하여 연결시킴으로써 생성된다(블록 514). 예컨대 수학식(4)에 제시된 바와 같이, 상이한 위상 램프를 확장된 베이스 시퀀스에 적용함으로써 각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 시퀀스가 생성된다(블록 516). 각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 시퀀스에 길이가 C인 사이클릭 프리픽스를 첨부함으로써 상기 각각의 전송 안테나에 대한 길이가 N+C인 파일럿 전송이 생성될 수 있다. 사이클릭 프리픽스의 삽입은 파일럿 시퀀스의 마지막 C 개의 샘플들을 카피하고 이러한 C 개의 샘플들을 파일럿 시퀀스의 처음에 첨부함으로써 이루어진다. 파일럿 전송은 또한 파일럿 시퀀스에 기초하여 다른 방식들로도 생성될 수 있는데, 예컨대 그 파일럿 시퀀스는 어떤 사이클릭 프리픽스도 없는 파일럿 전송으로서 직접 제공될 수 있다.
도 3a 및 도 3b에 도시된 것들을 포함하는 임의의 부반송파 구조를 위해 사용될 수 있는 T 개의 전송 안테나들에 대한 IFDM 파일럿을 생성하는 다른 방식에 있어서, L 개의 파일럿 심볼들을 갖는 시간-도메인 시퀀스(예컨대, Chu 시퀀스)가 초기에 생성된다. 다음으로, L 개의 변환된 심볼들을 갖는 주파수-도메인 베이스 시퀀스를 획득하기 위해서 시간-도메인 베이스 시퀀스에 대해 L-포인트 이산 푸리에 변환(DFT)이 수행된다. 각각의 전송 안테나의 경우에, L 개의 변환된 심볼들은 그 안테나에 할당된 L 개의 부반송파들에 매핑되고, N-L 개의 제로 심볼들이 나머지 부반송파들에 매핑된다. 다음으로, N 개의 샘플들을 갖는 시간-도메인 파일럿을 획득하기 위해서 N 개의 변환된 심볼들 및 제로 심볼들에 대해 N-포인트 IDFT가 수행된다. 전송 안테나에 대한 파일럿 전송을 획득하기 위해서 이러한 파일럿 시퀀스에 사이클릭 프리픽스가 첨부될 수 있다. T 개의 전송 안테나들에 대한 IFDM 파일럿은 또한 다른 방식들로도 생성될 수 있다.
일반적으로, 파일럿 시퀀스 또는 파일럿 전송은 예컨대 위에서 설명된 바와 같이 적절한 수학식에 기초하여 파일럿 시퀀스/전송에 대한 심볼들 또는 샘플들을 결정함으로써 생성될 수 있다. 파일럿 시퀀스 또는 파일럿 전송은 또한 미리 계산되어 메모리에 저장될 수도 있다. 이 경우에, 그 파일럿 시퀀스 또는 파일럿 전송은 메모리로부터 단순히 판독됨으로써 필요할 때마다 생성될 수 있다. 따라서, "생성"이란 용어는 파일럿 시퀀스 또는 파일럿 전송을 획득하기 위한 임의의 액션(예컨대, 계산, 메모리 검색 등)을 포함할 수 있다.
IFDM 파일럿의 경우에, T 개의 전송 안테나들로부터의 T 개의 파일럿 전송들이 주파수에 있어 분리되며, 따라서 다중경로 채널에서 직교적이다. 만약 시간 도메인에 있어 일정한 엔벌로프를 갖는 파일럿 시퀀스가 사용된다면 PAPR은 낮다. 게다가, 만약 Chu 시퀀스와 같은 CAZAC 시퀀스가 사용된다면 주파수에 있어 파일럿 에너지가 균일하게 분산되고, 이는 채널 및 잡음 추정을 간단하게 하는 동시에 양호한 성능을 제공할 수 있다.
2. FD - CDM 파일럿
N 개의 부반송파들로 이루어진 동일한 세트를 통해서 T 개의 전송 안테나들 로부터 FD-CDM 파일럿이 송신될 수 있다. 그러나, 각 안테나로부터의 파일럿 전송은 상이한 직교 시퀀스와 주파수 도메인에 있어 곱해진다. FD-CDM 파일럿은 양호한 특징들을 갖는 베이스 시퀀스를 통해 생성될 수 있다.
한 설계에 있어서, 길이가 N인 Chu 시퀀스 cN(n)가 FD-CDM 파일럿에 대한 시간-도메인 베이스 시퀀스로서 사용된다. 이러한 Chu 시퀀스는 N인 짝수인 경우에 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008059381851-pct00020
수학식(5)
N 개의 심볼들을 갖는 변환된 Chu 시퀀스 CN(k)를 획득하기 위해서 Chu 시퀀스 cN(n)에 대해 N-포인트 IDFT가 수행될 수 있다. 그 변환된 Chu 시퀀스는 주파수-도메인 베이스 시퀀스 BN(k)로서 사용될 수 있다. 다른 설계에 있어서는, Chu 시퀀스 cN(n)가 주파수-도메인 베이스 시퀀스로서 직접 사용된다. 또 다른 설계에 있어서는, 길이가 N인 PN 시퀀스 PN(k)가 주파수-도메인 베이스 시퀀스로서 사용된다. 다른 시퀀스들도 베이스 시퀀스로서 사용될 수 있다. 일반적으로, 길이가 N인 주파수-도메인 베이스 시퀀스 BN(k)는 (a) BN(k)=cN(k)(여기서 n=k)이도록 Chu 시퀀스와 동일할 수 있거나, (b) BN(k)=CN(k)이도록 상기 변환된 Chu 시퀀스와 동일할 수 있거나, (c) BN(k)=PN(k)이도록 PN 시퀀스와 동일할 수 있거나, (d) 어떤 다른 시퀀스와 동일할 수 있다.
