JP3878192B2

JP3878192B2 - 赤外線通信装置

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Publication number: JP3878192B2
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Inventors: 隆典奥田; 成一横川
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Publication date: 2007-02-07
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Description

本発明は、赤外線通信装置に関し、特に、入力信号レベルの変化に対する誤動作の防止に関するものである。

図８は、一般的な赤外線受信装置１の電気的構成を示すブロック図である。送信装置からの赤外光は、フォトダイオードｄによって光電変換され、前置アンプａ１から結合コンデンサｃ０を介して、交流成分が利得可変のアンプａ２に入力される。アンプａ２の出力は、抵抗ｒ１，ｒ２で分圧されてピークホールド回路ｐｈ１へ入力される。ピークホールド回路ｐｈ１は、比較的短時間の時定数を有し、入力信号のピーク値をホールドコンデンサｃ１によってホールドする。

前記ピークホールド回路ｐｈ１のホールド値は、分圧抵抗ｒ３，ｒ４によって分圧されて、比較器ｃｍｐ１の反転入力端子に入力される。比較器ｃｍｐ１の非反転入力端子には、前記分圧抵抗ｒ１，ｒ２を介するアンプａ２の出力が与えられており、比較器ｃｍｐ１の出力は、出力トランジスタｑ１のベースに与えられる。出力トランジスタｑ１のコレクタは、抵抗ｒ５を介してハイレベルＶｃｃの電源ラインに接続されるとともに、出力端子ｐ０に接続されており、エミッタは接地されている。

また、前記アンプａ２からの出力は、比較的長時間の時定数を有するピークホールド回路ｐｈ２に入力されており、ホールドコンデンサｃ２のホールド値は、比較器ｃｍｐ２の非反転入力端子に入力されている。前記比較器ｃｍｐ２の反転入力端子には、予め定める基準電圧ｖｒｅｆ１が与えられており、比較器ｃｍｐ２は、ピークホールド回路ｐｈ２のホールド値が前記基準電圧ｖｒｅｆ１より低いときにはアンプａ２の利得を増大し、高いときには減少するＡＧＣ信号を出力する。したがって、このピークホールド回路ｐｈ２によって外来光ノイズのピークレベルを捉え、そのレベルが前記基準電圧ｖｒｆ１より大きくなると、アンプａ２のゲインを低下するＡＧＣ動作が行われる。

上述のように構成される赤外線受信装置１では、図９（ａ）で示すようなフォトダイオードｄの光電変換出力は、アンプａ１，ａ２によって、図９（ｂ）において、参照符α１で示すように増幅される。一方、ピークホールド回路ｐｈ１のホールド値は、参照符α２で示すようになるのに対して、抵抗ｒ３，ｒ４によるその分圧出力である比較器ｃｍｐ１の弁別レベルは、参照符α３で示すようになる。したがって、出力端子ｐ０には、比較器ｃｍｐ１によって前記アンプａ２の出力をピークホールド回路ｐｈ１のホールド値の分圧値でレベル弁別した弁別結果が、出力トランジスタｑ１および抵抗ｒ５で反転されて、図９（ｃ）で示すようなローアクティブの受信信号波形が出力される。

上述のように構成される赤外線受信装置１を用いる赤外線通信装置を時分割多元接続する場合、たとえば図１０で示すように、共通のホスト機２と多数の子機３，３，…との間で通信を行うにあたって、ホスト機２を受信装置とし、子機３を送信装置とする場合、各子機３とホスト機２との間の距離や指向角によって、ホスト機２での受光レベルが大きく変動する。

したがって、比較的近距離やフォトダイオードｄの正面側に位置する子機の赤外光から、比較的遠距離やフォトダイオードｄの正面側でない子機からの赤外光に切換えると、図１１（ａ）で示すように、参照符α１で示す受信信号のレベル変化に対して、ピークホールドレベルが参照符α２で示すようにしか追従できず、検波レベルが参照符α３で示すようにしか追従できない。すなわち、検波レベルが、近距離または正面側の子機からの信号レベルに追従して大きくなったまま、信号レベルの小さい遠距離または正面側でない子機からの信号を受信するにあたって、所定の初期レベルＬ１に復帰できておらず、比較器ｃｍｐ１で弁別エラーが発生し、図１１（ｂ）で示すように、出力波形に誤動作が生じるという問題がある。

図１２は、上述のような不具合を解決することができる典型的な従来技術のピークホールド回路ｐｈ１１の電気的構成を示すブロック図である。入力端子ｐ１に入力された入力信号は、入力抵抗ｒ１１を介して比較器ｃｍｐ１１の非反転入力端子に入力される。この比較器ｃｍｐ１１の反転入力端子には、後述する比較器ｃｍｐ１２から出力端子ｐ２への出力が、帰還抵抗ｒ１２を介して入力されている。比較器ｃｍｐ１１は、入力信号が出力信号より高いときには、抵抗ｒ１３およびダイオードｄ１１を介してホールドコンデンサｃ１１へ充電電流を供給する。ホールドコンデンサｃ１１には、前記比較器ｃｍｐ１１からの充電電流よりも小さい電流値の放電用の定電流源ｆ１１が並列に接続されている。ホールドコンデンサｃ１１の端子電圧は、バッファとして機能する前記比較器ｃｍｐ１２を介して、出力端子ｐ２へ出力される。

