CN101292483A

CN101292483A - 用于在无线网络中通信的方法和系统

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Publication number: CN101292483A
Application number: CNA2006800389691A
Authority: CN
Inventors: 保罗·迪恩·亚历山大; 约翰·劳伦斯·布特弗尔; 伊万·安东尼·库提斯; 韦德·尼克拉斯·发拉尔; 亚历山大·詹姆斯·格朗特; 大卫·维克托·拉韦尔·哈雷; 斯蒂芬·彼得·佳卡斯; 乔舒亚·查尔斯·萨顿
Original assignee: Cohda Wireless Pty Ltd
Current assignee: Cohda Wireless Pty Ltd
Priority date: 2005-08-22
Filing date: 2006-08-22
Publication date: 2008-10-22
Also published as: EP2439893A2; EP2439893B1; JP2012138920A; WO2007022564A1; KR20130038402A; US20120120945A1; JP2009505591A; JP5210864B2; US8135091B2; CN102195924B; EP2439893A3; EP1925137A4; CN102195924A; KR20080043369A; KR101381953B1; US8472570B2; EP1925137A1; US20080247450A1; KR101312703B1; CA2619984A1

Abstract

本申请公开了适用于跟踪时变信道、适用于对到达接收机的分组进行同步、适用于对接收信号进行相关、适用于管理数字资源、适用于接收信号，和/或适用于在基于无线分组的通信网络中使通信得以进行的方法、装置和/或网络以及系统的许多发明。

Description

用于在无线网络中通信的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，诸如可以在计算机网络中应用的无线通信领域。在一个特定的形式中，本发明涉及改进的多址接入通信。在另一个特定的形式中，本发明涉及一种改进的用于多址接入通信系统的信号处理方法和装置。在下文中将描述本发明与基于无线OFDM(正交频分多路复用)通信系统的多用户分组的使用相关，但是，应该理解，本发明不仅仅限于该用途。

背景技术

由于本发明人认识到和/或本发明人确定某些现有技术问题，所以产生了本说明书的论述。

本说明书通篇中，使用单数形式的措词“发明人”可以涉及本发明的一个(单数)或者多个(多于一个)发明人。

本发明人已经确定以下的相关技术。

在以WIPO公开号WO 03/094037和WO 2005/11128(分别地)公开的本申请人的两个共同待审的国际(PCT)申请PCT/AU03/00502和PCT/2004/001036中，已经确定了许多背景技术系统，尤其是涉及基于所谓的多址接入技术的无线通信系统，在该系统中诸如语音和数据的信息被交换。WO 03/094037和WO 2005/11128的说明书在此被整体引用。

本发明人已经认识到移动通信系统的性能可能主要取决于物理层(PHY)处理的质量。PHY可以为在不利的传播条件，诸如城区峡谷和高干扰区域中移动的节点之间的无线链路提供覆盖范围和鲁棒性。由于周围的建筑物，车辆和其它的物体的反射波可能以时变的方式组合，移动性并且尤其是高速陆地移动性也可能对于PHY引起另一些困难。在专用移动无线(PMR)网络的情况下，相对于复杂和昂贵的2G和3G蜂窝网络，通常可以看到的是对成本的敏感和较低的用户密度。因为它们可以提供廉价和灵活的宽带通信，所以出现了多跳无线网络以作为用于PMR的网络拓扑结构选择。该灵活性可以通过网络的自形成特性和网络节点的小的形状因数来提供。

某些无线多跳网络供应商已经将传统IEEE 802.11无线技术融合进其系统中。802.11无线设备可被认为是为静止室内传播环境而设计的，但从技术的角度来看，其在户外的移动通信网络中的使用则可能是不良的。在IEEE 802.16e和802.20物理层工作组内的标准化努力可以被认为是集中在提供用于传输的波形上，其适应于在户外高速行驶时所要面对的通信中的挑战。标准一般不指定如何去接收信号，而是集中在应该传送什么信号。然后，供应商负责接收机技术。获取在无线多跳网络中的PHY权限可能是尤其重要的，因为本地接入和一定程度的回程是以无线方式提供的。

本发明人认为，给移动用户传送可靠的高速接入的问题可以在专用移动无线(PMR)网络中举例说明，诸如由公共安全终端用户所采用的网络。当前在PMR网络中可采用的技术，诸如TETRA和GPRS，被认为是在努力地满足用户需求。本发明人认识到对于可靠的移动宽带接入有强大市场拉动，以便满足诸如远程数据库和实时视频传送的应用的需要。第三代(3G)移动系统因为它们能够增加吞吐量和可靠性，所以可以被认为是一种备选方案。但是，这样的网络主要着眼于电路交换语音通信而设计。相反，现代的应用通常要求高速数据分组数据传输。3G网络的巨大基础结构和许可成本也使作为备选方案的它们缺少吸引力。

近来已经建议，无线多跳分组数据网络用于PMR部署。与依靠基站拓扑结构的3G模型形成对比，多跳解决方案的拓扑结构可以包括若干小的无线节点。这些节点可以形成一个网络，通过该网络数据分组被从发送器传送到单个接收机，或者同时广播给多个接收机。当节点进入或者退出该系统的时候，这样的网络能动态地重新配置，从而使它们对于允许移动用户使用的应用是有吸引力的。此外，如果单个节点发生故障，那么该网络可以保持运行，这与预料到的基站的突然故障形成对比。着眼于多跳网络模型，当例如在城市环境中移动时，能够提供可靠的宽带接入则成为对无线调制解调器的明确的需求。本发明人认为正交频分多路复用(OFDM)非常适合于宽带无线通信。但是，这种技术在历史上可能已经应用于在静止室内环境中传输数据的问题。户外的城市环境可能包含许多对无线信号的障碍物，诸如建筑物和树，其被称为地物干扰。当前的无线技术仅仅能够以接收机灵敏度作为代价来提供高吞吐量，因此，杂乱的城市环境可能导致不良的覆盖范围。此外，在发射机和接收机之间的相对移动可能导致这些障碍物的影响随时间而变化。当移动性和地物干扰的影响相结合的时候，所得到的无线信道可能对通信系统设计者呈现很大的挑战。

进一步参考由本发明人确定的相关技术，要获得移动性和接收机灵敏度，需要参数的高质量跟踪，该参数是改进后的解调所必需的。存在对于无线信道估计很重要的参数，无线信道估计会导致精确的解调，提高接收机的灵敏度。在OFDM系统中，解调接收信号所需要的频域信道模型的特征主要在于以下的六个参数。

1/复数的信道幅度(每个子载波)

2/每个OFDM符号的相位偏移

3/噪声功率

4/OFDM定时误差/偏移

5/信道相干时间

6/信道相干频率

该复数的信道幅度可以被模拟为如上述三个结果的组合，例如，1、2、4。该复数的信道幅度变化可以相应地被模拟为去除相位和OFDM定时偏移。对于OFDM子载波m，就频域发送信号而言，频域接收信号可以在等式1中如下表示：

r_m(t)＝θ(m)φ(t)h_m(t)s_m(t)+n(t) 等式1

参考图1，其示出了等式1的等效电路，在子载波m上传送的信号s_m(t)是被表示为复数乘法的三个效应所影响的。对于其顺序没有任何特定的关联，这些效应的第一个θ(m)表示在由FFT(快速傅里叶变换)窗口定时偏移引起的OFDM符号中在子载波上慢慢变化的相移。就模拟一个数据分组信道模型而言，可以假设子载波上的相移是在OFDM符号间随时间恒定的。第二个效应φ(t)是在OFDM符号上慢慢变化的相移。这个相移对于所有子载波假设是相同的，并且模拟诸如在发射机和接收机RF级之间的频率偏移和相位噪声的影响。第三个效应h_m(t)收集更高的速度相位和振幅变化，诸如，由频率选择性衰落和移动所引起的，这里多普勒频率是OFDM符号速率的很大部分。这第三个增加的值可以随着时间和子载波而变化。

以上每个参数可以随时间和/或频率迅速地变化，并且/或者对于精确的解调接收信号是非常重要的。本发明人已经确定，跟踪这些参数的那些常规方法典型地是：

·使用为静止环境而设计的算法/技术，并因此不提供用于更新的参数。

·忽略该问题，或者

·使用低效技术，诸如导频，其限制数据吞吐量。此外，它们在维持时间和/或频域中的参数变化率方面也受限制。

通常地，人们认为存在着对提高数据速率就要降低等待时间解码的需要。此外，人们认为在这个环境中多天线解调存在高复杂度。

确定数据分组的到达时间的复杂度在实际的系统中应该保持很低，因为该处理被连续不断地运行。因此，在到达时间方面的不准确必须在后续处理级中说明，因此当最小化复杂度时所希望的正是这级的精度尽可能的高。常规的系统可以采用延迟和相关方法，其中接收的信号乘以其自身的延迟版本，并且累加和归一化以形成度量。然后数据分组到达时间可以从在超出预定的阈值的正常的度量的任何峰值中确定。输入信号的归一化通常是需要的，并且其在经历户外无线通信的接收信号中遭受很大的波动。

