KR20060052267A - 전류 공진형 인버터 회로 및 전력제어수단 - Google Patents

Abstract

종래의 콜렉터 공진형의 방전관용 인버터 회로를 배제하고, 이것을 전류 공진형으로 함으로써, 보다 고효율의 전류 공진형 인버터 회로를 제공한다.

전류 공진형의 인버터 회로는 승압 트랜스를 가지며, 상기 승압 트랜스의 1차 권선은 센터 탭을 가지며, 상기 센터 탭은 전원측에 접속되고, 다른 상기 1차 권선의 두 개의 단자는 각각 두 개의 트랜지스터의 콜렉터에 접속되며, 상기 트랜지스터의 이미터는 센터 탭을 가진 전류 트랜스의 1차 권선의 각각의 단자에 접속되고, 상기 전류 트랜스의 센터 탭은 그라운드측에 접속되고, 상기 전류 트랜스의 2차 코일은 상기 두 개의 트랜지스터의 베이스에 접속되는 것에 의해, 상기 트랜지스터의 이미터 전류를 검출함으로써 공진 전류를 검출하여 발진하는 것을 특징으로 하여 이루어지는 구성의 1차측의 구동 수단을 가지며, 상기 승압 트랜스의 2차측 회로는 작은 누설 인덕턴스값을 가지며, 상기 2차측 회로에 방전관을 가지며, 상기 승압 트랜스의 2차측 회로는 상기 승압 트랜스의 분포 용량과 적절히 부가되는 용량과 상기 방전관 주변에 발생하는 기생용량을 가지며, 그들 용량 성분은 합성되어 2차측 용량을 구성하고, 상기 2차측 용량과 상기 누설 인덕턴스는 직렬 공진 회로를 구성하고, 상기 방전관은 상기 용량 성분에 대해서 병렬에 접속되는 것에 의해서 Q값이 높은 상기 직렬 공진 회로를 구성함으로써, 높은 승압비를 얻어 상기 방전관을 점등시킴과 동시에, 상기 승압 트랜스 1차 권선측으로부터 본 전압에 대한 전류의 위상차를 대체로 줄인다.

인버터 회로, 전류 공진형, 콜렉터 공진회로

Description

전류 공진형 인버터 회로 및 전력제어수단{A CURRENT RESONANT INVERTER CIRCUIT AND MEANS FOR CONTROLLING POWER}

도 1은 본 발명의 하나의 실시예를 나타내는 등가 회로도이다.

도 2는 승압 트랜스의 2차측의 공진회로를 나타내는 등가 회로도이다.

도 3은 본 발명의 다른 실시예를 나타내는 등가 회로도이다.

도 4는 종래의 하프-브릿지형 전류 공진형 회로에 대하여 본 발명의 실시예를 실시하는 경우의 등가 회로도이다.

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예를 나타내는 등가 회로도이다.

도 6은 상기 실시예의 제어 회로의 각부의 파형이 나타내 보이는 파형도이다.

도 7은 동기발진회로를 내장한 일례이며, 그것이 전류 공진형 회로의 기동 수단을 겸하는 것이다.

도 8은 상기 실시예의 승압 트랜스의 1차측 구동 회로까지를 포함한 2차측 공진회로의 등가 회로이다.

도 9의 위측 도면은 트랜스 1차측이 본 전압과 전류의 위상 특성을 나타낸 도면이고, 아래측 도면은 방전관의 임피던스에 부여되는 전압의 전달 특성을 나타낸 도면이다.

도 10은 본 실시예에 있어서의 각 스위칭수단의 타이밍과 전류를 나타내는 설명도이다.

도 11은 본 발명의 실시예에 있어서의 스위칭수단(Qs)이 ON인 경우의 전류의 흐름을 나타내는 등가 회로도이다.

도 12는 본 발명의 실시예에 있어서의 스위칭수단(Qs)이 OFF인 경우의 전류의 흐름을 나타내는 등가 회로도이다.

도 13은 도 10의 C의 타이밍에 있어서의 전류의 진동의 모습을 나타낸 도이다.

도 14는 본 발명의 실시예에 있어서의 스위칭수단(Qs)이 OFF인 경우에 나타나는 진동전류를 전원으로 회생하는 것을 설명하는 등가 회로도이다.

도 15는 본 발명의 실시예에 있어서의 고전압용 승압 트랜스의 2차 권선상에는 많은 자기 공진이 존재하는 것을 나타내는 설명도이다.

도 16은 본 발명의 실시예에 있어서의 냉음극관용 승압 트랜스의 1차 권선에 발생하는 진동전류의 모습을 나타내는 설명도이다.

도 17은 종래의 냉음극관용 인버터 회로로서 이용된 콜렉터 공진형 회로의 등가 회로도이다.

도 18은 종래의 냉음극관용 인버터 회로의 등가 회로도이다.

도 19는 종래의 냉음극관용 인버터 회로에 있어서, 2차측 회로의 공진주파수가 1차측 회로의 발진주파수의 3배인 것을 나타내는 설명도이다.

도 20은 종래의 냉음극관용 인버터 회로에 있어서, 발진주파수와 3차의 고조 파가 합성되어 사다리꼴의 파형이 생성되는 것을 나타내는 파형도이다.

도 21은 종래의 소위 3배 공진형 회로의 냉음극관에 흐르는 전류 파형을 나타내는 파형도이다.

도 22는, 종래의 소위 3배 공진에 이용되는, 자로 구조가 닫혀진 자속 누설이 많은 트랜스를 나타내는 설명도이다.

도 23은 종래의 냉음극관용 인버터 회로의 구동수단측이 본 역률 개선의 수법을 설명하는 설명도이다.

도 24는 종래의 인버터 회로에 있어서의 제로 전류 스위칭형의 회로도이다.

도 25는 종래의 제로 전류 스위칭형 회로의 동작을 설명하는 설명도이다.

도 26은 종래의 제로 전류 스위칭 동작이 아닌 제어의 일례를 나타내는 설명도이다.

도 27은 종래의 열음극관점등용 전류 공진형 회로의 일례이다.

도 28은 종래의 전류 공진형 회로와 전단에 DC-DC컨버터 회로를 조합한 냉음극관용 인버터 회로의 조광회로의 일례이다.

도 29는 본 발명의 발명자가 일본 특개평8-288080호 발명으로서 개시하는 조광회로이다.

도 30은 미국 특허 제6114814-B1호의 Fig.9에서 개시하는 조광회로이다.

도 31은 종래의 제로 전류 스위칭수단에 있어서의 트랜스 1차 권선의 전압과 전류, 1차 권선의 전압 실효치의 파형, 및 그 위상 관계를 설명하는 설명도이다.

도 32는 종래의 제로 전류 스위칭수단에 있어서의 유통각의 변화에 수반하여 전압 실효치의 위상과 전류의 위상이 어떻게 변화하는지를 산출한 도면이다.

도 33은 종래의 제로 전류 스위칭수단에 있어서의 역률에 대해서 검토하는 경우의 1차측 환산 부하 전류, 여자 전류, 1차 권선 전류의 관계를 나타내는 설명도이다.

도 34는 종래의 제로 전류 스위칭수단에 있어서의 지연각이 67.5 deg.의 경우, 여자 전류가 많이 흘러 전류가 2.61배가 되는 것을 설명하는 설명도이다.

본 발명은 본원 발명자의 발명에 관한 특허 제2733817호(미국 특허 제 5495405호) 발명의 이용 발명 또는 그 기술적 취지의 이용에 관한 것으로, 냉음극 형광관(CCFL)(Cold Cathode Fluorescent Lamp), 외부 전극 냉음극관(EEFL) (External Electrode Fluorescent Lamp), 네온등 등의 용량성을 가진 광원용 인버터 회로에 관한 것이다.

최근, 면광원의 용도는 확대되어, 광고 표시장치나 PC용 표시장치뿐만 아니라, 액정 텔레비젼 등으로 용도가 확대되고 있다.

또한, 이들 면광원을 구동하는 인버터 회로에는 소형이고, 또한 고효율인 것이 요구되고 있다.

여기서, 근래의 냉음극관용 인버터 회로의 변천과 특허 제 2733817호 발명과의 관계를 설명하면 이하와 같다.

냉음극관용 인버터 회로는 고전적인 회로로서 콜렉터 공진형 회로(도 17)가 널리 이용되고 있다. 이것을 별칭으로 Royer 회로로 부르는 경우가 있지만, 정식의 Royer 회로의 정의는 트랜스를 포화시켜 스위칭 동작의 반전을 행하는 것으로서, 콜렉터측의 공진을 이용하여 반전동작을 행하는 것은 콜렉터 공진형 회로라고 칭하거나, 혹은, Royer 회로와 구별해서 콜렉터 공진형 Royer회로라고 칭하는 것이 바람직하다.

