KR20070122140A - 멀티밴드 도허티 증폭기 - Google Patents

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KR20070122140A
KR20070122140A KR1020070059772A KR20070059772A KR20070122140A KR 20070122140 A KR20070122140 A KR 20070122140A KR 1020070059772 A KR1020070059772 A KR 1020070059772A KR 20070059772 A KR20070059772 A KR 20070059772A KR 20070122140 A KR20070122140 A KR 20070122140A
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쇼이치 나라하시
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가부시키가이샤 엔.티.티.도코모
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Abstract

입력 신호를 두 개로 분배하는 분배기와, 분배기에서 분배된 일측 신호를 증폭시키는 캐리어 증폭기와, 분배된 타측 신호를 지연시키는 지연기와, 지연기의 출력 신호를 증폭시키는 피크 증폭기와, 캐리어 증폭기의 출력단에 접속되며, 임피던스 변환을 행하는 임피던스 변환기와, 피크 증폭기의 출력 신호와 임피던스 변환기의 출력 신호를 합성하는 합성기를 포함하며, 지연기의 전기 길이가 임피던스 변환기의 전기 길이와 대략 동일하고, 임피던스 변환기가 N(N≥2) 종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속한 구성을 가지며, 해당 N종류의 주파수에 대하여 대략 동일한 임피던스 변환을 행한다.
임피던스 변환, 주파수, 캐스케이드, 도허티 증폭기, 멀티밴드, 송신기

Description

멀티밴드 도허티 증폭기{Multiband Doherty Amplifier}
도 1은 본 발명에 따른 멀티밴드 도허티 증폭기의 구성을 예시한 블럭도,
도 2a는 도 1에 도시한 멀티밴드 도허티 증폭기가 구비하는 다주파대용 임피던스 변환기의 구성을 예시한 개념도,
도 2b는 N=2인 경우의 다주파대용 임피던스 변환기의 구성예를 보인 도면,
도 3a는 N=2인 경우의 다주파대용 합성기의 구성예를 보인 도면,
도 3b는 도 3a의 다주파대용 합성기의 접속 구성을 보인 도면,
도 4는 단주파대용 임피던스 변환기와 도 2b의 다주파대용 임피던스 변환기의 S22 특성(반사 특성)의 계산 시뮬레이션 결과를 보인 그래프,
도 5는 단주파대용 임피던스 변환기와 도 2b의 다주파대용 임피던스 변환기의 Port 1 측의 임피던스의 주파수 특성을 예시한 그래프,
도 6a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우에 있어서, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기, 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기, 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성을 보인 그래프,
도 6b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우에 있어서, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기, 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기, 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성을 보인 그래프,
도 7a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우에 있어서, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10), 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기, 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 드레인 효율 특성을 보인 그래프,
도 7b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우에 있어서, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10), 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기, 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 드레인 효율 특성을 보인 그래프,
도 8a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz와 2GHz인 경우에 있어서, 검토 구성 1(검토 구성 1; 1GHz)과 종래 구성(종래 구성; 1GHz)의 입출력 특성을 보인 그래프,
도 8b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz와 2GHz인 경우에 있어서, 검토 구성 1(검토 구성 1; 2GHz)과 종래 구성(종래 구성; 2GHz)의 드레인 효율 특성을 보인 그래프,
도 9a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz와 2GHz인 경우에 있어서, 검토 구성 2(검토 구성 2; 1GHz)와 종래 구성(종래 구성; 1GHz)의 입출력 특성을 보인 그래프,
도 9b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz와 2GHz인 경우에 있어서, 검토 구성 2(검토 구성 2; 2GHz)와 종래 구성(종래 구성; 2GHz)의 드레인 효율 특성을 보인 그래프,
도 10은 종래의 도허티 증폭기의 기본적인 구성을 보인 도면,
도 11은 설계 주파수 2GHz에 있어서 원하는 임피던스 변환을 행하도록 설계 된 1/4 파장 선로의 캐리어 증폭기 측의 입력 임피던스를 보인 그래프이다.
본 발명은 송신기용 고효율 전력 증폭기에 관한 것으로서, 특히 도허티 증폭기에 관한 것이다.
송신 증폭기의 고효율화를 달성하는 구성으로서 동작급이 다른 두 개의 증폭 회로를 병렬로 구성한 도허티 증폭기 구성이 알려져 있다(예를 들어 비 특허 문헌 1 참조). 도 10에 종래의 도허티 증폭기의 기본적인 구성을 나타내었다.
도 10에 도시한 바와 같이, 종래의 도허티 증폭기(100)는, 입력 신호를 두 개로 분배하는 분배기(101)와, 분배기(101)에서의 분배 신호의 일측이 입력되는 캐리어 증폭기(102)와, 분배기(101)에서의 분배 신호의 타측이 입력되는 1/4 파장 선로(104)와, 1/4 파장 선로(104)의 출력 신호가 입력되는 피크 증폭기(105)와, 캐리어 증폭기(102)의 출력 신호가 입력되는 1/4 파장 선로(103)와, 1/4 파장 선로(103)의 출력 신호와 피크 증폭기(105)의 출력 신호를 합성하는 합성기(106)로 구성된다.
여기서, 캐리어 증폭기(102)는 예를 들어 AB급이나 B급의 증폭기이고, 피크 증폭기(105)는 예를 들어 C급의 증폭기이다. 또한 피크 증폭기(105)는 캐리어 증폭기(102)의 동작이 포화 영역에 들어가 있을 때에만 동작하도록 설정된다. 이에 따라, 입력 신호의 전류값이 충분히 작은 경우에는 도허티 증폭기(100)는 캐리어 증폭기(102)에 의해서만 입력 신호를 증폭시킨다. 한편, 캐리어 증폭기(102)의 동작이 포화될 정도로 입력 신호의 전류값이 큰 경우에는 도허티 증폭기(100)는 캐리어 증폭기(102)와 피크 증폭기(105)에 의해 각 분배 신호를 증폭시키고, 각 증폭 신호를 합성기(106)에서 합성한다.
