NO151485B - Signalbehandlingsanordning for ytterligere formatering av digital informasjon - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en signalbehandlingsanordning for ytterligere formatering av digital informasjon som er kodet i et trippelfrekvens-forsinkelsesmodu-lasjonsformat (Miller), hvor de digitale "1"-ere er representert som overganger ved en bestemt posisjon, for eksempel ved senteret av en bit-celle, og "0"-er blir representert som fraværet av overganger ved den samme posisjon og ved en overgang ved starten av en bit-celle dersom den fore-

gående bit også var et "0", slik at tillatelige overganger opptrer i intervaller svarende til varigheten av henholdsvis 2 bit-celler, halvannen bit-celle og 1 bit-celle for derved å skaffe tre frekvenser, henholdsvis fg, 1-1/2fg og 2fg, og for i serie å kombinere en flerhet av digitale biter for dannelse av et digitalt ord samt en flerhet av ord, for å danne en rekke-følge av rammer hvor i det minste et ord i hver ramme er utpekt til å skaffe et rammesynkroniseringssignal.

Således vedrører oppfinnelsen digital informasjons-behandling, spesielt når slik informasjon behandles for ut-sending og/eller opptegning f.eks. i magnetbåndopptagere, og mer spesielt går oppfinnelsen ut på å skaffe digitale signaler som er selvtidskontrollerte, og som gjør det lettere med seriekode-informasjon i rammer mens båndbreddekravene reduseres til et minimum.

I kjølvannet av digital datakommunikasjon, sende- og opp-tegningssystemer har der blitt utviklet en rekke metoder for koding av data i digital form. Mens tidlige koder ikke var selvtidskontrollert og derfor behøvde en separat klokke eller synkroniseringskanal for å sikre pålitelig koding, har der blitt utviklet nyere og mer brukte koder av typen ikke-retur til null merke (NRZ-M "non-return to zero mark"), hvor en klokke eller bitsynkroniseringssignal er bygget inn i datakoden for å mulig-gjøre selvtidskontroll og eliminasjonen av et separat synkroni-serings- eller klokkespor.

Ved NRZ-M opptegning skaffes der en overgang bare når

der opptrer en digital "1" og der skaffes ingen overganger ved opptreden av digitalt "0". Således vil en serie med "1" og "0" hovedsakelig resultere i en skifting i DC-nivået. Fordi en slik kode har ingen måte til å definere en enhet-eller bitcelle på, er den ikke selvtidskontrollert, og klokkeinfor-

masjonen må tilføres på separate spor med en tilhørende^sløsing av opptegningsmedium eller transmisjonsutstyr samt en begrens-ning av den endelige opptegningstetthet pga. potensielle for-regningsfeil. Likevel er NRZ-opptegning den arbeidsmetode som benyttes i opptegningsindustrien pga. de effektive bånd-breddekrav og enkle realisering.

Fordi slumpsekvenser av tilstandene "1" og "0" kan resultere i en pulssekvens med lange make bølgelengder, er der blitt utviklet andre koder, f.eks. fasemodulasjon (PM). I PM-koder er båndbredden redusert til en oktav ved framskaffelse av en utgang for hver bit, enten denne er en "1" eller "0", hvilket også gjør koden selvtidskontrollert. Fordi f.eks. et "0" i en PM-kode kan representeres som en positiv overgang ved senteret av bit-cellen, kan en rekkefølge av enten- "1"-ere eller "0"-er generere en frekvens fQ=1/c, hvor c er varigheten av en enhet- eller bitcelle. Analogt kan en rekkefølge av 1-0-1-0 biter generere en frekvens på fq/2, dvs. en frekvens med en periode svarende til to ganger cellevarigheten. Den eventuelle generering av de to karakteristiske frekvenser har resultert i at denne kode av og til betegnes som 2F-kode.

For å unngå problemet med detektering av overgangenes polaritet har Miller-koden, også kjent som den forsinkede modulasjon (DM) , modifiserte frekvensmodulasjon JtMFM) eller 3F-kode blitt utviklet. I denne forbindelse vises der til US-PS 3 108 261. I dette kodeformat representeres "1"-ere

som overganger ved en spesiell lokasjon i de respektive bit-celler, f.eks. ved sentrum av bitcellene uansett polariteten, og "0"-er blir representert som fraværet av en overgang ved den spesielle lokasjon av en celle, og innføringen av en overgang ved begynnelsen av en celle dersom den foregående celle også er et "0". I dette system vil således en rekke-følge av "1"-ere eller "0"-er gi opphav til en første frekvens f^=1/2 c. På lignende måte vil det enkelt forstås at en rekke-følge av 1-0-1-0 biter resulterer i fremskaffelsen av en annen frekvens £^ =£^ I2=\ Ik c, mens en rekkefølge av 1-0-0-1-0-0-1 biter resulterer i fremskaffelsen av en tredje frekvens f3=2f1/3=1/3 c.

