KR100504624B1 - 수신기 회로 내 잡음억제를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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비쉐이 세미컨덕터 게엠베하
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Abstract

본 발명은, 반송파 변조된 수신신호(Sin)에 대해서, 수신기 회로 내 품질계수 조정 가능한 대역 통과 필터를 이용하여 잡음을 억제하기 위한 방법에 관한 것이며, 상기 방법에서는 대역 통과 필터링된 수신신호(Bout)가 복조되고 상기 복조된 수신신호(Dout)는 스위칭 프로세스를 시작하는데 이용된다. 공지되어 있는 수신기 회로는 회로 표면적 크기가 작기 때문에, 특히 파워트랜지스터로 인하여, 수신기의 출력영역에서 스위칭 프로세스의 결과로, 예컨대 용량성 결합으로 인한 발진기의 진동 형태로 잡음이 야기되는 단점이 있다. 상기 잡음은 회로 내에 제공된 이득제어기에 의해서는 제거되지 않는다. 본 발명에 따라서, 이러한 잡음을 야기하는 스위칭 프로세스와 대역 통과 필터 내 파워 감소를 상호 연관시킴으로써, 내부에서 야기된 이러한 잡음이 제거될 수 있다. 본 발명에 따른 방법은 무엇보다도 적외선 수신기용 회로 구조에 적합하며, 이로써 상기 적외선 수신기는 작은 크기로, 외부의 부품없이, 따라서 저렴하게 제조될 수 있다.

Description

수신기 회로 내 잡음억제를 위한 방법 및 장치{METHOD AND ARRANGEMENT FOR NOISE REJECTION IN A RECEIVER CIRCUIT}
본 발명은, 반송파 변조된 수신신호에 대해서, 수신기 회로 내 품질계수(Q) 조정 가능한 대역 통과 필터를 이용하여 잡음을 억제하는, 청구범위 제 1 항의 전제부에 따른, 방법 및 상기 방법을 실행하기 위한 회로장치에 관한 것이다.
특히 원격제어 회로, 예컨대 TEMIC Semiconductor GmbH사의 U2548과 같은 이러한 수신기 회로용으로 공지되어 있는 적분 회로(IC)는 그 기술상의 이유로 하여 큰 크기로 설계되기 때문에 미미한 잡음 커플링을 나타낸다. 그것의 크기는 약 1.8㎟에 달한다. 상기 회로의 유효 표면 상에는 입력신호, 출력신호, 공급전압, 공급라인 전체 및 다수의 조정장치를 위한 접속장치들이 구비된다. 이러한 회로의 기능성은 일반적으로 광다이오드인 광검출기에 의해 수신된 신호 - 수신신호 - 가 입력회로 내로 공급된다는데 있다. 상기 입력회로는 트랜스 임피던스 증폭기를 구비하는데, 상기 트랜스 임피던스 증폭기는 맥동하는 입력전류 신호를 증폭시켜 전압신호로 변환시킨다. 그런 다음에 상기 전압신호는 신호조절기 내에서 처리된다. 상기 신호조절기는 제어-이득 증폭기, 리미터(Limiter) 및 대역 통과 필터를 구비한다. 이 경우에 상기 제어-이득 증폭기의 과제는 트랜스 임피던스 증폭기의 출력신호를 보다 강하게 제어하여 증폭시키는 것이다. 상기 리미터의 과제는 대역 통과 필터의 과조작을 방지하기 위해서 신호 전달을 제한하는 것이다. 상기 대역 통과 필터는 수신기의 선택도를 가능하게 하고 그 대역 폭을 제한한다. 상기 대역 통과 필터의 출력부에 있는 신호들은 복조기 내에서 평가회로로서 평가된다. 상기 복조기는 비교기, 적분기 및 슈미트 트리거(Schmitt-Trigger)로 구성되며, 또한 상기 복조기는 스위치로서 작용하는 파워트랜지스터를 위한 스위치 신호를 발생시켜서 디지털 제어신호가, 예컨대 후속처리용 마이크로 컨트롤러에 제공될 수 있도록 한다.
또한 상기 공지된 회로는 이득제어기를 포함하는데, 상기 이득제어기에 의해 수신기의 이득이 잡음 필드에 맞게 조절되어 수신신호에 대한 높은 감도가 달성되며, 그러나 이와 동시에 예컨대 주변으로부터 유래하는 잡음유도가 광범위하게 억제되어, 이것을 통해서 가능한 출력 임펄스가 파워트랜지스터에 의해서는 발생되지 않게 된다.
