KR101115597B1 - 다중 액세스 네트워크에서의 통신을 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 제 1 선형 반복 필터가 추정된 신호 출력에 대한 선택된 수신 신호의 추정치를 제공하며, 그리고 제 2 선형 반복 필터가 상기 제 1 선형 반복 필터의 입력에 대한, 1 반복 사이클만큼 지연된 적어도 하나의 다른 수신 신호의 추정치들을 제공하도록 적어도 2개의 선형 반복 필터들을 포함하며, 적어도 하나의 수신 신호를 수신하기 위한 제 1 신호 프로세싱 수단과, 상기 제 1 선형 반복 필터의 추정된 신호 출력을 수신하고, 상기 디코딩 회로의 연속적인 반복 사이클에서 상기 제 1 신호 프로세싱 수단의 입력에 대한 추가의 수신 신호 추정치를 제공하기 위한 제 2 신호 프로세싱 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 다중 사용자 통신 수신기를 위한 반복 디코딩 회로를 제공한다. 상기 적용은 또한 패킷 샘플 가정치를 이용한 통신 방법 및 시변 채널 손상들의 추정을 이용하여 통신하는 방법을 포함한다.

Description

다중 액세스 네트워크에서의 통신을 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR COMMUNICATION IN A MULTIPLE ACCESS NETWORK}

본 출원은 2003년 7월 24일 출원된 오스트레일리아 가특허출원 No. 2003903826 "OFDM 수신기 구조(OFDM Receiver Structure)"에 대해 우선권을 주장하며, 이의 명세서는 전적으로 그리고 모든 목적을 위해 본 명세서에서 참조로 편입된다.

본 발명은 무선 통신 분야에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 개선된 다중 액세스 통신에 관한 것이다. 일 형태에서, 본 발명은 다중 액세스 통신 시스템을 위한 개선된 신호 프로세싱 방법 및 장치에 관한 것이다. 편의성을 위해, 이하에서 본 발명은 다중 사용자 패킷 기반 무선 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템에서 신호의 수신을 결정하는 반복적 방법의 이용에 관하여 설명하지만, 이해되는 바와 같이, 본 발명은 상기 용도에만 제한되는 것은 아니다. 추가의 예에 의해, 다른 형태들에서 본 발명은 선형 다중 액세스 채널 디코더들, 반복 등화, 반복 접속 채널 추정 및 검출/디코딩과 같은 다양한 시스템들 및 기능들의 접속 반복 디코딩을 위한 순환 필터링, 반복 공간-시간 프로세싱, 반복 다중 사용자 간섭 소거 및 반복 복조에 관한 것일 수 있다.

본 명세서 전체를 통해 단수 형태의 "발명자"란 단어는 본 발명의 하나 이상의 발명자들을 참조하는 것으로 고려될 수 있다. 발명자는 다음의 배경 기술을 확인한다.

대부분의 무선 통신 시스템들은 음성 및 데이터와 같은 정보가 전달되는 소위 다중 액세스 기술들에 기초한다. 이는 동시에 많은 활성 사용자들이 조직화된 방식으로 동일한 시스템 자원들을 공유하는 기술이다. 대부분 경우들에서, 다중 액세스 시스템이 자원들의 공유는 하나 이상의 사용자가 활성화되는 경우에, 모든 활성 사용자들이 서로 간섭하게 됨을 의미한다. 전형적으로, 그와 같은 간섭은 전송들을 오염시키는 불가피한 잡음의 일부분으로 고려되어 왔다.

그와 같은 간섭은 활성 사용자들의 수에 따라 증가하며, 따라서 동시에 자원들을 공유할 수 있는 사용자들(용량)이 얼마나 되는지의 관점에서 성능 품질이 제한되게 된다.

도 1은 무선 네트워크들에서 발생할 수 있는 예시적인 다중 액세스 시나리오를 도시한다. 무선 단말기들(102, 104 및 100b)은 네트워크 액세스 포인트(100a)에서 수신되는 신호들을 전송한다. 일반적으로 이들 신호들 전부가 무선 단말기(100a)를 위한 것은 아니다. 상기 신호들은 아마도 무허가 무선 스펙트럼의 다른 네트워크들에 속하는 장치들로부터의 신호들일 수 있다. 임의의 경우에, 100a가 액세스를 제공하는 네트워크에 속하는 관련된 일부 사용자들이 보통 존재한다. 상기 네트워크는 이들 신호들 모두가 효율적으로 전송되도록 배치를 행하려고 한다. 일반적으로 사용자들은 예를 들어, 서로 다른 주파수들 상에 또는 서로 다른 시간에 서 전송함으로써 상기 무선 자원을 공유하도록 요구될 수 있다. 그와 같은 기술들은 값비싼 무선 자원의 관점에서는 낭비적일 수 있다.

상기 무선 단말기(102)는 정보(음성, 비디오, 데이터 등의 형태임)를 생성하고 수신하는 관련 사용자(103)를 가질 수 있다. 유사하게, 상기 무선 단말기(102)는 사용자와 관련된다. 차량 사용자(105)의 경우에, 차량(버스, 기차 또는 자동차 등)은 네트워크를 통해 전달되는 데이터를 생성하고 수신할 수 있다. 상기 데이터는 또한 차량의 승객들 및/또는 운전자들에 의해 생성되고 수신될 수 있다. 상기 네트워크 액세스 포인트(100b)는 또한 무선 백홀(backhaul) 또는 멀티홉 네트워크들의 경우일 수 있는 무선 단말기(100a)와 통신하고자 할 수 있다. 이러한 측면에서, 다른 사용자들의 무선 단말기들(102, 104)은 임의의 멀티홉핑 네트워크의 일부분을 형성할 수 있다.

용량을 개선하는 일 방법은 에러 제어 코딩을 도입하는 것이다. 코딩을 적용함으로써, 모든 가능한 코드 심볼들의 조합들 중 일부만이 전송되게 함으로써 개선된 성능을 얻게 된다. 또 다른 방법은 상기 간섭에 포함되는 정보를 이용하는 것이다. 이것은 결합 다중 사용자 검출로서 알려져 있다. 이들 기술 둘 다 사용되는 시스템들에서, 반복 디코딩이라 칭해지는 디코딩 방법이 적용될 수 있다. 여기서, 다중 사용자 검출기는 먼저 신뢰성 정보의 관점에서 전송된 심볼들의 추정치를 제공한다. 상기 정보는 상기 검출기로부터의 입력에 기초한 신뢰성 정보를 제공하는 디코더들에 전송된다. 그 후에, 정보는 추가의 개선이 존재하지 않을 때까지 반복적인 방식으로 교환된다. 상기 디코딩 방법은 용량을 상당히 증가시켜, 실제의 구현 도달 내의 복잡도 레벨의 이론적 용량 한계들에 매우 근접하게 된다. 그러나, 고유한 복잡도가 활성 사용자들의 수에 따라 지수적으로 증대하기 때문에, 최적의 다중 사용자 검출기는 실제의 구현을 위해 엄청나게 복잡하게 된다. 대신에, 선형 필터링에 기초한 선형 다중 사용자 검출이 적용될 수 있으며, 여기서 대응하는 복잡도는 활성 사용자들의 수에 따라 선형적으로만 증대한다. 본 발명자는 실용적인 이유들로 인하여 반복 접속 다중 사용자 디코딩을 위한 관련 분야의 선형 필터들은 상기 필터에 대한 입력으로서 디코더들로부터의 수신 신호 및 가장 최근의 정보에 기초하는 것을 확인하였다. 이들 필터들은 다양한 최적 기준에 기초하여 설계되었다.

다중 사용자들이 공통의 통신 자원들을 공유하는 경우에, 채널 자원들에 대한 액세스는 보통 매체 액세스 제어(MAC) 프로토콜에 의해 실행되는 다중 액세스 방식에 의해 어드레싱된다. 이용가능한 대역폭과 같은 채널 자원들은 전형적으로 무선 환경에서 엄격하게 제한된다. 따라서, 이들 자원들을 가능한 효율적으로 사용하는 것이 바람직하다. 다중 사용자들이 공통 자원들을 공유하게 함으로써, 액세스 시도들과 충돌함으로써 야기되는 교란들 및 간섭들에 대한 리스크가 생성된다. 그와 같은 교란들은 일반적으로 다중 액세스 간섭이라 칭해진다. 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN) 시스템들에서, MAC은 충돌을 피하기 위해 스테이션들로부터의 전송들을 스케줄링하려 한다. 때때로 MAC은 실패하고, 스테이션들은 채널 자원들을 동시에 액세스한다. 이러한 상황의 예는 도 2에 예시되어 있으며, 도 2는 제 1 전송국(1) 및 제 2 전송국(2)으로부터의 패킷들의 전송을 도시하며, 액세스 포인트에서의 수신 패킷들의 표현이 최저 라인 상에 도시된다. 물리 계층 수신기들은 그와 같은 충돌된 패킷들을 복구하는데 실패할 수 있다. 상기 네트워크 상의 트래픽 로드가 증가함에 따라, 이러한 문제점은 네트워크 용량 및 서비스 품질 관점에서 상당한 제한 인자가 된다.

유사한 영향을 발생시키는 다른 문제점은 예를 들어, WLAN과 관련된 통신 채널들의 다중 경로 특성에 의해 야기된다. 상기 다중 경로 채널은 동일한 신호의 여러 지연된 복제들이 수신기에 도달하도록 야기한다. 이는 상술한 다중 액세스 간섭과 성질이 유사한 자기-간섭(self-interference)을 생성한다. 이 경우에, 상기 문제점은 허용가능한 성능을 달성하는데 필요한 전력에 대한 제한 인자가 되며, 이는 상기 WLAN의 커버리지 상의 제한사항들이 된다. 상기 수신기에 도달하는 원시 신호의 직접 및 반사 신호의 예는 도 3에 도시되며, 상기 패킷의 직접 및 반사 전송들이 도시된 최상위 2개 라인들 상에 도시된다. 자기 간섭의 존재는 수신 신호의 음영에 의해 표시되고, 도시된 최저 라인 상의 액세스 포인트에 의해 표현된다. 전송 거리는 상술한 간섭 메커니즘들에 의해, 그리고 또한 수신기에서의 다이버시티 신호 프로세싱의 복잡성에 의해 영향받을 수 있다. 물리 계층 수신기 설계자들은 모든 이용가능한 시간, 주파수 및 공간 다이버시티(후자는 다중 안테나들의 사용을 통해 제공될 수 있음)에서 효율적인 사용이 이루어지게 하려고 노력한다.

본 발명자는 또한, 무선 접속들 상에 전송 패킷들을 동기시킬 때, 각 패킷이 보통 동일한 짧은 신호의 여러 반복들의 프리앰블을 갖는 것을 확인하였다. 수신 패킷 신호는 그 자체의 지연 신호와 상관될 수 있으며, 공통적으로 상기 지연은 프리앰블의 반복된 신호 성분의 지속기간과 동일하다. 이와 같은 상관은 주어진 샘플 시퀀스에 걸쳐 반복적으로 실시될 수 있다. 결과적으로 발생하는 상관은 결정 통계를 정의하기 위해 원시(raw) 수신 신호의 평균 전력과 조합될 수 있다. 상기 결정 통계가 주어진 임계값을 초과하는 포인트는 상기 패킷의 도달 시간으로서 선택된다. 그러나, 신호 왜곡들이 패킷 타이밍의 결정시에 불확실성을 생성하는 동기 프로세스와 관련된 프로세싱에 의해 증폭되거나 강조될 수 있는 한, 상기 기술에는 결함들이 존재한다.

일반적으로, 패킷 기반 통신 시스템들에서, 수신기의 지연시간을 감소시키거나, 또는 신호들의 도달과 상기 신호들에 포함된 비트들의 디코딩 사이에 가능한 한 작은 지연을 제공하는 것이 중요하다. 또한, 수신기 프로세스들은 패킷 길이의 시간에 걸친 무선 채널의 변동 및 상기 전송 신호의 파형 상의 관련 효과를 결정할 수 없다. 이는 폐기되는 열악하게 추적된 패킷들(그렇지 않으면 손상되지 않은)로 인해 최적 데이터 전송속도를 더 낮게 할 수 있다.

OFDM 패킷 기반 통신 시스템들에서, 채널 손상들이 발생할 수 있으며, 이는 OFDM 신호가 진행하는 채널 및 수신 신호 자체 둘 다를 변경하도록 기여한다. 총괄적으로, 이들 채널 손상들은 다중 경로 페이딩으로 인한 전송 채널의 변동들 및 수신기 부정확성에 의해 야기되는 주파수 및 시간 오프셋들과 조합된 전송 및 수신 프로세스들로 인한 위상 오프셋들로 인한 OFDM 심볼들의 변동들을 포함한다. 이들 채널 손상들은 OFDM 심볼 사이에서 변동할 수 있으며, 즉 상기 채널 손상은 패킷의 길이에 걸쳐 불변이 아닐 수 있다. 전형적으로, 채널 손상들은 패킷 프리앰블을 이용하여 형성된 추정치들에 의해 반대되고, 수신 패킷 전체를 통해 파일럿 심볼들에 의해 유지되며, 이는 상기 패킷 길이에 걸쳐 불변성을 가정할 수 있다. 다른 방법들은 예를 들어, 채널 추정을 보조하기 위해 데이터 추정치들을 이용하며, 이들은 주파수 영역에서 구현되며 각 수신 심볼에 대한 주기성 프리픽스를 폐기함으로써 전력 손실을 발생시킬 수 있다. 일반적으로, 그와 같은 패킷 기반 통신 시스템들에서 채널 손상들을 바로잡기 위해 모든 이용가능한 수신 정보를 이용할 수는 없다.

공간 다이버시티와 관련하여, 무선 데이터 패킷 통신 시스템들에서의 다중 수신 안테나들에 대해, 배경기술은 안테나 당 다수 투표에 기초하여 수신 신호의 동기화에 대한 결정들을 제공하며, 그렇지 않으면 상기 수신 측정들이 상기 결정 이전에 추가된다. 이들 방법들은 안테나들의 수에 걸친 신호 통계들의 변동을 바로잡지 못하여, 결과적으로 동기 정확도를 저하시키고 패킷 손실을 증가시킨다.

EP 1387544에서, 주목할 사항으로서 착신 신호에 대한 수신기의 시간 동기가 상기 신호의 효율적인 디코딩을 위해 필수적이다. 많은 패킷 기반 적용들에서, 수신기의 타이밍 추정 태스크를 보조하기 위해 특정 프리앰블이 전송되는 모든 패킷의 시작부에 전송기에 의해 삽입된다. OFDM 시스템들에서, 상기 전송기는 주기성 프리픽스라 칭해지는 특정 구조를 신호 상에 첨가한다. 상기 주기성 프리픽스는 모든 OFDM 심볼에 대해 삽입된다. 주기성 프리픽스는 상기 신호의 시작 부분에 삽입되는 신호의 최종 섹션의 작은 부분의 복제이다. 대부분의 통신 형태들로 순차적으로 전송되는 많은 OFDM 심볼들이 존재한다. EP 1387544에서, 활성 심볼의 최종 부분의 순환 연속부로서 보호 간격의 형태의 주기성 프리픽스는 프리앰블 대신에 수신기를 시간 동기시키도록 사용된다. EP 1387544에서, 2단계 시간 동기 방법이 개시되어 있는데, 즉 사전-FFT 및 사후-FFT 시간 동기 알고리즘이 개시되어 있다. 이들은 상보적인 기술들이며 함께 사용될 수 있다. 상기 사전-FFT 기술은 OFDM 심볼들의 주기성 프리픽스를 탐색하도록 적용되는 "지연 및 상관" 알고리즘으로 이루어진다. 이는 상기 주기성 프리픽스와 상기 프리픽스가 복제된 영역 사이의 거리에 대해 상기 "지연 및 상관" 알고리즘의 지연을 설정함으로써 달성된다. 상기 상관기의 출력은 OFDM 심볼들에 걸친 상관의 평균을 결정하기 위해 순환 무한-임펄스 응답(IIR) 필터를 포함하는 자동-회귀 필터를 이용하여 필터링된다. EP 1387544의 도 2의 평활기(smoother)(44)에 의한 제 2 필터링이 측정가능한 최대 지연, 즉 상기 주기성 프리픽스 지속기간 외의 샘플들을 폐기하도록 적용된다. 그러나, EP 1387544는 스트리밍 신호를 이용하는 시스템에 관한 것으로 상기 시스템은 패킷들의 랜덤 도달에 대해 쉽게 적응되지 않는다. 스트리밍 신호의 경우에, 상기 신호는 항상 존재하지만 OFDM 심볼 경계들과 관련된 미세(fine) 타이밍이 결정되어야 한다.

US 6,327,314(Cimini, Jr. et al)에서, OFDM 및 하나 이상의 수신 안테나들을 이용하는 무선 통신 시스템들에 대해 불량(hostile) 전파 환경에서의 무선 채널을 추적하는 문제점이 해결된다. Cimini Jr.에 의해 개시되는 해결책은 디코더 및 복조기 결과들을 사용하여 트레이닝 또는 기준 신호를 생성하고, 다음 심볼을 디코딩하는데 있어 사용을 위한 채널 추정치를 이끌어낸다. 상기 디코딩, 복조 및 채널 추정 루프들은 상기 채널 추정치가 디코딩되는 심볼을 포함하여 현재까지의 모든 결과들을 이용할 수 있는 패러다임(paradigm)에 따라 실행된다. 각 OFDM 심볼은 한번 디코딩된다. 원시(raw) 채널 추정치가 상기 수신 OFDM 심볼과 트레이닝 심볼들을 곱함으로써 얻어진다. 이들 트레이닝 심볼들은 디코딩 단계로부터 발생할 수 있다. 하나의 OFDM 심볼에 대응하는 원시 채널 추정치가 데이터베이스에 저장된다. 새로운 OFDM 심볼이 프로세스될 때마다, 상기 데이터베이스의 모든 원시 추정치들이 사용되어 상기 프로세싱 파면에서의 채널 추정치를 산출한다. 상기 개시에서, 원시 채널 추정치들이 저장되며 상기 데이터베이스가 액세스될 때마다 평활화 단계가 실행되는데, 이는 상대적인 복잡성을 수반한다.

US 6,477,210(Chuang et al)에서, OFDM 및 수신을 위한 하나 이상의 안테나들을 이용하는 무선 통신 시스템들에 대해 적대적(hostile) 전파 환경의 무선 채널을 추적하는 문제점이 바로잡힌다. 상기 개시에서 제공되는 솔루션은 상기 프로세싱 흐름을 더 명확하게 개시하고 상기 프로세싱에 역방향 회귀(backward recursion)를 추가함으로써 US 6,327,314에 개시된 것을 보충한다. 상기 역방향 회귀는 순방향 회귀에서와 같이 복조, 디코딩 및 채널 추정 단계들을 포함하지만, 상기 프로세싱은 상기 패킷의 단부로부터 시작한다. Chuang et al은 비터비 디코더(Viterbi decoder)들과 같은 최대 가능성 디코딩 시스템으로 제한된다. ML 디코딩(예를 들어, A-사후 확률 기술들과 같은 소프트 출력 디코더들)을 사용하지 않는 많은 다른 타입들의 FEC 시스템들이 존재하며, 게다가 Chuang은 그 내에서 동작하도록 되어 있지 않다.

1999년 9월 19-22일 IEEE 차량 기술 회의, Vol. 2의 "안테나 다이버시티를 갖는 시스템들에 대한 동기(Synchronization for systems with antenna diversity)"란 명칭의 Czylwik에 의한 논문의 pp 728-732에서, 수신기의 시간 및 주파수 동기가 고려된다. 성공적으로 패킷을 디코딩하기 위해, 상기 수신기는 상기 패킷의 도달 시간을 결정해야 한다. 상기 추정치의 에러들이 에러 제어 코딩 및 FFT 윈도우즈와 같은 상위 계층 구조들의 동기시의 실패들 또는 신호 전력 손실을 발생시킬 수 있다. 추정되는 또 다른 파라미터는 잔여 주파수 오프셋이다. 상기 파라미터는 정확하게 추정되어야 하며 상기 패킷이 디코딩되어야 할 경우 그의 영향이 제거되거나 반대로 되어야 한다. 상기 추정치에서의 에러들은 복조기 실패 및 후속하는 패킷 디코딩 실패를 발생시킬 수 있다. 수신기가 2개의 안테나들을 구비할 때, 시간 및 주파수 오프셋들의 추정을 개선하기 위해 이들 2개의 신호들을 사용할 가능성이 있다. Czylwik에서 개시된 바와 같이, 상기 2개 성분들의 계산 및 후속 조합과 관련하여 단일 안테나에 대한 배경기술들이 존재한다. 상기 논문에서, 시간 및 주파수 오프셋 추정을 위해 2가지 주된 방법들이 제시된다. 첫째로, 하나의 안테나가 수신 전력 강도에 기초하여 선택되고, 배경기술들이 상기 신호에만 적용된다. Czylwik에 의해 개시된 제 2 방법에서, 제 1 및 제 2 종래 성분들이 각 안테나에 대해 계산된다. 각 안테나로부터의 2개의 제 1 성분들이 추가된다. 각 안테나로부터 2개의 제 2 성분들이 추가된다. 결과적인 합계는 종래에 제 1 및 제 2 성분으로서 처리된다. 각 대응 안테나에 대한 신호 강도 측정에 따라 안테나를 통해 조합하기 전에 각 성분을 가중시키는 옵션이 또한 Czylwik에 개시된다. 이와 같은 옵션은 상기 논문의 다른 제안들 중 어느 것보다 더 우수하게 수행되는 것으로 나타난다. 시간 동기에 대한 결과적인 미터의 필터링이 또한 개시된다.

본 명세서의 문서들, 장치들, 동작들 또는 지식의 논의는 본 발명의 배경을 설명하도록 포함된다. 그러나, 상기 재료의 어떤 부분도 본 개시물 및 청구범위의 우선일 전에 오스트레일리아, 미국 또는 다른 나라의 배경기술의 공통 일반 지식이나 배경기술 기반의 일부분을 형성하는 것으로 고려되면 안된다.

본 발명의 목적은 종래기술 시스템들의 단점들 중 적어도 하나를 극복하거나 완화시키는 것이다.

일 형태에서, 본 발명은 무선 다중 사용자 통신 수신기를 위한 반복 디코딩 회로를 제공하며, 상기 회로는,

제 1 선형 반복 필터가 추정된 신호 출력에 대한 선택된 수신 신호의 추정치를 제공하며, 그리고

제 2 선형 반복 필터가 상기 제 1 선형 반복 필터의 입력에 대한, 1 반복 사이클만큼 지연된 적어도 하나의 다른 수신 신호의 추정치들을 제공하도록 적어도 2개의 선형 반복 필터들을 포함하며, 적어도 하나의 수신 신호를 수신하기 위한 제 1 신호 프로세싱 수단과; 그리고

상기 제 1 선형 반복 필터의 추정된 신호 출력을 수신하고, 상기 디코딩 회로의 연속적인 반복 사이클에서 상기 제 1 신호 프로세싱 수단의 입력에 대한 추가의 수신 신호 추정치를 제공하기 위한 제 2 신호 프로세싱 수단을 포함한다.

또 하나의 형태에서, 본 발명은 다중 사용자 신호들을 반복적으로 수신함으로써 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

선형 채널 제약들에 기초하여 상기 다중 사용자 신호들에 대한 제 1 세트의 신호 추정치를 결정하는 단계와;

비선형 채널 제약들 및 상기 제 1 세트의 신호 추정치에 기초하여 신호 추정치의 제 2 세트를 결정하는 단계와;

상기 제 1 세트의 신호 추정치를 결정하는 상기 단계에 대한 입력으로서 상기 제 2 세트의 신호 추정치를 제공하는 단계와; 그리고

상기 단계들을 적어도 한번 반복하는 단계를 포함한다.