具有与所需数据分组的前导字类似性质的信号，例如，载波电气干扰和DC偏移效应，可能影响常规的系统，在某些情况下导致无法接受的性能水平。错误的获得数据可能导致浪费接收机的处理资源，并且最终导致处理量降低，因此，保持低复杂度的同时，错误的获得数据也需要被最少化。

延迟和相关算法通常可能采用峰值搜索以确定定时时刻。当这些算法在低复杂度二进制信号处理器中实现的时候，可能有若干具有相同的最大值的定时时刻。这可能在定时时刻方面引起不确定性。

在实现相干解调的接收机中可能需要精细的时间同步。典型地，已知的前导字被传送以允许接收机在接收信号中相关已知的序列。当相关长度很长的时候，相关可能是高代价的，因为每个采样累加需要复杂的逻辑乘步骤。当采用多个天线接收信号的时候，这个问题可能会恶化，因为可能要对于每个天线都进行相关。如果使用M个天线，该复杂度是M倍的。

定时时刻或者到达时间是通过确定在一组由定时偏移区别的相关性上相关功率的峰值而找到的。在要求基于精细定时度量质量来终止分组处理的情形下，必须定义一个阈值。但是，阈值受到信号变化的影响，并且可能很难设置一个适宜的阈值。

在无线介质上传送的信号可能受到频率选择性衰落的影响。不同的干扰水平也可以存在于不同的频率中。

通常地，在OFDM无线通信系统中，可以采用冗余循环前缀以减轻信号上的多径延迟扩展效应。因此，在该通信的发送和接收端上的脉冲整形进一步有助于在由多径传播所引起的扩展之上扩展通信的信号。

形成为分布式计算和通信系统一部分并且辅助分布式计算和通信系统，诸如多接入网络，的远程数字资源，在施加在这种系统上的需求已给定的情况下，其可能遭受着凭它们自身能力而资源很有限的困扰。例如，对于嵌入式系统可能存在有限的可用的计算和存储器资源。这样的数字资源可以包括用于调试和开发复杂系统的软件或者硬件实体，该复杂系统由多个设备组成，该多个设备例如是数字信号处理器(DSP)和现场可编程门阵列(FPGA)。

在无线通信系统中，接收信号功率可以超过模拟到数字转换设备支持的动态范围甚至高达若干数量级。参考图25A，在常规的系统中，这个问题可以通过在接收天线和ADC电路之间的射频接收路径中设置可变增益放大器(VGA)来解决。数字控制系统典型地通过感测在常规的RF设备中的接收信号强度，诸如提供的RSSI数据来控制VGA的增益。

常规的自动增益控制(AGC)算法是基于阈值的，其中只有如果接收信号功率超出第一预定的阈值Th₁，才在VGA增益方面产生变化。此后，对于第二阈值Th₂来说，其可能被设置为用于VGA的触发点。如上所示，Th₂可以与Th₁相差ΔTh。如果没有阈值被超出(参见Th₃)，诸如，在微弱但是仍然是波动信号的情况下，那么该VGA增益设置没有变化。本发明人认识到，如以下注意到的，令人遗憾地，该阈值确定了接收机灵敏度。然而，接收机灵敏度是非常重要的性能标准，并且如果可能的话，将不会被折衷处理。例如，如果该阈值被设置的太低，常规的系统触发信号和不必要的状态改变会导致该接收机锁死。此外，在某些RF设备中，增益变化可能表示该接收路径对于很大的时间周期来说是非静止的。

许多的无线通信系统可能采用直接转换RF接收机设备，其中RF信号被混频到DC成为基带相同的同相(I)和正交(Q)信号。在这样的设备中，由于RF接收机设备内部的各种各样的处理，接收基带信号可能经历很大的DC偏移。在这样的设备中，可能使用宽的高通滤波器(WHPF)以能够去除这个DC偏移，使得可以执行基带信号功率测量。但是，该滤波器的带宽可能是这样的，即其滤除接收信号的中央的很大部分，当有效脉冲出现在信道上的时候，使用其是不适合的。

典型地建议是，当不接收信号的时候，该RF接收机以这个WHPF模式工作，并且一旦检测到信号(典型地，通过单独的RF信号功率测量超出某个阈值)，关掉该WHPF，将该设备返回到DC耦合的模式。这种模式的变化可能在I和Q基带信号中引起很大的DC偏移。以这种方法操作调制解调器和接收机，可能在接收的脉冲的开始导致很大的失真，并且如果该信号功率非常低(在小信号的情况下)也可能对整个脉冲导致很大的失真。

常规的自动增益控制(AGC)算法可以是基于阈值的，其中只有如果接收信号功率超出预定的阈值，才在RF设备增益方面产生变化，并且更加显著地，使WHPF模式无效。如果该信号功率是非常低的(如在小信号的情况下)可能不超过该阈值，则在数据分组的持续时间内保持WHPF模式有效。由于产生的失真可能进一步恶化可靠检测和成功解调数据分组的可能性，因此这可能是不合需要的。本发明人承认，在这种情况下，令人遗憾地，该阈值确定了接收机灵敏度，而不是同步和解调处理的其它方面。如果该阈值被设置的太低，常规的系统可能被噪声触发，并且不必要的状态改变可能产生，其也使接收基带信号失真。此外，在某些RF设备中，增益变化可能指的是该接收路径对于很大的时间周期来说是非静止的。因此，本发明人已经认识到，接收机灵敏度是非常重要的性能标准，并且如果可能的话，其不会被折衷处理。

本说明书中的文献、设备、行为或者知识的任何论述，或者在本说明书的正文内，或者结合在此作为参考资料的材料，都被包括以解释本发明的背景。在本公开和权利要求的优先权日期时或者之前的，在澳大利亚、美国或者其它地方的形成现有技术基础的一部分或者是相关技术中的公共常识的任何材料，都不应该作为许可。

发明内容

本发明的一个目的是克服或者减轻相关技术系统的至少一个缺点。

在本发明的一个方面中，提供了一种在基于无线分组的通信网络中对时变信道进行跟踪的方法，该方法包括步骤：按照自回归算法在时域中跟踪至少一个信道参数。

在本发明的另一个方面中，提供了一种在基于无线分组的通信网络中对时变信道进行跟踪的方法，该方法包括步骤：按照自回归算法在时域中跟踪至少一个信道参数。优选地，该方法还去除这个参数对接收的信号的影响，并且然后以自回归算法估计至少一个第二信道参数。

在本发明的另一个方面中，提供了一种在基于无线分组的通信网络中对时变信道进行跟踪的方法，该方法包括步骤：按照流水处理算法提供CEDB更新功能和FEC解码功能。

在本发明的另一个方面中，提供了一种在无线通信网络中对到达接收机的数据分组进行同步的方法，其中该方法包括步骤：接收经采样的分组输入信号；确定所述经采样的输入信号的复数表示；执行延迟和相关计算以形成用于分组到达时间的第一判决度量，使得所述相关包括第一算术运算。

在本发明再一个方面中，提供了一种在无线通信网络中对到达接收机的数据分组进行同步的方法，该方法包括步骤：按照在此公开的方法执行所述第一和第二计算，确定在所述第一和第二计算之间的差以形成用于分组到达时间的第二判决度量。

在本发明的又一个方面中，提供了一种在无线通信网络中对到达接收机的数据分组进行同步的方法，该方法包括步骤：按照在此公开的方法积累一组判决度量，使得积累的集合的每个判决度量超出预定的阈值，确定等于最大值的最早的和最晚的判决度量，确定对应于所述最早的和最晚的判决度量之间中点的分组到达时间。

在本发明再一个方面中，提供了一种在基于无线分组的通信网络中对接收信号进行相关的方法，该方法包括步骤：至少量化第一和第二信号分量，使得所述信号分量分别由第一和第二一比特参考代表，对所述第一和第二一比特参考执行相关操作。

本发明的再一个方面提供了一种在基于无线分组的通信网络中进行通信的方法，该方法包括步骤：将用于在网络上传输的信号混合到至少两个相异的频带，以便对一个信号提供至少两个传输频率。

本发明的再一个方面提供了一种在基于无线OFDM多址接入分组的通信网络中的通信的方法，该方法包括步骤：提供用于发送的数据分组的冗余循环数据字段，其中所述数据字段是关于数据分组分配的非连续串。

本发明的再一个方面提供了一种对数字数据处理资源进行管理的方法，该方法包括步骤：提供用于在嵌入式系统设备和远程PC之间通信的解释命令翻译器，其中所述解释命令翻译器读取用户输入数据，在程序设计语言的上下文中解释所述用户输入数据，以便在所述嵌入式系统设备和所述远程PC之间连接数字指令，以允许所述远程PC将PC计算资源的一部分委托给所述嵌入式系统设备的功能。