그러나 상기 공지된 회로는 새로운 기술의 적용시에 그 회로 표면이 감소되는 단점이 있으며, 따라서 수신기 출력영역에서의 스위칭 프로세스의 결과로, 특히 파워트랜지스터에 의해, 예컨대 이제 작용하는 용량성 결합 및 회로 내부 접지전위 손실로 인한 발진기의 진동 형태로, 잡음이 야기되며, 상기 잡음은 이득제어기에 의해서는 제거되지 않는다.
이러한 문제를 해결하기 위해 모놀리식으로 적분된 광 회로 TPS831에 대한 도시바 자료표에는, - 상기 자료표에서 말하는 - 진동을 방지하기 위해서, 1000pF 진폭의 외부 콘덴서를 출력단자(V0)와 접지단자(GND) 사이에 접속시키는 것이 공지되어 있다. 상기 해결방법의 명백한 단점은 상기 추가의 부품이 칩 비용이외에 또 다른 비용을 유발시키고 상기 복조된 출력펄스가 상기 콘덴서에 의해 간섭받는다는데 있다.
그러므로 본 발명의 목적은 서두에 언급된 방식의 방법을 제공하는 하는 것이며, 상기 방법에서는 전술한 종래 기술의 단점이 나타나지 않는 가운데 상기 언급된 내부에서 야기된 잡음이 억제될 수 있다.
상기 목적은 청구범위 제 1 항의 특징부에 의해 달성된다. 이에 따라서 수신기 회로의 출력부에서 스위칭 프로세스로 인하여 내부에서 야기된 잡음에 대한 활발한 잡음억제가, 상기 잡음의 출현 순간에, 즉 스위칭 동안 및 스위칭 프로세스 이후에, 상기 대역 통과 필터의 품질계수를 시간적으로 제한하여 감소시킴으로써, 활성화될 수 있다. 바람직하게 상기 품질계수 감소의 지속시간은 상기 스위칭 프로세스에 의해 시작된 잡음의 지속시간, 즉 상기 잡음이 감퇴될 때까지로 제한된다.
본 발명의 바람직한 개선예에 따라서 제 1 사각형 임펄스로서 반송파 변조된 수신신호의 포락선에 상응하고 스위치 신호로서 수신기의 출력트랜지스터인 파워트랜지스터에 공급되는 복조기의 출력신호에 따라, 제어신호 tqr이 상기 대역 통과 필터의 품질계수 감소를 위해 도출되며, 이 경우에 상기 제 1 사각형 임펄스의 에지에 따라 위상 지연된 추가의 사각형 임펄스가 발생하는데, 바람직하게 상기 위상 지연된 추가의 사각형 임펄스는 시간적으로 상기 1 사각형 임펄스 이후에 이어진다. 최초 언급된 사각형 임펄스의 제 1 에지에 의해 스위칭 프로세스가 시작되고,예컨대 상기 언급된 스위치가 스위치 온이 되고 또한 상기 스위칭 프로세스는 그것의 제 2 에지, 예컨대 상기 스위치의 스위치 오프에 의해 종료되기 때문에, 상기 잡음와 상기 품질계수 감소와의 상호 연관이 간단한 방식으로 이루어진다.
또한 복조기에 의해 발생된 사각형 임펄스가 상기 대역 통과 필터링된 수신신호로부터 도출되는데, 우선 상기 수신신호로부터는 양자화에 의해 펄스 열이 발생되고, 그런 다음에 상기 펄스 열은 하나의 적분 값으로 플러스 적분(獨: Aufintegration)되며, 펄스 열이 중단되는 경우에는 상기 적분 값의 귀환이 실행된다.
또 다른 바람직한 실시예에서는 제어-이득 증폭기를 이용하여 수신신호에 대한 자동 이득제어가 제공되며, 상기 제어-이득 증폭기에는 대역 통과 필터링 이전의 수신신호가 공급된다. 상기 제어는 수신신호의 신호 크기 및 수신기 회로의 환경 조건 - 즉, 특히 잡음 필드 - 에 따라 실행된다. 상기 제어에 의해 야기될 수도 있는 잡음도 방지하기 위하여, 상기 이득제어기는 대역 통과 필터링된 수신신호가 복조되는 동안에는 - 즉 합당한 데이타 비트의 수신 동안에 - 구동하지 않는 상태로 연결된다. 바람직하게는 상기 자동 이득제어기를 구동하지 않는 상태로 연결하기 위하여 상기 제 1 사각형 임펄스(복조기의 출력신호)에 대해서 위상 지연된 제 3 사각형 임펄스가 발생되는데, 그것의 펄스 폭은 제 1 사각형 임펄스의 펄스 폭보다 길다.