一方、前記比較器ｃｍｐ１１の出力はまた、抵抗ｒ１４を介して比較器ｃｍｐ１３の反転入力端子に与えられており、この比較器ｃｍｐ１３の非反転入力端子は、抵抗ｒ１５を介して接地されている。比較器ｃｍｐ１３は、比較器ｃｍｐ１１からの出力がハイレベルとなると、出力端子からコンデンサｃ１２へローレベルを出力する。また、このコンデンサｃ１２の入力端は、抵抗ｒ１６を介してハイレベルＶｓにプルアップされている。したがって、比較器ｃｍｐ１３からローレベルが出力されると、コンデンサｃ１２は瞬時に放電を行い、比較器ｃｍｐ１３の出力がオープンとなると、ｃ１２・ｒ１６の時定数で充電を行う。

コンデンサｃ１２の端子電圧は、比較器ｃｍｐ１４の非反転入力端子に入力されており、この比較器ｃｍｐ１４は、前記コンデンサｃ１２の端子電圧が反転入力端子に入力される基準電圧ｖｒｅｆ１１よりも高いときにはハイレベルを出力し、そうでないときにはローレベルを出力する。前記比較器ｃｍｐ１４からの出力は、抵抗ｒ１７，ｒ１８で分圧されて、トランジスタｑ１１のベースに与えられる。このトランジスタｑ１１のコレクタは、抵抗ｒ１９を介して前記ホールドコンデンサｃ１１の入力端に接続されており、エミッタは接地されている。

したがって、比較器ｃｍｐ１４からの出力がハイレベルである期間は、定電流源ｆ１１にトランジスタｑ１１が並列に接続されて、ホールドコンデンサｃ１１の放電が行われ、前記初期レベルＬ１に維持される。

上述のように構成されるピークホールド回路ｐｈ１１では、図１３（ａ）で示す入力信号波形に対して、比較器ｃｍｐ１１の出力信号波形は、図１３（ｂ）で示すようになり、比較器ｃｍｐ１３の出力信号波形は、図１３（ｃ）で示すようになる。したがって、前記時定数ｃ１２・ｒ１６および基準電圧ｖｒｅｆ１１を調整することによって、比較器ｃｍｐ１４において、入力信号が検出されなくなったことを判定する判定タイミングを遅らせ、入力信号が検出されなくなった時刻ｔ１から所定時間ｔｄ経過後の時刻ｔ２に、図１３（ｄ）で示すようにトランジスタｑ１１を導通してリセット動作を行わせることによって、図１３（ｅ）で示すホールドコンデンサｃ１１のホールド値を、前記初期レベルＬ１にリセットすることができる。

上述のように構成されるピークホールド回路ｐｈ１１は、リセット動作時には、トランジスタｑ１１を導通してホールドコンデンサｃ１１の電荷を瞬時に放電させてしまうので、そのホールド値は、図１４（ａ）において参照符α２で示すように、前記初期レベルＬ１よりも低下してしまう。図１４（ａ）において、前記図９（ｂ）および図１１（ａ）と同様に、入力信号は参照符α１で示し、検波レベルは参照符α３で示す。このため、前記比較器ｃｍｐ１およびトランジスタｑ１などから成る出力回路で波形整形された出力は、図１４（ｂ）で示すようになり、エラーパルスが発生してしまうという問題がある。

また、赤外線通信素子は携帯可能な情報通信装置への搭載が進んでおり、小型低コスト化のために、受発光素子を一体で構成した双方向通信に対応可能な素子が開発されている。図１５に、双方向通信素子１１の模式的構造を示す。この双方向通信素子１１では、送信側となる発光ダイオードと、それを駆動するための集積回路とを搭載した基板１２と、受信側となるフォトダイオードと、受信用集積回路とを搭載した基板１３とが、樹脂などによって一体で封止されている。

このような構成では、参照符１４で示す通信相手の通信素子への出力光の一部が、前記封止樹脂などを介して、参照符１５で示すように受光素子側に回り込んでしまい、前記ピークホールド回路ｐｈ２のホールド値が上昇し、前記ＡＧＣ動作によってアンプａ２の利得が低下してしまうという問題がある。

すなわち、図１６（ａ）で示すように、時刻ｔ１１で送信信号の出力を停止して受信動作に切換わっても、ピークホールド回路ｐｈ２のホールド値は、図１６（ｃ）で示すように上昇したままであり、前記基準電圧ｖｒｅｆ１以下となる時刻ｔ１２から受信動作が可能となり、図１６（ｂ）で示す通信相手からの送信信号に対して、図１６（ｄ）で示すように、受信信号の波形整形が開始される。このため、前記時刻ｔ１１〜ｔ１２間で示す期間が信号を受信できない不感時間ｔｏｆｆとなり、通信装置のパフォーマンスが低下するという問題がある。