本发明的再一个方面提供了一种在基于无线分组的通信网络中对发送的信号进行接收的方法，该方法包括步骤：以第一模式操作接收机，监视接收的信号特征以确定所述信号特征是否超出预定的阈值条件，如果所述预定的阈值条件被超出，将所述接收机切换到第二模式。

本发明的再一个方面提供了一种在基于多路接入分组的通信网络中对传送的信号进行接收的方法，该方法包括步骤：以实质上DC耦合模式操作RF接收机设备，在所述接收的信号中跟踪基带DC偏移，如果DC偏移的幅值超出预定的阈值，则启动至少一种DC偏移去除策略。

本发明的再一个方面涉及在此公开的装置和/或通信网络。

在本说明书中公开和/或在所附的权利要求中定义的更多的方面和优选的方面形成本发明的实施方式的一部分。

可以利用来自本发明的一套物理层技术以提供无线多跳无线网络所需的链路鲁棒性和灵敏度。在本发明的实施例中，这些技术可以包括：

现有技术的前向纠错编码，例如Turbo码；

通过使用多个天线的空间分集的有效开发；

经由OFDM而易于得到的时间分集的有效开发；

当节点高速穿过杂乱的覆盖区域时，在节点之间的无线信道的精确跟踪。

用不经济的导频符号来代替一部分可使用的数据符号，例如按照IEEE 802.16e的，这样尤其难以在不使发送的信号显著变差的情况下来实现最后一点。这也引起了象公共安全终端用户这样的人的关注。

本发明提供了许多的优点和好处，诸如，但是不局限于以下：

接收机灵敏度的10dB增益，和；

提供的超过200mph的有效的分组吞吐量。

从在下文给出的具体实施方式中，本发明的进一步的应用范围将变得显而易见。但是，应该明白，虽然表示为本发明的优选实施例，但是具体实施方式和特定的例子仅仅是作为例子说明给出的，因为从具体实施方式中，对于本领域技术人员来说，在本发明的精神和范围之内的各种各样的改变和改进将变得显而易见。

附图说明

参考以下随附图一起进行的优选实施例的描述，本领域技术人员可以更好地理解本发明的更进一步的公开内容、改进、优点、特点和特征，其仅仅作为说明给出，从而不限制本发明的范围，并且其中：

图1是频域接收的OFDM信号的表示；

图2举例说明了室内无线信道的模型；

图3举例说明了在近视距条件下的户外静止无线信道的模型；

图4举例说明了在近视距条件下在70mph下户外移动无线信道的模型；

图5举例说明了在近视距条件下户外静止无线信道的模型；

图6举例说明了在近视距条件下在135mph下户外移动无线信道的模型；

图7举例说明了在60mph下移动信道中实际捕获的信道测量值；

图8举例说明了用于单个发送的信道测量值和相隔1m的两个天线接收机的信道测量值；

图9举例说明了按照IEEE 802.11标准的OFDM符号尺寸；

图10举例说明了常规OFDM物理层系统模型；

图11举例说明了按照本发明优选实施例的使用多个天线的广义OFDM物理层系统模型；

图12举例说明了IEEE 812.16a OFDM下行链路导频和前导字结构；

图13是按照常规导频辅助相位跟踪的误包率的图表；

图14是按照常规导频辅助信道跟踪的误包率的另一个图表；

图15举例说明了按照本发明实施例的合成的误包率；图16举例说明了按照本发明优选实施例的10Mbps无线移动通信系统的示范覆盖范围；图17举例说明了按照本发明优选实施例的6Mbps无线移动通信系统的示范覆盖范围；

图18举例说明了按照另一个优选实施例的本发明方法的流程图；

图19举例说明了按照一个优选实施例的本发明方法的流程图；

图20举例说明了按照另一个优选实施例的本发明方法的流程图；

图21是举例说明了按照另一个优选实施例的本发明方法的流程图；

图22是举例说明了按照另一个优选实施例的本发明方法的流程图；

图23是本发明另一个优选实施例的示意图；

图24是现有技术的分组和按照本发明另一个优选实施例的分组的示意图；

图25A是波动的接收信号和现有技术方法接收信号的图示。

图25B是按照本发明另一个优选实施例有选择地以两个模式操作的接收机系统的示意图。

具体实施方式

为了提供本发明实施例的理解，给出了用于地物干扰和移动性的多种组合的无线信道模型。为了表示在实际城市环境下的移动通信，提供了一种组合了严重地物干扰和高移动性的模型，并且这个模型是以经验为根据而支持的。给出了对当前物理层技术和基于OFDM的标准的介绍，并且论述了用于估计信道特征的常用方法。本发明人认为值得期望的是在存在地物干扰或者移动性，但不是两者并存的情况下，这样的技术将令人满意地执行。这些期望已经经由模拟以经验为根据而得到支持了。在使用改进的信道估计和以后描述的跟踪算法时，这些预期的缺点已经启发了本发明人。在此处首先给出一个案例研究，其将本发明及其在物理层技术的应用与现有技术的无线芯片组的物理层技术的应用做比较。

移动宽带无线信道

一种用于发送信息的常用技术是将其映射到无线信号的幅度和/或相位上。在设计户外移动通信系统时的关键困难之一是传播环境(即信道)对无线信号的影响。该信道可以通过改变其幅度和/或相位使发送信号失真，潜在地导致信息损失。在视距(LOS)传输的情况下，在发射机和接收机之间的信号路径可能没有物理障碍。此外，可能对路径周围的近似地物干扰有限制，并且从而只有极少数的信号反射。相比之下，当信号在非视距(NLOS)链路中穿过地物干扰时，可能被衰减或者衍射。该信号的反射也可以来自于周围的地物干扰，从而导致几个信号被叠加，并且同时到达接收机。在这种多径情形下，该总和的每个分量可能经历了不同的路径延迟，并且对幅度和相位有影响。该无线信道的此类特征在[1]中进一步描述。

现在描述与多种物理环境有关的无线信道，并且举例说明由于移动性以及存在的地物干扰所产生的影响。所描述的该信道影响由物理环境和/或发射机和接收机之间的相对运动引起。在这个论述中忽略了由噪声导致的影响和来自其它的设备的干扰。这样的影响对系统设计者提出了更进一步的挑战。但是，甚至无噪声和干扰设备的情况下，必须注意的是，仅仅是无线信道也具有显著地使无线信号失真的潜在可能。

室内静止环境

考虑两个静止的设备在室内环境下，诸如无线局域网(WLAN)，在有限范围上通信的情形。无线信号可能需要穿过墙壁，由此从而经受遮蔽衰落。室内地物干扰也可能导致信号反射，由此导致多径效应。当反射信号以解构的方式合成的时候，结果可能是多径衰落。基于ETSIBRAN模型[2]的室内静止信道的例子在图2中示出。在图2a和2b中分别地举例说明信道在信号相位和幅值上可能具有的影响。该图示出了信道影响在频谱上，和在时域中如何变化。在这个例子中，物理环境被假设为是固定的，由此该信道特性不随着时间的流逝而改变。在图2c中示出的用于该信道的功率延迟分布(PDP)描述了多径分量如何对该接收信号起作用。该PDP将强度的级别与每个延迟的多径分量相联系，表示其对整个总和的加权成分。该信道可以进一步以其延迟扩展来定性，延迟扩展是从PDP导出的单一值。按照其相关的权重为所有延迟的多径分量计算该延迟扩展。较高的延迟扩展表示该信道很可能对该信号具有更强的影响。

信道的相干带宽可近似为其延迟扩展的倒数。在频谱中相隔大于相干带宽的频率被认为是近似独立的。相反地，相隔小于相干带宽的频率呈现类似的衰落分布。因此，对于宽带信号可能仅仅在频谱的孤立部分中受到衰落的影响。在这个例子中，这样的频率选择性衰落可在离该频谱的中心大约3MHz处观察到。在图2b和2a中分别示出了幅度上的合成深衰落和相位剖面失真。这个室内信道具有短的延迟扩展，由此具有高的相干带宽。因此，仅仅观察到一个与一些浅衰落结合的占主要地位的深衰落。

在近LOS下的户外静止环境

在这个部分中，在近视距条件的静止物理环境的假设之下，研究户外无线信道。为了这个目的采用了IEEE 802.20的改进的步行者A(情形-I)模型[3]。当定向天线被用于经由无线链路连接分离的建筑物的时候，或者当在该环境中几乎不存在地物干扰的时候，可能存在这样的信道。用于这个无线信道的功率延迟分布在图3c中示出。因为该信道不是完全LOS，所以从反射波中提供了若干多径成分。但是，与占主要地位的LOS路径相比，每个仅仅具有很小的影响。因此，用于这个模型的延迟扩展是相对较短。这个信道的相位和幅度特征分别在图3a和3b中示出。由于短延迟扩展和由此的高相干带宽，仅仅出现有限量的频率选择性衰落。此外，由于在PDP中相对较小的多径成分，该衰落可能较浅，并且该相位分布的失真较轻。静止的物理环境导致时不变的信道。

