JP4370774B2

JP4370774B2 - 放電灯点灯装置

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Publication number: JP4370774B2
Application number: JP2002362799A
Authority: JP
Inventors: 敏也神舎
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2002-12-13
Filing date: 2002-12-13
Publication date: 2009-11-25
Anticipated expiration: 2022-12-13
Also published as: JP2004193075A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は熱陰極形の放電灯をインバータ回路の出力により高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開平２００１−３５１７９０号公報
【０００３】
従来、直流電源を高周波に変換し、熱陰極形放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、装置の回路効率の向上を目的とした特開平２００１−３５１７９０のような予熱制御回路が考案されている。
【０００４】
（従来例１）
従来例１の回路図を図１４に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路部１により交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ２の両端には、コンデンサＣ４と予熱トランスＴ１と予熱スイッチＱ３の直列回路が並列接続されると共に、直流カット用のコンデンサＣ０を介してインダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列共振回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端には放電灯ｌａが並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメント端子Ａ，ＢはコンデンサＣ２を介して予熱トランスＴ１の第１の２次巻線の端子ａ，ｂに接続されており、フィラメント端子Ｃ，ＤはコンデンサＣ３を介して予熱トランスＴ１の第２の２次巻線の端子ｃ，ｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１、放電灯ｌａはインバータ回路を構成している。直流カット用コンデンサＣ４、予熱トランスＴ１、予熱スイッチＱ３、コンデンサＣ２，Ｃ３は予熱電流制御回路を構成している。
【０００５】
以下、図１４の回路動作について説明する。インバータ回路は、制御回路部１からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。図１５はインバータの動作周波数と共振電圧の関係を示す特性図であり、縦軸は放電灯ｌａに印加されるコンデンサＣ１の共振電圧、横軸はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数（インバータ動作周波数）である。
【０００６】
インバータ回路は電源が投入されると、インダクタＬ１とコンデンサＣ１により決まる無負荷共振周波数ｆｏに対して高い、放電灯ｌａが点灯しないような周波数ｆｐｈにて発振開始し、放電灯ｌａには点灯出来ない程度の共振電圧が印加される。この時、予熱スイッチＱ３はオンしており、予熱トランスＴ１には矩形波状の高周波電圧が印加され、それが予熱トランスＴ１の２次巻線からコンデンサＣ２，Ｃ３を介して放電灯ｌａのフィラメントに印加され、フイラメントを加熱する（先行予熱）。所定の時間、先行予熱を行なった後、インバータの動作周波数は放電灯ｌａを点灯できるように周波数はｆｓｔ（始動電圧印加周波数）に変化し、放電灯ｌａが点灯できるような共振電圧が印加され、放電灯ｌａは点灯する（始動モード）。その後、周波数はｆｔ（点灯周波数）に変化し、通常点灯状態に移行する。また、このとき予熱スイッチＱ３はオフとなり、予熱トランスＴ１の一次側の高周波電圧の印加が遮断されるため、２次側に流れるフィラメント電流は殆ど０となる（点灯モード）。これにより点灯時のフィラメント電流による損失を殆ど無くすことができるため、回路効率の大幅な向上が可能となる。
【０００７】
なお、本従来例には、放電灯ｌａが外れたことを検知し、インバータ回路を発振停止させる機能（無負荷検出回路）を有しているが、従来例の回路図上には図示しない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