T 개의 전송 안테나들에 대한 FD-CDM 파일럿은 다양한 방식들로 생성될 수 있다. 한 방식에 있어서는, 각각의 전송 안테나에 대한 주파수-도메인 파일럿 시퀀스가 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00021
수학식(6)
여기서, Wi(k)는 전송 안테나(i)에 대한 직교 시퀀스이고,
Figure 112008059381851-pct00022
는 전송 안테나(i)에 대한 주파수-도메인 파일럿 시퀀스이다.
일반적으로, 수학식(6)에서는 Wi(k)에 대해 다양한 직교 시퀀스들이 사용될 수 있다. 예컨대, 그 직교 시퀀스들은 아다마르 행렬(Hadamard matrix)로부터의 월시 시퀀스들, 푸리에 행렬로부터의 시퀀스들 등일 수 있다. 그 직교 시퀀스들은 또한 T와 동일하거나 더 길며 N인 정수 분모인 임의의 길이를 가질 수 있다. 한 설계에 있어서, 상기 직교 시퀀스는 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure 112008059381851-pct00023
수학식(7)
T 개의 직교 시퀀스들은 i=0,...,T-1인 경우에 수학식(7)에 기초하여 생성될 수 있다. 이러한 직교 시퀀스들은 N인 길이를 갖지만 T에 걸쳐 주기적이며, 따라서 T 개의 심볼들마다 반복적이다. 이러한 직교 시퀀스들의 사용은 시간-도메인 PAPR을 증가시키지 않고 또한 주파수-도메인 PAPR을 증가시키지 않는데, 이는 바람직하다.
다음으로, 각각의 전송 안테나에 대한 주파수-도메인 파일럿 시퀀스가 다음 과 같이 생성될 수 있다:
Figure 112008059381851-pct00024
수학식(8)
수학식(8)은 기본적으로 주파수-도메인 베이스 시퀀스를 직교 시퀀스를 통해서 변조하는데, 상기 직교 시퀀스는 각각의 전송 안테나에 대해 상이한 주파수에 있다. 주파수-도메인 베이스 시퀀스를
Figure 112008059381851-pct00025
만큼 변조시키는 것은 상응하는 시간-도메인 베이스 시퀀스를 L·i 개의 샘플들만큼 주기적으로 시프트시키는 것과 같다. 다음으로, 각각의 전송 안테나에 대한 시간-도메인 파일럿 시퀀스가 다음과 같이 생성될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00026
수학식(9)
여기서, bN(n)은 길이가 N인 시간-도메인 베이스 시퀀스이고,
Figure 112008059381851-pct00027
는 전송 안테나(i)에 대한 시간-도메인 파일럿 시퀀스이다.
상기 시간-도메인 베이스 시퀀스 bN(n)는 (a) bN(b)=cN(n)이도록 Chu 시퀀스와 동일하거나, (b) bN(n)=pn(n)이도록 PN 시퀀스와 동일하거나, (c) 어떤 다른 시퀀스와 동일할 수 있다. 수학식(9)에서 순환적인 시프팅은 시간-도메인 베이스 시퀀스의 마지막 L·i 개의 샘플들을 취하고 이러한 L·i 개의 샘플들을 그 베이스 시퀀스의 처음에 첨부함으로써 달성된다. 상이한 수의 샘플들이 상이한 전송 안테나들에 대해 주기적으로 시프트된다. 특히, 전송 안테나(0)에 대해서 O 샘플들이 주기적으로 시프트되고, 전송 안테나(1)에 대해서 L 개의 샘플들이 주기적으로 시 프트되며,..., 전송 안테나(T-1)에 대해서 (T-1)·L 개의 샘플들이 주기적으로 시프트된다.
도 6은 FD-CDM 파일럿을 위한 T=4 개의 전송 안테나들에 대한 예시적인 파일럿 시퀀스들 및 파일럿 전송들을 나타낸다. 전송 안테나(0)에 대한 파일럿 시퀀스는 베이스 시퀀스 bN(n)과 동일하다. 전송 안테나(1)에 대한 파일럿 시퀀스는 L 개의 샘플들만큼 주기적으로 시프트되는 베이스 시퀀스와 동일하다. 전송 안테나(2)에 대한 파일럿 시퀀스는 2L 개의 샘플들만큼 주기적으로 시프트되는 베이스 시퀀스와 동일하다. 전송 안테나(3)에 대한 파일럿 시퀀스는 3L 개의 샘플들만큼 주기적으로 시프트되는 베이스 시퀀스와 동일하다. 각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 전송은 상기 각각의 전송 안테나에 대한 파일럿 시퀀스에 사이클릭 프리픽스를 첨부함으로써 생성된다.
도 7은 FD-CDM 파일럿을 생성하기 위한 처리(600)를 나타낸다. 다수의 파일럿 시퀀스들이 베이스 시퀀스, 예컨대 전송기-특정
Figure 112010056561165-pct00028
값에 의해 정해지는 Chu 시퀀스와 같은 CAZAC 시퀀스의 FD-CDM에 기초하여 다수의 전송 안테나들에 대해 생성된다(블록 612). 다수의 파일럿 전송들이 다수의 파일럿 시퀀스들에 기초하여 생성된다(블록 614). 그 파일럿 전송들은 다운링크를 통해 전송될 수 있고, 이웃하는 기지국들에는 상이한 전송기-특정 값들이 할당될 수 있다. 그 파일럿 전송들은 업링크를 통해서 또한 전송될 수 있고, 상이한 단말기들에는 상이한 전송기-특정 값들이 할당될 수 있다.
도 8은 FD-CDM 파일럿을 생성하기 위한 처리(800)를 나타낸다. 처리(800)는 도 7의 블록들(612 및 614)에 각각 상응하는 블록들(810 및 820)을 포함한다. 길이가 N인 시간-도메인 시퀀스(예컨대, 전송기-특정 값에 의해 정해진 Chu 시퀀스, PN 시퀀스 등)가 초기에 생성된다(블록 812). 다음으로, 각각의 전송 안테나(i)에 대한 시간-도메인 파일럿 시퀀스가 L·i 개의 샘플들만큼 시간-도메인 베이스 시퀀스를 주기적으로 시프트함으로써 생성된다(블록 814). 시간 도메인에서의 주기적인 시프팅은 수학식(7)에 제시된 직교 시퀀스와의 주파수-도메인 곱을 달성한다. 길이가 C인 사이클릭 프리픽스를 각각의 전송 안테나에 대한 시간-도메인 파일럿 시퀀스에 첨부함으로써 상기 각각의 전송 안테나에 대한 길이가 N+C인 파일럿 전송이 생성될 수 있다(블록 820).