在近LOS下的户外移动环境

考虑在近LOS条件之下在移动和固定设备之间采用无线信道的情形。例如，由火车占用的固定路线提供了在火车上的设备和沿着其路线间隔地安装的固定的无线路由器之间LOS连接的可能性。在这种情况下，以70mph的速度采用了IEEE 802.20改进的步行者A(情形-I)模型[3]。在两个设备之间的相对运动使得信道特征随着时间的流逝而改变，如图4所示。如上述的静止信道的情形，功率延迟分布由LOS分量支配。但是，在这里，动态的物理环境使得遮蔽和多径成分随时间随机变化，由此该PDP也是动态的。作为一个例子，在图4c和4d中对于时间帧的开始和结束分别示出了PDP。多径成分的有限强度导致一些浅的频率选择性衰落。出现衰落的频率在时间上随着PDP的变化而变化，如图4b所示。

在频域上相位失真也是随时间变化的，如图4a所示。但是，低强度多径成分同样仅仅导致轻微的影响。在相位分布上随着时间的流逝的进一步影响由多普勒频移提供，其起因于在发射机和接收机之间的相对运动。但是，在LOS中，随着时间的流逝而出现的多普勒引起的相移对于在该频谱中的所有频率都是类似的。这与相位失真的随机频率选择性形成对比，该相位失真可能起因于NLOS多径效应。

在NLOS下的户外静止环境

在这种情况下，在非视距条件下的静止物理环境的假设之下，为户外信道模型提供了一个例子。为了这个目的采用了IEEE 802.20典型城市(情形-IV)模型[3]。当独立的建筑物或者固定的车辆由被树和其它的建筑物干扰的环境而连接的时候，可能存在这样的信道。用于这个无线信道的功率延迟分布在图5c中示出。与近LOS情形相比，可以从反射波中提供许多的多径成分。在杂乱的城市环境中，反射信号是很强的，由此每个多径组成部分具有非常大的影响。这导致该信道比如上所述的那些信道具有更长的延迟扩展。

延迟扩展和相干带宽之间的倒数关系表示具有更长延迟扩展的无线信道更可能呈现频率选择性衰落的多个实例。此外，在这个信道中，强的相对的多径成分很可能导致深度衰落。因此，这个信道呈现出深度频率选择性衰落和相位失真的多个实例，分别如图3b和3a所示。因为物理环境被假设为是固定的，所以该信道特征可能不随着时间的流逝而变化。

在NLOS下的户外移动环境

在这种情况下，当在非视距条件下工作的时候，给出用于该移动无线信道的模型。车辆可以以高速行驶穿越城市环境，并且与火车的链路需求形成对比，它们不能被认为是遵循预定的LOS允许路径。与先前给出的那些形成对比，这个例子模拟了移动性和环境地物干扰的有效组合。正是这样的组合，使得在移动城市环境下传送宽带连接的任务与在以上给出的任何环境下这样做相比较显著地更加具有挑战。

在这个例子中，以135mph的速度采用了IEEE 802.20典型城市(情形IV)模型[3]。这个信道的特征在图6中示出。该信道模型把为近LOS移动信道的情形描述的动态PDP和多普勒引起的相移的影响与静止NLOS信道的长延迟扩展和强的多径成分相结合。结果是严重的相位失真和小间距的深度频率选择性衰落，其中两者也都随着时间的流逝而变化，分别如图6a和6b所示。由于该NLOS移动信道的苛刻条件以及高动态的性质，与为移动LOS或者固定NLOS环境这样做相比较，安装供NLOS环境使用的移动通信设备的任务可能显著地更加复杂。此外，被设计为供这些其它的环境使用的设备可能不大可能在实际城市环境中以高移动性较好地工作。

测量的无线信道

为了验证以上采用的模型，已经做了现场测量。用于这些捕获的车辆速度近似是60mph，并且载频为2.4GHz，这导致几毫秒的相干时间。发现了具有许多不同的延迟扩展的信道，并且在这里给出一个选择。捕获的信道在图7a和7b中示出。图7a相似于802.20情形-I模型，并且图7b相似于802.20情形-III模型[3]。在这两个情况下，幅度随时间的变化是显然的。

必须具备的技术

由本发明人认识到的，对于在恶劣的可移动的无线设备中有效的带宽、高灵敏度的物理层系统的当前的现有技术可以体现在几个特定的技术。自然地，与仅仅是物理层相比较，对于该系统存在更多的方面。在网络协议、媒体访问控制(MAC)和应用层方面的改进也会使终端用户受益。尽管如此，在现有技术中的关键物理层技术可以包括改进的前向纠错(FEC)编码以及空间和时间分集的有效使用。频率分集可能被认为是大多数现代通信系统的常用方面，并且在这里没有给出特别的叙述。

强大的FEC

用于强大的纠错码的迭代解码算法的出现已经导致链路性能逼近理论极限[4]。现在可以在用于宽带数字通信系统的大多数物理层标准中发现各种类型的Turbo(迭代地解码)码。这些编码器和解码器算法典型地可以给链路容限增加若干dB，导致更大的范围和/或数据速率。就接收机处理而言，用于这些码的解码算法的迭代性质也可以提供一些机会，这些机会在几年前是不可用的。

时间分集开发

如以上讨论的，无线信道可以引起发送的信号的时间扩散。该信号的这些延迟复本可以被认为是干扰。但是，它们可以包含信息，因此必须由接收机以有效方式收集。典型地，采用RAKE接收机(用于CDMA)或者循环前缀(用于OFDM)[1]，以尽可能从受损的接收信号中恢复更多的能量。

OFDM所采用的循环前缀技术可以收集所有具有小于循环前缀的持续时间的延迟的多径，，并且该技术是非常简单的。在发射机上，在传输之前，每个OFDM符号的一小部分被预先考虑给该符号。在接收机上，随着所有多径在该信号的其余部分中被最佳地收集，这个循环前缀被丢弃。但是，因为循环前缀在接收机上被丢弃，可能导致每比特能量损失(通常为-1dB)。这种技术不需要任何形式的信道估计。对于CDMA，因为复杂度随着收集的路径数目而线性地增长，RAKE接收机可能需要信道估计，而且不是所有的多径都可以被收集。此外，在移动应用中，RAKE系数必须随时间跟踪。

空间分集开发

取决于其相对位置，一对天线之间的无线信道不同。由此可见，通过为发射机和/或接收机配备多个天线，可以得到许多不同的无线信道。空间分集的基本思想是采用当该信道中的一个可能是“差的”的时候，而其它可能是“好的”的事实。测量了在单个发射天线和两个接收天线之间的信道，并且在图8中示出。该天线是相隔1米的，并且波长是2.46GHz。对于这种短的延迟扩展情形，对于天线2可能存在很大的衰落，而该衰落对于天线1不存在。利用信号之间的这种差别的接收机可以提供显著的性能改善，诸如，提高灵敏度、针对衰落的分集(在高度移动情形下特别重要)和干扰抑制。在低成本工业装备中通常采用的简单技术是选择分集。具有“最好的”信号的天线被选择，并且仅仅传送那个信号以进一步进行数字信号处理。而在另一个天线上的信号被丢弃。在移动应用中利用这种技术存在一些问题。首先，由于功率随时间的变化，在分组的过程中最好的天线可能改变。在分组开始时该接收机可能判定天线2是最好的，然后使用那个天线去解码整个分组。在移动的无线设备中，在分组的过程中天线2可能会衰落。其次，当在后续处理中仅仅采用该天线之一的时候，相对于采用所有天线的情形，接收机的抗干扰能力可能受损。

候选的物理层

在无线通信系统中的物理层处理可能担负传送一些关键的系统性能指示符。链路的鲁棒性、范围和对移动性的支持全部由物理层系统建立。以上所确定的技术的基本设置可以包括在以下论述的所有系统中。在这种情况下，焦点集中在物理层适应恶劣的移动宽带信道的能力上。

虽然OFDM是用于无线宽带的普及调制格式，但在发射机和接收机两者上具有一些需要注意的方面。以上简要地论述的循环前缀技术提供从多径无线信道中有效的恢复能量。但是，长延迟扩展的另一个显著影响是降低相干频率，以及因而产生的无线信道的深度频率选择性衰落。与移动性相结合，这会导致恶劣的无线信道，如图6和7所示。