前記不感時間ｔｏｆｆは、ホールドコンデンサｃ２２の静電容量をｃ２２とし、信号入力による該ホールドコンデンサｃ２２の電圧上昇分をΔｖｃ２２とし、放電電流をｉｃとするとき、
ｔｏＦＦ＝ｃ２２×Δｖｃ２２／ｉｃ …（１）
で与えられる。

本発明の目的は、誤動作を防止し、パフォーマンスを向上することができるピークホールド回路およびそれを備える赤外線通信装置を提供することである。

本発明に係る赤外線通信装置は、相互に一体化された受発光素子を備える双方向の赤外線通信装置において、予め定める期間に亘って送信信号のレベル変動が無いことから該送信信号の終了を検知し、受信装置の感度復帰を行うタイムカウンタを備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、前記予め定める期間を通信規約によって決定される最大無信号期間に設定しておくことによって送信の終了を検知することができ、これに応答して、送信時の赤外光によって所定の初期レベルから変動していたピークホールド回路のホールド値や受信装置の感度をリセットすることができ、前記予め定める期間経過後から速やかに受信動作に移ることができ、パフォーマンスを向上することができる。

さらにまた、本発明に係る赤外線通信装置では、前記受信装置は、受光素子からの光電変換出力を増幅する利得可変の増幅器と、前記増幅器の出力に基づいて検波レベルを設定するために比較的短時間の時定数でピーク検出を行う第１のピークホールド回路と、前記増幅器の出力からノイズレベルを検出し、その検出結果に応答して前記増幅器の利得を制御してＡＧＣ動作を実現するために比較的長時間の時定数でピーク検出を行う第２のピークホールド回路と、第１のピークホールド回路によって設定された検波レベルで前記増幅器の出力をレベル弁別して波形整形を行う出力回路とを備えて構成され、前記タイムカウンタは、少くとも前記第２のピークホールド回路のホールド値をリセットすることによって増幅器のゲインのリセットを行い、前記感度復帰を行うことを特徴とする。

上記の構成によれば、ＡＧＣレベルを設定するための第２のピークホールド回路のホールド値のリセットを行うことによって、受光素子からの光電変換出力を増幅する増幅器のゲインのリセットを行い、受信装置の感度を所定の初期レベルに復帰させることができる。また、併せて、検波レベルを設定するための第１のピークホールド回路のホールド値のリセットを行ってもよい。

本発明に係る赤外線通信装置は、以上のように、相互に一体化された受発光素子を備える双方向の赤外線通信装置において、通信規約によって決定される最大無信号期間などの予め定める期間に亘って送信信号のレベル変動が無いことから、該送信信号の終了を検知し、受信装置の感度復帰を行う。

それゆえ、送信時の赤外光によって所定の初期レベルから変動していたピークホールド回路のホールド値や受信装置の感度をリセットすることができ、前記予め定める期間経過後から速やかに受信動作に移ることができ、パフォーマンスを向上することができるという効果を奏する。

さらにまた、本発明に係る赤外線通信装置は、以上のように、前記受信装置の感度復帰を、ＡＧＣレベルを設定するための第２のピークホールド回路のホールド値のリセットを行うことによって実現する。

それゆえ、受信装置の感度の所定の初期レベルへの復帰を具体的に実現することができるという効果を奏する。また、併せて、検波レベルを設定するための第１のピークホールド回路のホールド値のリセットを行ってもよい。

本発明の赤外線通信装置について、主に、図６および図７に基づいて説明すれば以下の通りである。

まず、本発明で用いられるピークホールド回路の実施の一形態について、図１〜図５に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施の一形態のピークホールド回路ＰＨの概略的構成を示すブロック図である。このピークホールド回路ＰＨは、大略的に、ピークホールド部２１と、リセット部２２とを備えて構成されている。入力端子Ｐ１への入力信号は、ピークホールド部２１に入力されて、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に与えられており、この比較器ＣＭＰ１の反転入力端子には、出力端子Ｐ２の出力信号レベルが帰還されている。比較器ＣＭＰ１は、入力信号レベルが出力信号レベルよりも高いときには、整流性素子Ｄを介してホールドコンデンサＣに充電電流Ｉ１を供給する。このホールドコンデンサＣには、並列に定電流源Ｆ０２が介在されており、常時、定電流Ｉ２で放電されている。Ｉ１＞Ｉ２であり、したがってホールドコンデンサＣは、入力信号のピークレベルを保持し、その端子電圧は、バッファＢを介して前記出力端子Ｐ２へ出力される。このようにして、ピークホールド動作が実現されている。

一方、チャネル切換えに応答して、外部から端子Ｐ３に入力されるリセット信号は、リセット部２２に入力され、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子に与えられており、この比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦ１が入力されている。前記ホールドコンデンサＣには、並列にスイッチＳ１と定電流源Ｆ０３との直列回路が接続されており、また比較器ＣＭＰ１の駆動回路部分にも、スイッチＳ２と定電流源Ｆ０４との直列回路が接続されている。前記スイッチＳ１，Ｓ２は、比較器ＣＭＰ２からハイレベルが出力されると導通する。