임의의 직교 시퀀스들이 사용될 수 있는 T 개의 전송 안테나들에 대한 그리고 임의의 부반송파 구조에 대한 FD-CDM 파일럿을 생성하는 다른 방식에 있어서, 길이가 N인 시간-도메인 베이스 시퀀스(예컨대, 전송기-특정 값에 의해 정해지는 Chu 시퀀스)가 초기에 생성되어 N-포인트 DFT를 통해 변환됨으로써, 주파수-도메인 베이스 시퀀스가 획득된다. 각각의 전송 안테나의 경우에, 주파수-도메인 베이스 시퀀스가 그 안테나에 할당된 직교 시퀀스와 곱해짐으로써, 중간 시퀀스가 획득된다. 다음으로, 길이가 N인 시간-도메인 파일럿 시퀀스를 획득하기 위해서 그 중간 시퀀스에 대해 N-포인트 IDFT가 수행된다. 그 전송 안테나에 대한 파일럿 전송을 획득하기 위해서 시간-도메인 파일럿 시퀀스에는 사이클릭 프리픽스가 첨부될 수 있다. T 개의 전송 안테나들에 대한 FD-CDM 파일럿은 다른 방식들로도 생성될 수 있다.
Chu 시퀀스들을 갖는 IFDM 및 FD-CDM 파일럿들의 경우에는, 파일럿 간섭을 감소시키고 또한 수신기 스테이션이 상이한 전송기 스테이션들로부터 파일럿들을 획득하는 것을 돕기 위해서 상이한 전송기 스테이션들에 상이한
Figure 112008059381851-pct00029
값들이 할당될 수 있다. 다운링크 상에서는, 상이한
Figure 112008059381851-pct00030
값들이 이웃하는 기지국들 또는 BTS들에 할당될 수 있는데, 각각의 기지국 또는 BTS마다 하나의
Figure 112008059381851-pct00031
값이 할당될 수 있다. 각각의 기지국 또는 BTS는 예컨대 위에서 설명된 바와 같이, 할당된
Figure 112008059381851-pct00032
값을 통해서 자신의 U 개의 안테나들에 대한 U 개의 파일럿 전송들을 생성할 수 있다. 단말기는 다수의 기지국들로부터 파일럿 전송을 수신할 수 있으며, 각각의 기지국 또는 BTS에 할당된
Figure 112008059381851-pct00033
값에 기초하여 상기 각각의 기지국으로부터의 파일럿 전송들을 검출하여 구별할 수 있다. 업링크 상에서는, 상이한
Figure 112008059381851-pct00034
값들이 동일한 기지국 또는 BTS에 파일럿 전송들을 동시에 전송할 수 있는 상이한 단말기들에 할당될 수 있는데, 각각의 단말기에 하나의
Figure 112008059381851-pct00035
값이 할당될 수 있다. 각각의 단말기는 예컨대 위에서 설명된 바와 같이, 할당된
Figure 112008059381851-pct00036
값을 통해 자신의 V 개의 안테나들에 대한 V 개의 파일럿 전송들을 생성할 수 있다. 기지국은 다수의 단말기들로부터 파일럿 전송들을 수신할 수 있고, 각각의 단말기에 할당된
Figure 112008059381851-pct00037
값에 기초하여 상기 각각의 단말기로부터의 파일럿 전송들을 검출하여 구별할 수 있다.
상이한 전송기 스테이션들(예컨대, 다운링크 상의 상이한 기지국들 또는 업링크 상의 상이한 단말기들)로부터의 파일럿 시퀀스들이 가능한 낮은 교차 상관을 갖는 것이 바람직하다. IFDM에 대한 길이가 L인 파일럿 시퀀스들 또는 FD-CDM 파일럿에 대한 길이가 N인 파일럿 시퀀스들이 상이한
Figure 112010056561165-pct00038
값들을 통해 생성될 수 있다. 이러한 파일럿 시퀀스들 간의 교차 상관은 상이한 시간 시프트들을 위해 결정될 수 있다. 그들의 파일럿 시퀀스들 간에 작은 교차 상관을 갖는 한 세트의
Figure 112010056561165-pct00039
값들이 사용하기 위해 선택될 수 있다.
업링크 상에서의 공간 분할 다중화(SDM)를 지원하기 위해서 상이한
Figure 112008059381851-pct00040
값들이 또한 사용될 수 있다. 예컨대, 정해진 기지국에 동시에 전송하는 다수의 단말기들에는 상이한
Figure 112008059381851-pct00041
값들이 할당될 수 있다. 각각의 단말기는 자신의 할당된
Figure 112008059381851-pct00042
값에 기초하여 자신의 파일럿 전송들을 생성할 수 있다. 대안적으로, 기지국에 동시에 전송하는 다수의 단말기들에는 동일한
Figure 112008059381851-pct00043
값이 할당될 수 있지만 상이한 직교 시퀀스들 또는 주기적인 시프트들이 할당될 수 있다. 각각의 단말기는 공통
Figure 112008059381851-pct00044
값 및 자신의 할당된 직교 시퀀스들 또는 주기적인 시프트들에 기초하여 자신의 파일럿 전송을 생성할 수 있다.