또 하나의 형태에서, 본 발명은 다중 사용자 신호들을 수신하기 위한 반복 수신기를 제공하며, 상기 수신기는,

선형 채널 제약들에 기초하여 다중 사용자 신호들에 대한 제 1 세트의 신호 추정치를 결정하기 위한 제 1 신호 프로세싱 요소와; 그리고

상기 제 1 세트의 신호 추정치를 수신하고 비선형 채널 제약들에 기초하여 제 2 세트의 신호 추정치를 결정하기 위한 제 2 신호 프로세싱 요소를 포함하며,

여기서 상기 신호 프로세싱 요소들은 연속하는 반복 사이클로 상기 제 1 신호 프로세싱 요소에 대한 입력으로서 상기 제 2 세트의 신호 추정치를 제공하도록 동작가능하게 접속된다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 OFDM 패킷들을 반복적으로 수신함으로써 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신기 입력 신호를 샘플링하는 단계와;

b) 패킷 샘플 가정치를 결정하기 위해 복수의 사전 저장된 수신 패킷 샘플 추정치들 중 하나를 상기 입력 신호에 가산하는 단계와;

c) 정보 비트 추정치 리스트에 저장하기 위해 상기 샘플 가정치로부터 정보 비트 추정치를 결정하는 단계와;

d) 상기 복수의 사전 저장 추정치들을 업데이트하기 위해 상기 샘플 가정치로부터 업데이트된 수신 패킷 샘플 추정치를 결정하는 단계와;

e) 잡음 가정치를 결정하고 상기 잡음 가정치를 상기 수신기 입력 신호로서 제공하기 위해 상기 샘플 가정치로부터 상기 업데이트된 샘플 추정치를 감산하는 단계와;

f) 적어도 하나 이상의 완전한 패킷들이 상기 정보 비트 추정치 리스트에 축적될 때까지 상기 단계 a) 내지 단계 e)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 OFDM 수신기의 샘플 추정치 리스트를 반복적으로 제공함으로써 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신기 입력 신호를 샘플링하는 단계와;

b) 상기 샘플링된 수신기 입력 신호로부터 패킷 샘플 추정치를 결정하는 단계와;

c) 상기 패킷 샘플 추정치를 저장하는 단계와;

d) 선택된 사전 저장 패킷 샘플 추정치를 상기 수신기 입력에 추가함으로써 패킷 샘플 가정치를 결정하는 단계와;

e) 상기 패킷 샘플 가정치를 디코딩하고 재전송 모델링함으로써 업데이트된 패킷 샘플 추정치를 결정하는 단계와; 그리고

f) 상기 선택된 사전 저장 패킷 샘플 추정치를 상기 업데이트된 패킷 샘플 추정치로 업데이트하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 OFDM 수신기에서의 패킷 정보 비트 추정치들을 반복적으로 제공함으로써 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 선택된 사전 저장 패킷 샘플 추정치를 수신기 입력에 추가함으로써 패킷 샘플 가정치를 결정하는 단계와;

b) 하나 이상의 하드 디코딩 기술 및 소프트 디코딩 기술로 상기 패킷 샘플 가정치를 디코딩함으로써 정보 비트 추정치를 결정하는 단계와;

c) 하나 이상의 사전 결정된 정보 비트 추정치들을 이용하여 상기 정보 비트 추정치를 저장하는 단계와; 그리고

d) 완전한 패킷이 축적될 때까지 상기 단계 a) 내지 단계 c)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 하이브리드 OFDM 수신 패킷 샘플 추정치의 결정을 포함하는 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며,

멀티플렉싱된 시간 영역 샘플 추정치가,

OFDM 신호 주기성 프리픽스와;

OFDM 테일(tail) 부분과; 그리고

OFDM 보호 주기 중 하나 이상에 대응하여 매핑되도록 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플 추정치로 시간 영역 채널 적용 수신 샘플 추정치를 멀티플렉싱하는 단계를 포함하며,

여기서 상기 멀티플렉싱된 주파수 영역 샘플 추정치는,

OFDM 신호 프리앰블과; 그리고

OFDM 페이로드 데이터 심볼 중 하나 이상에 대응하도록 매핑된다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 OFDM 다중 액세스 네트워크에서의 통신 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

샘플링 레벨로 신호들을 반복적으로 수신하도록 단일 패스 OFDM 수신기를 적응시키는 단계를 포함하는 다중 사용자 간섭 소거를 수행하여, 상기 수신기가 상기 수신기 입력에서의 간섭 신호의 관찰치로부터 원하는 패킷을 구별하게 하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 수신기에 도달하는 패킷들을 동기화함으로써 다중 액세스 통신 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

패킷 입력 신호를 수신하는 단계와;

상기 패킷 입력 신호에 대응하는 상관 신호를 결정하는 단계와;

상기 입력 신호 및 상기 상관 신호 중 적어도 하나가 필터링되도록 상기 입력 및 상관 신호들을 프로세싱하는 단계와;

상기 처리된 상관 신호의 전력 성분과 상기 처리된 입력 신호의 전력 성분을 조합함으로써 결정 통계를 결정하는 단계와; 그리고

상기 결정 통계의 소정의 임계값 조건에 의해 주어지는 시간 포인트를 수신 패킷 도달 시간으로서 지정하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크의 시변 채널들을 추적함으로써 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신 패킷 프리앰블에서의 초기의 채널 추정치에 기초하여 채널 추정치 기준을 초기화하는 단계와;

b) 현재 그리고 모든 이전에 수신된 데이터 심볼들의 코딩 부분의 패킷 데이터 심볼 채널 추정치에 기초하여 상기 채널 추정치 기준을 업데이트하는 단계와; 그리고

c) 후속의 패킷 데이터 심볼들의 도달시에 상기 단계 b)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크에서 시변 채널 손상들을 추정함으로써 통신하는 방법-여기서 상기 시변 채널 손상들은 채널 변동, 신호 주파수 오프셋 및 신호 시간 오프셋을 포함한다-장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신 패킷에 포함되는 초기의 파일럿 및 프리앰블 심볼들에 기초하여 채널 손상 추정치들의 세트를 초기화하는 단계와;

b) 전송 심볼 추정치들의 세트를 결정하기 위해 상기 채널 손상 추정치들의 세트 및 상기 수신 패킷을 처리하는 단계를 포함하는 디코더 동작을 수행하는 단계와;

c) 상기 심볼 추정치들의 결정된 세트 및 상기 수신 패킷으로 상기 채널 손상 추정치들의 세트를 업데이트하는 단계와; 그리고

d) 상기 단계들 b) 및 c)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 전송 패킷들을 수신하기 위한 수신기에서의 시변 채널 추정에 의해 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신 패킷 프리앰블에 포함되는 정보에 기초하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계와;

b) 상기 추정된 주파수 오프셋을 이용하여 수신 신호를 정정하는 단계와;

c) 상기 수신 패킷 프리앰블에 포함된 정보를 이용하여 채널 추정치를 결정하는 단계와;

d) 수신 신호의 샘플 시퀀스가 OFDM 심볼들 및 매개 주기성 프리픽스들을 포함하도록 상기 샘플 시퀀스를 상기 주파수 영역으로 변환하는 단계와;

e) 상기 결정된 채널 추정치 및 수신 패킷을 처리하는 단계를 포함하는 디코딩 동작을 수행하는 단계와;

f) 상기 디코딩 결과들 및 상기 수신 패킷 프리앰블의 정보를 이용하여 전송 샘플 시퀀스를 생성하는 단계와;

g) 상기 전송 샘플 시퀀스를 상기 주파수 영역으로 변환하는 단계와;

h) 상기 주파수 영역의 수신 샘플 시퀀스와 상기 전송 샘플 시퀀스를 조합함으로써 상기 결정된 채널 추정치를 업데이트하는 단계와; 그리고

i) 상기 단계 e) 내지 단계 h)를 반복하는 단계를 포함한다.

바람직한 실시예에서, 결정된 채널 추정치를 업데이트하는 단계 h)의 조합 동작은 상기 수신 샘플 시퀀스 및 전송 샘플 시퀀스를 주파수 영역에서 분할함으로써 수행된다.

또 하나의 형태에서, 본 발명은 전송된 패킷들을 수신하기 위한 수신기에서의 시변 채널 추정에 의해 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법-여기서, 상기 수신기는 수신 신호로부터 OFDM 심볼들을 검색하며 상기 검색된 심볼들을 상기 주파수 영역으로 변환한다-장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 디코더로부터 도출된 심볼 추정치들로 이루어진 트레이닝 심볼들의 매트릭스를 결정하는 단계와;

b) OFDM 심볼들을 수신한 주파수 영역의 매트릭스를 결정하는 단계와;

c) 상기 트레이닝 심볼 매트릭스의 공액으로 상기 OFDM 심볼 매트릭스를 곱함으로써 중간 채널 추정 매트릭스를 결정하는 단계와;

d) 상기 트레이닝 심볼 매트릭스의 절대값을 포함하는 트레이닝 가중치들의 중간 매트릭스를 결정하는 단계와;

e) 2차원 필터링을 포함하는 양측 중간 매트릭스들 상에 평활 동작을 수행하는 단계와; 그리고

f) 상기 평활 채널 추정치 매트릭스를 상기 평활화된 트레이닝 가중치 매트릭스로 나눔으로써 상기 채널 추정치를 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 실시예들에서, 트레이닝 가중치들의 중간 매트릭스를 결정하는 상기 단계 d)는 예를 들어, (트레이닝 심볼 매트릭스의 절대값)²과 같은 다른 함수들을 포함할 수 있다.

또 다른 형태에서, 본 발명은 전송 패킷들을 수신하기 위한 수신기에서의 오프셋들을 추정함으로써 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템에 있어서,

a) OFDM 심볼들을 수신한 주파수 영역의 매트릭스를 결정하는 단계와;

b) 하나 이상의 프리앰블, 트레이밍 및 추정 심볼들을 포함하는 데이터 심볼들의 공액 매트릭스를 결정하는 단계와;

c) 상기 공액 심볼 매트릭스로 곱해진 상기 수신 심볼 매트릭스로 이루어진 2차원 퓨리에 변환 매트릭스를 결정하는 단계와;

d) 상기 퓨리에 변환 매트릭스를 필터링하는 단계와; 그리고

e) 상기 필터링된 퓨리에 변환 내의 피크 전력 발생들을 위치 결정함으로써 시간 및 주파수 오프셋들을 결정하는 단계를 포함한다.

특정 실시예에서, 오프셋들을 추정하기 위한 상기 단계들 a) ~ e)는 채널 추정의 수단으로서 효율적으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 시변 채널 손상들을 추정함으로써 통신을 제공하는 본 발명의 상술한 형태에서, 상기 채널 손상 추정치들의 세트를 결정된 세트의 심볼 추정치들 및 수신 패킷으로 업데이트하는 상기 단계 c)는 오프셋들을 추정하기 위해 상기 단계들 a) ~ e)를 포함할 수 있다.

추가의 실시예에서, 상기 방법은 심볼 추정치들의 결정된 세트로 상기 채널 추정치들의 세트를 업데이트하는 한, 여기서 필요로 하는 채널 추정기로서 사용될 수 있다.

또 하나의 형태에서, 본 발명은 다중 안테나 수신기의 수신 신호를 동기화함으로써 다중 액세스 패킷 통신 네트워크에서 통신하는 방법, 장치 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

복수의 안테나들 각각에서의 수신 신호 관찰치와 알려진 신호 프리앰블을 상관시켜 수신 신호 시퀀스를 제공하는 단계와;

각 수신 신호 시퀀스의 전력 신호를 결정하는 단계와;

각 안테나에 대해 추정된 안테나 신호 강도에 기초한 시간 평균 가중치에 따라 상기 결정된 전력 신호들을 조합하는 단계와; 그리고

소정의 임계값 조건에 따라 상기 수신 신호에 대한 도달 시간을 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 실시예들에서, 다중 액세스 통신 네트워크에서 통신하기 위해 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 및 컴퓨터 판독가능 시스템 코드가 수록된 컴퓨터 사용가능 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램물이 제공되며, 상기 컴퓨터 프로그램물은,

본 명세서에 개시된 방법 단계들을 수행하기 위한 상기 컴퓨터 사용가능 매체 내의 컴퓨터 판독가능 코드를 포함한다.

다른 양상들 및 바람직한 양상들이 명세서에 개시되고, 및/또는 첨부한 청구범위에 정의되며, 이는 본 발명의 설명의 일부를 형성한다.

본 발명은 2개의 통신 장치들, 예를 들어 IEEE 802.11a 스테이션에 대한 IEEE 802.11a 액세스 포인트 사이에 또는 무선 메시의 2개 노드들 사이의 개선된 또는 강화된 무선 링크를 제공한다. 본 발명은 포인트 대 포인트 링크들에 대한 강화된 핵심 성능 표시자들, 즉 전송 거리, 전력, 데이터 전송속도 및 신뢰성을 발생시킨다. 이는 성능을 개선시키기 위해 다음 영역들의 진보된 신호 프로세싱 기술들에 의해 달성된다.

- 디코딩

- 동기

- 등화

- 채널 추정

- 다중 수신기 안테나들의 완전한 활용

당업자에게 이해되는 바와 같이, 전송을 위한 다중 안테나들을 개발하는 기술은 적응 방식으로 전자적으로 생성된 지향성 안테나들을 제공하도록 사용될 수 있다. 다음과 같은 장점들이 본 발명으로부터 발생한다.

- 공간적 간섭 제거

- 수신기 감도의 대폭 증가

- 페이딩에 대한 강건성(robustness)의 대폭 증가, 및

- 안테나 패턴들의 자체 구성(self configuration)

공간적 간섭 제거는 현재와 동일한 위치 또는 관련 소스의 포인트로부터 발생하지 않는 신호들을 효과적으로 무시하거나 제거한다. 이들 신호들을 제거함으로써, 에러들이 없이 신호가 수신될 수 있는 확률을 증가시켜 링크의 신뢰성을 증가시키고, 그로인해 스루풋의 재전송들 및 누락된 패킷들이 낮아진다. 간섭파들은 실질적으로 그들의 위치에 의해 결정되는 수신 안테나에서 측정된 공간 궤적(signature)를 갖는다. 그러나, 나란히 배치되지 않은 전송기들은 유사한 공간 궤적를 생성할 수 있으며 또한, 나란히 배치된 전송기들은 서로 다른 공간 궤적들을 생성할 수 있다.

중요하게, 수신기 감도의 증가는 상기 수신기가 많은 이점들을 생성하는 더 낮은 SNR(신호-대-잡음비) 포인트를 동작시킬 수 있음을 의미한다. 상기 신호가 성공적으로 디코딩될 수 있는 수신 전력이 감소되었기 때문에, 상기 수신기와 전송기 사이의 거리가 증가하여 그 전송거리가 증가함으로써 경로 손실이 증가할 수 있다. 대안적으로, 본 발명은 전송 전력이 감소되게 하며, 여전히 링크가 유지될 수 있다. 상기 수신기 감도의 증가는 또한, 비트당 더 적은 전력이 필요하며, 따라서 배열 심볼 당 더 많은 수의 정보 비트들을 전송할 수 있음을 의미한다. 이는 데이터 전송속도를 증가시킨다.

본 명세서에 개시된 발명 기술들에 의해 제공되는 페이딩에 대한 강건성은 극단적인 무선 채널 변동들 또는 페이딩들로 인한 패킷 에러량을 감소시킬 수 있다. 강건성을 증가시킴으로써, 더 신뢰성 있는 링크가 생성되어 재전송들의 감소 및 누락 패킷들의 감소를 통해 더 우수한 사용자 경험을 보장할 수 있다.

전송 및 수신 기능들에 대한 다중 안테나들을 이용함으로써 관련 방향의 바깥으로부터의 간섭의 제거가 허용된다. 상기 기능은 적응형이며, 따라서 실제적인 안테나 지향성이 설치-시간에 또는 상기 설치의 수명 동안 필요하지 않다.

예로서, 샘플 통신 링크의 나타나는 성능 측정치들이 본 발명의 포인트-대-포인트 기술의 채용/비채용에 대해 주어진다.

	전형적인 배경기술	본 발명
전송거리	300m	1km
필요한 Tx 전력	1.0W	0.1W
최대 데이터 전송속도	500Kbps	5Mbps

본 발명은 또한 개선된 채널 추적 성능들을 제공한다. 상기 채널 추적 기술은 상기 채널이 단일 패킷의 지속기간에 걸쳐 급속하게 변화할 때 상기 수신기의 적응을 지칭한다. 전형적으로, 수신 패킷을 디코딩하도록 사용되는 채널 추정치는 패킷의 시작에서 알려진 시퀀스들로부터 결정된다. 상기 추정치는 전체 패킷을 디코딩하도록 사용될 수 있다. 그러나, 상기 전송기와 수신기 사이의 상대 속도가 충분히 크다면, 상기 패킷의 시작에서 경험되는 채널은 상기 패킷의 단부에 대한 채널 추정이 잘못되게 되는 경우 패킷의 단부에서의 채널과 실질적으로 다르고, 그에 의해 디코딩 에러들이 발생한다. 상기 패킷에 걸쳐 변화하는 무선 채널로서 그 자신들을 나타내는 다른 프로세스들이 존재한다. 이들은 잔여 주파수 오프셋들 및 시간의 오정렬들을 발생시키는 전송 및 수신 무선 처리 사이의 미스매치들 및 주파수 동기를 포함한다. 완벽하게 매칭하는 전송 및 수신 무선 디바이스들을 구축하는 것은 어렵다.

본 발명의 진보된 신호 프로세싱 기술들은 수신기 회로가 패킷의 지속기간에 걸쳐 상기 채널의 변화들을 추적하는 진보적인 채널 추정치를 구축하게 한다. 그와 같은 채널 추적 기술을 적용하는 이점은 높은 이동도 조건들 하에서, 그리고 상기 전송 및 수신 무선 처리 사이의 더 큰 미스매치들 하에서 통신하는 능력이다. 예로서, 샘플 통신 링크의 전형적인 성능 측정치들은 채널 추적 기술의 채용/비채용에 대해 주어진다.

	전형적인 배경기술	본 발명
최대 이동성	40 km/hr	400 km/hr

본 발명은 또한 신호로부터 동일한 표준 간섭의 제거를 허용하는 간섭 제거를 제공한다. 용어 "동일한 표준"은 다중 사용자 시스템의 서로 다른 사용자들, 또는 동일한 전송기로부터의 다중 경로 전송들(반사들) 또는 다중 전송 안테나를 갖춘 디바이스의 경우의 다중 전송 안테나로부터의 유사한 패킷 구조들의 전송들을 지칭한다. 모든 무선 통신 시스템들에서, 다중 활성 전송기들은 무선 매체를 공유한다. 상기 공유는 무선 매체를 시간 및 주파수 슬롯들로 분할함으로써 인프라구조 네트워크들의 협동 시도, 또는 상기 매체를 사용할 권한에 대해 모든 활성 전송기들을 컨테스트함으로써 an-hoc 네트워크들의 비협력 시도로 이루어질 수 있다. 양 방식들은 하나의 사용자만이 전송할 수 있는 잘 정의된 주파수 및 시간으로 상기 매체의 사용을 제한한다. 2개의 전송기들이 우연히 동일한 시간에 동일한 주파수를 사용하도록 선택할 때 패킷 충돌들이 발생한다. 상기 간섭 제거 기술은 다음 영역들에서 유리한 진보 신호 프로세싱 기술들을 포함한다.

- 획득

- 간섭 완화

- 전송거리

- 네트워크 스루풋

- 제어 오버헤드 감소

본 발명의 간섭 제거 기술들의 추가의 이점들은 동일한 주파수 상의 동시의 동일한 표준 전송으로부터 2개 이상의 전송기들 사이의 충돌들을 해결한다. 이는 수많은 장점들을 갖는다. 먼저, 충돌들이 발생할 때, 모든 전송 패킷들은 재전송들 및 누락 패킷들을 감소시킴으로써 스루풋 및 신뢰성을 정확하게 증가시키면서 수신된다. 둘째로, 하나의 전송기만이 주어진 시간에 주어진 주파수를 이용할 수 있는 요건을 제거함으로써, 상기 매체 상에 전달될 수 있는 트래픽량이 증가될 수 있다. 게다가, 이는 주파수 할당 계획과 같은 인프라구조 설계시에, 그리고 사무실들이 인접한 개별적인 회사들로부터의 2개의 IEEE 802.11 네트워크들과 같은 코로케이팅(co-located) 경쟁 네트워크들의 경우에 더 큰 유연성을 제공할 수 있다.

원하는 사용자 및 간섭하는 사용자들이 서로 다른 표준들에 따라 전송하는 경우에, 상기 간섭 제거 구조는 모든 관련 표준들에 대해 수신기 및 재전송기를 사용할 수 있다. 상기 수신기는 상기 간섭 신호들의 가정치들을 생성할 수 있으며, 그로인해 간섭 제거가 가능하게 된다.

충돌들은 본 발명의 실시예들에 따라 물리 계층에서 해결될 수 있다. 그 결과 발생하는 네트워크 시그널링 오버헤드의 감소에 의해, 2개의 충돌 패킷들의 해결을 능가하는 이점들이 배가된다. 전형적인 정량성 측정치들은 네트워크 스루풋의 2배이며 다음과 같이 패킷 손실률의 여러 차수들의 크기 감소는 다음과 같다:

	전형적인 배경기술	본 발명
스루풋	10 Mbps	20 Mbps

본 발명의 실시예들의 멀티-홉 기술은 패킷들을 통신 네트워크의 하나의 디바이스로부터 다른 디바이스로 전송할 때, 선택된(그리고 가능하게는 모두) 무선 디바이스들이 라우터들로서 동작하게 한다. 이는 2개의 디바이스들이 서로 신호들을 수신할 수 없을지라도, 그들 사이에 무선 경로를 형성하도록 링크될 수 있는 중간 디바이스들의 세트가 존재하면, 상기 디바이스들은 그들의 메시지를 중간 세트를 통과시킴으로써 서로 통신할 수 있음을 의미한다.

특정 네트워크 다이내믹스에 따라, 상기 멀티-홉 기술은 필요한 라우팅 테이블들을 구축하고 유지하기 위해 동적 라우트 결정 기술들을 사용할 수 있다. 멀티-홉 네트워크들은 유연성, 신뢰성 및 인프라구조의 비용면에서 많은 이점들을 제공한다.

유연성은 최소 계획을 요구하는 자기 형성 네트워크를 통해 달성된다. 유일한 요건은 무선 전송거리 관점에서, 어떤 디바이스도 코어 네트워크로부터 격리될 수 없다는 것이다. 이러한 기준을 만족시키는 모든 구성들이 가능할 수 있다.

디바이스들 사이의 다중 경로들이 상기 네트워크에 존재하는 경우, 동적 라우트 결정은 상기 현재의 라우트가 차단될 때 또는 혼잡이 최적으로 회피되는 새로운 라우트를 선택할 수 있다. 따라서, 일 디바이스가 오프라인이 되었다면, 상기 네트워크는 모든 라우트들로부터 상기 디바이스를 배제하고 상기 네트워크를 통해 새로운 경로를 탐색하도록 그의 라우팅 테이블들을 재배열함으로써 강건성한 자기 치료를 생성한다(그리고 더 신뢰성 있는 네트워크를 형성한다). 동적 라우트 결정은 이동 네트워크 노드들을 허용하는 네트워크 구성 변경들에 계속하여 적응한다.

본 발명의 실시예들에 따른 멀티-홉 네트워크들은 넒은 영역에 걸쳐 높은 대역폭 링크를 제공하기 위해 간단한 솔루션을 제공한다. 용이하고 유연한 설치들, 낮은 인프라구조 비용들 및 높은 데이터 전송속도, 신뢰성 있는 링크, 멀티-홉 네트워크들로 인하여, 일반적으로 훌륭한 투자 수익을 제공한다.

본 발명의 실시예들의 기술들의 이점들을 최적으로 이용하는 통신 분야의 적용의 5개 영역들은 발명자에 의해 다음과 같이 확인되었다.