インバータ回路が点灯状態となり、予熱スイッチＱ３がオフする時、先行予熱モード・始動モードで予熱トランスＴ１の１次側に流れていた電流が遮断されるため、予熱トランスＴ１の１次側には逆起電力が発生し、それが予熱スイッチＱ３の両端に印加され、インバータ回路の直流電源電圧Ｅよりも高い過大な電圧ストレスが印加されるという問題がある。図１６は従来例において、予熱スイッチＱ３がオンからオフに変化したときの予熱スイッチＱ３の両端電圧ＶＱ３である。図中、Ｅは直流電源電圧（ここでは４１０Ｖ）であり、予熱スイッチＱ３のピーク電圧は５７０Ｖに達している。
【０００９】
通常点灯モードにおいて、予熱スイッチＱ３がオフであっても、予熱スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ３のドレイン−ソース間には寄生ダイオードが逆方向に存在する。また、ドレイン−ソース間には僅かではあるものの容量成分が存在する。これにより、スイッチングＱ２のオン時にはコンデンサＣ４よりスイッチング素子Ｑ２→予熱スイッチＱ３の寄生ダイオード→予熱トランスＴ１の経路で電流が流れるため、予熱スイッチＱ３には電圧は殆ど印加されないが、スイッチング素子Ｑ２のオフ時には予熱スイッチＱ３のドレイン−ソース間容量がコンデンサＣ４の容量に比べ遥かに小さいため、直流電源電圧Ｅが殆ど予熱スイッチＱ３に印加されるのであるが、ドレイン−ソース間容量成分に電荷が貯まるまでの僅かな時間は電流が流れ、その後は予熱トランスＴ１の電流経路が遮断されてしまうため、予熱スイッチＱ３の電圧が立上るときは、予熱トランスＴ１に逆起電力によるオーバーシュート電圧が発生し、それが予熱スイッチＱ３に印加され、過大な電圧ストレスが掛かるという問題がある。図１７は従来例において、通常点灯時に予熱スイッチＱ３の両端に印加される電圧波形である。図中、Ｅは直流電源電圧（ここでは４１０Ｖ）であり、予熱スイッチＱ３のピーク電圧は５３０Ｖに達している。
【００１０】
負荷外し時においては、フィラメントが外れた瞬間から無負荷検出回路が働くまでの間に予熱巻線ａ−ｂ間もしくはｃ−ｄ間にランプ電流が流れ込み、この電流が１次側に電圧変換され、上述の予熱トランスＴ１の１次側の逆起電力と同様にオーバーシュート電圧が発生し、それが予熱スイッチＱ３に印加され、過大な電圧ストレスとなる。図１８（ａ）は従来例において、負荷外し時に予熱スイッチＱ３に印加される電圧波形を示しており、同図（ｂ）はその部分拡大図である。
【００１１】
上述したような予熱スイッチＱ３に印加される電圧ストレスの対策として、従来、予熱スイッチＱ３がオフする時の電圧ストレスに対しては、予熱スイッチＱ３がオンからオフに変化する際、制御回路部１の予熱スイッチＱ３のゲート電荷の引抜きのスピードを遅らせ、予熱スイッチＱ３の非飽和領域を利用することでオーバーシュート電圧の抑制対策がとられていた。しかしながら、通常点灯時や負荷外し時における過電圧の対策は不可能であった。また、予熱スイッチＱ３のドレイン−ソース間にコンデンサを挿入することで、予熱スイッチＱ３の電圧立ち上がりを鈍らせることにより電圧ストレスを抑制する対策がとられていたが、オーバーシュート電圧を十分に抑制することは不可能であった。
【００１２】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、放電灯負荷を高周波で点灯する放電灯点灯装置で、点灯時のフィラメント予熱電流を抑制する予熱制御回路を構成するスイッチング素子への通常動作時および過渡時における電圧ストレスを軽減するストレス保護回路を精度良くかつ比較的安価で部品点数の少ない回路構成で実現できる手段を提供するところにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の放電灯点灯装置によれば、フィラメントを有する熱陰極形の放電灯と、直流電源を高周波に変換して前記放電灯に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路が予熱・始動の動作状態にあるときに放電灯のフィラメントにフィラメント電流を流して予熱し、点灯の動作状態にあるときに放電灯のフィラメントに流れるフィラメント電流を抑制する予熱制御回路を有し、前記予熱制御回路は、少なくとも予熱用変成器要素の１次巻線と予熱用スイッチ要素の直列回路を含んで構成されており、前記スイッチ要素は、インバータの通常動作状態ではオフとなるように制御される放電灯点灯装置において、前記スイッチ要素の高圧側より少なくともダイオードから構成されるクランプ回路が所定の直流電源に接続されており、前記クランプ回路を構成するダイオードのアノード側はスイッチ要素の高圧側に接続され、カソード側は所定の直流電源に接続されていることを特徴とする。
【００１４】
