KR101697447B1 - 스위칭 레귤레이터 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

출력 스위치 소자; 정류 스위치 소자; 발진 회로; 오류 증폭기 회로; 슬로프 회로; 제1 전압 비교 회로; 제2 전압 비교 회로; 단일 펄스 생성 회로; 제어 회로; 및 역류 검출 회로를 포함하는 스위칭 레귤레이터 및 그 제어 방법은 PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭을 위한 부하 전류의 목표 값을 기준으로 변동들이 안정화되도록 억제하고, 칩들, 코일들, 및 커패시터들과 같은 외부 소자들을 포함하는 다양한 파라미터들이 달라지는 경우라도 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 스위칭 또는 PWM 제어로부터 PFM 제어로의 스위칭을 보장한다.

Description

스위칭 레귤레이터 및 그 제어 방법{SWITCHING REGULATOR AND CONTROL METHOD THEREOF}
본 발명은 스위칭 레귤레이터에 관한 것으로서, 특히 펄스 폭 변조(이하, PWM이라고 지칭함) 제어 모드 및 펄스 주파수 변조(이하, PFM이라고 지칭함) 제어 모드를 갖고, 부하 전류가 감소하는 경우 PFM 제어를 수행하는 인덕터를 포함하는 비절연 타입의 스위칭 레귤레이터 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
최근, 전자 기기를 위한 전력 절감이 항상 요구된다. 전력 절감을 달성하기 위해, 전자 기기에 전압을 공급하는 전력 공급 회로 자체의 효율을 개선함으로써 전자 기기에 의해 소비되는 전력의 감소 및 전력의 낭비의 억제를 강조하고 있다. 전원 회로들은 고효율을 갖는 입력 전력을 공급하기 위해 스위칭 레귤레이터들을 폭넓게 이용한다.
스위칭 레귤레이터들에서, PWM 제어 또는 PFM 제어가 널리 알려져 있다. PFM 제어에서, 출력 전압이 하강하면 스위칭 소자의 온-타임 기간이 더 길어지고, 출력 전압이 상승하면 스위칭 소자의 온 시간 주기가 더 짧아지도록 제어가 수행된다. PWM 제어에서, 구동 펄스의 발진 주파수가 일정하게 하고 펄스 폭이 부하에 따라 변하도록 제어가 수행된다. 또한, PFM 제어는 온-타이밍이 일정한 고정 주파수로 제어되고, 온-타이밍이 스킵되어 의사(pseudo)-PFM 제어 동작을 달성하는 방법을 더 포함한다.
PWM 제어와 PFM 제어 사이에서 자동으로 스위칭하는 제어 방법으로서, 예를 들어, 일본 특허 제3647811호 및 일본 특허 출원공보 제2010-063276호는 스위칭 레귤레이터로부터의 출력 전압의 부분 전압 값과 기준 전압원(voltage source)으로부터의 기준 전압 사이의 차이로부터 생성되는 오류 증폭 출력 전압에 기반하여 동작이 PWM 제어 동작으로부터 PFM 제어 동작으로 또는 PFM 제어 동작으로부터 PWM 제어 동작으로 자동 스위칭되는 구성을 개시하고 있다.
또한, 예를 들어, 일본 특허 출원 공보 제2008-092712호는 PWM 제어 신호의 펄스 폭과 PFM 제어 신호의 펄스 폭 사이의 차이에 대응하는 차동 시간을 나타내는 차동 시간 신호를 형성하기 위한 차동 시간 생성 수단이 포함되고, 차동 시간 신호에 기반하여 차동 시간에 따라 PWM 제어 신호를 형성하기 위한 기준 신호와 차동 시간 신호를 비교함으로써 동작 모드들이 스위칭되는 구성을 개시한다.
또한, 예를 들어, 일본 특허 출원공보 제2009-213228호는 PWM 제어 신호의 펄스 개수 및 PFM 제어 신호의 펄스 개수를 카운트하는 회로가 포함되고, PFM 제어 하에서 펄스들을 카운트한 결과 또는 PWM 제어 하에서 펄스들을 카운트한 결과에 기반하여 동작 모드들을 스위칭하는 것이 제어되는 방식으로 PFM 제어로부터 PWM 제어로 모드를 시프트하고 PWM 제어로부터 PFM 제어로 모드를 시프트하기 위한 펄스 개수 각각에 대한 펄스 개수의 기준이 제공되는 구성을 개시한다.
또한, 예를 들어, 일본 특허 출원공보 제2009-225642호는 스위칭 레귤레이터의 출력으로부터 출력 스위치 측으로 흐르는 인덕터 전류의 역방향 전류가 선택되고, 그 검출 신호에 기반하여 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 스위칭 또는 PWM 제어로부터 PFM 제어로의 스위칭이 제어되는 구성을 개시한다.
그러나, 일본 특허 제3647811호 및 일본 특허 출원 공보 제2010-063276호, 제2008-092712호, 제2009-213228호, 및 제2009-225642호에서 설명된 발명들에서, PFM 펄스 폭을 생성하는 회로 및 PWM 펄스 폭을 생성하는 회로는 항상 턴온되고, 이는 많은 양의 전류들이 소모되는 상태를 초래한다. 더구나, 넓은 범위에서 입력 조건 및 출력 조건 하에서 원하는 부하 전류를 획득하는 것은 어렵기 때문에 PWM 제어와 PFM 제어를 스위칭하기 위한 부하 전류에 대한 변동들이 일어난다는 문제점이 있다.
더구나, 일본 특허공보 제2010-063276호에 설명된 발명에서, 오류 증폭 출력 전압을 위한 레벨 검출 회로의 기준 전압은 동작 모드를 스위칭하기 위한 부하 전류가 인덕터로부터 출력 스위치 측으로의 인덕터 전류의 역류(backflow)를 방지하도록 제어하는 불연속 동작 모드로부터 연속 동작 모드로 시프트하기 위한 임계점에서의 전류 값과 동일해지도록 설정된다. 그러나, 일본 특허 공보 제2010-063276호는 구체적인 구성 예를 개시하지 못했다.
본 발명의 목적은 전술한 문제점들을 해결하고, 종래 기술에 비해, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭을 위한 부하 전류의 목표 값을 기준으로 변동들이 안정화되도록 더 억제하고, 칩들, 코일들, 및 커패시터들과 같은 외부 소자들을 포함하는 다양한 파라미터들이 달라지는 경우라도 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 스위칭 또는 PWM 제어로부터 PFM 제어로의 스위칭을 보장할 수 있는 스위칭 레귤레이터 및 그 제어 방법을 제공하는 것이다.
전술된 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 일 실시예는 입력 단자로 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 변환하고, 출력 단자로부터 인덕터를 통해 부하로 출력되는 출력 전압으로서 정전압을 출력하고, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭 기능을 갖는 비절연 타입 스위칭 레귤레이터를 제공하는데, 스위칭 레귤레이터는 제어 전극에 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하고 입력 전압으로 인덕터를 충전하는 출력 스위치 소자; 출력 스위치 소자가 턴 오프되어 인덕터에 대한 충전을 중단하는 경우 인덕터를 방전하는 정류 스위치 소자; 미리 결정된 발진 주파수를 갖는 클럭 신호를 출력하는 발진 회로; 출력 전압에 비례하는 피드백 전압과 미리 결정된 제1 기준 전압 사이의 전압차를 증폭하고 전압차를 오류 전압으로서 출력하는 오류 증폭기 회로; 출력 스위치 소자의 스위칭과 동기화되도록 미리 설정된 전압 변화를 제공하는 톱니파(saw-tooth wave)를 생성하는 슬로프 회로; 톱니파의 전압과 오류 전압을 비교하고 비교 결과를 나타내는 제1 비교 신호를 출력하는 제1 전압 비교 회로; 에러 전압과 미리 결정된 제2 기준 전압을 비교하고 비교 결과를 나타내는 제2 비교 신호를 생성 및 출력하는 제2 전압 비교 회로; 미리 결정된 펄스 폭을 갖는 단일 펄스 신호를 생성하는 단일 펄스 생성 회로; 클럭 신호, 제1 비교 신호, 제2 비교 신호, 및 단일 펄스 신호에 기반하여 출력 스위치 소자 및 정류 스위치 소자를 위한 스위칭을 제어하는 제어 회로; 및 출력 스위치 소자와 정류 스위치 소자 사이의 연결점에서의 전압에 기반하여, 출력 단자로부터 인덕터를 통해 정류 스위치 소자 측으로 흐르는 역방향 전류의 생성 징후 또는 역방향 전류의 생성을 검출하는 역류 검출 회로를 포함하고, 미리 결정된 제2 기준 전압은 입력 전압과 출력 전압에 대한 의존성을 갖고, 톱니파의 하한 값과 상한 값 사이에 임의로 설정되고, 그리고 제어 회로는 발진 회로가 제2 비교 신호에 따라 발진 동작을 시작하여 클럭 신호를 출력하도록 발진 회로를 제어하고, 단일 펄스 생성 회로가 단일 펄스 신호를 출력하도록 단일 펄스 생성 회로를 제어하고, 제1 전압 비교 회로가 제2 비교 신호와 클럭 신호에 따라 턴 온/오프하도록 제1 전압 비교 회로를 제어하고, 단일 펄스 신호의 펄스 폭이 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 되도록 출력 스위치 소자를 제어하고, 제어 회로는 부하가 미리 결정된 제1 임계치 미만인 경부하인 경우, 제2 비교 신호, 클럭 신호, 단일 펄스 신호의 펄스 폭에 기반하여 온 시간 주기가 고정되어 있는 동안 출력 스위치 소자의 스위칭 사이클이 변경되는 PFM 제어 동작을 수행하도록 제어하고, 부하가 제1 임계치 이상이거나 제1 임계치 초과의 제2 임계치 이상인 중부하인 경우, 제2 비교 신호, 클럭 신호, 및 제1 전압 비교 회로로부터의 출력 신호에 기반하여 스위칭 사이클이 고정된 동안 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 변경되는 PWM 제어 동작을 수행하도록 제어하고, 제어 회로는 PFM 제어 및 PWM 제어가 제2 비교 신호 및 클럭 신호에 기반하여 자동으로 스위칭되도록 제어하고, 그리고 제2 전압 비교 회로는 클럭 신호와 역류 검출 회로의 출력으로서 역류 검출 신호의 조합 상태에 기반하여 제2 비교 신호의 신호 레벨을 변경하여 단일 펄스 신호가 입력 전압 및 출력 전압에 대한 의존성을 갖게 하고, 입력 전압 및 출력 전압에 기반하여 출력 스위치 소자의 온 시간 주기를 변경하고, 그리고 제2 비교 신호, 역류 검출 신호, 및 클럭 신호의 조합 상태에 기반하여 제1 비교 신호를 트리거로서 사용하여 단일 펄스 신호를 출력한다.