이와 같이 도허티 증폭기(100)는 입력 신호의 전류값이 작은 경우에 피크 증폭기(105)가 동작하지 않으며, 이에 따라 소비 전력을 절약한다. 더욱이, 입력 신호의 전류값이 큰 경우에 캐리어 증폭기(102)와 피크 증폭기(105)가 동작하여 두 개의 증폭 출력을 합성함으로써 포화 전력이 큰 증폭을 행한다. 이들에 의해 전체적으로 높은 효율을 실현하고 있다.
또한 도허티 증폭기(100)는 캐리어 증폭기(102)의 출력 측에 1/4 파장 선로(103)를 가지고 있다. 이 1/4 파장 선로(103)의 기능에 의해 캐리어 증폭기(102)의 출력단에서 본 부하 임피던스는 피크 증폭기(105)의 온/오프에 따라 변화된다. 이에 따라 도허티 증폭기(100)의 효율을 보다 한층 향상시키고 있다. 이하, 그 이유를 간단하게 설명한다.
먼저 설명의 간략화를 위하여, 도허티 증폭기(100)의 1/4 파장 선로(103)가 무손실 분포 상수 선로라고 가정한다. 일반적으로 무손실 분포 상수 선로에서는 이하의 관계가 성립된다.
Figure 112007044155684-PAT00001
한편, V0, I0는 각각 해당 무손실 분포 상수 선로의 입력단에서의 전압값 및 전류값이다. 또한 VL, IL은 각각 해당 무손실 분포 상수 선로의 출력단에서의 전압값 및 전류값이다. 나아가 β는 주파수에 의존하는 위상 상수이고, L은 선로 길이이다. 또한 j는 허수 단위이며, R0는 해당 무손실 분포 상수 선로의 특성 임피던스이다.
1/4 파장 선로(103)의 경우, βL=π/2를 만족시키기 위하여 1/4 파장 선로(103)에는 이하의 관계가 성립된다.
Figure 112007044155684-PAT00002
또한 1/4 파장 선로(103)와 피크 증폭기(105)의 접합부에서 본 도허티 증폭기(100) 출력 측을 본 임피던스가 R0/2일 때, 1/4 파장 선로(103)는 특성 임피던스가 R0가 되도록 설정된다.
도허티 증폭기(100)의 입력 신호의 전류값이 작고 피크 증폭기(105)가 오프인 경우, 피크 증폭기(105)의 출력 임피던스는 이상적으로는 무한대가 된다. 이 경우, 1/4 파장 선로(103)의 출력단에서 본 부하 임피던스(VL/IL)는 R0/2가 된다. 따라서, 식 (2)로부터,
Figure 112007044155684-PAT00003
가 성립한다. 식 (3)을 변형하면,
Figure 112007044155684-PAT00004
가 된다. 이는 1/4 파장 선로(103)의 입력단, 즉 캐리어 증폭기(102)의 출력단에서 본 부하 임피던스가 2R0가 되는 것을 나타내고 있다.
한편, 입력 신호의 전류값이 크고 피크 증폭기(105)가 온인 경우, 캐리어 증폭기(102)와 피크 증폭기(105)가 병렬로 동작하여 두 증폭기의 출력 신호가 합성된다. 이 경우, 1/4 파장 선로(103)의 출력단의 부하 임피던스(VL/IL)는 R0가 되고, 피크 증폭기(105)의 출력단에서 본 부하 임피던스도 R0가 된다. 따라서, 식 (2)로부터,
Figure 112007044155684-PAT00005
가 성립한다. 식 (5)를 변형하면,
Figure 112007044155684-PAT00006
가 된다. 이는 1/4 파장 선로(103)의 입력단, 즉 캐리어 증폭기(102)의 출력단에서 본 부하 임피던스가 R0가 되는 것을 나타내고 있다.
이와 같이 피크 증폭기(105)가 오프인 경우, 캐리어 증폭기(102)의 출력단에서 본 부하 임피던스는 2R0가 되고, 피크 증폭기(105)가 온인 경우 캐리어 증폭기(102)의 출력단에서 본 부하 임피던스는 R0가 된다.
여기서, 캐리어 증폭기(102)는 출력단에서 본 부하 임피던스가 2R0일 때 포화 전력은 작지만 효율이 양호해지도록 설계되어 있다. 그 결과, 입력 신호의 전류값이 작고 피크 증폭기(105)가 오프인 경우에 도허티 증폭기(100)의 고효율 증폭 동작이 실현된다.
한편, 캐리어 증폭기(102) 및 피크 증폭기(105)는 모두 출력단에서 본 부하 임피던스가 R0일 때 포화 전력이 최대가 되도록 설계되어 있다. 그 결과, 피크 증폭기(105)가 온일 때에는 도허티 증폭기(100)는 포화 전력이 큰 증폭 동작을 행할 수 있고, 선형적인 증폭 동작을 행할 수 있다. 한편 여기서, 캐리어 증폭기(102)는 포화 증폭 동작을 행하고 있으므로, 그 만큼 피크 증폭기(105)에 입력되는 전 류값이 감소되어 피크 증폭기(105)가 포화되어 버리는 것을 더 억제할 수 있다.
[비 특허 문헌 1] W. H. Doherty, "A new high efficiency power amplifier for modulated waves", Proc. IRE, Vol. 24, No. 9, pp. 1163-1182, Sept. 1936
이와 같이 종래의 도허티 증폭기(100)의 특징은 피크 증폭기(105)의 온/오프 동작과 1/4 파장 선로(103)에 의한 임피던스 변환 회로를 이용한 고효율 증폭 동작에 있다. 여기서, 식 (1)에 나타낸 바와 같이, 1/4 파장 선로(103)의 입력단의 임피던스(V0/I0)와 출력단의 임피던스(VL/IL)의 관계는 전송 신호의 주파수에 의존한다(위상 상수(β)가 주파수에 의존하기 때문에). 종래의 도허티 증폭기(100)에서는 하나의 주파수(예를 들어 신호 증폭할 주파수 대역의 중심 주파수)에 있어서 1/4 파장 선로(103)가 원하는 임피던스 변환을 행하도록 1/4 파장 선로(103)가 설 계되고 있었다. 따라서 그 주파수 대역 이외의 주파수의 신호에 대해서는 1/4 파장 선로(103)는 원하는 임피던스 변환을 행하지 않는다. 이 경우, 캐리어 증폭기(102)의 출력과 피크 증폭기(105)의 출력의 합성이 최적이 아니어서 도허티 증폭기(100)의 동작이 불완전해진다.
