JP2001510294A - 赤外線信号のためのデータ受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 たとえば道路料金徴収システム用などの赤外線信号のためのデータ受信回路であって、複数の赤外線検出器（５）が設けられており、それらの赤外線検出器の信号は、妨害信号の抑圧によって有効出力を高めるため加算回路へ供給される。ＳＮ比を改善するため、複数の入力回路が設けられており、それらは各々赤外線検出器（５ａ，５ｂ〜５ｎ）と対応する別個の増幅器（６ａ，６ｂ〜６ｎ）を備えており、それらの入力回路は加算回路（７）と並列に接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、赤外線信号のためのデータ受信回路に関する。この場合、複数の赤
外線検出器が設けられており、それらの信号は障害信号抑圧により有効出力を高
めるため加算回路へ供給される。

【０００２】 たとえばテレビジョン装置において番組を選択したり音量を調整したりするた
めの、赤外線信号用のデータ送信およびデータ受信回路が公知である。また、道
路料金徴収システムのためにもすでに、デシメートル波長領域やセンチメートル
波長領域の高周波送信機の代わりに、発光ダイオードやレーザダイオードなど半
導体光送信素子を用いた赤外線領域の送信機が提案されている。この種の赤外線
データ伝送システムは、以下の変調形式で作動させることができる： ＡＭ 振幅変調 ＦＭ 周波数変調 ＰＳＫ 位相シフトキーイング ＡＳＫ 振幅シフトキーイング ＡＳＫ−ＯＯＳＫ 振幅オン／オフシフトキーイング ＰＤＭ 位相幅変調 ＰＰＭ パルス位相変調 データ受信回路では、ゲルマニウムホトダイオードまたはシリコンホトダイオ
ードが赤外線検出器として使用され、その際、結果として生じる「光電流」が増
幅され、評価される。この種のデータ受信回路を、屋内や日陰において、あるい
はたんに夜であるなどバックグラウンド光が僅かな環境で使用する場合には、バ
ックグラウンド光電流を抑圧するのに単純な増幅および補償回路で十分である。
しかし、たとえば直射日光で受信機を作動させるときなど、バックグラウンド光
電流が高まると、そのような従来の回路技術では問題となり、最終的には使用で
きなくなる。それというのも、バックグラウンド光電流によってとりわけ電流ノ
イズが高まり、通常はｎＡ領域にある有効信号流が打ち消されてしまう。

【０００３】 AT 376 083 B によれば、赤外線受信機において電磁障害を抑圧するための回 路が公知である。この場合、並列接続されたホトダイオードから成るそれぞれ２
つのグループが設けられており、その際、一方のダイオードは前置抵抗Ｒ１を介
して正の給電電圧源と接続されており、他方のダイオードは前置抵抗を介してア
ースと接続されている。ホトダイオードの一方のグループから、負の極性をもつ
有効信号がコンデンサを介して差動増幅器の一方の入力側へ供給されるのに対し
、正の極性をもつ有効信号はコンデンサを介して差動増幅器の他方の入力側へ供
給される。このようにすることで差動増幅器の出力側には有効信号が加算されて
現れることになり、他方、たとえばラジオ放送送信局などから到来する妨害放射
は抑圧される。１つの変形として、コンデンサと差動増幅器ＤＶの各入力側との
間に演算増幅器が設けられており、この演算増幅器はいわゆるインピーダンス変
換増幅器として用いられ、いっそう高速な信号処理が可能となる。

【０００４】 US 5 355 242 A に開示されている赤外線に信号受信回路においても、並列接 続されたホトダイオードから成る２つのグループが設けられており（図１参照）
、それらの有効信号はトランスおよびコンデンサを介してインピーダンス変換器
へ供給される。正の極性と負の極性をもつ有効信号を得るため、トランスの２次
巻線は逆方向に巻回されており、それらの有効信号はバンドパスフィルタを通過
した後、AT 376 083 B の場合と同じようにインピーダンス変換増幅器へ供給さ れる。差動増幅器の出力側は、ローパスフィルタを介してさらに別の差動増幅器
の入力側と接続されており、その差動増幅器の出力側にはノイズバリアとして機
能するゲート回路が接続されている。したがってこの回路の場合、有効信号の加
算は、並列接続されたホトダイオードと個々のトランスの１次巻線との接続点に
おいて行われる。

【０００５】 これら公知の回路における欠点は、有効出力を高めるため複数の赤外線検出器
（ホトダイオード）が並列接続されていると、ダイオードの並列キャパシタンス
も高まり、それによって回路の立ち上がり時間および立ち下がり時間も長くなっ
てしまう。