마지막으로, 바람직하게는 상기 적분 값에 따라서 플러스 적분 동안 뿐만 아니라 귀환 동안에도 복조기의 출력신호(제 1 사각형 임펄스), 대역 통과 필터의 품질계수 감소를 위한 제어신호(제 2 사각형 임펄스) 및 자동 이득제어기를 구동하지 않는 상태로 연결하기 위한 제어신호(제 3 사각형 임펄스)가 도출된다.
본 발명에 따른 방법을 실행하기 위한 바람직한 회로장치가 청구범위 제 12 항 내지 제 15 항의 특징부에 나타나 있다.
본 발명에 따른 방법을 실행하기 위한 회로장치는 모놀리식 회로로서 제조되며, 상기 모놀리식 회로는 적외선 원격제어용 수신기로서 작동되도록 하기 위하여단지 하나의 광다이오드만을 필요로 하며, 또한 수 백 피코 암페어의 범위 내에 있는 매우 작은 전류들을 이미 복조화시킬 수 있는데, 그러나 이 경우에는 300 ㏁ 크기에 있는 높은 트랜스 임피던스가 요구된다. 이와는 반대로 복조기의 출력부에 있는 파워트랜지스터는 수 밀리암페어(㎃)까지의 최대 전류의 경우에 전체 로직 레벨 허브(예컨대 5 V)를 스위칭 한다. 보다 작은 칩의 크기를 지향하는 신기술에 의해 상기 회로를 구현하는 경우에, 예컨대 1 ㎟의 칩 면적의 경우에는 수신기 회로 입력부에서, 이제 보다 작은 간격 및 파워트랜지스터의 높은 단자 전압으로 인하여 발생되는 커플링의 결과로, 상기 내부에서 야기된 잡음(진동;oscillation)이 나타나게 된다. 이러한 회로는 상기 칩 크기와 관계없이 드라이버 전류에 의해 유발되는 접지전위 손실로 인해서도 진동하는 경향이 있다. 본 발명에 따른 방법에 의해 칩의 크기와도 상관없이 전술한 모든 잡음들이 억제됨으로써, 보다 소형화를 지향하는 미래의 기술의 경우에서도 본 발명은 계속해서 바람직하게 사용될 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 방법은 하기에서 도면과 관련하는 실시예에 의해 상세하게 설명된다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기 회로에 대한 블록회로도이며,
도 2는 도 1에 따른 수신기 회로에서 사용된 복조기에 대한 블록회로도이며,
도 3은 도 2에 따른 복조기의 기능성을 설명하기 위한 로직 다이어그램이며,
도 4는 도 1에 따른 수신기 회로에서 사용된 적분기에 대한 블록회로도이며,
도 5는 도 4에 따른 적분기의 기능성을 설명하기 위한 로직 다이어그램이며,
도 6은 도 1에 따른 수신기 회로에서 사용된 귀환형 대역 통과 필터에 대한 원리 회로도이다.
도 1은 수신기 회로(10) 및 그 주변에 대한 블록도를 도시한다. 광 송신 다이오드(6)로부터 방사된 반송파 변조된 데이타가 적외선 임펄스패킷으로서 광 다이오드(5)에 의해 수신된다. 상기 광 다이오드(5)에 출현하고 예컨대 38 ㎑의 반송파 주파수를 가진 적외선 임펄스패킷은 전기적 전류 신호(SIN)로 변환된다. 상기 전기적 전류 신호(SIN)는 수신기 회로(10)의 입력단(11)에 위치한다. 상기 전기적 전류 신호(SIN)는 트랜스 임피던스 증폭기로서 작동하는 입력회로(1)에 공급되며, 상기 입력회로(1)는 상기 전류 신호(SIN)를 증폭시켜 전압 신호로 변환한다. 이 경우에 상기 변환된 전압은 뒤이어지는 신호처리 단계에서 잡음 부분을 무시할 만큼 충분히 커야 한다. 상기 전압 신호는 뒤이어지는 신호처리부(2)에서 제어-이득 증폭기(21)에 의해 다시 한번 증폭되고 리미터(22)로부터 제한된 다음에 대역 통과 필터(23)에서 필터링되는데, 이 경우에 상기 대역 통과 필터(23)는 아날로그 입력부 이외에도 또 하나의 제어 입력부를 구비하며, 상기 제어 입력부에 의해 대역 통과 필터의 품질계수가 2개의 값 사이에서 전환 가능하게 된다.