도 11은 설계 주파수 2GHz에 있어서 원하는 임피던스 변환을 행하도록 설계된 1/4 파장 선로(103)의 캐리어 증폭기(102) 측(Port 1)의 입력 임피던스(진폭(Mag)과 위상(Phase)을 표현)를 보인 그래프이다. 도 11에 도시한 바와 같이, 이와 같이 설계된 1/4 파장 선로(103)의 입력 임피던스는 설계 주파수 2GHz에서는 설계값 100 Ohm으로 되어 있지만, 그 이외의 주파수에서는 설계값 100 Ohm이 되지 않는다.
이와 같이 종래의 도허티 증폭기(100)에서는 1/4 파장 선로(103)의 설계 주파수에 따라 도허티 증폭기(100)로서 동작하는 주파수 대역이 결정되고 있었다. 따라서, 종래의 도허티 증폭기(100)에서는 설계 주파수 이외의 주파수(식(1)의 βL이 π/2의 짝수 배인 경우를 제외함)을 중심 주파수로 하는 주파수 대역에 대해서는 충분한 동작을 행할 수 없었다.
본 발명은 이러한 점을 감안하여 이루어진 것으로서, 복수의 주파수 대역에 대하여 충분한 동작 성능을 얻는 것이 가능한 멀티밴드 도허티 증폭기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 멀티밴드 도허티 증폭기는 입력 신호를 두 개로 분배하는 분배기와, 상기 분배기의 일측 출력단에 접속되며, 분배된 일측 신호를 증폭시키는 캐리어 증폭기와, 상기 분배기의 타측 출력단에 접속되며, 분배된 타측 신호를 지연시키는 지연기와, 상기 지연기의 출력단에 접속되며, 그 출력 신호를 증폭시키는 피크 증폭기와, 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 접속되며, 임피던스 변환을 행하는 임피던스 변환기와, 상기 피크 증폭기의 출력단과 상기 임피던스 변환기의 출력단에 접속되며, 그들의 출력 신호를 합성하는 합성기를 포함하며, 상기 지연기의 전기 길이는 상기 임피던스 변환기의 전기 길이와 동일하고, 상기 임피던스 변환기는 N(N≥2) 종류의 임피던스 변환용 전송 선로의 캐스케이드 접속을 가지며, 해당 N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행하도록 되어 있다.
한편, "지연기의 전기 길이가 임피던스 변환기의 전기 길이과 동일"이란, 지연기의 전기 길이가 임피던스 변환기의 전기 길이와 완전히 동일한 경우뿐만 아니라, 이들이 멀티밴드 도허티 증폭기로서 원하는 성능이 얻어지는 정도에 근사해 있는 경우도 포함한다. 또한 "N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행하는"이란, N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스로 변환을 행하는 경우뿐만 아니라, 멀티밴드 도허티 증폭기로서 원하는 성능이 얻어질 정도로 N종류의 주파수에 대하여 대략 동일한 임피던스로 변환을 행하는 경우도 포함한다. 더욱이, 임피던스 변환기가 "N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행하는"이란, 임피던스 변환기의 일단의 임피던스가 α인 경우에 해당 임피던스 변환기의 타단의 임피던스가 β인 관계가 해당 N종류의 주파수 각각에 대하여 성립하는 것을 의미한 다. 이들은 실시예의 상세한 설명 및 특허청구범위에 대해서도 해당한다.
여기서, 이러한 임피던스 변환기는 N종류(N≥2)의 주파수에 대하여 캐리어 증폭기의 출력단에서 본 부하 임피던스를 동일값으로 한다. 이에 따라 해당 N종류의 주파수에 대하여 캐리어 증폭기를 최적으로 동작시킬 수 있고, 결과적으로 복수의 주파수에 대하여 충분한 동작을 행하는 것이 가능한 도허티 증폭기를 실현할 수 있다. 또한 임피던스 변환기와 전기 길이가 동일한 지연기를 임피던스 변환기와 병렬로 접속함으로써 임피던스 변환기에 의한 신호의 지연을 보정할 수 있다.
또한 본 발명에서 지연기는 임피던스 변환기와 구성이 다른 지연 선로일 수도 있다. 지연기는 피크 증폭기 측의 신호의 위상을 임피던스 변환기에 의한 위상 지연과 동일분만큼 지연시키는 것이면 충분하다. 따라서, 지연기로서 전술한 임피던스 변환기와 동일 구성인 것을 사용할 필요가 없어 폭넓은 자유도 하에서 설계를 행하는 것이 가능하다.
또한 본 발명에서 바람직하게는, 합성기는 피크 증폭기의 출력단과 임피던스 변환기의 출력단이 접합된 접합부에 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속시킨 구성을 갖는다. 그리고, 이 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속시킨 구성은 N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행한다.
이러한 합성기를 사용함으로써 전술한 N종류의 주파수에 대하여 해당 접합부에서 본 부하 임피던스를 동일값으로 만들 수 있다. 이에 따라, 해당 N종류의 주파수에 대하여 캐리어 증폭기를 보다 최적으로 동작시킬 수 있고, 결과적으로 복수 의 주파수에 대하여 충분한 동작을 행하는 것이 가능한 도허티 증폭기를 실현할 수 있다.
또한 본 발명에서 바람직하게는, 합성기가 갖는 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속시킨 구성은, 피크 증폭기가 온인 경우에 N종류의 주파수에 대하여 접합부에서 본 부하 임피던스를 해당 접합부에서 본 출력 임피던스로 정합시킨다.
이에 따라 멀티밴드 도허티 증폭기에 있어서 중요한 피크 증폭기가 온일 때의 동작 효율을 향상시킬 수 있다.
이하, 본 발명의 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.
〔구성〕
도 1은 본 발명에 따른 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 구성을 예시한 블럭도이다.