802.11a/g

IEEE 802.11a和g[5，6]标准描述了适用于室内静止传播条件的MAC和PHY。在802.11的OFDM模式中，该循环前缀是0.8μs长，如图9所示。这适用于在室内看到的延迟扩展，但是显著地小于在户外经历的延迟扩展。典型地在室内采用的该设备的低发射功率也限制了反射波延迟。当802.11设备在户外环境中使用，并且发射功率被增加到规定限度的时候，经历的延迟扩展远大于由0.8μs循环前缀所提供的保护。大量的OFDM符号间干扰产生，并且丢包率显著地提高。这种干扰可能可以使用均衡技术在接收机上被去除。在以下极少情况中，如果近视距传播条件是可用的，则802.11可能是适宜的。

强方向性天线：这些天线通过限制入射角和出射角来降低延迟扩展。对于移动应用，使用强方向性天线显而易见是不可实行的。对于固定的无线回程，这样的结构是可能的，但是，降低了该系统的自愈能力。

每个节点小的覆盖范围：保持发射功率低降低了延迟扩展，因为长的延迟路径在噪声中消失。这个方法的问题是提高了节点密度和切换频率。提高节点密度导致增加成本。因为其被迫去更加迅速地适应往/来于移动节点的新的路由，提高的切换频率在网络上施加了额外的压力。

对于常规的基于802.11的系统给出的有限的应用情形，它们可能不适合于部署在城市专用移动宽带网络中。

户外OFDM

IEEE 802.11标准指定了在室内环境中使用的系统。这个例子聚焦在备选的基于OFDM的系统上，该系统特别地设计用于户外应用。这些标准的特点在于增加循环前缀长度，如图9所示。这迫使更长的OFDM符号持续时间，以便保持频谱效率，因为循环前缀典型地在接收机上被丢弃。户外OFDM物理层标准的例子是IEEE 802.16a[7]和802.16e-2005[8]，以及IEEE 802.20[9]和ETSI HiperMAN。这些标准主要与描述适应的传送波形有关。用于接收的方法则被留给供应商。规范的OFDM物理层处理链在图10中示出，并且将被称为“常规的”接收机。与帧格式恢复和详细的成帧有关的部分已经被省略。该接收机处理实质上与发射机相反。前端同步模块实现时间、频率和幅度同步。在下采样和循环前缀去除之后，在在OFDM符号频率上处理的块中，该信号被转换到频域。为了传送高性能，然后执行了相干解调，相干解调需要精确的频域信道估计。去交织和解码(传送频率分集)以及去扰，然后结束物理层处理。

在某些情况下，采用了选择分集，但是为了有效地采用两个或更多个天线，需要对常规的接收机的修改。适用于常规的频域空时接收机处理的模型在图11中示出。在这个模型中，来自每个天线的信号的解调和解码被结合成一个整体。另外，同步将典型地包括到达每个天线的信号的联合估计。这种结构可以为常规的接收机提供重大性能改善的可能性。在FFT输出处每个天线路径传送给接收机的频域信道已经如上所述。在OFDM系统中，这个频域信道可以描述为发射机中的IFFT的输入和接收机中的FFT的输出之间的链路。为了在接收机上有效地恢复发送信息，将估计频域无线信道。在接收机中通常提出有关频域信道变化的某些假设。考虑了频域和时域中的幅度和相位方面的变化。在初始前导字之后，OFDM标准(例如，IEEE 802，11a/g，IEEE802.16a)规定使用导频符号，如图12所示。这些导频符号代替了可以另外用于数据载荷的子载波，因此，会导致略微恶化的数据速率。

导频符号辅助的相位估计

当存在移动性或者多径但不是两者都存在的时候，有可能提出以下的假设。

随时间恒定的功率：每个频率的幅度可能是不同的，但是随着时间的流逝保持恒定。

随时间恒定的相位变化：随时间的任何相位变化对于所有频率是相同的。

工作在仅仅具有小的多径效应的近LOS的移动性之下的无线信道的例子在图4中示出。相反地，在静止的环境中具有强的多径的信道的例子提供于图5中。当保持这些假设的时候，常规的频率偏移估计技术将是足够的，因为在近LOS条件下高速移动性相当于频率偏移。为了抵御本地振荡器频率中的差别，甚至大多数简单接收机需要频率偏移估计和校正。在甚至具有适度的多径和可移动性的环境下不保持这些假设。在这样的情况下，随时间变化的相位对于所有频率可能是不相同的。此外，该幅度对于不同的频率可能不同地变化。在初始幅值和相位估计之后，仅仅采用相位跟踪的接收机可能失败。

给出一些在移动性和/或地物干扰的组合之下工作的户外OFDM接收机的模拟结果。每个图示出当信噪比变化时，在给定的环境下误包率如何变化。地物干扰的水平，以及由此产生的多径效应是按照信道模型定义的。802.20(情形IV)模型用于表示典型的城市环境[3]。SUI1[10]和单个模型分别地表示近LOS和完全LOS。对于每个图，移动性的水平以米每秒表示。图13示出接收机的性能，该接收机基于前导字进行初始幅度和相位估计，然后对于该分组的余部执行相位跟踪。显示了三个曲线，表示LOS、近LOS和城市情况。LOS情形是静止的，而后面的两个情况模拟了以20mph移动的移动节点。所有的曲线是在发射机和接收机上使用单个天线的情形。很明显，当存在相当数量的多径或者移动性的时候，这样的技术会失败。当在接收机上采用多个天线的时候，这种技术可能是不适合的，因为被这种技术所忽略的幅度的变化会使得在接收天线上的信号被错误地加权。这个不正确的信号合成导致接收机性能方面重大的退化。

导频符号辅助的信道估计

在这个情形下，当幅度和相位在频率和时间上变化时，假设接收机能够使用导频符号辅助的信道估计来跟踪幅度和相位两者。采用前导字以安排信道估计过程，然后，贯穿该分组，在固定的子载波上采用导频以更新信道估计。在这个实验中，每20个子载波拥有一个导频。注意到，在802.16a规范中，每24个子载波拥有一个导频。导频符号辅助的信道估计的性能在图14中示出。当地物干扰和移动性增加时，该信道的相干频率变为小于导频间隔。常规的接收机因而可能不再能够跟踪信道，并且分组失败可能占支配地位。另外，在弱信号的有限覆盖范围上，不管移动性如何，从前导字中估计的信道的质量可能是差的。

改进的信道估计和跟踪

在这个情形下，当幅度和相位在频率和时间上变化时，假设接收机能够以很高的精确度跟踪幅度和相位两者。呈现在图15中的结果以本发明人实现的技术为基础，除了典型地包括在分组前导字中的那些以外，其不需要任何导频符号。参考图12，在第一、二个OFDM符号以外的OFDM符号没有导频。这将通常地导致在接收分组期间接收机甚至不能跟踪无线信道中适度的变化。在这个情形下，当幅度和相位在频率和时间上变化时，假设接收机能够以很高的精确度跟踪幅度和相位两者。只有通过使用改进的信道估计和跟踪才能在提供的地物干扰中支持实际的移动性。即使是具有适度的多径或者移动性，所有其它的技术也会失败。在所有其它的情况下，甚至当该信号以大功率接收时，802.20情形IV信道会导致分组错误。在这里分析的改进技术提供了相对于LOS情形而言仅仅显示出最小损失的性能。在其它的信道跟踪技术之上产生的接收机灵敏度增益是几十dB。

个案研究：具有实时约束的覆盖范围

在以上的部分中，已经由误包率模拟估计了物理层的性能。在这个例子中，通过在城市地物干扰中的现场试验，比较由802.11g和本发明人给出的网络所提供的覆盖范围。特别关注的是网络对于具有实时约束的网络业务量对运动车辆提供覆盖的能力。传播环境反映出在大城市区域中网络操作员典型地遇到的传播环境。在这个研究中车辆的速度在0和50mph之间变化，并且平均是30mph。

业务量剖析

每个网络承载UDP/IP分组的恒定比特率流，每个UDP/IP分组包含850个字节的数据。该传输速率是每秒5个分组。

传播环境

该无线环境可以归类为城市。已经测量到几微秒的延迟扩展。该测试区域的大部分由1-3层住宅和2-4层办公大楼构成。东北方的区域由清楚的野外视距条件构成。

物理层参数

物理层设置被配置为802.11g系统的优点，如以下表1所示。

参数	802.11g	户外OFDM	单位
参数	802.11g	户外OFDM	单位	Tx功率	2	2	W
循环前缀长度	0.8	8	us	Tx功率	2	2	W
循环前缀长度	0.8	8	us	RF带宽	20	16	MHz
中心频率	2412	2460	MHz	RF带宽	20	16	MHz
中心频率	2412	2460	MHz	#接收天线	1	2
数据速率	6	10	Mbps	#接收天线	1	2