3. 파일럿 및 데이터 다중화 방식들
일반적으로, 전송기 스테이션은 TDM, FDM 등을 사용하여 파일럿 및 데이터 간의 직교성을 달성할 수 있다. TDM의 경우에, 전송기 스테이션은 일부 시간 간격들로 파일럿을 전송할 수 있고, 다른 시간 간격들로 데이터를 전송할 수 있다. FDM의 경우에, 전송기 스테이션은 일부 부반송파들을 통해 파일럿을 전송할 수 있고, 다른 부반송파들을 통해 데이터를 전송할 수 있다. 전송기 스테이션은 위에 설명된 다중화 방식들 중 임의의 방식을 사용하여 T 개의 전송 안테나들로부터의 파일럿 전송들 간에 직교성을 달성할 수 있다. 전송기 스테이션은 제 1 다중화 방식을 사용하여 T 개의 전송 안테나들로부터 파일럿을 전송할 수 있고, 제 2 다중화 방식을 사용하여 T 개의 안테나들로부터 데이터를 전송할 수 있다. 일반적으로, 제 1 다중화 방식은 제 2 다중화 방식과 동일하거나 혹은 다를 수 있다.
도 9는 상이한 다중화 방식들을 통해 파일럿 및 데이터를 전송하기 위한 처리(900)를 나타낸다. 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 파일럿 전송들이 제 1 다중화 방식에 기초하여 생성된다(블록 912). 다수의 전송 안테나들에 대한 다수의 데이터 전송들이 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 생성된다(블록 914). 다수의 파일럿 전송들이 제 1 시간 간격으로 전송될 수 있고, 다수의 데이터 전송들이 TDM을 통해 제 2 시간 간격으로 전송될 수 있다(블록 916). 다수의 파일럿 전송들이 또한 제 1 세트의 부반송파들을 통해 전송될 수 있고, 다수의 데이터 전송들이 FDM을 통해 제 2 세트의 부반송파들을 통해 전송될 수 있다.
제 1 다중화 방식은 OFDM일 수 있고, 제 2 다중화 방식은 SC-FDM(예컨대, IFDM 또는 LFDM), TD-CDM, SDM 등일 수 있다. 제 1 다중화 방식은 SC-FDM(예컨대, IFDM)일 수 있고, 제 2 다중화 방식은 OFDM, TD-CDM, SDM 등일 수 있다. 제 1 다중화 방식은 FD-CDM일 수 있고, 제 2 다중화 방식은 OFDM, SC-FDM, TD-CDM, SDM 등일 수 있다. 제 1 및 제 2 다중화 방식들은 또한 다중 방식들의 다른 조합들일 수 있다.
제 1 다중화 방식은 파일럿 오버헤드를 감소시키는 동시에 MIMO 전송에 대한 양호한 채널 및 잡음 추정 성능을 달성하도록 선택될 수 있다. 제 2 다중화 방식은 단일 단말기의 또는 상이한 단말기들 간의 상이한 스트림들간 데이터 전송에 대한 양호한 성능을 달성하기 위해서 선택될 수 있다. 파일럿 및 데이터를 위한 상이한 다중화 방식들이 아래에 설명되는 바와 같이 채널 추정 및 데이터 검출을 위한 주파수-도메인 처리를 사용하여 쉽게 지원될 수 있다.
4. 채널 추정
수신기 스테이션은 전송기 스테이션으로부터 파일럿 전송들을 수신할 수 있으며, 수신된 파일럿 전송들에 기초하여 다양한 방식들로 채널 추정을 수행할 수 있다. 채널 추정은 상이한 파일럿 다중화 방식들의 경우에 상이한 방법들로 수행될 수 있다. 일부 예시적인 채널 추정 기술들이 아래에서 설명된다.
IFDM 파일럿의 경우에, 수신기 스테이션은 R 개의 수신 안테나들을 통해서 R 개의 수신된 파일럿 전송들을 획득하며 각각의 수신된 파일럿 전송에서 사이클릭 프리픽스를 제거할 수 있고, 그럼으로써 N 개의 시간-도메인 샘플들이 획득된다. 다음으로, 수신기 스테이션은 IFDM 파일럿을 위해 사용되는 N 개의 부반송파들에 대한 N 개의 수신된 심볼들을 획득하기 위해서 각각의 수신 안테나에 대한 N 개의 시간-도메인 샘플들을 N-포인트 DFT를 통해 변환한다. 각각의 수신 안테나로부터의 수신되는 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00045
수학식(10)
여기서, Pi(k)는 부반송파(k)를 통해 전송 안테나(i)로부터 전송되는 심볼이고,
Hi,j(k)는 부반송파(k)를 통한 전송 안테나(i)로부터 수신 안테나(j)로의 복소 채널 이득이고,
Rj(k)는 부반송파(k)를 통해 수신 안테나(j)로부터 수신되는 심볼이며,
Nj(k)는 부반송파(k)를 통한 수신 안테나(j)에 대한 잡음이다.
Pi(k)는 전송 안테나(i)에 대한 시간-도메인 파일럿 시퀀스 pi(n)에 대해 N-포인트 DFT를 수행함으로써 획득될 수 있는 주파수-도메인 파일럿 시퀀스이다.
수학식(10)에 제시된 바와 같이, 수신 안테나(j)로부터의 수신되는 심볼 Rj(k)는 T 개의 전송 안테나들과 수신 안테나(j) 간의 채널 이득들 Hi,j(k)에 의해서 가중화되는 T 개의 전송된 심볼들 Pi(k)의 합으로 구성된다. 상기 수신되는 심볼 Rj(k)는 또한 잡음 Nj(k)에 의해서 나빠진다. IFDM 파일럿의 경우에, 각각의 전송 안테나(i)는 N 개의 부반송파들로 이루어진 상이한 서브세트가 할당된다. 따라서, 전송 안테나(i)로부터의 전송되는 심볼들 Pi(k)은 안테나(i)에 할당되는 단지 L 개의 부반송파들에 대해서만 비-제로이다.