상기 뒤이어지는 대역 통과 필터(23)의 과제어를 방지하고 전원공급 단자(VS)를 통해 수신기에 도달하는 예컨대 임펄스 형태의 잡음을 억제하기 위해서, 상기 리미터(22)를 이용한 신호 제한이 그 때문에 요구되는 것이다. 상기 대역 통과 필터링된 신호(Bout)는 신호처리부(2)에 뒤이어 있는 평가부분(3) 내 복조기(31)에 의해 복조되고 부속하는 부하저항기(32)를 가진 파워트랜지스터(32)를 통해서 출력신호(SOUT)로서 후속 처리를 위해 마이크로 콘트롤러(7)에 제공된다. 또한 상기 복조기(31)는, 라인(72)을 통해 상기 대역 통과 필터(23)의 제어 입력부에 공급되는 제어신호(tqr)도 발생시킨다. 이로써, 상기 파워트랜지스터(32)에 의해 실행된 스위칭 프로세스의 결과로 인한 발진기의 진동이 시작되는 것을 저지하기 위해서, 및 즉 적분된 회로로서 설계된 수신기 회로 내에서의 잡음 커플링에 반대 작용을 하기 위해서, 상기 대역 통과 필터(23)의 품질계수가 파워트랜지스터(32)의 스위칭 프로세스에 뒤이어 순간적으로 감소된다. 따라서, 목적 신호의 반송파 주파수 상에서 작동하고 회로의 선택도를 가능하게 하는 상기 대역 통과 필터(23)는 예컨대 10의 품질계수를 갖게되는데, 상기 품질계수 10은 상기 제어신호(tqr)에 의하여, 하기에서 계속 설명되는 바와 같이, 1로 감소될 수 있다.
상기 송신 다이오드(6)로부터 방사된 목적 신호를 증폭하여 수신기의 감도를 최적화하기 위해서, 상기 수신기 회로(10)는 조정회로(4)를 구비하며, 상기 조정회로(4)는 조절 신호를 상기 제어-이득 증폭기(21)에 공급하고 라인(75)을 통해서 대역 통과 필터(23)의 출력신호(Bout), 및 라인(74)을 통해서 입력신호로서 복조기로부터 발생된 신호(Dstop-agc)를 그 자체에 보유한다. 상기 조정회로(4)의 과제는, 입력신호(SIN)의 증폭이 상기 입력신호의 크기에 따라 변화되는 가운데, 신호/잡음 비를 최적화하는 것이다. 상기 조정회로(4)는 조절로직부인 AGC(41) 및 디지털-아날로그 컨버터인 DAC(42)로 구성된다. 조절로직부(41)는 목적 신호를 잡음 신호로부터 분리하고 최대한 높은 수준으로 상기 목적 신호를 위한 증폭을 설정하는데, 이로써 상기 목적 신호에 대한 높은 감도가 달성될 수 있다. 이와 동시에 예컨대 주변에 의한 잡음유도가 감소된다. 상기 디지털-아날로그 컨버터(42)는 조절로직부(41)로부터 발생된 디지털 증폭기 정보를 상기 제어-이득 증폭기(21)를 위하여 아날로그 제어전압으로 변환한다.
하기에서는 도 3에 따른 관련 임펄스 다이어그램에 의해, 도 2에 도시된 복조기(31)의 기능성이 보다 상세하게 설명되며, 특히 파워트랜지스터(32)를 스위칭하는 복조기(31)의 출력신호(Dout)와 대역 통과 필터(23)의 품질계수를 떨어뜨리는 제어신호(Dtqr) 사이의 상호 연관이 설명된다.
도 2에 따라서 대역 통과 필터(23)로부터 나오는 출력신호(BOUT)가 비교기(311)에 의해 디지털화되며, 이 경우에 그 문턱 전압(319)은 고정 설정된 기준 값으로 나타나는데, 그러나 상기 기준 값은 대역 필터의 정지레벨(獨: Bandfilterruhepegel)에 대해서 신호에 따라서도 다수의 단계에 걸쳐서 설정될 수 있다. 펄스 열(Compsig)로서(도 3의 임펄스 다이어그램 311 참조) 상기 비교기(311)의 디지털 신호가 아날로그 적분회로(313) 내에 적분된다. 상기 적분기(313)는 제어한계 0% 내지 100%까지 충전 내지 방전의 상태를 인식하여, 제한되어 있는 전체 전압곡선(도 3의 임펄스 다이어그램 313 참조)이 출력신호(Intout)로서 발생된다. 상기 적분기(313)의 출력부에서는 상이한 이력(hysteresis)을 가진 3개의 슈미트 트리거(316, 317, 318)가 접속되어 있다. 본 적용예에서 스위치의 ON, OFF 프로세스는, 슈미트 트리거(316)에 대해서는 80% 및 40%에(도 3의 임펄스 다이어그램 316 참조), 슈미트 트리거(317)에 대해서는 85% 및 10%에(도 3의 임펄스 다이어그램 317 참조), 슈미트 트리거(318)에 대해서는 50% 및 25%에(도 3의 임펄스 다이어그램 318 참조)에 위치한다. 상기 슈미트 트리거의 출력신호(Dout, Dstop-agc)와 318의 시간적인 중첩으로부터 L2 및 L3의 로직 연결에 의한 제어신호 Dtqr(72), Dstop-agc(73) 및 76이 획득된다.