De tre frekvenser som her er mulige å fremskaffe, gir således opphav til 3F terminologien. Det primære fortrinn med Miller-koden er at mens båndbredden for koden er hovedsakelig den samme som for NRZ-koden er der tilføyet muligheten for selvtidskontroll, selv om dette skjer på bekostning av behovet for generering av en 1/2 bitcelletid, dvs. en 2f klokke og utelukkelsen fra å gjenvinne nødvendig faseinformasjon for riktig dekoding av signalet tilbake til NRZ ved tilbakespilling inntil der mottas en 1-0-1 sekvens.

I tillegg til slike systemer for opprettelse av mulig-heter for bitsynkronisering og selvtidskontroll er det også ønsket å bruke formater hvor de innkomne data oppdeles i data-blokker eller -rammer, slik at feilkontroll-kodeord, paritet og lignende kan innføyes. Slike opplegg krever på lignende måte tilføyelsen av en spesiell bitrekkefølge som et ramme-synkroniseringskoder krever i sin alminnelighet lagringssys-temer hvor hele rammene blir forsinket i midlertidige minner ved tilbakespilling, og rammesynkroniseringskretser "ser"

på hele rammen for å bestemme tilstedeværelsen av et spesielt vekselmønster (se US-PS 4 002 845). I andre rammesynkroni-seringssystemer er der foreslått en lang puls, slik denne f.eks. fremskaffes i Miller-koden ved hjelp av en rekke påfølgende "0"-er, men disse systemer er uønskede fordi der tilføyes en . betydelig DC-komponent som i stor grad utvider båndbreddekravene. På lignende måte kan der også benyttes en høy frekvens, f.eks. fire eller flere multipla av en basisklokketakt, men også her på bekostning av systemkompleksitet og større bånd-bredde.

Signalbehandlingsanordningen og fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen er karakterisert ved de trekk som er angitt i patentkravene.

Ved den foreliggende oppfinnelse skaffes der således

en rammesynkroniseringskrets hvor en grunnleggende Miller-kode-krets modifiseres for å skaffe en rammesynkroniseringspuls med en varighet lik tre bitceller, slik at der fremskaffes en fjerde lavere frekvens f4=1/6 c. En slik fjerde frekvens benytter den tilgjengelige lavfrekvensdel av spekteret uten å

kreve ytterligere høyfrekvensbåndbredder. Den resulterende rammesynkroniseringspuls kan ikke være et resultat av noen som helst normalt tillatte overganger av "1"-ere og "0"-er og kan ved tilbakespilling lett detekteres ved hjelp av organer som reagerer på f^-frekvensen. Rammesynkroniseringskretsen omfatter således organer til å fremskaffe et Miller-kodet digitalsignal bestående av en 1-0-0-1 sekvens av digitale biter og til å forhindre en overgang mellom 0-0 rekkefølgene i sekvensen, hvorpå der fremskaffes en signalblokk med en varighet lik tre bitceller. Denne signal blokk har knyttet til seg en f/jerde frekvens som ikke naturlig kan oppstå fra noen som helst sekvenser av digitale "1"-ere eller "0"-er. Kretsen omfatter videre organer til å innsette signalblokken

i en formattilpasset digital datastrøm på et forhåndsbestemt sted. Fortrinnsvis vil en slik blokk bli innsatt minst én gang for hver ramme med et forhåndsbestemt antall av formattil-passede databiter for å skaffe et rammesynkroniseringssignal som deretter raskt og enkelt kan detekteres og bearbeides ved hjelp av organer som reagerer på nærværet av den fjerde frekvens til avtegning av hver ramme.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli nærmere beskrevet under henvisning til tegningen.

Fig. 1 er et blokkdiagram over en foretrukken krets til

å forme rammesynkroniseringssignalet ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 viser et sett med karakteristiske signaler som kan behandles ved hjelp av kretsen på fig. 1 .

Fig. 3 er et blokkdiagram over en foretrukken krets til

å dekode rammesynkroniseringssignalet.