【０００６】 本発明の課題は、冒頭で述べた形式のデータ受信回路において、短い回路立ち
上がり時間および立ち下がり時間を達成するとともに、強いバックグラウンド光
により大きい電流ノイズが引き起こされても、データ信号のＳＮ比を大きくする
ことにある。

【０００７】 本発明によればこの課題は、冒頭で述べた形式のデータ受信回路において、複
数の入力回路が設けられており、それらは各々赤外線検出器および対応する別個
の増幅器を備えており、該複数の入力回路は加算回路に並列に接続されているこ
とにより解決される。この構成により増幅器は信号同期して動作するが、自律的
なノイズの相を有しており、それらは加算回路において確率法則に従い部分的に
加算され、部分的に打ち消される。これに対し有効信号は加算回路において同相
で加算される。このことにより全体として、使用される増幅器の個数とともにＳ
Ｎ比が絶えず増加するようになる。

【０００８】 本発明の有利な実施形態によれば、加算回路の出力側は比較器の一方の入力側
と接続されており、その比較器の他方の入力側は閾値発生器の出力側と接続され
ており、さらに閾値発生器の入力側は加算回路の出力側と接続されている。この
ようにしてＡＧＣ（Automatic Gain Control）増幅器回路の機能がシミュレート
され、これはたとえば道路料金徴収システムにおける料金所のように複数の送信
機が存在する場合、出力の弱い有効信号は抑圧され、出力の最も強い送信機だけ
が受信される。このことは、複数の走行レーンおよびそれ相応の送信機を有する
料金徴収システムにおいて、「レーン選択性」に関してとりわけ重要である。

【０００９】 この関連で、加算回路の出力側と比較器の入力側および閾値発生器の入力側と
の間に主増幅器を設けるのも好適である。この構成により、有効信号の後続処理
のためのダイナミックレンジを高めることができる。

【００１０】 自動的な閾値調整のためにきわめて有利であるのは、閾値発生器が加算回路あ
るいは場合によっては主増幅器の出力信号の整流および平滑により、その信号の
ピーク値と平均値から所定の比たとえば１：２で和を形成することであり、その
和は閾値信号として閾値発生器の出力側から送出される。

【００１１】 格別有利で簡単かつ迅速に応答する増幅器の実施形態に関して好適であるのは
、入力回路の増幅器をトランジスタ増幅器とすることである。この場合、トラン
ジスタを簡単なバイポーラトランジスタとすることができる。

【００１２】 加算回路をできるだけ簡単かつ安価に抑える目的で有利であると判明したのは
、加算回路をコンデンサにより形成することであり、このコンデンサは一方の側
で個々の増幅器出力側と接続されており、他方の側で１つの共通の結合点と接続
されている。

【００１３】 入力回路の形態が構造的に簡単になることで格別有利であるのは、赤外線検出
器をホトダイオードとすることであり、それらのホトダイオードはトランジスタ
のエミッタ抵抗と並列に接続されている。有利には、加算回路のコンデンサはト
ランジスタのコレクタ抵抗と接続されている。

【００１４】 さらに、閾値形成にあたり短い応答時間と簡単な実現の点で好適であると判明
したのは、閾値発生器の入力側をダイオードおよび直列に接続された抵抗を介し
てアースと接続し、ダイオードと抵抗との間の接続点をトランジスタのベースと
接続し、そのトランジスタに対し、加算回路または場合によっては主増幅器から
供給される出力信号のピーク値を蓄積するコンデンサを接続し、個々のピーク値
を得るためさらに別のコンデンサを分圧回路を介してダイオードまたはコンデン
サに接続することである。

【００１５】 次に、図面を参照しながら有利な実施形態に基づき本発明について説明する。
とはいえ、本発明はそれらの実施形態に限定されるものではない。

【００１６】 図１に示されている従来の赤外線信号用データ受信回路は、赤外線検出器、た
とえば１つまたは複数の並列接続された赤外線ホトダイオード１からなっている
。これらの検出器は抵抗２を介して結合される演算増幅器３の入力側に接続され
ている。演算増幅器３の出力側４から出力される増幅された信号電圧Ｕ_Sは、図 ２において時間ｔに依存して示されている。この図からは、ホトダイオード１に
よって受信された有効信号Ｕ_Nがほとんどノイズ電圧Ｕ_Rからは際だっていないこ
とが明らかである。冒頭でも述べたようにこれは主にバックグランドの光電流に
よって影響を受けている。図１にしめされているような付加的なホトダイオード
１の並列接続もＳＮ比の向上には役立たず、それどころかキャパシタンスの高ま
りのためにかえってスイッチング時間の低下を引き起こす。

