KR100331008B1 - 작은 시상수 재생 전류로를 갖는 스테핑 모터 구동 장치 - Google Patents

작은 시상수 재생 전류로를 갖는 스테핑 모터 구동 장치 Download PDF

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하루오 니시우라
후미유키 니와
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닛본 덴기 가부시끼가이샤
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/22—Control of step size; Intermediate stepping, e.g. microstepping

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Abstract

센스 전압(Vs)에 기초하여 생성되는 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터(100)를 구동하기 위한 장치에 있어서, 이 장치는 센스 전압을 생성하기 위한 센스 저항(22)을 포함하고, 센스 저항 및 스태핑 모터를 포함하는 구동 전류 경로가 제공되고, 이 구동 전류 경로는 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 구동 전류 IM(온)가 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작된다. 센스 저항 및 스테핑 모터를 포함하는 재생 전류 경로는, PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 재생 전류 IM(오프)가 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작된다. 재생 전류 경로의 저항값은 구동 전류 경로의 저항값보다 크다.

Description

작은 시상수 재생 전류 경로를 갖는 스테핑 모터 구동 장치
본 발명은 펄스폭 변조(PWM) 제어 신호를 이용하여 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터를 구동하기 위한 장치에 관한 것이다.
센스 전압에 기초하여 생성된 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터를 구동하기 위한 종래의 장치는, 센스 전압을 생성하기 위한 센스 저항을 포함하고, 센스 저항 및 스테핑 모터를 포함하는 구동 전류 경로가 제공되며, 이 구동 전류 경로는 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 구동 전류가 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작된다. 센스 저항 및 스테핑 모터를 포함한 재생 전류 경로가 제공되며, 재생 전류 경로는 PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 재생 전류가 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작된다. 상세한 내용은 후술된다.
그러나, 상술한 종래의 장치에서는 재생 전류 경로의 저항값이 일반적으로 작다. 그 결과, 재생 전류 경로의 시상수가 크며, 따라서 재생 전류의 감소율이 작다. 따라서, 센스 저항의 센스 전압은 스텝 기준 전압 생성 회로의 스텝 기준 전압 신호의 변화에 따를 수 없다. 그 결과, 구동 전류가 왜곡된다. 특히, 감소시 구동 전류의 진폭은 사인 파형에서 감소되지 않아 모터내의 진동 및 잡음을 발생시킨다.
본 발명의 목적은 스테핑 모터내의 재생 전류의 시상수를 감소하여, 모터 내의 진동 및 잡음을 억제하는데 있다.
본 발명에 따르면, 센스 전압에 기초하여 생성되는 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터를 구동하는 장치에 있어서, 센스 전압을 생성하는 센스 저항을 포함하고, 센스 저항 및 스테핑 모터를 포함하는 구동 전류 경로가 제공되며, 이 구동 전류 경로는 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 구동 전류가 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작된다. 센스 저항 및 스테핑 모터를 포함한 재생 전류 경로가 제공되며, 재생 전류 경로는 PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 재생 전류 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작된다. 재생 전류 경로의 저항값은 구동 전류 경로의 저항값보다 크다.
도 1은 종래의 스테핑 모터 구동 장치를 예시한 도면.
도 2는 도 1의 스테핑 모터 구동 장치의 회로도.
도 3a는 도 2의 프리드라이버의 논리 회로도.
도 3b는 도 2의 프리드라이버의 입출력 관계를 도시한 표.
도 4a, 도 4b, 도 4c, 도 4d는 도 2의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 5는 도 2의 장치에서의 구동 전류의 타이밍도.
도 6은 본 발명에 따른 스테핑 모터 구동 장치의 제 1 실시예를 예시한 회로도.
도 7a는 도 6의 프리드라이버의 논리 회로도.
도 7b는 도 6의 프리드라이버의 입출력 관계를 도시한 표.
도 8a, 도 8b, 도 8c, 도 8d는 도 6의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 9는 본 발명에 따른 스테핑 모터 구동 장치의 제 2 실시예를 예시한 회로도.
도 10a, 도 10b, 도 10c, 도 10d는 도 9의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 11은 본 발명에 따른 스테핑 모터 구동 장치의 제 3 실시예를 예시한 회로도.
