KR101650606B1 - 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치 - Google Patents

다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101650606B1
KR101650606B1 KR1020117027277A KR20117027277A KR101650606B1 KR 101650606 B1 KR101650606 B1 KR 101650606B1 KR 1020117027277 A KR1020117027277 A KR 1020117027277A KR 20117027277 A KR20117027277 A KR 20117027277A KR 101650606 B1 KR101650606 B1 KR 101650606B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
cyclic shift
dmrs sequence
parameter
layer
reference signal
Prior art date
Application number
KR1020117027277A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20120023667A (ko
Inventor
노민석
정재훈
권영현
고현수
한승희
이문일
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Publication of KR20120023667A publication Critical patent/KR20120023667A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101650606B1 publication Critical patent/KR101650606B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/0051—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of dedicated pilots, i.e. pilots destined for a single user or terminal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0684—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using different training sequences per antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0074—Code shifting or hopping
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/26035—Maintenance of orthogonality, e.g. for signals exchanged between cells or users, or by using covering codes or sequences
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0026—Division using four or more dimensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/21—Control channels or signalling for resource management in the uplink direction of a wireless link, i.e. towards the network
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치가 제공된다. 단말은 각각 다른 순환 쉬프트 값이 할당된 복수의 참조 신호 시퀀스를 생성하고, 상기 복수의 참조 신호 시퀀스가 맵핑되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 생성하고, 상기 OFDM 심벌을 복수의 안테나를 통해 기지국으로 전송한다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당된 각 순환 쉬프트 값은 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)에서 전송되는 순환 쉬프트 필드(cyclic shift field)에 의해 지시되는 파라미터(parameter) n을 기반으로 하여 결정된다.

Description

다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING REFERENCE SIGNAL IN MULTI-ANTENNA SYSTEM}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치에 관한 것이다.
광대역 무선 통신 시스템의 경우 한정된 무선 자원의 효율성을 극대화하기 위하여 효과적인 송수신 기법 및 활용 방안들이 제안되어 왔다. 차세대 무선통신 시스템에서 고려되고 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심벌간 간섭(ISI; Inter-Symbol Interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 이에 따라 수신단에서의 복잡도가 감소하고 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다.
직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하 OFDMA)은 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용 가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다. OFDMA는 부반송파라는 주파수 자원을 각 사용자에게 제공하며, 각각의 주파수 자원은 다수의 사용자에게 독립적으로 제공되어 서로 중첩되지 않는 것이 일반적이다. 결국 주파수 자원은 사용자마다 상호 배타적으로 할당된다. OFDMA 시스템에서 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling)을 통하여 다중 사용자에 대한 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있으며, 부반송파에 대한 순열(permutation) 방식에 따라 부반송파를 다양한 형태로 할당할 수 있다. 그리고 다중 안테나(multiple antenna)를 이용한 공간 다중화 기법으로 공간 영역의 효율성을 높일 수 있다.
한편, OFDM/OFDMA 시스템에서 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 및 CM(Cubic Metric)이 증가할 수 있다. PAPR은 최대 전송 전력과 평균 전송 전력의 비를 의미하며, PAPR이 클수록 전력 증폭기의 용량이 커져야 한다. 이는 OFDM 심볼이 서로 다른 부반송파 상에서 N개의 정현파 신호(sinusoidal signal)의 중첩이라는 사실에 기인한다. 단말에서 배터리의 용량을 가급적 줄일 필요가 있으므로, PAPR을 낮추는 것은 단말에서 중요한 문제로 작용한다.
PAPR을 낮추기 위해 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access; SC-FDMA) 방식이 제안될 수 있다. SC-FDMA는 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Division Equalization) 방식에 FDMA(Frequency Division Multiple Access)를 접목한 형태이다. SC-FDMA는 이산 푸리에 변환(DFT; Discrete Fourier Transform)을 이용하여 데이터를 시간 영역 및 주파수 영역에서 변조 및 복조한다는 점에서 OFDMA와 유사한 특성을 갖지만, 전송 신호의 PAPR이 낮아 전송 전력 절감에 유리하다. 특히 배터리 사용과 관련하여 전송 전력에 민감한 단말에서 기지국으로 통신하는 상향링크에 적합하다고 할 수 있다. 또한, SC-FDMA 시스템은 신호의 변화량이 작도록 만들어 주어, 동일한 전력 증폭기(power amplifier)를 사용했을 때 다른 시스템보다 더 넓은 커버리지를 가진다.
MIMO(Multiple-In Multiple-Out) 기술은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시킨다. MIMO 시스템에서 다이버시티를 구현하기 위한 기법에는 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity), PVS(Precoding Vector Switching), 공간 다중화(SM; Spatial Multiplexing) 등이 있다. 수신 안테나 수와 송신 안테나 수에 따른 MIMO 채널 행렬은 다수의 독립 채널로 분해될 수 있다. 각각의 독립 채널은 레이어(layer) 또는 스트림(stream)이라 한다. 레이어의 개수는 랭크(rank)라 한다.
무선 통신 시스템에서는 데이터의 송/수신, 시스템 동기 획득, 채널 정보 피드백 등을 위하여 상향링크 채널 또는 하향링크의 채널을 추정할 필요가 있다. 무선통신 시스템 환경에서는 다중 경로 시간 지연으로 인하여 페이딩이 발생하게 된다. 페이딩으로 인한 급격한 환경 변화에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상하여 전송 신호를 복원하는 과정을 채널 추정이라고 한다. 또한 단말이 속한 셀 혹은 다른 셀에 대한 채널 상태(channel state)를 측정할 필요가 있다. 채널 추정 또는 채널 상태 측정을 위해서 일반적으로 송수신기가 상호 간에 알고 있는 참조 신호(RS; Reference Signal)를 이용하여 채널 추정을 수행하게 된다.
참조 신호 전송에 사용되는 부반송파를 참조 신호 부반송파라하고, 데이터 전송에 사용되는 자원 요소를 데이터 부반송파라 한다. OFDM 시스템에서, 참조 신호는 모든 부반송파에 할당하는 방식과 데이터 부반송파 사이에 할당하는 방식이 있다. 참조 신호를 모든 부반송파에 할당하는 방식은 채널 추정 성능의 이득을 얻기 위하여 프리앰블 신호와 같이 참조 신호만으로 이루어진 신호를 이용한다. 이를 사용할 경우 일반적으로 참조 신호의 밀도가 높기 때문에, 데이터 부반송파 사이에 참조 신호를 할당하는 방식에 비하여 채널 추정 성능이 개선될 수 있다. 그러나 데이터의 전송량이 감소되기 때문에 데이터의 전송량을 증대시키기 위해서는 데이터 부반송파 사이에 참조 신호를 할당하는 방식을 사용하게 된다. 이러한 방법을 사용할 경우 참조 신호의 밀도가 감소하기 때문에 채널 추정 성능의 열화가 발생하게 되고 이를 최소화할 수 있는 적절한 배치가 요구된다.
수신기는 참조 신호의 정보를 알고 있기 때문에 수신된 신호에서 이를 나누어 채널을 추정할 수 있고, 추정된 채널 값을 보상하여 송신단에서 보낸 데이터를 정확히 추정할 수 있다. 송신기에서 보내는 참조 신호를 p, 참조 신호가 전송 중에 겪게 되는 채널 정보를 h, 수신기에서 발생하는 열 잡음을 n, 수신기에서 수신된 신호를 y라 하면 y=h·p+n과 같이 나타낼 수 있다. 이때 참조 신호 p는 수신기가 이미 알고 있기 때문에 LS(Least Square) 방식을 이용할 경우 수학식 1과 같이 채널 정보(
Figure 112011090437481-pct00001
)를 추정할 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00002
이때 참조 신호 p를 이용하여 추정한 채널 추정값
Figure 112011090437481-pct00003
는
Figure 112011090437481-pct00004
값에 따라서 그 정확도가 결정되게 된다. 따라서 정확한 h값의 추정을 위해서는
Figure 112011090437481-pct00005
이 0에 수렴해야만 하고, 이를 위해서는 많은 개수의 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하여
Figure 112011090437481-pct00006
의 영향을 최소화해야 한다. 우수한 채널 추정 성능을 위한 다양한 알고리듬이 존재할 수 있다.
한편, 현재 LTE 시스템에서는 상향링크 전송에서 복수의 안테나를 사용하는 MIMO 시스템을 지원하는 참조 신호 전송 방법 및 그에 따른 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 할당 방법에 대해 제안된 바가 없다. 따라서 MIMO 시스템에서 채널 추정의 성능을 보장하는 참조 신호 전송 방법이 요구된다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다.
일 양태에 있어서, 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법이 제공된다. 상기 방법은 각각 다른 순환 쉬프트 값이 할당된 복수의 참조 신호 시퀀스를 생성하고, 상기 복수의 참조 신호 시퀀스가 맵핑되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 생성하고, 상기 OFDM 심벌을 복수의 안테나를 통해 기지국으로 전송하는 것을 포함하되, 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당된 각 순환 쉬프트 값은 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)에서 전송되는 순환 쉬프트 필드(cyclic shift field)에 의해 지시되는 파라미터(parameter) n을 기반으로 하여 결정된다. 상기 각 참조 신호 시퀀스는 각각 다른 레이어(layer)에 대한 참조 신호 시퀀스일 수 있다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당된 각 순환 쉬프트 값은 랭크 지시자(RI; rank indicator)에 의해 지시되는 값을 기반으로 결정될 수 있다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당되는 각 순환 쉬프트 값은 상기 파라미터 n을 기반으로 하여 제1 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스에 할당된 순환 쉬프트 값과 제2 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스에 할당된 순환 쉬프트 값이 최대 간격이 되도록 결정되며, 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당되는 각 순환 쉬프트 값은 레이어의 개수에 관계 없이 상기 파라미터 n에 대하여 일정한 값을 가질 수 있다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당되는 각 순환 쉬프트 값 중 일부 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 사용할 수 있다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당되는 각 순환 쉬프트 값은 상기 파라미터 n을 기반으로 하여 제3 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스에 할당된 순환 쉬프트 값과 제4 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스에 할당된 순환 쉬프트 값이 최대 간격이 되도록 결정될 수 있다. 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)을 포함하며, 상기 각 참조 신호 시퀀스는 상기 2개의 슬롯 중 1번째 슬롯에는 그대로 맵핑되고, 상기 2개의 슬롯 중 2번째 슬롯에는 +1 또는 -1 중 어느 하나를 곱하여 맵핑될 수 있다. 상기 2번째 슬롯에 -1을 곱하여 맵핑되는 참조 신호 시퀀스는 제2 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스 및 제4 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스 또는 제3 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스 및 제4 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스일 수 있으며, 또는 마지막 2개의 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스일 수 있다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당된 각 순환 쉬프트 값은 상기 파라미터 n을 기반으로 상위 계층에서 전송되며 상기 파라미터 n과 1대1 대응되는 순환 쉬프트 인덱스(cyclic shift index)의 오프셋에 의하여 결정될 수 있다. 상기 순환 쉬프트 인덱스의 오프셋은 레이어의 개수에 따라 가변할 수 있다. 상기 복수의 참조 신호 시퀀스가 맵핑되는 OFDM 심벌은 7개의 OFDM 을 포함하는 슬롯(slot) 중 4번째 OFDM 심벌(OFDM 심벌 인덱스 3)이거나, 6개의 OFDM 을 포함하는 슬롯 중 3번째 OFDM 심벌(OFDM 심벌 인덱스 2)일 수 있다.