전술된 목적을 달성하기 위해, 입력 단자로 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 변환하고, 출력 단자로부터 인덕터를 통해 부하로 출력되는 전압으로서 정전압을 출력하고, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭 기능을 갖는 비절연 타입 스위칭 레귤레이터 - 스위칭 레귤레이터는 제어 전극에 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하고 입력 전압으로 인덕터를 충전하는 출력 스위치 소자; 출력 스위치 소자가 턴 오프되어 인덕터에 대한 충전을 중단하는 경우 인덕터를 방전하는 정류 스위치 소자; 미리 결정된 발진 주파수를 갖는 클럭 신호를 출력하는 발진 회로; 출력 전압에 비례하는 피드백 전압과 미리 결정된 제1 기준 전압 사이의 전압차를 증폭하고 전압차를 오류 전압으로서 출력하는 오류 증폭기 회로; 출력 스위치 소자의 스위칭과 동기화되도록 미리 설정된 전압 변화를 제공하는 톱니파를 생성하는 슬로프 회로; 톱니파의 전압과 오류 전압을 비교하고 비교 결과를 나타내는 제1 비교 신호를 출력하는 제1 전압 비교 회로; 에러 전압과 미리 결정된 제2 기준 전압을 비교하고 비교 결과를 나타내는 제2 비교 신호를 생성 및 출력하는 제2 전압 비교 회로; 미리 결정된 펄스 폭을 갖는 단일 펄스 신호를 생성하는 단일 펄스 생성 회로; 클럭 신호, 제1 비교 신호, 제2 비교 신호, 및 단일 펄스 신호에 기반하여 출력 스위치 소자 및 정류 스위치 소자를 위한 스위칭을 제어하는 제어 회로; 및 출력 스위치 소자와 정류 스위치 소자 사이의 연결점에서의 전압에 기반하여, 출력 단자로부터 인덕터를 통해 정류 스위치 소자 측으로 흐르는 역방향 전류의 생성 징후 또는 역방향 전류의 생성을 검출하는 역류 검출 회로를 포함하고, 미리 결정된 제2 기준 전압은 입력 전압과 출력 전압에 대한 의존성을 갖고, 톱니파의 하한 값과 상한 값 사이에 임의로 설정됨 - 의 제어 방법으로서, 제어 회로에 의해 수행되는 제어 방법은, 발진 회로가 제2 비교 신호에 따라 발진 동작을 시작하여 클럭 신호를 출력하도록 발진 회로를 제어하고, 단일 펄스 생성 회로가 단일 펄스 신호를 출력하도록 단일 펄스 생성 회로를 제어하는 단계; 제1 전압 비교 회로가 제2 비교 신호와 클럭 신호에 따라 턴 온/오프하도록 제1 전압 비교 회로를 제어하는 단계;단일 펄스 신호의 펄스 폭이 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 되도록 출력 스위치 소자를 제어하는 단계; 부하가 미리 결정된 제1 임계치 미만인 경부하인 경우, 제2 비교 신호, 클럭 신호, 단일 펄스 신호의 펄스 폭에 기반하여 온 시간 주기가 고정되어 있는 동안 출력 스위치 소자의 스위칭 사이클이 변경되는 PFM 제어 동작을 수행하도록 제어하고, 부하가 제1 임계치 이상이거나 제1 임계치 초과의 제2 임계치 이상인 중부하인 경우, 제2 비교 신호, 클럭 신호, 및 제1 전압 비교 회로로부터의 출력 신호에 기반하여 스위칭 사이클이 고정된 동안 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 변경되는 PWM 제어 동작을 수행하도록 제어하는 단계; 및 PFM 제어 및 PWM 제어가 제2 비교 신호 및 클럭 신호에 기반하여 자동으로 스위칭되도록 제어하는 단계를 포함한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(1)의 구성 예를 예시한 회로도이다.
도 2는 경부하(light load) 측으로부터 중부하(heavy load) 측으로의 부하 변동이 일어나는 경우 PFM 제어가 PWM 제어로 시프트되는 상태에서 도 1의 스위칭 레귤레이터(1)에서의 내부 신호들을 예시한 타이밍 차트이다.
도 3는 중부하 측으로부터 경부하 측으로의 부하 변동이 일어나는 경우 PWM 제어가 PFM 제어로 변경되는 상태에서 도 1의 스위칭 레귤레이터(1)에서의 각자 내부 신호들을 예시한 타이밍 차트이다.
도 4는 도 1의 스위칭 제어 회로(10)에서 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)를 생성하기 위한 신호 생성 회로의 구성 예를 예시한 회로도이다.
도 5는 도 1의 단일 펄스 생성 회로(19)의 구체적인 구성 예를 예시한 회로도이다.
도 6은 도 1의 스위칭 제어 회로(10)의 펄스 스킵 강제 해제 신호(pulse skip forced release signal; pwmfix)를 생성하기 위한 신호 생성 회로의 구성 예를 예시한 회로도이다.
이하, 본 발명에 따른 일 실시예가 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 다음 실시예에서, 동일한 컴포넌트들이 동일한 참조 부호들을 이용하여 표시된다는 점에 유의한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(1)의 구성 예를 예시한 회로도이다. 도 1에서, 스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압(Vin)을 미리 결정된 설정 전압으로 변환하여 출력 전압으로서 설정 전압들을 외부 단자로부터 부하(RL)로 공급하고, 출력 전압의 피드백 회로(11), 기준 전압원(12), 오류 증폭기 회로(13), 슬로프 회로(14), 발진 회로(15), PWM 비교기(16), 스킵 비교기(17), 인버터(18), 단일 펄스 생성 회로(19), 역류 검출 회로(20), 스위칭 제어 회로(10), 출력 스위치로서 P-채널 MOS 전계 효과 트랜지스터(이하. 출력 스위치 소자라고 지칭됨) PDRV, 정류 스위치로서 N-채널 MOS 전계 효과 트랜지스터(이하, 정류 스위치 소자라고 지칭됨) NDRV, 인덕터(L1), 및 출력 스무딩 커패시터(Cout)를 포함하도록 구성된다. 입력 전압(Vin)이 스위칭 레귤레이터(1) 내의 모든 회로들에 공급된다는 점에 유의한다.
피드백 회로(11)는 2개의 저항(R1 및 R2) 및 저항(R1)과 병렬로 연결된 커패시터(C1)를 포함하도록 구성되고, 저항 분할에 의해 출력 전압(Vout)으로부터 피드백 전압(vfb)을 생성하여 피드백 전압(vfb)을 오류 증폭기 회로(13)의 반전 입력 단자에 출력한다. 기준 전압원(12)은 DA 컨버터를 포함하며, 외부 회로부터 입력된 Vout 설정 신호에 기반하여 Vout 설정 신호에 대응하는 미리 결정된 기준 전압(vref)을 생성하고, 기준 전압을 오류 증폭기 회로(13)의 비반전 입력 단자에 출력한다. 오류 증폭기 회로(13)는 입력된 2개의 전압(vfb 및 vref) 사이의 오류를 생성 및 증폭하고, 피드백 전압(vfb)과 기준 전압(vref) 사이의 오류 전압(errout)을 생성하여 오류 전압(errout)을PWM 비교기(16)의 비반전 입력 단자에 출력한다.
