JPWO2004021616A1 - 送受信装置及び送受信方法 - Google Patents

Abstract

送信信号系列を多数のサブキャリアで送信する送信方法において、同期チャネル専用の複数のサブキャリアＦ１，Ｆ２，…ＦＮＳＣＨを設け、該複数の専用サブキャリアで同期チャネルＳＣＨの信号系列を送信し、それ以外のサブキャリアで共通パイロットＣＰＩＣＨや個別信号ＤＰＣＨを送信する。この場合、同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施し、該差動符号化された信号系列を専用のサブキャリアで送信する。

Description

本発明は送受信装置及び送受信放送に係わり、特に、送信信号系列を多数のサブキャリアを用いて送信する送受信装置及び送受信放送に関する。

次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。
また、近年ではマルチキャリアＣＤＭＡ方式（ＭＣ−ＣＤＭＡ）の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割して送信する。
さらに，ＯＦＤＭとＣＤＭＡを組み合わせた，直交周波数・符号分割多元接続（ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ）方式の検討も行われている。これは，ＭＣ−ＣＤＭＡによりサブキャリアに分割された信号をＩＦＦＴ処理を施して直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
・マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理
マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理は、図２２に示すように、周期Ｔｓの１シンボルの送信データＤよりＮ個のコピーデータを作成し、チャネライゼーションコードである拡散コード（直交コード）を構成する各コードＣ_１〜Ｃ_Ｎを個別に前記各コピーデータに乗算器１_１〜１_Ｎで乗算し、各乗算結果Ｄ・Ｃ_１〜Ｄ・Ｃ_Ｎを図２３（ａ）に示す周波数ｆ_１〜ｆ_ＮのＮ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は１シンボルの送信データをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをＭシンボルの並列データに変換し、Ｍ個の各シンボルに図２２に示す処理を施し、Ｍ×Ｎ個の全乗算結果を周波数ｆ_１〜ｆ_ＮＭやのＭ×Ｎ個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。サブキャリアの総数ＭＮは、（拡散率Ｎ）×（パラレル系列数Ｍ）である。又、図２３（ｂ）に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式（ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ）が実現できる。
・ＭＣ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成
図２４はＭＣ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。第１ユーザ（第１チャネル）用のデータ変調部１０は、第１ユーザの送信データを変調し，同相成分と直交成分よりなる複素ベースバンド信号（シンボル）に変換する。ユーザデータは図２５に示すように１レーム当たり３２×Ｍシンボルを有している。シリアルパラレル変換部１１は入力データを図２５に示すようにＭシンボルの並列データに変換し、分岐部１２はＭ個の各シンボルをそれぞれＮ分岐して第１の拡散部１３に入力する。第１の拡散部１３はＭ個の乗算部１４_１〜１４_Ｍを備えており、各乗算部１３_１〜１３_Ｍはそれぞれ第１ユーザの直交コードＣ_１，Ｃ_２，．．Ｃ_Ｎを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。直交コードはユーザ及びパイロット毎に異なるウォルシュコードである。この結果、Ｎ×Ｍ個のサブキャリアｆ_１〜ｆ_ＭＮでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ_１〜Ｓ_ＭＮが第１拡散部１３よりコード多重部１４に入力する。すなわち、第１拡散部１３は第１ユーザの直交コードＣ_１，Ｃ_２，．．．Ｃ_Ｎを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散してコード多重部１４に入力する。尚、ＭＮ個のサブキャリア信号Ｓ_１〜Ｓ_ＭＮはＯＦＤＭシンボルを構成する。
コード多重部１４には、同様に作成された第２〜第ｎユーザに応じたサブキャリア信号Ｓ_１〜Ｓ_ＭＮ、パイロットに応じたサブキャリア信号Ｐ_１〜Ｐ_ＭＮが入力する。基地局より送信する信号のフレーム構成は図２６に示すようになっているから、サブキャリア毎に第１〜第ｎユーザのサブキャリア信号及びパイロットのサブキャリア信号を加算して出力する。すなわち、フレームコード多重部１４はサブキャリア毎に加算部ＡＤ_１〜ＡＤ_ＭＮを備え、第ｊサブキャリアに応じた加算部ＡＤ_ｊは、図２７に示すように第１〜第ｎユーザの第ｊサブキャリア信号Ｓ_ｊ及びパイロットの第ｊサブキャリア信号Ｐ_ｊを加算して出力する。
なお、図２６のフレーム構成図において、周波数方向（横方向）にＭＮ個のサブキャリアｆ_１〜ｆ_ＭＮが配列され、コード方向（縦方向）に第１〜第ｎユーザ（個別チャネルＤＰＣＨ）とパイロット（共通パイロットチャネルＣＰＩＣＨ）のウォルシュコードが配列され、時間方向（奥行き方向）に１〜Ｎｓ（例えば３２）のＯＦＤＭシンボル時刻が配列され、更に、同期チャネル（ＳＣＨ：Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｃｈａｎｎｅｌ）のデータが離散的な複数（Ｎ_ＳＣＨ個）のサブキャリアに多重されている。
第２の拡散部１５の乗算部ＭＰ_１〜ＭＰ_ＭＮは、コード多重部１４から入力する各サブキャリアに応じたコード多重信号Ｓ′_１〜Ｓ′_ＭＮにセル識別用スクランブルコードＣＳＳＣ（Ｃｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｃｏｄｅ）Ｇ_１〜Ｇ_ＭＮを乗算して出力する。同期チャネル（ＳＣＨ：Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｃｈａｎｎｅｌ）データ多重部１６は、同期チャネルデータＤ_１〜Ｄ_ＮＳＣＨを離散的な複数（Ｎ_ＳＣＨ個）のサブキャリアに多重してＩＦＦＴ１７に入力する。図２８はＳＣＨデータ発生部の構成図である。ＳＣＨデータパターン発生器１はシンボル周期でＳＣＨデータパターンを順次発生し、乗算部２はＳＣＨデータパターンに共通スクランブルコードを乗算し、分岐部３は１つの入力シンボルを分岐してＮ_ＳＣＨ個のＳＣＨデータＤ_１〜Ｄ_ＳＣＨをＳＣＨデータ多重部１６に入力する。
ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は、並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部１９はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
図２９はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍ×Ｎ個のサブキャリアサンプル（＝１有効ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
・ＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成
図３０はＭＣ−ＣＤＭＡの移動局の受信側構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部２２は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＮ×Ｍ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル）ＳＰ_１〜ＳＰ_ＭＮに変換し、チャネル推定部２５ａは各サブキャリアに多重されているパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、チャネル補償部２５ｂはサブキャリア毎のチャネル推定値ＣＣ_１〜ＣＣ_ＭＮをＦＦＴ出力に乗算してフェージングの補償を行う。
チャネル推定部２５ａはＦＦＴ部２４から出力するパイロットシンボルのサブキャリア成分にセル識別用スクランブルコードＣＳＳＣを乗算し、サブキャリア毎に乗算結果を加算してその平均値により各サブキャリアのチャネル推定値ＣＣ_１〜ＣＣ_ＭＮを演算する。すなわち、チャネル推定部２５ａは、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、チャネル補償部２５ｂは送信シンボルのサブキャリア信号成分にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。