그런데, 당초의 냉음극관용의 인버터 회로는 2차측 회로의 공진수단을 전혀 이용하지 않는 것으로서, 승압 트랜스에는 누설 인덕턴스가 적은, 소위 폐자로형 트랜스가 이용되고 있었다. 이 시대 배경에서 당업자의 인식에 있어서, 소위 폐자로형 트랜스란 누설 인덕턴스가 적은 트랜스를 의미하는 것이다. 또한, 인버터 회로에 있어서의 승압 트랜스의 누설 인덕턴스에 대한 인식은, 트랜스 2차측의 출력전압을 내리는 것으로, 바람직한 것은 아니라고 여겨지며, 가능한 한 적은 것이 바람직하다고 여겨진다.

그 결과, 이 시대 배경에 있어서의 트랜스의 2차측 회로의 공진주파수는 인버터 회로의 동작 주파수와는 관계가 없고, 인버터 회로의 동작 주파수에 영향을 주지 않도록, 2차측 회로의 공진주파수는 인버터 회로의 동작 주파수보다 훨씬 높은 주파수로 설정되어 있는 것이다. 또한, 밸러스트 콘덴서(Cb)는 관전류의 안정화를 위해서 필수적이다.

다음에, 냉음극관용 인버터 회로로서는, 도 18에 나타나 있는 것이 알려져 있지만, 그것은 일본 특개평 7-211472호 공보에 개시되어 있는 것으로서, 해당 회 로는, 도 19에 나타낸 바와 같이, 2차측 회로의 공진주파수가 1차측 회로의 발진주파수의 3배인, 소위 3배 공진회로로 불리며 보급되었다. 이 경우에 사용되는 승압 트랜스는 누설 인덕턴스값을 어느 정도 크게 한 것이 적합하다.

이 경우, 도 20의 설명도에 나타낸 바와 같이, 인버터 회로의 발진주파수와 3차의 고조파가 합성되어 사다리꼴의 파형이 생성된다.

그리고, 실제의 3배 공진형 회로의 냉음극관에 흐르는 전류는, 도 21에 나타낸 것과 같은 파형을 보인다.

이 경우의 승압 트랜스의 호칭에는 혼란이 있다. 당업자의 사이에서 말하는 바의, 소위 폐자로 트랜스로 불러도 되는지의 여부는 논의중이고, 호칭의 정의가 애매하다. 자로(磁路) 구조가 닫혀 있으면서 자속 누설이 많은 상태를 어떻게 기술해야 할 것인지에 대한 문제가 있다. 이들 용어는 상기와 같은 상태를 상정한 전문 기술 용어는 아니라고 하는 문제가 여전히 존재한다.

실제로 이른바 3배 공진에 이용되는 트랜스의 형상은 도 22에 나타나 있는 바와 같이 편평한 것으로, 자로 구조가 닫혀 있으면서 종래의 것에 비해 상당히 자속 누설이 커지고 있다. 즉, 큰 누설 인덕턴스값을 가지고 있다.

어쨌든, 이 기술사상(도 18)은 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값을 어느 정도 크게 함으로써, 그 누설 인덕턴스(도 18중에서는 Le)와 승압 트랜스의 2차 측으로 구성되는 용량성분과의 사이에서 공진회로를 구성하는 것으로서, 이 공진주파수를 인버터 회로의 동작 주파수의 3배의 주파수로 설정함으로써, 2차측 회로에 3차 고조파를 발생시켜(도 19) 관전류 파형을 사다리꼴 물결형상(도 20)으로 하는 것이 다. 이 경우의 밸러스트 콘덴서(C2)는 밸러스트 콘덴서이면서 공진 콘덴서의 일부로서 기능한다.

이에 따라, 일본 특개평7-211472호 발명에 개시되어 있는 바와 같이, 인버터 회로의 전환 효율은 상당한 개선을 보이고, 또한 승압 트랜스도 보다 소형화가 되었다. 또한 이 3배 공진의 기술 사상은, 근래 내지 현재에 있어서의 콜렉터 공진형의 냉음극관용 인버터 회로의 기본이 되고 있으며, 현재 보급되고 있는 콜렉터 공진형 인버터 회로의 대부분의 상당수에 있어서 해당 기술이 이용되고 있다고 해도 과언은 아니다.

다음에, 본 발명의 기초가 되는 일본 특허 제2733817호의 발명이 개시된 것에 의해 승압 트랜스는 한층 더 극적인 소형화와 고효율화를 실현하였다. 상기 발명은 1996년경부터 널리 실시되기 시작해서, 노트북 컴퓨터의 인버터 회로의 소형화와 고효율화에 크게 공헌하고 있다. 이것은 인버터 회로의 동작 주파수와 2차측 회로의 공진주파수를 거의 일치시키는 발명으로서, 상기 3배 공진에 있어서의 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값을 더욱 더 크게 함과 동시에 2차측 회로의 용량 성분을 크게 하는 것에 의해서 실현된다.

이 기술은, 인버터 회로를 2차측 회로의 공진주파수 부근에서 동작시켰을 때에, 승압 트랜스 1차 권선에 흐르는 여자 전류가 적어지는 효과를 이용한 것으로서, 1차 권선측으로부터 본 역률이 향상하고, 승압 트랜스의 동손(銅損)이 감소한다고 하는 것이다.

동시에, 해당 발명 개시 후, 1차측 회로의 구동수단으로서는 콜렉터 공진형 에 의한 종래의 회로 외에, 이하에 나타내는 고정 주파수의 타려(他勵)형 구동수단, 및, 1차측 권선의 제로 전류를 검출하여 전환하는 제로 전류 스위칭형의 구동수단 등, 다수의 구동 수단이 이용되게 되었다. 이들 일련의 주변 기술은, 모두 해당 발명과는 이용 발명의 관계에 있고, 해당 발명에 있어서의 2차측 회로의 공진 기술의 보급에 기여하고 있다.

이들 일련의 냉음극관용 인버터회로에 관한 배경 기술의 변천을, 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값의 시점에서 보면, 이것들은, 인버터 회로의 세대가 새로워짐과 동시에 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값도 커지고, 동시에, 2차측 회로의 공진주파수가 낮아지게 된 역사였다고 볼 수 있다.

그리고, 인버터 회로의 고효율화와 소형화는, 승압 트랜스의 개량과 그 구동 주파수를 적절히 선택함으로써 실현되는 것이다. 이에 대해서는, 본 발명의 발명자가 일본 특개 2003-168585 발명으로서 도 23(구동수단측에서 본 역률 개선의 수법을 설명하는 설명도이다. 가로축은 주파수, θ는 승압 트랜스 1차 권선의 전압 위상과 전류 위상의 위상차를 나타내고 있다. θ가 제로에 가까울수록 역률이 개선되는 것을 설명하고 있다)에 나타내는 바와 같이 설명도와 함께 구동수단측으로부터 본 고효율화 방법을 상세하게 개시하고 있다.

그런데 한편으로, 미국 특허 제6114814-B1호 및 일본 특개소59-032370호와 같이, 고효율의 인버터 회로는 제로 전류 스위칭수단에 의해 초래된다고 하는 기술 사상이 당업자의 사이에서 뿌리깊이 주창되고 있다.

그러나, 이들 기술사상은 승압 트랜스의 역률 개선효과의 시점이 결핍된 것 으로, 고효율의 유래를 스위칭 트랜지스터의 발열 저감에 있는 것으로 하는 점에서 올바르지 않다.

이하에 이것을 자세하게 설명한다.

제로 전류 스위칭수단이란 인버터 회로의 전력제어수단의 하나이며, 대표적인 것으로서는, 도 24, 도 30에 나타내는 바와 같이 제로 전류 스위칭형의 회로예가 미국 특허 제 6114814-B1호 및 일본 특개소59-032370호에 개시되어 있다. 또한, 본 발명의 발명자도 일본 특개평8-288080호로서 같은 기술을 개시하고 있다(도 29). 이 기술을, 미국 특허 제 6114814-B1호를 기초로 설명하면 이하와 같다.