한편, 슬로프 회로(14)는 발진 회로(15)로부터 출력된 클럭 신호(클럭 신호 또는 클럭 신호와 동기화된 톱니파)(clkout)와 동기화되어 톱니파(vslope)를 생성하여 톱니파(vslope)를 PWM 비교기(16)의 반전 입력 단자에 출력하고, 전술된 Vout 설정 신호에 기반하여 스킵 비교기(17)의 기준 전압으로서 펄스 스킵 결정을 위한 기준인 펄스 스킵 기준 전압(vrefm)을 생성하여 펄스 스킵 기준 전압(vrefm)을 스킵 비교기(17)의 반전 입력 단자에 출력한다. 여기서, 슬로프 회로(14)는 발진 회로(15)로부터 출력되고 클럭 신호(clkout)와 동기화된 톱니파에 기반하여, 오류 증폭기 회로(13)의 오류 전압(errout)이 미리 결정된 값 이상의 이득을 유지할 수 있는 방식으로 미리 설정된 전압 범위 내로 톱니파(vslope)의 레벨을 시프트하고 톱니파(vslope)를 출력한다. 여기서. 펄스 스킵은 출력 스위치 소자(PDRV)의 온-펄스를 스킵하는 것을 나타낸다. PWM 비교기(16)는 오류 전압(errout)의 전압을 톱니파(vslope)의 전압과 비교하여 PWM 신호(pwmout)를 생성하고, 생성된 PWM 신호(pwmout)를 단일 펄스 생성 회로(19) 및 스위칭 제어 회로(10)에 출력한다. 스킵 비교기(17)는 오류 전압(errout)의 전압을 펄스 스킵 기준 전압(vrefm)의 전압과 비교하여 펄스 스킵 검출 신호를 생성하고, 생성된 펄스 스킵 검출 신호를 인버터(18)를 통해 단일 펄스 생성 회로(19)에 출력하고, 스위칭 제어 회로(10)에 출력한다. 단일 펄스 생성 회로(19)는 트리거로서 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 반전 신호를 이용하여 단일 펄스 신호(mpgout)를 생성하여 생성된 단일 펄스 신호(mpgout)를 스위칭 제어 회로(10)에 출력한다. 역류 검출 회로(20)는 출력 스위치 소자(PDRV), 정류 스위치 소자(NDRV), 및 인덕터(L1) 사이에 연결 지점(LX)에서 전압(VLX)을 모니터링하고, 인덕터(L1)를 통해 출력 단자로부터 정류 스위치 소자(NDRV) 측으로 흐르는 역방향 전류의 생성 또는 그 징후를 검출하는 경우, 역류 검출 신호(noffb)를 생성하여 생성된 역류 검출 신호(noffb)를 스위칭 제어 회로(10)로 출력한다.
스위칭 제어 회로(10)는 PFM 제어와 PWM 제어 사이의 스위칭을 제어하고, 출력 스위치 소자(PDRV) 및 정류 스위치 소자(NDRV)를 위한 온/오프를 제어하는 기능을 갖고, 전술된 입력될 다수의 신호들에 기반하여, (a) 발진 신호를 위한 리셋 제어 신호(rstosc)를 생성하여 발진 회로(15)에 출력하고, (b) 단일 펄스 생성 회로(19)를 위한 리셋 제어 신호(rstmpg)를 생성하여 단일 펄스 생성 회로(19)에 출력하고, (c) PWM 비교기를 위한 리셋 제어 신호(rstpwm)를 생성하여 PWM 비교기(16)에 출력하고, (d) PWM 비교기(16)를 위한 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)를 생성하여 PWM 비교기(16)에 출력하고, (e) 스킵 비교기(17)를 위한 펄스 스킵 강제 해제 신호(pulse skip forced release signal; pwmfix)를 생성하여 스킵 비교기(17)에 출력하고, 그리고 (f) 출력 스위치 소자(PDRV)를 위한 게이트 신호(pgate)를 생성하여 출력 스위치 소자(PDRV)의 게이트에 인가하고, 정류 스위치 소자(NDRV)를 위한 게이트 신호(ngate)를 생성하여 정류 스위치 소자(NDRV)의 게이트에 인가한다.
더구나, 스위칭 제어 회로(10)는 역류 검출 회로(20)로부터 출력된 역류 검출 신호(noffb)를 수신하면 정류 스위치 소자(NDRV)를 턴 오프하게 함으로써 연결 지점(LX)으로부터 스위치 소자들(PDRV and NDRV) 측으로 흐르는 전류를 방지하는 기능을 더 갖는다. 다시 말하면, 역류 검출 회로(20)가 역방향 전류의 생성이 검출된 상태를 나타내는 역류 검출 신호(noffb)를 출력하는 경우, 스위칭 제어 회로(10)는 정류 스위치 소자(NDRV)가 턴 오프되어 컷오프 상태에 있게 한다.
다음으로, 도 2 및 도 3을 이용하여, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터에 의한 PFM 제어와 PWM 제어 사이의 스위칭 제어가 설명될 것이다. 도 2는 경부하 측으로부터 중부하 측으로의 부하 변동이 일어나는 경우 PFM 제어가 PWM 제어로 시프트되는 상태에서 도 1의 스위칭 레귤레이터(1)에서의 각자 내부 신호들을 예시한 타이밍 차트이다. 또한, 도 3은 중부하 측으로부터 경부하 측으로의 부하 변동이 일어나는 경우 PWM 제어가 PFM 제어로 시프트되는 상태에서 도 1의 스위칭 레귤레이터(1)에서의 각자 내부 신호들을 예시한 타이밍 차트이다. 스위칭 제어 회로(10)는 PFM 제어와 PWM 제어 사이의 스위칭을 제어하는 전술된 기능을 갖는다.
먼저, 도 2를 참조하면, 경부하 측으로부터 중부하 측으로의 부하 변동이 일어날 때의 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 스위칭 제어 동작이 설명될 것이다. 여기서, 경부하는 부하(RL)(예를 들어, 그 저항값)가 미리 결정된 제1 임계치 미만이라는 것을 의미하고, 중부하는 부하(RL)가 전술된 제1 임계치 또는 전술된 제1 임계치 이상인 제2 임계치 이상이라는 것을 의미한다.
도 2에서, 펄스 스킵 상태에서, 경부하에서의 PFM 제어 상태에서는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)가 H 레벨에 있고, 출력 스위치 소자(PDRV)와 정류 스위치 소자(NDRV) 모두 오프 상태에 있다. 여기에서, 출력 전압(Vout)을 낮추기 위해 부하(RL)가 증가하는 경우, 오류 전압(errout)의 신호 레벨은 펄스 스킵 기준 전압(vrefm)보다 높게 상승하고, 스킵 비교기(17)로부터의 펄스 스킵 검출 신호(skpout)는 H 레벨로부터 L 레벨로 변하여 펄스 스킵 상태를 해제하고, 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 H 레벨로부터 L 레벨로의 변화의 에지로 인해 발진 회로(15)의 리셋 제어가 해제되고(리셋 제어 신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변함), 그리고 발진 회로(15)는 클럭 신호(clkout)를 생성하고 출력한다. 또한, 이와 동시에, 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 H 레벨로부터 L 레벨로의 변화의 에지로 인해, 단일 펄스 생성 회로(19)는 단일 펄스 신호(mpgout)를 생성 및 출력한다. 여기에서, 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭은 어떠한 변화도 없이 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 된다. 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭 동안의 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 완료되면, 스위칭 제어 회로(10)는 리셋 제어 신호를 L 레벨로부터 H 레벨로 변경하여 단일 펄스 생성 회로(19)가 리셋 상태에 있게 하고, 단일 펄스 생성 회로(19)는 오류 전압(errout)과 펄스 스킵 기준 전압(vrefm) 사이의 전압 레벨 비교 결과인 펄스 스킵 검출 신호(skpout)와 클럭 신호(clkout)의 동기화로 인해 다시 펄스 스킵 상태가 된다.
또한, 부하(RL)가 감소되고 부하 전류가 증가하는 경우, 스킵 비교기(17)는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)를 H 레벨로부터 L 레벨로 변경하여 단일 펄스 생성 회로(19)의 전술된 펄스 스킵 상태를 해제하고, 출력 스위치 소자(PDRV)와 정류 스위치 소자(NDRV)의 스위칭 동작들은 단일 펄스 생성 회로(19)로부터 출력된 단일 펄스 신호의 펄스 폭에서 완료된다. 또한, 클럭 신호(clkout)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변하는 다음 타이밍에서, 펄스 스킵 검출 신호(skpout)가 L 레벨 상태에 있기 때문에, 펄스 스킵 해제 상태는 출력 스위치 소자(PDRV) 및 정류 스위치 소자(NDRV)의 온/오프 제어가 PWM 비교기(16)에 의한 판단 결과를 나타내는 PWM 신호(pwmout)에 의해 판단되는 PWM 모드로 진행하기 위해 계속된다.
또한, 스위치 소자들(PDRV 및 NDRV)의 스위칭 동작들이 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭에서 완료된 직후 클럭 신호(clkout)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변하는 경우, 역류 검출 회로(20)로부터 출력된 역류 검출 신호(noffb)가 역방향 검출이 검출되고 있다고 나타내는 L 레벨에 있으면, 스위칭 제어 회로(10)는 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)를 H 레벨로 출력하여 단일 펄스 생성 회로(19)로 하여금 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭을 PWM 모드로 출력하게 한다.
도 4는 도 1의 스위칭 제어 회로(10)에서 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)를 생성하기 위한 신호 생성 회로의 구성 예를 예시한 회로도이고, 신호 생성 회로는 딜레이 타입 플립플롭(delay type fip-flop; 41) 및 2개의 인버터(IV11 및 IV12)를 포함하도록 구성된다.