도 3의 임펄스 다이어그램에서는, 최대값(100%)의 80%인 상승하는 적분기 값의 경우에 사각형 복조기 출력신호(Dout)의 상승 에지가 발생되고 적분기 값이 40%인 낮아진 값의 경우에는 하강 에지가 발생되는 것을 볼 수 있다. 동일한 방식으로 상기 주어진 값에 의해 사각형 신호 Dstop-agc(317)가 발생되고, 상기 사각형 신호 Dstop-agc(317)는 유효한 데이타 비트의 전송 동안 및 그 직후에 상기 조절부(4)의 조절이 일어나지 않도록 하기 위해 조절로직부(41)로 공급된다. 이로써 상기 조정회로(4)에 가해지는 파워트랜지스터에 의한 잡음의 영향이 방지될 수 있다. 상기 사각형 신호(318), 신호 Dstop-agc(317) 및 반전 신호(Dout)는 상기 제어신호 Dtqr (72)의 발생을 위해 NAND Gate(L3)와 연결된다. 상기 Dout 신호가 자신의 저-레벨을 수용하는 반면에 그것의 하강 에지가 상기 사각형 신호(318)의 하강 에지와 동시에 일치하는 경우에는, 따라서 상기 사각형 신호(72)의 상승 에지가 발생한다.
상기 반전 Dout 신호(316) 및 Dstop-agc 신호(317)가 NAND Gate(L2)에 의해 또 하나의 사각형 신호(76)를 발생시키고, 상기 신호(76)는 비교기(311)로부터 발생된 Compsig 펄스 열(311)과 함께 AND Gate(L1)에 공급된다. 상기 사각형 임 펄스(76)의 임펄스 지속시간은 상기 Dout 신호(316)의 펄스 끝에서부터 Dstop-agc 신호(317)의 펄스 끝까지의 지속시간과 동일하다. 이로써 상기 조정회로(4)가 스위칭되지 않은 동안에 상기 비교기(311)의 리트리거(retrigger)가 방지된다.
상기 복조기(31)에서 사용된 아날로그 적분기(313)는 디지털화된 임펄스 열(Compsig )을 적분하며, 하기에서 예컨대 도 4 및 도 5에 따른 해당 임펄스 다이어그램과 관련하여 설명되는 바와 같이, 이것을 위해서 간단한 방식으로 구현될 수 있다. 예컨대 도 5에 도시된 펄스 열(Compsig )은 상이한 임펄스 시간간격을 가진 상이한 지속시간의 임펄스를 포함하고 트리거- 및 홀딩용 소자(T)로 공급되는데, 상기 트리거- 및 홀딩용 소자(T)는 제 1 임펄스의 출현에 의해 전류원(Q)을 구동시키고, 상기 전류원(Q)은 전류(I1)에 의해 적분회로 콘덴서(Cint)를 충전한다. 이 경우에 불완전한 펄스 열은 복조기(31)에 의해 불완전한 것으로서 인식되어야 하고 출력신호로 되어서는 안 된다. 이것을 위해서 상기 트리거- 및 홀딩용 소자(T)의 홀딩 기능이 이용되는데, 상기 홀딩 기능에 의해, 1.6/f0에 따른 주파수에 종속하여 선택될 수 있는 일정 지속시간이 흐른 이후에는 임펄스 부족으로 인한 플러스 적분이 중단되고 동일한 속도에 의해 마이너스 적분(獨: Abintegration)이 되며, 이제 전류싱크(S)는 상기 적분회로 콘덴서(Cint)의 방전을 위해 스위칭된다. 이러한 홀딩 기능은 임펄스 다이어그램 Hold 1.6/f0에 의해 설명되고 시점 t1 및 t2 까지의 처음 두개의 임펄스 사이에 임펄스 시간간격이 지속되는 것으로 도시되는데, 즉 상기 임펄스 시간간격 동안에는 적분이 계속되며, 그러나 상기 임펄스 시간간격은 제 2 임펄스 이후에, 다시 말해서 시점 t2 및 t3 사이에서는 완전하지 않다. 그러므로 단지 홀딩 시간 1.6/f0의 경과까지만, 즉 시점 t3 까지만 적분이 일어난다. 그런 이후에 상기 트리거- 및 홀딩용 소자(T)는, 시점 t4 까지, 전류(I2)를 가진 적분회로 콘덴서(Cint)를 방전시킬 목적으로 전류싱크(S)로 스위칭되며, 상기 시점 t4 에서는 그 다음의 임펄스가 플러스 적분을 위해 출현하는데, 여전히 추가의 임펄스가 인가되고 상기 홀딩 시간 1.6/f0이 시점 t6 에 가서야 종료됨에도 불구하고, 상기 플러스 적분은 100%의 최대 적분 값에 도달할 때까지, 시점 t5 까지, 계속된다. 그런 이후에 시점 t7 까지 마이너스 적분이 되는데, 상기 시점에서는 적분기 출력신호(Intout)의 적분 값이 자신의 출력 값인 0%에 다시 도달한다.