도 12a, 도 12b, 도 12c, 도 12d는 도 11의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 13은 본 발명에 따른 스테핑 모터 구동 장치의 제 4 실시예를 예시한 회로도.
도 14a, 도 14b, 도 14c, 도 14d는 도 13의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 15는 본 발명에 따른 스테핑 모터 구동 장치의 제 5 실시예를 예시한 회로도.
도 16a는 도 15의 프리드라이버의 논리 회로도.
도 16b는 도 15의 프리드라이버의 입출력 관계를 도시한 표.
도 17a, 도 17b, 도 17c, 도 17d는 도 15의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 18은 도 6의 장치의 변형을 예시한 회로도.
도 19a는 도 6의 장치의 변형을 예시한 회로도.
도 19b, 도 19c, 도 19d, 도 19e는 도 19a의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 20a는 도 9 및 도 11의 장치의 변형을 예시한 회로도.
도 20b, 도 20c, 도 20d, 도 20e는 도 20a의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 21a는 도 13의 장치의 변형을 예시한 회로도.
도 21b, 도 21c, 도 21d, 도 21e는 도 21a의 장치의 동작을 설명하기 위한 회로도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
13, 14, 33, 34 : 트랜지스터 15, 16 : 플라이휠 다이오드
21, 21', 21" : 프리드라이버 35, 36, 41, 42 : 저항
W1: 권선
양호한 실시예를 설명하기 전에, 종래의 스테핑 모터 구동 장치가 도 1, 도 2, 도 3a, 도 3b, 도 4a, 도 4b, 도 4c, 도 4d, 도 5를 참조하여 설명될 것이다.
모터용의 종래의 스테핑 모터 구동 장치를 예시하는 도 1에서, 참조부호 100은 4개의 폴들(pole)(111, 112, 113, 114)을 구비한 고정자(101) 및 고정자 내에 회전 가능하게 장착된 회전자(102)로 형성된 2상 여자형 모터를 표시한다. 권선 W1은 폴들(111, 113)상에 감겨지고, 스테핑 모터 구동 장치(200)에 의해 제어되며, 권선 W2는 폴들(112, 114)상에 감겨지며, 스테핑 모터 구동 장치(300)에 의해 제어된다. 즉, 90°의 위상 차를 갖는 전류가 스테핑 모터 구동 장치들(200, 300)에 의해 권선 W1,W2에 공급되어, 회전자(102)를 회전시킨다.
도 1의 스테핑 모터 구동 장치(200)(또는 300)를 예시하는 도 2에서, H 브리지 회로(10)는 전원 전압 Vcc가 인가되는 전원 단자 T1과 센스 저항 단자 T2사이에 제공된다. H 브리지 회로(10)는 PWM 스위치로서 작용하는 P-채널 MOS 트랜지스터들(11, 12) 및 위상 스위치로서 작용하는 N-채널 MOS 트랜지스터(13, 14)로 구성된다.
플라이휠(flywheel) 다이오드(15)는 트랜지스터들(11, 13)의 노드 N1과 접지 전압 GND가 인가되는 접지 단자 T3사이에 접속된다. 또한, 플라이휠 다이오드(16)는 트랜지스터들(12, 14)의 노드 N2와 접지 단자 T3사이에 접속된다. 플라이휠 다이오드들(15, 16) 각각은 재생 전류에 대한 전류 경로를 형성한다.
노드들(N1, N2)은 단자들(T4, T5)에 각각 접속되고, 또한 모터(100)의 권선(W1)(또는 W2)에 접속된다.
스텝 기준 전압 생성 회로(17)로부터 생성된 스텝 기준 전압 신호는 가산기(19)에서 삼각파 생성 회로(18)로부터 생성된 삼각파 신호와 가산된다. 가산기(19)의 출력 신호는 비교기(20)의 정상(positive phase) 입력에 공급되고, 센스 저항 단자 T2에서의 센스 전압 Vs는 비교기(20)의 역상(negative phase) 입력에 공급된다. 그 결과, 비교기(20)는 PWM 제어 신호를 생성하고, 이를 프리드라이버(predriver)(21)에 전송한다.
프리드라이버(21)는 또한 지시 신호 DIR가 제어 회로(도시되지 않음)로부터 공급되는 지시 신호 단자 T6로부터 지시 신호 DIR를 수신한다.