- 이동 멀티-홉 무선 네트워크들

- 고정 멀티-홉 무선 네트워크들

- IEEE 802.11a 액세스 포인트 칩셋들

- 802.16 기지국들

- OFDM 기저대역 수신기 코-프로세서(Co-processor)

이하에는 차례로 상기 확인된 적용들의 각각을 설명한다. 다른 적용들은 또한 본 발명의 실시예들의 이들 기술들로부터 이익을 얻을 수 있다.

먼저, 이동 멀티-홉 무선 네트워크는 이동하는 엔티티들의 네트워크들에 대한 효율적인 실시간 통신을 요구한다. 이러한 개념은 이동 엔티티들 사이와 고정 네트워크들과 이동 엔티티들 사이 양측의 비용 효율적인 양방향 고대역폭 통신을 제공한다. 무선 라우터들은 서비스가 광대역 백본 네트워크에 대한 정기적인 접속들을 필요로 하는 곳에 배치된다. 고정 네트워크는 인터넷 또는 다른 사설 네트워크들과 같은 다른 네트워크들에 접속하도록 사용될 수 있다. 전력 및 물리적 마운팅 포인트에 대한 액세스와 달리, 다른 인프라구조는 각 무선 라우터에 대해 필요하지 않다. 무선 라우터들은 고정 또는 이동성일 수 있다. 상기 라우터들은 당업자에 의해 이해되는 바와 같이 예를 들어, 데이터 통신 방법들을 이용하여 링크 품질의 관점에서 그들의 환경에 적응한다. 본 발명의 실시예들은 상술한 바와 같이, 더 효율적인 네트워크를 발생시키는 개선된 이동성 및 전송거리가 제공되는 점에서 다른 멀티-홉 무선 네트워크들에 비해 경쟁력 있는 장점을 제공한다. 사설 통신 네트워크들의 배경기술에 비해, 본 발명의 실시예들은 상술한 바와 같이 데이터 전송속도, 전송거리, 이동성 및 네트워크 비용의 상당한 개선들을 제공한다.

둘째로, 고정 멀티-홉 무선 네트워크들이 하나 이상의 광대역 백본 접속들에 이용가능한 링크들을 갖는 고정 사용자 위치들에 무선 라우터들을 설치함으로써 제공된다. 유일한 요건은 모든 라우터들이 백본 접속에 되돌리는 링크(직접 또는 홉핑)를 형성할 수 있어야 한다는 것이다. 값비싼 기지국 구성들이 필요하지 않으며 최종적 범위는 신호 강도에 의해 제한되지 않는다. 고정 멀티-홉 무선 네트워크는 신뢰성 있는, 용이하게 관리되며 자기 치유되는 광역 네트워크에 고대역폭 접속을 제공하는데 있어서 유연한, 낮은 인프라구조 비용의 솔루션을 형성한다.

또한, 본 발명은 개선된 추정치 결정을 제공하는 수신기 필터 구조에서 모든 디코더 출력들이 사용되게 할 수 있다(디코더 출력들이 모든 반복들에 걸쳐 저장되고 조합될 수 있다). 지원될 수 있는 사용자들의 수는 크게 증가한다. 예를 들어, OFDM 시스템들에서 특히 유용한 본 발명은 추정치들을 형성하는데 삽입될 엄청나게 큰 매트릭스들을 필요로 하지 않는다. 수신기 성능은 반복 루프에 디코딩을 포함함으로써 제공되는 피드백 심볼의 품질로 인하여 배경기술의 성능보다 우수하다. 본 발명의 실시예들은 다중 사용자 수신 신호들의 이전 추정치들이 그들이 야기시키는 간섭을 제거하기 위해 상기 수신 신호로부터 감산되는 간섭 소거에 기초한다. 따라서, 이들 실시예들은 주어진 트리를 통해 많은 경로들을 조사할 필요가 있는 다중 사용자 신호들에 대한 트리 탐색 방법들을 이용하는 단점들 및 복잡도를 겪지 않는다. 본 발명은 유리하게 순방향 에러 정정 인코딩에 따라 각 사용자의 신호의 디코딩을 가능하게 한다. 강한 에러 제어 코드 구조의 이용에 의해, 상당히 개선된 심볼 추정치들이 제공되어, 더 우수한 간섭 추정치들을 발생시킨다. 이는 상당히 더 많은 수의 사용자들에 대한 지원을 허용한다. 본 발명의 실시예들은 개선된 다중 사용자 수신을 가능하게 하도록 동기된 사용자들을 필요로 하지 않는다. 본 발명의 실시예들은 유리하게 복조기 출력들만을 사용하기보다는 트레이닝 심볼들로서 디코더 출력들을 사용한다. 유용하게는, 빔형성을 위한 수신기 계수들이 전송기 상호작용 없이 결정될 수 있다. 또한, 채널 추정치들을 개선하기 위해 디코더 출력들을 이용함으로써, 상기 요구되는 빔 형성 계수들의 정확한 추정이 허용된다. 본 발명의 실시예들에 따르면, 채널 추정치 탭들의 평활화가 시간 영역뿐 아니라 주파수 영역에서도 수행된다. 이에 더하여, 본 발명의 실시예들은 그 디코딩 간격에 대응하는 채널 추정치가 개선됨에 따라 한번 이상의 심볼들의 디코딩을 허용하며, 그로인해 수신기 감도가 증가된다.

본 발명의 적용성의 추가 범위는 이하에 제공되는 상세한 설명으로부터 명백해진다. 그러나, 이해되는 바와 같이 상세한 설명 및 특정 예들은 본 발명의 바람직한 실시예들을 나타내는 한편, 예시에 의해서만 주어지며, 본 발명의 정신 및 범위 내의 여러 변경들 및 수정들이 상세한 설명으로부터 당업자에게 명백해질 것이다.

본 발명의 추가의 개시, 개선들, 장점들, 특징들 및 양상들은 예시로서만 주어지며 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아닌 첨부한 도면들을 참조하여 배경기술분야의 당업자에 의해 더 잘 이해될 수 있다.

도 1은 배경기술의 다중 액세스 무선 통신 시스템을 도시한다.

도 2는 액세스 충돌에 관한 관련 무선 통신 시스템의 MAC 실패의 예를 도시한다.

도 3은 배경기술의 무선 통신 시스템의 WLAN 네트워크의 자기 간섭을 도시한다.

도 4는 제 1 실시예에 따라 일반적인 반복 수신기 구조를 도시한다.

도 5는 코딩된 CDMA에 대한 전송 시스템 모델을 도시한다.

도 6은 표준 반복 다중 사용자 디코더를 도시한다.

도 7은 제 1 실시예에 따른 선형 다중 사용자 추정을 갖는 반복 다중 사용자 디코더를 도시한다.

도 8은 n = 1이고 입력 신호가 r인 한편 n ≥ 입력 신호가

에 대한 제 1 실시예에 따른 순환 필터 Λ_k ⁽ⁿ⁾를 도시한다.

도 9는 제 1 실시예에 따라 10번 반복들 후에, N=8, E_b/N₀ = 5 dB인 비트 에러율 대 사용자들을 도시한다.

도 10은 전형적인 관련 분야의 단일 통과 OFDM 수신기 하이 레벨 구조를 도시한다.

도 11은 반복 수신기 기술들을 용이하게 하기 위해 제 2 실시예에 따른 도 10의 단일 통과 OFDM 수신기 하이 레벨 구조의 적응을 도시한다.

도 12는 제 2 실시예에 따라 반복 수신 구조의 사용을 위한 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송 구조를 도시한다.

도 13은 제 2 실시예에 따른 하이브리드 재전송을 도시한다.

도 14는 제 2 실시예에 따른 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송 구조에 대한 하드 디코드 및 재변조를 도시한다.

도 15는 제 2 실시예에 따른 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송 구조에 대한 소프트 디코드 및 재변조를 도시한다.

도 16은 제 2 실시예에 따른 시간 영역 채널 적용 프로세스에 대한 구조를 도시한다.

도 17은 제 2 실시예에 따른 주파수 영역 채널 적용 프로세스에 대한 구조를 도시한다.

도 18은 전형적인 OFDM 패킷 물리 계층 포맷 및 관련 멀티플렉서 매핑의 예 를 도시한다.

도 19a 및 도 19b는 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 기저대역 수신기 프로세서를 통합하는 무선 모뎀을 도시한다.

도 20은 배경기술에 따른 패킷 구조를 도시한다.

도 21은 예시적인 배경기술의 시간 동기 결정을 도시한다.

도 22는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 수신기 필터에 대한 삼각 필터 계수들을 도시한다.

도 23은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 필터링 결정 통계의 예를 도시한다.

도 24는 배경기술 무선 채널의 실제 주파수 영역을 나타낸다.

도 25는 수신기 위상 및 주파수 오프셋 정정 후에 도 24의 주파수 영역을 도시한다.

도 26은 수신기의 배경기술 프로세싱에 대한 에러 패턴을 나타낸다.

도 27은 본 발명의 제 4 실시예에 따라 OFDM 심볼들의 평활화 후에 무선 채널 추정치를 나타낸다.

도 28은 완벽한 트레이닝 심볼들을 이용하는 본 발명의 제 4 실시예에 대한 에러 패턴을 나타낸다.

도 29는 본 발명의 제 4 실시예에 따라 원시 무선 채널 추정치 또는 채널 추정치 데이터베이스를 나타낸다.

도 30은 배경기술에 따른 WLAN 패킷 포맷의 예이다.

도 31은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 OFDM 심볼 서브캐리어 매트릭스 구조 이다.

도 32는 본 발명의 제 5 실시예의 적용으로부터 발생하는 서브캐리어 및 OFDM 심볼 상의 채널 전력(진폭)의 표현이다.

도 33은 도 32에 표현된 파형에 대응하는 채널 위상의 표현이다.

도 34는 본 발명의 제 5 실시예에 따른 서브캐리어 및 OFDM 심볼의 동기 측정치의 표현이다.

시스템 개관

무선 네트워크들에서, 네트워크 디바이스에서 수신된 신호는 모든 활성 전송기들로부터의 요소들을 포함한다. 이들 요소들은 잡음과 함께 추가되어 수신 신호에 발생한다. 일부 경우들에서, 특정 전송기에 대응하여, 이들 요소들 중 하나만이 관계가 있다. 네트워크 액세스 포인트에서의 수신과 같은 다른 경우들에서, 상기 수신 요소들의 여러 개가 관련된다. 어떤 경우에도, 상기 수신 신호에 다른 신호 요소들이 존재하면 임의의 주어진 관련 전송 신호의 정확한 추정이 방해된다. 본 발명의 실시예들에 따르면, 서로 다른 전송기들로부터의 하나 이상의 수신 신호 요소들을 포함하는 수신 신호를 처리하기 위한 시스템 및 방법들 및 장치가 본 명세서에 개시된다. 상기 프로세싱은 전형적으로, 도 19a 및 도 19b에 도시된 바와 같이 무선 송수신기(190)의 기저대역 수신기 프로세싱에 존재한다. 무선 주파수 송수신기 집적 회로(IC)는 상기 디지털 신호 프로세싱 요소들 LLC, MAC, Rx, Tx와 상기 송수신기의 안테나 시스템 사이를 인터페이스하는 아날로그 디바이스이다. 수신 모드에서, IC는 아날로그 대 디지털 컨버터들을 구동하는데 적합한 수신 신호를 증폭하고 하향변환한다. 상기 전송 모드에서, 상기 IC는 안테나의 활성화를 위해 상기 신호를 상향변환하고 증폭한다.

상기 기저대역 수신기는 임의 패킷들의 존재를 결정하고 패킷(들)이 존재하는 경우 상기 수신 신호로부터 전송 정보 추정치들을 복구하는 것을 담당한다.

표준 기저대역 수신기 프로세서 Rx가 도 19b에 도시된다. 각 안테나에 대한 수신 신호들이 무선 주파수 회로 IC에 의해 입력으로서 공급된다. 이들 신호들은 필터들(302a, 302b)에 의해 필터링되어(302) 임의의 대역 외 간섭을 제거한다. 상기 필터링 신호들(303)은 그 후에 현재의 수신 신호 추정치들(306)과 조합되어, 간섭 제거 기능(304)을 구현한다. 이상적으로, 상기 간섭 제거 모듈(304)은 관련된 패킷을 제외한 모든 패킷들에 관한 수신 신호의 신호 요소들을 제거한다. 관련 패킷은 그 후에 간섭 제거 출력(309)을 단일 패킷 프로세서(313)에 공급함으로써 디코딩된다.

단일 패킷 프로세서(313)는 간섭 제거 모듈(304)에 의해 전달된 다중 안테나 수신 신호를 취하여 관련 패킷에 대해 전송된 정보 비트들(314)의 추정치 및 수신된 심볼들(306)의 추정치를 생성한다. 관련 패킷에 대한 채널 추정치와 함께 이들 심볼들은 상기 간섭 제거 모듈(304)에 피드백된다. 일부 경우들에서, 상기 전송된 심볼 추정치들만을 상기 간섭 제거 모듈(304)에 재전송하는 것이 바람직하다.

단일 패킷 프로세서(313)는 진보된 또는 종래의 단일 패킷 기술들을 포함할 수 있다. 상기 수신기의 다중 사용자 간섭 제거 성능은 상기 단일 패킷 프로세서가 고품질인 경우에 더 우수해진다. 동기 및 채널 추정에 관한 기술들이 상기 단일 패킷 프로세서(313)의 성능에 대한 핵심이다.

디코더(310)에서 사용되는 동기 및 채널 추정의 강건성을 개선하는 기술들이 본 명세서에 설명된다. 상기 동기는 그 동작시에 모든 안테나 신호들을 이용한다. 상기 채널 추정은 채널 추정 정확도를 개선하기 위해 디코더 출력들을 이용한다.

새로운 패킷들이 상기 간섭 제거 모듈(304)에서의 탐색기에 의해 발견된다. 상기 탐색기는 상기 모듈(304)에서 생성되는 중간 신호를 조사한다. 상기 중간 신호는 모든 현재 검출된 패킷들에 대한 수신 신호 마이너스 추정 수신 신호이며, 이상적인 조건들에서 모든 전송기 요소들이 랜덤 잡음만을 남겨두고 수신 신호로부터 제거되기 때문에, 이는 잡음 가정치라 칭해진다.

대시시간에 민감한 적용들에서, 디코더 출력 보조 채널 추정에 대한 내부(310), 그리고 다중 패킷 간섭 제거를 위한 304, 310 및 312 사이의 피드백 루프들은 패킷 속도보다 더 고속으로 실행될 수 있다. OFDM 기반 시스템들에서, 루프 속도에 대한 바람직한 선택은 OFDM 심볼률이며, 디코딩 및 간섭 제거는 상기 OFDM 심볼률로 발생한다.

패킷 기반 디코딩 및 간섭 제거가 패킷 속도에서 수행될 수 있는 적용들에서, 단일 패킷 프로세서(313)에 대한 추가의 패킷 기반 기술들이 개시된다. 이들 기술들은 심볼들의 긴 시퀀스들을 고려할 때 이용가능한 추가의 신호 프로세싱 이득을 이용한다.

어떤 경우에도, 간섭 제거기(304)와 단일 패킷 프로세서(313) 사이에 전달되 는 분량들의 현재 추정치들의 리스트들이 필요하다. 어느 패킷이 업데이트되어야 하는지를 결정하는 제어기가 또한 이용될 수 있다.

도 4 내지 도 9를 참조하면, 제 1 실시예가 다중 사용자 수신기의 선형 필터들을 이용하여 다수의 반복들에 걸쳐 각 반복이 새로운 정보를 제공하며, 필터 구조가 수렴함에 따라, 디코더들의 출력도 수렴하여 결국 완전히 상관되는 일반 구현으로부터 발생한다. 상기 다중 사용자 디코딩 회로 수단의 선형 필터들은 적어도 하나의 소정의 순환 공식에 따라 구축될 수 있다.

본 명세서에 개시된 제 1 실시예의 필터 설계의 혁신은 상기 디코더들에 의해 제공되는 정보가 반복들, 즉 첫번째의 약간의 반복들을 통해 초기에 마진적으로 상관되며, 각 반복은 새로운 정보를 제공하는 사실을 이용한다는 것이다. 구조가 수렴함에 따라, 상기 디코더들의 출력도 수렴하며 결국 완전히 상관되게 된다.

개시된 필터 설계는 모든 이전 반복들로부터의 모든 이용가능한 정보를 이용하는 기술에 기초한다. 이는 상기 필터가 사용자들의 수와 동등한 인수만큼 그 크기가 선형적으로 증대함을 의미한다. 이는 명백하게 비실용적이다. 따라서, 개시된 필터 설계는 증대 필터를 필요로 하지 않고서도, 반복들에 걸쳐 상기 필터 출력의 순환 피드백을 통해 모든 이용가능한 정보를 이용할 수 있게 한다. 상기 필터의 크기는 동일하게 남아있다. 이를 달성하기 위해, 상기 구조의 필터들은 여기에서 도출된 순환 공식들에 따라 설계될 수 있다.

더 낮은 복잡도 구현들을 갖는 관련 구조들이 상기 구조에서 사용되는 특정 필터들을 수정함으로써 얻어진다. 그러나, 일반적인 순환 구조는 그와 같은 수정된 필터들에 대해 여전히 기본적인 사항이다. 이들 경우들에서, 개별 필터들은 본 명세서에 개시된 원리들을 이용하여 적절하게 서로 다른 방법들에 따라 설계된다.

본 명세서에 개시된 반복적 신호 프로세싱에 대한 순환 필터링 구조는 다중 사용자 검출에 제한되지 않으며, 동일한 구조의 시스템 및 기능들 내에서 직접 적용될 수 있다. 그와 같은 적용들의 예들은 반복 등화, 반복 접속 채널 추정 및 검출/디코딩, 반복 공간-시간 프로세싱 및 반복 복조이다.

제 1 실시예의 양상에서, 도 3에 10으로서 일반적으로 도시되는 반복 신호 프로세싱 장치는 한 쌍 이상의 제 1 및 제 2 신호 프로세싱 요소들(1, 2)을 구비하고, 상기 요소들의 쌍들은 반복 구성으로 되어 있고, 상기 제 1 신호 프로세싱 요소들의 각각은 하나 이상의 전송 신호들에 따라 하나 이상의 수신 신호들을 입력으로서 구비하며, 상기 각 신호 프로세싱 요소 쌍에 대해, 상기 제 1 신호 프로세싱 요소(1)의 출력은 상기 제 1 신호 프로세싱 요소(1)에 의해 수신된 현재 및 하나 이상의 이전의 신호들에 기초하여 선택된 전송 신호의 특성의 추정치이고, 이는 상기 제 2 신호 프로세싱 요소(2)의 출력에 상기 선택된 전송 신호의 추가의 추정치를 제공하는 상기 대응하는 제 2 신호 프로세싱 요소(2)에 입력되며, 각 쌍들의 모든 상기 제 2 신호 프로세싱 요소들의 출력들이 연속하는 반복 사이클로 상기 모든 쌍들의 각각의 상기 제 1 신호 프로세싱 요소들에 입력된다.

제 1 실시예의 추가의 양상인 상술한 바에 따른 반복 신호 프로세싱 장치(10)에서, 상기 제 1 신호 프로세싱 요소(1)는 적어도 2개의 선형 반복 필터들을 포함하고, 상기 선형 반복 필터들의 제 1 필터는 선택된 하나 또는 상기 전송 신호들의 선택된 특성의 추정치를 상기 제 2 신호 프로세싱 요소(2)에 출력하고, 동일한 입력들을 상기 제 1 선형 반복 필터로서 갖는 상기 반복 필터들의 제 2 필터는 하나 이상의 전송 신호들 중 선택된 하나의 특성의 추정치를 제공하며, 그 후에 상기 추정치를 1 반복 사이클만큼 지연시키며 상기 지연된 추정치를 상기 제 1 선형 반복 필터의 입력에 출력한다.

상기 제 1 실시예는 일반 선형 채널 모델에 의해 설명되는 임의의 통신 시스템에 대한 적용이다. 상기 수신기에 대한 입력에서 수신된 신호는 상기 전송된 신호들 플러스 잡음의 가중 합계에 의해 설명된다. 가중 인자들의 세트는 상기 전송된 신호들에 부과되는 선형 제약들의 세트를 나타낸다. 다른 제약들이 상기 신호들 상에 부과될 수 있다. 이들 다른 제약들은 상기 선형 채널에 의해 부과되는 선형 제약들과 독립적이다.

상기 최적의 수신기 구조는 모든 부과 제약들을 받는 전송된 신호들의 추정치들을 찾는다. 상기 방법은 대부분의 실제 관련 경우들에 대해 엄청나게 복잡하다. 대안으로서, 일반 반복 수신기 구조는 2개의 개별 요소들을 포함한다(도 4를 참조). 상기 제 1 요소(1)는 모든 다른 제약들을 무시하고, 선형 채널 제약들에만 종속하는 최적의 추정치들을 찾는다. 바람직하게는 이들 추정치들이 소정의 순서(디인터리빙(de-interleaved))에 따른 재정렬에 의해 섞이게 되며, 상기 선형 채널 제약들만을 무시하며, 모든 다른 제약들에만 종속하는 최적의 추정치들을 찾는 상기 제 2 요소(2)에 대한 입력들로서 사용된다. 이들 추정치들은 상기 소정의 재정렬을 언두(undo)하여 원래의 순서(인터리빙)로 되돌아오며, 연속하는 반복 사이클의 상기 제 1 요소(1)에 대한 입력들로서 사용된다.

선형 채널 제약들을 강제하는 제 1 요소(1)의 최적 설계는 종종 대단히 복잡하다. 복잡도를 제한하기 위해, 상기 요소 설계 자체는 선형으로 제약될 수 있어, 선형 신호 프로세싱 요소를 발생시킨다. 선택 입력들이 주어진 상기 선형 신호 프로세싱 요소의 설계는 상기 제 1 실시예에 관한 본 개시의 주요 대상이다. 다음의 설명에 대해, 제 1 실시예는 도 4의 요소(1)에 대응하는 신호 프로세싱 요소(1) 또는 선형 신호 프로세싱 요소와 관계한다. 도 4의 나머니 부분은 신호 프로세싱 요소(2)로 지칭된다.

상기 선형 신호 프로세싱 요소(1)의 기능은 상술한 바와 같이 모든 전송 신호의 가중 합계인 수신 신호에 기초하여 다른 "간섭" 전송 신호들로부터 선택된 전송 신호를 분리하는 것이다.

상기 선형 신호 프로세싱 요소(1)에 대한 입력은 하나 이상의 수신 신호들 및 신호 프로세싱 요소(2)에 의해 제공된 하나 이상의 전송 신호들의 추정치들이다. 상기 선형 신호 프로세싱 요소(1)의 출력은 상기 선택된 전송 신호의 추정치이다.

상기 선형 신호 프로세싱 요소(1)는 2개의 선형 필터들을 포함한다. 상기 제 1 필터는 상기 선형 신호 프로세싱 요소에 대한 입력 신호들 중 하나 이상의 입력들에 기초하여 선택된 전송 신호의 출력 추정치들로서, 반복 사이클의 1 프로세싱 시간 주기만큼 지연된 제 1 필터의 출력 및 상기 반복 사이클의 1 프로세싱 시간 주기만큼 지연된 제 2 필터의 출력을 제공한다.

제 2 필터는 상기 선형 신호 프로세싱 요소에 대한 하나 이상의 입력 신호들의 입력들에 기초하여 다른 전송된 신호들(선택된 전송 신호와 간섭하는)의 하나 이상의 출력 추정치들로서 제공하며, 상기 제 2 필터의 출력은 반복 사이클의 1 프로세싱 시간 주기만큼 지연된다.

상기 제 1 필터의 출력은 상기 선형 신호 프로세싱 요소의 출력이다.

상기 제 1 실시예의 특정 실시예들은 이제 첨부한 도면들을 참조하여 더 상세하게 설명된다. 이들 실시예들은 예시적이며, 상기 실시예의 범위를 제한하지 않는다. 다른 실시예들의 제안 및 설명들은 포함될 수 있지만 이들은 첨부한 도면들에 예시되지 않을 수 있거나, 또는 대안적으로 상기 실시예의 특징들이 도면들에 도시될 수 있지만 본 명세서에서 설명되지 않는 경우가 있다.