【００１７】 本発明によれば、複数の入力回路と、その際の複数の赤外線ホトダイオード５
ａ，５ｂ〜５ｎが詳細にはそれぞれ別個の増幅器６ａ，６ｂ〜６ｎと共に所定の
方式で配置構成されており、この場合これらの増幅器６ａ，６ｂ〜６ｎの出力側
は、図３のブロック回路図にしめされているように加算回路７に接続されている
。この加算回路７の出力側からの加算信号は、主増幅器９に供給され、その出力
側１０は閾値発生器１２の入力側と比較器１４の入力側１３に接続されている。
この比較器１４の別の入力側１５は、閾値発生器１２の出力側１６に接続されて
いる。

【００１８】 主増幅器９から送出された信号Ｕ_Sは、図４において時間ｔに依存して示され ている。ノイズ電圧Ｕ_Rにはたとえば強いデータ信号Ｕ_S1と弱いデータ信号Ｕ_S2 が重畳する。この強いデータ信号Ｕ_S1はたとえばホトダイオード５ａ，５ｂ〜５
ｎに対して直接的に配向された赤外線送信器から生じ、それに対して弱いデータ
信号Ｕ_S2はたとえば前記第１の赤外線送信器の側方に配置された別の第２の赤外
線送信器から生じ、それ故に僅かな振幅を有している。閾値発生器１２は、ここ
において（強い）データ信号Ｕ_S1のピーク値Ｕ_Spと、前記加算信号Ｕ_Sの平均値 Ｕ_MWに依存して閾値電圧Ｕ_Schを求める。この値は比較器１４において有効信号 Ｕ_Sと比較され、それによって、閾値電圧Ｕ_Schを有効信号Ｕ_Sが上回るか下回っ た時点で比較器１４の出力側１７からは信号Ｕ_S1に相応した応答パルスＵ_Kが生 じる。この応答パルスは後続するデータ処理ユニット（図示されていない）にさ
らなる処理のために供給される。

【００１９】 このようにして選択的な信号評価が行われる。この場合ＳＮ比は、データ信号
の存在のもとで向上され、別の送信器の弱いデータ信号は抑圧される。特に有利
にはピーク値Ｕ_Spと平均値Ｕ_MWからの閾値電圧Ｕ_Schが１：２の比で求められる 。この閾値発生器の作動方式は、あらゆるＡＧＣ（Automatic Gain Control）増
幅器と機能的に対等である。

【００２０】 次に本発明によるデータ受信回路の具体的な実施形態を図５に基づいて説明す
る。

【００２１】 図５に示された赤外線ホトダイオード５ａ，５ｂ〜５ｎは、それぞれ前記図３
に基づいて説明した増幅器６ａ，６ｂ〜６ｎを形成しているｎｐｎトランジスタ
１９ａ，１９ｂ〜１９ｎのエミッタ抵抗１８ａ，１８ｂ〜１８ｎに対して並列に
接続されている。全てのトランジスタに対して共通のベース分圧器は、抵抗２０
，２１によって形成されている。この場合抵抗２０は正の供給電圧源Ｕ_Vに接続 され抵抗２１はアースに接続されている。これらの抵抗２０，２１は、トランジ
スタ１９ａ，１９ｂ〜１９ｎのベース電極に接続されている。バッファコンデン
サ２２は、このアースと供給電圧源Ｕ_Vの間に接続されている。フィルタリング コンデンサ２３は抵抗２１と並列に接続されている。

【００２２】 トランジスタ１９ａ，１９ｂ〜１９ｎのコレクタはそれぞれコレクタ抵抗２４
ａ，２４ｂ〜２４ｎを介して供給電圧源Ｕ_Vに接続されている。トランジスタ１ ９ａ，１９ｂ〜１９ｎの各コレクタからはそれぞれ１つの結合コンデンサ２５ａ
，２５ｂ〜２５ｎが共通の接続点２６に接続されており、それによって前記図３
に基づいて説明したホトダイオード５ａ，５ｂ〜５ｎから供給されトランジスタ
１９ａ，１９ｂ〜１９ｎを介して増幅される信号のために加算回路７が形成され
る。そのノイズ成分は接続点２７において確率的に重畳され、すなわち部分的に
加算され部分的に打ち消され、これに対して有効信号は線形的に、かつ同じ位相
位置で加算される。それによりＳＮ比は、ホトダイオード５の数と共に向上され
る。