또한, 센스 저항(22)은 센스 저항 단자 T2와 접지 단자 T3사이에 외부 소자로서 접속된다.
프리드라이버(21)는 도 3a에 예시된 바와 같이 논리 회로로 구성되어 있으며, 프리드라이버(21)의 입력들과 출력들간의 관계는 도 3b에 도시된다.
지시 신호 DIR 이 로우이고, PWM 제어 신호가 로우인 모드 I에서는, 트랜지스터(11, 14)이 턴온되며, 트랜지스터들(12, 13)이 턴오프된다. 그 결과, 도 4a에 예시된 바와 같이 구동 전류 IM(온)은 전원 단자 Vcc로부터 트랜지스터(11, 14)와 센스 저항(22)을 통해 접지 단자 GND로 흐른다. 다음으로, PWM 제어 신호가 로우에서 하이로 스위치되는 경우, 모드 Ⅰ은 모드 Ⅱ로 스위치되고, 트랜지스터(11)가 턴오프된다. 그 결과, 도 4b에 도시된 바와 같이, 권선 W1의 역기전력으로인해 재생 전류 IM(오프)는 트랜지스터(14), 센스 저항(22) 및 플라이휠 다이오드(15)로 형성된 전류 경로를 통해 흐르게 된다.
유사하게, 지시 신호 DIR 이 하이이고, PWM 제어 신호가 로우인 모드 Ш에서는 트랜지스터들(12, 13)이 턴온되며, 트랜지스터들(11, 14)이 턴오프된다. 그 결과, 도 4c에 예시된 바와 같이, 구동 전류 IM(온)은 전원 단자 Vcc로부터 트랜지스터(12, 13) 및 센스 저항(22)을 거쳐 접지 단자 GND로 흐른다. 다음으로, PWM 제어 신호가 로우에서 하이로 스위치되는 경우, 모드 Ⅲ는 모드 Ⅳ로 스위치되고, 트랜지스터(12)가 턴오프된다. 그 결과, 도 4d에 예시된 바와 같이, 권선 W1의 역기전력으로 인해 재생 전류 IM(오프)은 트랜지스터(13), 센스 저항(22) 및 플라이휠 다이오드(16)로 형성된 전류 경로를 통해 흐른다.
따라서, 전류 IM(온) IM(오프)에 의해 형성된 권선 W1에 대한 구동 전류 IM은 의사 사인 파형(pseudo sine waveform)을 형성할 수 있다.
상술한 재생 전류 IM(오프)는 다음의 수학식에 의해 결정된다.
또한, 시상수 τ은 다음의 수학식에 의해 결정된다.
τ = L/R
여기서, L 은 권선 W1의 인덕턴스이고, R은 소자 14(또는 13), 22, 15(또는 16) 및 W1로 형성된 전류 경로의 저항 성분이다.
그러나, 도 2의 스테핑 모터 구동 장치에서, 트랜지스터(13)(또는 14)의 온 저항(ON resistance)은 일반적으로 작아서, 시상수 τ는 크고, 재생 전류 IM(오프)의 감소 비율은 작다. 따라서, 센스 저항(22)의 센스 전압 Vs는 스텝 기준 전압 생성 회로(17)의 스텝 기준 전압 신호의 변화를 따를 수 없다. 그 결과, 도 5에 도시된 바와 같이, 구동 전류 IM은 왜곡된다. 특히, 도 5에서 x로 표시된 바와 같이, 감소시 구동 전류 IM의 감소율은 사인 파형에서 크지 않아서 모터에서의 진동 및 잡음이 일어나게 된다.
본 발명의 제 1 실시예를 예시한 도 6에서, 재생 스위치들로서 작용하는 N-채널 MOS 트랜지스터들(31, 32)은 각각 도 2의 플라이휠 다이오드들(15, 16) 대신에 제공된다. 또한, N-채널 MOS 트랜지스터들(33, 34)은 도 2의 트랜지스터들(13, 14)과 각각 병렬로 접속된다. 트랜지스터들(33, 34)의 각각은 트랜지스터들(13, 14)의 각각 보다 큰 온 저항을 갖는다. 예를 들면, 트랜지스터들(33, 34)의 각각의 온 저항은 트랜지스터들(13, 14)의 각각의 온 저항의 10 내지 20 배 정도이다. 트랜지스터들(33, 34)은 재생 전류 IM(오프)의 전류 경로의 시상수 τ를 감소시키도록 동작된다.