다른 양태에 있어서, 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 장치가 제공된다. 상기 장치는 각각 다른 순환 쉬프트 값이 할당된 복수의 참조 신호 시퀀스를 생성하는 참조 신호 생성부, 상기 참조 신호 생성부와 연결되어 복수의 참조 신호 시퀀스가 맵핑되는 OFDM 심벌을 생성하는 OFDM 심벌 생성부, 및 상기 OFDM 심벌 생성부와 연결되어 OFDM 심벌을 복수의 안테나를 통해 기지국으로 전송하는 RF부를 포함하되, 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당된 각 순환 쉬프트 값은 PDCCH에서 전송되는 순환 쉬프트 필드에 의해 지시되는 파라미터 n을 기반으로 하여 결정된다.
다중 안테나 시스템에서 참조 신호의 다중화(multiplexing)을 가능하게 하며, 강인한(robust) 주파수 선택적 채널 추정을 가능하게 하여 시스템 성능을 개선시킬 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 2는 3GPP LTE에서 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 6은 SC-FDMA 시스템에서 전송기 구조의 일 예를 나타낸다.
도 7은 부반송파 맵퍼가 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑하는 방식의 일 예를 나타낸다.
도 8은 복조를 위한 참조 신호 전송기의 구조의 일 예를 나타낸다.
도 9는 참조 신호가 전송되는 서브프레임의 구조의 일 예이다.
도 10은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 일 예이다.
도 11은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 12는 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 13은 제안된 참조 신호 전송 방법의 일 실시예를 나타낸다.
도 14는 본 발명의 실시예가 구현되는 단말의 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화로, IEEE 802.16e에 기반한 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)를 제공한다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA(Evolved-UMTS Terrestrial Radio Access)를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, LTE-A을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
무선 통신 시스템(10)은 적어도 하나의 기지국(11; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국(11)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; User Equipment, UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(11)은 일반적으로 단말(12)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
단말은 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, 단말이 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 서빙 기지국(serving BS)이라 한다. 무선통신 시스템은 셀룰러 시스템(cellular system)이므로, 서빙 셀에 인접하는 다른 셀이 존재한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 인접 기지국(neighbor BS)이라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 단말을 기준으로 상대적으로 결정된다.
이 기술은 하향링크(downlink) 또는 상향링크(uplink)에 사용될 수 있다. 일반적으로 하향링크는 기지국(11)에서 단말(12)로의 통신을 의미하며, 상향링크는 단말(12)에서 기지국(11)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국(11)의 일부분이고, 수신기는 단말(12)의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말(12)의 일부분이고, 수신기는 기지국(11)의 일부분일 수 있다.
무선 통신 시스템은 MIMO(Multiple-In Multiple-Out) 시스템, MISO(Multiple Input Single Output) 시스템, SISO(single input single output) 시스템 및 SIMO(single input multiple output) 시스템 중 어느 하나일 수 있다. MIMO 시스템은 다수의 전송 안테나(transmit antenna)와 다수의 수신 안테나(receive antenna)를 사용한다. MISO 시스템은 다수의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SISO 시스템은 하나의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SIMO 시스템은 하나의 전송 안테나와 다수의 수신 안테나를 사용한다.
이하에서, 전송 안테나는 하나의 신호 또는 스트림을 전송하는 데 사용되는 물리적 또는 논리적 안테나를 의미하고, 수신 안테나는 하나의 신호 또는 스트림을 수신하는 데 사용되는 물리적 또는 논리적 안테나를 의미한다.
도 2는 3GPP LTE에서 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다. 이는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) TS 36.211 V8.2.0 (2008-03) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation (Release 8)"의 5절을 참조할 수 있다.
도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 무선 프레임 내 슬롯은 #0부터 #19까지 슬롯 번호가 매겨진다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(Transmission Time Interval)라 한다. TTI는 데이터 전송을 위한 스케줄링 단위라 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역(time domain)에서 복수의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심벌은 3GPP LTE가 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 하나의 심벌 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것으로, 다중 접속 방식에 따라 다른 명칭으로 불리울 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 접속 방식으로 SC-FDMA가 사용될 경우 SC-FDMA 심벌이라고 할 수 있다. 자원블록(RB; Resource Block)는 자원 할당 단위로 하나의 슬롯에서 복수의 연속하는 부반송파를 포함한다. 상기 무선 프레임의 구조는 일 예에 불과한 것이다. 따라서 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수나 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수, 또는 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 개수는 다양하게 변경될 수 있다.
3GPP LTE는 노멀(normal) 사이클릭 프리픽스(CP; Cyclic Prefix)에서 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 확장(extended) CP에서 하나의 슬롯은 6개의 OFDM 심벌을 포함하는 것으로 정의하고 있다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 NRB개의 자원 블록을 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록의 수 NRB은 셀에서 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 예를 들어, LTE 시스템에서 NRB은 60 내지 110 중 어느 하나일 수 있다. 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. 상향링크 슬롯의 구조도 상기 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)라 한다. 자원 그리드 상의 자원 요소는 슬롯 내 인덱스 쌍(pair) (k,l)에 의해 식별될 수 있다. 여기서, k(k=0,...,NRB×12-1)는 주파수 영역 내 부반송파 인덱스이고, l(l=0,...,6)은 시간 영역 내 OFDM 심벌 인덱스이다.
여기서, 하나의 자원 블록은 시간 영역에서 7 OFDM 심벌, 주파수 영역에서 12 부반송파로 구성되는 7×12 자원 요소를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 자원 블록 내 OFDM 심벌의 수와 부반송파의 수는 이에 제한되는 것은 아니다. OFDM 심벌의 수와 부반송파의 수는 CP의 길이, 주파수 간격(frequency spacing) 등에 따라 다양하게 변경될 수 있다. 예를 들어, 노멀 CP의 경우 OFDM 심벌의 수는 7이고, 확장된 CP의 경우 OFDM 심벌의 수는 6이다. 하나의 OFDM 심벌에서 부반송파의 수는 128, 256, 512, 1024, 1536 및 2048 중 하나를 선정하여 사용할 수 있다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
하향링크 서브프레임은 시간 영역에서 2개의 슬롯을 포함하고, 각 슬롯은 노멀 CP에서 7개의 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내의 첫 번째 슬롯의 앞선 최대 3 OFDM 심벌들(1.4Mhz 대역폭에 대해서는 최대 4 OFDM 심벌들)이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심벌들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)가 할당되는 데이터 영역이 된다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널들은 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다. 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심벌에서 전송되는 PCFICH는 서브프레임 내에서 제어 채널들의 전송에 사용되는 OFDM 심벌의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향링크 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. 즉, 단말이 전송한 상향링크 데이터에 대한 ACK/NACK 신호는 PHICH 상으로 전송된다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어 정보(DCI; Downlink Control Information)라고 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케쥴링 정보 및 임의의 UE 그룹들에 대한 상향링크 전송 파워 제어 명령 등을 가리킨다. 특히 DCI 중 DCI 포맷 0는 PUSCH의 스케줄링을 위하여 사용될 수 있다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나뉠 수 있다. 상기 제어 영역은 상향링크 제어 정보가 전송되기 위한 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 상기 데이터 영역은 데이터가 전송되기 위한 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파(single carrier)의 특성을 유지하기 위하여, 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원 블록 쌍(RB pair)으로 할당된다. 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록들은 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각에서 서로 다른 부반송파를 차지한다. PUCCH에 할당되는 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록이 차지하는 주파수는 슬롯 경계(slot boundary)를 기준으로 변경된다. 이를 PUCCH에 할당되는 RB 쌍이 슬롯 경계에서 주파수가 홉핑(frequency-hopped)되었다고 한다. 단말이 상향링크 제어 정보를 시간에 따라 서로 다른 부반송파를 통해 전송함으로써, 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. m은 서브프레임 내에서 PUCCH에 할당된 자원블록 쌍의 논리적인 주파수 영역 위치를 나타내는 위치 인덱스이다.
PUCCH 상으로 전송되는 상향링크 제어정보에는 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest) ACK(Acknowledgement)/NACK(Non-acknowledgement), 하향링크 채널 상태를 나타내는 CQI(Channel Quality Indicator), 상향링크 무선 자원 할당 요청인 SR(Scheduling Request) 등이 있다.
PUSCH는 전송 채널(transport channel)인 UL-SCH(Uplink Shared Channel)에 맵핑된다. PUSCH 상으로 전송되는 상향링크 데이터는 TTI 동안 전송되는 UL-SCH를 위한 데이터 블록인 전송 블록(transport block)일 수 있다. 상기 전송 블록은 사용자 정보일 수 있다. 또는, 상향링크 데이터는 다중화된(multiplexed) 데이터일 수 있다. 다중화된 데이터는 UL-SCH를 위한 전송 블록과 제어정보가 다중화된 것일 수 있다. 예를 들어, 데이터에 다중화되는 제어정보에는 CQI, PMI(Precoding Matrix Indicator), HARQ, RI(Rank Indicator) 등이 있을 수 있다. 또는 상향링크 데이터는 제어정보만으로 구성될 수도 있다.
LTE-A 시스템에서 상향링크는 SC-FDMA 전송 방식을 적용한다. DFT 확산(spreading) 후 IFFT가 수행되는 전송 방식을 SC-FDMA라 한다. SC-FDMA는 DFT-s OFDM(DFT-spread OFDM)이라고도 할 수 있다. SC-FDMA에서는 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 CM(cubic metric)이 낮아질 수 있다. SC-FDMA 전송 방식을 이용하는 경우, 전력 증폭기(power amplifier)의 비선형(non-linear) 왜곡 구간을 피할 수 있으므로 전력 소모가 제한된 단말에서 전송 전력 효율이 높아질 수 있다. 이에 따라, 사용자 수율(user throughput)이 높아질 수 있다.
도 6은 SC-FDMA 시스템에서 전송기 구조의 일 예를 나타낸다.
도 6을 참조하면, 전송기(50)는 DFT(Discrete Fourier Transform)부(51), 부반송파 맵퍼(52), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(53) 및 CP 삽입부(54)를 포함한다. 전송기(50)는 스크램블 유닛(미도시; scramble unit), 모듈레이션 맵퍼(미도시; modulation mapper), 레이어 맵퍼(미도시; layer mapper) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시; layer permutator)를 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(51)에 앞서 배치될 수 있다.