미국 특허 제 6114814-B1호에는, 도 25에 나타낸 바와 같은 해당 발명의 제로 전류 스위칭형 회로의 동작을 설명하는 설명도가 Fig.11에 나타나 있고, Fig 11A, B는 전력 제어를 전혀 하지 않고 있는 상태, Fig.11C, D는 전력 제어를 실시한 상태, Fig.11E, F는 전압 실효치의 위상이 전류 실효치의 위상보다도 진행된 상태로 제로 전류 스위칭동작을 시키고자 했을 경우를 나타내고 있다. 또한, 도 26에 나타낸 바와 같은 도면이 Fig.12에 나타나 있으며, Fig.12A, B는 제로 전류 스위칭 동작이 아닌 제어의 일례를 나타내고 있다.

이 도면에 있어서, Fig.l1A는 구동 전력이 최대인 경우의 트랜스 1차 권선의 전압을 나타내고 있고, Fig.11B는 그 경우의 1차 권선에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 냉음극관용 인버터 회로에 있어서의 제로 전류 스위칭수단이란, 전류가 제로가 되는 타이밍을 검출하여 구동수단의 스위칭 소자의 ON를 실시하는 것이다. 최대 전력의 경우, 즉 유통각(流通角)을 100%로 하여 전력 제어를 전혀 하지 않는 경우에는, 1차 권선에 부여되는 전압 위상의 실효치와 전류 위상의 실효치와의 사이에는 필연적으로 위상차가 없어진다. 이것은 즉 역률이 양호한 것을 의미한다.

다음에, Fig.11C는 구동 전력을 제어하기 위해서 유통각을 작게 한 경우의 트랜스 1차 권선의 전압을 나타내고 있다. 그리고, Fig.11D는 그 경우의 1차 권선에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 이 도면에 있어서, 구동수단의 스위칭 트랜지스터가 ON이 되는 것은 전류가 제로가 되는 타이밍이다. 그러나 한편, 스위칭 트랜지스터가 OFF가 되는 것은 제로 전류의 타이밍은 아니다. 이 경우, 1차 권선에 부여되는 전압의 실효치의 위상과 1차 권선을 흐르는 전류의 실효치의 위상과의 사이에 위상차가 발생한다. 그 결과, 이 경우의 역률은 양호하지 않다.

한편, Fig.12A는 마찬가지로 유통각을 제한하여 전력 제어를 한 것이지만, 제로 전류 스위칭수단을 무시하고 1차 권선에 있어서의 전압의 실효치의 위상과, 1차 권선에 흐르는 전류의 위상이 균등해지도록 제어하고 있다. 이 경우 트랜스 1차 권선측이 본 역률은 실제로 양호하고 승압 트랜스의 발열은 적다. 그러나, 이것은 제로 전류 스위칭수단은 아니다.

여기서, 제로 전류 스위칭수단은, 인버터 회로의 고효율을 가져온다고 하는 기술사상에 모순이 생긴다. 미국 특허 제 6114814-B1호의 기술사상, 즉, 제로 전류 스위칭수단에 대해서는, Fig.12A, B와 같은 상태에 대해서, 인버터 회로의 전환 효율이 좋지 않는 것으로서 배제하고 있는 것이다.

그러나, 발명자가 비교 실험한 것에 따르면, Fig.11C, D의 제어 방법보다도 Fig.12A, B의 제어 방법 쪽이 명백히 인버터 회로의 전환 효율은 높다.

결론적으로, 제로 전류 스위칭수단이 인버터 회로에 고효율을 가지고 온다는 것은 오류이다. 그러한 오해가 생긴 배경은 이하와 같다.

제로 전류 스위칭 수단 중에서, 특히 전력 제어를 전혀 실시하지 않는 경우에 한해서, 승압 트랜스의 1차 권선의 전압 위상과 전류 위상과의 사이에 위상차가 필연적으로 없어진다. 그 때문에 승압 트랜스의 역률이 개선되어 1차 권선에 흐르는 전류가 줄어듬과 동시에, 스위칭 트랜지스터에 흐르는 전류도 최소가 되어, 그 결과, 승압 트랜스 1차 권선의 발열과 스위칭 트랜지스터의 발열이 줄어들어, 인버터 회로의 효율이 개선되는 것이다. 이것을, 제로 전류 스위칭수단에 의해 고효율이 초래된 것이라고 오인한 것으로 생각할 수 있다.

미국 특허 제 6114814-B1호에 있어서의 Fig.11A, B와 같은 상태는 전혀 전력 제어를 실시하지 않는 경우로서, 이 경우의 동작 상태는 일반적인 전류 공진형의 동작 상태와 등가인 것이 된다. 즉, 고효율의 인버터 회로는 제로 전류 스위칭수단에 의해 초래되는 것이 아니라, 실은 종래의 전류 공진형 수단에 의해 초래되는 것이라고 하는 것이다.

전류 공진형의 인버터 회로는 열음극관 점등용으로서는 공지로서, 예를 들면 도 27에 나타내는 회로가 일반적으로 이용되고 있다. 이러한 전류 공진형 회로는 기본 회로의 구성만으로는 조광수단이 없다. 따라서, 전류 공진형 회로에 대해 조광을 실시하는 경우는 전단에 DC-DC컨버터 회로를 설치하여 조광한다.

도 28은, 종래의 전류 공진형 회로와 전단에 DC-DC컨버터 회로를 조합한 냉음극관용 인버터 회로의 조광회로의 예이다. 이 예에서는, 스위칭수단(Qs), 초크 권선(Lc), 플라이 휠·다이오드(Ds), 평활 용량(Cv)에 의해 DC-DC컨버터 회로를 구성하고 있다.

한편, 전류 공진형 회로 그 자체를 개량하여 조광하는 수법도 제안되어 있다. 도 29는 본 발명의 발명자가 일본 특개평8-288080호 발명으로서 개시하는 조광회로로서, 타이머 회로(10, 11)는 제로 전류를 검출하여 일정한 시간 경과한 후, 주파수 제어회로(12)는 스위칭 소자(2, 3)를 OFF한다. 타이머 회로(10, 11)는 RS 플립 플롭으로서, 제로 전류로 세트되고, 일정시간 후에 리셋트 된다. 이것은, 제로 전류를 검출하여 스위칭수단을 ON으로 한 후, 일정시간 후에 스위칭수단을 OFF 하는 방법에 의해 조광하는 것이다.

같은 수법이, 미국 특허 제 6114814-B1호의 Fig.9에도 개시되어 있다. 그것은 도 30에 나타내는 바와 같은 회로도로서, RS 플립 플롭(172)은 제로 전류로 세트되고, 일정시간 후에 리셋트된다. 미국 특허 제 6114814-B1호도 일본 특개평 8-288080호도 제로 전류를 검출하여 스위칭수단을 ON으로 함과 동시에 RS 플립 플롭을 세트하여, 일정시간 경과후 리셋트함으로써 스위칭수단을 OFF하는 것이다. 어느 쪽이나 전류 공진형 회로의 스위칭수단에 조광기능을 갖게 하는 것으로, 조광시에는 전압 실효치의 위상보다 전류의 위상이 지연된다고 하는 특징을 가진 것으로, 완전히 동일한 기술 사상임과 동시에, 실현의 방법에서도 거의 동일하다.

발명자가 자연히 알 수 있는 것은, 일본 특개평 8-288080호에 의한 조광을 실시하면, 냉음극관 혹은 열음극관을 상당히 어두운 부분까지 제어했을 때에, 스위칭수단의 트랜지스터에 흐르는 전류가 많아져, 발열하는 것을 확인하고 있다.

[특허문헌 1]특허 제 2733817호 명세서

[특허문헌 2]일본 특개소59-032370호 공보

[특허문헌 3]일본 특개평7-211472호 공보

[특허문헌 4]일본 특개평8-288080호 공보

[특허문헌 5]일본 특개2003-168585 공보

[특허문헌 6]미국 특허 제 5495405호 명세서

[특허문헌 7]미국 특허 제 6114814-B1호 명세서

종래의 콜렉터 공진형 회로를 이용한 인버터 회로의 전력제어수단에 있어서는, 도 17에 나타낸 바와 같이, 방전관을 조광할 때, 전단에 설치된 DC-DC컨버터 회로에 의해서 제어하는 것이 일반적이었다.

또한, 이들 DC-DC컨버터의 동작 주파수는 일반적으로 인버터 회로의 발진주파수와는 관계없고, 스위칭의 타이밍은 제로 전압, 제로 전류의 어느 것도 아니다. 그럼에도 불구하고, DC-DC컨버터의 스위칭수단으로부터의 발열은 그다지 많은 것은 아니고, DC-DC컨버터 회로는 인버터 회로 전체의 전환 효율을 저하시키는 것은 아니다.