Fig. 4 er et sett karakteristiske signaler som kan behandles ved hjelp av kretsen på fig. 3. Fig. 5 er et sett karakteristiske signaler som kan behandles i en alternativ utførelsesform for fremskaffelse av et rammesynkroniseringssignal ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 1 viser et blokkdiagram over en foretrukken ut-førelsesform for den krets som tjener til å danne rammesynkroniseringssignalet ifølge den foreliggende oppfinnelse.

En ramraesynkroniseringskrets 10 er innrettet til å motta en digitalt kodet ikke-retur til null (NRZ "non-return to zero") datastrøm på en ledning 12 hvor datastrømmen blir passende delt, slik at digitale biter blir gruppert i rekke-følger av dataord, samtidig som ordene blir.ytterligere gruppert i rammer i henhold til teknikker som er velkjente for fagfolk på området. En underkrets eller sekvensgenerator 13A, f.eks. en passende koblet multiplekser, skaffer en digital sekvens innebefattende digitalbitene 1-0-0-1, idet denne sekvens føres inn i datastrømmen via en annen underkrets, nemlig en bryter 13B. Den således modifiserte datastrøm blir deretter forbundet med den ene inngang til en eksklusiv ELLER-port 14. Kretsen 10 innbefatter dessuten en opptegnings-styreenhet og tidsgeneratorkrets 18 som er av vanlig konstruksjon og vil ikke bli diskutert i detalj her. Gene-ratorkretsen 18 er innrettet til å motta styrepulser som er synkronisert med NRZ-signalet som fremkommer på ledningen 12, og til å fremskaffe bit-synkroniseringspulser på ledningen 16 til den annen inngang til porten 14.

Kretsen 18 som utgjør en styrekrets, innbefatter typisk krystallklokkeoscillatorer, skiftregistere og lignende for fremskaffelse av passende tidtagersignaler for å omforme en kontinuerlig strøm av digitale biter til en kode som er be-grenset ved gjennomløpt lengde, og hvori de digitale biter oppdeles i rekkefølger av rammer, idet hver ramme inneholder et forhåndsbestemt antall biter og er forsynt med passende paritetkontrollord, feilkontrollord og rammesynkroniseringsord. Når porten 14 passende strobes ved hjelp av et f^ bit-synkroniseringssignal fra opptegningsstyreenheten og tidsgeneratoren 18, tillater porten NRZ-signalet på ledningen 12 å passere til en vippe 2 0 av D-typen. Vippen 2 0 klokkes ved hjelp av et klokkesignal med en hastighet to ganger bitsyn-kroniseringstakten (dvs. 2fg) fra opptegningsstyreenheten og tidsgeneratoren 18 på en ledning 22. Utgangen fra vippen 20 er forbundet med en ledning 24 til vippeinngangen til en vippe 16 av typen J-K.. J-K-inngangene til vippen 16

styres ved hjelp av et rammehemmesignal på en ledning 28 fra generatoren 18, hvis inn-signal forekommer én gang for hver

ramme og således kompletterer dannelsen av rammesynkroni-serlngssignalene, slik dette vil bli beskrevet i det følgende. På utgangen fra vippen 26 - på en ledning 30 - vil der således opptre et kodet signal komplett med bitsynkronisering- og rammesynkroniseringsinformasjon.

Den måte som kretsen på fig. 1 behandler innkommende NRZ-signaler på, kan enklest forklares i forbindelse med det

•sett av bølgeformer som er fremstilt på fig. 2. Som det vil ses av denne figur, så kan et inngående signal omfatte et tog av digitale biter f.eks. det tog av digitale biter: 1-1-0-1-0-0-1-0-0-1-0 som er vist ved A på figuren. NRZ-ekvivalentene av en slik rekkefølge av biter slik disse er vist i bølgeform B, ville således fremkomme på ledningen 12

på fig. 1. De digitale biter i de første seks enhetsceller vist i bølgeform A, og som NRZ-kodede signaler i bølgeform B, representerer virkelige digitale biter av innkommende data.

De neste fire biter omfatter et fire biter synkroniseringssignal bestående av digitale biter 1-0-0-1. Disse biter inn-føyes ved enden av et forhåndsbestemt antall av digitale biter omfattende en gitt ramme ved hjelp av konvensjonelle kretser som typisk innbefatter skiftregistere parallell/serie-omform-ere osv.. Således kan der f.eks. fremskaffes et digitalt 1-0-0-1 signal ved hjelp av en firer to innmultiplekser, idet fire innganger til denne er slik koblet at der skaffes et digitalt 1-0-0-1 synkroniseringsordmønster. Når således inn-data-bitene strobes passende, vil de lagres midlertidig og synkrohiseringsordet 1-0-0-1 vil bli sendt ut i den riktige avstandsposisjon. Bit-synkroniseringsklokkepulsen med grunn-frekvensen fQ, slik denne fremskaffes ved hjelp av opptegningsstyreenheten og tidsgeneratoren 18 på ledningen 16 til eksklusiv ELLER-porten 14, er vist som bølgeform C på

fig. 2.