DFT부(51)는 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어, Ntx 심벌들이 입력되면(단, Ntx는 자연수), DFT 크기(size)는 Ntx이다. DFT부(51)는 변환 프리코더(transform precoder)라 불릴 수 있다. 부반송파 맵퍼(52)는 상기 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑시킨다. 상기 복소수 심벌들은 데이터 전송을 위해 할당된 자원 블록에 대응하는 자원 요소들에 맵핑될 수 있다. 부반송파 맵퍼(52)는 자원 맵퍼(resource element mapper)라 불릴 수 있다. IFFT부(53)는 입력되는 심벌에 대해 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 기본 대역(baseband) 신호를 출력한다. CP 삽입부(54)는 데이터를 위한 기본 대역 신호의 뒷부분 일부를 복사하여 데이터를 위한 기본 대역 신호의 앞부분에 삽입한다. CP 삽입을 통해 ISI(Inter-Symbol Interference), ICI(Inter-Carrier Interference)가 방지되어 다중 경로 채널에서도 직교성이 유지될 수 있다.
도 7은 부반송파 맵퍼가 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑하는 방식의 일 예를 나타낸다. 도 7-(a)를 참조하면, 부반송파 맵퍼는 DFT부로부터 출력된 복소수 심벌들을 주파수 영역에서 연속된 부반송파들에 맵핑한다. 복소수 심벌들이 맵핑되지 않는 부반송파에는 '0'이 삽입된다. 이를 집중된 맵핑(localized mapping)이라 한다. 3GPP LTE 시스템에서는 집중된 맵핑 방식이 사용된다. 도 7-(b)를 참조하면, 부반송파 맵퍼는 DFT부로부터 출력된 연속된 2개의 복소수 심벌들 사이마다 L-1개의 '0'을 삽입한다(L은 자연수). 즉, DFT부로부터 출력된 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 등간격으로 분산된 부반송파들에 맵핑된다. 이를 분산된 맵핑(distributed mapping)이라 한다. 부반송파 맵퍼가 도 7-(a)와 같이 집중된 맵핑 방식 또는 도 7-(b)와 같이 분산된 맵핑 방식을 사용하는 경우, 단일 반송파 특성이 유지된다.
도 8은 복조를 위한 참조 신호 전송기의 구조의 일 예를 나타낸다.
도 8을 참조하면 참조 신호 전송기(60)는 부반송파 맵퍼(61), IFFT부(62) 및 CP 삽입부(63)를 포함한다. 참조 신호 전송기(60)는 도 6의 전송기(50)과 다르게 DFT부(51)를 거치지 않고 주파수 영역에서 바로 생성되어 부반송파 맵퍼(61)를 통해 부반송파에 맵핑된다. 이때 부반송파 맵퍼는 도 7-(a)의 집중된 맵핑 방식을 이용하여 참조 신호를 부반송파에 맵핑할 수 있다.
도 9는 참조 신호가 전송되는 서브프레임의 구조의 일 예이다. 도 9-(a)의 서브프레임의 구조는 노멀 CP의 경우를 나타낸다. 서브프레임은 제1 슬롯과 제2 슬롯을 포함한다. 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각은 7 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내 14 OFDM 심벌은 0부터 13까지 심벌 인덱스가 매겨진다. 심벌 인덱스가 3 및 10인 OFDM 심벌을 통해 참조 신호가 전송될 수 있다. 참조 신호가 전송되는 OFDM 심벌을 제외한 나머지 OFDM 심벌을 통해 데이터가 전송될 수 있다. 도 9-(b)의 서브프레임의 구조는 확장 CP의 경우를 나타낸다. 서브프레임은 제1 슬롯과 제2 슬롯을 포함한다. 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각은 6 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내 12 OFDM 심벌은 0부터 11까지 심벌 인덱스가 매겨진다. 심벌 인덱스가 2 및 8인 OFDM 심벌을 통해 참조 신호가 전송된다. 참조 신호가 전송되는 OFDM 심벌을 제외한 나머지 OFDM 심벌을 통해 데이터가 전송된다.
도 9에 나타내지 않았으나, 서브프레임 내 OFDM 심벌을 통해 사운딩 참조 신호(SRS; Sounding Reference Signal)가 전송될 수도 있다. 사운딩 참조 신호는 상향링크 스케줄링을 위해 단말이 기지국으로 전송하는 참조 신호이다. 기지국은 수신된 사운딩 참조 신호를 통해 상향링크 채널을 추정하고, 추정된 상향링크 채널을 상향링크 스케줄링에 이용한다.
클러스터된(clustered) DFT-s OFDM 전송 방식은 기존의 SC-FDMA 전송 방식의 변형으로, 프리코더를 거친 데이터 심벌들을 복수의 서브 블록으로 나누고 이를 주파수 영역에서 서로 분리시켜 맵핑하는 방법이다.
도 10은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 일 예이다. 도 10을 참조하면, 전송기(70)는 DFT부(71), 부반송파 맵퍼(72), IFFT부(73) 및 CP 삽입부(74)를 포함한다. 전송기(70)는 스크램블 유닛(미도시), 모듈레이션 맵퍼(미도시), 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(71)에 앞서 배치될 수 있다.
DFT부(71)로부터 출력되는 복소수 심벌들은 N개의 서브 블록으로 나뉜다(N은 자연수). N개의 서브 블록은 서브 블록 #1, 서브 블록 #2,..., 서브 블록 #N으로 나타낼 수 있다. 부반송파 맵퍼(72)는 N개의 서브 블록들을 주파수 영역에서 분산시켜 부반송파들에 맵핑한다. 연속된 2개의 서브블록들 사이마다 NULL이 삽입될 수 있다. 하나의 서브 블록 내 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 연속된 부반송파에 맵핑될 수 있다. 즉, 하나의 서브 블록 내에서는 집중된 맵핑 방식이 사용될 수 있다.
도 10의 전송기(70)는 단일 반송파(single carrier) 전송기 또는 다중 반송파(multi-carrier) 전송기에 모두 사용될 수 있다. 단일 반송파 전송기에 사용되는 경우, N개의 서브 블록들이 모두 하나의 반송파에 대응된다. 다중 반송파 전송기에 사용되는 경우, N개의 서브 블록들 중 각각의 서브 블록마다 하나의 반송파에 대응될 수 있다. 또는, 다중 반송파 전송기에 사용되는 경우에도, N개의 서브 블록들 중 복수의 서브 블록들은 하나의 반송파에 대응될 수도 있다. 한편, 도 10의 전송기(70)에서 하나의 IFFT부(73)를 통해 시간 영역 신호가 생성된다. 따라서, 도 10의 전송기(70)가 다중 반송파 전송기에 사용되기 위해서는 연속된 반송파 할당(contiguous carrier allocation) 상황에서 인접한 반송파 간 부반송파 간격이 정렬(alignment)되어야 한다.
도 11은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다. 도 11을 참조하면, 전송기(80)는 DFT부(81), 부반송파 맵퍼(82), 복수의 IFFT부(83-1, 83-2,...,83-N)(N은 자연수) 및 CP 삽입부(84)를 포함한다. 전송기(80)는 스크램블 유닛(미도시), 모듈레이션 맵퍼(미도시), 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(71)에 앞서 배치될 수 있다.
N개의 서브 블록들 중 각각의 서브 블록에 대해 개별적으로 IFFT가 수행된다. 제n IFFT부(38-n)는 서브 블록 #n에 IFFT를 수행하여 제n 기본 대역 신호를 출력한다(n=1,2,..,N). 제n 기본 대역 신호에 제n 반송파 신호가 곱해져 제n 무선 신호가 생성된다. N개의 서브 블록들로부터 생성된 N개의 무선 신호들은 더해진 후, CP 삽입부(314)에 의해 CP가 삽입된다. 도 11의 전송기(80)는 전송기가 할당 받은 반송파들이 인접하지 않는 불연속된 반송파 할당(non-contiguous carrier allocation) 상황에서 사용될 수 있다.
도 12는 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다. 도 12는 청크(chunk) 단위로 DFT 프리코딩을 수행하는 청크 특정 DFT-s OFDM 시스템이다. 이는 Nx SC-FDMA로 불릴 수 있다. 도 12를 참조하면, 전송기(90)는 코드 블록 분할부(91), 청크(chunk) 분할부(92), 복수의 채널 코딩부(93-1,...,93-N), 복수의 변조기(94-1,...,4914-N), 복수의 DFT부(95-1,...,95-N), 복수의 부반송파 맵퍼(96-1,...,96-N), 복수의 IFFT부(97-1,...,97-N) 및 CP 삽입부(98)를 포함한다. 여기서, N은 다중 반송파 전송기가 사용하는 다중 반송파의 개수일 수 있다. 채널 코딩부(93-1,...,93-N) 각각은 스크램블 유닛(미도시)을 포함할 수 있다. 변조기(94-1,...,94-N)는 모듈레이션 맵퍼라 칭할 수도 있다. 전송기(90)는 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(95-1,...,95-N)에 앞서 배치될 수 있다.
코드 블록 분할부(91)는 전송 블록을 복수의 코드 블록으로 분할한다. 청크 분할부(92)는 코드 블록을 복수의 청크로 분할한다. 여기서, 코드 블록은 다중 반송파 전송기로부터 전송되는 데이터라 할 수 있고, 청크는 다중 반송파 중 하나의 반송파를 통해 전송되는 데이터 조각이라 할 수 있다. 전송기(90)는 청크 단위로 DFT를 수행한다. 전송기(90)는 불연속된 반송파 할당 상황 또는 연속된 반송파 할당 상황에서 모두 사용될 수 있다.
이하 상향링크 참조 신호에 대해서 설명한다.
참조 신호는 일반적으로 시퀀스로 전송된다. 참조 신호 시퀀스는 특별한 제한 없이 임의의 시퀀스가 사용될 수 있다. 참조 신호 시퀀스는 PSK(Phase Shift Keying) 기반의 컴퓨터를 통해 생성된 시퀀스(PSK-based computer generated sequence)를 사용할 수 있다. PSK의 예로는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 등이 있다. 또는, 참조 신호 시퀀스는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스를 사용할 수 있다. CAZAC 시퀀스의 예로는 ZC(Zadoff-Chu) 기반 시퀀스(ZC-based sequence), 순환 확장(cyclic extension)된 ZC 시퀀스(ZC sequence with cyclic extension), 절단(truncation) ZC 시퀀스(ZC sequence with truncation) 등이 있다. 또는, 참조 신호 시퀀스는 PN(pseudo-random) 시퀀스를 사용할 수 있다. PN 시퀀스의 예로는 m-시퀀스, 컴퓨터를 통해 생성된 시퀀스, 골드(Gold) 시퀀스, 카사미(Kasami) 시퀀스 등이 있다. 또, 참조 신호 시퀀스는 순환 쉬프트된 시퀀스(cyclically shifted sequence)를 이용할 수 있다.