도 2의 프리드라이버(21)는 도 7a에 예시된 바와 같은 논리 회로로 구성된프리드라이버(21')로 변형되며, 프리드라이버(21')의 입력들과 출력들간의 관계는 도 7b에 도시된다.
지시 신호 DIR 이 로우이고, PWM 제어 신호가 로우인 모드 I에서는, 트랜지스터들(11, 14, 34)이 턴온되고, 트랜지스터들(12, 13, 31, 32, 33)이 턴오프된다. 그 결과, 도 8a에 도시된 바와 같이, 구동 전류 IM(온)은 전원 단자 Vcc로부터 트랜지스터(11, 14, 34) 및 센스 저항(22)을 통해 접지 단자 GND로 흐른다. 다음으로, PWM 제어 신호가 로우에서 하이로 스위치되는 경우, 모드 I는 모드 Ⅱ로 스위치되고, 트랜지스터(11, 14)는 턴오프되며, 이와 동시에 트랜지스터(31)가 턴온된다. 그 결과, 도 8b에 예시된 바와 같이, 권선 W1의 역기전력으로 인해 재생 전류 IM(오프)는 트랜지스터(34), 센스 저항(22) 및 트랜지스터(31)로 형성된 전류 경로를 통해 흐른다.
유사하게, 지시 신호 DIR 이 하이이고, PWM 제어 신호가 로우인 모드 Ш에서는, 트랜지스터들(12, 13, 33)이 턴온되며, 트랜지스터들(11, 14, 31, 32, 34)이 턴오프된다. 그 결과, 도 8c에 예시된 바와 같이, 구동 전류 IM(온)은 전원 단자 Vcc로부터 트랜지스터(12, 13, 33) 및 센스 저항(22)을 통해 접지 단자 GND로 흐른다. 다음으로, PWM 제어 신호가 로우에서 하이로 스위치되는 경우, 모드 Ⅲ는 모드 Ⅳ로 스위치되어, 트랜지스터(12, 13)는 턴오프되며, 이와 동시에 트랜지스터(32)는 턴온된다. 그 결과, 도 8d에 예시된 바와 같이, 권선 W1의 역기전력으로 인해 재생 전류 IM(오프)는 트랜지스터(33), 센스 저항(22) 및 트랜지스터(32)로 형성된 전류 경로를 통해 흐른다.
따라서, 전류 IM(온) 및 IM(오프)로 형성된 권선 W1에 대한 구동 전류 IM은 의사 사인 파형을 형성할 수 있다.
제 1 실시예에서, 트랜지스터(33)(또는 34)의 온 저항이 트랜지스터(13)(또는 14)의 온 저항 보다 크고, 재생 전류 IM(오프)의 시상수 τ가 작게 만들어졌기 때문에, 재생 전류 IM(오프)의 감소율은 크다. 또한, 초기 센스 전압 Vs는 감소하게 된다. 따라서, 센스 저항(22)의 센스 전압 Vs는 스텝 기준 전압 생성 회로(17)의 스텝 기준 전압 신호의 변화에 충분히 따를 수 있게 된다. 그 결과, 구동 전류 IM은 왜곡되지 않아, 모터내의 진동 및 잡음은 거의 발생하지 않는다.
도 6에서, 트랜지스터(31)(또는 32)의 온 저항은 재생 전류 IM(오프)의 시상수 τ를 더 감소시키도록 더 크게 만들어질 수 있다는 것을 주목하라.
본 발명의 제 2 실시예를 예시한 도 9에서, 저항들(35, 36)은 도 6의 트랜지스터들(31, 32)과 각각 직렬로 접속된다. 도 10a 및 도 10c에 예시된 바와 같이, 모드 Ⅰ 및 Ⅲ에서, 저항(35)(또는 36)은 구동 전류 IM(온)에 영향을 주지 않는다. 한편, 도 10b 및 도 10d에 예시된 바와 같이, 모드 Ⅱ 및 Ⅳ에서, 저항(35)(또는 36)은 재생 전류 IM(오프)에 대한 전류 경로의 저항을 더 감소시키기 위해, 즉, 시상수 τ을 더 감소시키기 위해 사용된다.