종래의 인버터 회로에 대해 전환 효율이 낮았던 것은, 콜렉터 공진형 회로의 전환 효율이 낮기 때문이고, DC-DC컨버터의 전환 효율이 낮았던 것은 아니다. 이것은, 제로 전류 스위칭수단이 반드시 인버터 회로의 전환 효율의 개선에 기여하는 것은 아닌 것을 의미하고 있다.

그것을 검증하기 위해서, 도 28과 같이, 종래의 인버터 회로에 있어서의 콜렉터 공진형의 회로를 전류 공진형의 회로로 옮겨놓는 실험을 실시했다. 그 결과, 종래의 하프·브리지형의 전류 공진형 회로는 전원의 이용 효율이 나쁘기 때문에, 전원 전압이 낮은 경우에는 양호한 결과를 얻을 수 없다고 하는 문제가 있지만, 전원 전압이 높은 경우에는 인버터 회로의 전환 효율이 비약적으로 향상하는 것이 확인되었다.

여기서, 전류 공진형 회로와 제로 전류 스위칭수단과의 관계를 정리하면 이하와 같다.

제로 전류 스위칭수단에서는 유통각을 제한하지 않고, 전력 제어를 전혀 실시하지 않는 경우에 있어서는 도 25에 있어서의 Fig.11A, B에 나타낸 바와 같이, 트랜스 1차 권선측으로부터 본 전압 실효치 위상과 전류 위상의 위상차는 적고, 역률은 양호하므로 인버터 회로의 전환 효율도 또한 양호하다.

다음에, 제로 전류 스위칭수단에 있어서, 전력 제어를 실시하는 경우는 전압 파형을 도 25에 있어서의 Fig.11C로 하는 것에 의해서 전력 제어를 실시하는 것이다. 이 경우, 유통각을 제한하여 전력 제어를 실시했을 경우에는, 도 25에 있어서의 Fig.11C, D에 나타낸 바와 같이 전압 실효치 위상과 전류 위상의 위상차가 커져, 역률이 저하하여 전류가 많아지고, 동손(銅損)이 증가하여 트랜스의 1차 권선의 발열이 많아진다. 또한, 전류가 증가하기 때문에 스위칭수단의 트랜지스터의 발열이 많아진다. 그 결과, 인버터 회로의 전환 효율은 저하한다.

즉, 냉음극관용 인버터 회로의 전환 효율의 개선에 가장 기여하고 있는 것 은, 제로 전류 스위칭수단이 아니고, 제로 전류 스위칭수단에 의해 초래되는 특정의 조건하에 있어서의, 승압 트랜스의 역률 개선 효과가 지배적으로 기여하고 있는 것이다. 특정의 조건하란, 유통각을 제한하지 않는 경우이다. 그것은 전류 공진형 회로인 것이다.

이것을 상세히 살펴보면 다음과 같다.

도 31은, 도 25에 있어서의 Fig.11C, D의 전압과 전류의 관계를 하나의 도면에 정리한 것으로, 제로 전류 스위칭수단에 있어서의 트랜스 1차 권선의 전압과 전류 및 그 위상 관계를 설명하는 설명도이다. 이것은, 전력 제어를 실시하는 경우의 도 25에 있어서의 Fig.11C, D의 유통각을 대체로 25%로 했을 경우의 도면이다. 이 경우, 도31 중의 a점은 스위칭수단이 ON이 되는 타이밍이며, b점은 스위칭수단이 OFF가 되는 타이밍이다. 또한, 파형 Es는 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압이며, 파형 Er는 그 전압의 실효치이며, 파형 Iw는 트랜스 1차 권선에 흐르는 전류이다. 이 도면으로부터 읽어낼 수 있는 것은, 먼저, 스위칭수단의 ON에 대해서는 제로 전류 타이밍이지만, OFF의 경우는 제로 전류 타이밍은 아니라고 하는 것이다. 또한, 이와 같이 제로 전류 스위칭 제어를 하면, 파형(전압 실효치) Er보다 파형(전류) Iw의 위상이 필연적으로 지연되게 된다.

이것을 더욱 상세히 살펴보면, 다음과 같다.

파형(전압 실효치) Er의 위상에 비해 파형(전류) Iw의 위상이 얼마나 지연될지에 대해서, 지연각과 유통각(듀티비)과의 관계를 보면, 단순한 반비례 관계가 된다. 도 32는 그 모양을 도면으로 한 것이다.

도 32는 유통각의 변화에 수반하여 전압 실효치의 위상과 전류의 위상이 어떻게 변화하는지를 산출한 도면으로서, 유통각이 25%인 경우, 전압에 대한 전류의 지연각이 67.5deg.인 것을 설명하고 있다. 이 도면으로부터, 유통각(듀티비)를 25%로 했을 경우의 전압에 대한 전류의 위상 지연은 대체로 67.5deg.로 구할 수 있다.

다음에, 역률에 대해서 검토한 도면이, 도 33, 도 34이다.

도 33에 있어서, 1차측 환산한 부하 전류를 a라고 하면, 여자 전류는 tanθ로 표시되고, 1차 권선의 전류는 1/cosθ(역률의 역수)로 표시된다.

도 34는 역률에 대해 검토하는 경우의 1차측 환산 부하 전류, 여자 전류, 1차 권선 전류의 관계를 나타내는 설명도로서, 지연각이 큰 경우, 여자 전류가 많이 흘러 무효 전류가 많아지는 것을 설명하고 있다.

도 34에 있어서 합성전류비와는 l/cosθ(역률의 역수)이다. 이것을 전압 실효치의 위상에 대한 전류 위상의 지연을 전류 지연각 θ로서 1/cosθ(역률의 역수)와의 관계를 도면으로 한 것이다. 부하 전류에 대해서 몇배의 1차 권선 전류가 흐르는지를 도 34로부터 검토하면 다음과 같이 된다. 전압 실효치의 위상에 대한 전류의 위상이 67.5deg. 지연했을 경우의 1차 권선의 전류는 전혀 지연하지 않는 경우에 비해 2.61배의 전류가 흐른다. 그 때문에 역률이 매우 나쁘고, 동손의 증가에 의해 1차 권선의 발열이 많아지고, 또한, 같은 이유에 의해 스위칭수단의 트랜지스터의 발열도 많아지는 것을 알 수 있다.

즉, 제로 전류 스위칭수단을 이용하여 전력을 제어하는 경우, 미국 특허 제 6114814-B1호, 일본 특개평 8-288080호 혹은 일본 특개소59-032370호에 개시되어 있는 유통각 제어수단에 의해 전력 제어를 실시하는 것은 역률 개선의 시점에서 보면 이하와 같이 결론내릴 수 있다.

유통각이 넓은 상태, 즉 전압 실효치 위상에 대한 전류 위상의 지연이 적은 상태에 있어서는 인버터 회로의 전환 효율은 양호하다. 그러나, 유통각이 작은 경우는 전류 위상의 지연이 크고, 그 때문에 역률이 나빠지고, 트랜스 1차 권선을 흐르는 전류가 많아지는 것에 의해서 인버터 회로의 전환 효율이 악화된다. 특히, 유통각이 좁고, 전류 위상의 지연이 90deg.에 가까워짐에 따라서 급격하게 무효 전류가 증가하여 현저하게 효율이 악화된다.

이러한 상태는, 구체적으로는 제로 전류 스위칭수단을 노트북 컴퓨터에 적용했을 때에 AC어댑터를 사용하는 경우는 가장 전원 전압이 높아지지만, 그 조건하에서, 전력을 제한하여 액정 화면을 어둡게 했을 경우 등에 전류 위상의 지연이 가장 커진다. 이 경우, 실제로 인버터 회로의 현저한 발열을 수반하는 것이다.

또한, 제로 전류 스위칭수단에 의해 전류 제어를 실시하는 경우, 인버터 회로의 동작 주파수의 변동을 피할 수 없다고 하는 문제도 존재한다.

여기서 분명한 것은, 전력 제어를 한 상태에서 효율적인 인버터 회로를 구성하기 위해서는, 제로 전류 스위칭이라고 하는 기술적 사상이 반드시 필수적인 것은 아니다. 그 뿐만 아니라 오히려 유해하다. 전환 효율이 좋은 인버터 회로를 구성하기 위해서는 상기의 기술 사상을 배제하고, 승압 트랜스 1차 권선에 있어서의 역률이 가장 좋아지는 방법을 채용할 필요가 있다.

한편, 특허 2733817호(미국 특허 제5495405호)의 기술적 취지를 실시하는 다른 방법으로서, 고정주파수의 타려형 구동수단을 이용하는 경우가 많지만, 이 경우, 회로 정수의 불균형 등에 의해, 2차측 회로의 공진주파수가 어긋나거나 혹은 1차측의 구동 회로의 구동 주파수가 어긋나거나 하면, 역률 개선 효과가 나타내는 최적의 공진주파수로 구동할 수 없게 되는 경우가 있다.