상향링크 참조 신호는 복조 참조 신호(DMRS; Demodulation Reference Signal)와 사운딩 참조 신호(SRS; Sounding Reference Signal)로 구분될 수 있다. DMRS는 수신된 신호의 복조를 위한 채널 추정에 사용되는 참조 신호이다. DMRS는 PUSCH 또는 PUCCH의 전송과 결합될 수 있다. SRS는 상향링크 스케줄링을 위해 단말이 기지국으로 전송하는 참조 신호이다. 기지국은 수신된 사운딩 참조신호를 통해 상향링크 채널을 추정하고, 추정된 상향링크 채널을 상향링크 스케줄링에 이용한다. SRS는 PUSCH 또는 PUCCH의 전송과 결합되지 않는다. DMRS와 SRS를 위하여 동일한 종류의 기본 시퀀스가 사용될 수 있다. 한편, 상향링크 다중 안테나 전송에서 DMRS에 적용된 프리코딩은 PUSCH에 적용된 프리코딩과 같을 수 있다. 순환 쉬프트 분리(cyclic shift separation)는 DMRS를 다중화하는 기본 기법(primary scheme)이다. LTE-A 시스템에서 SRS는 프리코딩되지 않을 수 있으며, 또한 안테나 특정된 참조 신호일 수 있다.
참조 신호 시퀀스 ru,v (α)(n)은 수학식 2에 의해서 기본 시퀀스 bu,v(n)와 순환 쉬프트 α를 기반으로 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00007
수학식 2에서 Msc RS (1≤m≤NRB max,UL)는 참조 신호 시퀀스의 길이이며, Msc RS=m*Nsc RB이다. Nsc RB는 주파수 영역에서 부반송파의 개수로 나타낸 자원 블록의 크기를 나타내며, NRB max,UL는 Nsc RB의 배수로 나타낸 상향링크 대역폭의 최대치를 나타낸다. 복수의 참조 신호 시퀀스는 하나의 기본 시퀀스로부터 순환 쉬프트 값인 α를 다르게 적용하여 정의될 수 있다.
기본 시퀀스 bu,v(n)는 복수의 그룹으로 나누어지며, 이때 u∈{0,1,...,29}는 그룹 인덱스를, v는 그룹 내에서 기본 시퀀스 인덱스를 나타낸다. 기본 시퀀스는 기본 시퀀스의 길이(Msc RS)에 의존한다. 각 그룹은 1≤m≤5인 m에 대해서 길이가 Msc RS 인 하나의 기본 시퀀스(v=0)를 포함하며, 6≤m≤nRB max,UL인 m에 대해서는 길이가 Msc RS 인 2개의 기본 시퀀스(v=0,1)를 포함한다. 시퀀스 그룹 인덱스 u와 그룹 내의 기본 시퀀스 인덱스 v는 후술할 그룹 홉핑(group hopping) 또는 시퀀스 홉핑(sequence hopping)과 같이 시간에 따라 변할 수 있다.
또한, 참조 신호 시퀀스의 길이가 3Nsc RB 또는 그 이상인 경우, 기본 시퀀스는 수학식 3에 의해서 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00008
수학식 3에서 q는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스의 루트 인덱스(root index)를 나타낸다. NZC RS는 ZC 시퀀스의 길이이며, Msc RS보다 작은 최대 소수(prime number)로 주어질 수 있다. 루트 인덱스 q인 ZC 시퀀스는 수학식 4에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00009
q는 수학식 5에 의해서 주어질 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00010
참조 신호 시퀀스의 길이가 3Nsc RB 이하인 경우, 기본 시퀀스는 수학식 6에 의해서 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00011
표 1은 Msc RS=Nsc RB일 때 φ(n)을 정의한 예시이다.
Figure 112011090437481-pct00012
표 2는 Msc RS=2*Nsc RB일 때 φ(n)을 정의한 예시이다.
Figure 112011090437481-pct00013
Figure 112011090437481-pct00014
참조 신호의 홉핑은 다음과 같이 적용될 수 있다.
슬롯 인덱스 ns의 시퀀스 그룹 인덱스 u는 수학식 7에 의해서 그룹 홉핑 패턴 fgh(ns)와 시퀀스 쉬프트 패턴 fss를 기반으로 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00015
17개의 서로 다른 그룹 홉핑 패턴과 30개의 서로 다른 시퀀스 쉬프트 패턴이 존재할 수 있다. 그룹 홉핑의 적용 여부는 상위 계층에 의해서 지시될 수 있다.
PUCCH와 PUSCH는 같은 그룹 홉핑 패턴을 가질 수 있다. 그룹 홉핑 패턴 fgh(ns)는 수학식 8에 의해서 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00016
수학식 8에서 c(i)는 PN 시퀀스인 모조 임의 시퀀스(pseudo-random sequence)로, 길이-31의 골드(Gold) 시퀀스에 의해 정의될 수 있다. 수학식 9는 골드 시퀀스 c(n)의 일 예를 나타낸다.
Figure 112011090437481-pct00017
여기서, Nc=1600이고, x1(i)은 제1 m-시퀀스이고, x2(i)는 제2 m-시퀀스이다. 예를 들어, 제1 m-시퀀스 또는 제2 m-시퀀스는 매 OFDM 심벌마다 셀 ID, 하나의 무선 프레임 내 슬롯 번호, 슬롯 내 OFDM 심벌 인덱스, CP의 종류 등에 따라 초기화(initialization)될 수 있다. 모조 임의 시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 처음에서
Figure 112011090437481-pct00018
로 초기화될 수 있다.
PUCCH와 PUSCH는 같은 시퀀스 쉬프트 패턴을 가질 수 있다. PUCCH의 시퀀스 쉬프트 패턴 fss PUCCH=NID cell mod 30으로 주어질 수 있다. PUSCH의 시퀀스 쉬프트 패턴 fss PUSCH=(fss PUCCH+Δss) mod 30으로 주어질 수 있으며, Δss∈{0,1,...,29}는 상위 계층에 의해서 구성될 수 있다.
시퀀스 홉핑은 길이가 6Nsc RB보다 긴 참조 신호 시퀀스에만 적용될 수 있다. 이때 슬롯 인덱스 ns의 기본 시퀀스 그룹 내의 기본 시퀀스 인덱스 v는 수학식 10에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00019
c(i)는 수학식 9의 예시에 의해서 표현될 수 있으며, 시퀀스 홉핑의 적용 여부는 상위 계층에 의해서 지시될 수 있다. 모조 임의 시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 처음에서
Figure 112011090437481-pct00020
로 초기화될 수 있다.
PUSCH를 위한 DMRS 시퀀스는 수학식 11에 의해서 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00021
수학식 11에서 m=0,1,...이며, n=0,...,Msc RS-1이다. Msc RS=Msc PUSCH이다.
슬롯 내에서 순환 쉬프트 값인 α=2πncs/12로 주어지며, ncs는 수학식 12에 의해서 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00022
수학식 12에서 nDMRS (1)는 상위 계층에서 전송되는 파라미터에 의해 지시되며, 표 3은 상기 파라미터와 nDMRS (1)의 대응 관계의 예시를 나타낸다.
Figure 112011090437481-pct00023
다시 수학식 12에서 nDMRS (2)는 PUSCH 전송에 대응되는 전송 블록을 위한 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드(cyclic shift field)에 의해서 정의될 수 있다. DCI 포맷은 PDCCH에서 전송된다. 상기 순환 쉬프트 필드는 3비트의 길이를 가질 수 있다.
표 4는 상기 순환 쉬프트 필드와 nDMRS (2)의 대응 관계의 일 예이다.
Figure 112011090437481-pct00024
표 5는 상기 순환 쉬프트 필드와 nDMRS (2)의 대응 관계의 또 다른 예이다.
Figure 112011090437481-pct00025
동일한 전송 블록에서 DCI 포맷 0를 포함하는 PDCCH가 전송되지 않는 경우, 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 반영구적(semi-persistently)으로 스케줄링된 경우, 또는 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 임의 접속 응답 그랜트(random access response grant)에 의해 스케줄링 된 경우에 nDMRS (2)는 0일 수 있다.
nPRS(ns)는 수학식 13에 의해서 정의될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00026
c(i)는 수학식 9의 예시에 의해서 표현될 수 있으며, c(i)의 셀 별로(cell-specfic) 적용될 수 있다. 모조 임의 시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 처음에서
Figure 112011090437481-pct00027
로 초기화될 수 있다.
DMRS 시퀀스 rPUSCH는 진폭 스케일링 인자(amplitude scaling factor) βPUSCH와 곱해지고, 해당하는 PUSCH 전송에 사용되는 물리 전송 블록에 rPUSCH(0)부터 시작하여 시퀀스로 맵핑된다. 상기 DMRS 시퀀스는 하나의 슬롯 내에서 노멀 CP인 경우 4번째 OFDM 심벌(OFDM 심벌 인덱스 3), 확장 CP인 경우 3번째 OFDM 심벌(OFDM 심벌 인덱스 2)에 맵핑된다.
SRS 시퀀스 rSRS(n)=ru,v (α)(n)으로 정의된다. u는 PUCCH 시퀀스 그룹 인덱스, v는 기본 시퀀스 인덱스를 나타낸다. 순환 쉬프트 값 α는 수학식 14에 의해서 정의된다.
Figure 112011090437481-pct00028
nSRS cs는 각 단말에 대해 상위 계층에 의해서 구성되는 값이며, 0부터 7까지의 정수 중 어느 하나일 수 있다.
한편, 참조 신호 시퀀스에 OCC(Orthogonal Code Cover)가 적용될 수 있다. OCC는 서로 직교성(orthgonality)을 가지면서 시퀀스에 적용될 수 있는 코드를 의미한다. 2번째 슬롯에 맵핑되는 참조 신호 시퀀스에 (+) 부호 또는 (-) 부호를 할당할 수 있다. 복수의 사용자가 참조 신호를 전송하는 경우, 각 사용자는 2번째 슬롯에 맵핑되는 참조 신호 시퀀스에 서로 다른 OCC를 적용할 수 있다. OCC를 적용함으로써 참조 신호로 사용되는 자원이 2배가 되도록 할 수 있다. 예를 들어, 제1 사용자와 제2 사용자가 동일한 참조 신호 시퀀스를 사용하여 참조 신호를 전송할 때, 제1 사용자가 전송하는 참조 신호와 제2 사용자가 전송하는 참조 신호에 각각 다른 OCC를 적용될 수 있다. 제1 사용자와 제2 사용자는 2번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스에 각각 (+) 부호와 (-) 부호의 OCC를 적용할 수 있다. 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스와 2번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스를 더하여 제1 사용자와의 채널을 추정할 수 있다. 또한, 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스에서 2번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스를 뺌으로써 제2 사용자와의 채널을 추정할 수 있다. 즉, OCC를 적용함으로써 기지국은 제1 사용자가 전송하는 참조 신호와 제2 사용자가 전송하는 참조 신호를 구분할 수 있다.