품질계수 조정 가능한 대역 통과 필터(23)의 구조예가 도 6에 도시되며, 상기 구조예는 도 1에 따른 수신기 회로에 사용될 수 있다. 상기 도시된 대역 통과 필터는 2차의 귀환형 필터를 도시하는데, 그것의 일반적인 전달 함수 F(s)는 하기 공식에 의해 주어진다:
F(s) = (s/ω0)/(1+(s/(ω0Q)+(s2/ω0 2))),
이 경우에 s는 Laplace 변환된 것이며, ω0는 공명 진동수이며, Q는 품질계수를 나타낸다. 하기에서 설명된 회로는 상기 전달 함수를 변환하는 것이다.
도 6에 따라서 대역 통과 필터의 출력단자(E)를 통하여 리미터(22)에 의해 제한된 아날로그 신호가 3개의 입력부(2개의 상승 입력부 및 1개의 하강 입력부)를 가진 합산기(231)의 상승 입력부에 공급된다. 상기 3개의 입력부에 인가되는 신호로 형성된 합산 신호는 증폭기(232)에 의해 인수 ω0만큼 증폭되어, 계속해서 정전용량에 추종하여, 제한되는 적분기(233)로 진행된다. 그런 이후에 상기 적분된 신호는 트랜지스터 특성곡선을 추종하는 신호 형성기(234)에 의해 형성되어 상기 대역 통과 필터(23)의 출력신호(Bout)로 형성된다. 동시에 상기 출력신호(Bout)는, 한편으로는 증폭인수 -ω0를 가진 추가 증폭기(235)와 상기 추가 증폭기 다음에 접속되어 있고 그 구조면에서 적분기(233)와 동일한 추가 적분기(236)에 의해 일어나는 피드백을 통하여 상기 합산기(231)의 제 2 상승 입력부로 유도되며, 다른 한편으로는 각각의 증폭기(237) 및 (238)을 통하여 전환 스위치(239)로 유도되는데, 상기 전환 스위치(239)는, 자체에 공급된 제어신호(Dtqr)에 따라서, 품질계수 값 10에 해당하는 증폭인수 0.1=(1/Q1)을 가진 상기 증폭기(237)를 합산기(231)의 하강 입력부와 연결하거나, 품질계수 값 1에 해당하는 증폭인수 1(=1/Q2)을 가진 상기 증폭기(238)를 상기 합산기(231)의 하강 입력부와 연결한다.
Dtqr-제어신호의 고-레벨 동안에 품질계수의 감소에 의해 - 즉, 상기 파워트랜지스터(32)의 스위치오프 순간 동안 및 그 이후 짧은 시간 동안 - 상기 필터는 에너지수용 용량이 보다 적어진 상태에 있게됨으로써, 상기 파워트랜지스터(32)에 의해 유발되는 잡음이 점프(獨: Sprung)형태로 대역 통과 입력부에서보다 신속하게 감퇴될 수 있다. 상기 제어신호(Dtqr)가 활동하는 지속시간은, 상기 대역 통과 필터(23) 앞에 접속되어 있는 회로부에서 상기 파워트랜지스터(32)의 잡음이 지속되는 만큼 길어야 한다. 잡음억제를 위한 시간이 상기 목적 신호 비트 열의 정지 시간보다 실질적으로 짧기 때문에, 이 경우에 목적 신호의 복조에 대한 네가티브 간섭은 배제된다.
실질적으로, 수신기의 일반적인 기능을 위해 요구되는, 이러한 대역 통과 필터(23)의 특성은 수신기의 대역 폭을 제한한다는데 있으며, 이로써 선행하는 단계 및 광 다이오드의 잡음이 최소화되어 목적 신호에 대한 감도가 보다 향상되고, 궁극적으로는 중심 주파수 밖에 있는 잡음 신호들도 억제될 수 있다.