한 설계에 있어서, 채널 이득들이 다음과 같이 최소-제곱 기술에 기초하여 추정되는데:
Figure 112008059381851-pct00046
수학식(11)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00047
는 부반송파 k·T+1에 대한 전송 안테나(i)와 수신 안테나(j) 간의 채널 이득 추정치이고, 이는
Figure 112008059381851-pct00048
의 추정치이다. 각각의 전송 안테나에는 L 개의 부반송파들로 이루어진 상이한 세트가 할당되기 때문에, 수학식(11)은 안테나(i)에 할당된 L 개의 부반송파들로부터의 수신되는 심볼들을 안테나(i)로부터의 전송되는 심볼들로 나눔으로써 각각의 전송 안테나(i)에 대한 채널 이득 추정치들을 도출한다.
다른 설계에 있어서는, 채널 이득들이 다음과 같이 최소 평균-제곱 에러(MMSE) 기술에 기초하여 추정되는데:
Figure 112008059381851-pct00049
수학식(12)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00050
는 부반송파 k·T+i에 대한 잡음
Figure 112008059381851-pct00051
의 분산이다. Chu 시퀀스의 경우에,
Figure 112008059381851-pct00052
및 수학식(12)에서의 분모는
Figure 112008059381851-pct00053
로 대체될 수 있다.
전송 안테나(i) 및 수신 안테나(j)로 이루어진 각 쌍의 각 부반송파(k)에 대해 수학식들(11 및 12) 또는 어떤 다른 수학식에 기초해서 채널 이득 추정치가 도출될 수 있다. 모든 T 개의 전송 안테나들 및 R 개의 수신 안테나들에 대해 채널 이득 추정치들로 이루어진 T·R 개의 세트들이 획득될 수 있는데, 각각의 전송-수신 안테나 쌍에 대해 하나의 세트가 획득되고, 각각의 세트는 L 개의 부반송파들에 대한 L 개의 채널 이득 추정치들을 포함한다. 채널 이득 추정치들로 이루어진 각 각의 세트는 L 개의 탭들을 갖는 상응하는 채널 임펄스 응답 추정치를 획득하기 위해서 L-포인트 IDFT를 통해 다음과 같이 변환될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00054
수학식(13)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00055
는 전송 안테나(i)와 수신 안테나(j) 간의 채널 임펄스 응답 추정치이다. 그 채널 임펄스 응답 추정치는 또한 최소-제곱들, MMSE, robust MMSE, 또는 해당 분야에 공지되어 있는 어떤 다른 기술을 사용하여 채널 이득 추정치들로부터 획득될 수 있다.
트렁케이션(truncation), 임계화(thresholding), 탭 선택 등과 같은 다양한 타입들의 사후-처리가 각 채널 임펄스 응답 추정치의 L 개의 채널 탭들에 대해 수행될 수 있다. 트렁케이션의 경우에는, 제 1의 Q 개의 채널 탭들이 존속되고, 나머지 L-Q 개의 채널 탭들은 제로화되는데, 여기서 Q는 무선 채널의 예상되는 지연 확산에 기초하여 선택될 수 있다. 임계화의 경우에는, 임계치 아래의 크기를 갖는 채널 탭들이 제로화되는데, 여기서 상기 임계치는 고정 값이거나 혹은 모든 L 개의 채널 탭들의 총 에너지의 특정 퍼센테이지일 수 있다. 탭 선택의 경우에는, B 개의 최상의 채널 탭들이 존속되고, 모든 다른 채널 탭들은 제로화되는데, 여기서 B는 고정 값이거나 혹은 SNR 등에 기초하여 결정되는 구성가능 값일 수 있다.
사후-처리를 완료한 이후에는, 각각의 전송-수신 안테나 쌍에 대한 L-탭 채널 임펄스 응답 추정치가 N-L 개의 제로들로 패딩(padding)될 수 있다. 다음으로, N-포인트 DFT가 전송-수신 안테나 쌍의 N 개의 부반송파들에 대한 N 개의 채널 이득 추정치들을 획득하기 위해서 제로로 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대해 수 행될 수 있다. 그 채널 이득 추정치들은 수신되는 데이터 심볼들의 MIMO 검출 및/또는 다른 용도로 사용될 수 있다.
FD-CDM 파일럿의 경우에, 각각의 수신 안테나로부터의 수신되는 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00056
수학식(14)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00057
는 부반송파(k)를 통한 수신 안테나(j)로부터 수신 심볼이다.
한 설계에 있어서, 채널 이득들은 다음과 같이 최소-제곱 기술에 기초하여 추정되는데:
Figure 112008059381851-pct00058
수학식(15)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00059
이고, 수학식(16)
Figure 112008059381851-pct00060
는 처리된 잡음이다.
Figure 112008059381851-pct00061
는 다른 T-1 개의 전송 안테나들로부터의 파일럿 전송들로 인해서 전송 안테나(i)에 대한 채널 이득 추정치들
Figure 112008059381851-pct00062
에 의해 관측되는 간섭이다. 수학식(7)에서 제시된 직교 시퀀스의 경우에, 각 전송 안테나(m)로부터의 간섭은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008059381851-pct00063
수학식(17)
수학식(17)의 N-포인트 IDFT는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008059381851-pct00064
수학식(18)
수학식들(17 및 18)은 전송 안테나(i)에 대한 전송 안테나(m)로부터의 간섭이 (m-1)·L 개의 탭들만큼 시프트된 전송 안테나(m)에 대한 채널 임펄스 응답
Figure 112008059381851-pct00065
이다.
Figure 112008059381851-pct00066
에서 시프트의 양은 전송 안테나들(m 및 i)에 대한 주기적인 시프트들의 차이와 동일하다. 따라서, L은 무선 채널의 예상된 지연 확산보다 클 수 있다. 다음으로, 수학식(15)의 N-포인트 IDFT는 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00067
수학식(19)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00068
이다. 수학식(20)
수학식들(19 및 20)은 전송 안테나(i)와 수신 안테나(j) 간의 채널 임펄스 응답 추정치
Figure 112008059381851-pct00069
가 원하는 채널 임펄스 응답
Figure 112008059381851-pct00070
을 다른 T-1 개의 전송 안테나들에 대한 T-1 개의 시간 시프팅된 채널 임펄스 응답들과 더한 것을 포함한다. 따라서, 수학식(6)에서의 다른 파일럿 시퀀스들의 제거는 전송 안테나(i)에 대한
Figure 112008059381851-pct00071
를 포함하는 제 1의 L 개의 채널 탭들을 존속시킴으로써 그리고 다른 T-1 개의 전송 안테나들에 대한
Figure 112008059381851-pct00072
를 포함하는 나머지 N-L 개의 채널 탭들을 폐기시킴으로써 시간 도메인에서 수행될 수 있다.