도 4에서, 펄스 스킵 검출 신호(skpout)가 L 레벨에 있는 경우 플립플롭(41)의 리셋은 해제되고, 클럭 신호(clkout)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변하는 경우 역류 검출 상태를 나타내는 L 레벨의 역류 검출 신호는 래치(latch)되고, H 레벨의 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호가 출력된다. PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 H 레벨에 있는 경우, 단일 펄스 생성 회로(19)는 L 레벨로부터 H 레벨로의 PWM 신호(pwmout)의 에지와 동기화되어 미리 결정된 펄스 폭을 갖는 단일 펄스 신호(mpgout)를 출력한다.
도 5는 도 1의 단일 펄스 생성 회로(19)의 구체적인 구성 예를 예시한 회로도이다. 도 5에서, 단일 펄스 생성 회로(19)는 입력 전압(Vin), 출력 전압(Vout), 펄스 스킵 검출 신호(skpout), 리셋 제어 신호(retmpg), 슬립 신호(sip), PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon), 및 PWM 신호(pwmout)를 입력 받고, 이들에 응답하여 단일 펄스 생성 회로(19)는 단일 펄스 신호(mpgout)를 출력한다. 단일 펄스 생성 회로(19)는 플립플롭(50 및 51), 비교기(52), 슈미트 버퍼(Schmitt buffer; 53), 슬로프 생성 회로(54), 기준 전압 생성 회로(55), 비교기(52)와 슬로프 생성 회로(54)를 위한 리셋 신호 생성 회로(56), 및 그 밖의 게이트 소자들(NAND1, IV1 to IV5, OR1, OR2, 및 NOR1)을 포함하도록 구성된다. 여기서, 슬로프 생성 회로(54)는 2개의 MOS 트랜지스터(Q1 및 Q2) 및 커패시터(C54)를 포함하도록 구성된다. 더구나, 리셋 신호 생성 회로(56)는 딜레이 소자(DL1) 및 NOR 게이트(NOR2)를 포함하도록 구성된다.
도 5에서, 슬립 신호(sip)가 H 레벨이거나 또는 펄스 스킵 상태이고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 L 레벨이고, 리셋 제어 신호(retmpg)가 H 레벨인 경우, 단일 펄스 생성 회로(19)는 슬립 상태가 되고, 단일 펄스 신호(mpgout)를 L 레벨로 출력한다. 더구나, 비교기(52) 및 슬로프 생성 회로(54)를 위한 리셋 신호 생성 회로(56)는 리셋 신호(rst)를 H 레벨로 출력하여 비교기(52) 및 슬로프 생성 회로(54)가 리셋 상태가 되도록 만든다. 슬립 신호가 L 레벨이고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 L 레벨이고, 리셋 제어 신호(retmpg)가 L 레벨인 경우, 플립플롭(50)의 리셋이 해제되고, L 레벨로부터 H 레벨로의 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 변화의 에지에 응답하여 단일 펄스 생성 회로(19)는 단일 펄스 신호(mpgout)를 H 레벨로 출력한다.
다음으로, H 레벨의 단일 펄스 신호(mpgout)가 출력되는 경우, 비교기(52) 및 슬로프 생성 회로(54)를 위한 리셋 신호 생성 회로(56)는 리셋 신호(rst)를 L 레벨로 출력하여 비교기(52) 및 슬로프 생성 회로(54)의 리셋을 해제한다. 이에 응답하여, 슬로프 생성 회로(54)는 리셋 해제 상태가 되어, 저항(R54)을 통해 입력 전압(Vin)으로부터 커패시터(C54)를 충전하여 슬로프 전압(vs)을 형성한다. 기준 전압 생성 회로(55)는 저항(R51 및 R52)이 출력 전압(Vout)을 전압 분배하도록 비교기(52)의 기준 전압(vrefmpg)을 생성하고, 커패시터(C51)가 그 레벨을 유지한다. 리셋 해제 상태의 비교기(52)는 다음의 수학식에 의해 결정된 반응 기간 이후 슬로프 전압(vs)을 기준 전압(vrefmpg)과 비교하고, 단일 펄스 신호(mpgout)를 H 레벨로부터 L 레벨로 변경한다. 단일 펄스 신호(mpgout)가 L 레벨로 변하는 경우, 리셋 신호 생성 회로(56)는 리셋 신호(rst)를 H 레벨로 출력하여 비료기(52) 및 슬로프 생성 회로(54)가 리셋 상태가 되도록 만든다.
또한, 슬립 신호가 L 레벨이고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 L 레벨이고, 리셋 제어 신호(retmpg)가 L 레벨인 경우, 단일 펄스 생성 회로(19)가 L 레벨로부터 H 레벨로의 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 변경 에지를 수락하기 전에 비교기(52) 및 슬로프 생성 회로(54)는 리셋 상태로 유지된다.
더구나, 슬립 신호(sip)가 L 레벨이고, 리셋 제어 신호(retmpg)가 L 레벨인 상태에서, PWM 모드의 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)는 H 레벨인 경우, 플립플롭(51)의 리셋이 해제된다. L 레벨로부터 H 레벨로의 PWM 신호(pwmout)의 변경 에지에 응답하여, H 레벨의 단일 펄스 신호(mpgout)가 출력된다. H 레벨의 단일 펄스 신호(mpgout)가 출력된 후, 전술한 바와 유사한 제어를 이용하여, 단일 펄스 신호(mpgout)는 H 레벨로부터 L 레벨로 변경되고, 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭이 제어된다. 여기서, 단일 펄스 신호의 펄스 폭(Ton)은 다음의 수학식에 의해 표현된다.
[수학식 1]
Ton = C54 x {R52/(R51+R52)} x Vout x (R54/Vin)
[수학식 2]
Ton = 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭 = 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 펄스 폭
수학식(1)로부터 명확해지는 바와 같이, 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭은 듀티비(duty ratio)
Figure 112015032944068-pct00001
Vout/Vin을 나타내는데, 다시 말하면 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭이 출력 전압(Vout) 및 입력 전압(Vin)에 의해 결정되는 듀티비 의존성(duty ratio dependency)을 갖는다. 여기서, 단일 펄스 신호(mpgout)의 원하는 펄스 폭이 조절되도록 허용하고, PFM 제어 동작에서의 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 조절되도록 허용하도록 슬로프 생성 회로(54) 내의 커패시터(C54) 및 저항(R54) 및 기준 전압 생성 회로(55) 내의 저항(R51 및 R52)이 조절된다. 더구나, 스위칭 제어 회로(10)는 PWM 신호(pwmout) 및 단일 펄스 신호(mpgout)의 논리적 추가가 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 되고, 출력 스위치 소자(PDRV) 및 정류 스위치 소자(NDRV)의 온/오프가 결정되도록 제어한다.
또한, 이후, 부하(RL)가 감소하고 부하 전류가 증가하는 경우, L 레벨의 펄스 스킵 검출 신호(skpout)에 의해 나타낸 펄스 스킵 해제 상태는 PWM 모드를 설정하기 위해 계속되고, 정류 스위치 소자(NDRV)의 온 동작 직후, L 레벨로부터 H 레벨로의 클럭 신호(clkout)의 변경이 생성되는데, 그 이유는 인덕터(L1)의 전류는 정류 스위치 소자(NDRV)의 온 주기 동안 0이 되지 않고, 역류 검출 회로(20)가 역류를 검출하지 못한 상태(역류 검출 신호(noffb)가 H 레벨인 상태)가 래치되고, L 레벨의 PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 출력되고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 주기가 완료되기 때문이다.
더구나, 역류 검출 회로(20)가 역류를 검출하지 못한 상태(역류 검출 신호(noffb)가 H 레벨인 상태)에서, L 레벨로부터 H 레벨로의 클럭 신호(clkout)의 변화가 n번 카운트되고(n은 1 이상의 정수, 즉 자연수임), 스킵 비교기(17)가 펄스 스킵 검출 신호(skpout)를 풀다운하여 펄스 스킵 걸출 신호(skpout)를 L 레벨로 강제 출력하도록 펄스 스킵 강제 해제 신호(pwmfix=H)는 스위칭 제어 회로(10)로부터 스킵 비교기(17)로 입력된다. 일 실시예에서, n=2인 구체적 예시가 지시된다.
도 6은 도 1의 스위칭 제어 회로(10)에서 펄스 스킵 강제 해제 신호(pwmfix)를 생성하기 위한 신호 생성 회로의 구성 예를 예시한 회로도이고, 신호 생성 회로는 2개의 딜레이 타입 플립플롭(61 및 62) 및 인버터(IV6)를 포함하도록 구성된다.
도 6에서, 플립플롭(61 및 62)의 리셋이 H 레벨의 역류 검출 신호(noffb)에 의해 해제된 후, 클럭 신호(clkout)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변하는 경우, 역류 검출 신호(noffb)가 H 레벨인 상태에서 클럭 신호(clkout)의 2개의 펄스들이 카운트되면, H 레벨의 펄스 스킵 강제 해제 신호(pwmfix)가 출력된다. 다시 말하면, 이는 역류가 검출된 부하 전류의 범위에 대해, 펄스 스킵을 검출할 수 있는 기능이 온되어 PFM 제어가 효과적으로 만들고, 역류가 검출되지 않은 부하 전류의 범위에 대해, 펄스 스킵을 검출하는 기능은 오프되어 PFM 제어가 PWM 제어로 강제 시프트되도록 허용한다는 것을 의미한다.
다음으로, 도 3을 이용하면, 중부하 측으로부터 경부하 측으로의 부하 변동이 일어날 때의 PWM 제어로부터 PFM 제어로의 스위칭 제어 동작이 설명될 것이다.
도 3에서, PWM 제어 하에서 중부하에서 역류가 검출되지 않은 상태에서(역류 검출 신호(noffb)가 H 레벨임), 펄스 스킵 강제 해제 신호(pwmfix)가 H 레벨이고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 L 레벨이기 때문에, 펄스 스킵이 검출되기 어렵다. 또한, 부하(RL)가 점차 증가하고, 부하 전류는 감소하고, PWM 제어 하의 역류 검출이 생성되고, 역류 검출 신호(noffb)가 H 레벨로부터 L 레벨로 변하는 경우, 펄스 스킵 강제 해제 신호(pwmfix)는 H 레벨로부터 L 레벨로 변하여 펄스 스킵이 검출되도록 허용한다.
또한, 부하 전류가 감소하고, 펄스 스킵이 검출되지 않았다는 것을 나타내는 L 레벨의 펄스 스킵 검출 신호(skpout)가 유지되고, PWM 제어 하에서 역류 검출이 생성되는 상태(역류 검출 신호(noffb)가 L 레벨인 상태)가 L 레벨로부터 H 레벨로의 클럭 신호(clkout)의 변화 에지를 이용하여 래치되고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가 신호(pwmmpgon)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변하고, PWM 모드 MPG 펄스 출력 허가가 생성 및 구축되는데, 이 조건이 구축되면, 단일 펄스 생성 회로(19)는 PWM 신호(pwmout)와 동기화되어 단일 펄스 신호(mpgout)를 출력하고, 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 PWM 신호(pwmout)와 단일 펄스 신호(mpgout) 사이의 더 긴 펄스 폭을 갖는 어느 하나의 펄스 폭이 되고, 출력 스위치 소자(PDRV) 및 정류 스위치 소자(NDRV)의 온/오프가 결정된다.
추가적으로, 부하 전류가 감소하고 PWM 제어 하의 듀티비가 작아지면, PWM 신호(pwmout)와 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭 사이의 크기 관계는 pwmout < mpgout가 된다. 여기에서, 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기는 단일 펄스 신호(mpgout)에 의해 결정된다. 결과적으로, 오류 전압(errout)의 신호 레벨은 펄스 스킵 기준 전압(vrefm) 미만으로 감소되고, 스킵 비교기(17)는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)를 L 레벨로부터 H 레벨로 변경하여 펄스 스킵 상태를 검출함으로써 PFM 제어로 시프트된다.
다시 말하면, 이는 PWM 제어 하에서 역류가 검출된 부하 전류의 범위에 대해, PWM 신호(pwmout)뿐 아니라, 출력 전압(Vout) 및 입력 전압(Vin)에 의해 결정되는 듀티비 의존성을 갖는 고정된 단일 펄스 신호(mpgout)가 PWM 신호(pwmout)와 동기화되어 출력되면, PWM 신호(pwmout)의 펄스 폭인 PWM 제어의 듀티비는 단일 펄스 신호(mpgout)의 듀티비보다 작아져서 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 더 길어지게 만들고 오류 전압(errout)의 변동을 증가시킴으로써 펄스 스킵의 용이한 검출을 달성한다.
실시예의 요약
본 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(1)는 입력 단자로 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 결정된 정전압으로 변환하여 출력 단자를 통해 인덕터(L1)로부터 부하(RL)로 출력되는 전압으로서 정전압을 출력하고, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭 기능을 갖는다. 전술된 스위칭 레귤레이터(1)는 (a) 제어 전극 역할을 하는 게이트에 입력된 제어 신호 역할을 하는 게이트 신호(pgate)에 따라 스위칭을 수행하고, 입력 전압(Vin)으로 인덕터(L1)를 충전하는 출력 스위치 소자(PDRV); (b) 출력 스위치 소자(PDRV)가 턴 오프되어 인덕터(L1)에 대한 충전을 중단하는 경우 인덕터(L1)를 방전하는 정류 스위치 소자(NDRV); (c) 미리 결정된 발진 주파수를 갖는 클럭 신호를 출력하는 발진 회로(15); (d) 출력 전압(Vout)에 비례하는 피드백 전압(vfb)과 미리 결정된 제1 기준 전압(vref) 사이의 전압차를 증폭하고 오류 전압(errout)을 출력하는 오류 증폭기 회로(13); (e) 출력 스위치 소자(PDRV)의 스위칭과 동기화되도록 미리 설정된 전압 변화를 제공하는 톱니파(vslope)를 생성하는 슬로프 회로(14); (f) 톱니파(vslope)의 전압과 오류 전압(errout)을 비교하고 비교 결과를 나타내는 제1 비교 신호 역할을 하는 PWM 신호(pwmout)를 출력하는 제1 전압 비교 회로 역할을 하는 PWM 비교기(16); (g) 에러 전압(errout)과 미리 결정된 제2 기준 전압(vrefm)을 비교하고 비교 결과를 나타내는 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)를 생성 및 출력하는 제2 전압 비교 회로 역할을 하는 스킵 비교기(17); (h) 미리 결정된 펄스 폭을 갖는 단일 펄스 신호(mpgout)를 생성하는 단일 펄스 생성 회로(19); (i) 클럭 신호(clkout), 제1 비교 신호 역할을 하는 PWM 신호(pwmout), 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout), 및 단일 펄스 신호(mpgout)에 기반하여 출력 스위치 소자(PDRV) 및 정류 스위치 소자(NDRV)를 위한 스위칭을 제어하는 스위칭 제어 회로(10); 및 (j) 출력 스위치 소자(PDRV)와 정류 스위치 소자(NDRV) 사이의 연결점(LX)에서의 전압(VLX)에 기반하여, 출력 단자로부터 인덕터(L1)를 통해 정류 스위치 소자(NDRV)로 흐르는 역방향 전류의 생성 징후 또는 역방향 전류의 생성을 검출하는 역류 검출 회로(22)를 포함한다.
여기서, 미리 결정된 제2 기준 전압(vrefm)은 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vout)에 대한 의존성을 갖고, 톱니파(vslope)의 하한 값과 상한 값 사이에 임의로 설정된다.
스위칭 제어 회로(10)는 발진 회로(15)가 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)에 따라 발진 동작을 시작하여 클럭 신호(clkout)를 출력하도록 발진 회로(15)를 제어하고, 단일 펄스 생성 회로(19)가 단일 펄스 신호(mpgout)를 출력하도록 단일 펄스 생성 회로(19)를 제어한다. 또한, 스위칭 제어 회로(10)는 제1 전압 비교 회로 역할을 하는 PWM 비교기(16)가 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)와 클럭 신호(clkout)에 따라 턴 온/오프하도록 제1 전압 비교 회로 역할을 하는 PWM 비교기(16)를 제어한다. 또한, 스위칭 제어 회로(10)는 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭이 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기가 되도록 출력 스위치 소자(PDRV)를 제어한다.
스위칭 제어 회로(10)는 부하(RL)가 미리 결정된 제1 임계치 미만인 경부하인 경우, 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout), 클럭 신호(clkout), 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭에 기반하여 온 시간 주기가 고정되어 있는 동안 출력 스위치 소자(PDRV)의 스위칭 사이클이 변경되는 PFM 제어 동작을 수행하도록 제어한다. 이에 반해, 스위칭 제어 회로(10)는 부하(RL)가 제1 임계치 이상이거나 제1 임계치 초과의 제2 임계치 이상인 중부하인 경우, 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout), 클럭 신호(clkout), 및 제1 전압 비교 회로 역할을 하는 PWM 비교기(16)로부터의 출력 신호 역할을 하는 PWM 신호(pwmout)에 기반하여 스위칭 사이클이 고정되어 있는 동안 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간이 변경되는 PWM 제어 동작을 수행하도록 제어한다. 따라서, 스위칭 제어 회로(10)는 PFM 제어 및 PWM 제어가 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout) 및 클럭 신호(clkout)에 기반하여 자동으로 스위칭되도록 제어한다.
제2 전압 비교 회로 역할을 하는 스킵 비교기(17)는 클럭 신호(clkout)와 역류 검출 신호(noffb)의 조합 상태에 기반하여 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 신호 레벨을 변경하여 단일 펄스 신호(mpgout)가 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)에 대한 의존성을 갖게 하고, 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)에 기반하여 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기를 변경하고, 그리고 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout), 역류 검출 신호(noffb), 및 클럭 신호(clkout)의 조합 상태에 기반하여 제1 비교 신호 역할을 하는 PWM 신호(pwmout)를 트리거로서 사용하여 단일 펄스 신호(mpgout)를 출력한다.
전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 일단 펄스 생성 회로(19)는 제2 비교 신호를 이용하여 리셋 상태를 해제하여 단일 펄스 신호(mpgout)를 생성하고, 단일 펄스 신호(mpgout)의 생성이 완료된 경우 자동으로 다시 리셋 상태가 되고, PWM 제어가 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)에 기반하여 선택되는 경우 리셋 상태를 계속하고, 그리고 PFM 제어 하의 펄스 스킵이 해제된 상태에 있도록, 리셋을 해제하여 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)가 변할 때까지 단일 펄스 생성 회로(19)의 소모 전류를 지속적으로 감소시키기 위해 PFM 제어가 선택되는 경우 단일 펄스 신호(mpgout)가 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)를 이용하여 생성되도록 허용한다.
또한, 전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭은 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout) 및 클럭 신호(clkout)에 기반하여 PFM 제어가 PWM 제어로 스위칭된 직후 단일 펄스 신호(mpgout)의 펄스 폭이 출력 스위치 소자(PDRV)의 온 시간 주기와 동일하게 설정된다.
또한, 전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 스위칭 제어 회로(10)는 (a) 카운트된 클럭 신호(clkout)의 개수가 자연수 n이 되는 주기 동안 역방향 전류의 생성이 검출되지 않은 상태를 나타내는 역류 검출 신호(noffb)의 출력 레벨이 검출된 경우 PWM 제어가 고정적으로 수행되도록 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 출력 레벨을 고정하고, (b) 역류 검출 신호(noffb)가 역방향 전류의 생성이 검출된 상태를 나타내는 출력 레벨인 경우 제2 전압 비교 회로로서 스킵 비교기(17)에 의해 전압 비교를 동작시킨다.
또한, 전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 단일 펄스 생성 회로(19)는 (a) PFM 제어 하에서 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 변화에 기반하여 단일 펄스 신호(mpgout)를 생성하고, (b) 제2 비교 신호 역할을 하는 펄스 스킵 검출 신호(skpout)의 출력 레벨이 PWM 제어로서 결정되는 상태에서도 역방향 전류의 생성이 클럭 신호(clkout)와 동기화되어 검출되는 상태를 나타내는 역류 검출 신호의 출력 레벨을 래치하면, 트리거로서 제1 비교 신호 역할을 하는 PWM 신호(pwmout)의 출력 레벨의 변화를 이용하여 단일 펄스 신호(mpgout)를 출력한다.
또한, 전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 제2 기준 전압(vrefm)은 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)에 대한 의존성을 갖고, PFM 제어가 PWM 제어로 시프트되는 경우 출력 단자로부터 출력된 출력 전류가 인덕터(L1)로부터 정류 스위치 소자(NDRV) 측으로의 역류를 방지하도록 제어하는 불연속 동작 모드로부터 연속 동작 모드로 시프트하기 위한 임계점에서의 출력 전류와 동일한 전류 값을 갖도록 설정된다.
또한, 전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 슬로프 회로(14)는 발진 회로(15)로부터 출력되고 클럭 신호(clkout)와 동기화된 톱니파에 기반하여, 오류 증폭기 회로(13)의 오류 전압(errout)이 미리 결정된 값 이상의 이득을 유지할 수 있는 방식으로 미리 설정된 전압 범위 내로 톱니파(vslope)의 레벨을 시프트하고 톱니파(vslope)를 출력한다.
또한, 전술된 스위칭 레귤레이터(1)에서, 역류 검출 회로(22)가 역방향 전류의 생성이 검출된 상태를 나타내는 역류 검출 신호(noffb)를 출력하는 경우, 스위칭 제어 회로(10)는 정류 스위치 소자(NDRV)가 턴 오프되어 컷오프 상태에 있게 한다.
기능 및 효과의 실시예
전술된 바와 같이, 본 발명에 따른 실시예를 이용하면, 인덕터(L1)의 전류의 역류가 검출되지 않은 상태에서 PWM 제어로 강제적으로 시프트하고 인덕터(L1)의 전류의 역류가 검출된 상태에서만 PFM 제어 하에서 펄스 스킵 제어를 수행하는 기능을 동작시킬 수 있다.
또한, 인덕터 전류의 역류가 PWM 제어 하에서 검출되면, 출력 전압 및 입력 전압에 의해 결정된 듀티비 의존성을 갖는 고정 단일 펄스가 출력되고, 단일 펄스 폭이 PWM 제어 하의 스위칭에서 듀티비의 폭보다 커지는 경우, 스위치 소자의 온 시간 주기가 더 길어지고, 오류 증폭기 회로(13)의 출력 변동량이 더 커지기 때문에, 용이하게 PFM 제어로 시프트될 수 있다.
이들 결과를 이용하면, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭을 위한 부하 전류의 목표 값을 기준으로 변동들이 안정화되도록 더 억제하고, 칩들, 코일들, 및 커패시터들과 같은 외부 소자들을 포함하는 다양한 파라미터들이 달라지는 경우라도 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 스위칭 또는 PWM 제어로부터 PFM 제어로의 스위칭을 보장할 수 있는 스위칭 레귤레이터를 제공할 수 있다.
비록 본 발명이 강압형(step-down type) 스위칭 레귤레이터에 적용되는 예시가 전술된 실시예에서 설명되어 있지만, 본 발명은 이로 한정되지 않고, 출력 스위치와 인덕터 사이의 연결점에서의 전압으로부터 인덕터 전류가 감지되어 슬로프 회로의 출력에 추가되어 인덕터 전류에 비례하는 램프 전압을 생성하도록 스위칭 제어가 수행되는 전류 피드백 타입 강압형 스위칭 레귤레이터, 트랜지스터 대신 다이오드가 정류 스위치 소자에 사용되는 비동기식 정류 방법의 강압형 스위칭 레귤레이터, 및 승압형(step-up type) 스위칭 레귤레이터에 적용될 수 있다.
그러므로, 본 발명의 실시예에 따르면, 인덕터의 전류의 역류가 검출되지 않은 상태에서 PWM 제어로 강제적으로 시프트하고 인덕터 전류의 역류가 검출된 상태에서만 PFM 제어 하에서 펄스 스킵 제어를 수행하는 기능을 동작시킬 수 있다.
더구나, 인덕터 전류의 역류가 PWM 제어 하에서 검출되면, 단일 펄스 생성 회로가 PWM 제어 하에서 스위칭과 동기화되어 단일 펄스 신호를 출력하고, 단일 펄스 신호의 펄스 폭이 PWM 제어 하의 스위칭에서 듀티비의 폭보다 커지는 경우, 스위치 소자의 온 시간 주기가 더 길어지고, 오류 증폭기 회로의 출력 변동량이 더 커지기 때문에, 용이하게 PFM 제어로 시프트될 수 있다.
나아가, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭을 위한 부하 전류의 목표 값을 기준으로 변동들이 안정화되도록 더 억제하고, 칩들, 코일들, 및 커패시터들과 같은 외부 소자들을 포함하는 다양한 파라미터들이 달라지는 경우라도 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 스위칭 또는 PWM 제어로부터 PFM 제어로의 스위칭을 보장할 수 있는 스위칭 레귤레이터를 제공할 수 있다.
비록 본 발명은 예시적인 실시예 측면에서 설명되었지만, 이로 한정되지 않는다. 다음의 청구항에 의해 정의되는 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 당업자에 의해 설명되는 실시예들에서 다양한 변형들이 행해질 수 있다는 점이 이해되어야 한다.
관련 출원의 상호 참조
본 출원은 2012년 9월 4일에 출원된 일본 특허 출원 제2012-194276호에 기반하고 이에 대한 우선권을 주장하며, 그 내용은 전체적으로 여기에 참조로서 통합되어 있다.
10: 스위칭 제어 회로
11: 피드백 회로
12: 기준 전압원
13: 오류 증폭기 회로
14: 슬로프 회로
15: 발진 회로
16: PWM 비교기
17: 스킵 비교기
19: 단일 펄스 생성 회로
22: 역류 검출 회로

Claims (9)

  1. 입력 단자로 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 변환하고, 출력 단자를 통해 인덕터로부터 부하로 출력되는 출력 전압으로서 상기 정전압을 출력하고, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭 기능을 갖는 비절연 타입 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    제어 전극에 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하고 상기 입력 전압으로 상기 인덕터를 충전하는 출력 스위치 소자;
    상기 출력 스위치 소자가 턴 오프되어 상기 인덕터에 대한 충전을 중단하는 경우 상기 인덕터를 방전하는 정류 스위치 소자;
    미리 결정된 발진 주파수를 갖는 클럭 신호를 출력하는 발진 회로;
    상기 출력 전압에 비례하는 피드백 전압과 미리 결정된 제1 기준 전압 사이의 전압차를 증폭하고 상기 전압차를 오류 전압으로서 출력하는 오류 증폭기 회로;
    상기 출력 스위치 소자의 스위칭과 동기화되도록 미리 설정된 전압 변화를 제공하는 톱니파를 생성하는 슬로프 회로;
    상기 톱니파의 전압과 상기 오류 전압을 비교하고 상기 비교 결과를 나타내는 제1 비교 신호를 출력하는 제1 전압 비교 회로;
    상기 오류 전압과 미리 결정된 제2 기준 전압을 비교하고 상기 비교 결과를 나타내는 제2 비교 신호를 생성 및 출력하는 제2 전압 비교 회로;
    미리 결정된 펄스 폭을 갖는 단일 펄스 신호를 생성하는 단일 펄스 생성 회로;
    상기 클럭 신호, 상기 제1 비교 신호, 상기 제2 비교 신호, 및 상기 단일 펄스 신호에 기반하여 상기 출력 스위치 소자 및 상기 정류 스위치 소자를 위한 스위칭을 제어하는 제어 회로; 및
    상기 출력 스위치 소자와 상기 정류 스위치 소자 사이의 연결점에서의 전압에 기반하여, 상기 출력 단자로부터 상기 인덕터를 통해 상기 정류 스위치 소자 측으로 흐르는 역방향 전류의 생성 징후 또는 상기 역방향 전류의 생성을 검출하는 역류 검출 회로를 포함하고,
    상기 미리 결정된 제2 기준 전압은 상기 입력 전압과 상기 출력 전압에 대한 의존성을 갖고, 상기 톱니파의 하한 값과 상한 값 사이에 임의로 설정되고,
    상기 제어 회로는 상기 발진 회로가 상기 제2 비교 신호에 따라 발진 동작을 시작하여 상기 클럭 신호를 출력하도록 상기 발진 회로를 제어하고, 상기 단일 펄스 생성 회로가 상기 단일 펄스 신호를 출력하도록 상기 단일 펄스 생성 회로를 제어하고, 상기 제1 전압 비교 회로가 상기 제2 비교 신호와 상기 클럭 신호에 따라 턴 온/오프하도록 상기 제1 전압 비교 회로를 제어하고, 상기 단일 펄스 신호의 펄스 폭이 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기(on time period)가 되도록 상기 출력 스위치 소자를 제어하고,
    상기 제어 회로는 상기 부하가 미리 결정된 제1 임계치 미만인 경부하인 경우, 상기 제2 비교 신호, 상기 클럭 신호, 상기 단일 펄스 신호의 펄스 폭에 기반하여 상기 온 시간 주기가 고정되어 있는 동안 상기 출력 스위치 소자의 스위칭 사이클이 변경되는 PFM 제어 동작을 수행하도록 제어하고, 상기 부하가 상기 제1 임계치 이상이거나 상기 제1 임계치 초과의 제2 임계치 이상인 중부하인 경우, 상기 제2 비교 신호, 상기 클럭 신호, 및 상기 제1 전압 비교 회로로부터의 출력 신호에 기반하여 상기 출력 스위치 소자의 상기 스위칭 사이클이 고정되어 있는 동안 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 변경되는 PWM 제어 동작을 수행하도록 제어하며,
    상기 제어 회로는 상기 PFM 제어 및 상기 PWM 제어가 상기 제2 비교 신호 및 상기 클럭 신호에 기반하여 자동으로 스위칭되도록 제어하고,
    상기 제2 전압 비교 회로는 상기 클럭 신호와 상기 역류 검출 회로의 출력으로서 역류 검출 신호의 조합 상태에 기반하여 상기 제2 비교 신호의 신호 레벨을 변경하여 상기 단일 펄스 신호가 상기 입력 전압 및 상기 출력 전압에 대한 의존성을 갖게 하고, 상기 입력 전압 및 상기 출력 전압에 기반하여 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기를 변경하고, 상기 제2 비교 신호, 상기 역류 검출 신호, 및 상기 클럭 신호의 조합 상태에 기반하여 상기 제1 비교 신호를 트리거(trigger)로서 사용하여 상기 단일 펄스 신호를 출력하는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 단일 펄스 생성 회로는 상기 제2 비교 신호를 이용하여 리셋 상태를 해제하고 상기 단일 펄스 신호를 생성하고, 상기 단일 펄스 신호의 생성이 완료된 경우 자동으로 다시 상기 리셋 상태가 되고, 상기 PWM 제어가 상기 제2 비교 신호에 기반하여 선택되는 경우 상기 리셋 상태를 계속하고, 상기 PFM 제어 하의 펄스 스킵이 해제된 상태에 있도록, 상기 리셋을 해제하여 상기 제2 비교 신호가 변할 때까지 상기 단일 펄스 생성 회로의 소모 전류를 지속적으로 감소시키기 위해 상기 PFM 제어가 선택되는 경우 상기 단일 펄스 신호가 상기 제2 비교 신호를 이용하여 생성되도록 허용하는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 단일 펄스 신호의 펄스 폭은 상기 제2 비교 신호 및 상기 클럭 신호에 기반하여 상기 PFM 제어가 상기 PWM 제어로 스위칭된 직후 상기 단일 펄스 신호의 펄스 폭이 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기와 동일하게 설정되는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제어 회로는 카운트된 상기 클럭 신호의 개수가 자연수 n이 되는 주기 동안 상기 역방향 전류의 어떠한 생성도 검출되지 않은 상태를 나타내는 상기 역류 검출 신호의 출력 레벨이 검출된 경우 상기 PWM 제어가 고정적으로 수행되도록 상기 제2 비교 신호의 출력 레벨을 고정하고, 상기 역류 검출 신호가 상기 역방향 전류의 생성이 검출된 상태를 나타내는 출력 레벨인 경우 상기 제2 전압 비교 회로에 의해 상기 전압 비교를 동작시키는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제2 비교 신호의 출력 레벨이 상기 PWM 제어로서 결정된 상태에도 상기 역방향 전류의 생성이 상기 클럭 신호와 동기화되어 검출되는 상태를 나타내는 상기 역류 검출 신호의 출력 레벨을 상기 제어 회로가 래치(latch)하면, 상기 단일 펄스 생성 회로는 상기 PFM 제어 하에서 상기 제2 비교 신호의 변화에 기반하여 상기 단일 펄스 신호를 생성하고, 상기 제1 비교 신호의 출력 레벨의 변화를 트리거로서 이용하여 상기 단일 펄스 신호를 출력하는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제2 기준 전압은 상기 입력 전압 및 상기 출력 전압에 대한 의존성을 갖고, 상기 PFM 제어가 상기 PWM 제어로 시프트되는 경우 상기 출력 단자로부터 출력된 상기 출력 전류가 상기 인덕터로부터 상기 정류 스위치 소자 측으로의 역류를 방지하도록 제어하는 불연속 동작 모드로부터 연속 동작 모드로 시프트(shift)하기 위한 임계점에서의 출력 전류와 동일한 전류 값을 갖도록 설정되는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 슬로프 회로는 상기 발진 회로로부터 출력된 클럭 신호와 동기화된 상기 톱니파에 기반하여 상기 오류 증폭기 회로의 오류 전압이 미리 결정된 값 이상의 이득을 유지할 수 있는 방식으로 미리 설정된 전압 범위 내로 상기 톱니파의 레벨을 시프트하고 상기 톱니파를 출력하는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  8. 제1항에 있어서, 상기 역류 검출 회로가 상기 역방향 전류의 생성이 검출된 상태를 나타내는 상기 역류 검출 신호를 출력하는 경우, 상기 제어 회로는 상기 정류 스위치 소자가 턴 오프되어 컷오프 상태에 있게 하는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터.
  9. 입력 단자로 입력된 입력 전압을 미리 결정된 정전압으로 변환하고, 출력 단자를 통해 인덕터로부터 부하로 출력되는 출력 전압으로서 상기 정전압을 출력하고, PWM 제어와 PFM 제어 사이의 스위칭 기능을 갖는 비절연 타입 스위칭 레귤레이터의 제어 방법에 있어서,
    상기 비절연 타입 스위칭 레귤레이터는,
    제어 전극에 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 수행하고 상기 입력 전압으로 상기 인덕터를 충전하는 출력 스위치 소자;
    상기 출력 스위치 소자가 턴 오프되어 상기 인덕터에 대한 충전을 중단하는 경우 상기 인덕터를 방전하는 정류 스위치 소자;
    미리 결정된 발진 주파수를 갖는 클럭 신호를 출력하는 발진 회로;
    상기 출력 전압에 비례하는 피드백 전압과 미리 결정된 제1 기준 전압 사이의 전압차를 증폭하고 상기 전압차를 오류 전압으로서 출력하는 오류 증폭기 회로;
    상기 출력 스위치 소자의 스위칭과 동기화되도록 미리 설정된 전압 변화를 제공하는 톱니파를 생성하는 슬로프 회로;
    상기 톱니파의 전압과 상기 오류 전압을 비교하고 상기 비교 결과를 나타내는 제1 비교 신호를 출력하는 제1 전압 비교 회로;
    상기 오류 전압과 미리 결정된 제2 기준 전압을 비교하고 상기 비교 결과를 나타내는 제2 비교 신호를 생성 및 출력하는 제2 전압 비교 회로;
    미리 결정된 펄스 폭을 갖는 단일 펄스 신호를 생성하는 단일 펄스 생성 회로;
    상기 클럭 신호, 상기 제1 비교 신호, 상기 제2 비교 신호, 및 상기 단일 펄스 신호에 기반하여 상기 출력 스위치 소자 및 상기 정류 스위치 소자를 위한 스위칭을 제어하는 제어 회로; 및
    상기 출력 스위치 소자와 상기 정류 스위치 소자 사이의 연결점에서의 전압에 기반하여, 상기 출력 단자로부터 상기 인덕터를 통해 상기 정류 스위치 소자 측으로 흐르는 역방향 전류의 생성 징후 또는 상기 역방향 전류의 생성을 검출하는 역류 검출 회로를 포함하고,
    상기 미리 결정된 제2 기준 전압은 상기 입력 전압과 상기 출력 전압에 대한 의존성을 갖고, 상기 톱니파의 하한 값과 상한 값 사이에 임의로 설정되며,
    상기 제어 회로에 의해 수행되는 상기 제어 방법은,
    상기 발진 회로가 상기 제2 비교 신호에 따라 발진 동작을 시작하여 상기 클럭 신호를 출력하도록 상기 발진 회로를 제어하고, 상기 단일 펄스 생성 회로가 상기 단일 펄스 신호를 출력하도록 상기 단일 펄스 생성 회로를 제어하는 단계;
    상기 제1 전압 비교 회로가 상기 제2 비교 신호와 상기 클럭 신호에 따라 턴 온/오프하도록 제1 전압 비교 회로를 제어하는 단계;
    상기 단일 펄스 신호의 펄스 폭이 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 되도록 상기 출력 스위치 소자를 제어하는 단계;
    상기 부하가 미리 결정된 제1 임계치 미만인 경부하인 경우, 상기 제2 비교 신호, 상기 클럭 신호, 상기 단일 펄스 신호의 펄스 폭에 기반하여 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 고정되어 있는 동안 상기 출력 스위치 소자의 스위칭 사이클이 변경되는 PFM 제어 동작을 수행하도록 제어하고, 상기 부하가 상기 제1 임계치 이상이거나 상기 제1 임계치 초과의 제2 임계치 이상인 중부하인 경우, 상기 제2 비교 신호, 상기 클럭 신호, 및 상기 제1 전압 비교 회로로부터의 출력 신호에 기반하여 상기 출력 스위치 소자의 스위칭 사이클이 고정되어 있는 동안 상기 출력 스위치 소자의 온 시간 주기가 변경되는 PWM 제어 동작을 수행하도록 제어하는 단계; 및
    상기 PFM 제어 및 상기 PWM 제어가 상기 제2 비교 신호 및 상기 클럭 신호에 기반하여 자동으로 스위칭되도록 제어하는 단계를 포함하는 것인, 비절연 타입 스위칭 레귤레이터의 제어 방법.
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5865028B2 (ja) * 2011-11-17 2016-02-17 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃーｄｃコンバータ
US11159009B2 (en) * 2013-04-01 2021-10-26 Qualcomm Incorporated Voltage regulator over-current protection
JP6368535B2 (ja) * 2014-05-07 2018-08-01 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、ならびに電子機器
US9577527B2 (en) * 2015-03-20 2017-02-21 Active-Semi, Inc. Current metering for transitioning between operating modes in switching regulators
US9966840B2 (en) * 2015-05-01 2018-05-08 Champion Microelectronic Corporation Switching power supply and improvements thereof
KR102452492B1 (ko) 2015-05-06 2022-10-07 삼성전자주식회사 전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치
JP6620013B2 (ja) * 2015-12-25 2019-12-11 ローム株式会社 スイッチング電源装置
JP6665573B2 (ja) * 2016-02-17 2020-03-13 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
JP6730835B2 (ja) * 2016-04-06 2020-07-29 ローム株式会社 過電流検出回路
US9876429B1 (en) * 2016-09-16 2018-01-23 Apple Inc. Reconfigurable on time circuit for current mode control of buck converter
US10158289B2 (en) * 2016-11-07 2018-12-18 Rohm Co., Ltd. DC/DC converter
KR20180096982A (ko) * 2017-02-22 2018-08-30 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 기지국의 전원 회로를 보호하기 위한 장치 및 방법
JP2018152984A (ja) * 2017-03-13 2018-09-27 株式会社デンソー スイッチング電源装置
CN107256059B (zh) * 2017-06-06 2019-01-08 深圳市英特源电子有限公司 一种高精确度负载检测电路及电源管理芯片
CN110505728B (zh) * 2018-05-17 2022-05-10 朗德万斯公司 降压转换器
JP7058186B2 (ja) * 2018-06-22 2022-04-21 ローム株式会社 スイッチング電源装置及び半導体装置
US10483849B1 (en) * 2018-09-18 2019-11-19 Cirel Systems Private Limited Automatic transition between PFM and PWM modes in a switching regulator
JP7183068B2 (ja) * 2019-02-19 2022-12-05 キヤノン株式会社 画像形成装置、画像形成装置の制御方法、及びプログラム
CN112003455B (zh) * 2019-05-27 2022-04-29 台达电子工业股份有限公司 电源供应器及其控制方法
US11233451B2 (en) * 2019-05-31 2022-01-25 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to bypass sensed signals in power converters
CN110581639B (zh) * 2019-09-04 2020-09-15 广州金升阳科技有限公司 电流型降压转换器轻重载模式切换快速响应方法和电路
TWI728573B (zh) * 2019-11-27 2021-05-21 茂達電子股份有限公司 自適應頻率調整系統
US11264900B2 (en) * 2020-02-18 2022-03-01 Apple Inc PFM control method for boost converters
US11342842B2 (en) * 2020-02-28 2022-05-24 Apple Inc. Pulse frequency modulation and frequency avoidance method and implementation for switching regulators
CN114793061A (zh) * 2021-01-25 2022-07-26 罗姆股份有限公司 Dc/dc转换器的控制电路及控制方法、电源管理电路
FR3119500B1 (fr) 2021-01-29 2022-12-23 St Microelectronics Rousset Synchronisation d'un dispositif électronique
CN113270999B (zh) * 2021-07-19 2021-10-01 上海芯龙半导体技术股份有限公司南京分公司 限流配置芯片及开关电源系统
CN114024464B (zh) * 2021-09-28 2024-04-16 南京理工大学 一种电火花脉冲电源单周期控制的动态调节策略
US20240146178A1 (en) * 2022-10-27 2024-05-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Voltage converter and power supply including the same

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120217946A1 (en) 2011-02-28 2012-08-30 National Semiconductor Corporation Control for switching between pwm and pfm operation in a buck converter

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4462734B2 (ja) * 2000-08-10 2010-05-12 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 駆動信号供給回路
JP3647811B2 (ja) 2002-01-22 2005-05-18 東北パイオニア株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
JP4110926B2 (ja) * 2002-07-11 2008-07-02 富士電機デバイステクノロジー株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR100518624B1 (ko) * 2003-08-29 2005-10-05 엘지전자 주식회사 부스트 업 직류/직류 변환기
JP4855793B2 (ja) * 2006-02-06 2012-01-18 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP2008079378A (ja) 2006-09-19 2008-04-03 Toshiba Corp 電子機器
JP4855887B2 (ja) 2006-10-03 2012-01-18 トレックス・セミコンダクター株式会社 Ｐｗｍ／ｐｆｍ制御回路及びスイッチング電源回路
JP2008206214A (ja) 2007-02-16 2008-09-04 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ
JP4996294B2 (ja) 2007-03-19 2012-08-08 株式会社リコー 電源装置、該電源装置を用いたｌｅｄ装置および電子機器
JP4912229B2 (ja) 2007-06-18 2012-04-11 株式会社リコー 負荷駆動回路及びその負荷電流設定方法
JP5063299B2 (ja) 2007-11-05 2012-10-31 株式会社リコー チャージポンプ回路の動作制御方法
KR100927649B1 (ko) * 2007-11-26 2009-11-20 한국전자통신연구원 직류 전압 컨버터
JP4997122B2 (ja) 2008-01-15 2012-08-08 株式会社リコー 電源供給回路及びその動作制御方法
JP2009213228A (ja) 2008-03-03 2009-09-17 Nec Electronics Corp Ｄｃコンバータ
JP2009225642A (ja) 2008-03-19 2009-10-01 Renesas Technology Corp 電源装置および半導体集積回路装置
JP5098760B2 (ja) * 2008-04-01 2012-12-12 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源制御用半導体集積回路
JP2009278713A (ja) * 2008-05-12 2009-11-26 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ
JP4618339B2 (ja) * 2008-06-20 2011-01-26 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5195182B2 (ja) 2008-09-04 2013-05-08 株式会社リコー 電流モード制御型スイッチングレギュレータ
JP5211959B2 (ja) * 2008-09-12 2013-06-12 株式会社リコー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5504685B2 (ja) 2009-04-27 2014-05-28 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法
US8975879B2 (en) * 2009-09-14 2015-03-10 Dialog Semiconductor Gmbh Switching converter having a plurality N of outputs providing N output signals and at least one inductor and method for controlling such a switching converter
JP5560682B2 (ja) 2009-12-08 2014-07-30 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP2012039710A (ja) * 2010-08-05 2012-02-23 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
US8957658B2 (en) * 2013-01-31 2015-02-17 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power-supply device

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120217946A1 (en) 2011-02-28 2012-08-30 National Semiconductor Corporation Control for switching between pwm and pfm operation in a buck converter

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Publication number Publication date
EP2893627A1 (en) 2015-07-15
US9584019B2 (en) 2017-02-28
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WO2014038684A1 (en) 2014-03-13
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US20150229212A1 (en) 2015-08-13
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EP2893627A4 (en) 2015-10-07

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