したがって、比較器ＣＭＰ２は、前記リセット信号が前記基準電圧ＶＲＥＦ１以下のアクティブ状態となると、前記スイッチＳ１，Ｓ２を導通する。これによって、比較器ＣＭＰ１からの充電電流Ｉ１には、定電流源Ｆ０４による電流Ｉ４が加算され、また放電電流Ｉ２には、定電流源Ｆ０３による電流Ｉ３が加算される。こうして、リセット信号の入力時には、ホールドコンデンサＣの充放電電流が増大され、ピークホールド回路ＰＨの応答速度が向上されている。

図２は、上述のように構成されるピークホールド回路ＰＨの具体的構成を示す電気回路図である。入力端子Ｐ１への入力信号は、バッファ用のトランジスタＱ０を介して、差動対を構成する一方のトランジスタＱ１のベースに与えられる。このトランジスタＱ１のコレクタは、ハイレベルＶｃｃの電源ライン２３に接続され、エミッタは、対を成すトランジスタＱ２のエミッタとともに、トランジスタＱ６を介して接地されている。また、前記トランジスタＱ０のエミッタは、前記トランジスタＱ１のベースに接続されるとともに、定電流源Ｆ０を介して、前記電源ライン２３に接続され、コレクタは、接地されている。

一方、ホールドコンデンサＣの電位は、前記バッファＢであるトランジスタＱ１０を介して出力端子Ｐ２へ出力される。前記トランジスタＱ１０のベースは、前記ホールドコンデンサＣの一方の端子に接続され、エミッタは、定電流源Ｆ２を介して前記電源ライン２３に接続されるとともに、出力端子Ｐ２に接続され、コレクタは接地されている。また、このトランジスタＱ１０のエミッタは、バッファ用のトランジスタＱ１１のベースに接続されており、このトランジスタＱ１１のコレクタは、定電流源Ｆ３を介して前記電源ライン２３に接続され、エミッタは、定電流源Ｆ５を介して接地されている。前記トランジスタＱ１１のエミッタはまた、バッファ用のトランジスタＱ７のベースに接続されており、このトランジスタＱ７のエミッタは、定電流源Ｆ１を介して、前記電源ライン２３に接続されるとともに、前記トランジスタＱ２のベースに接続され、コレクタは、接地されている。

したがって、ホールドコンデンサＣの端子電圧をＶＣとし、トランジスタＱ０，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１１のベース−エミッタ間電圧をそれぞれＶ_BE０，Ｖ_BE７，Ｖ_BE１０，Ｖ_BE１１とし、入力端子Ｐ１の端子電圧をＶＰとすると、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電位ＶＢ１，ＶＢ２は、
ＶＢ１＝ＶＰ＋Ｖ_BE０＝ＶＰ＋Ｖ_BE …（２）
ＶＢ２＝ＶＣ＋Ｖ_BE１０−Ｖ_BE１１＋Ｖ_BE７＝ＶＣ＋Ｖ_BE …（３）となる。トランジスタＱ０，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１１へは、定電流源Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ５によって定電流が供給されており、上式において、Ｖ_BE０≒Ｖ_BE７≒Ｖ_BE１０≒Ｖ_BE１１＝Ｖ_BEとしている。

したがって、前記入力信号の電圧変化に対応してホールドコンデンサＣが充放電され、該ホールドコンデンサＣの端子電圧が入力信号と釣合うことになる。

トランジスタＱ２のコレクタは、トランジスタＱ４を介して前記電源ライン２３に接続されている。このトランジスタＱ４は、トランジスタＱ３とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ３のエミッタは、前記電源ライン２３に接続され、ベースおよびコレクタは、トランジスタＱ５を介して接地されている。このトランジスタＱ５および前記トランジスタＱ６のベースには、前記電源ライン２３と接地ライン２４との間に介在される定電流源Ｆ４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、トランジスタＱ１２との直列回路において、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位が与えられる。また、この直列回路において、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ１２との接続点の電位は、ホールドコンデンサＣと並列に接続される放電用のトランジスタＱ９のベースに与えられる。ホールドコンデンサＣにはまた、トランジスタＱ４のコレクタ電流が、前記整流性素子Ｄであるダイオード接続されたトランジスタＱ８を介して与えられる。

したがって、上述のように構成されるピークホールド部２１において、定電流源Ｆ４によって規定される電流Ｉ０と抵抗Ｒ１，Ｒ２とによって決定される電流Ｉ１，Ｉ５，Ｉ２が、前記トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ９にそれぞれ流れる。トランジスタＱ５とトランジスタＱ６との面積比は、１：２に設定されている。したがって、入力信号レベルがホールドコンデンサＣのホールド値よりも高いときには、トランジスタＱ４からトランジスタＱ８を介して流れる充電電流Ｉ１とトランジスタＱ９を介して流れる放電電流Ｉ２との差Ｉ１−Ｉ２で充電が行われ、前記入力信号レベルがホールド値よりも低いときにはＩ２で放電が行われる。