도 1에 예시하는 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 실시예는 입력 신호를 두 개로 분배하는 분배기(11)와, 분배기(11)의 일측 출력단에 접속되며, 분배기(11)에서 분배된 일측 신호를 증폭시키는 캐리어 증폭기(12)와, 분배기(11)의 타측 출력단에 접속되며, 분배된 타측 신호를 지연시키는 지연기인 지연 선로(14)와, 지연 선로(14)의 출력단에 접속되며, 그 출력 신호를 증폭시키는 피크 증폭기(15)와, 캐리어 증폭기(12)의 출력단에 접속되며, 임피던스 변환을 행하는 다주파대용(多周波帶用) 임피던스 변환기(13)와, 피크 증폭기(15)의 출력단과 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 출력단에 접속되며, 피크 증폭기(15)의 출력 신호와 다주파대용 임피던 스 변환기(13)의 출력 신호를 합성하는 다주파대용 합성기(16)를 갖는다.
<분배기(11)>
분배기(11)는 예를 들어 N개(N≥2)의 각 주파수대에서 균등하게 전력 분배할 수 있는 윌킨슨 전력 분배기 또는 방향성 결합기 등에 의해 구성할 수 있다. 구체적으로는, 각 주파수대의 각 중심 주파수 비가 2 이하이면, 예를 들어 브랜치형 방향성 결합기나 결합형 방향성 결합기나 설계가 최적화된 윌킨슨 전력 분배기 등에 의해 분배기(11)를 구성할 수 있다. 또한 각 주파수대의 각 중심 주파수비가 2 이상이면, 멀티 섹션 결합형 방향성 결합기나 멀티 섹션 윌킨슨 전력 분배기 등에 의해 분배기(11)를 구성할 수 있다. 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 증폭 특성을 고려하면, 분배기(11)는 가능한 한 전력을 등분배하는 구성인 것이 바람직하다. 그러나, 분배기(11)가 전력을 완전히 등분배하지 않아도 캐리어 증폭기(12) 또는 피크 증폭기(15)의 이득을 조정함으로써 분배기(11)의 분배 오차를 보정할 수도 있다. 이 경우, 분배기(11)의 설계의 자유도가 높아져 분배기(11)를 용이하게 구체화할 수 있다.
<다주파대용 임피던스 변환기(13)>
도 2a는 도 1에 도시한 멀티밴드 도허티 증폭기(10)가 구비하는 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 구성을 예시한 개념도이다.
도 2a에 예시한 바와 같이, 다주파대용 임피던스 변환기(13)는 N종류(N≥2)의 임피던스 변환용 전송 선로(13a-1 내지 13a-N)를 캐스케이드 접속한 구성이다. 이 다주파대용 임피던스 변환기(13)는 해당 N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피 던스 변환을 행한다. 한편, "동일 임피던스 변환"의 의의는 전술한 바와 같다.
이러한 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 구성은 예를 들어 이하의 참고 문헌 1에 개시되어 있다.
참고 문헌 1: Cesar Monzon, "A small dual-frequency transformer in two section", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 51, No. 4, pp. 1157-1161, Apr. 2003
도 2b는 N=2인 경우의 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 구성예를 보인 도면이다.
도 2b에 예시한 다주파대용 임피던스 변환기(13)는 서로 선폭이 다른 두 종류의 임피던스 변환용 전송 선로(13a-1, 13a-2)를 Port 1 측에서 캐스케이드 접속한 구성이다. 여기서 예시하는 다주파대용 임피던스 변환기(13)는 비 유전률이 2.2인 유전체 기판 상에 형성된 마이크로스트립 선로이다. 본 예의 경우, 임피던스 변환용 전송 선로(13a-1)는 특성 임피던스가 79 Ohm인 선로이고, 임피던스 변환용 전송 선로(13a-2)는 특성 임피던스가 63.6 Ohm인 선로이고, 각 임피던스 변환용 전송 선로(13a-1, 13a-2)의 길이 방향의 길이는 각각 50mm이다. 이와 같이 구성된 다주파대용 임피던스 변환기(13)는 1GHz와 2GHz의 두 종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행한다. 즉, Port 1의 임피던스가 100 Ohm인 경우에 Port 2 측의 임피던스가 50 Ohm가 되는 관계가 신호의 주파수가 1GHz인 경우와 2GHz인 경우에 성립한다.
한편, 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)는 유전체 기판 상에 형 성한 마이크로스트립 선로였으나, 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 구성은 이에 한정되지 않는다. 즉, 스트립 선로나 코플래너 도파관(coplanar waveguide) 등에 의해 다주파대용 임피던스 변환기(13)를 구성할 수도 있고, 분배기(11)에 임피던스 변환기(13)를 조립해 넣는 구성으로 할 수도 있다.
도 4는 종래의 도허티 증폭기에 사용되는 다주파대용이 아닌 임피던스 변환기(이하, 단주파대용(單周波帶用) 임피던스 변환기라고 함)와 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 S22 특성(반사 특성)의 계산 시뮬레이션 결과를 보인 그래프이며, 곡선(41)은 단주파대용 임피던스 변환기의 특성, 곡선(42)은 다주파대용 임피던스 변환기의 특성을 나타낸다. 한편, 본 예의 단주파대용 임피던스 변환기는 주파수 2GHz에 있어서 Port 1 측의 임피던스가 100 Ohm인 경우에 Port 2 측의 임피던스가 50 Ohm이 되는 1/4 파장 선로이다.
도 4에 예시한 바와 같이, 신호의 주파수가 2GHz인 경우, 단주파대용 임피던스 변환기도 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)도 S22 특성은 -40dB 이하이다. 이는 신호의 주파수가 2GHz인 경우, 어느 임피던스 변환기에서도 임피던스 정합이 잘 되어 있음을 나타낸다.
이에 대하여, 신호의 주파수가 1GHz인 경우, 단주파대용 임피던스 변환기에서의 S22 특성(41)은 -13dB 정도이며, 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)에서의 S22 특성(42)은 -45dB 정도이다. 이는 신호의 주파수가 1GHz인 경우, 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)에서는 임피던스 정합이 잘 되어 있으나, 종래의 임피던스 변환기에서는 임피던스 정합이 잘 되어 있지 않음을 나타 낸다.