表1：覆盖范围测试物理层参数

由于增加的RF带宽和较低的数据速率，802.11g系统具有每信息比特大功率的优势。802.11g装备采用来自市场主导供应商的现有技术的芯片组。

覆盖结果

按照本发明用于具有改进的信道估计和两个接收天线的示范户外OFDM系统的以及用于802.11系统的上行链路覆盖图分别地在图16和17中示出。这些结果被同时地收集，以便避免不同的干扰情形。仅仅当在接收信号中存在非常强的视距分量的时候，该802.11g装备才是有效的。相比之下，按照本发明的具有改进的信道跟踪的户外OFDM系统在高达和超过1km范围的地物干扰中能够非常有效地工作。这是由于有效使用两个天线，通过精确的估计到这些天线的无线信道使其成为可能。另外的实验涉及安装摄像机到车辆上，直播的MPEG-4摄像机视频流被从车辆发送到固定站。该802.11g装备提供大约1分钟到20分钟的链路，尽管本发明实施例的户外OFDM系统提供连续的覆盖。

已经示出该户外移动无线信道将难题展示给了宽带无线接收机的设计者。移动性和强反射的特殊的组合给出了最困难的情形，但是，这对于公共安全终端用户是最重要的。尤其是，研究了包括多个天线的OFDM物理层系统，并且给出了在最困难的情形下提供前所未有的性能标准的技术。由于其不能准确地跟踪恶劣的移动无线信道，常规的接收机技术被应用到诸如802.16的新兴标准是有欠缺的。该好处在公正的野外试验中被进一步地证明，其中MPEG-4视频上行链路被传送回基站。现有技术的802.11g系统未能对覆盖范围的10％以上提供覆盖，而由本发明实现的节点能够提供100％的覆盖。

在一个优选实施例中，本发明提供了一种在基于无线分组的通信网络中跟踪时变信道的方法，包括步骤：

按照自回归算法在时域中跟踪至少一个信道参数。

可以按照自回归算法跟踪参数中的任何一个或者两个或更多个的组合。

在一个例子中，在接收机中，CEDB(信道估计数据库)在时域中使用自回归跟踪三个参数。这些可以是：

1/复数的信道幅度(每子载波)

2/每OFDM符号的相位偏移

3/噪声功率

4/OFDM定时误差/偏移

5/相干时间

6/相干频率

优选地，至少跟踪复数的信道幅度、相位偏移和噪声功率。

通常地，分组在时间上由OFDM符号的序列构成。

自回归算法保持CEDB状态。CEDB状态包括如上标注的复数的信道幅度、相位偏移和噪声功率的估计。当通过提取当前粗略估计的一小部分，并且将其增加给该状态的补充部分来解码接收到的符号时，这个状态被更新。当前粗略估计源自于当前接收的OFDM符号和所有(或者子集)先前发送的符号的估计。

该相位偏移(表示由于频率校正误差和/或相位噪声所引起的任何低频剩余频率偏移)被独立地跟踪，并且用于循环该CEDB状态。然后该循环后的状态可以与新的信道估计结合。

参考图19，优选地，该复数的信道幅度被模拟为3个效应的总和，即，参数1、2和4。这可以作为3个独立成分来实现，而不是在现有技术中基于静止原理/算法，并且因此而无法跟踪三个参数，由于在本发明的应用环境中的移动性的约束，这三个参数是随着时间的流逝而变化的。换句话说，当在移动环境中使用的时候，人们认为现有技术的系统无法跟踪参数。已经知道的是，当参数被单独地跟踪，而不是常规系统一起估计该参数的时候发现了改进之处。典型地，这些发送的符号估计源自于FEC解码器产生的输出。

这些部分可以随OFDM序列号而变化，并且对于每个参数可能是不同的。

该CEDB对任何接收到的将要被解码的OFDM符号产生信道估计。通常，将要被解码的符号可以是任何先前接收到的OFDM符号。

该CEDB基于当前状态和请求的符号编号来预测信道，从而产生信道估计。该信道估计在频域内使用双向自回归而被平滑频率。该回归因子是从CEDB中获得的，并且可以随OFDM符号编号和子载波而变化。

在多个接收天线的情况下，对于每个天线独立地保持CEDB状态。借助于在解调时采用的天线分集来独立地估计每个信道。

在另一个优选实施例中，本发明提供了一种在基于无线分组的通信网络中跟踪时变信道的方法，包括步骤：

按照流水处理算法提供CEDB更新功能和FEC解码功能。

参考图18，该流水处理算法可以包括以下的步骤：

当使用符号i-1的第二解码来预测对符号i的信道估计时，提供接收的符号i的第一解码和使用；

当使用符号i的第一解码来预测对符号i+1的信道估计时，提供符号i的第二解码和使用。

该接收机的处理速度可以通过CEDB更新和FEC解码功能的流水处理而提高。

在WO2005/11128中公开的跟踪时变信道的方法中，执行2次迭代，并且迭代过程通常按照以下的步骤：

1.预测对符号索引i的第一信道估计；

2.解码符号i；

3.使用来自步骤2的解码器输出以更新CEDB状态；

4.预测对符号索引i的第二信道估计；

5.解码符号i；

6.使用来自步骤5状态的解码器输出。

本发明是在以上WO2005/11128技术上的改进。如上所示，本发明现在对用于2次迭代的CEDB更新和解码功能进行流水处理如下。

1.当使用符号i-1的第二解码来预测对符号i的信道估计时，提供接收的符号i的第一解码；

2.当使用符号i的第一解码来预测对符号i+1的信道估计时，提供符号i的第二解码。

其中使用符号i的解码指的是使用对于符号i发送的符号估计(该估计是通过解码符号i推导出的)来更新信道估计数据库。该信道估计数据库被优先地在第一解码的步骤中保存，而不是在第二解码的步骤中保存。

按照本发明的这个方面，有可能在已经解码(完全地)第一符号之前，就开始预测对下一个符号的信道估计。在这个实施例中采用的算法的实现在所附的附录A中示出，并且包括用于测试该算法的Matlab代码清单。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种在无线通信网络中同步到达接收机的分组的方法，该方法包括步骤：

接收采样的分组输入信号；

确定该采样输入信号的复数表示；

执行延迟和相关计算以形成对分组到达时间的第一判决度量，使得该相关性包括第一算术运算。

参考图20，因此，可以基于将接收的采样投影到复数单位圆上使用低复杂的延迟和相关处理来实现分组的粗同步，或者相同地确定复数相位和丢弃该幅度信息。然后，常规的延迟和相关的多级处理可以以实质上更简单的加法来代替。因而在累加该度量之前，可以使用简单的查找表。因此复杂度可以相对于常规方法而被降低。自然地，通过将接收的采样发送到复数单位圆上来提供归一化。产生的度量本身就是归一化的。参考图21，可以得到针对大的信号变化的鲁棒性。可以经由第二平行的、较短的延迟、延迟和相关处理来提供针对电气干扰(Jammers)和DC偏移效应的鲁棒性。可以从对相似信号、电气干扰和DC偏移效应不敏感的首先产生的(yielding)度量中减去第二延迟和相关度量。

参考图22，给定一组超出阈值的度量，该定时时刻可以通过以下的步骤确定：

1/确定等于最大值的最早的和最晚的时间，和

2/提取最早的和最晚时间的中点。

使用加法和移位运算容易地计算出两个时间的中点。可以改进定时估计的精度，以降低后续的定时估计算法的性能要求。这是重要的，因为这些后续的算法通常具有复杂性，并且任何对复杂度的节约(savings)会因此而被放大。在典型的例子中，在4x过采样情形中使用IEEE 802.11前导字通过大约20个采样而改善定时精度。

与一不同的延迟相调谐的第二、平行延迟，以及相关处理的使用允许以平稳段的位置来确定“定时”，并且在该平稳段的中间返回时间。如果要求的阈值未被超出，那么可以确定分组没有到达。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种在基于无线分组的通信网络中相关接收信号的方法，包括步骤：

至少量化第一和第二信号分量，使得该信号分量分别由第一和第二一比特基准来代表；

对第一和第二一比特基准执行相关操作。

按照这个实施例，可以使用量化的(测试)1比特基准和接收的信号来实现精细定时相关。这种解决方案起源于用于表示比特宽度的交换(trading)相关长度的实现，因为其在提高相关长度的同时对于减少信号表示更有效。

因此，为了确定精细时间同步的目的，测试信号和接收信号I和Q分路可以在相关之前被量化为一比特(只有符号信息)。因而所需的在信号之间的复数乘法对于I是三个值(-，0，+)，对于Q是三个值(-，0，+)，并且可以使用低电平逻辑门有效地实现。当需要阈值测试的时候，这个实施例具有去除信号归一化的额外好处。

产生的性能可以符合最佳全复杂度，同时复杂度降低至少一个数量级。另一个好处是存储基准和接收信号所需的空间被显著地降低。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种在基于无线分组的通信网络中通信的方法，包括步骤：