이하, 제안된 참조 신호 전송 방법을 설명한다.
현재 LTE 시스템에서는 상향링크 전송에서 복수의 안테나를 사용하는 MIMO 시스템을 지원하는 참조 신호 전송 방법 및 그에 따른 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 할당 방법에 대해 제안된 바가 없다. 따라서 본 발명은 MIMO 시스템에서 채널 추정의 성능을 보장하는 참조 신호 전송 방법 및 순환 쉬프트 값의 할당 방법을 제안한다. 본 발명은 상술한 OFDM, SC-FDMA, 클러스터된 DFT-s OFDM 시스템 등에 적용될 수 있으며, 이외의 다른 종류의 시스템에도 적용될 수 있따. 또한, 제안된 참조 신호 전송 방법은 상향링크 참조 신호에 적용되는 것을 예시로 하고 있으나, 이에 제한되지 않으며 하향링크 참조 신호에도 적용될 수 있다. 또한, 프리코딩 여부에 제한되지 않는다.
도 13은 제안된 참조 신호 전송 방법의 일 실시예를 나타낸다.
단계 S100에서 단말은 각각 다른 순환 쉬프트 값이 할당된 복수의 참조 신호 시퀀스를 생성한다. 단계 S110에서 단말은 상기 복수의 참조 신호 시퀀스가 맵핑되는 OFDM 심벌을 생성한다. 단계 S120에서 단말은 상기 OFDM 심벌을 복수의 안테나를 통해 기지국으로 전송한다.
상기 복수의 참조 신호 시퀀스에 각각 다른 순환 쉬프트 값을 할당함에 있어서 다양한 방법이 적용될 수 있다. 이하의 참조 신호는 DMRS인 것을 가정한다.
먼저, nDMRS (2)와 고정된 오프셋을 기반으로 각 랭크의 해당 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 연속적으로 할당하는 방법이 적용될 수 있다.
예를 들어, 제1 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값(이하 제1 레이어 순환 쉬프트)을 nDMRS (2)라 하면, 제2 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값(이하 제2 레이어 순환 쉬프트)은 (nDMRS (2)+offset) mod CStotal로 결정될 수 있다. 이어서 제3 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값(이하 제3 레이어 순환 쉬프트)과 제4 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값(이하 제4 레이어 순환 쉬프트)은 각각 (nDMRS (2)+2*offset) mod CStotal과 (nDMRS (2)+3*offset) mod CStotal으로 결정될 수 있다. 즉, 제1 레이어 내지 제4 레이어 순환 쉬프트는 오프셋을 일정한 간격으로 두고 연속적으로 할당된다. nDMRS (2)는 상술한 바와 같이 PDCCH에서 전송되는 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드에 의해서 결정될 수 있다. CStotal은 순환 쉬프트가 가능한 전체 개수로서 6, 8 또는 12 중 어느 하나일 수 있다. 또한, 오프셋은 1, 2 또는 3 중 어느 하나일 수 있다.
표 6 내지 표 11은 레이어의 개수가 4인 경우 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 예시이다. 예를 들어 표 6에서 nDMRS (2)=9, 오프셋이 1, CStotal=12인 경우, 제1 레이어 순환 쉬프트는 nDMRS (2)=9, 제2 레이어 순환 쉬프트는 (nDMRS (2)+offset) mod CStotal=(9+1) mod 12=10이다. 마찬가지로 제3 레이어 순환 쉬프트는 (nDMRS (2)+offset) mod CStotal=(9+2) mod 12=11, 제4 레이어 순환 쉬프트는 (nDMRS (2)+offset) mod CStotal=(9+3) mod 12=0이다.
표 6은 오프셋이 1일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00029
표 7은 오프셋이 1일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00030
표 8은 오프셋이 2일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00031
표 9는 오프셋이 2일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00032
표 10은 오프셋이 3일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00033
표 11은 오프셋이 3일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00034
또는, nDMRS (2)와 고정된 오프셋을 기반으로 각 랭크의 해당 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 연속적으로 할당하되, 상기 고정된 오프셋은 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드에서의 오프셋인 방법이 적용될 수 있다. 상위 계층으로부터 전송되는 순환 쉬프트 인덱스(cyclic shift index)가 상기 순환 쉬프트 필드와 1대1 대응될 수 있다. 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 상기 순환 쉬프트 필드 인덱스와 대응되는 nDMRS (2)로 결정될 수 있으며, 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 인덱스는 일정한 간격의 오프셋을 가진다.
예를 들어, 제1 레이어 순환 쉬프트를 index(i)라 하면, 제2 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}로 결정될 수 있다. 이어서 제3 레이어 순환 쉬프트와 제4 레이어 순환 쉬프트는 각각 index{(i+2*offset) mod 8}과 index{(i+3*offset) mod 8}으로 결정될 수 있다. 즉, 제1 레이어 내지 제4 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 일정한 간격으로 오프셋이 주어진 순환 쉬프트 인덱스에 대응되는 nDMRS (2)로 결정될 수 있다. nDMRS (2)는 상술한 바와 같이 PDCCH에서 전송되는 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드에 의해서 결정될 수 있다. 오프셋은 1, 2 또는 3 중 어느 하나일 수 있다.
표 12 내지 표 17은 레이어의 개수가 4개인 경우, 순환 쉬프트 인덱스와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 예시이다. 예를 들어 표 12에서 순환 쉬프트 인덱스가 6, 오프셋이 1인 경우, 제1 레이어 순환 쉬프트는 index(6)=9, 제2 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index(6+1) mod 8}=index(7)=10이다. 마찬가지로 제3 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+2*offset) mod 8}=index(6+2) mod 8}=index(0)=0, 제4 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+3*offset) mod 8}=index(6+3) mod 8}=index(1)=2이다.
표 12는 오프셋이 1일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00035
표 13은 오프셋이 1일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00036
표 14는 오프셋이 2일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00037
표 15는 오프셋이 2일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00038
표 16은 오프셋이 3일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00039
표 17은 오프셋이 3일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00040
또는, nDMRS (2)와 오프셋을 기반으로 각 랭크의 해당 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 순차적으로 할당하되, 상기 오프셋은 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드에서의 오프셋인 방법이 적용될 수 있다. 상기 오프셋은 레이어의 개수에 따라 달라질 수 있다. 상위 계층으로부터 전송되는 순환 쉬프트 인덱스가 상기 순환 쉬프트 필드와 1대1 대응될 수 있다. 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 상기 순환 쉬프트 필드 인덱스와 대응되는 nDMRS (2)로 결정될 수 있으며, 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 인덱스는 일정한 간격의 오프셋을 가진다. 예를 들어 순환 쉬프트 인덱스를 i라 하면, 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 Index{(i+offset) mod 8}일 수 있다. nDMRS (2)는 상술한 바와 같이 PDCCH에서 전송되는 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드에 의해서 결정될 수 있다.
표 18은 레이어의 개수가 1개일 때 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 일 예를 나타낸다. 레이어의 개수가 1개일 때 오프셋은 0일 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00041
표 19는 레이어의 개수가 2개일 때 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 일 예를 나타낸다. 레이어의 개수가 2개일 때 오프셋은 4일 수 있다. 예를 들어 순환 쉬프트 인덱스가 0일 때 제1 레이어 순환 쉬프트는 0이고, 제2 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index{4 mod 8}=2일 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00042
표 20은 레이어의 개수가 3개일 때 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 일 예를 나타낸다. 레이어의 개수가 3개일 때 오프셋은 3일 수 있다. 예를 들어 순환 쉬프트 인덱스가 0일 때 제1 레이어 순환 쉬프트는 0이고, 제2 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index{3 mod 8}=4, 제3 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index{6 mod 8}=10일 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00043
표 21은 레이어의 개수가 4개일 때 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 일 예를 나타낸다. 레이어의 개수가 4개일 때 오프셋은 2일 수 있다. 예를 들어 순환 쉬프트 인덱스가 0일 때 제1 레이어 순환 쉬프트는 0이고, 제2 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index{2 mod 8}=3, 제3 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index{4 mod 8}=2, 제4 레이어 순환 쉬프트는 index{(i+offset) mod 8}=index{6 mod 8}=10일 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00044
또한, 채널 추정의 성능을 높이기 위하여 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스에 OCC를 적용할 수 있다. 즉, 서브프레임의 2번째 슬롯에 맵핑되는 DMRS 중 적어도 하나의 특정 레이어에 대한 DMRS 시퀀스에 (-) 부호를 붙일 수 있다. (-) 부호를 붙이는 특정 DMRS 시퀀스는 레이어의 개수에 관계 없이 고정될 수 있다.
표 22는 각 레이어에 대한 DRMS 시퀀스에 적용되는 OCC의 일 예이다. 예를 들어 레이어의 개수가 2개일 경우, 제1 레이어에 대한 DMRS 시퀀스는 모두 (+) 부호를 가지며, 제2 레이어에 대한 DMRS 시퀀스 중 서브프레임의 2번째 슬롯에 맵핑되는 DRMS에 사용되는 DMRS 시퀀스는 (-) 부호를 가질 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00045
또는, 다수의 레이어의 전송에 있어서 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 간격이 최대가 되도록 순환 쉬프트 값을 할당하는 방법이 적용될 수 있다. 순환 쉬프트 값의 간격이 최대가 될 때, 채널 추정의 성능이 높기 때문이다. 이때 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 레이어의 개수 및 순환 쉬프트가 가능한 전체 개수인 CStotal에 의해서 결정될 수 있다. 상기 CStotal은 6, 8 또는 12 중 어느 하나일 수 있다.
예를 들어 CStotal=12이고, 레이어의 개수가 2개인 경우를 가정하면, 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트가 6만큼 간격을 두고 할당될 때 순환 쉬프트 값의 간격이 최대가 된다. 즉, 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트는 {0,6}, {1,7}, {2,8}, {3,9}, {4,10}, {5,11}, {6,0}, {7,1}, {8,2}, {9,3}, {10,4}, {11,5} 중 어느 하나일 수 있다. 마찬가지로 레이어의 개수가 3개이면 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트의 간격이 4일 수 있고, 레이어의 개수가 4개이면 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트의 간격이 3일 수 있다. 이는 수학식 15에 의해서 표현될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00046
k는 레이어 인덱스이며, NDMRS_k(2)는 인덱스 k인 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값이다.
수학식 15에서 레이어의 개수가 2, CStotal=12면 수학식 16을 얻을 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00047
표 23은 수학식 16에 의한 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 일 예이다.
Figure 112011090437481-pct00048
표 24는 수학식 16에 의한 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 또 다른 예이다.