リセット部２２において、前記端子Ｐ３へのリセット信号は、差動対の一方のトランジスタＱ２０のベースに与えられる。このトランジスタＱ２０のベースはまた、プルアップ抵抗Ｒ６を介して前記ハイレベルＶｃｃの電源ライン２３に接続され、コレクタは、抵抗Ｒ３を介して前記電源ライン２３に接続され、エミッタは、前記差動対を構成する他方のトランジスタＱ１９のエミッタとともに、定電流源Ｆ６を介して接地されている。前記トランジスタＱ１９のコレクタは、前記電源ライン２３に接続され、ベースには、前記電源ライン２３と接地ライン２４との間に介在される抵抗Ｒ４とトランジスタＱ１８，Ｑ２１，Ｑ２２との直列回路において、トランジスタＱ１８，Ｑ２１の接続点の電位が与えられる。前記トランジスタＱ１８は、トランジスタＱ２３とカレントミラー回路を構成しており、このトランジスタＱ２３のエミッタは、抵抗Ｒ７を介して前記電源ライン２３に接続され、ベースおよびコレクタは、定電流源Ｆ７を介して接地されている。トランジスタＱ２１，Ｑ２２は、それぞれダイオード接続されており、したがって、前記トランジスタＱ１９のベースには、２Ｖ_BE（Ｖ_BEは、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース−エミッタ間電圧であり、約０．７Ｖ）が与えられる。

また、前記トランジスタＱ２３とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１７が設けられており、このトランジスタＱ１７のエミッタは、抵抗Ｒ３を介して前記電源ライン２３に接続され、コレクタは、抵抗Ｒ５とトランジスタＱ１６との並列回路を介して接地されている。トランジスタＱ１６は、トランジスタＱ１３，Ｑ１４，Ｑ１５とカレントミラー回路を構成しており、これらのトランジスタＱ１３，Ｑ１４，Ｑ１５は、それぞれ前記トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ９と並列に設けられている。トランジスタＱ１３，Ｑ１４とトランジスタＱ１５との面積比は、たとえば２：１である。

したがって、端子Ｐ３にローアクティブのリセット信号が与えられて、該端子Ｐ３が２Ｖ_BE以下となると、トランジスタＱ２０が遮断し、トランジスタＱ１９が導通し、トランジスタＱ２０によってバイパスされていた電流が、トランジスタＱ１７を介して抵抗Ｒ５に流れ、これによってトランジスタＱ１６のベース電圧が上昇し、トランジスタＱ１６が導通する。これによって、トランジスタＱ１３，Ｑ１４，Ｑ１５が導通し、前記トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ９を流れる電流Ｉ１，Ｉ５，Ｉ２に、該トランジスタＱ１３，Ｑ１４，Ｑ１５による電流Ｉ４，Ｉ６，Ｉ３がそれぞれ加算されることになる。

ここで、ピークホールド部２１の応答時間τは、ホールドコンデンサＣの容量、電圧変化量ΔＶおよび電流Ｉを用いて、
τ＝Ｃ×ΔＶ／Ｉ …（４）
で表すことができ、上述のように電流Ｉを増加することによって、前記図１で説明したように、ピークホールド部２１の応答速度を速くすることができる。上記式４から、電流Ｉをたとえば１０倍に増加することによって応答時間τは１／１０となり、前記リセット部２２において付加される電流Ｉ４，Ｉ６，Ｉ３は、通常時に流れる電流Ｉ１，Ｉ５，Ｉ２に比べて、このように充分大きな値に設定される。

このようにして、充電電流および放電電流をともに増加させることができ、図３（ａ）において、参照符α１で示す入力信号波形のレベルの大きな切換わりに対して、時刻Ｔ１で示すようにリセット動作を行うことによって、参照符α２で示すホールド値が初期レベルＬ１よりも落込むことを防止することができる。これによって、該ピークホールド回路ＰＨを前述のような赤外線通信装置に用いた場合、検波レベルも参照符α３で示すように落込むことがなく、参照符α１で示す入力信号波形に対して、図３（ｂ）で示すようにエラーパルスのない出力波形を得ることができる。

このとき、図３（ｃ）で拡大して示すように、前記式４に関連して述べたとおりに電流Ｉを変化することによって、ホールドコンデンサＣのホールド値の変化を、参照符α２からα２１やα２２で示すように変更することができ、前記応答時間τ、すなわちリセット完了時刻を、時刻Ｔ２から、所望とする任意の時刻Ｔ３やＴ４に変更することができる。

なお、前記リセット信号は、波形整形されたパルスを計数するなどして、送信信号の終了を検知することによって作成されてもよく、また、たとえば図４のリセット回路３１で示すように、波形整形されたパルスの終了からディレイタイマによって所定時間カウントした後に出力されるようにしてもよい。このリセット回路３１は、前記図３（ｂ）で示す波形整形されたパルスの反転信号が入力端子Ｐ１１に与えられて動作を行う。