請求項２の発明によれば、請求項１において、前記クランプ回路を構成するダイオードのカソード側に接続される所定の直流電源は、前記スイッチ要素の定格電圧より低い電圧であり、且つインバータ回路の直流電源電圧と同等かそれ以上の電圧であることを特徴とする。
請求項３の発明によれば、請求項１又は２において、前記スイッチ要素はＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項４の発明によれば、請求項１〜３のいずれかにおいて、所定の直流電源は、インバータの直流電源電圧であることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項５の発明によれば、請求項１〜４のいずれかにおいて、クランプ回路のダイオードと直列にインピーダンス素子が挿入されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項６の発明によれば、請求項５において、ダイオードと直列に挿入されているインピーダンス素子は抵抗器であることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項７の発明によれば、請求項５において、ダイオードと直列に挿入されているインピーダンス素子はフェライトビーズであることを特徴とする放電灯点灯装置。
【００１５】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の回路図を図１に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路部１により交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ２の両端には、コンデンサＣ４と予熱トランスＴ１と予熱スイッチＱ３の直列回路が並列接続されている。予熱トランスＴ１と予熱スイッチＱ３の接続点にはダイオードＤ１のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは直流電源Ｅ１の正極に接続されている。直流電源Ｅ１の負極は接地されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カット用のコンデンサＣ０を介してインダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列共振回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端には放電灯ｌａが並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメント端子Ａ，ＢはコンデンサＣ２を介して予熱トランスＴ１の第１の２次巻線の端子ａ，ｂに接続されており、フィラメント端子Ｃ，ＤはコンデンサＣ３を介して予熱トランスＴ１の第２の２次巻線の端子ｃ，ｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１、放電灯ｌａはインバータ回路を構成している。直流カット用コンデンサＣ４、予熱トランスＴ１、予熱スイッチＱ３、コンデンサＣ２，Ｃ３は予熱電流制御回路を構成している。ダイオードＤ１と直流電源Ｅ１は予熱スイッチＱ３への電圧ストレス抑制のためのクランプ回路を構成している。
【００１６】
以下、図１の回路動作について説明する。インバータ回路は、制御回路部１からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。図２はインバータの動作周波数と共振電圧の関係を示す特性図であり、図中、縦軸は放電灯ｌａに印加されるコンデンサＣ１の共振電圧、横軸はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数（インバータ動作周波数）である。
【００１７】
インバータ回路は電源が投入されると、インダクタＬ１とコンデンサＣ１により決まる無負荷共振周波数ｆｏに対して高い、放電灯ｌａが点灯しないような周波数ｆｐｈにて発振開始し、放電灯ｌａには点灯出来ない程度の共振電圧が印加される。この時、予熱スイッチＱ３はオンしており、コンデンサＣ４を直流カット用コンデンサとして予熱トランスＴ１には矩形波状の高周波電圧が印加され、それが予熱トランスＴ１の２次巻線からコンデンサＣ２，Ｃ３を介して放電灯ｌａのフィラメントに印加され、フィラメントを加熱する（先行予熱）。所定の時間、先行予熱を行なった後、インバータの動作周波数は放電灯ｌａを点灯できるように周波数はｆｓｔ（始動電圧印加周波数）に変化し、放電灯ｌａが点灯できるような共振電圧が印加され、放電灯ｌａは点灯する（始動モード）。その後、周波数はｆｔ（点灯周波数）に変化し、通常点灯状態に移行する。また、このとき予熱スイッチＱ３はオフとなり、予熱トランスＴ１の一次側の高周波電圧の印加が遮断されるため、２次側に流れるフィラメント電流は殆ど０となる（点灯モード）。これにより点灯時のフィラメント電流による損失を殆ど無くすことができるため、回路効率の大幅な向上が可能となる。