Claims (15)

  1. 반송파 변조된 수신신호(Sin)에 대해서, 수신기 회로 내 품질계수 조정 가능한 대역 통과 필터(23)를 이용하여 잡음을 억제하기 위한 방법으로서, 대역 통과 필터링된 수신신호(Bout)가 복조되고 상기 복조된 수신신호(Dout)에 의해 스위칭 프로세스가 트리거되는 방법에 있어서,
    상기 대역 통과 필터(23)의 품질계수 감소와 상기 스위칭 프로세스가 상호 연관되는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 품질계수 감소의 시간길이가 적어도 상기 스위칭 프로세스에 의해 트리거된 잡음의 지속시간으로 한정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 복조된 수신신호(Dout)로서 상기 반송파 변조된 수신신호(Sin)의 포락선에 상응하는 제 1 사각형 임펄스가 상기 스위칭 프로세스의 시작을 위해 발생되며, 상기 제 1 사각형 임펄스(Dout)의 에지 중 하나에 따라서 위상 지연된 제 2 사각형 임펄스(Dtqr)가 제어신호(72)로서 상기 대역 통과 필터(23)의 품질계수 감소를 위해 도출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 사각형 임펄스(Dtqr)가 시간적으로 상기 제 1 사각형 임펄스(Dout) 이후에 이어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 사각형 임펄스(Dout)의 제 1 에지에 의해 상기 스위칭 프로세스가 개시되고 상기 제 1 사각형 임펄스(Dout)의 제 2 에지에 의해 상기 스위칭 프로세스가 종료되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    복조를 위해서 상기 대역 통과 필터링된 수신신호(Bout)가 펄스 신호(Compsig)의 형태로 양자화되고, 상기 펄스 열이 그것의 임펄스 정체상태(impulse pause)를 통해 하나의 적분 값으로 플러스 적분되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 펄스 열(Compsig)의 부재시에는 일정 시간길이 이후에 상기 플러스 적분이 종료되고, 상기 적분 값이 귀환되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 수신신호가 대역 통과 필터링 이전에 상기 수신신호의 신호 크기 및 주변 조건에 의해 결정된 제어변수에 따라서 자동 이득제어되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 자동 이득제어가 대역 통과 필터링된 수신신호의 복조 동안에는 비작동 상태로 되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 5 항에 있어서,
    상기 자동 이득제어의 비작동을 위해서 상기 제 1 사각형 임펄스(Dout)에 대해 위상 지연된 제 3 사각형 임펄스(Dstop-agc)가 발생되며, 이것의 펄스 폭이 상기 제 1 사각형 임펄스(Dout)의 펄스 폭보다 더 긴 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 적분 값에 따라서 상기 플러스 적분 동안 뿐만 아니라 귀환 동안에도 상기 제 1, 제 2 및 제 3 사각형 임펄스(Dout, Dtqr, Dstop-agc)가 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 1 항 또는 제 2 항에 따른 방법을 실행하기 위한 회로 장치에 있어서,
    상기 수신기 회로가 입력 증폭기(1)를 구비하며, 상기 입력 증폭기(1) 다음에 제어-이득 증폭기(21) 및 대역 통과 필터(23)가 접속되어 있으며, 이 경우에 상기 대역 통과 필터(23)는 2차의 필터로서 하기 전달 함수 F(s)에 따라 구성되며:
    F(s) = (s/ω0)/(1+(s/(ω0Q)+(s2/ω0 2))),
    이 경우에 s는 Laplace 변환된 것이며, ω0는 공진 주파수이며, Q는 품질계수를 나타내며, 상기 품질계수(Q)는 전환 스위치(239)를 이용하여 상기 제어신호(Dtqr)에 따라 2개의 값 (Q1) 및 (Q2)으로 조정 가능한 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    복조를 위해서 상기 대역 통과 필터(23) 다음에 비교기(311)가 펄스 열(Compsig)의 발생을 위해서 접속되어 있으며, 상기 펄스 열(Compsig)은 아날로그 적분기(313)에 공급되고 상기 적분기 값은 상이한 이력 값을 가진 다수의 슈미트 트리거(316, 317, 318)에 전달되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 슈미트 트리거(316, 317, 318)의 출력부들이 상기 대역 통과 필터(23)의 품질계수 감소를 위한 제어신호(Dtqr)의 발생을 위해서 NAND-게이트(L3)와 결합되어 있는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 제어-이득 증폭기(21)를 이용한 자동 이득제어를 위해서 조절로직부(41) 및 상기 조절로직부(41) 다음에 접속되어 있는 디지털-아날로그 컨버터(42)가 제공되며, 이 경우에 상기 대역 통과 필터링된 수신신호(Bout) 및 상기 제 3 사각형 신호(Dstop-agc)의 공급을 위해서 상기 조절로직부(41)가 각각 별개의 라인(73, 75)을 통하여 상기 대역 통과 필터(23)의 출력부 및 상기 복조기(31)의 비교기(311) 중 어느 하나와 결합되어 있는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
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Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8094591B1 (en) * 2002-03-19 2012-01-10 Good Technology, Inc. Data carrier detector for a packet-switched communication network
US7822349B2 (en) * 2002-08-01 2010-10-26 Inncom International, Inc. Digital iterative gain control
DE102005017004B4 (de) * 2005-04-07 2010-01-14 Atmel Automotive Gmbh Demodulations-und Regelkonzept, insbesondere für IR-Empfänger