入力された信号は、ダイオード接続されているトランジスタＱ３１を介してディレイコンデンサＣ１１の一方の端子に与えられる。このコンデンサＣ１１の一方の端子はまた、差動対の一方のトランジスタＱ３２のベースと接続されるとともに、定電流源Ｆ１１によって接地されている。前記トランジスタＱ３２のコレクタは、ハイレベルＶｃｃの電源ライン３２に接続され、エミッタは、対を成すトランジスタＱ３３のエミッタとともに、定電流源Ｆ１２を介して接地されている。トランジスタＱ３３のベースには、端子Ｐ１２に入力される基準電圧ＶＲＥＦ１１が与えられており、コレクタは、トランジスタＱ３４を介して前記電源ライン３２に接続されている。トランジスタＱ３４は、トランジスタＱ３５とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ３５のエミッタは、電源ライン３２に接続され、コレクタは、定電流源Ｆ１３を介して接地されるとともに、トランジスタＱ３６のベースに接続される。トランジスタＱ３６のエミッタは、定電流源Ｆ１４を介して前記電源ライン３２に接続されるとともに、前記ディレイコンデンサＣ１１の他方の端子に接続され、また、エミッタは接地されている。トランジスタＱ３６のエミッタからの出力は、抵抗Ｒ１１およびトランジスタＱ３７，Ｑ３８から成るカレントミラー回路によって、出力端子Ｐ１３へ出力される。

したがって、図５（ａ）で示すような入力信号が、入力端子Ｐ１に与えられると、前記比較器ＣＭＰ１、すなわちトランジスタＱ４のコレクタからは、図５（ｂ）で示すような信号が入力端子Ｐ１１に与えられる。差動対は、端子Ｐ１１からの入力信号が端子Ｐ１２からの基準電圧ＶＲＥＦ１１よりも高いときには、トランジスタＱ３２が導通し、トランジスタＱ３３が遮断し、したがってトランジスタＱ３４，Ｑ３５が遮断して、トランジスタＱ３６が導通し、ディレイコンデンサＣ１１の一方の端子がハイレベルの入力信号レベルとなり、他方の端子が接地レベルとなって、該ディレイコンデンサＣ１１に充電が行われるとともに、トランジスタＱ３７，Ｑ３８が導通して、出力端子Ｐ１３がハイレベルとなる。

これに対して、トランジスタＱ３２のベースが基準電圧ＶＲＥＦ１１以下となると、トランジスタＱ３２が遮断し、トランジスタＱ３３が導通し、したがってトランジスタＱ３４，Ｑ３５が導通し、トランジスタＱ３６が遮断して、ディレイコンデンサＣ１１の放電が行われるとともに、トランジスタＱ３７，Ｑ３８が遮断して、出力端子Ｐ１３がローレベルとなる。入力端子Ｐ１１への入力信号が前記基準電圧ＶＲＥＦ１１よりも低くなっても、ディレイコンデンサＣ１１の端子電圧が前記基準電圧ＶＲＥＦ１１以上である期間には、トランジスタＱ３２が導通し、トランジスタＱ３３は遮断する。

したがって、出力端子Ｐ１３は、図５（ｃ）で示すように、入力信号にパルスが検出されるとハイレベルとなり、そのパルスが検出されなくなってから、予め定める遅延時間ＴＤだけ経過した後、ローレベルとなる。このようにして、入力信号の終了を検出し、ローアクティブのリセット信号を作成することができる。

このようなリセット回路３１によれば、入力端子Ｐ１１への入力信号を、整流性素子として機能するトランジスタＱ３１を介して、ディレイ時間決定のためのディレイコンデンサＣ１１に入力するので、前述の図１２で示すようなピークホールド回路ｐｈ１１におけるディレイタイマと比べて、比較器ｃｍｐ１３などを省略し、構成を簡略化することができる。

以上のように、本実施の形態に係るピークホールド回路は、ホールド手段が入力信号のピーク値を捉え、入力切換えに伴うリセット信号を受信するとリセット手段が前記ホールド手段のホールド値のリセット動作を行うようにしたピークホールド回路において、前記リセット手段は、前記リセット信号を受信すると、予め定める時間だけ、前記ホールド手段の応答速度を向上させる構成である。

上記の構成によれば、ホールドコンデンサの電荷を、スイッチング手段および抵抗などを用いて瞬時に放電させるのではなく、該ホールド手段の時定数を小さくして、応答速度を向上することによって放電させる。

したがって、ホールド値が所定の初期レベルより低下してしまうようなアンダーシュートを防止することができ、誤動作を防止することができる。

また、本実施の形態に係るピークホールド回路では、前記リセット手段は、前記ホールド手段の充電電流および放電電流をそれぞれ増加させるための定電流回路およびスイッチング手段を備えて構成される構成である。

上記の構成によれば、前記したようなホールド手段の応答速度の向上を、具体的に実現することができる。

さらにまた、上記ピークホールド回路を備えた赤外線通信装置は、受光した赤外線信号を光電変換する光電変換素子と、前記光電変換素子からの出力のピーク値を捉え、そのピーク値に基づいて検波レベルを設定するための前記ピークホールド回路と、前記光電変換素子からの出力を前記検波レベルでレベル弁別して波形整形を行う出力回路とを含む構成である。