【００１８】
なお、本実施の形態には、放電灯ｌａが外れたことを検知し、インバータ回路を発振停止させる機能（無負荷検出回路）を有しているが、従来例の回路図上には図示しない。
【００１９】
クランプ回路が接続されている直流電源Ｅ１は、予熱スイッチＱ３の定格電圧以下であり、インバータの直流電源電圧Ｅ以上であり、十分な容量成分を有している。このクランプ回路により、予熱スイッチＱ３の両端にインバータの直流電源電圧Ｅ以上の電圧が印加されても直流電源Ｅ１の電位に達すると直流電源Ｅ１の電位にクランプされるため、それ以上の電圧ストレスは印加されない。
【００２０】
例えば従来例で説明したように、予熱スイッチＱ３がオンからオフする際は、予熱トランスＴ１の１次側の電流が遮断されるため、予熱トランスＴ１の１次側に逆起電力が発生し、それが予熱スイッチＱ３の両端にインバータの直流電源電圧Ｅに重畳されて印加されるため過大な電圧が印加されるが、予熱スイッチＱ３の両端電圧ＶＱ３は図３に示すように直流電源Ｅ１の電位でクランプされるため、電圧ストレスを軽減することができる。
【００２１】
また、通常点灯時において予熱スイッチＱ３がオフしているときの動作について説明すると、この時は予熱スイッチＱ３の両端には実際には微小であるが容量成分が存在し、その容量はコンデンサＣ４に比べてはるかに小さいため、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧が殆ど予熱スイッチＱ３に印加され、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧と同期した波形が現れる。その電圧が立上る際には、予熱スイッチＱ３の容量成分を充電する電流が僅かに流れ、すぐにそれが遮断され、予熱トランスＴ１の１次側に逆起電力が発生し、それが予熱スイッチＱ３の両端に重畳され、インバータの直流電源電圧Ｅより高い電圧が継続的にスイッチング素子Ｑ２がオフするたびに印加される。しかしながら、この電圧は図４に示すように直流電源Ｅ１の電位でクランプされるため、電圧ストレスを軽減することができる。
【００２２】
また、点灯中に負荷を外した際には、負荷が外れたことを検知し、インバータの発振を停止させる機能を有しているものの、インバータが発振停止するまでの応答遅れ時間の間に、予熱トランスＴ１の２次巻線（ａ−ｂ間やｃ−ｄ間）への共振電流の過渡的な回り込みにより１次側に電圧が発生し、予熱スイッチＱ３の両端に過大な電圧が発生する。しかしながら、この電圧は図４に示すように直流電源Ｅ１の電位でクランプされるため、電圧ストレスを軽減することができる。
【００２３】
何れの動作においても、直流電源Ｅ１の電位を予熱スイッチＱ３の定格電圧以下でかつインバータの電源電圧Ｅ以上となるように設定することで予熱スイッチＱ３の電圧ストレスを定格電圧以下に抑えることが可能となり、且つ電圧ストレス発生時以外の動作でのインバータの電源電圧Ｅからの直流電源Ｅ１への電流の回り込みを防止することができる。
【００２４】
本実施の形態は、直流電源に接続されたインバータ回路の回路例であるが、この直流電源は交流電源を整流平滑する回路（例えば昇圧形チョッパー回路）が接続されても同様の効果が得られることは言うまでも無い。
【００２５】
本実施の形態によれば、予熱スイッチＱ３に発生する電圧ストレスを簡単且つ安価な構成で軽減することができ、予熱スイッチＱ３の電圧定格以内に確実に抑えることができる。よって、クランプ回路が無い場合に比べ、予熱スイッチＱ３として定格電圧の低いものを使うことが出来る。
【００２６】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２を図５に示す。本実施の形態は、実施の形態１において、予熱スイッチＱ３をＭＯＳＦＥＴとし、直流電源Ｅ１をインバータの電源電圧Ｅとした例である。また、インバータの電源電圧Ｅは約４１０Ｖで構成した例である。
【００２７】
詳細な動作は、実施の形態１と同様であるため重複する説明は省略するが、ダイオードＤ１が有る場合と無い場合の予熱スイッチＱ３の両端電圧ＶＱ３を実測したので、その結果を図６〜図９に示し説明する。
【００２８】
通常動作時の電圧ストレスは図６（ａ）のようにダイオードＤ１が有る場合は、予熱スイッチＱ３の電圧はインバータの電源電圧Ｅ（約４１０Ｖ）によりクランプされている。また、ダイオードＤ１が無い場合は図６（ｂ）のようにインバータの電源電圧Ｅより高い電圧（約５３０Ｖ）が予熱スイッチＱ３に印加されている。
【００２９】