플랫 주파수 스펙트럼을 갖는 Chu 시퀀스를 통한 최소-제곱 기술의 경우에, N-포인트 IDFT가 N 개의 채널 탭들을 획득하기 위해서, 변환된 Chu 시퀀스의 위상을 제거한 이후에 N 개의 부반송파들에 대한 N 개의 수신된 심볼들
Figure 112008059381851-pct00073
에 대해 수행될 수 있다. 플랫 주파수 스펙트럼이 없는 다른 베이스 시퀀스들(예컨대, PN 시퀀스)의 경우에, 수신되는 심볼
Figure 112008059381851-pct00074
은 주파수-도메인 베이스 시퀀스 BN(k)에 의해서 나누어지고, 이어서 N 개의 채널 탭들을 획득하기 위해서 N-포인트 IDFT를 통해 변환될 수 있다. 수학식(7)에 제시된 직교 시퀀스의 경우에, 제 1의 L 개의 채널 탭들이 전송 안테나(0)에 대한 채널 임펄스 응답 추정치
Figure 112008059381851-pct00075
로서 제공될 수 있고, 그 다음의 L 개의 채널 탭들이 전송 안테나(1)에 대한 채널 임펄스 응답 추정치
Figure 112008059381851-pct00076
로서 제공될 수 있으며,..., 마지막 L 개의 채널 탭들이 전송 안테나(T-1)에 대한 채널 임펄스 응답 추정치
Figure 112008059381851-pct00077
로서 제공될 수 있다.
다른 설계에 있어서, 채널 이득들이 MMSE 기술에 기초하여 다음과 같이 추정된다:
Figure 112008059381851-pct00078
수학식(21)
위에 설명된 바와 같이, T 개의 전송 안테나들에 대해 T 개의 채널 임펄스 응답 추정치들에 대한 N 개의 채널 탭들을 획득하기 위해서 수학식(21)으로부터의 N 개의 채널 이득 추정치들에 대해 N-포인트 IDFT가 수행될 수 있다.
일반적으로, 각각의 수신 안테나(j)에 대한 N 개의 부반송파들로부터의 N 개 의 수신되는 심볼들
Figure 112008059381851-pct00079
이 N 개의 초기 채널 이득 추정치들
Figure 112008059381851-pct00080
을 획득하기 위해서 최소-제곱 기술, MMSE 기술, 또는 어떤 다른 기술들에 기초하여 주파수-도메인 베이스 시퀀스 BN(k)를 통해 처리될 수 있다. 상기 N 개의 초기 채널 이득 추정치들은 각각의 전송 안테나에 대한 L 개의 채널 이득 추정치들을 획득하기 위해서 상기 각각의 전송 안테나에 대한 직교 시퀀스
Figure 112008059381851-pct00081
와 주파수 도메인에서 곱해질 수 있다. 각각의 전송 안테나에 대한 L 개의 채널 이득 추정치들이 각각의 전송 안테나에 대한 L-탭 채널 임펄스 응답 추정치
Figure 112008059381851-pct00082
를 획득하기 위해서 L-포인트 IDFT를 통해 변환될 수 있다. 대안적으로, 다른 파일럿 시퀀스의 제거가 위에 설명된 바와 같이 시간 도메인에서 수행될 수 있다. 여하튼, 사후-처리(예컨대, 트렁케이션, 임계화, 탭 선택, 제로 패딩 등)가 N-탭 제로-패딩 채널 임펄스 응답 추정치를 획득하기 위해서 각각의 전송 안테나에 대한 L-탭 채널 임펄스 응답 추정치에 대해 수행될 수 있고, 이어서 상기 N-탭 제로-패딩 채널 임펄스 응답 추정치는 상기 각 전송 안테나의 N 개의 부반송파들에 대한 N 개의 최종 채널 이득 추정치들을 획득하기 위해서 N-포인트 DFT를 통해 변환될 수 있다. 상기 처리는 FD-CDM 파일럿을 위해 사용되는 직교 시퀀스들 Wi(k)과 주파수-도메인 베이스 시퀀스 BN(k)에 따라 상이한 방식들로 수행될 수 있다. 채널 추정은 다른 방식들로도 수행될 수 있다.
각각의 부반송파에 대한 배경 잡음 및 간섭이 수신되는 심볼들 및 채널 이득 추정치들에 기초하여 추정될 수 있다. IFDM 파일럿의 경우에, 각각의 부반송파(k) 에 대한 잡음 및 간섭은 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00083
수학식(22)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00084
는 부반송파(k) 상에서 수신 안테나(j)에 대한 잡음 및 간섭의 추정된 분산이다. 그 잡음 및 간섭은, 비록 Rj(k)가
Figure 112008059381851-pct00085
로 대체되고 Pi(k)가
Figure 112008059381851-pct00086
로 대체되었지만, FD-CDM 파일럿에 대한 것과 유사한 방식으로 추정될 수 있다. MIMO 검출 및/또는 다른 용도로 사용될 수 있는 각 부반송파(k)에 대한 잡음 및 간섭 추정치 를 획득하기 위해서, R 개의 수신 안테나들에 걸쳐 잡음 및 간섭 추정치
Figure 112008059381851-pct00088
가 평균화될 수 있다. 상기 잡음 및 간섭 추정치
Figure 112008059381851-pct00089
는 또한 동작 상황들을 추정하거나 및/또는 다른 용도로 사용될 수 있는 장기간 잡음 및 간섭 추정치를 획득하기 위해서 모든 부반송파들에 걸쳐서 그리고 시간에 걸쳐서 평균화될 수 있다.