上記の構成によれば、ピークホールド回路のホールド値のリセット動作をアンダーシュートなく行うことができるので、該ホールド値に基づく検波出力波形にエラーパルスが発生することを防止することができ、マルチチャネル通信にあたって、距離や指向角の異なる複数の通信装置からの赤外線信号を時分割で受信してゆくのに好適である。

次に、本発明の赤外線通信装置の実施の一形態について、図６および図７に基づいて説明する。

図６は、本発明の実施の一形態に係る赤外線通信装置４１の電気的構成を示すブロック図である。この赤外線通信装置４１は、前述の図１５で示すように、相互に一体に封止された発光ダイオードＤ１１と、フォトダイオードＤ１２とを備える送受信可能な通信装置である。

送信回路４２からの送信信号は、抵抗Ｒ２１を介して駆動用のトランジスタＱ４１のベースに与えられる。このトランジスタＱ４１のコレクタは、前記発光ダイオードＤ１１のカソードに接続され、エミッタは接地されている。発光ダイオードＤ１１のアノードは、ハイレベルＶｓの電源ライン４３に接続されている。したがって、前記送信信号のハイレベルのパルスに応答して、発光ダイオードＤ１１が点灯し、参照符４４で示すように、光信号が送信される。

一方、受信側では、参照符４５で示す光信号は、前記フォトダイオードＤ１２で受信され、光電変換されて前置アンプＡ１に入力される。前置アンプＡ１の出力は、結合コンデンサＣ２１を介して、利得可変のアンプＡ２に入力される。アンプＡ２の出力は、前記図１および図２で示すようなピークホールド回路ＰＨを備える検波回路４６に入力されるとともに、前記ピークホールド回路ＰＨよりも長い時定数を有するピークホールド回路ＰＨ１１に入力される。

ピークホールド回路ＰＨ１１は、アンプＡ２の出力電圧がホールドコンデンサＣ２２のホールド値よりも高いときには、該ホールドコンデンサＣ２２へ充電を行う。また、このホールドコンデンサＣ２２には、並列に放電用の定電流源Ｆ２１が設けられている。ホールドコンデンサＣ２２のホールド値は、比較器ＣＭＰ１１の非反転入力端子に入力されており、この比較器ＣＭＰ１１の反転入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦ２１が入力されている。比較器ＣＭＰ１１は、前記ホールド値が基準電圧ＶＲＥＦ２１よりも高いときには、前記アンプＡ２のゲインを低下させ、低いときには、ゲインを増大させるＡＧＣ信号を出力する。

このように構成される赤外線通信装置４１において、注目すべきは、前記送信信号はまた、タイムカウンタ４７に与えられており、このタイムカウンタ４７は、通信規約に対応して、前記送信信号のパルスが検出されなくなってから予め定める時間経過後に、リセット信号を出力する。前記リセット信号は、ホールドコンデンサＣ２２と並列に設けられているスイッチＳ１１に与えられており、このスイッチＳ１１が導通することによって、ホールドコンデンサＣ２２に蓄積された電荷は定電流源Ｆ２２によって放電される。

前記タイムカウンタ４７は、たとえば、１／２ＲＺ通信フォーマットが用いられる場合には、前記送信信号に９ビット以上０が連続することがないので、前記予め定める時間が９ビット分の期間に設定される。

したがって、図７（ａ）で示す送信信号によって、発光ダイオードＤ１１からフォトダイオードＤ１２に、参照符４８で示すように光信号の回り込みが生じ、ホールドコンデンサＣ２２のホールド値が、図７（ｃ）で示すように上昇して、アンプＡ２のゲインが低下していても、時刻Ｔ１１で示す送信信号の送信終了後から、該送信信号の９ビット分に相当する不感時間ＴＯＦＦだけ経過した時刻Ｔ１２において、ホールド値が初期レベルにリセットされるので、図７（ｂ）で示すように通信相手から送信されている信号を、図７（ｄ）で示すように速やかに受信することが可能となる。

このように、赤外線通信装置４１は、受発光素子が一体化された通信装置において、送信信号の終了を検出してから、所定の不感時間ＴＯＦＦ経過後に、ＡＧＣ信号をリセットして速やかに受信動作に切換わることができ、不感時間ＴＯＦＦを前述の図１６で示す従来技術の不感時間ｔｏｆｆに比べて短くし、パフォーマンスを向上することができる。

なお、このピークホールド回路ＰＨ１１のリセットに関しても、前述のピークホールド回路ＰＨと同様に、充放電電流の増加を用いるようにしてもよい。また、前記検波回路４６内のピークホールド回路ＰＨも、タイムカウンタ４７からの前記リセット信号によってリセットされてもよい。

本実施の形態に係る赤外線通信装置は、相互に一体化された受発光素子を備える双方向の赤外線通信装置において、予め定める期間に亘って送信信号のレベル変動が無いことから該送信信号の終了を検知し、受信装置の感度復帰を行うタイムカウンタを備える構成である。