予熱スイッチＱ３がオンからオフする際は、図７（ａ）のようにダイオードＤ１が有る場合は、予熱スイッチＱ３の電圧はインバータの電源電圧Ｅによりクランプされている。また、ダイオードＤ１が無い場合はインバータの電源電圧Ｅより高い電圧（約５７０Ｖ）が予熱スイッチＱ３に印加されている。
【００３０】
点灯中に負荷が外れる場合は、図８のようにダイオードＤ１が有る場合は、予熱スイッチＱ３の電圧はインバータの電源電圧Ｅによりクランプされている。また、ダイオードＤ１が無い場合は図９のように高い電圧（約７７０Ｖ）が予熱スイッチＱ３に印加される。なお、図８および図９において、（ａ）は負荷外し時の予熱スイッチＱ３の両端電圧であり、（ｂ）はその部分拡大図である。
【００３１】
本実施の形態では、如何なる動作においても、予熱スイッチＱ３に印加される電圧はインバータの電源電圧Ｅでクランプされるため、予熱スイッチＱ３の定格がインバータの電源電圧Ｅ以上あれば、確実に定格電圧以下に抑えることができる。
【００３２】
本実施の形態は、直流電源に接続されたインバータ回路の回路例であるが、この直流電源は交流電源を整流平滑する回路（例えば昇圧形チョッパー回路）が接続されても同様の効果が得られることは言うまでも無い。
【００３３】
本実施の形態によれば、予熱スイッチＱ３に発生する電圧ストレスを簡単且つ安価な構成で軽減することができ、予熱スイッチＱ３の電圧定格以内に確実に抑えることができる。よって、クランプ回路が無い場合に比べ、予熱スイッチＱ３として定格電圧の低いものを使うことが出来る。具体的には、本実施の形態では、予熱スイッチＱ３として電圧定格が５００Ｖ程度の素子を使用することが可能である。ダイオードＤ１が無い場合は予熱スイッチＱ３として電圧定格が８００Ｖ以上の素子が必要となる。
【００３４】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３を図１０に示す。本実施の形態は、実施の形態２において、ダイオードＤ１に直列にインピーダンス素子Ｚを挿入した例である。基本的な動作については、実施の形態２と同様であるので、重複する説明は省略する。実施の形態２との違いは、予熱スイッチＱ３にオーバーシュート電圧が発生し、ダイオードＤ１にクランプ電流が流れる際、インピーダンス素子Ｚを介して流れるため、ダイオードＤ１を介して流れる尖頭波形的な電流をインピーダンス素子Ｚにより抑えることができ、ダイオードＤ１のクランプ電流に起因するノイズを抑制することができる。
【００３５】
本実施の形態は、直流電源に接続されたインバータ回路の回路例であるが、この直流電源は交流電源を整流平滑する回路（例えば昇圧形チョッパー回路）が接続されても同様の効果が得られることは言うまでも無い。
【００３６】
本実施の形態によれば、予熱スイッチＱ３に発生する電圧ストレスを簡単且つ安価な構成で軽減することができ、予熱スイッチＱ３の電圧定格以内に確実に抑えることができる。よって、クランプ回路が無い場合に比べ、予熱スイッチＱ３として定格電圧の低いものを使うことが出来る。さらに、ダイオードＤ１のクランプ電流に起因するノイズの発生を抑制することが出来る。
【００３７】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４を図１１に示す。本実施の形態は、実施の形態３において、ダイオードＤ１に直列に挿入されるインピーダンス素子Ｚとして抵抗器Ｒを用いた例である。本実施の形態の動作および効果は実施の形態３と同じである。
【００３８】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５を図１２に示す。本実施の形態は、実施の形態３において、ダイオードＤ１に直列に挿入されるインピーダンス素子ＺとしてフェライトビーズＦＢ１を用いた例である。本実施の形態の動作および効果は実施の形態３と同じである。
【００３９】
本実施の形態では、実施の形態２と同様の効果が得られるほか、ダイオードＤ１のクランプ電流に起因するノイズ周波数に対応したインピーダンス特性を有するフェライトビーズＦＢ１を挿入することで、効果的にダイオードＤ１のクランプ電流に起因するノイズを抑制することができる。
【００４０】
なお、実施の形態１〜５に示した点灯装置は、図１３に示すような照明器具の点灯装置として用いられても良い。
【００４１】
【発明の効果】
請求項１〜７の発明によれば、予熱スイッチに発生する電圧ストレスを簡単且つ安価な構成で軽減することができ、予熱スイッチの電圧定格以内に確実に抑えることができる。よって、クランプ回路が無い場合に比べ、予熱スイッチとして定格電圧の低いものを使うことが出来る。また、特に、請求項５〜７の発明によれば、予熱スイッチにオーバーシュート電圧が発生し、ダイオードにクランプ電流が流れる際、インピーダンス素子を介して流れるため、ダイオードを介して流れる尖頭波形的な電流をインピーダンス素子により抑えることができ、ダイオードのクランプ電流に起因するノイズを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１の予熱、始動、点灯時の動作周波数の変化を示す説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１の予熱スイッチがオンからオフに変化するときの予熱スイッチへの印加電圧波形を示す波形図である。