도 5는 단주파대용 임피던스 변환기와 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 Port 1 측의 임피던스(진폭과 위상)의 주파수 특성을 예시한 그래프이다. 곡선(51, 52)은 단주파대용 임피던스 변환기의 임피던스의 절대값 특성과 위상 특성을 나타내고, 곡선(53, 54)은 다주파대용 임피던스 변환기의 임피던스의 절대값 특성과 위상 특성을 나타낸다.
한편, 이 그래프는 각 임피던스 변환기의 Port 2 측의 임피던스가 50 Ohm인 경우의 데이터를 나타낸다.
도 5에 예시한 바와 같이, 신호의 주파수가 2GHz인 경우, 단주파대용 임피던스 변환기도 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)도 Port 1 측의 임피던스는 크기 100 Ohm, 편각 0deg로 되어 있다.
한편, 신호의 주파수가 1GHz인 경우, 단주파대용 임피던스 변환기에서의 Port 1 측의 임피던스는 크기 50 Ohm, 편각 35deg로 되어 있다. 이와 같이 단주파대용 임피던스 변환기에서는 Port 2 측의 소정의 임피던스에 대하여 Port 1 측의 임피던스가 주파수에 따라 변화한다. 이는 종래의 1/4 파장 선로에 의한 임피던스 변환기에서는 복수의 주파수(본 예에서는 1GHz와 2GHz)에서 임피던스 정합을 행할 수 없음을 나타낸다.
이에 대하여 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)에서는 신호의 주파수가 1GHz인 경우에도 Port 1 측의 임피던스는 크기 100 Ohm, 편각 0deg로 되어 있다. 이는 도 2b의 예의 다주파대용 임피던스 변환기(13)에서는 복수의 주파수 (본 예에서는 1GHz와 2GHz)에서 임피던스 정합을 행하는 것이 가능함을 나타낸다.
또한 이러한 다주파대용 임피던스 변환기(13)를 이용한 경우, 복수의 주파수(본 예에서는 1GHz와 2GHz)에 대하여 캐리어 증폭기(12)의 출력 측에서 본 부하 임피던스는 대략 동일한 복소수값이 된다. 따라서 그 부하 임피던스에 대하여 캐리어 증폭기(12)가 고효율 동작하도록 캐리어 증폭기(12)를 설정하면, 그들 복수의 주파수에서의 고효율 증폭이 가능해진다.
<지연 선로(14)>
지연 선로(14)는 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 동일한 전기 길이로 구성된다. 이에 따라 피크 증폭기(15) 측의 신호의 위상을 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 전기 길이만큼 지연시켜 캐리어 증폭기(12) 측의 신호와 피크 증폭기(15) 측의 신호의 위상을 일치시킬 수 있다. 한편, 여기서의 "동일"의 의의는 전술한 바와 같다. 또한 지연 선로(14)에는 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 동일한 구성의 선로를 사용하여도 무방하지만, 특별히 그럴 필요는 없으며, 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 대략 동일한 전기 길이를 갖는 선로이면 예를 들어 특성 임피던스 50 Ohm의 선로 등 어떠한 것을 사용하여도 좋다. 피크 증폭기(15)의 입력단 측에서의 임피던스의 부정합은 피크 증폭기(15)의 내부 정합 회로에 의해 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 동작에 커다란 영향을 주지 않기 때문이다(이것을 나타내는 데이터에 대해서는 후술하기로 한다).
<캐리어 증폭기(12)>
캐리어 증폭기(12)는 전술한 N개의 주파수를 각각 중심 주파수로 하는 N 주 파수대에서 이득이 얻어지는 증폭기이다. 캐리어 증폭기(12)의 바이어스 전압은 일반적으로 AB급 또는 B급으로 설정되어 있다. 캐리어 증폭기(12)에 사용되는 마이크로파 반도체에는 적어도 상기한 N 주파수대에서 충분한 소신호 이득을 갖는 디바이스를 사용한다. 예를 들어 1GHz와 2GHz를 각각 중심 주파수로 하는 두 개의 주파수대에서 증폭시키는 경우(N=2)에는 C 밴드까지 증폭시킬 수 있는 GaAs MESFET 등을 사용할 수 있다.
또한 캐리어 증폭기(12)는 상기한 N 주파수대에서 필요한 이득이 얻어지도록 그 입력 정합 회로 및 출력 정합 회로의 구성이 결정된다. 이에 따라, 캐리어 증폭기(12)는 상기한 N 주파수대에서 필요한 이득을 얻을 수 있다. 한편, 각 주파수대에서 이득차가 있어도 각 이득차가 멀티밴드 도허티 증폭기(10)로서 요구되는 특성이 얻어지는 범위 내의 것이라면 특별히 문제는 없다.
<피크 증폭기(15)>
피크 증폭기(15)는 상기한 N 주파수대에서 이득이 얻어지는 증폭기이다. 피크 증폭기(15)의 바이어스 전압은 일반적으로 캐리어 증폭기(12)의 바이어스 전압보다 깊게 설정된다(예를 들어 C급으로 바이어스된다). 피크 증폭기(15)에 사용되는 마이크로파 반도체는 캐리어 증폭기(12)와 동일한 기준으로 선택된다.
또한 피크 증폭기(15)는 상기한 N 주파수대에서 필요한 이득이 얻어지도록 그 입력 정합 회로 및 출력 정합 회로의 구성이 결정된다. 이에 따라 피크 증폭기(15)는 상기한 N 주파수대에서 필요한 이득을 얻을 수 있다. 한편, 각 주파수대에서 이득차가 있어도 각 이득차가 멀티밴드 도허티 증폭기(10)로서 요구되는 특성 이 얻어지는 범위 내의 것이라면 특별히 문제는 없다.
<다주파대용 합성기(16)>
다주파대용 합성기(16)는 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 출력단과 피크 증폭기(15)의 출력단이 접합되고, 그 접합부에 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속한 구성으로 이루어진다. 그리고, 이 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속시킨 구성은 상기한 N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행한다. 이러한 구성의 구체적인 것은 예를 들어 전술한 참고 문헌 1에 개시되어 있다.