Ved hjelp av en eksklusiv ELLER-funksjon hvor bitklokke-pulsen kombineres med inn NRZ-signalet på ledningen 12 til porten 14, blir NRZ-signalet omformet til en bifase eller Manchester kode på ledningen 15 på fig. 1. En slik bifasekode er vist som bølgeform D på fig. 2. Inn NRZ-signalet som utgjør høye tilstander for de digitale "1"-ere og lave tilstander for de digitale "0"-er blir således på analog måte omformet til bifase- eller Manchester-koden, slik at digitale "1"-ere blir representert som positive overganger i senteret av hver enhetscelle, mens de digitale "0"-er representeres ved nega-tive overganger i senteret av hver enhetscelle. Et slikt signal kan deretter passende omformes til en Miller eller 3F kode ved tilføring av signalet til en divider med to krets på vanlig måte. (Se f.eks. US-PS 4 045 613.) Imidlertid vil en inngående eksaminasjon av bifasesignalet av bølge-

form D åpenbare spisser som blir sendt ut fra eksklusiv ELLER-porten 14 ved begynnelsen av hver enhetscelle når det eksisterende nivå av signalet utgjør en lav tilstand. Slike spisser tror man blir forårsaket av iboende tidtagerfeil mellom inn NRZ-signalet og f^-klokken på ledningen 16. Selv om slike feil kan reduseres ved riktig konstruksjon, så er det trolig at det i virkeligheten er umulig å eliminere dem, og de resulterende spisser kan avføles av divider med to bifase/Miller-omformerkretsen, hvilket resulterer i falske ut-overganger. Utgangen fra eksklusiv ELLER-porten 14 blir derfor fortrinnsvis forbundet med D-type vippen 2 0 som via ledningen 22 klokkes synkront med bit-synkroniseringsklokke-pulsene på ledning 16, men med en takt 2fg som vist ved bølgeformen E på fig. 2. Følgelig blir inn-bølgeformen på ledningen 15 effektivt samplet noe etter hver overgang og skaffer såledet et forsinket bifasesignal på utgangen fra vippen 20 på ledningen 14. Et slikt forsinket bifasesignal er vist som bølgeform F på fig. 2. Hver bitcelle er nå angitt å være tidsforsinket en halvdel av 2F klokkeperioden, hvilket svarer til en fjerdedel av en enhetscelle. Dette forsinkede bifasesignal er forbundet med J-K vippen 26 for å oppnå den divider med to bifase/Miller-omformingsfunksjon som er nevnt ovenfor.

J-K inngangene til vippen 26 styres ved hjelp av rammehemmesignalet på ledningen 2 8 fra opptegningsstyreenheten 18 på en slik måte at J-K inngangene bringes på lavt nivå tilstrekkelig forut for den overgang som opptrer i Miller eller 3F koden, hvilket tilkjénnegir de to påfølgende "0"-er i det ønskede synkroniseringsord. I denne forbindelse vises der til den innsirklede overgang i bølgeformen G på fig. 2. Overgangen mellom de påfølgende "0"-er i 1-0-0-1 synkroniseringsordet blir således hemmet ved inngangen til J-K vippen 26. Denne forhindring skaffes ved hjelp av rammehemmesignålet slik dette er vist ved bølgeform H på ledningen 28, hvor en enkelt-puls som opptrer en gang for hver ramme, således bringer J-K inngangene til en lav tilstand på det passende tidspunkt.

Med inngangene til vippen 26 blokkert på denne måte blir overgangen mellom de påfølgende "0"-er i fire biter synkroniseringsordet hemmet og det resulterende 4F utgangssignal på ledningen 30 blir som vist ved bølgeform I på fig. 2. Overgangen ved det innsirklede parti av denne bølgeform

finnes ikke, hvilket resulterer i en puls som strekker seg en varighet svarende til tre enhetsceller. Dette resulterende rammesynkroniseringssignal representerer en fjerde frekvens eller tidsperiode som således lett kan detekteres, slik dette vil bli forklart i det følgende.