将用于在网络上传输的信号混合到至少两个相异的频带，以便对于一个信号提供至少两个传输频率。

潜在地存在着很大水平的衰落，并且妨碍了通过，例如在两个频率上发送相同信号而提供的分集。在这里参考图23描述了两个频率(可以是n＝2或更多)的情形。

通过带有分集的传输可以获得性能增益，该分集是通过将每一个混合到不同频带而得到的。在该接收机上，可以使用两个下变换器。通过独立地将两个信号下变换，然后联合地解调，来提供很大的频率水平以及干扰分集。应该明白，在当前的实施例上下文中的“联合的解调”指的是一种以估计的统计数值定义矢量信道模型的方法。这些一起描述了在发送的符号上(即，发送的符号)观察值(即，在每个天线上接收的符号)的统计相关性。该解调优选地是对每个接收天线采用从信道估计数据库中获得的信道估计和噪声功率估计。

在一个实施例中，在两个天线上发射两个频率，并且在接收机上在单独的天线上接收。按照这个实施例，提供了空间分集的额外优势。

在优选实施例中，发送的基带信号可以是相同的，但是在另一个实施例中，该信号可以由工作在接收机上的匹配的空时解码器而进行空时编码。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种在基于OFDM多址接入分组的通信网络中通信的方法，包括步骤：

提供用于发送的数据分组的冗余循环数据字段，这里该数据字段是关于数据分组分配的非连续串。

参考图24，优选地，冗余循环数据字段包括放置在符号的头部或者前端的前缀部分(Pre)，例如OFDM符号。数据分组(Pkt)可以包括许多这样的符号，后缀(Post)部分被放置在符号的尾部或者后部。以这种方法，在接收机上不需要时间偏移补偿，因为，例如，扩展效应是作用于数据的较小部分或串。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种管理数字数据处理资源的方法，包括步骤：

提供用于在嵌入式系统设备和远程PC之间通信的解释命令翻译器(shell)，其中解释命令翻译器读取用户输入数据，并且在程序设计语言的上下文中解释所述用户输入数据，以便在嵌入式系统设备和远程PC之间连接数字指令，以允许远程PC将PC计算资源的一部分委托给嵌入式系统设备的功能。

按照这个实施例，调试和开发功能可以在开发硬件和远程PC之间分离。使该PC的计算资源是可用的，以用于在例如调试和开发中。

在本发明的上下文中，解释命令翻译器指的是软件程序，其读取用户可能键入或者输入的文本行，并且在给定的程序设计语言的上下文中解释它们。此外这还使得允许脚本、交互式脚本，以及控制嵌入式系统设备，例如，调制解调器原型硬件，允许更加强大的和灵活的调试，并且使TCP/IP经由在目标CPU上的寄存器接口而连接到在目标设备上的低电平硬件。如本技术领域技术人员应该理解的，该术语“嵌入式系统设备”指的是许多电子设备，其可以本身包括嵌入式系统，或者嵌入式系统的部件，其中，不作为限制地，嵌入式系统可以包括专用计算机系统，其可以部分地或者完全地由其所控制的设备来封装。此外，与通用的个人计算机PC不同，嵌入式系统可以具有特定的需求并且可以执行预先定义的任务。

该优选的解释命令翻译器是使用开放源码语言“python”(Python是一种可以自由地从http://www.python.org/中获得的经解释的、交互式的面向对象的程序设计语言)实现的。随着这个实现，有可能以更加灵活的和迅速的开发环境来执行高级控制，而不是编写、编译和下载，例如，嵌入式C。

此外，对于相对于图25A论述的问题，在直接变换RF接收机设备中，由于RF接收机设备内部的各种各样的处理，接收的基带信号会经历很大的DC偏移。在这样的设备中，通常给出宽的高通滤波器(WHPF)，其可以去除这个DC偏移，使得可以执行基带信号功率测量，但是滤波器的带宽通常使得其滤除接收信号的中央的很大部分，使得当脉冲出现在信道上的时候，该滤波器不适合使用。

典型地建议是，当不接收信号的时候，该RF接收机以这个WHPF模式工作，一旦检测到信号(典型地，通过单独的RF信号功率测量值超过某个阈值)，关掉该WHPF，将该设备返回到DC耦合的模式。这种模式的变化在I和Q基带信号中引起很大的DC偏移。以这种方法操作调制解调器和接收机，可能在接收的脉冲的开始导致很大的失真，并且如果该信号功率非常低(在弱信号的情况下)，则可能在整个脉冲导致很大的失真。

按照本发明的又一个实施例，提供了一种接收在基于无线分组的通信网络中发送的信号的方法，该方法包括步骤：

以第一模式操作接收机；

监视接收的信号特征以确定信号特征是否超出预定的阈值条件；

如果超出了预定的阈值条件，将接收机切换到第二模式(优选地，补救动作)。

现在参考图25B，以框图形式示意地举例说明了在两个模式中接收机系统的选择性操作，以克服在直接变换RF接收机中的上述问题。

在一个优选实施例中，第一模式是完全DC耦合的操作模式，并且第二模式是DC偏移去除模式。可选择地，第一模式是窄带模式，并且第二模式是宽带模式。

在特定的实施例中，当确定正在接收数据分组的时候，该接收机被锁定在给定的模式，优选地是第一模式。

在实际的例子中，按照这个实施例的本发明以DC耦合的模式操作RF接收机设备，不断地跟踪基带DC偏移和信号功率，并且仅仅当基带DC偏移变得太大的时候，或者当需要调整RF路径增益的时候，才切换到宽的高通模式。

本实施例还提供了一种接收在基于无线分组的通信网络中发送的信号的方法，该方法包括步骤：

以DC(或者接近DC)耦合模式操作RF接收机设备，

跟踪基带DC偏移，并且如果DC偏移的幅值超出某个阈值，启动DC偏移去除策略(在RF设备中)，

跟踪基带信号功率(具有DC偏移消除的效果)，并且如果信号功率落在上功率界限和下功率界限之外，则启动RF信号路径增益变化，

在来自RF接收机设备的基带I/Q信号中同时估计DC偏移和信号功率。

优选地，该方法进一步包括步骤：如果该解调器指示其正在接收有效数据分组的时候，防止在RF设备状态发生上述变化。

在一个实施例中，本发明不断地对基带I/Q信号上出现的DC偏移进行估计，并且同时地估计该基带信号功率。DC偏移可以在基带信号功率中引起很大的误差，因而，应该调整该信号功率测量以去除DC偏移的影响。

如果DC偏移的幅度超出某个阈值，那么，该RF接收机应该设置为DC偏移去除模式，并且然后返回到DC耦合的模式。

如果基带信号功率小于较低的功率阈值，或者大于较高的功率阈值，那么，应该调整RF信号路径增益以便使基带信号功率返回到在上功率阈值和下功率阈值内的指定设置点。该RF增益调节处理将确保该RF增益的最终设置是这样的，即其使得信号不会引起在RF接收机内的压缩，其中该信号导致了在上和下功率带界限内的基带功率。

输入到处理过程的agc抑制(agc-inhibit)，当其被插入的时候，其阻止以上提及的RF增益和DC耦合模式变化。当已经检测到解调器，并且正在接收有效脉冲的时候，维持这个输入，以便避免接收信号的失真。但是，在某些情形下，如果信号强度显著地增加(可能由于干扰信号引起，该干扰信号将阻止正在被接收的脉冲的有效接收)，则其对消除当前的脉冲接收可能是有用的，并且重新使能agc处理过程。

在一个符号块上同时估计DC偏移和信号功率可以通过以下执行：A)平均I和Q信号以获得DC偏移的估计；B)平均I和Q信号的幅度平方以生成粗略功率估计；C)从粗略功率估计中减去DC偏移的影响以生成真实的信号功率估计。

随后的从基带I和Q信号中去除和跟踪DC偏移需要在其使用于调制解调器处理的更进一级之前来进行。这可以通过使用在DC周围具有非常窄的抑制频带的简单高通数字滤波器来实现。每当在DC偏移中出现步长变化时(当使WHPF模式无效的时候)，这个滤波将被重新启动(re-seeded)/初始化。

本领域技术人员应该理解的是，本发明的使用不限制于描述的这些特定应用，本发明也不局限于在此处描述或叙述的有关特定元件和/或特点的优选实施例。应该理解的是，不脱离本发明的原理可以进行各种各样的修改。因此，本发明应该理解为包括了在其范围内的所有这些修改。

虽然结合特定的实施例描述了本发明，应该理解的是，其可以是更进一步的改进。本申请意欲覆盖总体上在本发明的原理之下的所有的变化使用或改进，并且包括来自于本公开的改变，它们是本发明所属技术领域中的已知或惯常实践，并且可以应用于在上文中阐述的本质特征。

由于本发明可以不脱离本发明的本质特征的精神而以若干形式实施，应该明白，除非另作说明，以上描述的实施例不是为了限制本发明，而是应该在由所附的权利要求所限定的本发明的精神和范围内被更宽地解释。各种各样的修改和等价设置意欲被包括在本发明的精神和范围以及所附的权利要求内。因此，特定的实施例将被理解为说明可以实践本发明的原理的许多方法。在以下的权利要求中，装置加功能从句意欲覆盖执行所限定的功能的结构，并且不仅是结构上的等同替换，而且是等效的结构。例如，虽然钉子和螺丝可能不是结构上的等同替换，其中钉子采用圆柱面以与木制的部分固定在一起，而螺丝采用螺旋面以与木制的部分固定在一起，在紧固木制部分的环境下，钉子和螺丝是等效的结构。

当在本说明书中使用的时候，采用“包括/包含”以指定所述特征、整体、步骤或者元件的存在，但是不排除一个或多个其他的特征、整体、步骤、元件或者其组群的存在或添加。

参考资料

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[在线]http；//grouper，ieee.org/groups/802/16/tg3/contrib/802163c-01_29r4.pdf.)