본 실시예는 반복 다중 사용자 디코더의 일부분으로서 사용하는데 적합한 선형 다중 사용자 추정기들(MUE)을 이용하여 설명된다. 코딩 CDMA에 대한 전송 시스템의 터보-디코딩 분야에서 상기 기술의 특정 적용이 제공된다. 그러나, 이전에 설명된 바와 같이 상기 필터의 구조 및 개시된 원리들은 통신 분야의 많은 다른 영역들에서 유용하다. 따라서, 제공된 실시예는 제한사항으로 고려되어서는 안된다.

상기 사양은 적절하게 정밀한 방식으로 표현된 이론적 고려사항들을 포함하며 필요에 따라 가정들을 이용하여 상기 방법의 정확성을 검증하기 위한 수학적 분석을 이용한다. 사용된 이론들의 모든 증명들이 제공되지는 않는다. 본 명세서에 포함되는 것과 같은 개시는 설명된 기능들을 수행하는 필터 요소들의 구성들 및 실 제 디바이스들에 대한 상관을 나타낸다. 또한, 여기에 제공된 개시는 당업자에 의해 용이하게 이해된다. 본 개시는 당업자가 여기에 개시된 요소들의 상기 이론적 구성들을 용이하게 다양한 디바이스들로 변환하여 문제점들을 해결하거나 일부는 이전에 설명되고 여기서 설명될 다양한 적용 영역들의 디바이스들 및 알고리즘의 성능을 개선하도록 되어 있다.

본 실시예는 일반 선형 채널 모델에 의해 설명된 임의의 통신 시스템에 대한 적용이다. 상기 수신기에 대한 입력에서의 수신 신호는 상기 전송된 신호들 플러스 잡음의 가중 합계에 의해 설명된다. 동일한 심볼 본질에 관한 다중 수신 가측치(observable)들이 존재할 수 있으며, 즉 수신 신호는 수신 가측치들의 벡터일 수 있다.

여기서 총 K 신호들이 전송되고, s _k 는 신호 x_k 에 대한 가중 인자들이며 n은 잡음 벡터이다.

여기서, 가중 인자들의 세트(s₁, s₂, ..., s_k)는 상기 전송 신호들에 부과된 선형 제약들의 세트를 나타낸다. 다른 제약들은 에러 제어 인코딩, 채널 페이딩 등과 같은 신호들(x₁, x₂, ..., x_k) 상에 부과될 수 있다. 이들 다른 제약들은 상기 선형 채널에 의해 부과된 선형 제약들로부터 독립적이다.

최적 수신기 구조는 모든 부과된 제약들에 종속하는 전송 신호들의 추정치들을 찾는다. 상기 방법은 대부분의 실제 관련 경우들에 대해 대단히 복잡하다. 대안으로서, 일반 반복 수신기 구조는 2개의 개별 요소들로 이루어진다(도 4 참조). 상기 제 1 요소(1)는 모든 다른 제약들을 무시하고, 상기 선형 채널 제약들에만 종속하는 최적 추정치들을 찾는다. 이들 추정치들은 선형 채널 제약들을 무시하고, 모든 다른 제약들에만 종속하는 최적의 추정치들을 찾는 제 2 요소(2)에 대한 입력들이다. 이들 추정치들은 다음의 반복 사이클에서 상기 제 1 요소(1)에 대한 입력들로서 제공된다.

선형 채널 제약들을 강제하는 제 1 요소(1)의 최적 설계는 종종 대단히 복잡하다. 복잡성을 제한하기 위해, 상기 요소(1)의 설계 그 자체가 선형으로 제약될 수 있어, 선형 필터를 발생시킨다. 필터에 대한 선택 입력들이 주어진 상기 선형 필터의 설계가 본 명세서에 개시된다. 상기 필터의 기능은 식 (1)에 설명된 바와 같이 모든 전송 신호의 가중 합계인 수신 신호에 기초하여, 다른 "간섭" 신호들로부터 선택 신호를 분리하는 것이다. 본 명세서에 제공된 모든 참조들은 본 명세서에서 참조로 그리고 모든 목적들을 위해 통합된다. 본 명세서에 개시된 필터 설계의 혁신은 상기 디코더들에 의해 제공된 정보가 반복들, 즉 첫번째의 약간의 반복들을 통해 초기에 거의 상관되지 않으며, 각 반복은 새로운 정보를 제공하는 사실을 이용한다는 것이다. 개시된 필터 설계는 모든 이전 반복들로부터 이용가능한 모든 정보를 이용하는 기술에 기초한다.

이는 상기 필터가 사용자들의 수와 동일한 인자에 의해 그 크기가 선형적으로 증대하는 것을 의미한다. 이는 명백하게 비실용적이다. 따라서, 개시된 필터 설계는 증대 필터를 필요로 하지 않고서도, 반복들에 걸쳐 상기 필터 출력의 순환 피드백을 통해 모든 이용가능한 정보를 이용할 수 있게 한다. 상기 필터의 크기는 동일하게 남아있다. 상기 필터 설계는 2개의 선형 반복 필터들에 기초하며, 여기서 상기 제 1 선형 필터는 상기 수신 신호에 기초하여 원하는 신호의 추정치, 신호 프로세싱 요소(2)로부터의 모든 사용자 신호들의 가장 최근의 추정치들 및 상기 신호 프로세싱 요소(1)에 대한 모든 이전 입력들에 기초한 모든 사용자 신호들의 추정치들의 벡터인 제 2 선형 필터의 출력을 제공한다. 상기 2개의 선형 필터들은 도 8에 명백하게 도시된다.

상기 선형 반복 필터들은 도출된 순환 공식들에 따라, 선형 최소 평균 제곱 에러 기준에 기초하여 적절하게 설계될 수 있다.

본 실시예는 그와 같은 일반 선형 채널 모델에 의해 설명된 임의의 시스템에 적용하며, 여기서 상술한 반복 수신기가 적용된다. 그와 같은 적용들의 예들은 다음을 포함하지만, 그에 제한되는 것은 아니다.

ㆍ 선형 다중 액세스 시스템의 코딩 전송의 디코딩

ㆍ 심볼간 상호 간섭 채널을 통한 코딩 전송의 디코딩

ㆍ 미지의 채널들을 통한 코딩 전송의 접속 채널 추정 및 검출/디코딩

ㆍ 공간-시간 코딩 전송파의 디코딩

ㆍ 더 높은 순서의 변조 포맷들을 갖는 코딩 전송파의 디코딩

다음에, 상기 설계는 일반 선형 다중 액세스 시스템에 대한 다중 사용자 디코딩에 대해 실증된다.

다중 사용자 디코딩 예에서의 시스템 모델

터보 디코딩의 기본 원리는 상기 수신 신호에 부과된 여러 제약들에 대해 무관하게 디코딩하는 것이다. 전체 제약은 개별 디코더들 사이에 외부(extrinsic) 정보를 반복적으로 전달함으로써 수용된다. 터보 코드들에 대해, 이들 제약들은 병렬 연관 코드들이다. 터보 등화에 대해, 이들 제약들은 채널 코드 및 심볼간 상호간섭 채널의 메모리이다. 다중 사용자 디코딩에 대해, 다중 액세스 채널 및 개별 사용자들의 인코더들로 인한 제약들이 존재한다.

본 실시예에서, 반복 다중 사용자 디코더의 일부분으로서 사용하는데 적합한 선형 다중 사용자 추정기들(MUE)에 대한 이론적 프레임워크가 개시된다. 본원의 주된 결과인 순환 베이즈 추정기를 도출하는 2-입력 선형 최소 평균 제곱 에러(LMMSE) 추정기를 고려한다. 제안된 추정기는 수신 신호 및 모든 이전 반복들에 걸쳐 상기 에러 제어 코드 디코더들에 의해 제공된 모든 연속적인 출력들에 기초하여 추정치들을 산출한다. 상기 방법은 이들 추정치들이 초기의 반복들 동안 대충 상관된다는 관찰치에 의해 유발된 것이다.

표기: Pⁿ은 확률 n 벡터들(길이 n의 합이 1인 음이 아닌 벡터들)의 공간이다. 랜덤 벡터들 x 및 y에 대해, E[x]는 예측치이고, varx = E[x ^* x] 및 covx = <x,x> = E[xx ^* ]이다. 유사하게, cov(x,y) = <x,y> = E[xy ^* ]이다.

도 5의 K-사용 선형 다중 액세스 시스템을 고려한다. 사용자 k(k=1,2,...,K)는 데이터 전송속도 R, 코드 C를 이용하여 이진 정보 시퀀스 b_k[l]을 인코딩함으로써, 코딩 이진 시퀀스 d_k[l]을 생성한다.

사용자당 2L 코드 비트들의 전송을 고려한다. 각 사용자는 그들의 인코딩 시퀀스를 인터리버 π_k로 독립적으로 치환한다. 사용자 k의 인터리버로부터 시퀀스 출력을 u_k[l], l = 1,2,..., 2L로 표시한다. 인터리빙 코드 비트들 u_k[l]의 쌍들이 메모리 없이 QPSK(quaternary phase-shift keyed) 신호 배열, Q = {±1/√2±j/√2}로 매핑되고, 변조 코드 심볼들의 시퀀스들 x_k[i], 여기서 i=1,2,...,L이 심볼 시간 인덱스이다. 간략성을 위해 QPSK를 선택하며, 사용자들 상에 서로 다른 코드 제약들 및 심볼 맵들이 일반적으로 가능하다.

심볼 시간 i에서, 각 사용자는 x_k[i]와 실제 N-칩 확산 시퀀스인 s_k[i]∈{-1,1}^N의 곱인 s_k[i]x_k[i]를 전송한다. s_k[i]의 각 요소가 사용자들 및 시간에 걸쳐 독립적이고 동일하게 분배되게 함으로써 상기 데이터 심볼 지속기간보다 훨신 더 긴 주기를 갖는 확산 시퀀스들의 이용이 모델링된다. 개념적인 편의만을 위해, 사용자들은 심볼 동기되며, 추가 백색 가우시안 잡음(AWGN) 채널을 통해 전송하며, 동일한 전력 레벨로 수신된다. 그러나, 이들 가정들은 필요하지 않다. 심볼 시간 i = 1,2,...,L에서의 칩 매치 필터링 수신 벡터 r[i]∈□^N을 다음과 같이 기입한다.

여기서 S[i]=(s₁[i], s₂[i], ..., s_k[i])는 사용자 k에 대한 확산 시퀀스를 열 k로서 갖는 NxK 매트릭스이다. 상기 심볼 □는 복소수들의 세트를 나타낸다. 상기 벡터 x[i]∈Q^k는 covn[i]=σ² I를 갖는 샘플된 순환적으로 대칭인 가우시안 잡음 프로세스이다. 상기 심볼 Q는 가능한 변조 심볼들의 세트, 예를 들어 QPSK를 나타낸다.

이후에, 특정 심볼 간격들을 식별할 필요가 없으며, 이들 인덱스들은 생략된다. 이후의 사용을 위해,

및

는 S 또는 x로부터의 사용자 k의 삭제를 나타낸다.

다중 사용자 추정으로부터의 순환 필터

코딩 선형 다중 액세스 시스템에의 터보 원리의 적용은, 각 사용자에 대해 에러 제어 코드를 하나의 제약으로 취급하고 상기 다중 사용자 채널(2)을 다른 제약으로 취급하는 경우에 도 6[1]의 표준 수신기 구조를 얻게된다.

반복 n₁에서, 상기 다중 사용자 APP는 입력 r 및 이전의 반복 n-1에서 계산된 사용자 k=1,2,...,K로부터의 외인성 확률들(extrinsic probabilities) q_k ^(n-1)의 세트를 취한다. q_k ^(n-1)[i]∈P^｜Q｜는 사용자 k의 전송 심볼들 x_k[i]∈Q 상의 외인성 확률 분포이다. 상기 세트 Q는 상기 전송기에서의 모든 가능한 변조 심볼들의 세트이다. 상기 다중 사용자 APP는 사용자 k에 대한 업데이트된 외인성 확률 벡터 p _k ⁽ⁿ⁾[i]를 계산한다. 적절한 디인터리빙 후에, 상기 외인성 확률 p _k ⁽ⁿ⁾은 각 사용자에 의해 코드 C의 독립적인 APP 디코딩에 대한 사전확률들(priors)로서 사용되어, 상기 후속 반복에 대한 사전확률들로서 이용되는 외인성 확률 q _k ⁽ⁿ⁾를 (인터리빙 후에) 생성한다. 상기 다중 사용자 APP의 마진화(marginalization)는 ｜Q｜^K-1 항들에 걸친 합산을 필요로 한다. 많은 낮은 복잡도 대안들이 동일한 기본 아키텍처를 유지하면서 제안된다.

도 7에 도시된 수신기 구조를 고려한다. 각 사용자당 하나씩 선형 필터들 Λ_k ⁽ⁿ⁾의 뱅크가 존재한다. 이들 필터들의 계수들은 매 반복마다 재계산될 수 있다. 상기 제 1 반복에 대해, n=1이고, Λ_k ^(l)에 대한 입력은 단지 r이다. 후속의 반복들 n=2,3,...,에 대해, 사용자 k에 대한 필터로의 입력은 r이고, M ⊆ {1,2,...,n-1}인 경우에 이전의 반복들로부터의 모든 다른 사용자들에 대한 신호 추정치들의 세트

는 상기 반복의 메모리 순서를 정의하는 세트이다. 전형적으로 상기 논문에서, 최근에 M = {n-1, n-2}가 고려되었더라도, M = {n-1}이다[2].

상기 필터 Λ_k ⁽ⁿ⁾의 출력은 사용자 k에 대한 대응하는 코드 심볼의 추정치들

의 업데이트된 시퀀스이다. 이들 추정치들은 심볼방향 매핑 T:□ → P^｜Q｜를 이용하여 신호 공간으로부터 상기 확률 벡터 공간으로 매핑된다. 확률 벡터들 p _k ⁽ⁿ⁾의 결과적인 시퀀스는 상기 코드 C의 개별 APP 디코딩을 위한 사전확률들로서 사용된다. 이들 APP 디코더들은 사후 또는 외인성 확률 q _k ⁽ⁿ⁾을 출력할 수 있다(양측 방법들이 논문에서 조사되었다). 외인성 확률 벡터들 q _k ⁽ⁿ⁾의 시퀀스는 심볼방향 함수 U:P^｜Q｜→ □에 의해 신호 공간으로 재매핑된다. 전형적으로 T는

이 알려진 평균 및 분산,

로 가우시안 분포되는 것을 가정하여 벡터들 p _k ⁽ⁿ⁾을 계산한다. 유사하게, U에 대한 공통 선택은 조건적 평균이다.

이하에 용이하게 증명된 보조정리(lemma)는 필터들 Λ_k ⁽ⁿ⁾의 도출을 위한 유용한 일반 프레임워크를 제공한다.

보조정리 1

파라미터 x에 대해 벡터 관찰치 c=(a ^t b ^t)^t 및 2개의 벡터 관찰치들 a 및 b의 연관을 고려한다. c가 주어진 x의 LSE 추정치는 다음과 같다.

여기서

식 (3)은

이며, 여기서

이제까지는 상기 논문에서, 반복 디코딩의 다중 사용자 추정에 대한 선형 필터들 Λ_k ⁽ⁿ⁾이 간섭 사용자들

의 가장 최근의 코드 심볼 추정치들 및 수신 신호 r에 기초하여 설계되었다. 그러나 n 반복들 후에, r과 함께 이용가능한 그와 같은 추정치들의 시퀀스, 즉

를 갖는다. 관찰된 바와 같이, 상기 추정치들은 상기 초기의 반복들 [2] 동안 크게 상관되지 않는다.

다음의 순환적으로 정의된 가측치들의 버전을 상기 필터 Λ_k ⁽ⁿ⁾에 대한 입력으로서 고려하면,

LMMSE 기준의 직접 적용으로 인해 Λ_k ⁽ⁿ⁾= <x_k,c _k ⁽ⁿ⁾><c _k ⁽ⁿ⁾,c _k ⁽ⁿ⁾>^-1이 발생한다. 그러나, Λ_k ⁽ⁿ⁾는 실행할 수 없는 n 차원으로 성장하는 것이 명백하다.

순환 베이즈 추정(RBE)[3]에 의해 추측된 바와 같이, Λ_k ⁽ⁿ⁾로부터 순환적 형태를 제공함으로써(상기 입력 신호의 어떤 제약들에 종속함) 상기 차원 문제를 해결하는 다음의 정리를 증명할 수 있다.

정리 1

다음을 가정하면,

A1: 수신 신호 r = Sx + n은 수식 (2)에 따라 설명되며, 여기서 n은 covn = σ² I를 갖는 순환적 대칭 복소 가우시안이며, σ²및 s는 알려져 있다.

A2: 단일 사용자 APP 디코더로부터 오는 상기 간섭 사용자들

의 인터리브 코드 심볼 추정치들은

로서 기입될 수 있으며, 여기서

는 x로 상관해제되며 시간 및 반복들을 통해 상관해제되지만, 주어진 반복에서의 사용자들을 통해서는 상관해제되지 않는데, 즉 n ≠ m 및

에 대해

이다.

상술한 바와 같이 결정된 요소들을 갖는

를 정의한다.

c _k ⁽ⁿ⁾을 식 (7)에 따르게 하자. A1 및 A2 하에서, c _k ⁽ⁿ⁾이 주어진 x_k의 LMMSE 추정치는 도 8에 도시된 순환 필터의 출력

에 의해 주어진다.

상기 추정치에 대한 업데이트는 다음과 같다.

도면의 필터들은 다음과 같이 정의된다:

n = 3,4,...에 대한 순환 업데이트 방정식들은 다음과 같다:

및

을 갖는 초기 조건들이 n=1에 대해

,

이며, n=2에 대해

이다.

컴퓨터 시뮬레이션들이 제안된 기술을 평가하도록 사용되었다. 시뮬레이션의 목적을 위해, QPSK로 자연히 매핑된 최대 자유 거리 4 상태 컨벌루션 코드를 사용하였다. 따라서, 각 사용자는 채널 사용 당 1비트를 전송한다. N = 8을 갖는 이진 확산 시퀀스들은 각 사용자에 대한 각 심볼에서 서로 독립하여 동일 분포에 따라 생성되었다. 전송은 칩 동기하며 모든 사용자들이 동일한 전력 레벨에서 수신된다.

표시되는 시뮬레이션 결과들은 도 9에 도시된다. 3개의 곡선들이 도시되어 있다. PIC는 [4]의 병렬 간섭 소거 방법이다. IPIC는 [2]의 개선된 병렬 간섭 소거이다. RBE는 제안된 순환 베이즈 추정 기술이다. 상기 곡선들의 각각은 10^-4 근처의 단일 사용자 BER에서의 작은 수의 사용자들에 대해 시작한다. 각 수신기가 수렴하지 않게 됨에 따라, 그의 곡선은 단일 사용자로부터 일탈한다. PIC에 대해, 이는 K/N=1.125에서 발생한다. IPIC에 대해, 그 한계는 1.625이고 RBE에 대해 1.875이다. PIC를 능가하는 IPIC의 성능 이점은 [2]에 보고되어 있다. 순환 베이즈 기술은 훨씬 더 높은 로드들을 지원한다. 사실, 추가의 수치적 조사들(더 작은 시스템들에 대해)은 RBE가 다중 사용자 APP를 이용할 때와 거의 동일한 로드를 지원하는 것을 나타내었다.

본 명세서에서는 반복 다중 사용자 디코딩에서의 사용을 위해 계산적으로 효율적인 순환 필터를 설명한다. 상기 필터는 수렴을 가속화하고 더 큰 로드들을 지 원하기 위해 단일 사용자 디코더들로부터의 출력들의 전체 이력(history)을 이용한다.

도 10 내지 도 18을 참조하면, 신호를 샘플링 레벨로 반복적으로 수신하도록 배경기술의 단일 패스 OFDM 수신기들을 적응시키는 일반 솔루션 (또는 구현)으로부터 파생되는 다수의 특정 솔루션들이 제공되는 경우에, 상기 수신기가 상기 수신기 입력에서의 간섭(충돌) 신호의 관찰치로부터 원하는 패킷을 구별하게 하는 제 2 실시예가 설명된다. 이들 솔루션들은 다음과 같다:

ㆍ 전체 시스템 솔루션 - 반복 수신기 구조 자체.

ㆍ 추가의 솔루션 양상 - 샘플 추정치 리스트.

ㆍ 추가의 솔루션 양상 - 정보 비트 추정치 리스트.

ㆍ 추가의 솔루션 양상 - 시간/주파수 영역 채널 적용 샘플 추정치들의 멀티플렉싱.

일 양상에서, 상기 제 2 실시예는 OFDM 패킷들을 수신하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 시스템 및 방법은:

a) 하나 이상의 안테나들로부터의 신호들로 이루어지는 수신기 입력 신호를 샘플링하는 단계와;

b) 패킷 샘플 가정치를 결정하기 위해 복수의 사전 저장된 수신 패킷 샘플 추정치들 중 하나를 상기 입력 신호에 추가하는 단계와;

c) 정보 비트 추정치 리스트에 저장하기 위해 상기 샘플 가정치로부터 정보 비트 추정치를 결정하는 단계와;

d) 상기 복수의 사전 저장 추정치들을 업데이트하기 위해 상기 샘플 가정치로부터 업데이트된 수신 패킷 샘플 추정치를 결정하는 단계와;

e) 잡음 가정치를 결정하고 상기 잡음 가정치를 상기 수신기 입력 신호로서 제공하기 위해 상기 샘플 가정치로부터 상기 업데이트된 샘플 추정치를 감산하는 단계와;

f) 적어도 하나 이상의 완전한 패킷들이 상기 정보 비트 추정치 리스트에 축적될 때까지 단계 a) 내지 단계 e)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 하나의 양상에서, 상기 제 2 실시예는 OFDM 수신기에서 샘플 추정치 리스트를 제공하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 시스템 및 방법은:

a) 수신기 입력 신호를 샘플링하는 단계와;

b) 상기 샘플링된 수신기 입력 신호로부터 패킷 샘플 추정치를 결정하는 단계와;

c) 상기 패킷 샘플 추정치를 저장하는 단계와;

d) 선택된 사전 저장 패킷 샘플 추정치를 상기 수신기 입력에 추가함으로써 패킷 샘플 가정치를 결정하는 단계와;

e) 상기 패킷 샘플 가정치를 디코딩하고 재전송 모델링함으로써 업데이트된 패킷 샘플 추정치를 결정하는 단계와; 그리고

f) 상기 선택된 사전 저장 패킷 샘플 추정치를 상기 업데이트된 패킷 샘플 추정치로 업데이트하는 단계를 포함한다.

또 다른 양상에서, 상기 제 2 실시예는 OFDM 수신기에서 패킷 정보 비트 추정치 리스트를 제공하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 시스템 및 방법은:

a) 선택된 사전 저장 패킷 샘플 추정치를 수신기 입력에 추가함으로써 패킷 샘플 가정치를 결정하는 단계와;

b) 하나 이상의 하드 디코딩 기술 및 소프트 디코딩 기술로 상기 패킷 샘플 가정치를 디코딩함으로써 정보 비트 추정치를 결정하는 단계와;

c) 하나 이상의 사전 결정된 정보 비트 추정치들을 갖는 정보 비트 추정치를 저장하는 단계와; 그리고

d) 완전한 패킷이 축적될 때까지 상기 단계 a) 내지 단계 c)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 다른 양상에서, 상기 제 2 실시예는 하이브리드 OFDM 수신 패킷 샘플 추정치를 결정하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 시스템 및 방법은:

멀티플렉싱된 시간 영역 샘플 추정치가,

OFDM 신호 주기성 프리픽스와;

OFDM 테일 부분과; 그리고

OFDM 보호 주기 중 하나 이상에 대응하여 매핑되도록 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플 추정치로 시간 영역 채널 적용 수신 샘플 추정치를 멀티플렉싱하는 단계를 포함하며,

여기서 상기 멀티플렉싱된 주파수 영역 샘플 추정치는,

OFDM 신호 프리앰블과; 그리고

OFDM 페이로드 데이터 심볼 중 하나 이상에 대응하도록 매핑된다.

또 다른 양상에서, 제 2 실시예는 OFDM 패킷 기반 네트워크 통신에 대한 반 복 샘플 추정 방법을 제공하며, 상기 방법은:

a) 윈도우 매칭 수신 샘플들 또는 잡음 가정치를 입력 신호로서 선택하는 단계와;

b) 패킷 샘플 추정치들을 포함하는 샘플 추정치 리스트에 빈 패킷 추정치를 추가하는 단계와;

c) 상기 리스트 엔트리들 중 하나를 선택하는 단계와;

d) 패킷 수신 샘플 가정치를 생성하기 위해 상기 입력 신호에 상기 패킷 샘플들 추정치를 추가하는 단계와;

e) 새로운 패킷 수신 샘플 추정치와 새로운 정보 비트 추정치들을 생성하기 위해 상기 패킷 수신 샘플 가정치를 디코딩하고 재전송 모델링하는 단계와;

f) 상기 정보 비트 추정치 리스트를 새로운 정보 비트 추정치들로 업데이트하는 단계와;

g) 잡음 가정치를 생성하기 위해 상기 패킷 수신 샘플 가정치로부터 상기 새로운 패킷 샘플들 추정치를 감산하는 단계와; 그리고

h) 상기 샘플들 추정치 리스트 엔트리를 상기 새로운 패킷 샘플들 추정치로 업데이트하는 단계를 포함하며,

상기 모든 단계들이 각 패킷에 대해 적어도 한번 반복된다.

추가의 양상에서, 상기 제 2 실시예는 이전의 단락에 따른 반복 샘플 추정 방법을 제공하며, 상기 단계 e)는:

i) 상기 정보 비트 추정치 리스트로의 재삽입을 위해 소프트 인코딩 비트들 및 새로운 패킷 정보 비트 추정치들을 생성하도록 상기 선택된 패킷 샘플 추정치를 소프트 디코딩하는 단계와;

j) 전송 심볼 추정치를 생성하기 위해 상기 소프트 인코딩 비트들을 소프트 변조하는 단계와;

k) 상기 패킷 수신 샘플들 가정치 및 상기 전송된 심볼 추정치들로부터 상기 시간 영역 채널 추정치를 구성하는 단계와;

l) 상기 전송된 심볼 추정치로부터 상기 패킷 전송 샘플 추정치를 구성하는 단계와;

m) 상기 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치를 생성하기 위해 상기 시간 영역 채널 추정치와 상기 시간 패킷 전송 샘플 추정치를 컨벌빙하는(convolving) 단계와; 그리고 단계 k) 및 단계 m)과 병렬로;

n) 상기 패킷 수신 샘플들 가정치 및 상기 전송 심볼 추정치들로부터 상기 주파수 영역 채널 추정치를 구성하는 단계와;

o) 패킷 수신 심볼 추정치들을 생성하기 위해 상기 주파수 영역 채널 추정치와 상기 전송된 심볼 추정치들을 곱하는 단계와; 그 후에

p) 상기 패킷 수신 심볼 추정치들로부터 상기 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치를 구성하는 단계와; 그리고

q) 상기 샘플들 추정치 리스트로의 재삽입을 위해 상기 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치와 상기 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치를 멀티플렉싱하는 단계를 포함하며, 여기서 단계들 n) ~ p)는 패킷의 각 OFDM 심볼에 대해 반 복된다.

또 다른 양상에서, 상기 제 2 실시예는 전전 단락에 따른 반복 샘플 추정 방법을 제공하며, 여기서 상기 단계 e)는:

r) 상기 정보 비트 추정치 리스트로의 재삽입을 위해 하드 인코딩 비트들 및 새로운 패킷 정보 비트 추정치들을 생성하도록 상기 선택된 패킷 샘플 추정치를 하드 디코딩하는 단계와;

s) 전송된 심볼 추정치를 생성하도록 상기 하드 인코딩 비트들을 하드 변조하는 단계와;

t) 상기 패킷 수신 샘플들 가정치 및 상기 전송 심볼 추정치들로부터 상기 시간 영역 채널 추정치를 구성하는 단계와;

u) 상기 전송된 심볼 추정치로부터 상기 패킷 전송 샘플 추정치를 구성하는 단계와;

v) 상기 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치를 생성하도록 상기 시간 영역 채널 추정치와 상기 시간 패킷 전송 샘플 추정치를 컨볼빙하는 단계와; 그리고 단계들 t) 및 u)와 병렬로;

w) 상기 패킷 수신 샘플들 가정치 및 상기 전송된 심볼 추정치들로부터 상기 주파수 영역 채널 추정치를 구성하는 단계와;

x) 패킷 수신 심볼 추정치들을 생성하도록 상기 주파수 영역 채널 추정치와 상기 전송 심볼 추정치들을 곱하는 단계와; 그 후에

y) 상기 패킷 수신 심볼 추정치들로부터 상기 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치를 구성하는 단계와; 그리고

z) 상기 리스트로의 재삽입을 위해 상기 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치를 멀티플렉싱하는 단계를 포함한다.

도 10 내지 도 18을 참조하면, 제 2 실시예에 따라 수신기 신호 프로세싱 기술들에 다음의 블록들이 사용된다:

ㆍ OFDM 소프트 출력 디코드(288)

ㆍ OFDM 하드 출력 디코드(222)

ㆍ 인코드(224)

ㆍ 소프트 변조(230)

ㆍ 하드 변조(226)

ㆍ 획득(204)

ㆍ 매칭 필터(202)

ㆍ 가산(208)

ㆍ 감산(212)

ㆍ 컨볼브(236)

ㆍ 곱셈(240)

ㆍ 시간 대 주파수 변환(시스템 표준에 따름)(234)

ㆍ 시간 영역 채널 추정기(232)

ㆍ 주파수 영역 채널 추정기(238)

ㆍ 시간, 주파수 영역 멀티플렉스(220)

ㆍ 샘플들 추정치 리스트(관련 제어기를 포함)(206)

ㆍ 정보 비트 추정치 리스트(관련 제어기를 포함)(213)

표 1 및 표 2는 각 도면에서의 신호들 및 프로세스의 수 및 텍스트의 참조 숫자들에 대한 키(key)를 제공한다.

1002	수신 샘플들
1004	윈도우 매칭 수신 샘플들
1006	빈 샘플 추정치들
108	이전 패킷 수신 샘플들 추정치
110	패킷 수신 샘플들 가정치들
112	새로운 패킷 정보 비트 추정치들
114	새로운 패킷 수신 샘플들 추정치
116	잡음 가정치
118	완성된 패킷 정보 비트 추정치들
119	패킷 전송 심볼 추정치들
120	시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치
122	주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치
126	하드 인코딩 정보 비트들
128	소프트 인코딩 정보 비트들
130	시간 영역 채널 추정치
132	패킷 전송 샘플들 추정치
134	주파수 영역 채널 추정치
136	패킷 수신 심볼 추정치들

표 1: 신호들

202	p(t) - 대역폭 제한 필터 - 매칭 필터
204	획득
206	샘플들 추정치 리스트
208	Σ-가산
210	OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송
212	Σ(-ve)-감산
213	정보 비트 추정치 리스트
214	OFDM 소프트/하드 디코드 및 재변조
215	하이브리드 재전송
216	TDCA-시간 영역 채널 적용
218	FDCA-주파수 영역 채널 적용
220	MUX-시간, 주파수 영역 멀티플렉스
222	OFDM 하드 출력 디코드
224	인코드
226	하드 변조
228	OFDM 소프트 출력 디코드
230	소프트 변조
232	시간 영역 채널 추정기
234	F→T - 802.11a 주파수 대 시간 영역 변환
236	컨볼브 - 선형 컨볼루션
238	주파수 영역 채널 추정기
240	곱셈

표 2: 기능 블록들

본 발명의 제 2 실시예는 패킷 기반 OFDM WLAN 시스템(예를 들어, IEEE 802.11a, IEEE 802.11g)에 대해 적응된다. 그와 같은 시스템에 대한 전형적인 수신기는 도 10에 따라 프로세싱 태스크들을 수행한다. 상기 시스템에 대한 입력은 각 부착 안테나에 대한 복소의, 오버샘플된 기저대역 수신 신호(1002)이다. 각 안테나 상에 수신된 신호는 대역 제한 필터(202)를 통과한 후에 패킷 검출 및 동기(획득) 프로세싱 블록(204)으로 진행한다. 상기 획득 블록은 하나 이상의 매칭 필터 안테나 신호들(1004)을 사용한다. 일단 패킷이 획득되면, 상기 패킷은 하드 또는 소프트 디코딩 기술들을 이용하여 디코딩되며 더 높은 프로세싱 층(예를 들어, MAC)에 전달된다. 도 10의 전형적인 수신기 구조는 샘플 레벨에서의 간섭 소거를 제공하는 반복 구조로 수정될 수 있다.

반복 수신기 구조 및 기능

상기 수신기에 대한 입력은 수신 샘플들(1002)이라 칭해지는 수신기에 접속된 안테나로부터의 오버샘플된 디지털 I/Q 기저대역 샘플들이다. 상기 수신 샘플들(1002)은 윈도우 매칭 수신 샘플들(1004)을 생성하기 위해 시간에 걸쳐 윈도우되고 필터(202)를 통과하여 펄스 형상으로 매칭된다. 이는 상기 제 1 반복(n=1)에 대한 잡음 가정치(116)를 구성한다. 모든 진행 반복들(n>1)에 대해, 상기 잡음 가정치(116)는 상기 간섭 신호의 피드백에 의해 제공된다. 이는 n 조건 스위치(SW_n)에 의해 도 11에 도시된다.

상기 수신기의 반복은 다음의 프로세스들의 각각의 단일 실행이다:

ㆍ 획득(204) 프로세스를 이용하여 잡음 가정치(116)의 새로운 패킷을 획득하도록 시도한다.

ㆍ 새로운 패킷이 발견되면, 빈 엔트리들(1006)을 샘플들 추정치 리스트(206) 및 정보 비트 추정치 리스트(213)에 가산한다. 상기 샘플들 추정치 리스트(206)의 각 엔트리는 상기 정보 비트 추정치 리스트(213)의 대응하는 엔트리를 갖는다.

ㆍ 상기 정보 비트 추정치 리스트(206)에서, 샘플들 및 정보 비트 추정치 리스트 양측의 전개로부터 완성된 패킷들 {y₁ ... y_m}을 결정한다.

ㆍ 상기 정보 비트 추정치 리스트(213)로부터 완료 패킷들 {y₁ ... y_m}을 제거하기 위해 더 높은 계층(MAC)으로 릴리즈(release)한다.

ㆍ 상기 샘플들 추정치 리스트(206)로부터 완성된 패킷들 {y₁ ... y_m}을 제거한다.

ㆍ 상기 샘플들 추정치 리스트(206)의 패킷 k를 선택하여 프로세스한다.

ㆍ 상기 패킷 수신 샘플들의 가정치(110)를 생성하기 위해 상기 샘플들 추정치 리스트(206)로부터 선택된 패킷 k의 이전 패킷 수신 샘플들 추정치(208)를 상기 잡음 가정치(116)에 가산한다.

ㆍ OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송 프로세스(210)를 이용하여 상기 패킷 수신 샘플들의 가정치(110)로부터 상기 선택된 패킷 k에 대한 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)와 새로운 정보 비트 추정치들(112)을 생성한다.

ㆍ 상기 정보 비트 추정치 리스트(213)의 선택된 패킷들 k 이전 정보 비트 추정치들을 새로운 정보 비트 추정치들(112)로 업데이트한다.

ㆍ 샘플들 추정치 리스트(206)의 선택된 패킷들 k 이전 정보 비트 추정치들을 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)로 업데이트한다.

ㆍ 잡음 가정치(116)를 생성하기 위해 상기 패킷 수신 샘플들 가정치(110)로부터 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)를 감산한다(212).

모든 패킷들이 상기 정보 비트 추정치 리스트(213)로부터 릴리즈될 때까지 반복들이 계속하여 수행된다. 일단 상기 상태에 도달되면, 상기 리스트들(206, 213)이 소거되며, 상기 시간 윈도우가 업데이트되고 전체 프로세스가 반복된다.

반복 간섭 소거

상기 샘플 레벨에서의 간섭 소거는 상기 획득(204) 프로세스에 의해 발견된 모든 패킷에 대해 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송(210) 프로세스를 이용하여 각 안테나에 대한 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)의 생성을 필요로 한다. 각 패킷의 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)는 상기 샘플들 추정치 리스트(206)에 저장된다. 상기 간섭 소거 구조는 각 안테나에 대해 패킷 수신 샘플 가정치(110)를 생성하도록 소프트/하드 디코드 및 재전송(210) 프로세스 전에 그의 이전 패킷 수신 샘플들 추정치(108)를 상기 잡음 가정치(116)에 가산할 것을 요구한다. 소프트/하드 디코드 및 재전송(210) 프로세스에 의해 생성된 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)는 업데이트된 잡음 가정치(116)를 생성하도록 상기 패킷 수신 샘플 가정치(110)로부터 감산된다(212). 상기 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)는 또한 상기 샘플들 추정 리스트(206)를 업데이트하는데 사용된다. 상기 잡음 가정치(116)는 반복 간섭 소거를 제공하면서 상기 시스템을 통해 피드백된다(이전에 프로세스된 패킷의 최근 추정 기여도를 마이너스). 도 11은 상기 프로세스에 대한 도식적 참조를 제공한다.

샘플 추정치 리스트

상기 샘플 추정치 리스트(206)는 상기 획득(204) 프로세스에 의해 발견된 각 패킷에 대해, 각 수신 안테나에 대한 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송 프로세스(210)에 의해 생성된 새로운 패킷 수신 샘플 추정치(114)를 포함한다.

각 반복에 대해, (k) 반복하는 패킷이 샘플 추정치 리스트(204)로부터 선택된다. 상기 선택 k는 수많은 측정치들, 예를 들어, 분류된 신호 전력, 최소 수의 수행된 프로세싱 사이클들, 도달 순서에 기초할 수 있다. 상기 선택은 도 11의 k 제어된 스위치 SW_k에 의해 도시되며, 여기서 k는 현재의 선택된 패킷이다.

정보 비트 추정치 리스트

상기 정보 비트 추정치 리스트(213)는 상기 획득(204) 프로세스에 의해 발견된 각 패킷에 대한 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재전송(215) 프로세스에 의해 생성된 최신의 새로운 패킷 정보 비트 추정치들(112)을 포함한다.

각 반복은 더 높은 계층들(예를 들어, MAC)에 대한 완성된 정보 비트 추정치들(118)을 릴리즈할 기회를 제공한다. 어느 패킷들이 완성된 것인지의 선택은 샘플들 추정치 리스트(206)의 각 패킷에 대한 측정치를 평가함으로써 이루어진다. 예를 들어, 상기 측정치는 신호 전력, 수행된 반복들의 수 및 완성된 패킷들의 수와 같은 표시자들에 기초할 수 있다. 이들 측정치들은 그 후에 타겟값과 비교된다. 그들의 타겟에 맞는 모든 패킷들은 상기 정보 비트 추정치 리스트(213)로부터의 릴리즈를 위해 표기된다.

획득된 각 패킷에 대해, 상기 샘플들 추정치 리스트(206)와 정보 비트 추정치 리스트(213) 양측에 엔트리가 존재한다. 완성된 패킷들의 선택은 도 11의 {y₁ ... y_m} 제어된 스위치 SW_y에 의해 도시되어 있으며, 여기서 {y₁ ... y_m}은 완성 패킷 정보 비트 추정치들의 리스트이다. 반복 수신기 구조의 특징은 패킷의 패킷 수신 샘플들 추정치(114)가 릴리즈되고 양쪽 리스트들에서의 대응하는 엔트리들이 제거된 후에도 상기 잡음 가정치(116)로부터 감산된 채로 남아있다.

하이브리드 재전송

상기 하이브리드 재전송(215) 프로세스는 도 12 및 도 13에 도시되어 있다. 상기 프로세스는 시간 영역 채널 적용(216) 및 주파수 영역 채널 적용(218) 프로세스들을 둘 다 이용하여 각 수신 안테나에 대한 채널 적용 수신 샘플들 추정치(120, 122)를 생성한다. 상기 시간 영역 채널 적용(216)은 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(120)를 생성한다. 상기 주파수 영역 채널 적용(218) 프로세스는 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(122)를 생성한다. 상기 채널 적용 수신 샘플들 추정치(120, 122)는 그 후에 함께 멀티플렉싱되어(220) 각 안테나에 대한 새 로운 패킷 수신 샘플들 추정치(113)를 형성한다. 이들 프로세스들의 각각은 이하에 더 상세하게 설명된다.

시간 영역 채널 적용(TDCA)

시간 영역 채널 적용(216) 프로세스는 도 16에서 더 전개된다. 상기 시간 영역 채널 추정기(232)는 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재변조(214) 프로세스(도 14 및 도 15 참조)로부터의 패킷 전송 심볼 추정치들(119) 및 각 안테나에 대한 패킷 수신 샘플 가정치(110)를 이용하여 새로운 패킷 수신 샘플 추정치(114)를 생성한다. 양 프로세스에서는 각 안테나에 대한 패킷 수신 샘플 가정치(110) 및 패킷 수신 심볼 추정치(119)를 이용하여 각 수신 안테나에 대한 시간 영역 채널 추정치(130)를 생성한다. 상기 주파수 대 시간 변환(234)은 그 후에 상기 패킷 전송 심볼 추정치들(119)을 이용하여 패킷 전송 샘플들 추정치(132)를 생성한다. 각 안테나에 대한 상기 패킷 전송 샘플들 추정치(132) 및 시간 영역 채널 추정치(130)는 그 후에 컨볼브(236) 프로세스를 통해 선형적으로 컨볼브되어 각 안테나에 대한 시간 채널 영역 적용 수신 샘플들 추정치들(120)을 생성한다.

주파수 영역 채널 적용(FDCA)

상기 주파수 영역 채널 적용(218) 프로세스는 도 17에서 더 전개된다. 상기 주파수 영역 채널 추정기(238)는 상기 OFDM 소프트/하드 디코드 및 재변조(214) V로세스로부터의 패킷 전송 심볼 추정치들(119) 및 각 안테나에 대한 패킷 수신 샘플 가정치(110)를 이용하여 각 안테나에 대한 주파수 영역 채널 추정치(134)를 생성한다. 그 후에, 상기 패킷 전송 심볼 추정치들(119)은 상기 곱셈(240) 프로세스를 통해 상기 주파수 영역 채널 추정치(134)에 의해 한번에 하나의 OFDM 심볼씩 곱해져 상기 패킷 수신 심볼 추정치들(136)을 생성한다. 상기 패킷 수신 심볼 추정치들(136)이 그 후에 상기 주파수-대-시간 프로세스(234)를 이용하여 상기 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(122)로 변환된다.

시간, 주파수 영역 채널 적용 멀티플렉싱(MUX)

도 13을 참조하면, 상기 멀티플렉싱(220) 프로세스는 상기 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(120) 및 상기 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(122)를 취하여 이들을 함께 멀티플렉싱하여 하이브리드 신규 패킷 수신 샘플들 추정치(114)를 생성한다.

제 2 실시예에서 사용된 것과 같은 OFDM 변조 방식은 공통으로 주기성 프리픽스를 사용하여 다중-경로 간섭을 제거하려 한다. 또한, 상기 무선 채널과 대역 제한 필터들 양측의 시간 분산 특성들로 인하여, 상기 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)의 시작 및 단부에서 테일들이 존재한다. 상기 신호의 OFDM 부분에 대응하는 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)가 상기 주파수 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(122)로부터 취해진다. 상기 새로운 패킷 수신 샘플들 추정치(114)의 나머지 샘플들이 상기 시간 영역 채널 적용 수신 샘플들 추정치(120)로부터 취해진다. 본 실시예에서, 그들 샘플들은 상기 주기성 프리픽스 및 신규 패킷 수신 샘플들 추정치(114)의 테일 부분을 포함한다.

멀티플렉서 매핑의 예는 도 18에 도시된다.

바람직한 적용 영역

본 발명의 제 2 실시예에 대한 바람직한 적용 영역들은 IEEE 802.11a, IEEE 802.11g, IEEE 802.16 및 하이퍼랜(HiperLAN) 무선 근거리 네트워크(WLAN) 표준들 이 이용될 수 있는 OFDM 수신기들이다. 그러나, 개시된 발명은 당업자에 의해 이해되는 바와 같이 임의의 패킷 기반 OFDM 통신 시스템에서 이용가능하다.

도 19 내지 도 23을 참조하면, 상기 결정 통계 자체의 전체 개선을 발생시키는 결정 통계를 제공하도록 사용되는 수신기에 도달하는 하나 이상의 원시 신호들의 왜곡들을 감소시키는 구현으로부터 유래하는 제 3 실시예가 설명된다. 또한, 이들 왜곡들을 감소시키는 수단의 적절한 선택은 더 신뢰성 있는 패킷 도달 시간의 결정을 발생시킨다.

일 양상에서, 제 3 실시예는 수신기에 도달하는 패킷들을 동기화함으로써 다중 액세스 통신 네트워크에서의 통신을 위한 방법 및 장치를 제공하며, 상기 방법은:

패킷 입력 신호를 수신하는 단계와;

상기 패킷 입력 신호에 대응하는 상관 신호를 결정하는 단계와;

상기 입력 신호 및 상기 상관 신호 중 적어도 하나가 필터링되도록 상기 입력 및 상관 신호들을 프로세싱하는 단계와;

상기 처리된 상관 신호의 전력 성분과 상기 처리된 입력 신호의 전력 성분을 조합함으로써 결정 통계를 결정하는 단계와; 그리고

상기 결정 통계의 소정의 임계값 조건에 의해 주어지는 시간 포인트를 수신 패킷 도달 시간으로서 지정하는 단계를 포함한다.

상기 입력 및 상관 신호들의 적어도 하나의 프로세싱은 삼각 임펄스 응답을 갖는 중앙 가중 필터, 루트 상승 코사인 필터, 해닝(Hanning) 윈도우 필터, 해밍(Hamming) 윈도우 필터 또는 조합된 해닝/해밍 윈도우 필터 중 하나에 의해 수행된다. 소정의 임계값 조건은 소정의 임계값을 교차하는 결정 통계 또는 상기 소정의 임계값 위에 발생하는 결정 통계의 최대값 중 하나일 수 있다. 상기 상관 신호의 결정은 샘플링된 패킷 입력 신호의 매 K번째 샘플마다 수행될 수 있으며, 여기서 K는 1 이상의 정수이다. 본 발명의 제 3 실시예는 이하에 더 상세하게 설명된다.

FFT 윈도우 동기를 위한 전력 평균 마스크

특히 무선 매체 상에 전송되는 패킷들의 동기는 보통 동일한 신호의 여러 번 반복들로 이루어진 프리앰블을 사용하고 수신 신호와 그 자체의 지연된 신호를 상관시킴으로써 달성된다. 상기 지연은 상기 프리앰블을 정의하는 반복 신호 요소의 지속기간과 동일하도록 선택될 수 있다. 상기 상관 프로세스의 출력 전력은 보통 상기 수신 신호의 평균 전력에 대해 표준화된다. 상기 표준화된 상관기 출력이 임계값을 초과하는 포인트는 상기 패킷 도달 시간으로서 선택된다. 상기 기술은 다수의 결함들을 갖는다. 예를 들어, 상기 기술은 상기 상관기 출력들의 통계를 최적으로 이용하지 않으며, 따라서 데이터 패킷 타이밍의 결정의 더 큰 에러 마진들을 유도할 수 있다. 상기 제 3 실시예에서, 데이터 패킷의 도달 시간의 더 정확한 결정을 허용하는 방법이 개시된다. 따라서, 동기화 에러들은 감소될 수 있으며, 결과적으로 패킷 손실률들이 감소된다. 구체적으로, 상기 방법은 선형 필터링 방법을 이용하여 전력들이 계산되기 전에 상관기 출력들을 해석함으로써, 패킷 동기를 위해 사용되는 통계의 품질을 개선한다. 이는 주로 필터의 잡음 억제 특성들에 기인하여 달성된다. 상기 선형 필터의 형상은 상기 프리앰블 및 무선 채널의 특성들에 대해 최적으로 설계될 수 있다. 일 예는 루트 상승 코사인 필터 또는 해닝/해밍 윈도우 필터이다. 본 발명의 바람직한 일 실시예는 상기 상관기 출력들로의 적용을 위해 삼각 임펄스 응답을 갖는 중심 가중 평균 필터를 이용하는 것이다. 상기 필터는 그 전에 달성가능한 것보다 상기 패킷 도달 시간의 더 정확한 위치 결정을 가능하게 하여 효율적인 구현을 갖는다. 일단 임계값이 초과되면, 상기 상관 전력이 처음으로 임계값을 교차하는 시간보다는 결정 포인트로서 최대 상관 전력을 이용하는 것이 제안된다. 당업자는 상기 방법이 패킷 동기를 위해 반복적 프리앰블을 이용하는 임의의 통신 시스템에 대한 잠재적 적용을 갖는 것을 인지할 것이다. 본 발명자는 필터들이 범용 적용들에서 널리 사용되며 패킷들의 동기는 필터링 문제로서 처리될 수 있음을 인식하였다. 따라서, 본 발명자는 바람직한 필터 입력으로서 원시 상관기 출력들을 이용할 것을 제안한다. 전력 계산 전에 상관기 출력들 상의 중심 가중(또는 다른) 필터의 이용은 패킷의 도달 타이밍의 측정으로서 이용된다. 그 자체의 지연 신호와 상관된 수신 신호의 표준화 전력의 임계값 테스팅이 또한 고려된다. 상기 지연은 상기 프리앰블의 반복 크기와 동일하다. 상기 표준화는 상기 수신 신호의 슬라이딩 윈도우 평균 전력으로 나눔으로써 달성된다. 상기 제 3 실시예에서, 특히 다음의 기능들을 갖는 수신기를 제공하는 것이 유용하다:

원시 상관기 출력들의 필터링;

중심 가중 평균 필터, 바람직하게는 효율적인 구현을 갖는 삼각 필터.

이에 의해, 패킷 전송 손실/비효율을 피하기 위해 패킷 타이밍의 더 우수한 특성화를 발생시키는 제 1 레벨 교차보다는 상관기 출력 전력의 최대치 상의 결정 포인트를 기반으로 할 수 있다. 상기 제 3 실시예는 반복적 프리앰블이 전개되어 패킷 데이터 타이밍을 결정하고 상기 무선 채널의 통계들에 대한 필터 형태의 적응형 설계를 허용하는 패킷 데이터 전송들에 대한 수신기 기술을 포함할 수 있다.

적용 분야

상기 제 3 실시예 기술은 전송들이 특정 타입의 프리앰블을 갖는 파형 구조를 이용하여 이루어지는 포인트 대 포인트 통신 링크에 적용한다. 구체적으로, 상기 프리앰블은 베이스 신호의 하나 이상의 반복들에 의해 형성될 수 있다. 바람직하게는 상기 기술을 이용하는 기능 디바이스는 이전에 논의되며, 본 실시예에서 도 19에 도시된 무선 모뎀(190)의 예시적인 형태로 일반 수신기(190)의 기저대역 수신기 프로세서 Rx에 존재한다. 상기 기저대역 수신기 Rx의 상대적인 논리 위치는 "기저대역 Rx"로서 도 19에 도시된다.

더 상세하게, 패킷 기반 통신 시스템들에서 패킷의 도달 타이밍은 상기 수신기(190)에서 결정된다. 일단 상기 타이밍이 결정되면, 상기 패킷의 나머지(전형적으로는 데이터를 담고 있는) 부분들의 정렬이 상기 패킷 구조의 사전 지식을 이용하여 결정될 수 있다. 따라서, 상기 패킷 시간의 정확한 결정없이도, 패킷 에러들이 널리 퍼져있다. 사용되는 공통 기술은 상기 수신기(190)에서의 효율적인 도달 시간 결정을 허용하는 특정 구조를 갖는 패킷 전송의 시작시에 프리앰블을 전송하는 것이다. 상기 구조는 상기 프리앰블에서 여러번 짧은 신호의 반복을 필요로 한다. 전형적인 패킷의 구조는 도 20에 도시되며, 여기서 상기 동기 워드(SW)는 상기 전송의 시작시에 여러번 반복된다.

종래의 시간 동기 기술은 상기 수신 신호와 그 자체의 지연된 신호를 상관시킨다. 상기 지연은 상기 동기 워드의 길이로 설정될 수 있으며, 상관 길이는 SW 반복들의 수(L) 마이너스 1로 설정될 수 있다. 상기 상관은 매 샘플(또는 매 K번째 샘플, 여기서 K는 예를 들어, 4로 작음)마다 구현된다. 상기 수신 샘플 시퀀스가 {r_i-1, r_i, r_i+1, r_i+2, ...}이면, 시간 i에서의 상기 상관기 출력은

상기 상관 값은 다음의 관찰된 시퀀스의 전력과 비교되어,

결정 통계 ｜ρ_i ²｜/σ_i ²를 형성한다. 상기 도달 시간 i는 상기 측정치가 임계값을 초과할 때 선택된다.

본 발명자는 상기 수신 시퀀스 r_i에 존재하는 임의의 잡음이 상기 제곱 프로세스에 의해 증폭되며 상기 동기 기술이 상기 부정확한 도달 시간을 수집하게 할 수 있다. 임계값을 교차하는 통계를 대기하기보다는, 상기 알고리즘은 소량의 결정 지연을 포함함으로써 최대 통계를 선택하도록 조정될 수 있다. 상기 최대값은 상기 임계값 이상의 통계들로부터 선택된다. 주어진 임계값을 교차하는 다수의 통계들은 도 21에 도시된다.

바람직한 방법

본 발명의 제 3 실시예에 따른 방법에서, 본 발명자는 상기 시간 동기 성능의 잡음의 부정적인 영향들을 완화시키기 위해 상기 프리앰블의 자기상관의 프로파일을 이용한다. 이는 중심 가중 저역 통과 필터에 의해 시퀀스들 ρ_i 및 σ_i를 필터링하여 달성될 수 있다. 주목할 사항으로서, 상기 필터는 결정 통계 생성을 위해 상기 시퀀스들의 후속의 제곱 전에 적용된다. 임의의 잡음 존재는 제곱 전에 필터링에 의해 더 우수하게 억제될 것이다. 상기 필터는 상기 프리앰블의 자기상관 특성들에 대해 설계될 수 있으며, 바람직하게 구현된 삼각 필터가 사용된다.

삼각 필터는 본래 삼각인 임펄스 응답을 가지며, 구체적으로 상기 (이산 시간) 필터의 계수들(탭들)은 도 22에 도시된 바와 같이 다음과 같다.

상술한 필터가 내재 시퀀스들(ρ_i 및 σ_i)에 적용되면, 전형적인 결과가 도 23에 도시된 바와 같이 된다. 알 수 있는 바와 같이, 상기 임계값 교차 기술은 도 23을 검토함으로써 알 수 있는 바와 같이 최대값에 근접하기 때문에, 상기 필터의 적용에서 이점을 얻는다. 상기 잡음의 영향은 또한 감소되어 최대값 및 임계값 교차 기술들 둘다를 강화시킨다. 상기 바람직한 방법은 상기 필터를 양측의 원시 시퀀스들에 적용하고, 상기 필터링 시퀀스를 이용하여 측정치를 계산하며, 상기 임계값 이상인 통계의 최대값을 이용하는 것이다. 유용하게, 도달 시간의 더 정확한 동기는 결정 통계 생성 전에 상기 상관기 출력의 필터링 및 전력 측정 프로세싱에 의해, 그리고 상기 결정 통계의 임계값에 의해 정의된 윈도우 내의 최대 탐색을 이용하여 달성된다.

상기 프리앰블(그리고 상기 패킷)의 도달 시간을 정확하게 추정함으로써, 패킷 디코딩 실패들의 수는 상당히 감소될 수 있다. 상기 데이터 페이로드를 복구할 기회를 개선하는 것과 별도로, 이는 네트워크 제어 및 데이터 패킷들 양측이 더 신뢰성 있게 복구되기 때문에, 상기 네트워크 사용자들에 대한 영향들의 흐름을 갖는다.

도 24 내지 도 31을 참조하면, 본 발명의 제 4 실시예는 패킷의 인코딩 부분으로부터 심볼 추정치들을 이용하여 채널 추정치들을 개선하고 최근에 수신된 데이터 심볼 채널 추정치들에 기초하여 이들 채널 추정치들을 반복적으로 업데이트함으로써 수신기 감도가 개선될 수 있는 구현으로부터 파생되는 솔루션을 제공하는 본 발명의 제 4 실시예가 설명된다. 제 4 실시예의 추가 양상은 개선된 디코딩을 위한 시간 평활화 채널 추정치들의 릴리즈를 가능하게 하도록 각 수신 데이터 심볼을 주파수 영역으로 변환하는 것이다.

유용하게, 제 4 실시예에서, 각 OFDM 심볼은 심볼 n에 대한 채널 추정치를 획득하고, 심볼 n을 디코딩하고, 심볼 n에 대한 채널 추정치를 업데이트하고, 심볼 n-1에 대한 채널 추정치를 업데이트하고(심볼 n에 대한 새로운 채널 추정치로부터의 시간 영역 평활화에 의해), 심볼 n-1을 디코딩하며, 채널 추정치 n-1을 업데이트함으로써 두번 이상 디코딩될 수 있다.

제 4 실시예에 따르면, 본 발명은 패킷 기반 통신 시스템에서 시변 채널들을 추정하는 방법 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은:

a) 수신 패킷 프리앰블로부터 도출된 초기의 채널 추정치에 기초하여 채널 추정치 기준을 초기화하는 단계와;

b) 현재 그리고 모든 이전에 수신된 데이터 심볼들의 코딩 부분의 패킷 데이터 심볼 채널 추정치에 기초하여 상기 채널 추정치 기준을 업데이트하는 단계와; 그리고

c) 후속의 패킷 데이터 심볼들의 도달시에 상기 단계 b)를 반복하는 단계를 포함한다.

상기 방법은 바람직하게는 상기 수신기의 채널 추정 데이터베이스에 채널 추정치 기준을 저장하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 바람직하게는 시간 평활화 채널 추정 기준을 제공하기 위해 상기 저장된 채널 추정치 기준을 업데이트하기 전에 상기 패킷 데이터 심볼 채널 추정치들을 주파수 영역으로 변환하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 또한 바람직하게는 단계 b) 내의 각 후속 수신 데이터 심볼에 대해, FEC 디코딩의 추가 단계를 이용하여 상기 채널 추정치 기준을 복조, 변조 및 업데이트하는 단계들을 파이프라이닝하는 단계를 포함한다.

기술분야의 현재 상태에서, 정보의 고이동성 고대역폭 전송은 전송 신호 및 그의 파형 상의 영향 및 무선 채널의 시변 성질을 추적하도록 수신기 프로세싱 기술들 또는 방법들의 불능에 의해 제한된다. 따라서, 고이동성 전송에 대한 종래기술 시스템들은 낮은 데이터 전송속도만을 지원한다. 제 4 실시예에서, OFDM 신호 구조들을 이용하는 수신기 기술이 개시되며 이들 OFDM 신호들이 에러 제어 코딩되는 사실이 개시되어 있다. 따라서, 고이동성, 고대역폭 데이터 전송이 허용된다. 또한, 상기 기술은 수신기 감도를 개선함으로써 고정 통신 무선 네트워크들에 유리하다. 구체적으로, 상기 제 4 실시예는 파일럿 또는 트레이닝 신호들을 과도하게 이용함으로써 데이터 전송속도를 저하시킬 필요가 없이, 급격하게 변동하는 무선 채널에 의해 왜곡된 정보의 OFDM 변조 패킷들의 신뢰성 있는 디코딩을 허용하는 알고리즘을 개발함으로써 달성되었다.

본 발명의 제 4 실시예의 바람직한 양상에서, 증대된 디코딩 지연시간 및 복잡도를 피하기 위해 OFDM 심볼 기반 단위로 동작할 수 있는 알고리즘이 고안되었다. 그에 따라서, 본 실시예에서, 3개의 통계들이 이용된다; OFDM 심볼률에서의 무선 채널의 주파수 영역 통계들; OFDM 심볼들에 걸친 무선 채널의 시간 영역 통계들 및; 각 디코딩 OFDM 심볼의 결과들. 이들 통계들은 OFDM 심볼로부터 OFDM 심볼로의 무선 채널을 추정하는데 이용된다. 새로운 OFDM 심볼이 도달할 때, 채널 및 데이터 추정치들이 대응하는 심볼 및 일부의 소수의 이전 심볼들에 대해 업데이트된다. 이러한 방식으로, 각 OFDM 심볼은 개선된 채널 추정치로 매번 두번 이상 디코딩된다. 상기 수신 신호로부터의 무선 채널의 예측 및 상기 패킷의 프리앰블의 정보(knowledge)가 전개되어 프로세스를 초기화한다. 상기 예측은 무선 채널의 통계들을 이용한다. 당업자에게 명백한 바와 같이, 본 실시예는 급격하게 변하는 무선 환경들에서의 OFDM 패킷들의 효율적인 디코딩을 허용한다. 따라서, 본 실시예는 증대된 스펙트럼 효율들로 증대된 이동성을 지원하는 관점에서 이점들을 제공한다. 상기 실시예는 동시에 수신기 감도를 증가시키면서, 구현 복잡도 또는 지연시간을 증가시키지 않고서도 이를 달성한다. 이러한 점에서, 높은 이동성 및 고정 무선 네트워크들 양쪽에서 잠재성을 갖는다. 당업자들은 본 실시예가 상술한 바람직한 실시예와 유사한 공통의 하부 채널 모델을 공유하는 임의의 광대역 변조 기술에 적용될 수 있음을 인지할 것이다. 예로서, 다중 수신 안테나들, 멀티-캐리어 OFDM 또는 멀티-캐리어 CDMA의 추가가 있다.

유용하게, 제 4 실시예는:

ㆍ 반복 채널 및 데이터 추정을 제공하여, 초기의 추정치들이 데이터 지원 기술들을 이용하여 개선된다.

ㆍ OFDM 심볼들에 걸쳐 저장된 주파수 영역 평활화를 제공하여 개선된 디코딩을 위해 시간 평활화 채널 추정치들의 릴리즈를 가능하게 한다.

ㆍ 디코더 결과들을 제공하여 이하에 더 상세히 설명된 "CEDB"(채널 추정치 데이터베이스)에 저장된 채널 추정치들을 도출한다.

ㆍ CEDB로부터의 채널의 예측을 제공하여 OFDM 심볼 루프 기반 프로세싱을 개시한다.

ㆍ 결과적으로 낮은 지연시간, 고대역폭 고이동성 데이터를 제공한다.

제 4 실시예에서, 고속으로 이동하는 이동 디바이스로부터 높은 데이터 전송속도 신호들의 효율적인 수신을 가능하게 하는 기저대역 디지털 수신기 기술이 개시된다. 간략한 성능 분석이 또한 제시된다.

적용 분야

본 기술은 코딩된 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM)를 이용하여 전송들이 행해지는 포인트 대 포인트 통신 링크에 적용된다. 일반적으로, 코딩된 OFDM 전송들은:

1. 하나의 (OFDM) 심볼 지속시간에 걸쳐 정보 비트들을 인코딩하는 순방향 에러 정정(FEC)에 의해, 그리고 그 후에

2. 종래의 OFDM 변조에 의해 형성된다.

하나의 OFDM 심볼에 걸친 FEC 코딩은 블록 코딩될 수 있거나 또는 상기 코딩은 다수의 OFDM 심볼들에 걸쳐 계속될 수 있지만, OFDM 심볼 당 디코딩 기술들이 이용가능해야 한다. 상기 수신기는 성능을 개선하기 위해 OFDM 심볼들 상의 코딩을 이용할 것이다.

제 3 실시예에 관하여, 상기 기술을 구현하는 기능 디바이스는 바람직하게는 도 19에 도시된 바와 같은 무선 모뎀(190)의 예시적인 형태의 수신기(190)의 기저대역 수신기 프로세서 Rx에 상주한다. 상기 기저대역 수신기 Rx의 상대적인 논리 위치는 도 19에 "기저대역 Rx"로서 도시된다.

대기시간 및 OFDM 심볼 기반 프로세싱 루프들

패킷 기반 통신 시스템에서, 신호들의 도달과 상기 신호에 포함된 비트들의 디코딩 사이에 가능한 작은 지연으로 상기 수신기 프로세싱을 구현하는 것이 중요하다. 이는 확인을 위한 턴-어라운드 시간이 네트워크 성능에 있어서 상당한 구동력이기 때문에 중요하다. OFDM 변조 시스템들에서, 상기 요건은 전형적으로 OFDM 심볼 당 프로세싱의 이용을 강제한다. 즉, 일 신호 상당의 새로운 OFDM 심볼들이 도달할 때, 기저대역 Rx는 정보 비트들 상당의 OFDM 심볼들을 릴리즈해야 한다. OFDM 심볼의 디코딩을 가능하게 하는 정보와 상기 심볼 디코딩의 결과들 사이의 지연은 몇몇 OFDM 심볼들의 지속기간 정도로 되어야 한다.

이동 환경들에서의 OFDM 채널 추정

이동 무선 통신 시스템들에서, 고유한 수신기 설계들은 전형적으로 상기 기저대역 수신기의 정확한 채널 추정 방법들의 이용을 필요로 한다. 추정되는 채널은 필드의 움직임 및 반사들에 의해 유발되는 다중 경로 페이딩 채널이다. 다른 용도들 중에서, 상기 채널 추정치는 수신기의 중요한 양상인 FEC 디코더를 구동하도록 사용된다. OFDM 변조 신호들의 경우에, 상기 수신 신호가 OFDM 심볼 크기 조각들로 슬라이스된 후에, 상기 채널이 통산적으로 주파수 영역에서 측정된다. 이동 통신 시스템들에서, 신호가 진행하는 채널은 시간에 따라 변화하며, 차량 속도가 충분히 높은 경우에, 상기 채널은 패킷의 수신 동안 변화할 수 있다. 종래의 수신기 기술들에서, 다중 경로 페이딩 채널은 패킷을 통해 불변하여 상기 패킷의 시작시에 상기 채널의 1회만(one-off)의 추정을 가능하게 하는 것으로 가정된다. 대부분의 표준들(예를 들어, IEEE 802.11a)에서, 프리앰블이 정확하게 이 목적을 위해 패킷의 시작시에 전송된다.

바람직한 방법

제 4 실시예에 따른 방법에서, 시변하는 채널들을 추적하기 위한 편리한 경계를 제공하도록 OFDM에 대한 수신 신호의 분할이 이용된다. 상기 채널 추정치는 OFDM 심볼 간에 변화한다. 바람직한 실시예는 또한 상기 OFDM 심볼이 인코딩되는 사실을 이용하여, 채널 추정기용 트레이닝 정보로서 디코딩 데이터의 이용을 가능하게 한다. 상기 채널이 시간 및 주파수에 따라 변화하는 방식의 통계가 또한 여기서 이용된다.

상기 주파수 영역의 채널의 추정치가 얻어진다. 본 발명은 시간 차원이 아닌 주파수 차원에서 평활화된(서브캐리어들을 통해), 각 OFDM 심볼에 대한 채널 추정치들을 포함하는 채널 추정치 데이터베이스로서 CEDB를 정의한다. 상기 방법은 이하에 설명되는 바와 같이, N OFDM 심볼들을 갖는 패킷에 대한 다음의 단계들을 포함한다. OFDM 윈도우 동기를 위해 필요한 단계들이 여기에 도시된 프로세싱 전에 발생한다. 상기 내부 루프(3.4)는 길이 L의 OFDM 심볼들이며 반복 채널 및 데이터 추정을 가능하게 한다.

Ref	기능
1	프리앰블에 기초하여 시간 및 주파수 오프셋들을 추정
2	프리앰블에 기초하여 CEDB를 초기화
3	각 OFDM 심볼(n=1:N)에 대해 {
3.1		Rx OFDM 심볼을 주파수 영역으로 변환(FFT 적용)
3.2		시간 및 주파수 오프셋들에 대해 Rx OFDM 심볼을 정정
3.3		CEDB로부터의 예측에 의해 OFDM 심볼 n에 대한 채널 추정치 생성
3.4		각 최근 OFDM 심볼(m=n:-1:n-L)에 대해{
3.4.1			채널 추정치를 이용하여 OFDM 심볼 m을 복조
3.4.2			OFDM 심볼을 FEC 디코드(결과들이 또한 상위 계층으로 릴리즈됨)
3.4.3			FEC 디코더 결과들을 재변조함으로써 트레이닝 생성
3.4.4			트레이닝 및 정정 Rx OFDM 심볼을 이용하여 CEDB를 업데이트
3.4.5			CEDB로부터 OFDM 심볼 m-1에 대한 채널 추정치를 생성
		}
	}

상기 채널 예측(상기의 단계 3.3) 및 생성 채널 추정치(상기의 단계 3.4.5) 양측은 그들의 구현에 있어서 OFDM 심볼들에 걸쳐 CEDB 시간 영역 평활화를 적용한다. (서브캐리어 및 OFDM 심볼 차원들에 걸친) 상기 평활화의 강도는 본 명세서에 서 설명되지 않은 프로세스에 의해 독립적으로 제어된다.

유용하게, 제 4 실시예는:

1. 반복 채널 및 데이터 추정을 제공하여, 초기의 추정치들이(종래에 획득되는 추정치들과 유사함) 데이터 원용 기술들을 이용하여 개선된다(단계 3.4).

2. OFDM 심볼들에 걸쳐 저장된 주파수 영역 평활화를 제공하여 개선된 디코딩을 위해 시간 평활화 채널 추정치들의 릴리즈를 가능하게 한다(단계들 2, 3.4.4).

3. 디코더 결과들을 제공하여 "CEDB"에 저장된 채널 추정치들을 도출한다(단계들 3.4.3, 3.4.4).

4. CEDB로부터의 채널의 예측을 제공하여 루프 기반 프로세싱을 개시한다(단계 3.3).

병렬로 실행하는 2개의 프로세스들에 의한 구현 목적들을 위해 병행법이 이용될 수 있으며, 상기 병행법은:

1. 복조, 변조 및 채널 추정 스테이지들(단계들 3.4.1, 3.4.3, 3.4.4 & 3.4.5)을 포함하고, 그리고

2. FEC 디코딩(단계 3.4.2)을 포함한다.

프로세스 1은 OFDM 심볼 n 상에 작용하는 한편, 프로세스 2는 OFDM 심볼 n-2에 작용한다. 상기 오프셋은 하나의 추가 OFDM 심볼을 예견하기 위해 Ref 3.3의 추정기를 필요로 한다.

본 실시예의 기술을 이용함으로써 얻어지는 이점들이 이제 설명된다.

복잡도

FEC 디코더 기능의 파이프라이닝을 이용함으로써, 전파 환경의 관점에서 높은 적응 성능을 유지하면서 상기 수신기 디바이스의 가장 어려운 양상이 완전하게 이용된다.

감도

상기 채널을 정확하게 추정함으로써, 상기 디코더 스테이지의 성능이 상당히 개선될 수 있다(일반적으로 수신기 감도의 1 dB 증가를 초과함). 이는 시불변 채널들에 대한 경우에서도 발견되며 트레이닝 목적들을 위해 데이터 심볼들을 이용함으로써 실현된다. 이동성이 존재하는 경우에, 상기 채널을 시간상으로 추적하기 위한 수신기의 능력이 존재하여, 종래의 시스템들이 실패하는 경우에도 상기 수신기가 효율적으로 동작하게 한다. 동시에, 상기 데이터 심볼들의 반복(멀티-방문) 추정의 이점들이 실현된다.

대시시간

OFDM 심볼 당 프로세싱을 이용하고 상기 FEC 디코더를 파이프라이닝함으로써, 본 발명자는 고품질의 데이터 추정치들의 가장 빠른 가능한 릴리즈를 획득하였다. 따라서, 상기 수신기는 배경기술들에 비해 지연시간을 증가시키지 않고도 동작한다. 주목할 사항으로서, 배경기술들은 고속의 이동 조건들에서 실패할 수 있다.

성능 분석

본 섹션에서, 종래의, 이상적인 그리고 제안된 수신기 프로세싱 기술들을 이용하여 얻어지는 데이터 및 채널 추정치들의 예가 제공된다. 상기 예에서 사용되는 통신 링크의 속성들은 이하의 표에 나타난다.

수량	값	단위
대역폭	16.0	MHz
캐리어 주파수	5.0	GHz
서브캐리어들의 수	256	서브캐리어들
OFDM 심볼 지속기간	16	us
패킷 당 OFDM 심볼들	38	OFDM 심볼들
이동 유닛 속도	30	ms-1
일관성 주파수	3.0	MHz
서브캐리어 당 비트들	2	비트들
파일럿 서브캐리어 간격	32	서브캐리어들
Eb/No	8.0	dB
FEC율	1/2
FEC 메모리	5
유도
채널 일관성 주파수	48.0	서브캐리어들
채널 일관성 시간	62.5	OFDM 심볼들
패킷 길이	640.0	us
도플러 주파수	0.5	kHz

실제의 무선 채널(수신기에서의 FFT 적용 후에 측정됨)이 도 24에 도시된다. 위상 플롯에서의 급속 위상 회전들이 하향변환 단계에서의 FET 윈도우 오정렬 및 잔여 중간 주파수를 발생시킨다. 이들은 둘 다 실제에서의 손상들이다. 상기 수신기는 이들 양측의 파라미터들을 추정하며 심볼 단위 기반으로 이들에 대해 보상될 수 있다. 상기 정정의 결과는 도 25에 도시된다. 주목할 사항으로서, 상기 도면은 추정된 수량만큼 정정된 실제 무선 채널을 나타내며 평가 목적들을 위해서 도시된다. 상기 수신기의 목적은 상기 정정된 채널을 정확하게 추정하는 것이다.

종래 프로세싱

종래 프로세싱에서, 무선 채널은 프리앰블에만 기초하여 추정된다. 이러한 방식의 주요 제한 사항은 (정정 이후의) 무선 채널이 프레임에 걸쳐 불변해야만 한다는 점이다. 도 25에 도시된 바와 같이, 일부 서브캐리어들에서 OFDM 심볼(30) 주 변에서 위상 변화가 있기 때문에 이는 그러한 경우가 아니다. 따라서, 패킷의 OFDM 심볼(30) 주변에서 시작하는 디코더 장애가 발생할 것임이 예상된다. 이는 도 26에 도시된 바와 같은 경우이다.

바람직한 방법(완벽한 트레이닝 심볼 )

도 28은 제거된 트레이닝 심볼 발생에 대한 디코더 장애의 가능성과 함께 도시된 제안된 시스템의 성능을 도시한다. 데이터 복구에 대한 디코더 결과는 여전히 기록되어 도 28에서 에러도 기록된다. 이는 데이터 보조 무선 채널 추정에 대한 가장 가능성 있는 경우를 나타낸다. 상기 결과를 다음 섹션에서 트레이닝에 대한 디코더 결과들을 사용하여 얻어진 결과와 비교할 수 있다. 주목할 사항은, 에러의 개수가 배경기술에 비해 상당히 감소했다는 점이다.

바람직한 방법

이번 섹션에서, 제안된 방법의 성능이 평가된다. CEDB가 도 29에 도시되고, OFDM 심볼을 통해 평활화가 이용되지 않았지만 무선 채널의 우수한 추정을 나타낸다. 하지만, 서브캐리어들을 통한 평활화가 명백하다. 도 28에 도시된 바와 같이, 일단 OFDM 심볼을 통한 평활화가 이용되면, 실제 무선 채널에 대한 매우 바람직한 매칭이 관찰된다. 도 28 및 29에서 볼 수 있는 바와 같이, 상기 제안된 방법을 사용하여 획득되는 에러는 이상적인 방법과 동일한 에러 패턴을 초래한다. 에러 성능은 도 26에 도시된 바와 같이 종래 방법에 비해 매우 우수하다.

도 30 내지 34를 참조하면, 수신기 디코더의 출력들을 추가 파일럿 또는 트레이닝 심볼들로서 사용하고, 심볼들이 패킷에 걸쳐 변하기 때문에, 심볼들을 반복 적으로 업데이트함으로써 수신기 감도가 개선될 수 있는 구현으로부터 유래하는 제 5 실시예가 설명되는데, 여기서 각 심볼은 채널 추정치 및 주파수와 시간 오프셋들의 재계산을 위해 수신된다.

일 양상에서, 제 5 실시예는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크에서 시변 채널 손상들을 추정함으로써 통신하는 방법-여기서 상기 시변 채널 손상들은 채널 변동, 신호 주파수 오프셋 및 신호 시간 오프셋을 포함한다- 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신 패킷에 포함되는 초기의 파일럿 및 프리앰블 심볼들에 기초하여 채널 손상 추정치들의 세트를 초기화하는 단계와;

b) 전송 심볼 추정치들의 세트를 결정하기 위해 상기 채널 손상 추정치들의 세트 및 상기 수신 패킷을 처리하는 단계를 포함하는 디코더 동작을 수행하는 단계와;

c) 상기 심볼 추정치들의 결정된 세트 및 상기 수신 패킷으로 상기 채널 손상 추정치들의 세트를 업데이트하는 단계와; 그리고

d) 단계들 b) 및 c)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 하나의 양상에서, 제 5 실시예는 전송 패킷들을 수신하기 위한 수신기에서의 시변 채널 추정에 의해 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 방법은,

a) 수신 패킷 프리앰블에 포함되는 정보에 기초하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계와;

b) 상기 추정된 주파수 오프셋을 이용하여 수신 신호를 정정하는 단계와;

c) 상기 수신 패킷 프리앰블에 포함된 정보를 이용하여 채널 추정치를 결정하는 단계와;

d) 샘플 시퀀스가 OFDM 심볼들 및 매개 주기성 프리픽스들을 포함하도록 상기 수신 신호의 샘플 시퀀스를 상기 주파수 영역으로 변환하는 단계와;

e) 상기 결정된 채널 추정치 및 수신 패킷을 처리하는 단계를 포함하는 디코딩 동작을 수행하는 단계와;

f) 상기 디코딩 결과들 및 상기 수신 패킷 프리앰블의 정보를 이용하여 전송 샘플 시퀀스를 생성하는 단계와;

g) 상기 전송 샘플 시퀀스를 상기 주파수 영역으로 변환하는 단계와;

h) 상기 주파수 영역의 수신 샘플 시퀀스와 상기 전송 샘플 시퀀스를 조합함으로써 상기 결정된 채널 추정치를 업데이트하는 단계와; 그리고

i) 상기 단계 e) 내지 단계 h)를 반복하는 단계를 포함한다.

또 하나의 양상에서, 제 5 실시예는 전송된 패킷들을 수신하기 위한 수신기에서의 시변 채널 추정에 의해 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 방법-여기서, 상기 수신기는 수신 신호로부터 OFDM 심볼들을 검색하며 상기 검색된 심볼들을 상기 주파수 영역으로 변환한다- 및 시스템을 제공하며, 상기 방법은,

a) 디코더로부터 도출된 심볼 추정치들로 이루어진 트레이닝 심볼들의 매트릭스를 결정하는 단계와;

b) OFDM 심볼들을 수신한 주파수 영역의 매트릭스를 결정하는 단계와;

c) 상기 트레이닝 심볼 매트릭스의 공액으로 상기 OFDM 심볼 매트릭스를 곱함으로써 중간 채널 추정 매트릭스를 결정하는 단계와;

d) 상기 트레이닝 심볼 매트릭스의 절대값을 포함하는 트레이닝 가중치들의 중간 매트릭스를 결정하는 단계와;

e) 2차원 필터링을 포함하는 양측 중간 매트릭스들 상에 평활 동작을 수행하는 단계와; 그리고

f) 상기 평활 채널 추정치 매트릭스를 상기 평활화된 트레이닝 가중치 매트릭스로 분할함으로써 상기 채널 추정치를 결정하는 단계를 포함한다.

또 다른 양상에서, 제 5 실시예는 전송 패킷들을 수신하기 위한 수신기에서의 오프셋들을 추정함으로써 다중 액세스 네트워크에서 통신하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 방법은,

a) OFDM 심볼들을 수신한 주파수 영역의 매트릭스를 결정하는 단계와;

b) 하나 이상의 프리앰블, 트레이닝 및 추정 심볼들을 포함하는 데이터 심볼들의 공액 매트릭스를 결정하는 단계와;

c) 상기 공액 심볼 매트릭스로 곱해진 상기 수신 심볼 매트릭스로 이루어진 2차원 퓨리에 변환 매트릭스를 결정하는 단계와;

d) 상기 퓨리에 변환 매트릭스를 필터링하는 단계와; 그리고

e) 상기 필터링된 퓨리에 변환 내의 피크 전력 발생들을 위치 결정함으로써 시간 및 주파수 오프셋들을 결정하는 단계를 포함한다.

제 5 실시예는 채널 손상들의 신뢰성 있는 추정을 제공한다. 실용적인 환경이라기보다는 다소 이론적인 배경기술에서, 디코더 결과들은 무선 통신 시스템들 및 무선 네트워크들에서 수신 신호들의 동기 및 채널 상수들의 추정을 보조하도록 이용된다. 디코더 결과들에의 이러한 현재의 이론적 방식들에서 봉착하는 난제들은 종래 채널 추정 및 동기 기술들에서의 이러한 디코더 출력들의 불확실성을 적절히 취급하는 것을 포함한다. 바꾸어 말하면, 원샷(one-shot) 또는 프리앰블-온리(preamble-only) 채널 추정 기술들의 적용 또는 반복 프로세스에 대한 처리의 문제점은 덜 효율적이며 덜 정확한 채널 추정 및 동기화 성능을 초래한다. 이를 고려하여, 본 실시예에서, (프리앰블에 부가하여) 디코더 결과들에 상당하는 전체 패킷을 이용하는 채널 추정 및 동기 기술의 사용이 설명된다. 다른 실시예들이 또한 (적어도 일반적인 측면에서) 이러한 방식을 지지하였지만은, 디코더 결과들 및 후속 처리에서 불확실성을 처리하는 특정 방법은 본원의 하기에서 설명되는 특징들에 의해 배경기술과 구별된다. 본 실시예에서, 채널 추정에 있어서, 발명자는 우선 재변조된 디코더 결과들의 주파수 영역 버전 및 프리앰블을 트레이닝 심볼들로서 이용한다. 이후에, 이러한 트레이닝 심볼 시퀀스로부터, 이러한 수신 신호의 주파수 영역 버전으로부터 주파수 영역 채널 추정치를 계산한다. 이는 나누기 또는 최소 평균 제곱 에러 추정, 또는 다른 추정 기법들에 의해 달성될 수 있다. 디코더 결과들에서 임의의 에러들은 인터리버의 사용에 유사하게 분산될 것이며, 채널 추정치의 로컬 영역에 직접적인 영향이 없다.

제 5 실시예의 채널 추정 방식은 채널이 패킷에 걸쳐 변할 때에 패킷을 불변으로 가정되는 세그먼트들로 슬라이싱함으로써 채널을 추적할 수 있음을 주목해야 한다. 따라서, 본 실시예의 실제적인 효과는 보다 신뢰성 있는 채널 추정들이 무선 통신들에서 상당히 개선된 정보 패킷 복구에 대한 가능성을 제공한다는 것이다.

동기 기술의 다른 양상에서, 발명자는 수신 신호 상의 데이터 변조 영향들을 제거하기 위해 프리앰블 및 디코더 결과들을 이용하며, 이후에 2차원 고속 퓨리에 변환을 적용한다. 이때에 피크 전력 탐색을 실행함으로써 잔여 시간 및 주파수 오프셋들 양측의 추정치들이 획득된다. 이들은 이후에 효율적인 동기화를 가능하게 하는데 이용된다.

다른 양상에서, 채널 추정기가 제공된다. 이 양상은 무선 채널 추정의 품질을 개선하기 위해 소프트 FEC 디코딩(예를 들어, SOVA)의 결과들을 이용하며, 이에 따라 디코딩 단계의 반복, 새로운 채널 추정의 사용은 개선된 결과들을 제공한다. 이러한 소프트 출력들은 소프트 트레이닝 심볼들을 발생하는데 사용된다. 우선, 수신 OFDM 심볼 매트릭스를 소프트 트레이닝 심볼들로 곱하여, 중간의 원시 채널 추정치를 얻는다. 이후에, 소프트 트레이닝 심볼들 각각의 절대값, 또는 절대값의 제곱에 일치하는 트레이닝 가중치들의 추가의 중간 매트릭스를 계산한다. 이러한 매트릭스들 모두는 채널 통계치에 기초하여, 필터들을 사용하여 평활화된다. 채널 추정치는 이후에 요소별(element wise)로 평활화된 원시 채널 추정치를 평활화된 트레이닝 가중 매트릭스로 나눔으로써 획득된다. 본 양상의 높은 이동성, 고속 데이터 통신 네트워크들에 영향은 기술분야의 당업자에게 자명할 것이다. 따라서, 낮은 패킷 손실률은 네트워크 성능에 영향을 미친다. 상기 방법은 또한 급속하게 무선 채널들을 변경하게 하는, 데이터 전송들을 더욱 신뢰성 있게 디코딩하는 성능을 증가시킨다. 마찬가지로, 증가된 수신기 감도는 감소된 패킷 손실률 및 고속 노드들을 갖는 OFDM 기반 시스템들에 대한 증가된 범위를 발생한다.

하기의 용어들은 제 5 실시예의 설명에서 사용된다.

APP	사후 확률
DSP	디지털 신호 프로세서
FEC	순방향 에러 정정
FFT	고속 퓨리에 변환
IF	중간 주파수
IFFT	인버스 FFT
OFDM	직교 주파수 분할 멀티플렉스
RF	무선 주파수
SOVA	소프트 출력 비터비 알고리즘

본 발명의 제 5 실시예는 고속으로 이동하는 이동 디바이스로부터 고속 데이터 신호들의 효율적인 수신을 가능하게 하는 기저대역 디지털 수신기 기술들의 수트를 제공한다.

적용 분야

이러한 기술들의 수트는 코드화된 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM)를 이용하여 전송이 이루어지는 포인트-대-포인트 통신 링크들에 적용된다. 상기 주목한 바와 같이, 코드화된 OFDM 전송들은 다음에 의해 형성된다.

ㆍ하나의 (OFDM) 심볼 지속기간에 대한 정보 비트들의 순방향 에러 정정 (FEC) 인코딩,

ㆍ종래의 OFDM 변조

하나의 OFDM 심볼에 대한 FEC 코딩은 블록 코드화되거나, 코딩은 다중 OFDM 심볼들에 걸쳐 계속될 수 있지만, OFDM 심볼 단위의 디코딩 기술들이 이용가능해야 한다. 수신기는 성능을 개선하기 위해 OFDM 심볼들상의 코딩을 이용할 수 있다.

전형적으로, 상기 기술은 무선 모뎀의 기저대역 수신 처리기에 상주한다. 이 위치는 도 19에서 "기저대역 Rx"로서 도시된다.

패킷 기반 통신 시스템들에서, 신호들의 도달과 신호에 포함된 비트들의 디코딩 간에 가능한 한 적은 지연을 갖는 수신기 프로세싱을 구현하는 것이 중요하다. 이는 확인을 위한 턴-어라운드(turn-around) 시간이 네트워크 성능에서 중요한 요인이기 때문에 중요하다. OFDM 변조 시스템들에서, 이러한 요구는 전형적으로 OFDM 심볼 단위의 프로세싱을 사용하게 한다. 하지만, 신호 프로세싱 성능이 개선됨에 따라, 다른, 더욱 강력한 선택이 시스템 설계자들에게 이용가능하게 될 것이다. 더욱 강력한 기술은 전송되는 모든 비트(예를 들어, 터보 코드들(Turbo Codes))에 관한 결정을 함에 있어서 전체적 관찰치를 이용할 것이다. 현재 기술들에서, 수신 신호의 일부만이 임의의 특정 정보 비트의 디코딩을 돕는데 이용된다. 전형적으로, 로컬 채널 추정이 관찰치의 일부를 사용하여 형성될 수 있으며, 이후에 이 부분에 대한 디코딩이 실행될 수 있다. 채널 (또는 임의의 다른 미지의 파라미터) 추정을 따르며, 이를 보조하기 위해 관찰치들을 이용하는 이점은 구현 복잡성 및 현재 이용가능한 DSP 기술 때문에 현재에는 구현되지 않는다. 본원에서, 제 5 실시예는 채널 추정을 개선하고, 이에 따라 디코더 에러들을 감소하기 위해 전체 관찰치를 이용하는 기술을 제공한다. 부가적으로, 전송 파형은 수신기에서 OFDM 심볼 단위의 처리를 허용하기 위해 종종 구성된다. 만일 이러한 요구가 이완되는(relaxed) 경우에, 프레임 기반 코딩 기술들이 통신 링크의 성능을 더 개선하는데 적용될 수 있다. 이러한 기술들의 예들은 큰 성능 이익들을 제공할 수 있는 인터리빙 및 블록(예를 들어, 터보) 코딩의 사용이다.

이동 환경들에서 OFDM 채널 추정

이동 무선 통신 시스템들에서, 코히런트 수신기 설계들은 기저대역 수신기에서 정확한 채널 추정 기술들의 사용을 요구한다. 추정되는 채널은 전송기와 수신기 간의 상대적인 이동 및 다중 전파 경로들, 및 전송/수신 무선 부정합에 기인한 잔여 에러들에 의해 유도되는 다중경로 페이딩 채널이다. 채널 추정은 무엇보다도 수신기의 중요한 요소인 FEC 디코더를 구동하는데 이용된다. OFDM 변조 신호들의 경우에, 수신 신호가 OFDM 심볼 크기의 부분들로 분리되고, IFFT의 적용에 의해 변환된 이후에, 채널은 통상적으로 주파수 영역에서 측정된다. 이동 통신 시스템들에서, 신호가 이동하는 채널은 시간에 따라 변하며, 만일 자동차 속도가 상당히 빠른경우에, 채널은 패킷 기간에 대해 변경될 수 있다. 이는 수신자가 볼 때에 패킷의 종단에서 경험하는 것과 실질적으로 다른, 패킷의 시작에서 경험하는 채널로 변환한다. 배경기술 수신기 기법들은, 다중경로 페이딩 채널이 패킷에 대해 불변하며, 전체 패킷을 디코딩하기 위해 패킷의 시작에서 단일 채널 추정의 계산을 가능하게 함을 가정한다. OFDM 전송 방식들(예를 들어, IEEE 801.11a)을 사용하는 대부분의 표준들에서, 프리앰블은 패킷의 시작에서 무선 채널의 추정을 허용하기 위해 각 OFDM 심볼의 시작에서 전송된다.

하지만, 통신 링크의 품질은 무선 채널의 추정에서 데이터 보조 기술들의 사용을 이용함으로써 증가될 수 있다. 이 경우에, 수신 신호 상의 FEC 디코더의 적용 결과는 전적으로 정확하지 않지만은, 추가 파일럿 심볼들로서 이용에 적합한 전송 심볼들의 추정을 발생한다. OFDM에 대한 데이터 보조 채널 추정의 전형적인 예들은 주파수 영역에서 구현되며, 이에 따라 각 수신 OFDM 심볼들에서 주기성 프리픽스의 폐기로 인하여 전력을 손실하게 된다. 폐기되는 주기성 프리픽스는 이론적으로는 채널 추정에 유용하며, 전형적으로 수신 신호 에너지의 10 내지 50 퍼센트에 해당한다. 주기성 프리픽스를 결정하는 전송 심볼들이 수신기에서 추정될 수 있기 때문에, 이 에너지는 하기에서 도시된 바와 같이 무선 채널의 추정에서 잠재적으로 유용하며, 폐기되지 않아야 한다.

주파수 및 시간 오프셋 추정

주파수 오프셋은 RF 또는 IF에서 기저대역으로 수신 신호의 부정확한 하향변환 때문에 발생한다. 시간 오프셋들은 통상적으로 다중경로 페이딩 채널 및 잡음의 영향에 기인하여 패킷 도달시간 추정에서의 부정확성들에 의해 야기된다. 다중경로 또는 시간 분산(Time dispersive) 채널들은 전송 패킷의 다중 복제들이 다른 시간들에서 수신기에 도달하게 하여, 패킷 도달시간의 확실성을 감소시킨다. 관습적으로, 주파수 및 시간 오프셋들의 추정들은 초기에 패킷의 프리앰블을 사용하여 이루어지며, 패킷 전체에 걸쳐 전송기에 의해 삽입되는 파일럿 심볼들을 사용하여 유지된다(예를 들어, 802.11a). 이러한 802.11a에 대한 패킷 포맷의 예는 도 30에 도시된다.

주파수 오프셋들은 OFDM 심볼들에 걸쳐 일정한 위상 회전 및 캐리어 간 간섭(inter carrier interference)으로서 나타나고, 시간 오프셋들은 OFDM 서브캐리어들에 걸쳐 위상 회전들로서 나타난다. 발명자는, 초기 주파수 오프셋 정정 이후에 잔여 에러들과 일관되는 양호한 인터-주파수 오프셋 추정이 요구되는 것으로 가정한다. 수신 심볼들에서 유도된 위상 오프셋들은 데이터 변조, 무선 채널에 대한 전송, 하향변환 동안에 주파수 동기 부정확 및 주파수 변환 시간 동안에 OFDM 심볼들의 정렬에 부정확한 시간등의 복합적인 영향들에 기인한다. 무선 채널을 추정하기 위하여, 수신 신호상의 (프리앰블, 파일럿 또는 미지의) 데이터 심볼들의 영향이 먼저 제거되며, 이에 의해 무선 채널 및 시간/주파수 오프셋들의 영향만을 남긴다. 프리앰블들 및 파일럿들의 경우에, 심볼들은 알려진 어-프리오리(a-priori)이며, 따라서 이들의 제거는 수신기에서 가능하다. 배경기술 방법들을 사용하는 경우에, 데이터에 의해 영향받는 관찰 부분들은 주파수 및 시간 오프셋들의 추정을 보조하는데 이용가능하지 않는데, 이는 데이터 심볼들이 수신기에서 알려져 있지 않기 때문이다. 하지만, 제 5 실시예는 데이터 보조 기술들을 이용하여 보다 많은 심볼들이 추정 프로세스에 이용가능하게 함으로써 추정 성능을 크게 개선한다.

제안 방법

본 명세서에 제안된 방법은 패킷을 통해 변동함에 따라 상기 채널 추정의 재계산 및 주파수 및 시간 오프셋들의 재계산을 위한 추가의 파일럿 심볼들로서 상기 디코더의 출력들을 이용하는 반복 프로세스이다. 본 명세서에서는 통칭하여 RF 또는 IF 대 기저대역 변환에 의해 유발되는 주파수 오프셋들과 채널 손상들로서 시간 대 주파수 변환의 시간 오정렬들에 의해 야기되는 시간 오프셋들이 조합된 다중 경로 채널의 영향들이라 한다. 제 1 반복에서, 상기 채널 손상들은 상기 전송 방식에 의해 지명된 파일럿 및 프리앰블 심볼들을 이용하여 추정된다. 이들 추정치들은 디 코더의 초기 실행을 구동하고 상기 제 1 전송 심볼 추정치들을 생성하는데 사용된다. 그 후의 반복들은 상기 채널 손상들의 추정을 보조하도록 새로운 파일럿 심볼들로서 이전 반복의 전송 심볼 추정치들을 이용한다. 그 후에, 상기 새로운 채널 손상 추정치들이 상기 디코더를 재실행하고 새로운 심볼 추정치들을 생성하도록 사용된다. 상기 프로세스는 l번 반복될 수 있으며, 여기서 l은 반복들의 수이며 0 이상의 정수이다.

특정 채널 손상 추정기들의 세부사항들이 다음의 섹션들에서 설명된다.

채널 추정

무선 채널의 추정을 위해 2가지 방법들이 이용가능하다. 일 방법은 상기 무선 채널이 상기 패킷 또는 상기 패킷의 개별 서브섹션의 지속기간에 걸쳐 불변일 때 이용될 수 있다. 다른 방법은 상기 무선 채널이 상기 패킷의 지속기간에 걸쳐 변동할 때 적용할 수 있다.

OFDM 에 대한 시퀀스 기반 채널 추정

본 명세서에 설명된 시퀀스 기반 채널 추정기는 상기 채널이 패킷 또는 상기 패킷의 임의의 상당 부분에 걸쳐 불변일 때 적용한다. 상기 기술은 상기 이용가능한 수신 에너지 전부를 이용하며 OFDM 신호들에 대해 수신기들에서 일반적으로 사용되는 OFDM 심볼 슬라이싱 전에 구현된다. 실행되는 단계들은 다음과 같다.

Ref	기능
1	프리앰블을 이용하여 주파수 오프셋을 추정
2	주파수 오프셋에 대한 수신 신호 정정
3	프리앰블을 이용하여 채널을 추정
4	Rx 샘플 시퀀스를 주파수 영역으로 변환
5	몇번의 반복들에 대해 {
5.1		현재 채널 추정치를 이용하여 패킷을 디코드
5.2		디코더 결과들 및 프리앰블/파일럿들을 이용하여 Tx 샘플 시퀀스를 생성
5.3		Tx 샘플 시퀀스를 주파수 영역으로 변환
5.4		주파수 영역에서 Rx 샘플 및 Tx 샘플들을 분할함으로써 채널을 추정
	}

단계들(1 내지 3)은 전형적인 OFDM 수신기들에서 수행되는 공통 동작들이다. 단계(4)는 통상적으로 OFDM 수신기에서 발견되지 않는다. 종래에 상기 수신 시퀀스는 작은 OFDM 심볼 기간들로 슬라이스되며, 폐기되는 주기성 프리픽스 영역들에 의해 분리된다. 이들 OFDM 심볼들 각각은 단계(5.1)에서의 프로세싱을 위해 FFT에 의해 주파수 영역으로 변환된다. 단계(4)는 주기성 프리픽스 영역들을 포함하여, 전체 패킷 또는 상기 패킷의 선택 부분을 나타내는 수신 샘플 시퀀스의 모든 부분들을 주파수 영역으로 변환하여 상기 시퀀스 레벨에서의 주파수 영역 채널 추정을 가능하게 한다. 이는 전체 패킷의 주파수 영역 전송 신호의 가정치를 생성하는 다른 단계들(5.2 및 5.3)을 필요로 한다. 상기 주파수 영역에서, 상기 수신 신호는 채널 플러스 임의의 잡음으로 곱해진 전송 신호와 동일하다. 이 사실은 단계(5.4)에서 이용된다. 단계(5.4)는 최소 평균 제곱 에러 기준에 기초한 최적의 선형 추정기로 대체될 수 있다.

소프트 트레이닝 심볼들을 이용한 채널 추정

본 명세서에서 설명된 채널 추정기는 종래의 OFDM 수신기의 주파수 영역에서 동작한다. 상기 수신 신호는 FFT의 이용을 통해 OFDM 심볼들, 폐기된 주기성 프리 픽스 및 주파수 영역으로 변환된 결과적인 OFDM 심볼들로 슬라이스되는 것으로 가정된다. 이들 프로세스들은 종래의 OFDM 수신기들에서 발견된다. 제 5 실시예의 제안 방법은 무선 채널의 재추정시의 추가의 파일럿 심볼들 또는 "소프트 트레이닝 심볼들"로서 상기 FEC 디코더의 심볼 추정 출력들을 이용하는 반복 프로세스이다. 그와 같이 행함으로써(이들 심볼 추정 출력들이 정확하지 않을 수 있음에 주의하면서), 상기 무선 채널의 추정치는 후속의 실행 FEC 디코더가 상기 이전의 실행을 통해 개선된 결과를 생성하도록 개선된다.

많은 다른 타입들의 "소프트 출력" 디코더들이 현재 이용가능하며, 이들은 소프트-출력 비터비 알고리즘(Soft-Output Viterbi Algorithms: SOVA), 사후 확률(A-Posteriori Probability: APP) 디코더들 및 다양한 타입들 터보 코드들을 포함한다. 이들 소프트 출력들은 당업자에 의해 이해되는 배경기술 문헌에서 발견될 수 있는 기술들에 따라 소프트 트레이닝 심볼들을 생성하도록 사용된다. 이들 소프트 트레이닝 심볼들의 사용은 주의깊게 고려되어야 하며, 개선된 기술이 본 명세서에 제안된다.

잡음 및 다른 손상들이 없을 때, 수신 OFDM 심볼은 전송된 OFDM 심볼과 주파수 영역 채널의 곱과 동일하다. OFDM 시스템이 N개 서브캐리어들(주파수 빈(bin)들)을 갖는다면, 어떤 OFDM 심볼 기간(i) 동안의 전송 데이터(d_i) 및 무선 채널(h_i)을 나타내도록 길이 N의 벡터들을 정의할 수 있다. 이 경우의 수신 OFDM 심볼은 r_i = d_i .* h_i이며, 여기서 연산자 '.*'은 벡터들의 요소-방향 곱에 대응한다. d_i가 수 신기에 완벽하게 알려진 경우에(예를 들어, 파일럿 심볼인 경우), 상기 채널은 다음과 같이 이상적인 무잡음 경우에 완벽하게 복구될 수 있다.

여기서, '.*' 연산자와 유사하게, ',/'연산자는 상기 벡터 요소들의 요소-방향 나눗셈에 대응한다. 데이터 보조 기술들에서, 상기 디코더 결과는, 실제의 전송 데이터 대신에

이 사용된다. 상기 추정치는 에러들에 영향을 받기쉽다. 제 5 실시예는 상기 "트레이닝 심볼들"의 불확실성을 설명하는 기술과 관련된다. 상기 방법은 시변 또는 시불변 무선 채널들에 대해 이용될 수 있으며 채널 변동에 따라 약간 다른 형태를 취한다. 이하에는 시변하는 무선 채널들에 대한 추정기가 설명된다.

다음이 제공되는 것으로 가정한다:

1. 수신된 OFDM 심볼들 R 상당의 전체 패킷들과, 그리고

2. 소프트 트레이닝 심볼들 D(일부는 "하드" 파일럿 심볼들일 수 있음) 상당의 전체 패킷들.

이들 2개의 객체들을 M 서브캐리어들 및 N OFDM 심볼들에 대해 도 31에 도시된 바와 같은 매트릭스들로서 구조화할 수 있으며, 여기서 행들은 서브캐리어들(톤들 또는 주파수 빈들)이고 열들은 OFDM 심볼들(시간)이다.

먼저, 수신된 OFDM 심볼 매트릭스를 소프트 트레이닝 심볼들의 공액(X^*로 표기)으로 곱하여 중간 원시 채널 추정치 V = R.*D^*을 얻는다. 주목할 사항으로서, (상술된 바와 같은) 단계는 곱셈이 아니라 나눗셈을 규정한다. 그 후에, 트레이닝 가중치들 T = ｜D｜또는 절대값 제곱과 같은 다른 함수들의 추가의 중간 매트릭스를 계산한다. 그 후에, 채널 일관성 시간 및 주파수에 매칭되는 2차원 필터(f)를 이용하여 이들 매트릭스들 양측에 평활화를 적용한다. 상기 필터 결과는 복잡도를 감소시키기 위해 상기 시간 및 주파수 영역들(행들 다음에 열들 또는 그 반대)에서의 독립적인 평활화를 구현함으로써 근사화될 수 있다. 상기 시변 채널의 추정치는 다음과 같이 도출된다.

상기 디코더 결과들의 불확실성은 상기 트레이닝 심볼들의 절대값이 획득된 단계에서 설명된다. 작은 트레이닝 심볼들은 상기 FEC 디코더 단계로부터 불확실한 소프트 출력을 발생시킨다. 소프트 출력 FEC 디코더는 신뢰성 있는 추정치가 결정될 수 없을 때 제로를 출력한다. 효율적인 제로의 곱셈(R.*D^*)은 상기 채널 추정 프로세서로부터의 심볼 추정치를 배제한다. 주목할 사항으로서, 다음의 반복에서, 상기 심볼 추정치는 FEC 디코더를 구동하는 개선된 통계들로 인하여 견고할 수 있어서, 신뢰성을 증대시키며, 따라서 상기 심볼 추정치는 채널 추정 프로세스에 포함된다. 이상적인 경우에, 상기 디코더는 정확하고 신뢰성 있는 결정들을 출력하며 모든 데이터 심볼들이 매우 정확한 채널 추정치를 산출하도록 완벽한 트레이닝으로서 사용된다.

상기 채널이 상기 패킷에 걸쳐 시불변인 것으로 가정되는 경우에, 상기 필터 링 기능은 단순히 상기 열을 가산하며, 결과적으로 상기 전체 패킷에 걸쳐 적용되는 것으로 가정하는 열을 발생시킨다.

어떤 경우들에서, 상기 원시 채널 추정치와 트레이닝 가중치에 적용된 2차원 필터(f)가 서로 다른 방법이 보증될 수 있다. 이들 경우들에서, 시변하는 채널 추정치는 다음과 같다.

여기서 f₁ 및 f₂는 서로 다른 필터들을 구현한다.

2차원 FFT를 이용하는 결합 시간 및 주파수 오프셋 추정

제 5 실시예의 상기 양상에서, 도 31에 도시된 OFDM 수신 매트릭스의 인접 심볼들 사이의 위상 차이의 데이터의 영향을 제거하며, 그 후에 2차원 FFT를 적용한다. 상기 제거는 프리앰블, 트레이닝 또는 추정될 수 있는 공액 데이터 심볼들의 대응하는 매트릭스와 관찰된 OFDM 심볼 매트릭스를 곱함으로써 달성될 수 있다. 상기 FFT 출력은 그 후에 필터링되어 잡음을 억제하고, 결과적으로 2차원 공간의 측정치를 통해 피크 전력의 탐색이 실행된다. 상기 필터링은 측정될 수 있는 최대 오프셋들 상에 큰 영향을 미치며 따라서, 매우 약한 필터링이 이용될 경우에만 권장된다. 도 31의 직사각형의 상대적 위치의 관점에서, 피크의 위치는 시간 및 주파수 오프셋들을 결정한다.

상기 추정의 정확도(granularity) 및 범위는 다음과 같이 제한된다. M개의 서브캐리어들 및 N개의 OFDM 심볼들이 존재하면, 상기 기술로부터 이용가능한 범위 및 분해능은 다음과 같다.

	분해능	제한
주파수 오프셋	OFDM 심볼 주파수/N	OFDM 심볼 주파수
시간 오프셋	OFDM 심볼 지속기간/M	OFDM 심볼 지속기간

파라미터화된 시스템에 대한 예는 다음과 같이 주어진다.

파라미터	값
톤들의 수	256
심볼들의 수	20
일관성 톤들	40
일관성 심볼들	50
실제 주파수 오프셋	0.05
실제 시간 오프셋	0.20

도 32 및 도 33에 도시된 실제 채널 진폭 및 위상을 이용하여, 피크 검출을 위해 도 34에 도시된 측정치를 얻는다. 주목할 사항으로서, 상기 피크는 예측된 상대적 위치, 즉 OFDM 심볼 차원을 따라 0.05의 부분 및 서브캐리어 차원을 따라 0.2의 부분에 있다. 이들 추정치들은 모델의 파라미터 값들의 상기 표에 도시된 바와 같이 실제 시간 및 주파수 오프셋들과 매칭한다.

상기 채널을 정확하게 추정함으로써, 상기 FEC 디코더 스테이지의 성능이 수신기 감도의 1 dB 증대를 초과하여 상당히 개선된다. 이는 시불변 채널들에 대해서도 적용되며 트레이닝 목적들을 위해 데이터 심볼들을 이용함으로써 실현된다. 이동성이 존재하는 경우에, 시간상으로 채널을 추적하는 수신기의 능력은 상기 수신기가 종래기술 시스템들이 실패할 수 있는 경우에 효율적으로 동작하게 한다. 동시에, 상기 데이터 심볼들의 반복 추정의 이점들이 실현된다.

제 6 실시예에서, 본 발명은 먼저 다중 액세스 통신 네트워크의 각 안테나에서의 수신 신호와 알려진 신호 프리앰블을 상관시키고 그 후에 추정된 안테나 신호 강도에 기초하여 각 안테나의 상관 신호 시퀀스를 통계적으로 조합함으로써 예측된 솔루션을 제공한다. 주목할 사항으로서, 초기의 타이밍을 조합하기 위한 계수들을 결정하기 위해 추정치가 결정되어야 한다. 이들 계수들의 계산은, 실제로 다른 수단에 의한 초기의 거친(corse) 타이밍 및 주파수 오프셋 추정을 필요로 한다. 상기 초기의 타이밍 추정치의 품질은 결국 원하는 것보다 악화될 수 있다. 본 발명자는 이를 고려하여 상기 조합된 신호 상에 추가의 프로세싱을 행하여 고품질의 타이밍 추정치를 발생시킨다.

제 1 양상에서, 제 6 실시예는 다중 안테나 수신기의 수신 신호를 동기화함으로써 다중 액세스 패킷 네트워크에서 통신하는 시스템 및 방법을 제공하며, 상기 시스템 및 방법은:

복수의 안테나들 각각에서의 수신 신호 관찰치와 알려진 신호 프리앰블을 상관시켜 수신 신호 시퀀스를 제공하는 단계와;

각 수신 신호 시퀀스의 전력 신호를 결정하는 단계와;

각 안테나에 대해 추정된 안테나 신호 강도에 기초한 시간 평균 가중치에 따라 상기 결정된 전력 신호들을 조합하는 단계와; 그리고

소정의 임계값 조건에 따라 상기 수신 신호에 대한 도달 시간을 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 제 6 실시예의 바람직한 양상은:

각 안테나에 대한 수신 채널의 상대적 위상 및 진폭 계수들의 추정치를 결정 하는 단계와;

수신 신호와 상기 추정 계수들을 조합하여 합성 신호를 제공하는 단계와; 그리고

상기 합성 신호와 그 자체의 지연된 신호를 상관시킴으로써 상기 수신 신호의 도달 시간을 결정하는 단계를 포함한다.

관련 분야에서, 동기를 위해 사용되는 측정치는 패킷의 프리앰블에 대한 상관기들의 출력들에 기초한다. 다중 수신 안테나의 경우에, 동기를 위한 미터 생성의 새로운 방법을 조합하거나 도출하기 위한 방법이 바람직하다. 종래의 방법들은 안테나 단위로 결정들을 행하여 다수 투표를 행하거나 결정 전에 측정치를 추가하는 것을 제안한다. 이들 방법들 중 어느 것도 안테나들을 통한 신호 통계들의 변동을 충분히 바로잡지 못한다. 이것의 순 결과는 동기 정확도가 저하되며 패킷 손실률이 증가되는 것이다. 추가의 문제는 데이터 운반을 위해서는 다중 안테나들이 효율적으로 이용되지만 동기를 위해서는 다중 안테나들이 열악하게 이용되는 것과 관련된다. 이 경우에, 디코딩될 수 있는 패킷들이 상기 동기 모듈에 의해 누락될 수 있다.

상기 제 6 실시예에서, 도달 추정 시간에 대한 측정치를 생성하기 위해 안테나 측정치 단위로 결정하고 후속하여 안테나들에 걸쳐 조합하는 방법이 개시된다. 상기 방법은 필수적으로 2가지 단계들과 관련된다. 제 1 단계에서 안테나 측정치 단위는 상기 수신 신호와 알려진 프리앰블을 상관시킴으로써 도출된다. 각 안테나에 대한 시퀀스들의 전력이 결정되고 추정된 안테나 신호 강도에 기초하여 시간 평균 가중치에 따라 안테나에 추가된다. 그 후에, 도달 시간을 결정하기 위해 임계값이 적용된다.

제 6 실시예의 추가 양상은 각 안테나 상의 채널의 진폭과 상대적인 위상의 추정치를 신속하게 획득한 후 이들 계수들의 공액에 따라 상기 수신 신호를 조합하는 것과 관련된다. 그 후에, 상기 프로세싱은 배경기술에서와 같이 상기 합성 신호와 그의 지연된 신호를 상관시키도록 진행한다. 상기 제 6 실시예의 이러한 양상은 다중 안테나들이 증대된 다이버시티를 통해 주로 통신 링크의 강건성을 증가시키도록 사용되는 경우에 다중 수신 안테나들의 동시 이용을 관련된 무선 통신 링크들의 동기에 적용된다.

추가의 양상에서, 각 안테나로부터의 신호들은 계수들의 조합이 수신 신호 에너지뿐 아니라 각 안테나 상의 배경 잡음 측정치에 의존하는 경우의 최소 평균 제곱 에러 기준에 따라 조합된다. 상기 프로세싱은 그 후에, 배경기술에서와 같이 상기 합성 신호와 그의 지연 신호의 상관으로 진행한다.

상기 제 6 실시예는 안테나들을 통한 측정치들을 위한 조합 방법을 제공하고; 현재 OFDM 특정 특성들을 필요로 하지 않는 경우 및 OFDM 특성을 갖는 버전이 명확성을 위해 정의될 수 있는 경우에 특히 유용하다.

당업자에 의해 이해되는 바와 같이, 본 발명은 그의 이용이 설명된 특정 적용에 제한되지 않으며, 본 명세서에 개시되거나 도시된 특정 요소들 및/또는 특징들에 관한 바람직한 실시예에 제한되지 않는다. 이해되는 바와 같이, 다양한 변형들이 본 발명의 원리들을 일탈하지 않고 이루어질 수 있다. 따라서, 본 발명은 그 범위 내의 모든 변형들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

본 발명은 특정 실시예들과 관련하여 설명되었지만, 이해되는 바와 같이 추가의 변형들이 가능하다. 본 적용은 일반적으로 본 발명의 원리들을 따르며 본 발명이 속하는 기술분야 내의 알려진 또는 관습적인 실행 내에 있으며 이전에 설명된 본질적인 특징들에 적용될 수 있는 본 발명의 개시로부터의 일탈들을 포함하는 본 발명의 임의의 변동들, 이용들 또는 적응들을 포괄하는 것이다.

본 발명은 본 발명의 본질적 특성들의 정신으로부터 일탈하지 않고서 여러 형태들로 구현될 수 있기 때문에, 이해되는 바와 같이, 상술한 실시예들은 별도로 특정되지 않는 한 본 발명을 제한하는 것이 아니며, 오히려 첨부한 청구범위들에 정의된 바와 같이 본 발명의 정신 및 범위 내에서 널리 해석되어야 한다. 다양한 변형들 및 등가 장치들은 본 발명 및 첨부한 청구범위의 정신 및 범위 내에 포함되는 것이다. 따라서, 특정 실시예들은 본 발명의 원리들이 실행될 수 있는 많은 방식들 중 예시적인 것으로 이해되어야 한다. 다음의 청구범위에서, 수단-플러스-기능 조항들은 정의된 기능을 수행하는 구조들, 구조적 등가물뿐 아니라 등가적 구조물들을 커버하는 것이다. 예를 들어, 못과 나사는 못이 목재 부분들을 함께 고정하기 위해 원통형 표면을 이용하는 반면, 나사는 목재 부분들을 함께 고정하기 위해 나선형 표면을 이용하는 점에서 구조적 등가물들이 아닐 수 있지만, 목재 부분들을 고정한다는 환경에서, 못과 나사는 등가의 구조들이다.

본 명세서에서 사용될 때의 "포함한다/포함하는(comprises/comprising)"은 설명된 특징들, 정수들, 단계들 또는 요소들의 존재를 특정하도록 취해지는 것이지만, 하나 이상의 다른 특징들, 정수들, 단계들, 요소들 또는 그의 그룹들의 존재나 추가를 배제하는 것은 아니다.

참조들

[1] M.C. Reed, C.B. Schlegel, P.D. Alexander, and J. Asenstorfer, "Iterative multiuserdetection for CDMA with FEC: Near-single-user performance," IEEE Trans. Commun.,pp. 1693-1699, Dec. 1998.

[2] S. Marinkovic, B.S. Vucetic, and J. Evans, "Improved iterative Parallel interference cancellation for coded CDMA systems", in the Proc. IEEE Int. Symp. Info. Theory, (Washington D.C.), p. 34, July 2001.

[3] D.E. Cartlin, Estimation , Control , and the Discrete Kalman Filter, Springer Verlag, 1989.

[4] P.D. Alexander, A.J. Grant, and M.C. Reed, "Iterative detection on code-division multiple-access with error control coding", European Tansactions on Telecommunications, vol. 9, pp.419-426, Sept.-Oct. 1998.

Claims (28)

1. 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크의 시변 채널 손상들 - 상기 시변 채널 손상들은 채널 변동 및 신호 주파수 오프셋을 포함한다 - 을 추적함으로써 통신을 행하는 방법으로서,

   a) 수신 패킷 프리앰블로부터 도출된 초기의 채널 추정치에 기초하여 채널 추정치 기준을 초기화하는 단계와;

   b) 현재 그리고 모든 이전에 수신된 데이터 심볼들의 코딩 부분의 패킷 데이터 심볼 채널 추정치에 기초하여 상기 채널 추정치 기준 및 상기 시변 채널 손상들을 업데이트하는 단계와; 그리고

   c) 후속의 패킷 데이터 심볼들의 도달시에 상기 단계 b)를 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크의 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   수신기의 채널 추정치 데이터베이스에 상기 채널 추정치 기준을 저장하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크의 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
3. 제 2 항에 있어서,

   시간 평활화된 채널 추정치 기준을 제공하도록, 상기 저장된 채널 추정치 기준을 업데이트하기 전에 상기 패킷 데이터 심볼 채널 추정치들을 주파수 영역(frequency domain)으로 변환(transforming)하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크의 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
4. 제 1 항에 있어서,

   단계 b) 내의 각각의 후속 수신된 데이터 심볼에 대해, 복조 단계와 변조 단계를 파이프라이닝하는 단계와; 그리고

   상기 채널 추정치 기준을 추가의 FEC 디코딩 단계로 업데이트하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크의 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
5. 제 1항에 있어서,

   상기 시변 채널 손상들은 신호 시간 오프셋을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크에서 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
6. 제 5항에 있어서,

   d) 수신 패킷에 포함되는 초기의 파일럿 및 프리앰블 심볼들에 기초하여 채널 손상 추정치들의 세트를 초기화하는 단계와; 그리고

   e) 전송 심볼 추정치들의 세트를 결정하기 위해 상기 채널 손상 추정치들의 세트 및 상기 수신 패킷을 프로세싱하는 단계를 포함하는 디코딩 동작을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크에서 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
7. 제 6항에 있어서,

   상기 단계 d) 및 e)를 반복하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 액세스 패킷 기반 통신 네트워크에서 시변 채널 손상들을 추적함으로써 통신을 행하는 방법.
8. 삭제
9. 삭제
10. 삭제
11. 삭제
12. 삭제
13. 삭제
14. 삭제
15. 삭제
16. 삭제
17. 삭제
18. 삭제
19. 삭제
20. 삭제
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제
25. 삭제
26. 삭제
27. 삭제
28. 삭제

Images