En foretrukken følgekrets 32 til å detektere rammesynkroniseringssignalet er vist på fig. 3. På denne figur blir der på en ledning 34 påtrykt et inn 4F signal som er fremskaffet etter kodesignalet er blitt opptegnet på et passende opptegningsmedium, f.eks. et magnetisk opptegnings-bånd og gjenfunnet via et vanlig magnetisk tilbakespillings-hode. Inn-signalet er forbundet med en fordoblingskrets 36 som innbefatter en monostabil multivibrator for å skaffe en monostabil ut-puls for hver "0"-kryssing av inn 3F signalet. Utgangen fra fordobleren 2 6 er på sin side forbundet med en

3F eller Miller/NRZ dekodingskrets 38 via en ledning 40. Signalet fra fordobleren 36 tilføres via ledningen 40 til et synkroniseringsdetektornettverk 42, en fasedetektor 44 og en tilbakekoblingsport 46. Videre skaffes der via en ledning 48 et regenerert bitklokkesignal til 3F/NRZ dekoderkretsen 38, hvilket signal blir brukt sammen med signalet på ledningen 40 for å omforme 4F signalet tilbake til et NRZ-utgangssignal.

Utsignalet fra den monostabile multivibrator i fordobleren 36 tilbakestiller synkroniseringsdetektoren 42 ved hver overgang som tilkjennegir en digital bit. Fortrinnsvis består synkroniseringsdetektoren 42 av en fem biter teller 50 og en inverteringsenhet 52. Dekoderkretsen 32 innbefatter også organer til å regenerere et 2fg klokkesignal som er forbundet med fem biter telleren 50 via en ledning 54. Den måte som signalet regenereres på, vil bli beskrevet i det følgende. Slik det ses mer detaljert i forbindelse med om-talen av fig. 4, vil tilførselen av suksessive pulser av 2fg-signalet på ledningen 54 til telleren 50 under opptreden av et signal på ledningen 4 0 svarende til en rammesynkroniseringspuls som strekker seg svarende til varigheten av tre enhetsceller, gjøre det mulig for telleren å nå en telleverdi på fem under den tredje NRZ-enhetscelle-periode. Det eneste tidspunkt slike fem 2F klokkeperioder kunne finne sted ved under tilstøtende omforminger ville være under en slik syn-kroniseringsperiode, idet opptreden av en overgang på ledningen 40 som indikerer en annen digital bit, ville tilbakestille dekadetelleren og således forhindre telleren 50 fra å skaffe et utsignal. Fordi et utsignal fra telleren 50 bare kan fremskaffes på denne måte dersom der ikke skaffes noe tilbake-stillingssignal iløpet av fem 2fg pulser blir særegenheten hos rammesynkroniseringssignalet detektert. Det fra telleren 50 utsendte signal som er en indikasjon på et rammesynkroniseringssignal, er forbundet med omformeren 52 og er fremskaffet som et ut-ramme-synkroniseringsignal på en ledning 56 for å styre periferutstyr ved en ut-terminal 58 og for å skaffe et rammesynkroniserings-inn-signal til bitsynkroniseringsgeneratoren 60 for å styre fasen av denne bit synkront på en måte som vil bli beskrevet i det følgende.

Den grunnleggende bitsynkroniserings- og klokkere-genereringsdel av dekoderkretsen 32 benytter et faselåsesløyfe-nettverk vist som de blokker som innbefatter fasedetektoren 44, sammen med en sløyfeforsterker og filterkrets 62, en spennings-styrt oscillator 64 og tilbakekoblingsporten 46. Tilbakekoblingsporten er ønsket all den stund overganger i inn 4F signalet forekommer ved 1, 1-1/2 fra spenningsstyreoscillatoren 64 til fasedetektoren 44 via en ledning. 66 bare når en impuls fra den monostabile multivibrator er tilgjengelig på ledningen 40 for fasesammenligning. Når den passende fase foreligger, blir tilbakestillingssignalet forbundet gjennom fasedetektoren 44 med sløyfeforsterkeren og filteret 62. Signalet blir således forsterket og filtrert for å skaffe sløyfestabilitet og fjerne uønskede høyfrekvenskomponenter. De således fil-trerte signaler blir deretter forbundet med den spenningsstyrte oscillator 64 for å skaffe styring av operasjons-ftfekvensen. Fordi tilbakestillingssignalene på ledningen 40 fra den monostabile multivibrator forekommer ved en takt som er to ganger den normale bittakt vil således ut-signalet fra oscillatoren 64 omfatte 2fg klokkesignalet som føres inn i fem biter telleren 50 på ledningen 54, slik dette er beskrevet ovenfor. Videre blir 2fQ-signalet forbundet med tilbakekoblingsporten 64 på ledningen 68, hvor det portkobles til ledningen 66 for å gjøre sammenligningen med innsignalet på ledningen 40 mulig. 2fQ-signalet på ledningen 68 fra den spenningsstyrte oscillator 64 blir også forbundet med bitsynkroniseringsgeneratoren 60 som er en divider med to krets, slik at der skaffes et bitklokkesignal med en frekvens fQ på utledningen 70. Dette signal er også forbundet med 3F/NRZ-dekoderen på ledningen 48 som omtalt ovenfor. Bit-klokkegeneratoren eller divider med to kretsen er etter ønske en J-K type vippe. Fordi en slik vippe ikke er fasefølsom, blir rammesynkroniseringssignalet på ledningen 56 tilført denne krets, slik at det riktige faseforhold opprettes mellom det primære datasignal på ledningen 72 og det rekonstruerte bitklokkesignal på ledningen 70.