【００２３】 主増幅器９は、たとえば相前後して接続された２つの演算増幅器２７，２８か
らなる。この場合一方の増幅器２７の反転入力側（−）は、結合コンデンサ２５
ａ，２５ｂ〜２５ｎの接続点２６と接続されている。この増幅器２７の出力側は
、結合コンデンサ２９を介してもう一方の増幅器２８の反転入力側（−）に接続
されている。その出力側は主増幅器９の出力側を形成する。これらの増幅器２７
，２８は、抵抗３０，３１を介して減結合されており、この場合一方の増幅器２
７の抵抗３０に対してはコンデンサ３２が並列に接続されている。前記２つの増
幅器２７，２８の非反転入力側（＋）はトランジスタ１９ａのベースに接続され
ている。抵抗３０，３１とコンデンサ２９、３２の相応の選定によって、主増幅
器の下方の限界周波数が有効信号Ｕ_Nの周波数ｆ₀に選択的に適合化される。

【００２４】 図５では主増幅器９や閾値発生器１２を形成している電子回路群がそれぞれ破
線で囲まれるようにして示されている。

【００２５】 閾値発生器１２の入力側１１ではダイオード３５と抵抗３６からなる直列回路
がアースに接続されている。ダイオード３５のカソードと抵抗３６の間の接続点
３７は、ｐｎｐトランジスタ３８のベースに接続されており、そのエミッタ抵抗
３９は正の電圧源ＵVに接続され、コレクタ抵抗４０はアースに接続されている 。閾値発生器１２の入力側１１と前記ｐｎｐトランジスタ３８のコレクタの間に
は、２つの抵抗４４及び４５から形成される分圧器が設けられており、この場合
これらの２つの抵抗４４と４５の接続点４６からはコンデンサ４７がアースに対
して接続されている。別のコンデンサ４８はトランジスタ３８のコレクタからア
ースに対して接続されている。抵抗４４，４５の接続点４６は閾値発生器の出力
側１６を形成している。この出力側は、そのつど回路点１０ないし１１における
（最も強い）有効信号（Ｕ_S）の強さに適合化されて生成された可変の閾値Ｕ_Sch を供給する。

【００２６】 前述した変調方式では有利にはＡＳＫ−ＯＯＳＫ変調が用いられているが、す
なわち赤外線送信器（図示されていない）から従来方式で赤外線パルスパケット
シーケンスが発せられているが、これはホトダイオード５ａ，５ｂ〜５ｎによっ
て電気的パルスに変換され、出力側１０（１１）において信号Ｕ_Sとして発せら れている。

【００２７】 トランジスタ３８は、静止状態、すなわちパルスが生じていない状態において
、僅かなコレクタ静止電流を供給する。これはコンデンサ４７の、供給電圧Ｕ_V のほぼ半分の電圧までの充電のために供給される。トランジスタ３８の動作点は
次のように設定される。すなわちコンデンサ４８も供給電圧Ｕ_Vのほぼ半分の電 圧まで充電されるように設定される。

【００２８】 パルスの発生の際には、トランジスタ３８が各パルスのもとでパルスの持続時
間の間完全に遮断される。すなわちコンデンサ４７と４８がこの期間の間は放電
され、パルス休止期間中は再び充電される。抵抗３６，４４，４５の値とこれら
のコンデンサ４７，４８の値の選択によって、パルス持続期間とパルス休止期間
に依存して、コンデンサ４７，４８の充放電に対する相応の時定数ないし電圧が
定められる。これらはデータ信号Ｕ_Sのピーク値Ｕ_Spないし平均値Ｕ_MWに相応し ており、これによってそこから閾値電圧Ｕ_Schが前述したような所望の比で求め られる。

【００２９】 ダイオード３５において複数のパルス、たとえば３つのパルスの後で生じる電
圧は、データ信号Ｕ_Sの平均値Ｕ_MWないしは整流値に比例する。それに対してコ ンデンサ４８に生じた電圧は、データ信号Ｕ_Sのピーク値Ｕ_Spに比例する。これ らの２つの電圧値はそれぞれ抵抗４４と４５を介してそれらの共通のコンデンサ
４７にて積分される（すなわち抵抗４４と４５の比で）。所望の比、たとえば１
：２の比をピーク値Ｕ_Spと平均値Ｕ_MWから得るためには、抵抗４４の値が抵抗４
５の値の２倍の大きさに選定される。もちろんその他の比もこれらの抵抗４４，
４５の相応の選定によって得ることが可能である。この場合２つの抵抗４４，４
５の代わりに、ポテンショメータを用いて連続的にピーク値Ｕ_Spに関連して閾値
電圧Ｕ_Schの設定を選択に行うことも可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来方式のデータ受信回路のブロック回路図である。