이 다주파대용 합성기(16)에 의해 상기한 N종류의 주파수에 대하여 상기한 접합부에서 본 캐리어 증폭기(12) 및 피크 증폭기(15) 측의 출력 임피던스를 그 접합부에서 본 부하 임피던스로 정합시킬 수 있다. 한편, 상기한 접합부에서 본 캐리어 증폭기(12) 및 피크 증폭기(15) 측의 출력 임피던스는 피크 증폭기(15)가 오프일 때(이상적으로는, 피크 증폭기(15)의 출력 임피던스는 무한대)와 온일 때에서 다르다. 따라서, N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속한 구성에 의해 피크 증폭기(15)가 오프일 때와 온일 때의 두 경우에 완전한 임피던스 정합을 행할 수는 없다. 본 발명의 다주파대용 합성기(16)는 피크 증폭기(15)가 온인 경우에 전술한 N종류의 주파수에 대하여 상기 접합부에서 본 부하 임피던스를 해당 접합부에서 본 캐리어 증폭기(12) 및 피크 증폭기(15) 측의 출력 임피던스로 정합시키는 구성으로 한다. 멀티밴드 도허티 증폭기(10)에 있어서는 피크 증폭기가 오프일 때의 동작 성능보다 피크 증폭기가 온일 때의 동작 효율 쪽이 중요하기 때문 이다.
도 3a는 N=2인 경우의 다주파대용 합성기(16)의 구성예를 보인 도면이다.
도 3a에 예시한 다주파대용 합성기(16)는 서로 선폭이 다른 두 종류의 임피던스 변환용 전송 선로(16a-1, 16a-2)를 Port 1 측에서 캐스케이드 접속한 구성이다. 여기서 예시하는 다주파대용 합성기(16)는 비 유전률이 2.2인 유전체 기판 상에 형성된 마이크로스트립 선로이다. 본 예의 경우, 임피던스 변환용 전송 선로(16a-1)는 특성 임피던스가 31.46 Ohm인 선로이고, 임피던스 변환용 전송 선로(16a-2)는 특성 임피던스가 39.78 Ohm인 선로이고, 임피던스 변환용 전송 선로(16a-1, 16a-2)의 길이 방향의 길이는 각각 50mm이다. 이와 같이 구성된 다주파대용 합성기(16)는 1GHz와 2GHz의 두 종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행한다. 즉, Port 2 측의 임피던스가 50 Ohm인 경우에 Port 1의 임피던스가 25 Ohm가 되는 관계가 신호의 주파수가 1GHz인 경우와 2GHz인 경우에 성립한다.
한편, 도 3a의 다주파대용 합성기(16)는 유전체 기판 상에 형성한 마이크로스트립 선로였으나, 다주파대용 합성기(16)의 구성은 이에 한정되지 않는다. 즉, 스트립 선로나 코플래너 도파관 등에 의해 다주파대용 합성기(16)를 구성할 수도 있다.
도 3b는 도 3a의 예의 다주파대용 합성기(16)의 접속 구성을 보인 도면이다.
도 3b에 도시한 바와 같이, 도 3a의 예의 다주파대용 합성기(16)의 Port 1 측의 일단은 다주파대용 임피던스 변환기(13)의 출력단과 피크 증폭기(15)의 출력단의 접합부에 접속되고, 타단은 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 외부 부하(50 Ohm, 도시하지 않음)에 접속된다. 이에 따라, 도 3a의 예의 다주파대용 합성기(16)는 1GHz와 2GHz의 두 종류의 주파수에 대하여 상기한 접합부에서 본 부하 임피던스를 25 Ohm으로 변환하고, 피크 증폭기(15)가 온일 때의 상기한 접합부에서 본 입력 임피던스와 정합시킨다.
〔시뮬레이션 결과 1〕
이하, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)와 종래의 도허티 증폭기의 계산기 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 한편, 이하의 시뮬레이션 결과는 N=2인 경우의 것이며, 다주파대용 임피던스 변환기(13)로서 도 2b에 예시한 것을 사용하고, 다주파대용 합성기(16)로서 도 3a에 예시한 것을 사용한 것이다. 또한 여기서는 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10) 및 종래의 도허티 증폭기 모두 캐리어 증폭기와 피크 증폭기에는 C 밴드용 GaAs MESFET을 사용하였다. 또한 입력 신호는 CW1파(반송파)로 하였다.
도 6a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 1GHz에서의 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 입출력 특성(61A)과 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성(62A), 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성(63A)을 보인 그래프이다. 도 6a에서 가로축은 각각에 대한 입력 전력을 나타내고, 세로축은 출력 전력을 나타낸다.
도 6a에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 1GHz에서의 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 입출력 특성(61A)과 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성(62A, 63A)은 대략 동일하며, 포화 출력 32dBm, 이득 10dB 정도이다.
또한 도 6b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 2GHz에서의 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 입출력 특성(61B)과 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성(62B), 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성(63B)을 보인 그래프이다. 도 6b에서 가로축은 각각에 대한 입력 전력을 나타내고, 세로축은 출력 전력을 나타낸다.
도 6b에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 2GHz에서의 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 입출력 특성(61B)과 종래의 도허티 증폭기의 입출력 특성(62B, 63B)도 대략 동일하다.
도 7a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 1GHz에서의 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 드레인 효율 특성(71A)과, 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기의 드레인 효율 특성(72A), 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 드레인 효율 특성(73A)을 보인 그래프이다. 도 7a에서 가로축은 각각의 입력 전력을 나타내고, 세로축은 그들에 대한 드레인 효율을 나타낸다.
도 7a에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우, 설계 주파수가 1GHz인 종래 도허티 증폭기의 최대 드레인 효율은 60% 정도이고, 설계 주파수가 2GHz인 종래 도허티 증폭기의 최대 드레인 효율은 50% 정도이다. 이에 대하여, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 최대 드레인 효율은 67.1%로 매우 높다.
도 7b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 2GHz에서의 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 드레인 효율 특성(71B)과, 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기의 드레인 효율 특성(72B), 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기의 드레인 효율 특성(73B)을 보인 그래프이다. 도 7b에서 가로축은 각각의 입력 전력을 나타내고, 세로축은 그들에 대한 드레인 효율을 나타낸다.