2차측 회로의 공진주파수와 1차측 회로의 구동 주파수가 어긋나면, 인버터 회로의 효율을 극도로 악화시킨다. 이러한 것들로부터, 고정주파수의 타려형 구동수단을 이용하는 경우에는 2차측 회로의 공진회로의 Q를 낮게 하고 넓은 공진 특성으로 하여, 주파수 어긋남에 대처하고 있었다. 그러한 이유로부터 고정 주파수의 타려형 구동수단에 있어서는 2차측의 공진회로의 Q를 높게 하는 것이 어려웠다.

또한, 제로 전류 스위칭수단이나 고정 주파수의 타려형 구동수단은 고효율인 인버터 회로를 구성할 수 있는 한편으로 회로 부품의 정수가 많아, 비용이 비싸다고 하는 문제가 있다. 그 한편, 콜렉터 공진형 회로는 효율이 나쁘고, 발열이 많다고 하는 문제를 안고 있지만, 저비용이다. 그 때문에, 저비용화의 수단으로서 콜렉터 공진형 회로도 아직도 뿌리깊게 지지되고 있으며, 이러한 문제는 고효율인 인버터 회로의 보급의 장해가 되고 있다.

본 발명은, 이상과 같은 관점에 비추어 이루어진 것으로, 종래의 콜렉터 공진형의 방전관용 인버터 회로를 배제하고, 이것을 전류 공진형으로 함으로써 특허 2733817 호(미국 특허 제5495405호)의 기술적 취지를 반영하고, 보다 고효율인 전 류 공진형 인버터 회로를 제공하고자 하는 것이다.

또한, 전력 제어를 제로 전류 스위칭수단에 관계없는 타이밍에 실시하는 것에 의해서 승압 트랜스 1차측으로부터 본 역률을 개선하고자 하는 것이다. 혹은, 종래에는 제로 전류 스위칭수단의 기술적 사상으로부터 배제되고 있던 타이밍·시퀀스를 반대로 적극적으로 이용함으로써, 승압 트랜스의 1차 권선측에 나타나는 역률 개선 효과를 효과적으로 이용하고자 하는 것이다.

구체적으로는, 전류 공진형의 인버터 회로는 승압 트랜스를 가지며, 상기 승압 트랜스의 1차 권선은 센터 탭을 가지며, 상기 센터 탭은 전원측에 접속되고, 다른 상기 1차 권선의 두 개의 단자는 각각 두 개의 트랜지스터의 콜렉터 단자에 접속되며, 상기 트랜지스터의 이미터 단자는 센터 탭을 가진 전류 트랜스의 1차 권선의 각각의 단자에 접속되며, 상기 전류 트랜스의 센터 탭은 그라운드 측에 접속되고, 상기 전류 트랜스의 2차 권선은 상기 두 개의 트랜지스터의 베이스에 접속되는 것에 의해, 상기 트랜지스터의 이미터 전류를 검출함으로써 공진 전류를 검출하여 발진하는 것을 특징으로 하여 이루어진 구성의 1차측의 구동수단을 가지며, 상기 승압 트랜스의 2차측 회로는 작은 누설 인덕턴스값을 가지고, 상기 2차측 회로에 방전관을 가지며, 상기 승압 트랜스의 상기 2차측 회로는 상기 승압 트랜스의 분포 용량과 적절히 부가되는 용량과 상기 방전관 주변에 발생하는 기생용량을 가지며, 상기 그들 용량 성분은 합성되어 2차측 용량을 구성하고, 상기 2차측 용량과 상기 누설 인덕턴스와는 직렬 공진회로를 구성하고, 상기 방전관은 상기 용량 성분에 대해서 병렬로 접속되는 것에 의해서 Q값이 높은 상기 직렬 공진회로를 구성함으로 써, 높은 승압비를 얻어 상기 방전관을 점등시킴과 동시에, 트랜스 1차 권선측에서 본 전압에 대한 전류의 위상차가 대체로 적은 것을 특징으로 하는 방전관용 인버터 회로이고, 상기 인버터 회로의 전력제어수단으로서 상기 승압 트랜스의 센터 탭과 전원과의 사이에 스위칭수단을 가진 방전관용의 인버터 회로이며, 또한, 상기 전력제어의 스위칭수단의 타이밍은 전류공진회로의 발진주파수와 관계없이 실시하는 것에 의해서, 승압 트랜스의 1차 권선측으로부터 본 역률을 악화시키지 않는 것이다.

또한, 전력 제어의 스위칭·타이밍을 인버터 회로의 발진주파수와 동기시키고, 또한, 그 전압 실효치의 위상을 전류 위상과 균등하게 하는 것에 의해서, 역률이 좋은 구동수단을 제공하는 것이다.

[실시예]

이하, 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.

[실시예 1]

도 1은 본 발명의 하나의 실시예를 나타내는 등가 회로도이다. T1는 센터 탭을 가진 누설 자속성의 승압 트랜스이고, 상기 승압 트랜스(T1)는 누설 인덕턴스(Ls)를 가진다. 또한, 상기 승압 트랜스의 2차측 권선은 분포정수성 지연 회로를 구성하고 있고, 분포 용량(Cw)이다. 또한, Ca는 공진주파수의 조정을 위해서 적절히 부가되는 용량이며, Cs는 방전관 주변에 발생하는 기생용량이다. Q1, Q2는 스위칭수단의 트랜지스터이다. 트랜지스터(Q1, Q2)의 콜렉터는 트랜스(T1)의 1차 권선의 시단과 종단에 각각 접속되고 있다. 또한, 트랜스(T2)는 전류 트랜스이며, 그 1차측 권선은 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터에 접속되고, 트랜지스터(Q1, Q2)에 흐르는 이미터 전류를 검출하도록 접속되고 있다. 그리고, 트랜스(T2)로 검출된 전류는 트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스에 정귀환되도록 접속되고 있다.

한편, 트랜스(T2)의 1차 권선은, 이 경우, 센터 탭을 가진 접속으로 되어 있지만, 이 권선을 분리하여, 트랜지스터의 콜렉터 권선에 흐르는 전류를 검출해도 좋고, 이것들은, 모두 본 발명의 기술 사상과 균등한 것이 된다. 2차측 회로의 용량 성분 Cw, Ca, Cs는 합성되어 공진 용량이 되고, 누설 인덕턴스(Ls)와 함께 승압 트랜스의 2차측의 공진회로를 나타내는 도 2와 같은 직렬 공진회로를 구성한다. 이 경우의 Z는 방전관의 임피던스이다. 이 경우, Ei=Es· k· N2/N1, k는 결합 계수, N1, N2는 1차 권선, 2차 권선의 감는 수이다.

그리고, 인버터 회로의 발진주파수는 이 2차측 회로의 공진주파수에 의해서 결정된다. 공진주파수를 fr로 하면,

이 된다.

전류 공진형 회로의 발진주파수는 Parallel loaded serial resonance 회로의 기능에 의해, 조금 낮은 주파수가 발진주파수가 된다.

종래, 고정 주파수 수단의 타려형에 의해 구동되는 경우의 2차측 회로를 예를 들면, 2차측 회로의 이들 정수는 14인치 사이즈, 노트북 컴퓨터의 예에 있어서, 방전관의 임피던스 Z는 대체로 100kΩ이고, 인버터 회로의 동작 주파수는 대체로 60kHz이며, 이러한 조건하에서는, 누설 인덕턴스(Ls)의 적정치는 240 mH내지 280mH이고, 2차측 용량의 적정치는 25pF내지 30pF이다.

상기의 예와 같이, 종래는 60kHz에 있어서의 누설 인덕턴스(Ls) 및 2차측 용량의 리액턴스는 각각 대체로 100kΩ이고, 방전관의 임피던스와 거의 일치하는 값이 적정치로 여겨졌다. 이 경우의 공진회로의 Q값은 대체로 1 내지 1을 조금 웃도는 값으로 되어 있다. 고정 주파수 수단이 타려형인 경우, Q값을 너무 크게 하는 것은 회로의 신뢰성이라고 하는 관점에서 바람직하지 않다.

한편, 본 발명에 있어서는, 높은 Q값을 얻기 위해서, 누설 인덕턴스(Ls)를 작은 값으로 하고, 2차측 용량을 상대적으로 크게 하는 것이 바람직하다. 또한, 본회로는 2차측의 공진회로가 직렬 공진회로의 콘덴서 성분에 대해서 병렬로 부하가 접속되는 병렬 부하 직렬 공진형(Parallel loaded serial resonance) 회로이므로, Q값이 1을 밑돌면 회로의 발진이 계속되지 않는다.