JP4246222B2 (ja) 2006-07-18 2009-04-02 シャープ株式会社 キャリア検出回路、それを備えた赤外線信号処理回路、ならびにキャリア検出回路の制御方法
JP4290721B2 (ja) * 2006-11-15 2009-07-08 シャープ株式会社 バンドパスフィルタ回路、並びに赤外線信号処理回路
JP4283301B2 (ja) 2006-11-15 2009-06-24 シャープ株式会社 バンドパスフィルタ回路、バンドエリミネートフィルタ回路、並びに赤外線信号処理回路
US8787774B2 (en) * 2007-10-10 2014-07-22 Luxtera, Inc. Method and system for a narrowband, non-linear optoelectronic receiver
DE102008029620A1 (de) * 2008-06-23 2009-12-24 Vishay Semiconductor Gmbh Infrarot-Empfängerschaltung
DE102008058878A1 (de) 2008-11-26 2010-05-27 Vishay Semiconductor Gmbh Infrarot-Empfängerschaltung
DE102009056461A1 (de) 2009-12-01 2011-06-09 Vishay Semiconductor Gmbh Infrarot-Empfängerschaltung
EP2373009A3 (en) * 2010-03-31 2014-05-28 Sony Corporation Television signal receiver apparatus with sound signal detection
US8655299B2 (en) * 2010-06-03 2014-02-18 Broadcom Corporation Saw-less receiver with RF frequency translated BPF
US8565711B2 (en) * 2010-06-03 2013-10-22 Broadcom Corporation SAW-less receiver including an IF frequency translated BPF
CN103066984B (zh) * 2012-12-20 2015-07-15 西安电子科技大学 不受频率影响的动态脉冲积分电路
DE102015212845A1 (de) * 2015-07-09 2017-01-12 Forschungszentrum Jülich GmbH Filterschaltung zur Unterdrückung einer Signalverzerrung
RU2618616C1 (ru) * 2015-12-21 2017-05-04 Открытое Акционерное Общество "Научно-Исследовательский И Проектно-Конструкторский Институт Информатизации, Автоматизации И Связи На Железнодорожном Транспорте" Устройство подавления импульсных помех на входе локомотивного приемника АЛС
CN106205528B (zh) * 2016-07-19 2019-04-16 深圳市华星光电技术有限公司 一种goa电路及液晶显示面板

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4553049A (en) 1983-10-07 1985-11-12 International Business Machines Corporation Oscillation prevention during testing of integrated circuit logic chips
DE3537654C2 (de) * 1985-10-23 1995-09-21 Daimler Benz Aerospace Ag Verfahren zur Reduzierung von Störungen bei der Filterung von Empfangssignalen bei Kanal-Umschaltvorgängen in Empfängern
DE3818749A1 (de) * 1988-05-30 1989-12-21 H U C Elektronik Gmbh Fm-empfangsteil
JP2783578B2 (ja) * 1989-02-21 1998-08-06 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散通信装置
US5002612A (en) * 1989-07-19 1991-03-26 Biospherics Incorporated Process for manufacturing tagatose
CA2077257C (en) * 1989-07-19 2002-02-19 James R. Beadle Process for manufacturing tagatose
DE4005272A1 (de) 1990-02-20 1991-08-22 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur zf-bandbreitenumschaltung sowie zf-bandbreitenumschaltvorrichtung
NZ239733A (en) * 1990-09-21 1994-04-27 Ericsson Ge Mobile Communicat Mobile telephone diversity reception with predetect signal combination
US6057135A (en) * 1992-01-16 2000-05-02 Kraft Foods, Inc. Process for manufacturing D-tagatose
DE4232377A1 (de) 1992-09-26 1994-03-31 Andromeda Gmbh Infrarot-Datenübertragungs-Verfahren mit erhöhter Zuverlässigkeit
JP2822975B2 (ja) * 1996-04-09 1998-11-11 日本電気株式会社 受信機
JP3178382B2 (ja) * 1997-09-12 2001-06-18 松下電器産業株式会社 高周波装置
US6879817B1 (en) * 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
US20040151237A1 (en) * 2000-05-31 2004-08-05 Bitrage, Inc. Satellite communications system
US6991923B2 (en) * 2001-07-16 2006-01-31 Arla Foods Amba Process for manufacturing of tagatose

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Publication number Publication date
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