さらにまた、本実施の形態に係る赤外線通信装置では、前記受信装置は、受光素子からの光電変換出力を増幅する利得可変の増幅器と、前記増幅器の出力に基づいて検波レベルを設定するために比較的短時間の時定数でピーク検出を行う第１のピークホールド回路と、前記増幅器の出力からノイズレベルを検出し、その検出結果に応答して前記増幅器の利得を制御してＡＧＣ動作を実現するために比較的長時間の時定数でピーク検出を行う第２のピークホールド回路と、第１のピークホールド回路によって設定された検波レベルで前記増幅器の出力をレベル弁別して波形整形を行う出力回路とを備えて構成され、前記タイムカウンタは、少くとも前記第２のピークホールド回路のホールド値をリセットすることによって増幅器のゲインのリセットを行い、前記感度復帰を行う構成である。

本発明の実施の一形態のピークホールド回路の概略的構成を示すブロック図である。図１で示すピークホールド回路の具体的構成を示す電気回路図である。図１および図２で示すピークホールド回路の動作を説明するための波形図である。図１および図２で示すピークホールド回路に好適に用いることができるリセット回路の具体的構成を示す電気回路図である。図４で示すリセット回路の動作を説明するための波形図である。本発明の実施の一形態の赤外線通信装置の電気的構成を示すブロック図である。図６で示す赤外線通信装置の動作を説明するための波形図である。一般的な赤外線受信装置の電気的構成を示すブロック図である。図８で示す赤外線受信装置の動作を説明するための波形図である。複数の赤外線通信装置による、時分割マルチチャネル通信を説明するための図である。図１０で示すマルチチャネル通信時の問題点を説明するための波形図である。図１１で示す問題点を解決することができる典型的な従来技術のピークホールド回路の電気的構成を示すブロック図である。図１２で示すピークホールド回路の動作を説明するための波形図である。図１２で示すピークホールド回路を、図８で示す赤外線受信装置に用いた場合の問題点を説明するための波形図である。小型、低コストな双方向赤外線通信素子の構造を模式的に示す断面図である。図１５で示す赤外線通信素子を、図８で示す赤外線受信装置に用いた場合の問題点を説明するための波形図である。

符号の説明

２１ピークホールド部
２２リセット部
３１リセット回路
４１赤外線通信装置
４２送信回路
４６検波回路
４７タイムカウンタ
Ａ１前置アンプ
Ａ２アンプ
Ｃ，Ｃ２２ホールドコンデンサ
Ｃ１１ディレイコンデンサ
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２比較器
ＣＭＰ１１比較器
Ｄ整流性素子
Ｄ１１発光ダイオード
Ｄ１２フォトダイオード
Ｆ０２，Ｆ０３，Ｆ０４定電流源
Ｆ１〜Ｆ７定電流源
Ｆ１１〜Ｆ１４定電流源
Ｆ２１，Ｆ２２定電流源
Ｓ１，Ｓ２スイッチ
Ｓ１１スイッチ
Ｑ１〜Ｑ２３トランジスタ
Ｑ３１〜Ｑ３８トランジスタ
ＰＨ，ＰＨ１１ピークホールド回路

Claims

相互に一体化された受発光素子を備える双方向の赤外線通信装置において、
予め定める期間に亘って送信信号のレベル変動が無いことから該送信信号の終了を検知し、受信装置の感度復帰を行うタイムカウンタを備え、
前記受信装置は、受光素子からの光電変換出力を増幅する利得可変の増幅器と、前記増幅器の出力からノイズレベルを検出し、その検出結果に応答して前記増幅器の利得を制御してＡＧＣ動作を実現するためにピーク検出を行うピークホールド回路とを備えて構成され、
前記タイムカウンタは、前記ピークホールド回路のホールド値をリセットすることによって前記増幅器のゲインのリセットを行い、前記感度復帰を行うことを特徴とする赤外線通信装置。
相互に一体化された受発光素子を備える双方向の赤外線通信装置において、
予め定める期間に亘って送信信号のレベル変動が無いことから該送信信号の終了を検知し、受信装置の感度復帰を行うタイムカウンタを備え、
前記受信装置は、受光素子からの光電変換出力を増幅する利得可変の増幅器と、前記増幅器の出力に基づいて検波レベルを設定するために比較的短時間の時定数でピーク検出を行う第１のピークホールド回路と、前記増幅器の出力からノイズレベルを検出し、その検出結果に応答して前記増幅器の利得を制御してＡＧＣ動作を実現するために比較的長時間の時定数でピーク検出を行う第２のピークホールド回路と、第１のピークホールド回路によって設定された検波レベルで前記増幅器の出力をレベル弁別して波形整形を行う出力回路とを備えて構成され、
前記タイムカウンタは、少なくとも前記第２のピークホールド回路のホールド値をリセットすることによって増幅器のゲインのリセットを行い、前記感度復帰を行うことを特徴とする赤外線通信装置。