한편, 본 발명은 기본적으로 전류 공진형이며, 전류 공진형의 공통의 성질로서 전원 투입 후에 어떠한 기동 수단이 없으면 발진이 기동하지 않는다.

[실시예 2]

다음에, 도 3은 본 발명의 다른 실시예를 나타내는 등가 회로도이며, 전단에 DC-DC컨버터의 회로를 추가한 것이다. 여기서, 저항 R1, 용량 C1, 사이리스터 S1, 다이오드 Dl는 그 기동 회로를 구성하는 것이다. Rt, Ct는 DC-DC컨버터의 스위칭 주파수를 정하는 시정수(時定數)이지만, 후단의 전류 공진형 회로의 발진주파수와는 관계없는 것으로 설정된다. Qs는 DC-DC컨버터의 스위칭수단이며, Ds는 플라이 휠·다이오드인 동시에, 후술하는 중요한 기능을 완수한다. 또한, Dr는 회생 다이오드이다. 이들, 트랜지스터(Q1, Q2), 스위칭수단(Qs), 플라이 휠·다이오드(Ds), 회생 다이오드(Dr)는 MOS-FET 등의 스위칭수단으로 옮겨놓아도 좋다. 또한, 본 발명의 취지는 전류 공진형 회로 전반에 적용할 수 있기 때문에, 전류 공진형의 자려발진 회로를 도 4에 나타낸 바와 같은 하프·브릿지형 등으로 옮겨놓아도 좋다. 즉, 도 4는 종래의 하프·브릿지형 전류 공진형 회로에 대해서 본 발명의 다른 실시예를 실시했을 경우의 등가 회로도를 나타내고 있다.

본 발명에 있어서의 특징은, 플라이 휠·다이오드 Ds 또는 초크 권선(Lc)의 직후에 평활용 콘덴서를 가지지 않는 점이다. 따라서, 단순한 DC-DC컨버터를 설치했다고 하는 것은 아니다. 또한, 다른 특징은 DC-DC컨버터 회로의 초크 권선(Lc)을 필수로 하지 않는 점이다. 이 경우, 초크 권선(Lc)에 해당하는 인덕턴스는 승압 트랜스(T1)의 1차측 누설 인덕턴스에 상당한다. 이러한 회로를 실현하기 위해서는 승압 트랜스(T1)가 누설 자속형 트랜스일 필요가 있다. 한편, 1차 권선측의 누설 인덕턴스값이 부족한 경우는 적절히 인덕턴스를 더해도 좋다. 따라서, 본 발명은 적절히 삽입되는 초크 권선을 배제하는 것은 아니다.

본 발명의 주요점은 스위칭수단의 스위칭수단(Qs)의 스위칭·타이밍을 인버터 회로의 발진주파수와 관계없이 하는 것이다. 이에 따라 전류 공진형의 회로는 트랜스 1차 권선에 걸리는 전압의 실효치의 위상과 흐르는 전류의 위상이 대체로 동일해져, 역률이 개선된다.

그런데, 역률 개선의 수단은 그 외에도 있다. 그것은 미국 특허 제 6114814 -B1호에서 제외되고 있는 Fig.12A, B의 타이밍·시퀀스를 이용하는 것이다. 이 경우, 전류 공진형의 발진주파수와 전력제어회로의 발진주파수는 동기할 필요가 있다.

[실시예 3]

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예를 나타내는 등가 회로도이다.

스위칭수단의 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터는 전류 검출 저항(R4, R5)을 통하여 그라운드와 접속된다. 전류 검출 저항(R4, R5)은 공진 전류를 검출하는 저항이며, 증폭기(A1, A2)는 이 저항에 발생하는 전압을 검출하는 것이다. F1, F2는 검출된 전압을 성형하고, 합성된 파형은 삼각파 발생회로(F3)와 분주회로(Dv)에 공급된다. 분주회로(Dv)로 분주된 전압에 의해서 트랜지스터(Q1, Q2)가 구동된다. 이에 따라, 전류 공진형의 자려발진회로의 구성을 실현하고 있다. 또한, 분주회로(Dv)에는 멀티·바이브레이터로서의 기능을 겸하도록 하는 것으로, 전류 공진형 회로의 기동 수단으로 할 수도 있다.

한편, 방전관의 관전류는 에러·앰프(A3)에 귀환된 후에 증폭되고, 비교기 (A4)와 삼각파와 비교되는 것에 의해 스위칭수단(Qs)의 스위칭 신호를 생성하고 있다. 도 6에 제어회로의 각부의 파형이 나타나고 있다. 스위칭수단의 트랜지스터(Q1, Q2)의 스위칭은 승압 트랜스(T1)의 1차 권선에 흐르는 전류(It)가 제로가 되는 타이밍에서 이루어지기 때문에, 전류 위상과 트랜지스터(Q1, Q2)의 스위칭 신호의 위상은 동일하다.

다른 한편, 스위칭수단(Qs)의 스위칭은, 승압 트랜스(T1)에 흐르는 전류의 피크에서 보아 대칭이 되도록 이루어진다. 따라서, 승압 트랜스(T1)의 1차 권선에 걸리는 전압의 실효치의 위상은 전류의 위상과 동일해져, 역률이 개선된다.

[실시예 4]

도 7은 동기 발진 회로를 내장한 일례로서, 전류 공진형 회로의 기동 수단을 겸하는 동시에, 검출된 전류의 파형을 정형하고, 출력 파형을 일정 간격으로 가지런히 하는 작용을 하는 것이다. 이 동기발진회로는 공진 끌어들임형, 이장발진형, PLL형 등의 어느 것으로 하여도 좋다.

(작용)

다음에, 전류 공진형의 구동수단이 왜 인버터 회로에 고효율을 가져오는지에 대한 일반론에 대하여 설명한다.

도 8은, 승압 트랜스의 1차측 구동 회로까지를 포함한 2차측 공진회로의 등가회로이고, 냉음극관용 인버터 회로에 있어서의 승압 트랜스와 냉음극관과의 관계를 나타내고 있다. 이 등가 회로에 있어서, 승압 트랜스는 3단자 등가 회로로 표현되고 있다. 미국의 특허 제 6114814-B1호, 제6,633,138호나 제6,259,615호, 및 일본 특개 2002-233158호에서는 이것을 tank circuit라고 하며, 일본 특개소59-032370호의 공진회로 및 본 발명의 발명자에 의한 특허 제 2733817호(미국 특허 제5495405호), 및, 일본 특개2003-168585에 있어서는 공진회로로 칭하고 있지만, 모두 같은 것을 의미하는 것이다.

이 도면에 있어서, C1는 1차측의 커플링-콘덴서이며, 전류 공진형 회로에 있어서는 직류를 컷할 목적으로, 혹은, 구동수단이 풀·브릿지(H-Bridge)회로인 경우 에는 스위칭의 언밸런스에 의한 직류 성분을 컷하기 위해서 필요에 따라서 삽입되는 것이다. 냉음극관용의 인버터 회로에 있어서는 일반적으로는 충분히 큰 값을 가진 것으로 공진에 관여시키지 않는 편이 좋다. 이것은 열음극관용의 전류 공진형 인버터 회로와 기술사상이 다르다. 한편, 커플링-콘덴서(C1)를 공진에 관여시켰을 경우에는 인버터 회로의 발열이 많아져 전환 효율이 저하한다.

Le는 트랜스의 누설 인덕턴스(학회)이며, JIS측정법에 따른 누설 인덕턴스(JIS)(Ls)와는 구별된다. M는 트랜스의 상호 인덕턴스이다. Cw는 2차 권선의 분포용량, Ca는 공진주파수의 조정을 위해서 적절히 부가되는 공진용량, Cs는 방전관 주변에 발생하는 기생용량으로, 이것들은 합성되어 2차측의 공진용량을 구성하는 것이며, Z는 방전관의 임피던스이다.

참고로, 트랜스의 권선의 자기 인덕턴스를 Lo, 결합 계수를 k로 하면, 이들 수치 사이에는 다음의 관계가 있다.

한편, 일반적인 전류 공진형 회로에 있어서는 공진 전류의 검출 수단은 트랜스 1차측에 배치되어, 트랜스 1차측의 입력 전류를 검출하는 것이다.

이 등가 회로를 이용하여 회로 시뮬레이션을 실시하면 다음과 같은 결과를 얻을 수 있다.