도 9에서, 저항(35)(또는 36)은 트랜지스터(31)(또는 32)의 소스와 접지 단자 T3사이에 접속될 수 있다.
본 발명의 제 3 실시예를 예시한 도 11에서, 스위치(41a)와 병렬인 저항(41)은 도 6의 트랜지스터(33)의 드레인과 노드 N1사이에 접속되며, 스위치(42a)와 병렬인 저항(42)은 도 6의 트랜지스터(34)의 드레인과 노드 N2사이에 접속된다. 스위치(41a, 42a)는 PMW 제어 신호에 의해 동작된다. 즉, PWM이 로우이면, 스위치(41a, 42a)는 턴온되고, 반면에 PWM이 하이이면, 스위치(41a, 42a)는 턴오프된다. 도 12a 및 12c에 예시된 바와 같이, 모드 Ⅰ 및 Ⅲ에서는 저항(41, 42)이 단락 회로로 되기 때문에, 저항(41, 42)이 구동 전류 IM(온)에 영향을 주지 않는다. 한편, 도 12b 및 12d에 예시된 바와 같이, 모드 Ⅱ 및 Ⅳ에서 저항(41)(또는 42)은 재생 전류 IM(오프)에 대한 전류 경로의 저항을 더 증가시키기 위해, 즉, 시상수 τ을 더 감소시키기 위하여 사용된다.
도 11에서, 스위치(41a)(또는 41b)와 함께 저항(41)(또는 42)은 트랜지스터(33)(또는 34)의 소스와 센스 저항 단자 T2사이에 접속될 수 있다.
본 발명의 제 4 실시예를 예시하는 도 13에서, 스위치(51a)와 병렬인 저항(51)은 도 6의 단자 T4와 노드 N1사이에 접속되며, 스위치(52a)와 병렬인 저항(52)은 도 6의 단자 T5와 노드 N2사이에 접속된다. 스위치(51a, 52a)는 PWM 제어 신호에 의해 동작된다. 즉, PWM이 로우이면, 스위치(51a, 52a)는 턴온되고,반면 PWM이 하이이면, 스위치(51a, 52a)는 턴오프된다. 도 14a 및 14c에 예시된 바와 같이, 모드 Ⅰ 및 Ⅲ에서 저항(51)(또는 52)은 단락 회로로 되기 때문에, 저항(51, 52)은 구동 전류 IM(온)에 영향을 주지 않는다. 한편, 도 14b 및 14d에 예시된 바와 같이, 모드 Ⅱ 및 Ⅳ에서 저항(51, 52)은 재생 전류 IM(오프)에 대한 전류 경로의 저항을 더 증가시키기 위해, 즉 시상수 τ을 더 감소시키기 위해 사용된다.
본 발명의 제 5 실시예를 예시하는 도 15에서, 도 6의 트랜지스터(33, 34)는 제거된다. 즉, 트랜지스터(13, 14)의 각각은 2가지 종류의 온 저항 상태, 즉 로우 온 저항 상태 및 하이 온 저항 상태를 갖는다. 트랜지스터(13)(또는 14)가 로우 온 저항 상태에 있는 경우, 구동 전류 IM(온)가 이들을 통해 흐르게 된다. 한편, 트랜지스터(13)(또는 14)가 하이 온 저항 상태에 있는 경우, 재생 전류 IM(오프)가 이들을 통해 흐르게 된다.
도 6의 프리드라이버(21')는 도 16a에서 예시된 바와 같은 논리 회로로 구성된 프리드라이버(21")로 변형되며, 프리드라이버(21")의 입력들과 출력들간의 관계는 도 16b에 도시된다. Vcc/2와 같은 중간 전압 VGM이 단자 T7로부터 프리드라이버(21")로 공급된다는 것을 주목하라.