【図４】本発明の実施の形態１の通常点灯時と負荷外し時の予熱スイッチへの印加電圧波形を示す波形図である。
【図５】本発明の実施の形態２の回路図である。
【図６】本発明の実施の形態２の通常点灯時の予熱スイッチへの印加電圧波形を示す図であり、（ａ）はクランプ用ダイオードが有るとき、（ｂ）はクランプ用ダイオードが無いときの波形図である。
【図７】本発明の実施の形態２の予熱スイッチがオンからオフに変化するときの予熱スイッチへの印加電圧波形を示す図であり、（ａ）はクランプ用ダイオードが有るとき、（ｂ）はクランプ用ダイオードが無いときの波形図である。
【図８】本発明の実施の形態２のクランプ用ダイオードが有るときの負荷外し時の予熱スイッチへの印加電圧波形を示す図であり、（ａ）は時間軸を縮小したとき、（ｂ）は時間軸を拡大したときの波形図である。
【図９】本発明の実施の形態２のクランプ用ダイオードが無いときの負荷外し時の予熱スイッチへの印加電圧波形を示す図であり、（ａ）は時間軸を縮小したとき、（ｂ）は時間軸を拡大したときの波形図である。
【図１０】本発明の実施の形態３の回路図である。
【図１１】本発明の実施の形態４の回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態５の回路図である。
【図１３】本発明の放電灯点灯装置を用いた照明器具の外観を示す斜視図である。
【図１４】従来例の回路図である。
【図１５】従来例の予熱、始動、点灯時の動作周波数の変化を示す説明図である。
【図１６】従来例の予熱スイッチがオンからオフに変化するときの予熱スイッチへの印加電圧波形を示す波形図である。
【図１７】従来例の通常点灯時の予熱スイッチへの印加電圧波形を示す波形図である。
【図１８】従来例の負荷外し時の予熱スイッチへの印加電圧波形を示す図であり、（ａ）は時間軸を縮小したとき、（ｂ）は時間軸を拡大したときの波形図である。
【符号の説明】
Ｃ４直流カット用コンデンサ
Ｔ１予熱トランス
Ｑ３予熱スイッチ
Ｄ１ダイオード
Ｅ１直流電源

Claims

フィラメントを有する熱陰極形の放電灯と、直流電源を高周波に変換して前記放電灯に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路が予熱・始動の動作状態にあるときに放電灯のフィラメントにフィラメント電流を流して予熱し、点灯の動作状態にあるときに放電灯のフィラメントに流れるフィラメント電流を抑制する予熱制御回路を有し、前記予熱制御回路は、少なくとも予熱用変成器要素の１次巻線と予熱用スイッチ要素の直列回路を含んで構成されており、前記スイッチ要素は、インバータの通常動作状態ではオフとなるように制御される放電灯点灯装置において、前記スイッチ要素の高圧側より少なくともダイオードから構成されるクランプ回路が所定の直流電源に接続されており、前記クランプ回路を構成するダイオードのアノード側はスイッチ要素の高圧側に接続され、カソード側は所定の直流電源に接続されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１において、前記クランプ回路を構成するダイオードのカソード側に接続される所定の直流電源は、前記スイッチ要素の定格電圧より低い電圧であり、且つインバータ回路の直流電源電圧と同等かそれ以上の電圧であることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１又は２において、前記スイッチ要素はＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１〜３のいずれかにおいて、所定の直流電源は、インバータの直流電源電圧であることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１〜４のいずれかにおいて、クランプ回路のダイオードと直列にインピーダンス素子が挿入されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項５において、ダイオードと直列に挿入されているインピーダンス素子は抵抗器であることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項５において、ダイオードと直列に挿入されているインピーダンス素子はフェライトビーズであることを特徴とする放電灯点灯装置。