Dekoderen 38 har en vanlig konstruksjon og utgjør ikke en direkte del av den foreliggende oppfinnelse. En slik dekoder omfatter typisk en rekke skiftregistere og tid-tagerkretser for å kunne utføre den inverse omforming fra 3F signalet til et standardisert NRZ-utsignal på ledningen 72.

Den måte som signalene således blir behandlet på i den krets som er vist på fig. 3, vil bli lettere forstått i lys av de bølgeformer som er anskueliggjort på fig. 4, hvilken figur bør leses i forbindelse med de signaler som er kodet og vist på fig.2. På fig. 4 er de samme digitale biter som ble vist på -fig. 2, fremskaffet på bølgeform A som et 4F innsignal (bølgeform B). Således svarer 4F-innsignalet til bølgeform

I på fig. 2. Når 4F innsignalet blir behandlet i den monostabile multivibrator av fordobleren 36, skaffes der et utsignal hvori der finner sted en omforming ved hver "0"-kryssing, slik dette er vist ved bølgeform C. Mens dette signal behandles i faselåsesløyfekretsen innbefattet fasedetektoren 44, sløyfe-forsterkeren og filteret 62 og den spenningsstyrte oscillator 64, blir der på ledningene 54 og 68 regenerert et 2fg signal vist som bølgeform F. 2fg-signalet blir dividert med to i bitsynkroniseringsgeneratoren 60 for å skaffe f^-signalet vist ved bølgeform E. På lignende måte - mens fem 2fg - pulser på ledning 56 telles av fem biter telleren 50 uten et tilbake-stillingssignal på ledningen 40 som bevirker tilbakestiIling av telleren - fremskaffes der på ledningen 5 6 et rammesynkroniseringssignal som vist ved bølgeform F. 4F signalet blir passende dekodet i dekoderen 38 og fremstår som et NRZ utsignal på ledningen 72 som vist ved bølgeform G.

Den foreliggende oppfinnelse muliggjør et ytterligere fordelaktig trekk i forhold til hva som er tilfellet med vanlige 3F- eller Miller-kodesystemer i og med at oppfinnelsen muliggjør tilbakestilling av synkroniseringsdetektoren hver gang en puls fremkommer fra den monostabile multivibrator inne i fordobleren 36. Til forskjell fra det som var nødvendig i forbindelse med en Miller-kode hvor man nødvendigvis måtte vente inntil der opptrådde en 1-0-1 pulssekvens for å kunne bestemme den riktige fase av bitklokken, trenger man således ved den foreliggende oppfinnelse bare å se på en eneste bit fordi faseinformasjonen allerede er fremskaffet via fasedetektoren 44. Videre er behovet for overflødige kretser til å detektere det riktige fasesignal slik dette er nødvendig i Miller-dekodere, eliminert.