5. MIMO 검출
수신기 스테이션은 MMSE 기술, ZF(zero-forcing) 기술, MRC(maximal ratio combining) 기술, 공간-주파수 등화 기술 등과 같은 다양한 MIMO 검출 기술들에 기초하여, 전송기 스테이션에 의해서 전송되는 데이터 심볼들을 복원할 수 있다. 각각의 부반송파(k)에 대한 R 개의 수신 안테나들로부터의 수신되는 데이터 심볼들이 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00090
수학식(23)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00091
는 R 개의 수신 안테나들로부터의 수신되는 심볼들의 R×1 벡터이고,
Figure 112008059381851-pct00092
는 T 개의 전송 안테나들로부터 전송되는 전송 심볼들의 T×1 벡터인데, 여기서 "T"는 전치를 나타내고,
Figure 112008059381851-pct00093
는 전송 안테나(i)에 대한 채널 이득들의 R×1 벡터이고,
Figure 112008059381851-pct00094
는 R×T MIMO 채널 응답 행렬이며,
Figure 112008059381851-pct00095
는 잡음의 R×1 벡터이다.
전송되는 심볼들 Xi(k)는 OFDM을 통해 주파수 도메인에서 전송되는 데이터 심볼들일 수 있거나, 또는 SC-FDM을 통해 시간 도메인에서 전송되는 데이터 심볼들의 DFT일 수 있다.
Figure 112008059381851-pct00096
및
Figure 112008059381851-pct00097
에서의 채널 이득들은 위에서 설명된 바와 같이 수신되는 파일럿 전송들에 기초하여 추정될 수 있다.
등화기 계수들이 MMSE, ZF, 및 MRC 기술들에 기초하여 다음과 같이 도출될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00098
수학식(24)
Figure 112008059381851-pct00099
, 및 수학식(25)
Figure 112008059381851-pct00100
수학식(26)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00101
는 전송 안테나(i)에 대한 MMSE 등화기 계수들의 1×R 벡터이고,
Figure 112008059381851-pct00102
는 전송 안테나(i)에 대한 ZF 등화기 계수들의 1×R 벡터이고,
Figure 112008059381851-pct00103
는 전송 안테나(i)에 대한 MRC 등화기 계수들의 1×R 벡터이고,
Figure 112008059381851-pct00104
는 안테나(i)로부터 전송되는
Figure 112008059381851-pct00105
의 전력 스펙트럼이고,
Figure 112008059381851-pct00106
는 안테나(i)에 대한 R×R 잡음 및 간섭 공분산 행렬이며,
"H"는 공액전치를 나타낸다.
상기 잡음 및 간섭 공분산 행렬은 다음과 같이 표현될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00107
수학식(27)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00108
는 R×R 잡음 공분산 행렬이고, E{ }는 예측 연산(expectation operation)이다.
상기 잡음 공분산 행렬은 공간적으로 및 스펙트럼적으로 비상관적인 잡음에 대해
Figure 112008059381851-pct00109
로서 근사화될 수 있는데, 여기서
Figure 112008059381851-pct00110
는 항등 행렬이다.
Figure 112008059381851-pct00111
도 또한 수학식(22)에 기초하여 추정될 수 있다.
각각의 전송 안테나(i)에 대한 MIMO 검출이 다음과 같이 수행될 수 있는데:
Figure 112008059381851-pct00112
수학식(28)
여기서,
Figure 112008059381851-pct00113
는 전송기 안테나(i)로부터 전송되는 Xi(k)의 바이어싱된 추정치이고,
Figure 112008059381851-pct00114
는 Xi(k)에 대한 스케일링 팩터이며,
Vi(k)는 Xi(k)에 대한 사후-검출 잡음 및 간섭이다.
각각의 전송 안테나(i)에 대한 검출된 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008059381851-pct00115
수학식(29)
검출된 심볼들
Figure 112008059381851-pct00116
은, 만약 데이터 심볼들이 OFDM을 통해 주파수 도메인에서 전송된다면, 데이터 심볼 추정치들로서 직접 제공될 수 있다. 상기 검출된 심볼들은, 만약 데이터 심볼들이 SC-FDM을 통해 시간 도메인에서 전송된다면, 데이터 심볼 추정치들을 획득하기 위해서 IDFT를 통해 변환될 수 있다.
당업자라면 정보 및 신호들이 여러 상이한 기술들 및 테크닉들 중 임의의 것을 사용하여 표현될 수 있다는 것을 알 것이다. 위의 설명에서 참조될 수 있는 예컨대 데이터, 지시들, 명령들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들, 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기 파들, 자기 필드들 또는 자기 입자들, 광학 필드들 또는 광학 입자들, 또는 이들의 임의의 조합에 의해 표현될 수 있다.
당업자는 또한 본 명세서에 기재된 실시예들과 관련하여 설명된 여러 설명을 위한 논리 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로서 구현될 수 있음을 인지할 것이다. 하드웨어 및 소프트웨어의 이러한 상호교환가능성을 명백히 설명하기 위해, 다양한 설명을 위한 소자들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들이 그들의 기능성에 관련하여 일반적으로 위에서 전술되었다. 이러한 기능성이 하드웨어로 구현되는지 또는 소프 트웨어로 구현되는지의 여부는 전체 시스템에 부과된 특정 애플리케이션 및 설계 제약에 따라 좌우된다. 당업자는 각각의 특정 애플리케이션을 위해 다양한 방식들로 상기 설명된 기능을 구현할 수 있지만, 이러한 구현 결정들은 본 발명의 범위로부터 벗어나는 것으로 해석되지 않아야 한다.
본 명세서에서 기재된 실시예와 관련하여 설명된 여러 기술적인 로직 블록들, 소자들, 모듈들, 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(field programmable gate array) 또는 다른 프로그램가능 로직 장치, 이산적인 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산적인 하드웨어 소자들, 또는 본 명세서에 기재된 기능을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 결합을 사용하여 구현되거나 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있지만, 대안적으로는, 상기 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수 있다. 프로세서는 또한 예를 들어 DSP 및 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 연계하는 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 그러한 구성과 같은 컴퓨팅 장치들의 결합으로서 구현될 수 있다.