도 7b에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우, 설계 주파수가 1GHz인 종래 도허티 증폭기의 최대 드레인 효율은 40% 정도이고, 설계 주파수가 2GHz인 종래 도허티 증폭기의 최대 드레인 효율은 66% 정도이다. 이에 대하여, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 최대 드레인 효율은 62.4%이다.
도 7a, 7b에서, 종래 도허티 증폭기는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수와 설계 주파수가 일치하는 경우에는 60% 이상의 높은 최대 드레인 효율을 나타내지만, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수와 설계 주파수가 다른 경우에는 도허티 증폭기 특유의 높은 최대 드레인 효율이 얻어지지 않는다. 이에 대하여, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우에도 2GHz인 경우에도 62% 이상의 높은 드레인 효율이 얻어진다. 이들로부터, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 구성이 종래 도허티 증폭기보다 유효하다 할 수 있다.
상기 도 6a, 6b 및 도 7a, 7b의 계산기 시뮬레이션의 결과로부터 이하의 사실을 알 수 있다.
도 6a, 6b에서, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10), 설계 주파수가 1GHz인 종래의 도허티 증폭기 및 설계 주파수가 2GHz인 종래의 도허티 증폭기 모두 충분한 이득이 얻어짐을 알 수 있다. 이는 상기한 계산기 시뮬레이션에서는 본 발명 의 멀티밴드 도허티 증폭기(10) 및 종래의 도허티 증폭기 모두 캐리어 증폭기와 피크 증폭기로서 C밴드용 GaAs MESFET을 이용하는 것을 전제로 하고 있으며, 검토한 1GHz 및 2GHz에서 소신호 이득이 충분히 얻어졌기 때문이다.
그러나, 도 7a, 7b에 도시한 바와 같이, 종래 도허티 증폭기는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수와 설계 주파수가 다른 경우에는 도허티 증폭기 특유의 높은 최대 드레인 효율이 얻어지지 않았다. 이는 종래 도허티 증폭기에서는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수와 설계 주파수가 다른 경우에는 캐리어 증폭기 출력 신호와 피크 증폭기 출력 신호를 동위상 합성할 수 없기 때문이다. 이에 대하여, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 경우, 검토한 1GHz 및 2GHz에서 충분한 최대 드레인 효율이 얻어진다.
또한 여기서 예시한 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 지연 선로(14)는 단순한 50 Ohm 선로이며, 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 같이 복수의 주파수(본 예에서는 1GHz와 2GHz)에서 대략 동일한 임피던스 변환 특성을 갖는 것이 아니다. 그럼에도 불구하고, 여기서 예시한 멀티밴드 도허티 증폭기(10)는 검토한 1GHz 및 2GHz에서 충분한 최대 드레인 효율이 얻어진다. 이에 따라, 신호의 주파수의 차이에 기인하는 피크 증폭기(15)의 입력단에서의 임피던스 부정합은 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 동작 효율에는 거의 영향을 주지 않음을 알 수 있다. 즉, 반드시 지연 선로(14) 대신 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 동일한 구성의 지연기를 이용할 필요는 없다.
〔시뮬레이션 결과 2〕
다음, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 다주파대용 합성기(16) 대신 1/4 파장 선로(설계 주파수 1GHz)를 이용한 구성(검토 구성)의 계산기 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 한편, 이하의 시뮬레이션 결과는 N=2인 경우의 것이며, 다주파대용 임피던스 변환기(13)에는 도 2b에 예시한 것을 이용하였다. 또한 여기서 비교 대상으로 하는 종래의 도허티 증폭기는 캐리어 증폭기 측의 임피던스 변환기가 1/4 파장 선로(설계 주파수 1GHz)이고, 피크 증폭기의 입력 측에 1/4 파장 선로가 접속되고, 1/4 파장 선로(설계 주파수 1GHz)를 구비하는 합성기를 이용한 것으로 한다. 더욱이 여기서는, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10) 및 종래의 도허티 증폭기 모두 캐리어 증폭기와 피크 증폭기에는 C 밴드용 GaAs MESFET을 이용하도록 하였다. 또한 입력 신호는 CW1파로 하였다.
먼저, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 다주파대용 합성기(16) 대신 1/4 파장 선로(설계 주파수 1GHz)를 사용하고, 지연 선로(14)로서 도 2b의 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 동일한 구성의 것을 사용한 구성(검토 구성 1)의 계산기 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 8a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우의 검토 구성 1(검토 구성 1; 1GHz)의 입출력 특성(81A)과 종래 구성(종래 구성 1GHz)의 입출력 특성(82A), 및 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우의 검토 구성 1(검토 구성 1; 2GHz)의 입출력 특성(83A)과 종래 구성(종래 구성; 2GHz)의 입출력 특성(84A)을 보인 그래프이다. 도 8a에서 가로축은 각각에 대한 입력 전력을 나타내고, 세로축은 출력 전력을 나타낸다. 또한 도 8b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파 수가 1GHz인 경우의 검토 구성 1(검토 구성 1; 1GHz)의 드레인 효율 특성(81B)과, 종래 구성(종래 구성; 1GHz)의 드레인 효율 특성(82B)과, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 2GHz에서의 검토 구성 1(검토 구성 1; 2GHz)의 드레인 효율 특성(83B)과, 종래 구성(종래 구성; 2GHz)의 드레인 효율 특성(84B)을 보인 그래프이다. 도 8b에서 가로축은 각각에 대한 입력 전력을 나타내고, 세로축은 드레인 효율을 나타낸다.
도 8a, 8b에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우, 검토 구성 1은 종래 구성과 비교하여 입력 전력 10dBm에 대한 출력 전력이 2dB, 드레인 효율이 10% 열화되었다. 또한 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우, 검토 구성 1과 종래 구성의 출력 전력 특성은 대략 일치하였으나, 검토 구성 1은 종래 구성과 비교하여 포화점에서의 드레인 효율이 10% 정도 개선되었다. 그러나, 어느 구성도 1GHz와 2GHz에서 고효율 증폭이 달성되지 않았다.
다음, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 다주파대용 합성기(16) 대신 1/4 파장 선로(설계 주파수 1GHz)를 사용하고, 지연 선로(14)로서 50 Ohm의 지연 선로를 사용하여 구성한 경우(검토 구성 2), 즉 시뮬레이션 결과 2의 지연 선로(14)를 다주파대용 임피던스 변환기로 구성하는 대신 1/4 파장 선로로 구성한 경우의 계산기 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 9a는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수 1GHz에서의 검토 구성 2(검토 구성 2; 1GHz)의 입출력 특성(91A)과 종래 구성(종래 구성; 1GHz)의 입출력 특성(92A), 및 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우에서의 검토 구성 2(검토 구성 2; 2GHz)의 입출력 특성(93A)과 종래 구성(종래 구성; 2GHz)의 입출력 특성(94A)을 보인 그래프이다. 도 9a에서 가로축은 각각에 대한 입력 전력을 나타내고, 세로축은 출력 전력을 나타낸다. 또한 도 9b는 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우의 검토 구성 2(검토 구성 2; 1GHz)의 드레인 효율 특성(91B)과 종래 구성(검토 구성 2; 1GHz)의 드레인 효율 특성(92B), 및 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우의 검토 구성 2(검토 구성 2; 2GHz)의 드레인 효율 특성(93B)과 종래 구성(종래 구성; 2GHz)의 드레인 효율 특성(94B)을 보인 그래프이다. 도 9b에서 가로축은 각각에 대한 입력 전력을 나타내고, 세로축은 드레인 효율을 나타낸다.
도 9a, 9b에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 1GHz인 경우, 검토 구성 2는 종래 구성과 비교하여 입출력 전력 효율과 드레인 효율이 약간 열화되었다. 한편, 입력 신호의 시뮬레이션 주파수가 2GHz인 경우에는 이들은 대략 동등하지만, 어느 구성도 1GHz와 2GHz에서 고효율 증폭이 달성되지 않았다.
상기 도 8a, 8b 및 도 9a, 9b의 계산기 시뮬레이션의 결과로부터 이하의 사실을 알 수 있다.
멀티밴드 도허티 증폭기(10)의 합성기로서 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로를 캐스케이드 접속한 다주파대용 합성기(16)를 채용한 경우, 합성기에 단순한 1/4 파장 선로를 이용하는 경우에 비하여 복수 주파수(본 예에서는 1GHz와 2GHz)에서의 고효율 증폭 성능이 향상된다.
또한 입출력 특성과 효율 특성을 종합 판단하면, 피크 증폭기 입력 측의 지연기로서 다주파대용 임피던스 변환기(13)와 동일한 구성의 것을 사용한 경우와 단 순한 지연 선로(예를 들어 50 Ohm 선로)를 사용한 경우 사이에 커다란 성능차는 없다.
한편, 본 발명은 전술한 실시 형태에 한정되지 않는다. 예를 들어 전술한 실시 형태에서는 N=2, 설계 주파수 1GHz, 2GHz인 경우의 멀티밴드 도허티 증폭기의 시뮬레이션 결과를 나타내었으나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 즉, N은 3 이상의 자연수일 수도 있으며, 멀티밴드 도허티 증폭기의 설계 주파수는 1GHz나 2GHz를 포함하고 있을 수도 포함하지 않을 수도 있다. 그 이외에, 본 발명의 취지를 벗어나지 않는 범위에서 적당히 변경 가능함은 말할 필요도 없다.
본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기의 산업 상의 이용 분야로는 예를 들어 복수의 주파수대에 있어서 신호 진폭의 평균값과 최대값이 크게 달라지는 신호를 증폭시키는 통신 시스템을 예시할 수 있다. 전술한 바와 같이, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기는 복수의 주파수대에 대하여 고효율로 신호 증폭시킬 수 있다. 따라서, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기를 이러한 시스템의 송신 증폭기로서 사용하면 송신 증폭기의 저 소비 전력화를 실현할 수 있다. 또한 송신 증폭기의 저 소비 전력화에 의해 송신기의 소형화, 경량화도 실현할 수 있다. 한편, 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기의 이용 분야는 이러한 통신 시스템에 한정되지 않는다.
이상과 같이 본 발명의 멀티밴드 도허티 증폭기에서는 복수의 주파수에 대하여 충분한 동작 성능을 얻을 수 있다.

Claims (4)

  1. 멀티밴드 도허티 증폭기로서,
    입력 신호를 두 개로 분배하는 분배기와,
    상기 분배기의 일측 출력단에 접속되며, 분배된 일측 신호를 증폭시키는 캐리어 증폭기와,
    상기 분배기의 타측 출력단에 접속되며, 분배된 타측 신호를 지연시키는 지연기와,
    상기 지연기의 출력단에 접속되며, 그 출력 신호를 증폭시키는 피크 증폭기와,
    상기 캐리어 증폭기의 출력단에 접속되며, 임피던스 변환을 행하는 임피던스 변환기와,
    상기 피크 증폭기의 출력단과 상기 임피던스 변환기의 출력단에 접속되며, 그들의 출력 신호를 합성하는 합성기를 포함하며,
    상기 지연기의 전기 길이는 상기 임피던스 변환기의 전기 길이와 동일하고,
    상기 임피던스 변환기는 N종류(N은 2 이상의 정수)의 임피던스 변환용 전송 선로의 캐스케이드 접속을 가지며, N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 멀티밴드 도허티 증폭기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 지연기는 상기 임피던스 변환기와 구성이 다른 지연 선로인 것을 특징으로 하는 멀티밴드 도허티 증폭기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 합성기는 상기 피크 증폭기의 출력단과 상기 임피던스 변환기의 출력단이 접합된 접합부에 N종류의 임피던스 변환용 전송 선로의 제2의 캐스케이드 접속을 가지며, 상기 N종류의 주파수에 대하여 동일한 임피던스 변환을 행하는 것을 특징으로 하는 멀티밴드 도허티 증폭기.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 합성기의 제2의 캐스케이드 접속은, 상기 피크 증폭기가 증폭 동작 상태에 있어서, 상기 N종류의 주파수에 대하여 상기 접합부에서 본 부하 임피던스를 해당 접합부에서 본 출력 임피던스로 정합시키는 것을 특징으로 하는 멀티밴드 도허티 증폭기.
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