I forbindelse med digital opptegning ønsker man vanligvis å bibeholde DC-komponenten av det opptegnede signal, men ønsker ikke en lang rekke av påfølgende "0"-er eller "1"-ere for å skifte DC-nivået. I forbindelse med de utførelsesformer for den foreliggende oppfinnelse som er beskrevet ovenfor, kan således f.eks. rammesynkroniseringspulsen som i varighet strekker seg over tre bitceller, være tilstrekkelig til å resultere i et uønsket DC-nivåskift. I en ytterligere foretrukken utfør-elsesform som er vist på fig. 5, blir der således skaffet et åtte biter rammesynkroniseringssignal i motsetning til fire biter rammesignalet vist på fig. 1-4. I forbindelse med en slik utførelsesform kan der fremskaffes en åtte biter rekkefølge av digitale biter av formen 1-0-0-1-0-0-1-0, slik dette er vist ved bølgeform A på fig. 5. NRZ-ekvivalentsignalet for et slikt tog av digitale biter er vist ved bølgeform B. Omformet på en måte maken til den som er vist på fig. 1 og 2, vil det resulterende 3F signal bli som vist ved bølgeform C. Rammesynkroniseringssignalet fremskaffes deretter ved hemming av de to par av 0-0 overganger, f.eks. ved å fremskaffe et åtte biter rammehemmesignal hvori der fremskaffes to hemmepulser slik dette er vist i de innsirklede partier av bølgeformen B. Slik det videre er vist ved bølgeform E resulterer disse hemmepulser i et par rammesynkroniseringspulser som hver strekker seg over tre enhetsceller, men med motsatt polaritet. Et hvilket som helst DC-skift som måtte resultere fra de første pulser som strekker seg over tre enhetsceller, blir således jevnet ut av den annen puls som strekker seg over tre enhetsceller, men som har motsatt polaritet.

I forbindelse med konvensjonelle Miller-kodesystemer fremskaffes der vanligvis et ord av full lengde for rammesyn-kroniseringsfunksjoner. Ved utførelsesformene vist på fig. 1-4 er det nødvendig med bare fire biter for rammesynkroniserings-funksjonen, hvilket gjør ytterligere biter tilgjengelige for bruk til styring av hjelpefunksjoner. For eksempel kan tilleggs-bitene brukes til å gi uttrykk for båndhastigheten under opptegning, slik at man ved tilbakespilling kan passende modifisere tidtakerstyresignalene. Alternativt kan der i de ytterligere biter legges andre funksjoner, f.eks. analoge områdesignaler og andre tidtakning- eller funksjons-styresignaler uten at der kreves tillegg av ytterligere biter til en dataramme.

I forbindelse med den ovenstående beskrivelse er der antatt en innsetting av et rammesynkroniseringsord én gang for hver ramme. Det er på lignende måte innen oppfinnelsens ramme at et rammesynkroniseringssignal kan innsettes på andre steder i datastrømmen, f.eks. kan der skaffes et slikt signal en gang for hver tiende ramme eller til og med enda sjeldnere, avhengig av stabiliteten av det gitte datasystem.

Selv om den krets som er beskrevet ovenfor fortrinnsvis finner anvendelse i forbindelse med magnetiske opptegningsappa-rater f.eks. en analog digitalisert opptager, så finner syn-kroniseringskretsen tilsvarende anvendelser i forbindelse med en rekke forskjellige instrumenteringskretser og/eller infor-masjonsbehandlingsanvendelser. Om enn bare begrensede utfør-elsesformer for den foreliggende oppfinnelse har blitt vist og beskrevet i detalj, vil det således nå være innlysende for fagfolk at mange modifikasjoner og variasjoner som tilfredsstiller mange eller alle hensiktene med oppfinnelsen, men som ikke går ut over oppfinnelsens idé, slik denne er definert ved de ved-føyde krav, er ment å være innbefattet i den foreliggende oppfinnelses ramme.

Claims (8)

1. Signalbehandlingsanordning for ytterligere formatering av digital informasjon som er kodet i et trippelfrekvens-for-sinkelsesmodulasjonsformat (Miller), hvor de digitale "1"-ere er representert som overganger ved en bestemt posisjon, for eksempel ved senteret av en bit-celle, og "0"-er blir representert som fraværet av overganger ved den samme posisjon og ved en overgang ved starten av en bit-celle dersom den foregående bit også var et "0", slik at tillatelige overganger opptrer i intervaller svarende til varigheten av henholdsvis 2 bit-celler, halvannen bit-celle og 1 bit-celle for derved å skaffe tre frekvenser, henholdsvis f^, 1-1/2fg og 2fg, og for i serie å kombinere en flerhet av digitale biter for dannelse av et digitalt ord samt en flerhet av ord, for å danne en rekkefølge av rammer hvor i det minste et ord i hver ramme er utpekt til å skaffe et rammesynkroniseringssignal, karakterisert ved at anordningen innbefatter en rammesynkroniseringskrets (10) til å fremskaffe rammesynkroniseringssignalet, innbefattende a) en første underkrets (13A) til å fremskaffe en første pulssekvens innbefattende i det minste tre etterfølgende overganger hvor den første og siste overgang er anordnet i det minste tre bit-celler fra hverandre, b) en annen underkrets (13B) til periodisk å innføre en pulssekvens svarende til den første pulssekvens på en forhåndsbestemt posisjon mellom visse rekkefølger av digitale ord hvor et rammesynkroniseringssignal er ønsket, og c) en styrekrets (18) til å sperre i det minste en overgang mellom den første og siste overgang i den første pulssekvens, hvorved rammesynkroniseringssignalet blir dannet som en blokk av digitale signaler med to overganger hvorimellom der ikke opptrer noen annen overgang, samtidig som intervallet derimellom ikke er mindre enn varigheten av tre bit-celler, hvilket svarer til en fjerde frekvens som er mindre enn den som ellers kan opptre ved en hvilken som helst sekvens av digitale "1"-ere og "0"-er i et Miller-format.

2. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at den første underkrets (13A) som fremskaffer en pulssekvens, innbefatter et element til å skaffe en pulssekvens som representerer i'det minste en rekkefølge av biter 1-0-0-1, idet første og siste overganger svarer til de digitale "l"-ere, og idet en overgang mellom til-støtende pulser svarer til 0-0-rekkefølgen, og at styrekretsen (18) innbefatter et element til å sperre overgangen mellom de tilstøtende pulser svarende til 0-0-rekkefølgen.

3. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at underkretsen (13B) til periodisk innlemmelse av den tilsvarende pulssekvens innbefatter et element til innføring av den første pulssekvens på nevnte forhåndsbestemte posisjon innen rekkefølgen av rammer, og at styrekretsen (18) dessuten innbefatter et signalbehandlings-element (26) som er innrettet til å motta rekkefølgen av rammer og kan reagere på et rammesperresignal for sperring av nevnte i det minste ene overgang ved opptreden derav innen nevnte rekkefølge av rammer.

4. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at underkretsen (13A) som skaffer den første pulssekvens innbefatter et skiftregister som er innrettet til å motta en flerhet av parallelle innganger for å skaffe en 1-0-0-1 pulssekvens, og at underkretsen (13B) som tjener til innføring av pulser, innbefatter et element som reagerer på skiftregisteret for å sperre den sekvensielle av-givelse av digitale biter ved enden av det nevnte forhåndsbestemte antall av biter for derved å muliggjøre innlemmelsen av 1-0-0-1 pulssekvensen som følger det forhåndsbestemte antall av biter.

5. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved en dekoderkrets (32) til å detektere rammesynkroniseringssignalet, omfattende en teller (50) som kan tilbakestilles ved hver overgang i et mottatt digitalt signal for telling av antallet av bit-celler som følger etter hver overgang og for fremskaffelse av et rammesynkroniseringssignal i tilfellet av en varighet større enn 5/2 av lengden av en enhetscelle som medgår mellom overgangene i det mottatte digitale signal.

6. Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at dekoderkretsen innbefatter et lavfrekvensfilter (62) som er avstemt for gjennom-slipning av den fjerde frekvens.

7. Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at dekoderkretsen ytterligere innbefatter en fasestyre-underkrets som reagerer på det regenererte rammesynkroniseringssignal for fremskaffelse av riktig faseorientert bit-synkroniseringssignal derfra.

8. Fremgangsmåte til ytterligere formatering av digital informasjon hvor data formateres i en rekkefølge av digital-rammer, idet hver ramme innbefatter en rekkefølge av et forhåndsbestemt antall av digitale ord, samtidig som hvert ord inneholder et forhåndsbestemt antall av biter hvor i det minste ett ord hos i det minste visse rammer blir utpekt til å fremskaffe et rammesynkroniseringssignal, karakterisert ved at fremgangsmåten omfatter trinnene: a) å bruke en første underkrets (13A) til å fremskaffe en pulssekvens som representerer i det minste en rekkefølge av biter 1-0-0-1 med en overgang mellom tilstøtende pulser, svarende til 0-0 rekkefølgen, b) å bruke en annen underkrets (13B) til periodisk å innføye pulssekvensen på en forhåndsbestemt posisjon mellom visse rekkefølger av digitale ord hvor et rammesynkroniseringssignal er ønsket, og c) å bruke en styrekrets (18) til å forhindre overgangen mellom tilstøtende pulser svarende til 0-0 rekkefølgen i pulssekvensen for derved som et rammesynkroniseringssignal å fremskaffe en digital signalblokk med et par overganger derimellom hvor ingen andre overganger finner sted, samtidig som intervallet derimellom ikke er mindre enn varigheten av de tre bit-celler, hvilket svarer til en fjerde frekvens som er lavere enn den som ellers kan opptre ved en hvilken som helst sekvens av digitale "1"-ere og "0"-ere i en Miller-kodet sekvens.