도 9에 있어서, 가로축은 인버터 회로의 구동 주파수를 표시하고, 도 9의 위측 도면은 트랜스 1차측에서 본 전압과 전류의 위상 특성을 나타낸 도면이고, 도 9의 아래측 도면은 방전관의 임피던스 Z에 부여되는 전압의 전달 특성을 표시한 것이다. 이 도면 중에서, 방전관의 임피던스 Z는 3단계로 변화시키고 있다. a가 임피던스 고(高), b가 임피던스 중(中), c가 임피던스 저(低)인 경우이다.

열음극관의 점등회로로서 일반적으로 이용되는 하프·브릿지형의 전류 공진형 회로는 공진회로가 부하와 직렬이며, 정상 방전시에는 부하에 대한 승압 작용을 가지지 않는다. 한편, 냉음극관을 구동하는 경우에는, 2차측의 공진회로는 병렬 부하 직렬 공진형(Parallel loaded serial resonance) 회로가 되기 때문에, 정상 방전시에도 부하에 대한 승압 작용을 가진다. 이 경우, 도 9의 위측 도면에 있어서, 위상 특성과 제로도의 선이 교차한 주파수에서, 인버터 회로의 구동 주파수는 결정된다.

방전관의 임피던스 Z를 고, 중, 저로 변화시켰을 경우의 위상 특성을 보면, 공진회로의 임피던스에 비해 방전관의 임피던스가 낮아짐에 따라, 도 9의 위측 도면에서 나타낸 바와 같이, 도 8의 검출수단(l)으로 검출되는 전류 위상은 공진 전류의 위상보다 늦어져, 인버터 회로의 발진주파수는 공진회로의 공진주파수보다 낮은 주파수로 발진하게 된다. 그리고, 임피던스가 소(小)인 경우에는 제로도와 교차하는 주파수가 없어져 버린다. 이것은, 어느 한계를 넘어 방전관의 임피던스 Z 가 작아지면, 이 전류 공진형 인버터 회로에 있어서는 발진이 계속되는 것이 불가능하게 되는 것을 나타내고 있다.

방전관의 임피던스가 낮은 경우, 이것은 공진회로의 Q값이 낮다고 하는 것이다. 즉, 본 발명에 있어서는 Q가 낮은 상태에서는 회로의 발진은 계속할 수 없게 된다. 따라서 본 발명에서, Q가 높은 조건으로 구성하는 것은 필수 요건이 된다.

한편, 반대로 Q값이 높은 것은 본 발명에서 유리하게 작용한다. 즉, Q가 높을수록 2차측 회로의 공진 전류가 커져, 전류 공진형 회로의 발진이 안정되기 때문이다. 또한, Q가 높은 것은 승압 트랜스의 승압비도 높아지는 것을 의미한다.

구체적으로 Q가 높은 공진회로를 구성하기 위해서는 승압 트랜스의 2차 권선을, 종래의 타려형 구동수단의 경우의 값보다도 작게 함과 동시에, 2차측의 용량 성분의 값을 크게 설정한다. 누설 인덕턴스의 값은 2차 권선의 감는 수의 제곱에 비례하기 때문에, 약간 감는 수를 줄이는 것만으로 누설 인덕턴스의 값은 크게 저하한다. 그 결과, 필요한 전압을 얻기 위한 변성비를 작게 할 수 있으므로 승압 트랜스의 새로운 소형화가 가능해진다.

다음에, 본 발명의 전류 공진형의 회로와 전력제어수단과의 관계를 설명하면 이하와 같다.

도 5의 회로에 있어서, 각 스위칭수단의 스위칭·타이밍을 나타낸 것이 도 10이다. 도 10은 본 실시예에 있어서의 각 스위칭수단의 타이밍과 전류를 나타내는 설명도이다. 스위칭수단(Qs)의 스위칭·타이밍은 트랜지스터(Q1) 및 (Q2)와 동기하고, 트랜지스터(Q1, Q2)에 흐르는 전류의 위상과 승압 트랜스(T1)의 1차 권선 에 부여되는 전압의 실효치가 동일해지도록 스위칭된다. 이 경우, 승압 트랜스(T1)의 센터 탭에 흐르는 전류는 It와 같아진다.

보다 자세하게 검토하면, b의 타이밍, 즉, 스위칭수단(Qs)이 ON인 경우에 있어서는, 도 11의 스위칭수단(Qs)이 ON인 경우의 전류의 흐름을 나타내는 등가 회로도에 나타낸 바와 같이, 스위칭수단(Qs)을 통해서 승압 트랜스(T1)로 전류가 흐른다.

다음에, 도 10의 C의 타이밍에 있어서, 스위칭수단(Qs)이 OFF가 되면, 전류는 도 12의 스위칭수단(Qs)이 OFF인 경우의 전류의 흐름을 나타내는 등가 회로도에 나타낸 바와 같이 플라이 휠 다이오드(Ds)를 통해서 흐르게 된다.

이 경우에 흐르는 전류는 단순하지 않다. 도 12에 나타낸 전류는 어디까지나 모식적으로 나타낸 것이며, 실제의 승압 트랜스의 1차 권선에는 종종 큰 진동전류가 타는 일이 있다.

도 13은 도 10의 C의 타이밍에 있어서의 전류의 진동의 모습을 나타낸 도면이다.

이 진동전류의 원인은 후술하지만, 본 발명에 있어서는, 이러한 진동전류가 발생했을 경우, 도 14의 스위칭수단(Qs)이 OFF인 경우에 나타나는 진동전류를 전원으로 회생하는 것이다. 도 14의 등가 회로도에 나타낸 바와 같이, 진동이 일어나면 스위칭수단(Qs)을 통해서 역방향의 전류가 흐르고, 이 전류는 회생 다이오드(Dr)를 통해서 전원으로 회생한다.

즉, 순방향으로 흐르는 공진 전류에 대해서는 승압 트랜스(T1)의 1차 권선을 쇼트 했던 것과 같은 상태로 하고, 공진 전류의 에너지를 손실하지 않도록 하고 있다. 한편, 역방향으로 흐르는 진동전류에 대해서는, 이것을 전원으로 회생하여, 진동의 에너지를 덤프하고 있는 것이다.

종래의 DC-DC컨버터를 이용한 조광회로에 있어서는, 이러한 회생 전류만을 선택적으로 덤프하는 수단이 없고, 진동전류의 에너지가 축적되므로, 1차 권선에는 원하지 않는 전류 진동이 나타난다.

다음에, 이러한 진동전류가 왜 발생하는 것인지에 대해서 설명한다.

냉음극관용의 승압 트랜스와 같이 감는 수가 많고, 고전압을 발생시키는 트랜스의 2차 권선상에는 많은 공진이 존재한다. 이것을 1차 권선측으로부터 임피던스·애널라이저로 측정하면, 도 15와 같이 된다. 도 15는 고전압용 승압 트랜스의 2차 권선상에는 많은 자기 공진이 존재하는 것을 나타내는 설명도이다. 도 15의 Z는 트랜스의 1차 권선측으로부터 임피던스특성을 측정한 것이지만, 복수의 공진을 볼 수 있다. 이러한 기생 진동이 발생하는 원인은, 승압 트랜스의 2차 권선이 분포 정수상태가 되어 있기 때문이고, 냉음극관용 인버터 회로의 트랜스 등, 고압용 트랜스의 2차 권선상에 발생하는 여러가지 기생 진동이 원인이다.

이 도 15에 있어서, A의 공진은 일반적으로 잘 알려진 트랜스의 자기 공진으로 불리는 것이다. 그러나, 트랜스에는 일반적으로 별로 알려지지 않지만 B, C, D의 자기 공진도 존재한다. 이 중의 B의 공진은 에너지도 크고, 1차 권선측에 전류 진동이 되어 나타나는 경우가 있다. 이러한 전류 진동은 일본 특개소56-88678호 등에도 「원하지 않는 공진」으로서 개시되고 있다.

도 16은, 실제의 냉음극관용 승압 트랜스의 1차 권선에 발생하는 진동전류의 모습을 나타내는 설명도이다. 그 설명도로부터, 1차 권선을 흐르는 전류는 이상적인 정현파가 아니고, 고차수의 원하지 않는 공진 전류가 중복으로 타고 있는 것을 알 수 있다. 인버터회로의 구동 주파수의 정수배의 주파수와 도 16에 나타내는 고차 공진 주파수가 일치했을 경우에 원하지 않는 전류의 공진 현상이 현저해진다.