지시 신호 DIR 이 로우이고, PWM 제어 신호가 로우인 모드 I 에서는, 트랜지스터들(11, 14)이 턴온되며, 트랜지스터들(12, 13, 31, 32)이 턴오프된다. 그 결과, 도 17a에 예시된 바와 같이, 구동 전류 IM(온)는 전원 단자 Vcc로부터 트랜지스터(11, 14) 및 센스 저항(22)을 통해 접지 단자 GND로 흐른다. 다음으로, PWM 제어 신호가 로우에서 하이로 스위치되는 경우, 모드 Ⅰ는 모드 Ⅱ로 스위치되어, 트랜지스터(11)가 턴오프되며, 이와 동시에 트랜지스터(31)가 턴온된다. 이 경우, 트랜지스터(14)가 하이 온 저항 상태로 있게 된다. 그 결과, 도 17b에 예시된 바와 같이, 권선 W1의 역기전력으로 인해 재생 전류 IM(오프)는 트랜지스터(14), 센스 저항(22) 및 트랜지스터(31)로 형성된 전류 경로를 통해 흐른다.
유사하게, 지시 신호 DIR이 하이이고, PWM 제어 신호가 로우인 모든 Ш에서는, 트랜지스터들(12, 13)이 턴온되며, 트랜지스터들(11, 14, 31, 32)이 턴오프된다. 그 결과, 도 17c에 예시된 바와 같이, 구동 전류 IM(온)는 전원 단자 Vcc로부터 트랜지스터들(12, 13) 및 센스 저항(22)을 통해 접지 단자 GND로 흐른다. 그 다음, PWM 제어 신호가 로우에서 하이로 스위치되는 경우, 모드 Ⅲ는 모드 Ⅳ로 스위치되고, 트랜지스터(12)가 턴오프되며, 이와 동시에 트랜지스터(32)가 턴온된다. 이 경우, 트랜지스터(13)는 하이 온 저항 상태로 있게 된다. 그 결과, 도 17d에 예시된 바와 같이, 권선 W1의 역기전력으로 인해 재생 전류 IM(오프)는 트랜지스터(13), 센스 저항(22) 및 트랜지스터(32)로 구성된 전류 경로를 통해 흐른다.
따라서, 전류 IM(온) 및 IM(오프)로 이루어진 권선 W1에 대한 구동 전류 IM은 의사 사인 파형을 형성할 수 있다.
제 5 실시예에 있어서, 모드 Ⅱ 및 Ⅳ에서는 트랜지스터(13)(또는 14)의 온 저항이 커지고, 재생 전류 IM(오프)의 시상수 τ이 작아지기 때문에, 재생 전류 IM(오프)의 감소율이 크게 된다. 또한, 초기 센스 전압 Vs 가 감소하게 된다. 따라서, 센스 저항(22)의 센스 전압 Vs 는 스텝 기준 전압 생성 회로(17)의 스텝 기준 전압 신호의 변화에 충분히 따를 수 있다. 그 결과, 구동 전류 IM이 왜곡되지 않아 모터내의 진동 및 잡음은 거의 발생하지 않는다.
상술한 실시예에서는, 트랜지스터(11, 12)가 P-채널형으로 구성되어 있더라도, 트랜지스터(11, 12)는 전압 스텝-업(step-up) 회로가 필요한 N-채널형으로 구성될 수 있다.
또한, 상술한 실시예에서, MOS 트랜지스터들이 스위칭 소자들로서 사용될 수 있다 하더라도, 바이폴라 트랜지스터들 또는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터들(IGBT)과 같은 다른 스위칭 소자들이 이러한 스위칭 소자들로서 사용될 수 있다.
또한, 상술한 실시예에서, H 브리지 회로(10)는 도 18에 예시된 바와 같이, 3상 브리지 회로와 같은 다상 브리지 회로로 대체될 수 있다. 도 18에서, 제 1 실시예의 H 브리지 회로(10)는 변형될 수 있다. 제 2 , 제 3 , 제 4 및 제 5 실시예는 도 18에서와 동일한 방식으로 다상 브리지 회로를 포함한 스테핑 모터 구동 장치에 용이하게 적용될 수 있다.