본 명세서에 기재된 예들과 관련하여 설명되는 방법 또는 알고리즘의 단계들은 하드웨어, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈, 또는 이들의 결합을 통해 즉시 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터들, 하드디스크, 제거가능 디스크, CD-ROM, 또는 해당 분야에 공지되어 있는 임의의 다른 형태의 저장 매체에 존재할 수 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서가 저장매체로부터 정보를 판독하고 또한 정보를 상기 저장매체에 기록할 수 있도록 상기 프로세서에 연결된다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 내에 존재할 수 있다. ASIC은 사용자 단말기에 존재할 수 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말기 내에 이산적인 소자들로서 존재할 수 있다.
특정 섹션들을 찾는데 있어 참조되고 또한 도움을 주기 위해서 본 명세서에서는 제목들이 포함되어 있다. 이러한 제목들은 본 명세서에 설명된 개념들의 범위를 제한하도록 의도되지 않고, 이러한 개념들은 전체 명세서에 걸쳐 다른 섹션들에 적용될 수 있다.
본 발명에 대한 앞선 설명은 당업자가 실시예를 구현하거나 사용할 수 있을 정도로 제공되었다. 본 발명에 대한 여러 변형들이 당업자에게는 쉽게 자명할 것이며, 여기서 정의된 포괄적인 원리들은 본 발명의 사상 또는 범위로부터 벗어나지 않으면서 다른 변형들에도 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 설명된 예들로 제한되도록 의도되지 않고, 본 명세서에 기재된 원리들 및 신규한 특징들에 부합하는 가장 넓은 범위로 제공된다.

Claims (57)

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  45. 제 1 다중화 방식에 기초하여 복수의 전송 안테나들에 대한 복수의 파일럿 전송들을 생성하고, 상기 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 상기 복수의 전송 안테나들에 대한 복수의 데이터 전송들을 생성하기 위한 적어도 하나의 프로세서를 포함하는, 장치.
  46. 제 45항에 있어서, 상기 제 1 다중화 방식은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)이고, 상기 제 2 다중화 방식은 SC-FDM(single-carrier frequency division multiplexing) 또는 CDM(code division multiplexing)인, 장치.
  47. 제 45항에 있어서, 상기 제 1 다중화 방식은 SC-FDM(single-carrier frequency division multiplexing)이고, 상기 제 2 다중화 방식은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 또는 CDM(code division multiplexing)인, 장치.
  48. 제 45항에 있어서, 상기 제 1 다중화 방식은 FD-CDM(frequency-domain code division multiplexing)이고, 상기 제 2 다중화 방식은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 또는 SC-FDM(single-carrier frequency division multiplexing)인, 장치.
  49. 제 45항에 있어서, 상기 제 1 다중화 방식은 IFDM(interleaved frequency division multiplexing)이고, 상기 제 2 다중화 방식은 LFDM(localized frequency division multiplexing)인, 장치.
  50. 제 45항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는 TDM(time division multiplexing)을 이용하여, 상기 복수의 파일럿 전송들을 제 1 시간 간격으로 전송하고, 상기 복수의 데이터 전송들을 제 2 시간 간격으로 전송하는, 장치.
  51. 제 45항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는 FDM(frequency division multiplexing)을 이용하여, 상기 복수의 파일럿 전송들을 제 1 부반송파들 세트로 전송하고, 상기 복수의 데이터 전송들을 제 2 부반송파들 세트로 전송하는, 장치.
  52. 제 1 다중화 방식에 기초하여 복수의 전송 안테나들에 대한 복수의 파일럿 전송들을 생성하는 단계; 및
    상기 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 상기 복수의 전송 안테나들에 대한 복수의 데이터 전송들을 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
  53. 제 52항에 있어서, TDM(time division multiplexing)을 이용하여,
    상기 복수의 파일럿 전송들을 제 1 시간 간격으로 전송하는 단계, 및
    상기 복수의 데이터 전송들을 제 2 시간 간격으로 전송하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  54. 제 1 다중화 방식에 기초하여 생성되는 복수의 파일럿 전송들을 수신하고, 상기 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 생성되는 복수의 데이터 전송들을 수신하기 위한 적어도 하나의 프로세서 ― 상기 복수의 파일럿 전송들 및 상기 복수의 데이터 전송들은 복수의 전송 안테나들로부터 복수의 수신 안테나들로 전송되는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 전송을 위한 것임 ― 를 포함하는, 장치.
  55. 제 54항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 수신된 파일럿 전송들에 기초하여 상기 복수의 전송 안테나들 및 상기 복수의 수신 안테나들에 대한 채널 추정치들을 도출하고, 상기 채널 추정치들에 기초하여 상기 복수의 수신된 데이터 전송들에 대한 데이터 검출을 수행하는, 장치.
  56. 제 1 다중화 방식에 기초하여 생성되는 복수의 파일럿 전송들을 수신하는 단계; 및
    상기 제 1 다중화 방식과는 상이한 제 2 다중화 방식에 기초하여 생성되는 복수의 데이터 전송들을 수신하는 단계를 포함하고,
    상기 복수의 파일럿 전송들 및 상기 복수의 데이터 전송들은 복수의 전송 안테나들로부터 복수의 수신 안테나들로 전송되는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 전송을 위한 것인, 방법.
  57. 제 56항에 있어서,
    상기 복수의 수신된 파일럿 전송들에 기초하여 상기 복수의 전송 안테나들 및 상기 복수의 수신 안테나들에 대한 채널 추정치들을 도출하는 단계, 및
    상기 채널 추정치들에 기초하여 상기 복수의 수신된 데이터 전송들에 대한 데이터 검출을 수행하는 단계를 더 포함하는, 방법.
KR1020087020387A 2006-01-20 2007-01-19 무선 통신 시스템에서 파일럿 다중화를 위한 방법 및 장치 KR101025073B1 (ko)

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