Figure 112011090437481-pct00049
수학식 15에서 레이어의 개수가 3, CStotal=12면 수학식 17을 얻을 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00050
표 25는 수학식 17에 의한 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 일 예이다.
Figure 112011090437481-pct00051
표 26은 수학식 17에 의한 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 또 다른 예이다.
Figure 112011090437481-pct00052
수학식 15에서 레이어의 개수가 4, CStotal=12면 수학식 18을 얻을 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00053
표 27은 수학식 18에 의한 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 일 예이다.
Figure 112011090437481-pct00054
표 28은 수학식 18에 의한 nDMRS (2)와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 또 다른 예이다.
Figure 112011090437481-pct00055
또는, 레이어의 개수에 상관 없이 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격이 최대가 되도록 순환 쉬프트 값을 할당하는 방법이 적용될 수 있다. 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격이 최대가 되면서 제1 레이어 순환 쉬프트 내지 제4 레이어 순환 쉬프트를 미리 정의하고(pre-definded), 레이어의 개수에 따라서 미리 정의된 순환 쉬프트 값 중 일부를 사용할 수 있다. 제3 레이어 순환 쉬프트와 제4 레이어 순환 쉬프트의 간격도 최대가 되도록 순환 쉬프트 값을 할당할 수 있으며, 특히 제3 레이어 순환 쉬프트는 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 중간값이 될 수 있다. DCI 포맷 0의 순환 쉬프트 필드에 의해서 nDMRS (2)가 지시된다.
표 29는 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격을 최대로 하는 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 일 예이다. 레이어의 개수에 따라서 해당 레이어의 순환 쉬프트 값을 적용할 수 있다. 예를 들어 레이어의 개수가 2개인 경우 표 29의 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트를 적용할 수 있고, 레이어의 개수가 4개인 경우 표 29의 제1 레이어 순환 쉬프트 내지 제4 레이어 순환 쉬프트를 적용할 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00056
표 30은 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격을 최대로 하는 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 또 다른 예이다.
Figure 112011090437481-pct00057
또한, 채널 추정의 성능을 높이기 위하여 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스에 OCC를 적용할 수 있다. 즉, 서브프레임의 2번째 슬롯에 맵핑되는 DMRS 중 적어도 하나의 특정 레이어에 대한 DMRS 시퀀스에 (-) 부호를 붙일 수 있다.
표 31은 각 레이어에 대한 DRMS 시퀀스에 적용되는 OCC의 일 예이다. 예를 들어 레이어의 개수가 2개일 경우, 제1 레이어에 대한 DMRS 시퀀스는 모두 (+) 부호를 가지며, 제2 레이어에 대한 DMRS 시퀀스 중 서브프레임의 2번째 슬롯에 맵핑되는 DMRS 시퀀스는 (-) 부호를 가질 수 있다. 논홉핑 모드(non-hopping mode)에서는 1번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호와 2번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호를 더하여 제1 레이어의 채널을 추정할 수 있다. 홉핑 모드(hopping mode)에서는 DFT를 기반으로 간섭으로 없앰으로써 채널을 추정할 수 있는데, 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격이 최대이므로 좋은 채널 추정 성능을 얻을 수 있다. 또한, 레이어의 개수가 3개인 경우 제3 레이어에 대한 DMRS 시퀀스 중 서브프레임의 2번째 슬롯에 맵핑되는 DMRS 시퀀스는 (-) 부호를 가질 수 있다. 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 DMRS와 2번째 슬롯에서 전송되는 DMRS를 더하여 제1 레이어의 채널과 제2 레이어의 채널을 추정할 수 있다. 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격이 최대이므로 좋은 채널 추정 성능을 얻을 수 있다. 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 DMRS에서 2번째 슬롯에서 전송되는 DMRS를 빼서 제3 레이어의 채널을 추정할 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00058
표 32는 각 레이어에 대한 DRMS 시퀀스에 적용되는 OCC의 또 다른 예이다. 레이어의 개수가 2개일 경우, 제1 레이어에 및 제2 레이어에 대한 DMRS 시퀀스는 모두 (+) 부호를 가진다. 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격이 최대이므로 좋은 채널 추정 성능을 얻을 수 있다. 또한, 레이어의 개수가 3개인 경우 제3 레이어에 대한 DMRS 시퀀스 중 서브프레임의 2번째 슬롯에 맵핑되는 DMRS 시퀀스는 (-) 부호를 가질 수 있다. 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 DMRS와 2번째 슬롯에서 전송되는 DMRS를 더하여 제1 레이어의 채널과 제2 레이어의 채널을 추정할 수 있다. 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트의 간격이 최대이므로 좋은 채널 추정 성능을 얻을 수 있다. 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 DMRS에서 2번째 슬롯에서 전송되는 DMRS를 빼서 제3 레이어의 채널을 추정할 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00059
이상의 실시예에서 레이어의 개수가 복수인 경우 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 할당 방법을 설명하였으나, 랭크가 1개인 경우에도 제안된 발명이 적용될 수 있다. 즉, 랭크가 1개이나 전송 다이버시티 기법(transmit diversity scheme)에 따라 복수의 레이어가 전송되는 경우이다. 이에 따라 각 레이어에 대한 DMRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값에 제안된 참조 신호 전송 방법이 적용될 수 있다. 표 33은 필요한 순환 쉬프트 값의 개수와 그에 해당되는 전송 다이버시티 기법의 종류를 나타낸다.
Figure 112011090437481-pct00060
표 33의 전송 다이버시티 기법에 따라 상술한 참조 신호 전송 방법이 적용될 수 있다.
또한, 상술한 실시예에서는 DMRS에 대하여 제안된 참조 신호 전송 방법이 적용되는 것을 설명하였으나, 제안된 방법은 SRS에 대해서도 적용될 수 있다. 다중 안테나 시스템에서 SRS를 전송하는 경우 상술한 참조 신호 전송 방법이 방법으로 적용될 수 있다. 다만, DMRS의 경우 DCI 포맷 0의 순환 쉬프트 필드에 의해서 지시되는 nDMRS (2)를 기반으로 하나, SRS의 경우 상위 계층에 의해서 각 단말에 전송되는 nSRS cs를 기반으로 할 수 있다.
먼저, nSRS cs와 고정된 오프셋을 기반으로 각 랭크의 해당 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 연속적으로 할당하는 방법이 적용될 수 있다.
예를 들어, 제1 레이어 순환 쉬프트를 nSRS cs라 하면, 제2 레이어 순환 쉬프트는 (nSRS cs+offset) mod CStotal로 결정될 수 있다. 이어서 제3 레이어 순환 쉬프트와 제4 레이어 순환 쉬프트는 각각 (nSRS cs+2*offset) mod CStotal과 (nSRS cs+2*offset) mod CStotal로 결정될 수 있다. 즉, 제1 레이어 내지 제4 레이어 순환 쉬프트는 오프셋을 일정한 간격으로 두고 연속적으로 할당된다. CStotal은 순환 쉬프트가 가능한 전체 개수로서 6, 8 또는 12 중 어느 하나일 수 있다. 또한, 오프셋은 1, 2 또는 3 중 어느 하나일 수 있다.
표 34 내지 표 36은 레이어의 개수가 4인 경우 nSRS cs와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 예시이다. 예를 들어 표 33에서 nSRS cs=6, 오프셋이 1, CStotal=8인 경우, 제1 레이어 순환 쉬프트는 nSRS cs=6, 제2 레이어 순환 쉬프트는 (nSRS cs+offset) mod CStotal=(6+1) mod 8=7이다. 마찬가지로 제3 레이어 순환 쉬프트는 (nSRS cs+2*offset) mod CStotal=(6+2) mod 8=0, 제4 레이어 순환 쉬프트는 (nSRS cs+3*offset) mod CStotal=(6+3) mod 8=1이다.
표 34는 오프셋이 1일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00061
표 35는 오프셋이 2일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00062
표 36은 오프셋이 3일 때의 경우이다.
Figure 112011090437481-pct00063
또는, nSRS cs와 고정된 오프셋을 기반으로 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 연속적으로 할당하되, 상기 고정된 오프셋은 상기 nSRS cs와 1대1 대응되는 인덱스의 오프셋인 방법이 적용될 수 있다. 상위 계층으로부터 전송되는 순환 쉬프트 인덱스(cyclic shift index)가 상기 nSRS cs와 1대1 대응될 수 있다. 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 상기 순환 쉬프트 필드 인덱스와 대응되는 nSRS cs로 결정될 수 있으며, 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 인덱스는 일정한 간격의 오프셋을 가진다. 표 37은 상기 순환 쉬프트 인덱스와 nSRS cs의 대응 관계의 일 예이다.
Figure 112011090437481-pct00064
예를 들어, 제1 레이어 순환 쉬프트를 index(i)라 하면, 제2 레이어 순환 쉬프트 는 index{(i+offset) mod 8}로 결정될 수 있다. 이어서 제3 레이어 순환 쉬프트와 제4 레이어 순환 쉬프트는 각각 index{(i+2*offset) mod 8}과 index{(i+3*offset) mod 8}으로 결정될 수 있다. 즉, 제1 레이어 내지 제4 레이어 순환 쉬프트는 일정한 간격으로 오프셋이 주어진 순환 쉬프트 인덱스에 대응되는 nSRS cs로 결정될 수 있다. 오프셋은 1, 2 또는 3 중 어느 하나일 수 있다.
또한, 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값의 간격이 최대가 되도록 순환 쉬프트 값을 할당하는 방법이 적용될 수 있다. 이때 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값은 레이어의 개수 및 순환 쉬프트가 가능한 전체 개수인 CStotal에 의해서 결정될 수 있다. 상기 CStotal은 6, 8 또는 12 중 어느 하나일 수 있다.
예를 들어 CStotal=8이고, 레이어의 개수가 2개인 경우를 가정하면, 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트가 4만큼 간격을 두고 할당될 때 순환 쉬프트 값의 간격이 최대가 된다. 즉, 제1 레이어 순환 쉬프트와 제2 레이어 순환 쉬프트는 {0,4}, {1,5}, {2,6}, {3,7}, {4,0}, {5,1}, {6,2}, {7,3} 중 어느 하나일 수 있다. 마찬가지로 레이어의 개수가 4개이면 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트의 간격이 2일 수 있다. 이는 수학식 19에 의해서 표현될 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00065
여기서 k는 레이어 인덱스이며, NSRS_k cs는 레이어 인덱스 k에 대한 SRS 시퀀스의 순환 쉬프트 값이다.
수학식 19에서 레이어의 개수가 2, CStotal=8이면 수학식 20을 얻을 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00066
표 38은 수학식 20에 의한 nSRS cs와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 예시이다.
Figure 112011090437481-pct00067
수학식 19에서 레이어의 개수가 4, CStotal=8이면 수학식 21을 얻을 수 있다.