【図２】 図１による回路のもとでのＳＮ比の経過を概略的に示したダイヤグラムである
。

【図３】 本発明によるデータ受信回路のブロック回路図である。

【図４】 図３によるデータ受信回路の一部の機能を説明するためのダイヤグラムである
。

【図５】 本発明によるデータ受信回路の目下の特に有利な実施形態の一部を示したブロ
ック回路図である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１２年１月１１日（２０００．１．１１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｌ 31/10 Ｈ０３Ｆ 3/08 Ｈ０３Ｋ 17/78 (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ， ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，Ｌ Ｖ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ， ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，Ｕ Ｓ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 ヘルムート リーダー オーストリア国 グラーツ ズュートティ ローラープラッツ 10

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の赤外線検出器（５ａ，５ｂ〜５ｎ）が設けられており
   、各赤外線検出器の信号は、妨害信号抑圧により有効出力を高めるため加算回路
   （７）へ供給される形式の、赤外線信号のためのデータ受信回路において、 複数の入力回路が設けられており、それらは各々赤外線検出器（５ａ，５ｂ〜
   ５ｎ）および対応する別個の増幅器（６ａ，６ｂ〜６ｎ）を備えており、該複数
   の入力回路は加算回路（７）に並列に接続されていることを特徴とする、赤外線
   信号のためのデータ受信回路。
2. 【請求項２】 加算回路（７）の出力側（８）は比較器（１４）の一方の入
   力側（１３）と接続されており、該比較器の他方の入力側（１５）は閾値発生器
   （１２）の出力側（１６）と接続されており、該閾値発生器の入力側（１１）は
   加算回路（７）の出力側（８）と接続されている、請求項１記載のデータ受信回
   路。
3. 【請求項３】 前記加算回路（７）の出力側（８）と比較器（１４）の一方
   の入力側（１３）および閾値発生器（１２）の入力側（１１）との間に主増幅器
   （９）が設けられている、請求項２記載のデータ受信回路。
4. 【請求項４】 前記閾値発生器（７）は、加算回路（７）または場合によっ
   ては主増幅器（９）の出力信号（Ｕ_S）の整流および平滑化により、前記信号（ Ｕ_S）のピーク値（Ｕ_SP）および平均値（Ｕ_Mw）から所定の比で和を形成し、該 和は閾値信号（Ｕ_Sch）として前記閾値発生器（１２）の出力側（１１）から送 出される、請求項２または３記載のデータ受信回路。
5. 【請求項５】 前記入力回路の増幅器（６ａ，６ｂ〜６ｎ）はトランジスタ
   増幅器（１９ａ，１９ｂ〜１９ｎ）である、請求項１〜４のいずれか１項記載の
   データ受信回路。
6. 【請求項６】 前記加算回路（７）はコンデンサ（２５ａ，２５ｂ〜２５ｎ
   ）によって形成されており、該コンデンサは一方の側で増幅器出力側と接続され
   ており、他方の側で１つの共通の接続点（２６）と接続されている、請求項１〜
   ５のいずれか１項記載のデータ受信回路。
7. 【請求項７】 前記赤外線検出器はホトダイオード（５ａ，５ｂ〜５ｎ）で
   あり、該ホトダイオードはトランジスタ（１９ａ，１９ｂ〜１９ｎ）のエミッタ
   抵抗（１８ａ，１８ｂ〜１８ｎ）と並列に接続されている、請求項１〜６のいず
   れか１項記載のデータ受信回路。
8. 【請求項８】 前記加算回路（７）のコンデンサ（２５ａ，２５ｂ〜２５ｎ
   ）は、トランジスタ（１９ａ，１９ｂ〜１９ｎ）のコレクタ抵抗（２４ａ，２４
   ｂ〜２４ｎ）と接続されている、請求項６または７記載のデータ受信回路。
9. 【請求項９】 前記閾値発生器（１２）の入力側（１１）は、ダイオード（
   ３５）および直列接続された抵抗（３６）を介してアースと接続されており、 前記のダイオード（３５）と抵抗（３６）との間の接続点は、トランジスタ（
   ３８）のベースと接続されており、該トランジスタに、前記加算回路（７）また
   は場合によっては主増幅器（９）から供給される出力信号のピーク値（Ｕ_Sp）を
   蓄積するコンデンサ（４８）が接続されており、個々の閾値（Ｕ_Sch）を得るた め別のコンデンサ（４７）が分圧回路（４４，４５）を介してダイオード（３５
   ）またはコンデンサ（４８）と接続されている、請求項４〜８のいずれか１項記
   載のデータ受信回路。