또한, 상술한 실시예의 H 브리지 회로(10)는 하프 브리지 회로로 대체될 수 있다. 예를 들면, 도 19a에 도시된 바와 같이, 제 1 실시예에서 트랜지스터(31, 32)는 직렬로 된 권선 W1과 센스 저항(22)과 병렬로 접속된다. 이 경우, 동작 모드 Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ, Ⅳ 는 도 19b, 19c, 19d 및 19e에 예시된다. 즉, 재생 전류에 대한 전류 경로의 저항은 트랜지스터(31)(또는 32)의 하이 온 저항에 의해 증가된다. 도 20a에 도시된 바와 같이, 제 2 및 제 3 실시예에서, 저항(35, 36)은 도 19a의 트랜지스터(31)(또는 32)와 각각 접속된다. 이 경우, 동작 모드 Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ 및 Ⅳ는 도 20b, 20c, 20d 및 20e에 예시된다. 즉, 재생 전류에 대한 전류 경로의 저항값은 트랜지스터(31)(또는 32)의 하이 온 저항이 작더라도 저항(35)(또는 36)에 의해 증가된다. 도 21a에 예시된 바와 같이, 제 4 실시예에서 스위치(51a)와 함께 저항(51)은 도 19a의 모터의 권선 W1과 접속된다. 이 경우, 동작 모드 Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ 및 Ⅳ 는 도 21b, 21c, 21d 및 21e에 예시된다. 즉, 재생 전류에 대한 전류 경로의 저항값은 저항(51)에 의해 증가된다.
본 발명에 따라 이상 설명된 바에 따르면, 재생 전류의 시상수가 작기 때문에, 재생 전류의 감소율이 크며 초기 센스 전압 Vs가 감소될 수 있다. 따라서, 센스 저항의 센스 전압은 스텝 기준 전압 생성 회로의 스텝 기준 전압 신호의 변화에 충분히 따를 수 있다. 그 결과, 구동 전류가 왜곡되지 않아서 모터내의 진동 및 잡음은 거의 발생하지 않는다.

Claims (9)

  1. 센스 전압(Vs)에 기초하여 생성되는 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터(100)를 구동하기 위한 장치에 있어서,
    상기 센스 전압을 생성하기 위한 센스 저항(22)과,
    상기 센스 저항 및 상기 스테핑 모터를 포함하며, 상기 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 구동 전류(IM(온))가 상기 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작되는 구동 전류 경로 및,
    상기 센스 저항 및 상기 스테핑 모터를 포함하고, 상기 PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 재생 전류(IM(오프))가 상기 스테핑 모터를 통해 흐르도록 동작되는 재생 전류 경로를 포함하며,
    상기 재생 전류 경로의 저항은 상기 구동 전류 경로의 저항 보다 큰, 스테핑 모터 구동 장치.
  2. 센스 전압(Vs)에 기초하여 생성되는 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터(100)를 구동하기 위한 장치에 있어서,
    제 1 및 제 2 전원 단자들(T1, T3)과,
    상기 제 1 전원 단자와 상기 스테핑 모터의 제 1 단자 사이에 접속된 제 1 스위칭 소자(11, 12)와,
    상기 스테핑 모터의 제 2 단자에 접속된 제 1 단자, 및 제 2 단자를 갖는 제 2 스위칭 소자(14, 13)와,
    상기 제 2 스위칭 소자에 병렬로 접속되는 제 3 스위칭 소자(34, 33)로서, 상기 제 3 스위칭 소자의 온 저항(ON resistance)은 상기 제 2 스위칭 소자의 온 저항 보다 큰, 상기 제 3 스위칭 소자(34, 33)와,
    상기 제 2 스위칭 소자의 제 2 단자와 상기 제 2 전원 단자 사이에 접속되고, 상기 센스 전압을 생성하기 위한 센스 저항(22), 및,
    상기 스테핑 모터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전원 단자 사이에 접속된 제 4 스위칭 소자(31, 32)를 포함하며,
    상기 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 상기 제 1, 제 2 및 제 3 스위칭 소자들이 턴온되고, 상기 제 4 스위칭 소자가 턴오프되고,
    상기 PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 상기 제 3 및 제 4 스위칭 소자들이 턴온되고, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 소자가 턴오프되는, 스테핑 모터 구동장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 4 스위칭 소자에 직렬로 접속된 저항(35, 36)을 더 포함한 스테핑 모터 구동 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 3 스위칭 소자에 직렬로 접속된 저항(41, 42)을 더 포함한 스테핑 모터 구동 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 스테핑 모터에 직렬로 접속된 저항(51, 52)과,
    상기 저항에 병렬로 접속되고, 상기 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우 턴온되는 스위치(51a, 52a)를 더 포함하는 스테핑 모터 구동 장치.