이러한 원하지 않는 공진은 트랜지스터(Q1, Q2)의 스위칭·타이밍에 악영향을 준다. 특히, 일본 특개소59-032370호, 미국 특허 제6,633,138호, 일본 특개평8-288080호 등에 개시되는 제로 전류를 검출하여 스위칭·타이밍을 결정하는 제로 전류 스위칭수단에 의한 회로는 심각한 영향을 받는다. 따라서, 상술한 바와 같은 회생수단을 이용하여 진동전류를 덤프(dump) 것은 효과적이다.

이상의 작용에 관한 설명은, 스위칭수단(Qs)의 스위칭·타이밍을 트랜지스터(Q1) 및 (Q2)와 동기했을 경우에 대하여 설명했지만, 트랜지스터(Q1, Q2)에 흐르는 전류와의 스위칭수단(Qs)의 스위칭·타이밍이 비동기인 경우에 있어서도 같은 작용·효과를 일으키게 하는 것이 가능하다.

본 발명에 의하면, 종래의 콜렉터 공진형 회로로부터 큰 회로 변경을 필요로 하지 않고, 거의 같은 회로 구성이면서 인버터 회로의 전환 효율을 대폭 향상시킬 수 있다. 그 결과, 인버터 회로의 발열을 저감시킬 수 있다. 이 경우, 전력 제어용으로 이용되는 IC는 종래의 콜렉터 공진형 회로에 이용되고 있던 염가의 것을 그대로 적용할 수 있기 때문에 비용이 매우 염가이다.

또한, 인버터 회로의 동작주파수는 2차측의 공진회로의 공진주파수가 정확하게 반영되기 때문에, 기생용량의 변동 등에 의한 주파수 차이에도 대처하는 것이 용이하게 되어, 인버터 회로의 신뢰성이 향상한다.

그리고 또한, 방전관 주변에 발생하는 기생용량의 값은 2차측 회로의 공진주파수를 정하는 중요한 파라미터임에도 불구하고, 본 발명의 출원 시점에 있어서, 아직 사양화된 모습을 볼 수 없다.

이들은 공업의 발전상 큰 문제이지만, 본 발명에 의하면, 전류 공진형의 회로가 자동적으로 최적의 구동주파수를 찾아 주기 때문에, 그들 중요한 파라미터가 개시되어 있지 않다 하더라도 인버터 회로는 자동적으로 2차측 회로의 공진주파수에 있어서 동작한다. 또한, 당업자에 대해서 2차측 회로의 방전관 주변 기생용량의 중요도에 관한 계발도 동시에 이루어지는 것이라고 생각할 수 있다.

또한, 본 발명에 의하면, 2차측의 공진회로의 Q값을 높게 설정할 수 있으므로, 인버터 회로의 동작 주파수를 안정화시킬 수 있고, 전력 제어를 실시해도 주파수 변동이 적은 인버터 회로를 실현할 수 있다.

그리고 또한, 동시에 트랜스도 소형화된다. 반대로, 종래 콜렉터 공진형 회로에서 사용되고 있던 트랜스와 같은 바깥지름 치수의 것을 이용했을 경우에는, 대체로 50% 내지 100% 큰 전력으로 사용하는 것이 가능하다. 이 경우, 2차 권선의 권수를 변경하여, 적절한 누설 인덕턴스값을 가지도록 변경할 필요가 있는 것은 물론이다. 이와 같이 해서 실현된 트랜스는 바깥지름 치수 형상이 종래형과 같지만, 전기적 특성이 완전히 다른 것이 되는 것도 또한 물론이다.

또한, 트랜스의 2차 권선에 있어서의 기생 진동에 대해서도 충분한 억제 효과를 얻을 수 있어, 트랜스 1차 권선의 전류 파형이 정현파에 가까워졌다.

그리고 또한, 하나의 인버터 회로에서 동시에 다수의 방전관을 점등할 수 있게 되고, 그에 따라서, 하나의 회로로 다수의 방전관을 점등시키기 위한 회로를 용이하게 실현될 수 있게 되었다.

또한, 외부 전극냉음극관(EEFL) 등의 구동에 있어서도 공진 승압에 의해 높은 전압으로 구동할 수 있음과 동시에, 높은 효율로 구동할 수 있는 인버터 회로를 실현할 수 있게 되었다.

Claims (8)

1. 전류 공진형 인버터 회로는 승압 트랜스를 가지고, 상기 승압 트랜스의 1차 권선은 센터 탭을 가지고, 상기 센터 탭은 전원측에 접속되고, 다른 상기 1차 권선의 두 개의 단자는 각각 두 개의 트랜지스터의 콜렉터에 접속되며, 상기 트랜지스터의 이미터는 상기 센터 탭을 가진 상기 전류 트랜스의 상기 1차 권선의 각각의 단자에 접속되고, 상기 전류 트랜스의 상기 센터 탭은 그라운드 측에 접속되고, 상기 전류 트랜스의 2차 권선은 상기 두 개의 트랜지스터의 베이스에 접속되는 것에 의해서, 상기 트랜지스터의 이미터 전류를 검출함으로써 공진 전류를 검출하여 발진하는 것을 특징으로 하여 이루어지는 구성의 1차측의 구동수단을 가지며,

   상기 승압 트랜스의 2차측 회로는 작은 누설 인덕턴스값을 가지며, 상기 2차측 회로에 방전관을 가지며, 상기 승압 트랜스의 2차측 회로는 상기 승압 트랜스의 분포 용량과 적절히 부가되는 용량과, 상기 방전관 주변에 발생하는 기생용량을 가지며, 그들 용량 성분은 합성되어 2차측 용량을 구성하고, 상기 2차측 용량과 상기 누설 인덕턴스와는 직렬공진회로를 구성하고, 상기 방전관은 상기 용량 성분에 대해서 병렬로 접속되는 것에 의해서 Q값이 높은 상기 직렬공진회로를 구성함으로써, 높은 승압비를 얻어 상기 방전관을 점등시킴과 동시에, 상기 승압 트랜스 1차 권선측으로부터 본 전압에 대한 전류의 위상차가 대체로 적은 것을 특징으로 하는, 방전관용 인버터 회로.
2. 전류 공진형의 인버터 회로의 전력제어수단으로서 상기 전류 공진형의 인버터 회로의 자려발진 회로의 전원과 전력제어수단과의 사이에 스위칭수단을 가지며, 상기 스위칭수단의 전환 타이밍은 상기 전류 공진형 회로의 발진주파수와는 관계없이 이루어지는 것을 특징으로 하는, 방전관용 인버터 회로.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 전류 공진형의 인버터 회로의 전력제어수단으로서, 상기 승압 트랜스의 센터 탭과 전원과의 사이에 스위칭수단을 가지며, 상기 스위칭수단의 전환 타이밍은 상기 전류 공진형의 인버터 회로의 발진주파수와는 관계없이 이루어지는, 방전관용 인버터 회로.
4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,

   상기 전류 공진형의 인버터 회로에 있어서, 상기 승압 트랜스의 센터 탭과 상기 스위칭수단과의 사이에 적절히 초크 권선을 개재하여 이루어지는, 방전관용 인버터 회로.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중의 어느 한 항에 있어서,

   상기 전류 공진형의 인버터 회로의 상기 전력제어수단의 상기 스위칭수단이 OFF가 될 때에, 상기 승압 트랜스의 1차 권선에 흐르는 기생 진동의 진동전류가 상기 전류 공진형의 인버터 회로의 공진 전류와는 역방향으로 흐름으로써, 상기 기생 진동의 공진 전류의 에너지가 전원으로 회생됨으로써 상기 진동전류를 덤프(dump)하는, 방전관용 인버터 회로.
6. 제 1 항 내지 제 5 항 중의 어느 한 항에 있어서,

   상기 트랜지스터의 이미터에 접속되는 전류 트랜스를 전류 검출 저항으로 치환하고, 상기 전류 검출 저항에 흐르는 전류를 검지함으로써, 상기 트랜지스터의 스위칭·타이밍을 얻는 방전관용 인버터 회로.
7. 제 1 항 내지 제 6 항 중의 어느 한 항에 있어서,

   상기 전력제어수단에 있어서, 상기 전력제어수단의 발진주파수는 상기 전류 공진형 회로의 발진주파수와 동기함과 동시에, 상기 승압 트랜스의 1차 권선에 부여되는 전압 파형의 실효치의 위상이 상기 1차 권선에 흐르는 전류 파형의 위상과 대체로 균등해지는, 방전관용 인버터 회로.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중의 어느 한 항에 있어서,

   상기 전류 공진형 인버터 회로에 있어서, 동기발진회로를 가진 것에 의해서 상기 동기발진회로가 기동 수단을 겸하는 방전관용 인버터 회로.

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