Figure 112011090437481-pct00068
표 39는 수학식 21에 의한 nSRS cs와 레이어 인덱스에 따른 순환 쉬프트 값의 예시이다.
Figure 112011090437481-pct00069
도 14는 본 발명의 실시예가 구현되는 단말의 블록도이다.
단말(900)는 참조 신호 생성부(910), OFDM심벌 생성부(920) 및 RF부(930)를 포함한다. 참조 신호 생성부(910)는 각각 다른 순환 쉬프트 값이 할당된 복수의 참조 신호 시퀀스를 생성한다. OFDM 심벌 생성부(920)는 상기 참조 신호 생성부와 연결되어 복수의 참조 신호 시퀀스가 맵핑되는 OFDM 심벌을 생성한다. RF부(930)는 상기 OFDM 심벌 생성부와 연결되어 OFDM 심벌을 복수의 안테나(990-1,...,990-N)를 통해 기지국으로 전송한다. 상기 각 참조 신호 시퀀스에 할당된 각 순환 쉬프트 값은 PDCCH에서 전송되는 순환 쉬프트 필드에 의해 지시되는 파라미터(parameter) n을 기반으로 하여 결정될 수 있다. 도 14의 단말에 의해 표 6 내지 표 23, 표 25 내지 표 27 또는 표 29 내지 표 30의 각 레이어에 대한 참조 신호 시퀀스의 순환 쉬프트 값이 결정될 수 있다.
본 발명은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하기 위해 디자인된 ASIC(application specific integrated circuit), DSP(digital signal processing), PLD(programmable logic device), FPGA(field programmable gate array), 프로세서, 제어기, 마이크로 프로세서, 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하는 모듈로 구현될 수 있다. 소프트웨어는 메모리 유닛에 저장될 수 있고, 프로세서에 의해 실행된다. 메모리 유닛이나 프로세서는 당업자에게 잘 알려진 다양한 수단을 채용할 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 실시예들은 다양한 양태의 예시들을 포함한다. 다양한 양태들을 나타내기 위한 모든 가능한 조합을 기술할 수는 없지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 다른 조합이 가능함을 인식할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 이하의 특허청구범위 내에 속하는 모든 다른 교체, 수정 및 변경을 포함한다고 할 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 PUSCH(physical uplink shared channel)를 위한 DMRS(demodulation reference signal)를 전송하는 방법에 있어서,
    제1 레이어, 제2 레이어, 제3 레이어 및 제4 레이어와 각각 연관된 제1 DMRS 시퀀스, 제2 DMRS 시퀀스, 제3 DMRS 시퀀스 및 제4 DMRS 시퀀스를 생성하고,
    상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스 및 상기 제4 DMRS 시퀀스를 2개의 슬롯에 포함되는 자원 요소에 맵핑하고,
    상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스 및 상기 제4 DMRS 시퀀스를 기지국으로 전송하는 것을 포함하되,
    제1 순환 쉬프트, 제2 순환 쉬프트, 제3 순환 쉬프트 및 제4 순환 쉬프트가 상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스, 상기 제4 DMRS 시퀀스에 각각 할당되며,
    상기 제1 순환 쉬프트, 상기 제2 순환 쉬프트, 상기 제3 순환 쉬프트 및 상기 제4 순환 쉬프트는 각각 제1 파라미터, 제2 파라미터, 제3 파라미터 및 제4 파라미터를 기반으로 결정되며,
    상기 제1 파라미터, 상기 제2 파라미터, 상기 제3 파라미터 및 상기 제4 파라미터는 PDCCH(physical downlink control channel)를 통해 수신되는 순환 쉬프트 필드에 따라 결정되며,
    상기 제1 파라미터 및 상기 제2 파라미터는 가능한 순환 쉬프트의 총 개수에 대응하는 최대값만큼 떨어지며,
    상기 제3 파라미터는 상기 제1 파라미터 및 상기 제2 파라미터 간의 중간값만큼 상기 제1 파라미터 및 상기 제2 파라미터로부터 떨어지며,
    상기 제3 파라미터 및 상기 제4 파라미터는 상기 가능한 순환 쉬프트의 총 개수에 대응하는 최대값만큼 떨어지며,
    상기 2개의 슬롯 중 제2 슬롯에 맵핑되는 상기 제1 DMRS 시퀀스 및 상기 제2 DMRS 시퀀스는 1과 곱해지며,
    상기 2개의 슬롯 중 상기 제2 슬롯에 맵핑되는 상기 제3 DMRS 시퀀스 및 상기 제4 DMRS 시퀀스는 -1과 곱해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 가능한 순환 쉬프트의 총 개수는 12인 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 가능한 순환 쉬프트의 총 개수에 대응하는 최대값은 6인 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스, 상기 제4 DMRS 시퀀스가 맵핑되는 심벌은 7 심벌을 포함하는 각 슬롯의 4번째 심벌인 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스, 상기 제4 DMRS 시퀀스가 맵핑되는 심벌은 6 심벌을 포함하는 각 슬롯의 3번째 심벌인 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 메모리;
    RF(radio frequency)부; 및
    상기 메모리와 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    제1 레이어, 제2 레이어, 제3 레이어 및 제4 레이어와 각각 연관된 제1 DMRS(demodulation reference signal) 시퀀스, 제2 DMRS 시퀀스, 제3 DMRS 시퀀스 및 제4 DMRS 시퀀스를 생성하고,
    상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스 및 상기 제4 DMRS 시퀀스를 2개의 슬롯에 포함되는 자원 요소에 맵핑하고,
    상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스 및 상기 제4 DMRS 시퀀스를 기지국으로 전송하도록 상기 RF부를 제어하도록 구성되며,
    제1 순환 쉬프트, 제2 순환 쉬프트, 제3 순환 쉬프트 및 제4 순환 쉬프트가 상기 제1 DMRS 시퀀스, 상기 제2 DMRS 시퀀스, 상기 제3 DMRS 시퀀스, 상기 제4 DMRS 시퀀스에 각각 할당되며,
    상기 제1 순환 쉬프트, 상기 제2 순환 쉬프트, 상기 제3 순환 쉬프트 및 상기 제4 순환 쉬프트는 각각 제1 파라미터, 제2 파라미터, 제3 파라미터 및 제4 파라미터를 기반으로 결정되며,
    상기 제1 파라미터, 상기 제2 파라미터, 상기 제3 파라미터 및 상기 제4 파라미터는 PDCCH(physical downlink control channel)를 통해 수신되는 순환 쉬프트 필드에 따라 결정되며,
    상기 제1 파라미터 및 상기 제2 파라미터는 가능한 순환 쉬프트의 총 개수에 대응하는 최대값만큼 떨어지며,
    상기 제3 파라미터는 상기 제1 파라미터 및 상기 제2 파라미터 간의 중간값만큼 상기 제1 파라미터 및 상기 제2 파라미터로부터 떨어지며,
    상기 제3 파라미터 및 상기 제4 파라미터는 상기 가능한 순환 쉬프트의 총 개수에 대응하는 최대값만큼 떨어지며,
    상기 2개의 슬롯 중 제2 슬롯에 맵핑되는 상기 제1 DMRS 시퀀스 및 상기 제2 DMRS 시퀀스는 1과 곱해지며,
    상기 2개의 슬롯 중 상기 제2 슬롯에 맵핑되는 상기 제3 DMRS 시퀀스 및 상기 제4 DMRS 시퀀스는 -1과 곱해지는 것을 특징으로 하는 장치.
KR1020117027277A 2009-05-21 2010-05-20 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치 KR101650606B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US18041709P 2009-05-21 2009-05-21
US61/180,417 2009-05-21

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120023667A KR20120023667A (ko) 2012-03-13
KR101650606B1 true KR101650606B1 (ko) 2016-08-23

Family

ID=43126665

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020117027277A KR101650606B1 (ko) 2009-05-21 2010-05-20 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치

Country Status (8)

Country Link
US (3) US8705474B2 (ko)
EP (1) EP2421184B1 (ko)
JP (1) JP2012527154A (ko)
KR (1) KR101650606B1 (ko)
CN (1) CN102461034B (ko)
AU (1) AU2010250200B2 (ko)
CA (1) CA2762117C (ko)
WO (1) WO2010134773A2 (ko)

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101603338B1 (ko) * 2008-08-11 2016-03-15 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치
JP2011035785A (ja) * 2009-08-04 2011-02-17 Sharp Corp 無線通信システム、移動局装置および基地局装置
EP2343849B1 (en) 2010-01-07 2019-05-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for enhancing features of uplink reference signals
KR101789621B1 (ko) * 2010-01-19 2017-10-25 엘지전자 주식회사 하향링크 데이터 전송방법 및 기지국과, 하향링크 데이터 수신방법 및 사용자기기
KR101699493B1 (ko) * 2010-05-03 2017-01-26 주식회사 팬택 Ｍｉｍｏ 환경에서 직교성을 제공하는 사이클릭 쉬프트 파라메터를 송수신하는 방법 및 장치
US9172513B2 (en) 2010-10-11 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Resource assignments for uplink control channel
US9363780B2 (en) * 2011-08-12 2016-06-07 Intel Corporation System and method of uplink power control in a wireless communication system
CN103095442A (zh) * 2011-10-31 2013-05-08 中兴通讯股份有限公司 探测参考信号配置方法及装置
CN103228049A (zh) * 2012-01-30 2013-07-31 华为技术有限公司 一种无线网络信道分配方法、设备及系统
WO2014113088A1 (en) * 2013-01-17 2014-07-24 Intel IP Corporation Systems and methods for generating a discovery signal in a device-to-device or network communication
JP2016103663A (ja) * 2013-03-07 2016-06-02 シャープ株式会社 端末装置および基地局装置
DK2988716T3 (da) 2013-04-23 2019-12-02 Minibar Systems Afkølet dispenseringssystem med styret lagerbeholdning
US9479298B2 (en) 2013-07-08 2016-10-25 Intel IP Corporation Demodulation reference signals (DMRS)for side information for interference cancellation
JP5856191B2 (ja) * 2014-01-08 2016-02-09 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド アップリンク基準信号の特徴を向上させるための装置及び方法
KR102255656B1 (ko) * 2014-10-24 2021-05-26 삼성전자 주식회사 이동통신 시스템에서 셀간 간섭 감지 방법 및 장치
JP6655251B2 (ja) * 2016-01-20 2020-02-26 日本電気株式会社 基準信号を送信する方法
US10448365B2 (en) * 2016-04-12 2019-10-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and an apparatus for reference signal and mapping for sidelink communications
WO2017210903A1 (zh) * 2016-06-08 2017-12-14 华为技术有限公司 一种参考信号的传输方法及相关设备、系统
CN107592189B (zh) * 2016-07-06 2020-07-14 华为技术有限公司 一种传输方法、用户设备及基站
US10644737B2 (en) * 2016-09-30 2020-05-05 Qualcomm Incorporated Adaptive cyclic-shift based multiplexing
JP7071932B2 (ja) 2017-01-06 2022-05-19 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 端末、通信方法及び集積回路
JP2020057822A (ja) * 2017-01-27 2020-04-09 シャープ株式会社 端末装置、基地局装置、および、通信方法
CN108632005B (zh) 2017-03-24 2023-12-15 华为技术有限公司 一种参考信号传输方法、装置及系统
CN109150447B (zh) * 2017-06-16 2022-09-27 中兴通讯股份有限公司 信息发送、数据解调方法及装置、通信节点、网络侧设备
CN110785974B (zh) * 2017-06-23 2023-08-01 株式会社Ntt都科摩 用户终端以及无线通信方法
CN108650001B (zh) 2017-08-11 2019-07-19 华为技术有限公司 一种信号加扰、解扰方法及装置
CN109039978B (zh) 2017-08-11 2020-03-20 华为技术有限公司 基于序列的信号处理方法、通信设备及通信系统
CN109245871B (zh) * 2017-09-08 2020-02-14 华为技术有限公司 基于序列的信号处理方法及装置
CN109474408B (zh) 2017-09-08 2024-03-26 华为技术有限公司 基于序列的信号处理方法及装置
KR102621482B1 (ko) 2017-11-10 2024-01-04 지티이 코포레이션 짧은 시퀀스 신호의 그룹화 및 사용
CN111434155B (zh) * 2017-11-17 2023-07-18 株式会社Ntt都科摩 用户设备、无线通信方法、基站以及系统
CN109818722B (zh) * 2017-11-20 2021-12-31 深圳传音控股股份有限公司 解调参考信号的发送方法、接收方法及基站、用户设备
CN109873783B (zh) * 2017-12-05 2021-10-26 中兴通讯股份有限公司 信息的发送方法及装置
CN110831130B (zh) * 2018-08-10 2021-10-22 华为技术有限公司 数据传输方法及装置