  6. 센스 전압(Vs)에 기초하여 생성되는 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터(100)를 구동하기 위한 장치에 있어서,
    제 1 및 제 2 전원 단자들(T1, T3)과,
    상기 제 1 전원 단자와 상기 스테핑 모터의 제 1 단자 사이에 접속된 제 1 스위칭 소자(11, 12)와,
    상기 스테핑 모터의 제 2 단자에 접속된 제 1 단자, 및 제 2 단자를 갖는 제 2 스위칭 소자(14, 13)와,
    상기 제 2 스위칭 소자의 상기 제 2 단자와 상기 제 2 전원 단자 사이에 접속되고, 상기 센스 전압을 생성하기 위한 센스 저항(22), 및,
    상기 스테핑 모터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전원 단자 사이에 접속된 제 3 스위칭 소자(31, 32)를 포함하며,
    상기 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 상기 제 1 스위칭 소자는 턴온되고, 상기 제 2 스위칭 소자는 로우(low) 온 저항 상태로 되고, 상기 제 3 스위칭 소자는 턴오프되고,
    상기 PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 상기 제 3 스위칭 소자가 턴온되고, 상기 제 2 스위칭 트랜지스터가 하이(high) 온 저항 상태로 되고, 상기 제 1 스위칭 소자가 턴오프되는, 스테핑 모터 구동 장치.
  7. 센스 전압(Vs)에 기초하여 생성되는 PWM 제어 신호에 의해 마이크로 스텝 방식으로 스테핑 모터(100)를 구동하기 위한 장치에 있어서,
    제 1 및 제 2 전원 단자들(T1, T3)과,
    상기 제 1 및 제 2 전원 단자들에서의 전압들 사이의 중간 전압이 인가되는 제 3 전원 단자(T7)와,
    상기 제 1 전원 단자와 상기 스테핑 모터의 제 1 단자 사이에 접속된 제 1 스위칭 소자(11)와,
    상기 제 2 전원 단자와 상기 스테핑 모터의 상기 제 1 단자 사이에 접속된 제 2 스위칭 소자(12)와,
    상기 스테핑 모터의 상기 제 1 단자와 상기 제 3 전원 단자 사이에 접속되는 제 3 소자(31)로서, 상기 제 3 스위칭 소자의 온 저항은 상기 제 1 스위칭 소자의 온 저항 보다 큰, 상기 제 3 스위칭 소자(31)와,
    상기 스테핑 모터의 상기 제 1 단자와 상기 제 3 전원 단자 사이에 접속되는 제 4 소자(32)로서, 상기 제 4 스위칭 소자의 온 저항 은 상기 제 2 스위칭 소자의 온 저항 보다 큰, 상기 제 4 스위칭 소자(32), 및
    상기 스테핑 모터의 제 2 단자와 상기 제 3 전원 단자 사이에 접속되고, 상기 센스 전압을 생성하기 위한 센스 저항(22)을 포함하며,
    상기 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 소자들 중 하나가 턴온되고, 상기 제 1 및 제 2 소자들 중 다른 하나와 상기 제 3 및 제 4 스위칭 소자들은 턴오프되고,
    상기 PWM 제어 신호가 활성화되지 않는 경우, 상기 제 3 및 제 4 스위칭 소자들 중 하나가 턴온되고, 상기 제 3 및 제 4 스위칭 소자들 중 다른 하나와 상기 제 1 및 제 2 스위칭 소자들은 턴오프되는, 스테핑 모터 구동 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 3 스위칭 소자와 직렬에 접속된 제 1 저항(35)과,
    상기 제 4 스위칭 소자에 직렬로 접속된 제 2 저항(36)을 더 포함하는 스테핑 모터 구동 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 스테핑 모터에 직렬로 접속된 저항(51)과,
    상기 저항에 병렬로 접속되고, 상기 PWM 제어 신호가 활성화되는 경우 턴온되는 스위치(51a)를 더 포함하는 스테핑 모터 구동 장치.
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