Claims

1.一种在基于无线分组的通信网络中对时变信道进行跟踪的方法，该方法包括步骤：

按照自回归算法在时域中跟踪至少一个信道参数。

2.根据权利要求1的方法，其中按照自回归算法单独地跟踪任何一个参数或者两个或更多个参数的组合。

3.根据权利要求1或者2的方法，其中在CEDB中跟踪所述参数，并且由此跟踪以下参数中的至少三个：

复数的信道幅度(每子载波)，

每OFDM符号的相位偏移

噪声功率

OFDM定时误差/偏移

相干时间

相干频率。

4.根据权利要求1、2或者3的方法，其中跟踪每个参数包括步骤：

将所述参数模拟为三个其它参数的和。

5.根据权利要求1至4中的任何一项所要求的方法，其中所述自回归算法包括步骤：

当解码接收信号时，更新CEDB状态，使得从当前接收的符号和先前发送的符号的至少一个子集中导出的粗略估计的一小部分被增加到所述CEDB状态的补充部分。

6.一种在基于无线分组的通信网络中对时变信道进行跟踪的方法，该方法包括步骤：

按照流水处理算法提供CEDB更新功能和FEC解码功能。

7.根据权利要求6的方法，其中所述流水处理算法包括以下的步骤：

当使用符号i-1的第二解码预测对符号i的信道估计时，提供接收到的符号i的第一解码；

当使用所述符号i的第一解码预测对符号i+1的信道估计时，提供符号i的第二解码，

其中使用符号的解码包括为由符号解码所确定的符号使用发送的符号估计来更新信道估计数据库。

8.根据权利要求7的方法，其中在提供第一解码的步骤中更新所述信道估计数据库。

9.一种在无线通信网络中对到达接收机的数据分组进行同步的方法，该方法包括步骤：

接收经采样的分组输入信号；

确定所述经采样的输入信号的复数表示；

执行延迟和相关计算以形成用于分组到达时间的第一判决度量，使得所述相关包括第一算术运算。

10.根据权利要求9的方法，其中所述第一算术运算包括加法。

11.根据权利要求9或者10的方法，其中确定复数表示的步骤包括经采样的输入信号的复数相位。

12.一种在无线通信网络中对到达接收机的数据分组进行同步的方法，该方法包括步骤：

按照根据权利要求9至11中的任何一项所要求的方法来执行第一和第二计算；

确定在所述第一和第二计算之间的差别以形成用于分组到达时间的第二判决度量。

13.根据权利要求12的方法，其中所述第二计算包括延迟和相关计算，其中所述延迟小于所述第一计算的相应延迟。

14.一种在无线通信网络中对到达接收机的数据分组进行同步的方法，该方法包括步骤：

按照根据权利要求9或者12中所要求的方法积累一组判决度量，使得所积累的集合中的每个判决度量超出预定的阈值；

确定等于最大值的最早的和最晚的判决度量；

确定对应于所述最早的和最晚的判决度量之间的中点的分组到达时间。

15.一种在基于无线分组的通信网络中对接收的信号进行相关的方法，该方法包括步骤：

至少量化第一和第二信号分量，使得所述信号分量分别由第一和第二一比特基准所代表；

对所述第一和第二一比特基准执行相关操作。

16.根据权利要求15的方法，其中所述第一和第二信号分量分别是以下之一：

a)测试信号的I分量；

b)测试信号的Q分量；

c)接收到的信号的I分量；

d)接收到的信号的Q分量。

17.一种在基于无线分组的通信网络中进行通信的方法，该方法包括步骤：

将用于在网络上发送的信号混合到至少两个相异的频带，以便为一个信号提供至少两个传输频率。

18.根据权利要求17的方法进一步包括步骤：

从至少两个天线发送至少两个信号分量，每个传输频率一个信号分量，其中每个天线对应于相应的传输频率。

19.根据权利要求17或者18的方法进一步包括步骤：

在包括至少两个单独的天线的接收机上接收每个发送的信号分量，其中每个天线对应于相应的传输频率。

20.根据权利要求17、18或者19的方法进一步包括步骤：

在包括至少两个独立的下变换器的接收机上接收每个发送的信号分量，其中每个下变换器对应于相应的传输频率。

21.根据权利要求19或者20的方法进一步包括步骤：

将所述接收的信号分量组合为合并的接收信号；

解调所述合并的接收信号。

22.根据权利要求21的方法，其中所述解调的步骤包括：

将从用于每个接收天线的信道估计数据库中获得的信道估计和噪声功率估计施加于所述合并的接收信号。

23.根据权利要求17至22中的任何一项所要求的方法，其中每个发送的信号分量包括对于每个发送的信号分量具有相同频率的基带信号分量。

24.根据权利要求17至22中的任何一项所要求的方法，其中每个发送的信号分量包括用于与空时解码器相匹配的空时编码，其中该空时编码器与接收机有效相连。

25.一种在基于无线OFDM多址接入分组的通信网络中通信的方法，该方法包括步骤：

提供用于发送的数据分组的冗余循环数据字段，其中所述数据字段是关于数据分组分配的非连续串。

26.根据权利要求25的方法，其中所述冗余循环数据字段包括设置在分组的头部或者前部的前缀部分，和设置在分组的尾部或者后部的后缀部分。

27.一种对数字数据处理资源进行管理的方法，该方法包括步骤：

提供用于在嵌入式系统设备和远程PC之间通信的解释命令翻译器，其中所述解释命令翻译器读取用户输入数据，并且在程序设计语言的上下文中解释所述用户输入数据，以便在所述嵌入式系统设备和所述远程PC之间连接数字指令，以允许所述远程PC将PC计算资源的一部分委托给所述嵌入式系统设备的功能。

28.一种在基于无线分组的通信网络中对发送的信号进行接收的方法，该方法包括步骤：

以第一模式操作接收机；

监视接收的信号特征以确定所述信号特征是否超出预定的阈值条件；

如果所述预定的阈值条件被超出，将所述接收机切换到第二模式。

29.根据权利要求28的方法，其中所述第一模式是实质上的DC耦合模式的操作，并且所述第二模式是DC偏移去除模式。

30.根据权利要求28或者29的方法，其中所述第一模式是窄带模式，并且所述第二模式是宽带模式。

31.根据权利要求28、29或者30的方法，其中当确定正在接收数据分组的时候，所述接收机被锁定在所述第一或者第二模式之一上。

32.一种在基于多接入分组的通信网络中对发送的信号进行接收的方法，该方法包括步骤：

以实质上DC耦合模式来操作RF接收机设备，

在所述接收的信号中跟踪基带DC偏移；

如果DC偏移的幅值超出预定的阈值，启动至少一种DC偏移去除策略。

33.根据权利要求32的方法进一步包括步骤：

跟踪所述接收到的基带信号的功率；

如果所述信号功率落在上功率界限和下功率界限的外面，则启动至少一种RF信号路径增益变化。

34.根据权利要求33的方法进一步包括步骤：

在来自所述RF接收机设备的所述基带I/Q信号中同时地估计所述DC偏移和信号功率；

当所述接收机的解调器指示其正在接收有效数据分组的时候，防止RF设备状态发生变化。

35.根据权利要求5或者6的方法，其中单独地跟踪相位偏移。

36.根据权利要求35的方法，进一步其中将循环的CEDB状态与新的信道估计相结合。

37.适用于在无线通信网络中通信的装置，所述装置包括：

适用于按照预定的指令集工作的处理器装置，

所述装置与所述指令集一起适用于执行根据权利要求1至36的任何一项的方法。

38.包括根据权利要求37的装置的通信网络。

39.一种计算机程序产品，该产品包括：

计算机可用介质，所述计算机可用介质具有包含在所述介质上用于在无线通信网络中进行通信的计算机可读程序代码和计算机可读系统代码，所述计算机程序产品包括：

在所述计算机可用介质内用于执行根据权利要求1至36的任何一项的所述方法步骤的计算机可读代码。

40.在此公开的方法、装置和/或网络。

41.参考附图在此公开的方法、装置和/或网络。