US10924252B2 (en) * 2019-01-21 2021-02-16 Qualcomm Incorporated Sequence generation to support demodulation reference signal multiplexing for pi over 2 binary phase shift keying modulation
US11569886B2 (en) * 2019-04-01 2023-01-31 Qualcomm Incorporated Network-sensitive transmit diversity scheme
CN111107032B (zh) * 2019-04-19 2023-01-31 维沃移动通信有限公司 参考信号的生成方法、终端设备和网络侧设备
US11121845B2 (en) * 2019-05-03 2021-09-14 Qualcomm Incorporated Cyclic shift configuration for PUCCH with pi/2 BPSK modulation
WO2021056189A1 (zh) * 2019-09-24 2021-04-01 华为技术有限公司 一种参考信号处理方法、装置及系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008132073A1 (en) * 2007-04-30 2008-11-06 Nokia Siemens Networks Oy Coordinated cyclic shift and sequence hopping for zadoff-chu, modified zadoff-chu, and block-wise spreading sequences

Family Cites Families (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4683096A (en) 1986-01-31 1987-07-28 Warner-Lambert Company Method of securing a shaving aid to a razor cartridge
WO2005055543A1 (en) 2003-12-03 2005-06-16 Australian Telecommunications Cooperative Research Centre Channel estimation for ofdm systems
WO2005088882A1 (en) * 2004-03-15 2005-09-22 Nortel Netowrks Limited Pilot design for ofdm systems with four transmit antennas
US7630356B2 (en) 2004-04-05 2009-12-08 Nortel Networks Limited Methods for supporting MIMO transmission in OFDM applications
CN100493053C (zh) * 2005-05-13 2009-05-27 东南大学 多天线系统中信道估计的方法
US8130857B2 (en) * 2006-01-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system
KR20070101808A (ko) 2006-04-12 2007-10-17 엘지전자 주식회사 다중 송수신 안테나 시스템에서의 참조신호 배치 방법
US9444650B2 (en) * 2006-04-27 2016-09-13 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to allocate reference signals in wireless communication systems
US7720470B2 (en) * 2006-06-19 2010-05-18 Intel Corporation Reference signals for downlink beamforming validation in wireless multicarrier MIMO channel
KR101355313B1 (ko) * 2006-10-12 2014-01-23 엘지전자 주식회사 Ｍｉｍｏ 시스템에서의 참조신호 배치 방법
JP4671982B2 (ja) * 2007-01-09 2011-04-20 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局、送信方法及び移動通信システム
JP4601637B2 (ja) * 2007-03-20 2010-12-22 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局、送信方法及び無線通信システム
JP5024533B2 (ja) * 2007-06-19 2012-09-12 日本電気株式会社 移動通信システムにおけるリファレンス信号系列の割当方法および装置
KR101363744B1 (ko) 2007-07-13 2014-02-21 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 상향링크 제어 채널의 송수신 장치 및방법
US8068466B2 (en) * 2007-07-20 2011-11-29 Texas Instruments Incorporated Transmission of multiple information elements in multiple channels
KR101481201B1 (ko) * 2007-07-30 2015-01-21 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 서로 다른 신호 타입을 송수신하는 방법 및 시스템
US20090046645A1 (en) * 2007-08-13 2009-02-19 Pierre Bertrand Uplink Reference Signal Sequence Assignments in Wireless Networks
KR101430269B1 (ko) 2007-09-14 2014-08-18 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 제어정보 전송 방법
US8170126B2 (en) 2007-09-21 2012-05-01 Texas Instruments Incorporated Reference signal structure for OFDM based transmissions
US8385360B2 (en) * 2007-10-29 2013-02-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Control channel formulation in OFDM systems
EP3432504B1 (en) * 2007-10-30 2021-06-23 Nokia Technologies Oy Methods, apparatuses, system and related computer program product for resource allocation
US8059524B2 (en) * 2008-01-04 2011-11-15 Texas Instruments Incorporated Allocation and logical to physical mapping of scheduling request indicator channel in wireless networks
US8755806B2 (en) * 2008-02-08 2014-06-17 Texas Instruments Incorporated Transmission of feedback information on PUSCH in wireless networks
US9755708B2 (en) * 2008-04-16 2017-09-05 Texas Instruments Incorporated High data rate uplink transmission
US8811353B2 (en) * 2008-04-22 2014-08-19 Texas Instruments Incorporated Rank and PMI in download control signaling for uplink single-user MIMO (UL SU-MIMO)
JP5792615B2 (ja) * 2008-06-11 2015-10-14 ノキア ソリューションズ アンド ネットワークス オサケユキチュア ローカルエリア最適化アップリンクコントロールチャンネル
US8218663B2 (en) * 2008-07-29 2012-07-10 Texas Instruments Incorporated Reference signal resource allocation for single user MIMO
US8913672B2 (en) * 2008-09-12 2014-12-16 Qualcomm Incorporated Efficiently identifying system waveform in uplink transmission
US20100067512A1 (en) * 2008-09-17 2010-03-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Uplink transmit diversity schemes with 4 antenna ports
KR101649493B1 (ko) * 2008-09-18 2016-08-19 삼성전자주식회사 Ｃｒｃ 길이의 가상 확장 방법 및 장치
EP2166694A3 (en) * 2008-09-18 2012-01-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmission of sounding reference signals in TDD communication systems
US8644397B2 (en) * 2008-09-23 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Efficient multiplexing of reference signal and data in a wireless communication system
CN105227284B (zh) * 2008-09-26 2019-03-22 三星电子株式会社 用于在无线通信系统中收发参考信号的方法及设备
DK2351445T3 (en) * 2008-10-20 2015-10-26 Interdigital Patent Holdings carrier Aggregation
US8160191B2 (en) 2008-12-01 2012-04-17 Rockstar Bidco Lp Correction of quadrature errors
US20100202311A1 (en) * 2009-02-09 2010-08-12 Nokia Siemens Networks Oy Method and apparatus for providing channel state reporting
US8989308B2 (en) 2009-02-27 2015-03-24 Nokia Siemens Networks Oy Apparatus and method for single user multiple input multiple output communication employing cyclic shifts
KR20140023419A (ko) * 2009-03-17 2014-02-26 노키아 지멘스 네트웍스 오와이 물리 업링크 공유 채널（ｐｕｓｃｈ） 상의 주기적 피드백 정보의 전송 구성
US8730925B2 (en) * 2009-04-09 2014-05-20 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for generating reference signals for accurate time-difference of arrival estimation
US20100271970A1 (en) * 2009-04-22 2010-10-28 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for transmitting uplink control information for carrier aggregated spectrums
WO2010123304A2 (en) * 2009-04-24 2010-10-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Multiplexing large payloads of control information from user equipments
US8644238B2 (en) * 2009-04-27 2014-02-04 Nokia Siemens Networks Oy Demodulation reference signals in a communication system
US8611238B2 (en) * 2009-04-30 2013-12-17 Samsung Electronics Co., Ltd Multiplexing large payloads of control information from user equipments
EP3327980B1 (en) 2009-05-11 2019-07-24 LG Electronics Inc. Reference signal transmitting method and device in a multi-antenna system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008132073A1 (en) * 2007-04-30 2008-11-06 Nokia Siemens Networks Oy Coordinated cyclic shift and sequence hopping for zadoff-chu, modified zadoff-chu, and block-wise spreading sequences

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
NOKIA, "Reference Signal structure for LTE-Advanced UL SU-MIMO", 3GPP TSG RAN WG1 Meeting #57, R1-091772, 2009.05.04-08*
Texas Instruments, "Discussion on UL DM RS for SU- MIMO", 3GPP TSG RAN WG1 #57, R1-091843, 2009.05.04-08*

Also Published As

Publication number Publication date
JP2012527154A (ja) 2012-11-01
AU2010250200A1 (en) 2011-12-08
WO2010134773A3 (ko) 2011-01-20
EP2421184B1 (en) 2020-07-08
CN102461034A (zh) 2012-05-16
US8705474B2 (en) 2014-04-22
CA2762117A1 (en) 2010-11-25
WO2010134773A2 (ko) 2010-11-25
US20140192750A1 (en) 2014-07-10
EP2421184A4 (en) 2015-05-20
AU2010250200B2 (en) 2013-08-29
KR20120023667A (ko) 2012-03-13
EP2421184A2 (en) 2012-02-22
US9219587B2 (en) 2015-12-22
US20150172021A1 (en) 2015-06-18
US9001775B2 (en) 2015-04-07
US20120076100A1 (en) 2012-03-29
CN102461034B (zh) 2014-10-08
CA2762117C (en) 2015-04-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101650606B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치
KR101667831B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치
US10320544B2 (en) Method and apparatus for transmitting a reference signal in a multi-antenna system
US9843466B2 (en) Method and apparatus for generating an uplink reference signal sequence in a wireless communication system
KR101426987B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 참조 신호 시퀀스 생성 방법 및 장치
KR101740050B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant