JP5035846B2

JP5035846B2 - ドハティ増幅回路

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Publication number: JP5035846B2
Application number: JP2008002603A
Authority: JP
Inventors: 洋一郎高山; 和彦本城
Original assignee: THE UNIVERSITY OF ELECTRO-COMUNICATINS
Current assignee: THE UNIVERSITY OF ELECTRO-COMUNICATINS
Priority date: 2008-01-09
Filing date: 2008-01-09
Publication date: 2012-09-26
Anticipated expiration: 2028-01-09
Also published as: JP2009165037A

Description

本発明は、ドハティ増幅回路に関する。

無線通信システムの高度化に伴う送信電力制御技術、多値変調方式、及び、多チャンネル共通増幅技術のような様々な新規技術の進展により、システムのキーデバイスである送信電力増幅器の電力効率および歪み特性への要求は一層厳しくなっている。

ドハティ（Doherty）増幅器は、このような要求を満足する増幅器として期待されており、多くの機関により研究・開発が行われている。移動体通信システムの基地局には、数十〜数百ワットクラスの送信増幅器が使用されており、特に、このような増幅器へのドハティ増幅回路の応用に向けた開発が、国内外で精力的に行われている。また、近年では、端末送信器へのドハティ増幅回路の導入についても検討が進められるようになっている。

ドハティ増幅回路は、１９３６年にドハティ（Doherty）により提案された増幅器であり、２つの増幅素子（提案当時は、２本の真空管）で構成されている（W.H. Doherty, "A new high efficiency power amplifier for modulated waves," Proc. IRE, vol. 24, No. 9, pp. 1163-1182, Sept. 1936参照）。ドハティは、基本的な構成として、直列負荷構成（Ｆｉｇ．３）及び並列負荷構成（Ｆｉｇ．４）の２種類を提案している。ドハティ自身も言及しているように、通常、負荷の一端が接地されている並列負荷構成の方が回路構成が容易であると考えられ、ドハティの報告も、もっぱら、並列負荷構成について記載している。近年の超高周波増幅器を含め、その後に報告がなされているドハティ増幅回路は、発明者が知る限り、すべて並列負荷構成を採用している。

典型的な並列負荷構成のドハティ増幅回路の動作は、概略的には、下記の通りである。入力信号は、分配回路によって２分される。一方の信号は、ＡＢ級動作又はＢ級動作をする増幅器（キャリア増幅器と呼ばれる）に供給され、他方の信号は、４分の１波長の電気長の伝送線路を介してＢ級動作又はＣ級動作をする増幅器（ピーク増幅器と呼ばれる）に供給される。ピーク増幅器からの出力信号、及びキャリア増幅器の出力に接続された４分の１波長の電気長の伝送線路からの出力信号が合成されて最終的に出力される増幅信号が生成され、生成された増幅信号が負荷に供給される。典型的なドハティ増幅回路では、入力信号の電力を増加していったとき、キャリア増幅器の出力がほぼ飽和出力に達し、効率が最大電力効率（Ｂ級動作では７８％）に達する状態に近い状態になると、ピーク増幅器の出力が立ち上がる。この状態では、両増幅器の出力電力が共通負荷に取り出される。その結果、入力信号電力を増加していった場合には、ピーク増幅器が立ち上がるまではキャリア増幅器が増幅動作して増幅特性を支配し、キャリア増幅器が最大電力・最大電力効率に達して信号レベルでピーク増幅器が立ち上がり、入力信号電力が更に増加しても電力効率が維持されるような特性が得られる。

本発明に関連し得る技術として、特開２００６−１４８７８０号公報は、バラン（分配器）を用いた高周波ドハティ増幅回路を開示している。この公報に開示された高周波ドハティ増幅回路は、バランによる分配ロスを抑制し、これにより、高利得を得るための構成を有している。具体的には、当該高周波ドハティ増幅回路は、入力された高周波信号を２つの信号に分配し、それぞれ、第１及び第２の出力端から出力するための第１のバランと、第１の出力端に接続された主増幅器（キャリア増幅器）と、第２の出力端に接続された補助増幅器（ピーク増幅器）と、主増幅器及び補助増幅器からそれぞれに出力された信号を合成する第２のバランとを備えている。第１のバランは、入力された高周波信号の電力が所定値未満の場合には高周波信号を主増幅器のみに出力し、所定値以上の場合には高周波信号を２つの信号に分配し、主増幅器及び補助増幅器にそれぞれに出力するように構成されている。このような構成によれば、高周波信号の電力が低いときに、動作しない補助増幅器に無駄に電力が分配される分配ロスを抑制することができる。

並列負荷構成のドハティ増幅回路の一つの問題は、各増幅器にインピーダンス変換比が高いインピーダンス変換回路を搭載する必要であるため、回路損失が大きく、また、周波数帯域が狭いことである。高出力増幅器のトランジスタは、インピーダンスが極めて小さいので、負荷との整合を取るためには、増幅器にインピーダンス変換回路を搭載する必要がある。ここで、並列負荷構成のドハティ増幅回路では、両方の増幅器が動作したときに回路整合を実現するためには、負荷のインピーダンスの２倍の出力インピーダンスを有するキャリア増幅器及びピーク増幅器を使用する必要がある。具体的には、負荷のインピーダンスがＺ_０（例えば、５０Ω）である場合、キャリア増幅器及びピーク増幅器のそれぞれの出力インピーダンスは２Ｚ_０（例えば、１００Ω）でなければならない。したがって、並列接続負荷方式のドハティ増幅回路では、５０Ωの負荷との回路整合を実現するためには、（インピーダンスを１００Ωに変換するような）インピーダンス変換比が高いインピーダンス変換回路を各増幅器に搭載する必要がある。インピーダンス変換比が高いインピーダンス変換回路の挿入は、回路損失の増大及び周波数帯域の狭帯域化をもたらす。

インピーダンス変換の問題を解決するためには、プッシュプル増幅回路が有効である。プッシュプル増幅回路は、Ｂ級動作又はＢ級動作に近い動作をする同一の２つの増幅器が直列に接続されて構成されている。このようなプッシュプル増幅回路は、現在、大電力の基地局用の送信増幅回路に使用されている。プッシュプル増幅回路ではバランが使用されるため、５０Ωのインピーダンスの機器に対して整合をとるためには、２つの増幅器のインピーダンスを２５Ωで設計すればよい。したがって、各増幅器に（インピーダンスを２５Ωに変換するような）インピーダンス変換比が低いインピーダンス変換回路を搭載することで整合を実現できる。これは、回路損失の面及び周波数帯域の面で有利である。しかしながら、発明者の検討によれば、プッシュプル増幅回路では、各増幅器がＢ級動作を行うという制約により、特性向上には限界がある。

このような背景から、従来のドハティ増幅回路の利点（即ち、良好な電力効率と歪み特性）と、プッシュプル増幅回路の利点（即ち、インピーダンス変換における回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化）を合わせ持つ増幅器を提供することが望まれている。
W.H. Doherty, "A new high efficiency power amplifier for modulated waves," Proc. IRE, vol. 24, No. 9, pp. 1163-1182, Sept. 193 特開２００６−１４８７８０号公報

したがって、本発明の目的は、良好な電力効率と歪み特性と、インピーダンス変換による回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化の両方を実現できる増幅回路を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明の以下に述べられる手段を採用する。その手段の記述には、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］の記載との対応関係を明らかにするために、［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号・符号が付記されている。但し、付記された番号・符号は、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲を限定的に解釈するために用いてはならない。

本発明のドハティ増幅回路は、互いに位相が逆の１対の入力信号がそれぞれに入力される第１及び第２ノードと、キャリア増幅器（１３）と、前記キャリア増幅器（１３）の入力と前記第１ノードとの間に接続された第１伝送線路（１２）と、前記第２ノードに入力が接続されたピーク増幅器（１４）と、第１バラン（１６）と、第２伝送線路（１５）とを具備している。前記第１バラン（１６）の第１平衡ポート（２６）は、前記キャリア増幅器（１３）の出力に接続され、前記第１バラン（１６）の第２平衡ポート（２７）は、前記第２伝送線路（１５）を介して前記ピーク増幅器（１４）の出力に接続されている。第１伝送線路（１２）と第２伝送線路（１５）の電気長は、第１平衡ポート（２６）に入力される信号と第２平衡ポート（２７）に入力される信号とが、互いに位相が反転した１対の平衡信号を構成するように決定される。このように構成されたドハティ増幅回路は、直列負荷構成のドハティ増幅回路として機能する。直列負荷構成のドハティ増幅回路は、並列負荷構成のドハティ増幅回路と同様な利点（即ち、良好な電力効率と歪み特性）を有する上、直列負荷構成のドハティ増幅回路では、キャリア増幅器及びピーク増幅器の内部におけるインピーダンス変換比を小さくできる。従って、ドハティ増幅回路は、インピーダンス変換による回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化を実現できる。

本発明によれば、良好な電力効率と歪み特性と、インピーダンス変換による回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化の両方を実現できる増幅回路を提供することができる。

本発明のドハティ増幅回路の一つの特徴は、従来広く使用されている並列負荷構成ではなく、直列負荷構成を採用することにある。これにより、本発明のドハティ増幅回路は、良好な電力効率と歪み特性と、インピーダンス変換における回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化の両方を実現している。以下では、本発明のドハティ増幅回路の具体的な実施形態を説明する前に、直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作原理及び利点について説明する。

図１は、直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作原理を示す概念図である。ドハティ増幅回路は、２つの増幅器：キャリア増幅器１とピーク増幅器２とを備えて構成される。図１では、キャリア増幅器１とピーク増幅器２は、いずれも、入力信号に対応した電流を生成する電流源として図示されている。キャリア増幅器１は、常時動作する増幅器であり、ピーク増幅器２は、入力信号の電力が大きい場合にのみ動作する増幅器である。負荷３は、キャリア増幅器１とピーク増幅器２に対して直列に接続される。直列負荷構成のドハティ増幅回路では、負荷３のインピーダンスがＺ_０である場合に、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２の出力インピーダンスがＺ_０／２であるように設計される。

ピーク増幅器２と負荷３との間には、インピーダンス変換回路４が設けられる。このインピーダンス変換回路４は、ピーク増幅器２が動作したときにインピーダンス整合を取るために設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路４は、下記の条件を満足するように設計される：
（１）ピーク増幅器２が動作していない場合（即ち、ピーク増幅器２の出力が開放になっている場合）には、キャリア増幅器１から負荷３を見たインピーダンスがＺ_０になる。
（２）ピーク増幅器２が動作している場合には、キャリア増幅器１から負荷３を見たインピーダンスがＺ_０／２になる。

最も簡単なインピーダンス変換回路４は、図２に示されているように、４分の１波長の伝送線路５である。ピーク増幅器２が動作せず、その出力が開放になっている場合には、図３に示されているように、４分の１波長の伝送線路５の作用により、負荷３と伝送線路５の接続ノード６が接地に対して短絡になる。したがって、ピーク増幅器２が動作していない場合にはキャリア増幅器１から負荷３を見たインピーダンスがＺ_０になる。一方、ピーク増幅器２が動作すると、図２に示されているように、キャリア増幅器１から負荷３をみたときにはピーク増幅器２が−Ｚ_０／２の負性インピーダンスとして機能するから、キャリア増幅器１から負荷３を見たインピーダンスはＺ_０／２になる。

キャリア増幅器１、ピーク増幅器２、及び負荷３の間の接続関係が異なるものの、直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作は、並列負荷構成のドハティ増幅回路と同様であり、同様の利点が得られる。具体的には、入力信号の電力を増加していったとき、キャリア増幅器１の出力がほぼ飽和出力に達し、効率が最大電力効率に達する状態に近い状態になると、ピーク増幅器２の出力が立ち上がる。この状態では、キャリア増幅器１、ピーク増幅器２の出力電力が共通の負荷３に取り出される。その結果、入力信号電力を増加していった場合には、ピーク増幅器２が立ち上がるまではキャリア増幅器１が増幅動作して増幅特性を支配し、キャリア増幅器１が最大電力・最大電力効率に達した信号レベルでピーク増幅器２が立ち上がり、入力信号電力が更に増加しても電力効率が維持されるような特性が得られる。直列負荷構成のドハティ増幅回路は、このような動作により、良好な電力効率および歪み特性を実現できる。

直列負荷構成のドハティ増幅回路の更なる利点は、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２に求められる出力インピーダンスが小さいことである。具体的には、上述のように、負荷３のインピーダンスがＺ_０である場合に、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２の出力インピーダンスはＺ_０／２である。キャリア増幅器１及びピーク増幅器２の出力インピーダンスの低減は、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２の内部におけるインピーダンス変換における回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化に有効である。以下では、その理由を詳細に説明する。

図４は、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２の概略構成を示す回路図である。キャリア増幅器１及びピーク増幅器２は、最も概略的には、入力側インピーダンス変換回路７と、増幅用トランジスタ８と、出力側インピーダンス変換回路９とを備えて構成される。図４の構成では、増幅用トランジスタ８として、大電力を出力可能なトランジスタを使用すると、増幅用トランジスタ８の出力インピーダンスは不可避的に小さくなる。このため、外部回路とのインピーダンス整合を取るために、出力側インピーダンス変換回路９が増幅用トランジスタ８の出力端（バイポーラトランジスタの場合にはコレクタ）に接続される。

出力側インピーダンス変換回路９のインピーダンス変換比は、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２に求められる出力インピーダンスによって決定される。一般には、インピーダンス変換比が大きいほど、回路損失が増大し、周波数帯域が狭帯域化するので、出力側インピーダンス変換回路９のインピーダンス変換比は小さいことが望ましい。

直列負荷構成のドハティ増幅回路では、同一の負荷のインピーダンスに対してキャリア増幅器１及びピーク増幅器２に求められる出力インピーダンスが並列負荷構成のドハティ増幅回路に比較して小さい。即ち、並列負荷構成のドハティ増幅回路では負荷のインピーダンスがＺ_０（例えば５０Ω）である場合に、キャリア増幅器及びピーク増幅器の出力インピーダンスは２Ｚ_０（例えば１００Ω）に設定される。一方、直列負荷構成のドハティ増幅回路では、上述されているように、負荷３のインピーダンスがＺ_０（例えば５０Ω）である場合に、キャリア増幅器１及びピーク増幅器２の出力インピーダンスはＺ_０／２（例えば２５Ω）である。したがって、直列負荷構成のドハティ増幅回路は、出力側インピーダンス変換回路９のインピーダンス変換比を小さくでき、回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化に有効である。

直列負荷構成のドハティ増幅回路は、以上に説明されているような利点を有するものの、それを実現するための具体的な回路構成は知られていない。一つの大きな問題は、図１の回路構成では、負荷３が接地されないことである。これは、直列負荷構成のドハティ増幅回路を現実の回路に実装することを困難にしている。

発明者は、伝送線路バランを使用することにより、負荷の一端が接地された直列負荷構成のドハティ増幅回路を実現可能であることを発見した。以下では、本発明のドハティ増幅回路の実施形態について詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図５は、本発明の第１の実施形態のドハティ増幅回路１０の構成を示す回路図である。ドハティ増幅回路１０は、入力側バラン１１と、４分の１波長の伝送線路１２と、キャリア増幅器１３と、ピーク増幅器１４と、４分の１波長の伝送線路１５と、出力側バラン１６とを備えている。

入力側バラン１１は、ＲＦ信号源１７から受け取った入力信号を、互いに位相が反転した１対の信号に変換する分配回路として機能する。入力側バラン１１は、その入力ポート２１、２２がＲＦ信号源１７に接続されており、生成された１対の信号は、それぞれ、出力ポート２３、２４から出力される。ＲＦ信号源１７の内部インピーダンスは、Ｚ_０（典型的には、５０Ω）である。本実施形態では、入力側バラン１１として、１対の４分の１波長の伝送線路２５で構成された伝送線路バランが使用される。入力側バラン１１を構成する伝送線路２５の特性インピーダンスはＺ_０（典型的には、５０Ω）である。なお、入力側バラン１１として伝送線路バランが使用される必要は必ずしもない。入力側バラン１１の代わりに、ＲＦ信号源１７から受け取った入力信号を、互いに位相が反転した１対の信号に変換する様々な回路が使用され得る。例えば、伝送線路で形成された入力側バラン１１の代わりに、変成器バラン、ラットレース回路、１８０°方向性結合器、又は、９０°方向性結合器と１／４波長伝送線路の組み合わせのいずれかを使用することも可能である。

入力側バラン１１の一方の出力ポート２３は、４分の１波長の伝送線路１２を介してキャリア増幅器１３の入力に接続され、他方の出力ポート２４は、ピーク増幅器１４に接続されている。即ち、入力側バラン１１から出力された１対の信号の一方は、伝送線路１２を介してキャリア増幅器１３の入力に供給され、他方はピーク増幅器１４の入力に供給される。即ち、入力側バラン１１と伝送線路１２との接続ノードは、１対の信号の一方が入力される入力ノードとして機能し、入力側バラン１１とピーク増幅器１４との接続ノードは、他方が入力される入力ノードとして機能する。

キャリア増幅器１３の出力は、出力側バラン１６の一方の平衡ポート２６に接続され、ピーク増幅器１４の出力は、４分の１波長の伝送線路１５を介して他方の平衡ポート２７に接続されている。伝送線路１２、１５の特性インピーダンスは、いずれも、Ｚ_０／２（典型的には２５Ω）である。また、キャリア増幅器１３、及びピーク増幅器１４の出力インピーダンスも、Ｚ_０／２（典型的には２５Ω）である。本実施形態では、キャリア増幅器１３において発生する移相とピーク増幅器１４で発生する移相とが等しく、且つ、伝送線路１２、１５の電気長は、同じである。したがって、キャリア増幅器１３から平衡ポート２６に入力される信号と、ピーク増幅器１４から伝送線路１５を介して平衡ポート２７に入力される信号とは、互いに位相が反転した１対の平衡信号を構成している。

出力側バラン１６は、平衡ポート２６、２７に供給された平衡信号を、非平衡の出力信号に変換し、その出力信号を非平衡ポート２８、２９から負荷１８に出力する。負荷１８のインピーダンスは、Ｚ_０（典型的には５０Ω）である。負荷１８の一端は、接地されていることに留意されたい。本実施形態では、出力側バラン１６として、１対の４分の１波長の伝送線路３０で構成された伝送線路バランが使用される。出力側バラン１６を構成する伝送線路３０の特性インピーダンスはＺ_０（典型的には、５０Ω）である。伝送線路バランの典型例としては、同軸線路バラン及びマーチャント（Marchand）バランが挙げられる。

図５のドハティ増幅回路１０では、ＲＦ信号源１７から供給される入力信号の電力が比較的に小さいとき、キャリア増幅器１３のみが増幅動作を行い、入力信号の電力が比較的に大きい場合には、キャリア増幅器１３及びピーク増幅器１４の両方が増幅動作を行う。キャリア増幅器１３及びピーク増幅器１４がこのような動作を行うと、図５のドハティ増幅回路１０は、出力側バラン１６の機能によって直列負荷構成のドハティ増幅回路として機能する。以下では、バランの機能について言及した後、図５のドハティ増幅回路１０のドハティ増幅回路としての動作を説明する。

図６は、バランの機能を説明する図である。図６のバラン３１は、１対の４分の１波長の伝送線路３２で構成されており、伝送線路３２の特性インピーダンスはＺ_０である。これにより、バラン３１と負荷３３の間のインピーダンス整合が実現される。

図６に示されているように、バラン３１の平衡ポート３４、３５に、信号源３６、３７から位相が反対である（即ち、平衡である）１対の信号ｖ_ｉ／２、−ｖ_ｉ／２が入力されると、それらが合成された信号ｊｖ_ｉが非平衡ポート３８、３９から出力される。ここで、「ｊ」は、虚数単位であり、非平衡ポート３８、３９から出力される信号の位相が信号ｖ_ｉ／２から遅れていることを示している。

バラン３１の非平衡ポート３８、３９に接続された負荷３３のインピーダンスがＺ_０（例えば５０Ω）である場合、インピーダンス整合を実現するためには、信号源３６、３７の出力インピーダンスがＺ_０／２であればよい。図５のドハティ増幅回路１０がこのような要求を満足していることは、容易に理解されよう。

図６のバランにおいて、一方の平衡ポート３５が接地されると、図７に示されているように、信号源３６は、特性インピーダンスＺ_０の伝送線路３２を介して負荷３３に接続されるので、信号源３６から負荷３３を見たインピーダンスは、Ｚ_０になる。

図５のドハティ増幅回路１０は、このようなバランの機能により、直列負荷構成のドハティ増幅回路として機能する。図８は、ピーク増幅器１４が動作していないときの図５のドハティ増幅回路１０の等価回路であり、図９は、ピーク増幅器１４が動作しているときの図５のドハティ増幅回路１０の等価回路である。

図８に示されているように、ピーク増幅器１４が動作していない場合には、ピーク増幅器１４の出力が開放される。したがって、本実施形態のドハティ増幅回路１０は、負荷１８の一端がキャリア増幅器１３に接続され、他端が先端開放の４分の１波長の伝送線路１５に接続された回路として機能する。この場合、伝送線路１５が接続されている平衡ポート２７は短絡され、従って、キャリア増幅器１３が負荷１８を見たときの出力インピーダンスはＺ_０である。

一方、ピーク増幅器１４が動作している場合には、図９に示されているように、本実施形態のドハティ増幅回路１０は、負荷１８の一端がキャリア増幅器１３に接続され、他端が伝送線路１５を介してピーク増幅器１４に接続された回路として機能する。この場合、ピーク増幅器１４は、−Ｚ_０／２の負性インピーダンスとして機能するから、キャリア増幅器１３から負荷１８を見たインピーダンスはＺ_０／２になる。

以上の動作は、図２、図３を参照して説明された直列負荷構成のドハティ増幅回路と一致している。このように、本実施形態のドハティ増幅回路１０は、直列負荷構成のドハティ増幅回路として機能する。したがって、本実施形態のドハティ増幅回路１０は、良好な電力効率と歪み特性と、インピーダンス変換における回路損失の低減及び周波数帯域の広帯域化の両方を実現できる。

なお、本実施形態は、キャリア増幅器１３とピーク増幅器１４で発生する移相が等しいものとして記載されているが、キャリア増幅器１３とピーク増幅器１４で発生する移相は、微妙に相違し得る。この場合、伝送線路１２、１５の電気長の調節によって対応可能である。キャリア増幅器１３とピーク増幅器１４で発生する移相が相違する場合、伝送線路１２、１５の電気長は、平衡ポート２６に入力される信号と平衡ポート２７に入力される信号とが互いに位相が反転した１対の平衡信号を構成するように調節されることが好ましい。

（第２の実施形態）
図１０は、本発明の第２の実施形態のドハティ増幅回路１０Ａの構成を示す回路図である。第２の実施形態のドハティ増幅回路１０Ａの構成は、第１の実施形態のドハティ増幅回路１０に類似している。相違点は、第２の実施形態のドハティ増幅回路１０Ａでは、入力側バラン１１の平衡ポート２３が電気長Ｌ１の伝送線路４１と４分の１波長の伝送線路１２とを介してキャリア増幅器１３に接続され、ピーク増幅器１４の出力が電気長Ｌ１の伝送線路４２と４分の１波長の伝送線路１５とを介して出力側バラン１６の平衡ポート２７に接続されている点である。伝送線路４１、４２の特性インピーダンスは、いずれも、Ｚ_０／２である。

本実施形態のドハティ増幅回路１０Ａの構成は、ピーク増幅器１４が動作しない状態にあるときに、ピーク増幅器１４の出力からピーク増幅器１４の内部を見たときのインピーダンス（以下では、「非動作時出力インピーダンス」という。）が充分に大きくない場合があるという問題に対処するためのものである。上述のように、理想的な直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作を実現するためには、ピーク増幅器１４が動作しない状態にあるときに伝送線路１５とピーク増幅器１４との接続ノードが開放になり、これにより、出力側バラン１６の平衡ポート２７が接地に対して短絡になる。しかしながら、ピーク増幅器１４の増幅用トランジスタとして高周波・高出力トランジスタが用いられる場合には、増幅用トランジスタの電流容量が大きくインピーダンスが低いため、ピーク増幅器１４の非動作時出力インピーダンスが無限大とみなせない場合がある。この場合、出力側バラン１６の平衡ポート２７が接地に対して完全には短絡とならず、直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作を実現する上で問題である。本実施形態では、伝送線路４２がピーク増幅器１４の出力に接続されることにより、このような問題が軽減されている。

伝送線路４２の電気長Ｌ１は、ピーク増幅器１４が動作しない状態にあるときに、伝送線路４２を介してピーク増幅器１４の内部を見たときのインピーダンスが、最大になるように調節される。言い換えれば、ピーク増幅器１４が動作しない状態にあるときに、出力側バラン１６の平衡ポート２７からピーク増幅器１４の出力を見たときのインピーダンスが最小であるように調節される。

図１１は、伝送線路４２の電気長Ｌ１の決定方法を示すスミスチャートである。ピーク増幅器１４の非動作時出力インピーダンスをＺ_ＰＡ０とし、非動作時出力インピーダンスＺ_ＰＡ０に対応する点と中心点とを結ぶ線分と、水平軸の中心点から右側に位置する部分とがなす角をθとすると、伝送線路４２の電気長Ｌ１は、電気角θに対応する電気長に決定される。これにより、伝送線路４２を介してピーク増幅器１４の出力から内部を見たときのインピーダンスＺ_ＰＡが最大になる。言い換えれば、出力側バラン１６の平衡ポート２７からピーク増幅器１４の出力を見たときのインピーダンスが最小になる。伝送線路４２の電気長Ｌ１がこのように決定されることにより、ピーク増幅器１４の非動作時出力インピーダンスが有限値を取る場合でも、直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作を実現することができる。

キャリア増幅器１３の入力に接続される伝送線路４１は、出力側バラン１６の平衡ポート２６、２７に入力される１対の平衡信号の位相の関係を維持するために設けられている。伝送線路４１の電気長は、平衡ポート２６に入力される信号と平衡ポート２７に入力される信号とが互いに位相が反転した１対の平衡信号を構成するように決定される。キャリア増幅器１３とピーク増幅器１４で発生する移相が等しい場合には、伝送線路４１の電気長は、伝送線路４２の電気長と同一であるように決定される。

なお、上記では、動作の説明の容易性を考慮して、４分の１波長の伝送線路１５と電気長Ｌ１の伝送線路４２とが別々に設けられているとして第２の実施形態のドハティ増幅回路１０Ａが説明されているが、伝送線路１５、４２の代わりに、（λ／４）＋Ｌ１の電気長を有する伝送線路が使用されてもよい。また、４分の１波長の伝送線路１５と電気長Ｌ１の伝送線路４２とが別々に設けられる場合でも、その位置を入れ替えることが可能である。同様に、伝送線路１２、４１の代わりに、（λ／４）＋Ｌ１の電気長を有する伝送線路が使用されてもよく、伝送線路１２、４１が別々に設けられる場合でも、その位置を入れ替えることが可能である。

（第３の実施形態）
図１２は、本発明の第３の実施形態のドハティ増幅回路１０Ｂの構成を示す回路図である。第３の実施形態のドハティ増幅回路１０Ｂの構成は、第２の実施形態のドハティ増幅回路１０Ａに類似している。相違点は、第３の実施形態のドハティ増幅回路１０Ｂでは、キャリア増幅器１３の出力に電気長Ｌ２の伝送線路４３が接続され、ピーク増幅器１４の入力に電気長Ｌ２の伝送線路４４が接続される点にある。

本実施形態のドハティ増幅回路１０Ｂの構成は、ピーク増幅器１４が動作しない状態にあるときに、キャリア増幅器１３に内蔵されている増幅用トランジスタから負荷１８をみたときのインピーダンスが、増幅用トランジスタのリアクタンス成分及び出力側インピーダンス変換回路の影響で、充分に大きくならない場合があるという問題に対処するためのものである。理想的な直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作では、ピーク増幅器１４が動作しない状態にある場合、キャリア増幅器１３に内蔵されている増幅用トランジスタから負荷１８をみたときのインピーダンスがＺ_０でなくてはならない。

より具体的には、キャリア増幅器１３の出力と出力側バラン１６の平衡ポート２６の間に電気長Ｌ２の伝送線路４３を挿入することにより、キャリア増幅器１３に内蔵されている増幅用トランジスタから負荷１８をみたときのインピーダンスを調節することができる。これにより、インピーダンスの適切な調節により、利得向上が実現できる。

ピーク増幅器１４の入力に接続される伝送線路４４は、出力側バラン１６の平衡ポート２６、２７に入力される１対の平衡信号の位相の関係を維持するために設けられている。伝送線路４４の電気長は伝送線路４３と同一であるように決定され、これにより、出力側バラン１６の平衡ポート２６、２７に入力される１対の平衡信号の位相は、互いに逆であるように維持される。

なお、本実施形態において、ピーク増幅器１４の非動作時出力インピーダンスが充分に大きい場合には、伝送線路４１、４２は設けられなくてもよい。また、第２の実施形態と同様に、伝送線路１５、４２の代わりに、（λ／４）＋Ｌ１の電気長を有する伝送線路が使用されてもよい。また、４分の１波長の伝送線路１５と電気長Ｌ１の伝送線路４２とが別々に設けられる場合でも、その位置を入れ替えることが可能である。同様に、伝送線路１２、４１の代わりに、（λ／４）＋Ｌ１の電気長を有する伝送線路が使用されてもよく、伝送線路１２、４１が別々に設けられる場合でも、その位置を入れ替えることが可能である。

なお、上記には本発明の様々な実施形態が記述されているが、本発明は、上記の実施形態に限定して解釈されてはならない。

図１は、直列負荷構成のドハティ増幅回路の動作原理を示す回路図である。図２は、直列負荷構成のドハティ増幅回路の例を説明する図である。図３は、図２のドハティ増幅回路の動作を説明する図である。図４は、キャリア増幅器及びピーク増幅器の概略構成を示す図である。図５は、本発明の第１の実施形態のドハティ増幅回路の構成を示す回路図である。図６は、バランの機能を説明する図である。図７は、バランの機能を説明する図である。図８は、ピーク増幅器が動作していない場合の図５のドハティ増幅回路の動作を示す等価回路である。図９は、ピーク増幅器が動作している場合の図５のドハティ増幅回路の動作を示す等価回路である。図１０は、本発明の第２の実施形態のドハティ増幅回路の構成を示す回路図である。図１１は、図１０のドハティ増幅回路に集積化される伝送線路の電気長の決定方法を示す図である。図１２は、本発明の第３の実施形態のドハティ増幅回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１：キャリア増幅器
２：ピーク増幅器
３：負荷
４：インピーダンス変換回路
５：伝送線路
６：接続ノード
７：入力側インピーダンス変換回路
８：増幅用トランジスタ
９：出力側インピーダンス変換回路
１０、１０Ａ、１０Ｂ：ドハティ増幅回路
１１：入力側バラン
１２：伝送線路
１３：キャリア増幅器
１４：ピーク増幅器
１５：伝送線路
１６：出力側バラン
１７、１７Ａ：ＲＦ信号源
１８：負荷
２１、２２：非平衡ポート
２３、２４：平衡ポート
２５：伝送線路
２６、２７：平衡ポート
２８、２９：非平衡ポート
３０：伝送線路
３１：バラン
３２：伝送線路
３３：負荷
３４、３５：平衡ポート
３６、３７：信号源
３８、３９：非平衡ポート
４１、４２、４３、４４：伝送線路

Claims

互いに位相が逆の１対の信号がそれぞれに入力される第１及び第２ノードと、
キャリア増幅器と、
前記キャリア増幅器の入力と前記第１ノードとの間に接続された第１伝送線路と、
前記第２ノードに入力が接続されたピーク増幅器と、
伝送線路バランと、
第２伝送線路
とを備え、
前記伝送線路バランは、
負荷が接続される第１及び第２非平衡ポートと、
第１及び第２平衡ポートと、
前記第１非平衡ポートと前記第１平衡ポートの間に接続された、電気長が４分の１波長である第１バラン内伝送線路と、
前記第２非平衡ポートと前記第２平衡ポートの間に接続された、電気長が４分の１波長である第２バラン内伝送線路
とを含み、
前記第１平衡ポートが、前記キャリア増幅器の出力に接続され、
前記第２平衡ポートが、前記第２伝送線路を介して前記ピーク増幅器の出力に接続され、
前記第１伝送線路と前記第２伝送線路の電気長は、前記第１平衡ポートに入力される信号と前記第２平衡ポートに入力される信号とが、互いに位相が反転した１対の平衡信号を構成するように決定され、
前記キャリア増幅器と前記ピーク増幅器の出力インピーダンスが、前記第１及び第２非平衡ポートに接続される前記負荷のインピーダンスの２分の１である
ドハティ増幅回路。
請求項１に記載のドハティ増幅回路であって、
前記第１伝送線路及び前記第２伝送線路の電気長が、４分の１波長である
ドハティ増幅回路。
請求項１に記載のドハティ増幅回路であって、
前記第２伝送線路の電気長は、前記ピーク増幅器が動作していないときに前記第２平衡ポートから前記ピーク増幅器の出力を見たインピーダンスが最小であるように調節されて
いる
ドハティ増幅回路。
請求項１に記載のドハティ増幅回路であって、
更に、
前記第１ノードと前記キャリア増幅器の入力の間に、前記第１伝送線路に直列に接続された第３伝送線路と、
前記ピーク増幅器の出力と前記第２平衡ポートの間に、前記第２伝送線路に直列に接続され、前記第３伝送線路と同一の電気長を有する第４伝送線路
とを具備し、
前記第１伝送線路及び前記第２伝送線路の電気長が４分の１波長であり、
前記第４伝送線路の電気長は、前記ピーク増幅器が動作していないときに前記第２平衡ポートから前記ピーク増幅器の出力を見たインピーダンスが最小であるように調節されて
いる
ドハティ増幅回路。
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のドハティ増幅回路であって、
更に、
前記キャリア増幅器の出力と前記第１平衡ポートとの間に接続された第５伝送線路と、
前記第２ノードと前記ピーク増幅器の入力との間に接続された、前記第５伝送線路と同一の電気長を有する第６伝送線路
とを具備する
ドハティ増幅回路。
請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のドハティ増幅回路であって
更に、
信号源から受け取った入力信号から前記１対の信号を生成する分配回路を備える
ドハティ増幅回路。
請求項６に記載のドハティ増幅回路であって、
前記分配回路が、バラン、ラットレースリング、１８０度方向性結合器、又は、９０度方向性結合器と１／４波長伝送線路の組み合わせのいずれかで構成された
ドハティ増幅回路。