第１の逆拡散部２６はフェージング補償されたＭ×Ｎ個の各サブキャリア信号成分にセル識別用スクランブルコードＧ_１〜Ｇ_ＭＮを乗算して出力する。すなわち、フェージング補償された信号はセル識別用スクランブルコードにより逆拡散され、これによりコード多重された信号の中から移動局が所属する基地局が送信する信号が抽出される。第２の逆拡散部２７はＭ個の乗算部２７_１〜２７_Ｍを備えており、乗算部２７_１はユーザ（移動局）に割り当てられた直交コード（ウォルシュコード）Ｃ_１，Ｃ_２，．．．Ｃ_Ｎを個別にＮ個のサブキャリア信号に乗算して出力し、他の乗算部２７_２〜２７_Ｍも同様の演算処理を行う。この結果、移動局が所属する基地局から送信された信号はユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中からユーザ宛の信号が抽出される。合成部２８_１〜２８_Ｍはそれぞれ乗算部２７_１〜２７_Ｍから出力するＮ個の乗算結果を加算してＭ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
・セル識別用スクランブルコードの配列
図３１（ａ）はセル識別用スクランブルコードＧ_１〜Ｇ_ＭＮ（ＭＮ＝５１２）の配列説明図であり、１ＯＦＤＭシンボル毎にサブキャリア方向に８コードづつずらしている。コードをずらす理由は以下の通りである。コードをずらさないと、２つの局のセル識別用スクランブルコードＣＳＳＣの第ｍサブキャリアのコードが同じになると、２つのセルの第ｍサブキャリアのチャネル推定値を区別できなくなり、一方のチャネル推定値を他方のチャネル推定値と誤認するためである。このため、図３１（ａ）に示すように１ＯＦＤＭシンボル毎にサブキャリア方向にセル識別用スクランブルコードをずらしているのである。
・セルサーチとＡＦＣの必要性
以上のように、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式ではスクランブルコードを用いてセルを分離することができるため、全セルで同一周波数を使用し、周波数利用効率を向上させることができる。しかし、受信時にセル（基地局）のスクランブルコードＣＳＳＣを識別しなければならない（セルサーチ）。
一般に、各基地局でのユーザ数は異なるため、各基地局での送信電力は異なる。セルサーチは基地局と移動局間の電波の減衰量（パスロス）が最も小さくなる、言い換えると、１ユーザあたりの受信電力が最も大きくなる基地局を検出する技術であるが、各基地局での送信電力が異なるため、単に各基地局からの総受信電力を検出しても受信電力が最大となる基地局がパスロス最小の基地局とは限らない。そのため移動局においてパスロスが最小の基地局を検出するのに効果的なフレーム構成とその基地局を検出するセルサーチ方式が必要となる。
また、ＯＦＤＭ方式あるいはＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、送信信号を複数のサブキャリアに分割して送信する。複数のサブキャリアに分割することより各サブキャリア信号のシンボル長を長くすることができるため、遅延波の影響を受けにくくすることができる。しかし、シンボル長が長くなるとキャリア周波数オフセットが存在する場合にはその影響をより受けやすくなるという欠点があり、ＡＦＣ技術あるいはキャリア周波数オフセット補償技術またはその両方が必要となる。
加えて、移動局から信号を送信する場合にはその送信信号のキャリア周波数には高い精度が求められる。通常、この送信キャリア周波数は移動局での受信時のＡＦＣによって制御された電圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）から分周して作られるため受信時のＡＦＣには高い精度が必要となる。
・従来のＡＦＣ技術
ＯＦＤＭ方式を採用した通信において、受信側（移動局）の基準クロック信号の周波数は送信側（基地局）の基準クロック信号の周波数と一致していなければならない。しかし、両者間には周波数偏差Δｆが存在するのが普通である。この周波数偏差Δｆは隣接キャリアに対して干渉となり、直交性を損なう要因になる。このため、受信装置の電源投入後、直ちにＡＦＣ制御を行って周波数偏差（周波数オフセット）を小さくして干渉を抑圧する必要がある。
図３２は局部発振器の発振周波数を送信側の周波数と一致させるＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）部を備えた従来の受信装置の要部構成図である。無線受信部２１の高周波増幅器は受信した無線信号を増幅し、周波数変換／直交復調部２２は局部発振器３１から入力するクロック信号を用いて受信信号に周波数変換処理及び直交復調処理を施す。ＡＤ変換器３２は直交復調信号（Ｉ，Ｑ複素信号）をＡＤ変換し、ＯＦＤＭシンボル取り出し部（タイミング同期／ガードインターバル除去部）２３はガードインターバルＧＩを除去した１ＯＦＤＭシンボルを取り出し、ＦＦＴ部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ＡＦＣ部３３はＡＤ変換器から入力する複素信号である受信データを用いて周波数偏差Δｆに応じた位相誤差Δθを検出し、該位相誤差Δθに応じたＡＦＣ制御信号を局部発振器３１に入力して発振周波数を送信側の発振周波数に一致させるように制御する。すなわち、ＡＦＣ部３３はＯＦＤＭシンボルに付加されたガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされた ＯＦＤＭシンボル部分の時間プロファイルとの相関値を演算し、該相関値（複素数）の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差Δｆとして求め、該位相に基づいて発振周波数を制御して送信側の発振周波数に一致させる。
図３３はＡＦＣ部３３の構成図、図３４はＡＦＣ部の動作説明図である。
ガードインターバルＧＩは、図３４（ａ）に示すようにサンプル数Ｎｃ個のＯＦＤＭ有効シンボルの先頭部にサンプル数Ｎ_Ｇ個の末尾部分をコピーして作成しているから、１ＯＦＤＭ有効シンボル前（Ｎｃサンプル前）の受信信号と現受信信号との相関を演算することにより図３４（ｂ）に示すようにガードインターバルＧＩ部分で相関値が最大となる。この最大相関値は周波数偏差に依存した位相を有する値となるから、該最大相関値を検出することにより位相すなわち周波数偏差を検出することができる。
図３３において、遅延器３３ａは、受信信号を１ＯＦＤＭ有効シンボル（サンプル数Ｎｃ＝５１２）分遅延し、乗算部３３ｂは１ＯＦＤＭ有効シンボル前の受信信号Ｐ_２の複素共役Ｐ_２ ^＊と現受信信号Ｐ_１とを乗算し、乗算結果を出力する。シフトレジスタ３３ｃはガードインターバルのＮ_Ｇサンプル（＝１００サンプル）分の長さを有し、最新のＮ_Ｇ（＝１００）個の乗算結果を記憶し、加算部３３ｄはＮ_Ｇ個の乗算結果を加算してＮ_Ｇサンプル幅の相関値を出力する。相関値記憶部３３ｅは加算器３３ｄから出力する１サンプルづつずれた（Ｎ_Ｇ＋Ｎ_Ｃ個）（＝６１２個）の相関値を記憶し、加算器３３ｆはＳ／Ｎ比を向上するためにフレーム内の３２シンボル及び複数フレームにわたって相関値を積算し、相関値記憶部３３ｅに記憶する。
ガードインターバル期間において１ＯＦＤＭ有効シンボル前の受信信号と現受信信号は理想的には同じであるから、シフトレジスタ３３ｃに記憶されるガードインターバル期間の乗算結果の数が多くなるに従って図３４（ｂ）に示すように相関値が漸増し、ガードインターバル期間におけるＮ_Ｇ個の全ての乗算結果がシフトレジスタ３３ｃに記憶されたとき相関値は最大となり、以後、シフトレジスタに３３ｃに記憶されるガードインターバル期間の乗算結果の数が減少してゆき相関値は漸減する。
又、周波数オフセットΔｆ＝０のとき雑音が無いとすると、図３５（ａ）に示すようにＰ_１とＰ_２は同じベクトルになり、乗算部３３ｂの出力Ｐ_１・Ｐ_２ ^＊の嘘部は０となる。しかし、周波数偏差Δｆ＝ａのとき雑音が無いとすると、図３５（ｂ）に示すようにＰ_１とＰ_２は同じベクトルとならずＰ_１とＰ_２間に周波数偏差Δｆに応じた位相回転θが発生する。この結果、乗算部３３ｂの出力Ｐ_１・Ｐ_２ ^＊はΔｆ＝０の場合に比べてθ回転し、Ｐ_１・Ｐ_２ ^＊の嘘部は０でない値をもつ。
以上より、加算器３３ｄから出力する相関値はガードインターバル期間におけるＮ_Ｇ個の全ての乗算結果がシフトレジスタ３３ｃに記憶されたとき最大となり、その最大値は周波数オフセットΔｆに応じた位相差θを有する複素数となる。
ピーク検出部３３ｇは相関値記憶部３３ｅに記憶されている（Ｎ_Ｇ＋Ｎ_Ｃ）個の相関値のうち、相関電力最大のピーク相関値Ｃｍａｘを検出し、位相検出部３３ｈは該相関値（複素数）の実数部Ｒｅ［Ｃｍａｘ］と虚数部Ｉｍ［Ｃｍａｘ］とを用いて次式

により位相θを算出する。この位相θは周波数偏差Δｆによって生じるものであるから該位相θに基づいて局部発振器３１（図３２）の制御信号を帰還する。なお、可変ダンピング係数α（０＜α＜１）を位相θに乗算器３３ｉで乗算することにより瞬時応答に追従しないように制御し、また、積分部３３ｊで積分、平滑化して局部発振器３１に帰還し、該局部発振器３３から出力するクロック信号の周波数を制御する。この方式の特徴としてはＦＦＴ前にキャリア周波数同期を行うことができることである。
ところで、パイロットの多重方式には、図２６で説明した符号多重符号化方式の他に送信データの中にパイロットを時分割多重する時分割多重方式がある。この時分割多重方式を採用する場合には、ＦＦＴ後の受信パイロット信号の位相回転量からキャリア周波数誤差を検出して局部発振器の発振周波数を制御するようにＡＦＣ制御することができる。図３６は時分割多重方式のフレーム構成図であり、１フレームの送信データの前方にパイロットＰが時間多重されている。尚、パイロットＰはフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たりパイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが２８×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１２（図２４）は並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルを出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＭシンボルを出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはＡＦＣ制御やサブキャリア毎のチャネル推定／チャネル補償が可能となる。
図３７は時分割多重方式におけるＡＦＣ制御の構成例を示しており、すべてのサブキャリアに渡って同一シンボルの２つのパイロット信号を挿入しておくものである。受信側では、ＦＦＴ演算部２４におけるＦＦＴ演算後、サブキャリア毎に、２つのパイロット信号のうち一方と他方の複素共役を、乗算する。すなわち、サブキャリア毎に、遅延部ＤＬＹは最初のパイロット信号を１ＯＦＤＭシンボル分遅延し、ＣＮＪは該遅延されたパイロット信号の複素共役を演算し、乗算部ＭＰＬは連続するパイロット信号のうち第１パイロット信号の複素共役と第２パイロット信号とを乗算して出力する。第１、第２のパイロット信号間に周波数偏差Δｆに応じた位相差θが存在すると、図３５（ｂ）で説明したのと同じ理由で乗算結果に虚数部が含まれ、該乗算結果はΔｆ＝０の場合に比べてθ回転する。それぞれのサブキャリアでのパイロットシンボルが異なっていても各サブキャリアで同一シンボルを送信しているため演算結果は理想的には同じ信号となる。このため、平均値演算部ＭＥＮは全サブキャリアの乗算結果の実数部、虚数部毎の平均値を演算し、位相検出部ＰＤＴは実数部Ｒｅ［Ｃｍａｘ］と虚数部Ｉｍ［Ｃｍａｘ］とを用いて（１）式により位相θを算出する。この位相θは周波数偏差Δｆによって生じるものであるから該位相θに基づいて局部発振器３１（図３２）の発振周波数を制御する。
・従来のセルサーチ技術
図２６に示すフレーム構成に対するセルサーチは、図３８に示すように３段階の手順からなり、第１段階でＦＦＴウィンドウタイミングを検出し（ステップＳ１）、第２段階でＳＣＨフレームタイミングを検出し（ステップＳ２）、そして第３段階でＣＳＳＣ（セル識別用スクランブルコード）を同定する（ステップＳ３）。
第１段階では、図３３のＡＦＣ部と同様の構成でガードインターバル相関（図３９参照）を演算して設定値ＴＨ１以上の相関のピーク値を２つ検出し、それぞれをＦＦＴウィンドウタイミング候補１，２とする。
第２段階ではＦＦＴウィンドウタイミングの各候補に対して、ＳＣＨを利用して３２通りのフレーム位相から最適なフレームタイミングを検出する。具体的には、第１段階で検出した２個の各ＦＦＴウインドウタイミング候補に対し、以下の処理を行う。すなわち、まず、ＦＦＴウインドウタイミング候補の１番目のタイミングで、受信波に対しＦＦＴを行い、ＦＦＴ後の信号をメモリに蓄積する。図４０のＳＣＨフレームフォーマットで示すように、ＳＣＨデータは離散的な複数個のサブキャリアにおいて、ユーザデータやパイロットデータに多重されている。従って、ＦＦＴ後、各ＳＣＨが割り当てられているサブキャリアに関して、前記メモリに蓄積されているＦＦＴ後の信号と既知のＳＣＨ信号系列の位相を順次シフトさせた系列の信号との時間相関を１フレーム分（＝３２ＯＦＤＭシンボル）計算する。そして、８個のサブキャリアでの相関値の平均値を電力平均により求め、必要に応じて複数フレーム分の平均電力を演算する。相関値の計算は、既知のＳＣＨ信号系列の位相を０，１，２，…，３１ＯＦＤＭシンボルずらしたパターンそれぞれに関して行い、３２個の位相のフレームタイミング候補に対する相関電力値をメモリに蓄積する。しかる後、３２個の位相の相関電力値の中で最も大きいフレームタイミングを選び、１つのＦＦＴウインドウタイミング候補に対するフレームタイミング候補とする。上記を各ＦＦＴウインドウタイミング候補に対して同様のフレームタイミング候補の決定処理を行う。
第３段階では、第２段階までに検出された候補に対して、ＣＳＳＣ番号の検出とＦＦＴウインドウタイミング、フレームタイミングの決定を行う。すなわち、既知である多数のＣＳＳＣ候補とＣＰＩＣＨの各複素共役を各受信サブキャリアに乗積して時間方向に積分することによりサブキャリア毎に相関値を求め、数サブキャリアからなるサブキャリアブロックで相関値を平均し、更に全サブキャリアに渡って相関平均値を電力加算することによりＣＳＳＣ候補に対するメトリックを求め、メトリックが最大となるＣＳＳＣ候補を接続すべき基地局のＣＳＳＣとする。

発明が解決しようとする課題

図３２〜図３５において説明したガードインターバル相関によりキャリア周波数オフセットに起因する位相誤差を抽出するＡＦＣ制御では、Ｎｃサンプル長（１ＯＦＤシンボル）だけ離れている信号に対して相関をとるためキャリア周波数オフセットが小さくなってくると位相誤差が雑音に埋もれてしまい位相誤差を精度よく検出することができなくなってくる。特に、ＡＦＣ制御では安定動作のため時定数が長く設定されており、このため残留キャリア周波数オフセットがあると、１ＯＦＤＭシンボル区間においてキャリア位相回転が小さくても、数十ＯＦＤＭシンボルからなる１フレームの最初のシンボルと最後のシンボルではキャリア位相が大きく回転しているという問題がある。
また、ガードインターバル相関とＡＦＣ制御で得られるキャリア周波数の精度以上の精度が、移動局側における送信信号のキャリア周波数に要求される場合、キャリア周波数同期が不十分であるといった問題が生じる。
また、図３７に示したような、予め既知信号を送信信号の中に挿入し、ＦＦＴ後の受信既知信号の位相回転量からキャリア周波数誤差を検出するＡＦＣ方式は、チャネルモデルがマルチパスフェージングと雑音に限定されている。このため、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式のように他セルから同一チャネル干渉も受ける環境では、既知信号も同一チャネル干渉の影響を受けるのでキャリア周波数オフセットによる位相誤差の検出精度が劣化するという問題がある。また、図３７に示した方法では、１ＯＦＤＭシンボル間の位相誤差を推定しているため、より精度の高い位相誤差推定が困難であり、また、パイロットシンボル間の間隔を広げたとしても位相誤差検出精度がそのパイロットシンボル間隔で固定されてしまい柔軟性に乏しいといった欠点を有している。
又、従来のセルサーチにおいて、通常、まずＡＦＣにより局部発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）をキャリア周波数に引き込ませたのちセルサーチのアルゴリズムを起動するが、セルサーチにおいては種々のタイミング検出を行うために電圧加算の演算が用いられる。特に、従来のセルサーチでは、既知のＳＣＨ信号系列の位相を順次シフトさせた系列の信号と受信ＳＣＨ信号との相関演算を１フレーム長に渡って行う。このため、ＡＦＣによるキャリア周波数同期が不十分であると残留周波数誤差により受信信号が回転してしまい、前記相関演算における電圧加算の効果が減少して十分なフレームタイミング検出特性が得られないと予想される。
また、図２６の符号多重のフレーム構成では、ＤＰＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）とＣＰＩＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）が多重された信号に更にＳＣＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）を多重している。しかし、ＳＣＨは、ＤＰＣＨとＣＰＩＣＨに直交していないため、ＳＣＨフレームタイミングを相関演算により検出する際、ＤＰＣＨとＣＰＩＣＨからの干渉を受ける。この影響を軽減するために、相間値を更に数フレームに渡って電力加算する必要がありＳＣＨフレームタイミング検出に時間がかかる。また、複数のサブキャリアに多重されているＳＣＨを合成する際に各ＳＣＨでのチャネル応答の位相が異なるため電圧加算をすることができず電力加算により合成する必要があり合成効果が電圧加算ほど十分に得られないという問題がある。図４１はＳＣＨフレームタイミング検出処理における、電圧加算領域と電力加算領域の説明図である。相関値の位相差が小さい領域、すなわち、時間軸方向にｎＯＦＤＭシンボル区間（例えばｎ＝４）及びサブキャリア方向にｍサブキャリア区間（例えばｍ＝８）により特定されるｍ×ｎ個の領域における相関値は電圧加算して平均値を求めることができる電圧加算領域である。しかし、電圧加算領域内の相関値と電圧加算領域外の相関値は位相差が大きくなるため電圧加算して平均化できず電力加算して平均値を求める。すなわち、電圧加算領域外の領域は電力加算領域となる。
更に、従来例ではＣＳＳＣの同定処理と並行して、ＣＳＳＣ候補の複素共役とＣＰＩＣＨとを各受信サブキャリア信号に乗積して時間方向に積分する。そして、ＣＳＳＣが正しい場合には、得られた積分値を各サブキャリアでのチャネル推定値としている。しかし、ユーザ数が多いとＤＰＣＨからの干渉が多くなりチャネル推定値の誤差が大きくなるという問題がある。又、チャネル推定の精度を上げるには、時間方向の積分シンボル数を多くする必要があるという問題がある。これは、図４１に示すように拡散領域ＳＰＡとチャネル応答推定領域ＣＥＡが一致していないために起こるものである。また、残留周波数オフセットにより受信サブキャリア信号が回転している場合にはチャネル推定精度が劣化するのでＣＳＳＣ同定確率が劣化することが予想される。
以上より、本発明の目的は、ガードインターバル相関によるキャリア周波数同期が不十分で残留キャリア周波数誤差が無視できない場合においても、正確にＳＣＨフレームタイミングを検出することができるようにすることである、
本発明の別の目的は、他セルからの干渉がある場合でも高精度なキャリア周波数同期を実現し、かつ、残留キャリア周波数オフセットを補償できるようにすることである。
本発明の別の目的は、ＤＰＣＨからの干渉を受けずにチャネル推定及びＣＳＳＣ同定を正確に行うことが出来るようにすることである。

送信信号系列を多数のサブキャリアで送信する場合、同期チャネル専用の複数のサブキャリアを設け、該複数の専用サブキャリアで同期チャネルの信号系列を送信し、それ以外のサブキャリアで共通パイロットや個別信号を送信する。このようにすれば、同期チャネルＳＣＨは個別物理チャネルＤＰＣＨや共通パイロットチャネルＣＰＩＣＨからの干渉を受けず、正確にＳＣＨのフレームタイミングを検出することができる。
また、同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施し、該差動符号化された信号系列を前記専用のサブキャリアで送信する。このようにすれば、周波数オフセットに起因する位相誤差が大きい場合でもフレームタイミングを検出できる。しかも、Ｍシンボル間の差動復号処理を行うことにより位相誤差をＭ倍に増幅でき、このため、位相誤差が小さくても極性判定をより正しく行うことができ、位相誤差の極性に基いて周波数オフセットが零となるように制御することができる。
また、ＤＰＣＨとＣＰＩＣＨの信号系列を周波数と時間の二次元領域に拡散し、この二次元領域の拡散信号にパイロットとセル識別用スクランブルコードＣＳＳＣの各複素共役を乗算して加算することにより相関演算し、該相関値により該二次元領域のチャネル応答を推定する。このようにすれば、拡散領域とチャンネル推定領域を同じにできるため、ＤＰＣＨからの干渉がなく、チャネル推定精度を向上でき、正確なチャネル補償が可能になる。また、複数のの前記二次元領域の相関電圧を加算して平均化し、複数の平均相関電圧を電力加算することにより、接続すべきセルのＣＳＳＣに対する電力値と他のセルのＣＳＳＣに対する電力値との差を大きくできるため、より正確にＣＳＳＣ同定を行うことが出来る。

図１は本発明の基地局より送信する信号のフレーム構成説明図ある。
図２は同期チャネルＳＣＨの専用サブキャリアと、ＤＰＣＨやＣＰＩＣＨ用のサブキャリアとの関係説明図である。
図３は本発明の差動符号化したＳＣＨ信号系列発生器の構成図である。
図４は本発明の受信装置における ＳＣＨの合成及びフレームタイミング検出構成図である。
図５は本発明におけるＣＭＡアルゴリズムによるＳＣＨ合成およびフレームタイミングの検出構成図である。
図６は本発明の高精度位相誤差推定部の構成図である。
図７は差動復号のシンボル間隔Ｍを可変する高精度位相誤差推定部の構成図である。
図８は位相シフト量を用いて残差キャリア周波数オフセットを補正する本発明の構成図である。
図９は個別物理チャネルと共通パイロットチャネルのそれぞれを時間と周波数の二次元領域に拡散コードを用いて拡散した場合の説明図である。
図１０は本発明における二次元拡散部を備えた基地局装置における送信側の第１の要部構成図である。
図１１は本発明における二次元拡散部を備えた基地局装置における送信側の第２の要部構成図である。
図１２はＮ個のシリアルデータをｍ個づつのｎ組の並列データ（Ｎ＝ｍ×ｎ）に変換して二次元拡散を実現する場合の説明図である。
図１３はＣＳＳＣ候補に対するチャネル応答推定部の構成図である。
図１４は相関値を電圧加算して平均する構成図である。
図１５は平均相関値の電力加算を行う構成図である。
図１６は本発明のセルサーチの手順説明図である。
図１７はＦＦＴウィンドウタイミング検出とＳＣＨフレームタイミング検出に関する本発明の実施例である。
図１８はＦＦＴウィンドウタイミング検出とＳＣＨフレームタイミング検出に関する本発明の第２の実施例である。
図１９はＡＦＣ制御の第１の実施例構成図である。
図２０はＡＦＣ制御の第２の実施例構成図である。
図２１はＣＳＳＣ同定部の実施例構成図である。
図２２はマルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理説明図である。
図２３はマルチキャリア伝送におけるサブキャリア配置説明図である。
図２４はＭＣ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。
図２５はユーザデータ説明図である。
図２６は基地局より送信する信号の従来のフレーム構成である。
図２７はフレームコード多重部における加算部の説明図である。
図２８はＳＣＨデータ発生部の構成図である。
図２９はガードインターバル挿入説明図である。
図３０はＭＣ−ＣＤＭＡの移動局の受信側構成図である。
図３１はセル識別用スクランブルコードの配列説明図である。
図３２は局部発振器の発振周波数を送信側の周波数と一致させるＡＦＣ部を備えた受信装置の要部構成図である。
図３３はＡＦＣ部の構成図である。
図３４はＡＦＣ部の動作説明図である。
図３５は位相誤差説明図である。
図３６は時分割多重方式のフレーム構成図である。
図３７は時分割多重方式におけるＡＦＣ制御の構成例である。
図３８はセルサーチ説明図である。
図３９はガードインターバル相関のピーク値説明図である。
図４０はＳＣＨフレームフォーマットである。
図４１はＳＣＨフレームタイミング検出処理における、電圧加算領域と電力加算領域の説明図である。

（Ａ）本発明のフレーム構成
図１は本発明の基地局より送信する信号のフレーム構成説明図であり、周波数方向（横方向）にサブキャリアが配列され、コード方向（縦方向）に第１〜第ｎ個別物理チャネル（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ：ＤＰＣＨ）と共通パイロットチャネル（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ：ＣＰＩＣＨ）のウォルシュコードが配列され、時間方向（奥行き方向）に１〜Ｎｓ（例えばＮｓ＝３２）のＯＦＤＭシンボルが配列されている。また、同期チャネルＳＣＨにはＳＣＨ専用の複数のサブキャリアＦ１〜Ｆ_ＮＳＣＨが割り当てられており、同期チャネルＳＣＨの長さはフレーム長（＝３２ＯＦＤＭシンボル）である。すなわち、サブキャリアＦ１〜Ｆ_ＮＳＣＨはＳＣＨ専用であり、ＤＰＣＨやＣＰＩＣＨの拡散信号には他のサブキャリアが割り当てられる。
図２は同期チャネルＳＣＨの専用サブキャリアＦ１〜Ｆ_ＮＳＣＨと、ＤＰＣＨやＣＰＩＣＨ用のサブキャリアとの関係説明図である。ＳＣＨ信号系列発生器５１は１フレームＮｓシンボルのＳＣＨ信号系列を発生し、コピー部５２は１シンボルのＳＣＨ信号よりＮ_ＳＣＨ個のコピーシンボルＤ_１〜Ｄ_ＮＳＣＨを発生し、各コピーシンボルＤ_１〜Ｄ_ＮＳＣＨをサブキャリアＦ_１〜Ｆ_ＮＳＣＨの信号としてＩＦＦＴ部５３に入力する。また、図示しない拡散部でチャネライゼーションコードで周波数方向に拡散され、しかる後、局識別用スクランブルコードでマスキングされた個別物理チャネルＤＰＣＨや共通パイロットチャネルＣＰＩＣＨの多重信号ｄ_１〜ｄ_ＭＮは、上記の専用サブキャリアＦ１〜Ｆ_ＮＳＣＨ以外のサブキャリアｆ_１〜ｆ_ＭＮの信号としてＩＦＦＴ部５３に入力する。ＩＦＦＴ部５３は、並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭシンボル信号に変換する。ガードインターバル挿入部５４は、ＯＦＤＭシンボル信号にガードインターバルを挿入し、図示しない送信部はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボル信号に直交変調を施し、無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
以上のように、同期チャネルＳＣＨを専用のサブキャリアに割り当てているため、ＳＣＨはＤＰＣＨとＣＰＩＣＨからの干渉を受けない。このため後述するＳＣＨフレームタイミング検出特性を向上することができる。又、従来例と同程度のＳＣＨフレームタイミング検出特性を得る際には、少ないフレーム数で検出を行うことが出来、フレームタイミング検出時間を短縮できる。
（Ｂ）ＳＣＨ信号系列の差動符号化およびフレームタイミング検出
ＳＣＨ信号系列に差動符号化処理を施すことにより、ガードインターバル相関によるキャリア周波数同期が不十分で残留キャリア周波数誤差が無視できない場合においても、正確にＳＣＨフレームタイミングを検出することができるようになる。
図３は本発明の差動符号化したＳＣＨ信号系列発生器の構成図である。ＳＣＨ信号系列発生器５１ａは自己相関特性に優れた系列を発生し、遅延器５１ｂは入力信号を１シンボル期間遅延し、乗算器５１ｃは、ＳＣＨ信号と１シンボル前の出力信号との乗算を行うことによりＳＣＨ信号系列に差動符号化を施す。
例えば、ＳＣＨ信号系列がＢＰＳＫ変調信号であるとし、その信号系列をｂ（κ）∈｛１，−１｝，κ＝１，２，．．．，Νｓ（Νｓはサブキャリア当たりのフレームシンボル数）とすると、差動符号化された信号系列は、

で表される。キャリア周波数オフセットが存在する場合にはｍ番目のサブキャリア信号は、

となる。ここで、ｈ_ｍはｍ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、Δｆ_ｃはキャリア周波数オフセット、Ｔ_ＳＢはシンボルブロック時間である。この受信信号系列に対して差動復号を行うと、

となる。
受信信号系列の位相φが未知であるため、差動符号化前の信号系列ｂ（κ）の位相を順次シフトさせた系列ｂ（κ＋Ψ）との相関演算を行うと相関器出力は、

で表される。相関器で与えるｂ（κ）の位相Ψが受信信号系列の位相φと一致していないとｂ（κ＋φ）・ｂ（κ＋Ψ）は１あるいは−１となりＮｓシンボルに渡って加算してもＮｓ倍とはならない。一方、ｂ（κ）の位相Ψが受信信号系列の位相）と一致したときｂ（κ＋φ）・ｂ（κ＋Ψ）は常に１となり、Ｎｓシンボルすべてに渡って加算されるため｜Ｒ_ｍ（Ψ）｜^２は最大となる。従って、Ｒ_ｍ（Ψ）の電力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出することができる。
また、キャリア周波数オフセットΔｆｃによりサブキャリア信号ｒ_ｍ（ｋ）は回転しているが差動復号を行うことにより差動復号毎に同じ位相シフト量に変換される。従って、相関器で加算しても電力の損失がないためフレームタイミングを正確に検出可能となる。
更に、２セル（２基地局）からの電波を強く受けている場合には、

となり、同様に差動復号を行うと、

となる。受信信号系列の位相φあるいはψが未知であるため、差動符号化前の信号系列ｂ（κ）の位相を順次シフトさせた系列ｂ（κ＋Ψ）との相関演算を行うと相関器出力は、

で表される。ｂ（κ）の位相Ψが受信信号系列の位相φと一致したとき

となり、ｂ（κ）の位相Ψが受信信号系列の位相ψと一致したとき

となる。ここで、ξ_１とξ_２は相関で抑圧しきれない信号成分である。従って、相関器出力の電力が最大となる位相をＳＣＨフレームタイミングするとチャネル応答の大きい方、すなわちパスロスが最小の基地局からの送信信号のフレームタイミングを検出することが可能となる。
更に複数のサブキャリアにＳＣＨが割り当てられている場合には、差動復号器出力を合成すると相関器出力は、

となるため、短区間フェージングの影響でパスロスが最小でないセルからのフレームタイミングを検出してしまう確率を減少させることが可能となる。
図４は、本発明の受信装置におけるＳＣＨの合成及びフレームタイミング検出構成図である。差動復号部７２_１〜７２_ＮＳＣＨは、ＦＦＴ演算部７１より出力する多数のサブキャリアのうちＳＣＨが割り当てられているサブキャリアＦ_１〜Ｆ_ＮＳＣＨの信号を差動復号し、加算部７３は各差動復号信号を加算する。ついで、相関器７４は、加算器７３から出力するＳＣＨ合成信号系列と既知のＳＣＨ信号系列との相関演算を、後者の位相を位相シフト部７５で順次シフトさせながら行い、最大値検出部７６は相関器出力が最大となる位相を、フレームタイミングとして検出する。尚、相関演算部７４は（８），（１０）式の相関演算を行うもこである。又、各差動復号部７２_１〜７２_ＮＳＣＨは１シンボル遅延部ＳＤＬ、複素共役発生部ＣＮＪ、乗算部ＭＰＬで構成されている。
（Ｃ）ＣＭＡによるフレームタイミングの検出
本発明ではＳＣＨを複数の専用サブキャリアに割り当てており、また、ＳＣＨは全セル共通である。このため、基地局間でのタイミングが非同期であると、タイミングとチャネル応答が異なった複数のＳＣＨ信号が重畳して受信される。これは、１つの信号系列を送信して直接波と遅延波が複数のアンテナで受信されるモデルと同じである。他のパスを抑圧しながら最大電力を持つパスを抽出するアルゴリズムとしてＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）が知られている。そこで本発明では複数のＳＣＨ用サブキャリアでの受信信号に複素数の重みづけを行って合成し、合成信号電力と希望電力の誤差が最小となるように重み係数を更新する。
図５は本発明におけるＣｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（ＣＭＡ）によるＳＣＨ合成およびフレームタイミングの検出構成図である。ＣＭＡアルゴリズムでは、最も信号電力が大きいものを選ぶアダプティブアレイのアルゴリズムであり、図５では複数の基地局から送られてくるＳＣＨのうち最も信号電力が大きいＳＣＨを受信し、他のＳＣＨ信号を打ち消すように重み付けを適応制御により行うものである。
ＣＭＡ合成部７７の乗算部７７ａ_１〜７７ａ_ＮＳＣＨは、ＦＦＴ演算部７１より出力する多数のサブキャリア信号のうちＳＣＨが割り当てられているサブキャリアＦ_１〜Ｆ_ＮＳＣＨの信号に重み係数Ｗ_１（ｋ）〜Ｗ_ＮＳＣＨ（ｋ）を乗算し、合成部７７ｂは各乗算器出力信号を合成し、ＣＭＡ処理部７７ｃは、ＣＭＡアルゴリズムに従って合成出力電力と希望出力電力との誤差が小さくなるように重み係数Ｗ_１（ｋ）〜Ｗ_ＮＳＣＨ（ｋ）を更新する。
すなわち、ＳＣＨが割り当てられているｍ番目のサブキャリアの信号を時刻κにおいてｘ_ｍ（κ）とすると合成部７７ｂの出力信号は

で表され、誤差信号は、

で与えられる。ここで、ｐとｑはアルゴリズムの収束特性を与えるパラメータである。係数ベクトルＷ＝［Ｗ_１，Ｗ_２，．．．，ＷＮ_ＳＣＨ］^Ｔは、

で更新される。ここでμはステップサイズ、＊は複素共役であり、Ｘ（κ）はＳＣＨが割り当てられているサブキャリアの受信信号ベクトルである。重み係数が収束すると合成出力にはパスロスが最小のＳＣＨ信号系列のみが出力され、他の基地局からの信号は抑圧される。従って、この合成出力を差動復号すると不要な信号成分が生成されないため後段の相関演算によりＳＣＨフレームタイミング検出をより正確に行うことが可能となる。
重み係数収束後、差動復号部７８はＣＭＡ合成出力信号を差動復号し、相関器７４は、差動復号部７８から出力するＣＭＡ合成信号系列と既知のＳＣＨ信号系列との相関演算を、後者の位相を位相シフトと部７５で順次シフトさせながら行い、最大値検出部７６は相関器出力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出する。なお、差動復号部７８は１シンボル遅延部ＳＤＬ、複素共役発生部ＣＮＪ、乗算部ＭＰＬで構成されている。
（Ｄ）高精度位相誤差推定制御
図４、図５では、差動復号を行った後に相関演算を行っているため、検出されたフレームタイミングにおける相関値の位相シフト量はキャリア周波数オフセットの１シンボルブロック間での回転量となる。位相シフト量、例えば、（９ａ）式における。Ｒ_ｍ（Ψ）＝｜ｈ_ｌ，ｍ｜^２ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ_ＣＴ_ＳＢ）＋ξ_ｌ，ｍの位相シフト量Δθ＝２πΔｆ_ＣＴ_ＳＢは次式

により検出できる。ところで、キャリア周波数オフセットが小さいと、雑音や抑圧しきれていない信号成分によりΔθあるいはΔθの極性の検出精度が劣化する。雑音などによりΔθの極性判定の精度が最も劣化しにくいのは、極性判定の境界値である０から最も離れたΔθが±π／２のときである。そこで、後段の高精度ＡＦＣにおける差動復号のシンボル間隔数Ｍを

として決定する。このようにすれば、ΔθがＭ倍されて±π／２になるため、Δθが小さくてもその極性をより正しく検出でき、キャリア周波数制御を高精度に行うことが可能になる。
以上から、図４、図５の差動復号部において、複数シンボル間隔Ｍの差動復号を行ってから相関演算を行う。例えば上記のＭがＭ＝２であれば、差動復号結果ｄ_ｍ（κ）は

となる。フレームタイミングφは既に検出されているので、そのタイミングで相関演算を行うと、

となり、位相シフト量がＭ倍に拡大される。従って、位相シフト量検出の分解能が雑音などにより十分でない場合には、本発明によりに位相シフトの極性判定を大幅に改善することが可能となる。
図６は本発明の高精度位相誤差推定部の構成図であり、前段で差動復号のシンボル間隔Ｍを決定し、後段で高精度ＡＦＣ方式に用いられる高精度位相誤差Δθの推定を行う。すなわち、前段において、相関器７４、位相シフト部７５、最大値検出部７６は、図４、図５で説明したように、ＳＣＨ信号系列の位相をシフトしながら相関器出力が最大となる位相φをフレームタイミングとして検出する。位相検出部７９は前記フレームタイミングにおける相関値の位相シフト量Δθ＝２πΔｆ_ｃＴ_ＳＢを（１４）式により演算し、シンボル間隔数計算部８０は（１５）式によりシンボル間隔数Ｍを決定し、複数シンボル間隔差動復号部８１に入力する。
複数シンボル間隔差動復号部８１は、ＣＭＡ合成部７７（図５参照）から出力するＣＭＡ合成信号をＭシンボル遅延するシンボル遅延部ＳＤＬ、遅延部ＳＤＬの出力信号の複素共役を演算する複素共役部ＣＮＪ、受信ＳＣＨ信号とＭシンボル前のＳＣＨ信号の複素共役との乗算を行う乗算部を備え、（１６）式の演算を行う。位相シフト部８２はＳＣＨ信号系列ｂ（ｋ）の位相を既に求まっているフレームタイミングφ分シフトしてｂ（ｋ＋φ）を出力する。Ｍシンボル間位相回転量計算部８３は、位相シフト部８２から入力するＭシンボル分のＳＣＨ信号系列ｂ（ｋ＋φ），ｂ（ｋ＋φ−１），．．．ｂ（ｋ＋φ−（Ｍ−１））を乗算し、乗算結果を出力する。Ｍ＝２であれば、Ｍシンボル間位相回転量計算部８３は、ｂ（ｋ＋φ）・ｂ（ｋ＋φ−１）を出力する。相関器８４は（１７）式の演算を行って相関値Ｒｍ（φ）を出力し、位相誤差検出部８５は次式

によりＭ倍された位相誤差（位相シフト量）Ｍ・Δθを算出し、図示しないＡＦＣ制御部に入力する。ＡＦＣ制御部は後述するように位相誤差の極性に基いて局部発振器の発振周波数を制御し、オフセット周波数が零となるように、すなわち、送信側及び受信側の発振周波数が等しくなるように制御する。
ところで、上記制御おいて、差動復号部のシンボル間隔数Ｍをセルサーチ期間中固定しておく必要はない。ＡＦＣが引き込むにつれてキャリア周波数オフセットは小さくなっていき、位相シフト量Δθも小さくなる。位相シフト量はフレーム毎に得られるので、Ｒ_ｍ（φ）＝｜ｈ_ｍ｜^２ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ_ＣＴ_ＳＢＭ）の位相Ｍ・Δθを（１８）式により求め、位相シフト量Δθを次式

により算出し、次式

により次フレームの位相シフト量推定に最適なパラメータＭを決定する。図７はかかる高精度位相誤差推定部の構成図であり、図６と同一部分には同一符号を付している。シンボル間隔計算部８６は（１９）、（２０）式の演算を行って次フレームの差動復号演算におけるシンボル間隔数Ｍを計算し、複数シンボル間隔差動復号部８１に設定する。これにより、複数シンボル間隔差動復号部８１は設定されたシンボル間隔で差動復号を行う。
（Ｅ）残留周波数誤差補正
本発明ではキャリア周波数オフセットによる位相シフト量Ｍ・Δθを推定することができるので、推定された位相シフト量を１／Ｍ倍して１シンボルブロックあたりの位相回転量Δθを計算し、各受信サブキャリア信号をこの位相回転量で逆回転させて残留周波数誤差を補正することが可能となる。
ＡＦＣにおいて、キャリア周波数オフセットを補正しているがＡＦＣ制御の時定数は非常に長く、局部発振器（ＶＣＯ）のキャリア周波数更新量は微量である。そのため、ＡＦＣとサブキャリア信号の残留周波数誤差補正とはお互いに妨害しあうことはない。そこで、位相シフト量を用いてＡＦＣと残留キャリア周波数誤差補正の両方を行うことができる。
図８は位相シフト量を用いて残差キャリア周波数オフセットを補正する本発明の構成図である。図６あるいは図７に示した高精度位相誤差推定部８７は（１９）式により位相誤差Δθを計算し、位相回転制御部８８はｅｘｐ（−Δθ）を計算し、位相回転部８９の各乗算器はＦＦＴ演算部７１から出力する各サブキャリア信号にｅｘｐ（−Δθ）を乗算して−Δθだけ逆回転させて残留周波数誤差を補正する。
（Ｇ）二次元拡散
従来は送信データを周波数方向に、すなわち１次元領域に拡散している。しかし、周波数あるいは時間の１次元領域での拡散ではチャネルの周波数選択性あるいは時変性により直交性が崩れやすい。そこで、本発明では図９に示すように、個別物理チャネルＤＰＣＨと共通パイロットチャネルＣＰＩＣＨのそれぞれの拡散領域ができるだけチャネル変動の影響を受けないように、時間と周波数の二次元領域（周波数方向にｍ、時間方向にｎのｍ×ｎの領域）において拡散コードを用いて拡散して多重化し、さらにＣＳＳＣ（Ｃｅｌｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｓｃｒａｍｂｌｅ Ｃｏｄｅ）でマスクしている。二次元領域に拡散すると、同じ拡散利得において１次元拡散に比べて周波数領域におけるサブキャリア数を減少することができるので直交性をより保つことができる。
図１０、図１１は本発明における二次元拡散部を備えた基地局装置の送信側の構成図である。図１０では、ＣＰＩＣＨとＤＰＣＨとを拡散コードを用いて時間と周波数の二次元領域において拡散して多重化を行い、更に基地局毎のＣＳＳＣで乗積（マスキング）する構成になっている。又、図１１では、各サブキャリア信号である二次元拡散信号と同期チャネルＳＣＨの信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭシンボル信号に変換し、ガードインターバルを付加して出力する構成になっている。
図１０において、第１ユーザの二次元拡散部５０_１におけるシリアル・パラレル変換部５５は、該第１ユーザの送信信号をＭ個の並列データに変換する。拡散部５６のＭ個の乗算部５６_１〜５６_Ｍは各並列データに第１ユーザのチャネライゼーションコード（ウォルシュコード）Ｃ_１〜Ｃ_Ｎを乗算して拡散し、シリアル・パラレル変換部５７_１〜５７_Ｍは、対応する乗算器５６_１〜５６_Ｍから入力するＮ個のシリアルデータをｍ個づつのｎ組の並列データ（Ｎ＝ｍ×ｎ）に変換して順次出力する。これにより、第１ユーザデータは図１２に示すようＭ個の二次元領域（周波数方向にｍ、時間方向にｎのｍ×ｎの領域）Ａ_１〜Ａ_Ｍに拡散される。同様に他ユーザ用の二次元拡散部５０_２〜５０_Ｋ、パイロット用の二次元拡散部５０_Ｐも各ユーザデータ及びパイロットを二次元領域に拡散する。
加算器５８_１１は、各二次元拡散部５０_１〜５０_Ｋ、５０_Ｐのシリアルパラレル変換部５７_１から出力する第１〜第ｍデータのうち第１データを加算し、加算器５８_１２は同様に、二次元拡散部５０_１〜５０_Ｋ、５０_Ｐのシリアルパラレル変換部５７_１から出力する第１〜第ｍデータのうち第２データを加算し、同様に加算器５８_１ｍは、二次元拡散部５０_１〜５０_Ｋ、５０_Ｐのシリアルパラレル変換部５７_１から出力する第１〜第ｍデータのうち第ｍデータを加算する。
マスキング部５９の各乗算器５９_１１〜５９_Ｍｍは各加算器５８_１１〜５８_Ｍｍの出力信号にセル識別用スクランブルコードＣＳＳＣ（Ｇ１〜Ｇ_Ｍｍ）の各コードを乗算して出力する。乗算器５９_１１〜５９_１ｍは、まず最初の組のｍ個のサブキャリア信号を出力し、次に、第２組のｍ個のサブキャリア信号を出力し、以後同様にｎ組のサブキャリア信号を出力し、トータルｍ×ｎ個の二次元拡散信号ＴＤＳ_１を出力する。同様に図示しない乗算器５９_２ｌ〜５９_２ｍは、まず最初の組のｍ個のサブキャリア信号を出力し、次に、第２組のｍ個のサブキャリア信号を出力し、以後同様にｎ組のサブキャリア信号を出力し、トータルｍ×ｎ個の二次元拡散信号ＴＤＳ_２を出力する。以下同様に図示しない乗算器５９_Ｍ１〜５９_Ｍｍは、まず最初の組のｍ個のサブキャリア信号を出力し、次に、第２組のｍ個のサブキャリア信号を出力し、以後同様にｎ組のサブキャリア信号を出力し、トータルｍ×ｎ個の二次元拡散信号ＴＤＳ_Ｍを出力する。これら各二次元拡散信号ＴＤＳ_１〜ＴＤＳ_ＭはＩＦＦＴ演算部５３（図１１）に入力する。
図１１において、差動符号化ＳＣＨ信号系列発生器５１は差動符号化した１フレームＮｓシンボルのＳＣＨ信号系列を発生し、コピー部５２は１シンボルのＳＣＨ信号よりＮ_ＳＣＨ個のコピーシンボルＤ_１〜Ｄ_ＮＳＣＨを発生し、各コピーシンボルＤ_１〜Ｄ_ＮＳＣＨをＳＣＨ専用のサブキャリアＦ_１〜Ｆ_ＮＳＣＨの信号としてＩＦＦＴ部５３に入力する。また、マスキング部５９（図１０）より発生した各二次元拡散信号ＴＤＳ_１〜ＴＤＳ_Ｍは上記専用サブキャリアＦ１〜Ｆ_ＮＳＣＨ以外のサブキャリアｆ_１１〜ｆ_Ｍｍの信号としてＩＦＦＴ部５３に入力する。
ＩＦＦＴ部５３は、並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭシンボル信号に変換する。ガードインターバル挿入部５４は、ＯＦＤＭシンボル信号にガードインターバルを挿入し、図示しない送信部はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボル信号に直交変調を施し、無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
（Ｉ）チャネル推定及びＣＳＳＣの同定
図９に示すように二次元拡散されている場合には、受信側はＦＦＴ演算により得られたサブキャリア信号にパイロット（ＣＰＩＣＨ）とＣＳＳＣ候補の各複素共役を乗算して積和演算を行い、すなわち相関演算を行って二次元拡散領域におけるチャネル応答を推定することができる。個の場合、拡散領域とチャネル推定領域が一致しているのでＤＰＣＨからの干渉をなくすことができ、チャネル推定精度の向上が可能となる。なお、各二次元拡散領域において１つのチャネル推定値ｈ（κ，ｎ）（κはシンボルインデックス、ｎサブキャリアインデックス）が得られる。
図１３はＣＳＳＣ候補に対するチャネル応答推定部の構成図であり、７１はＦＦＴ演算部、８９は図８で説明した位相回転部（残留キャリア周波数オフセット補正部）、９０_１〜９０_Ｍは二次元相関演算部である。周波数と時間の二次元領域（ｍ×ｎの二次元領域）にそれぞれ拡散されているＣＰＩＣＨとＤＰＣＨの多重データに、パイロット（ＣＰＩＣＨ）とＣＳＳＣ候補の各複素共役を乗算して積和演算を行うと、二次元拡散領域におけるチャネル応答推定値が求まる。そこで、二次元相関演算部９０_１〜９０_Ｍは上記積和演算を行って二次元拡散領域におけるＣＳＳＣ候補のチャネル応答推定値ｈ（ｉ，１）〜ｈ（ｉ，Ｍ）を演算する。
次に、接続すべきセル（基地局）のＣＳＳＣに対して各拡散領域において得られた相関値と他のセルのＣＳＳＣに対して得られた相関値との差を大きくするために、相関値を電圧加算して平均化する。本発明では、図９に示す拡散領域を更に拡大した二次元領域ＢＡにおいて平均化を行う。図１４は相関値を電圧加算して平均する構成図であり、図１３と同一部分には同一符号を付している。演算部９１ａ〜９１ｒは拡大した二次元領域ＢＡ内の相関値の電圧平均を演算して出力する。かかる構成によれば、接続すべきセルのＣＳＳＣに対して各拡散領域において得られた平均相関値は、他のＣＳＳＣの平均相関値に対して大きくなるのでＣＳＳＣ同定性能の向上が可能となる。
また、本発明では、二次元領域ＢＡより更に拡大した二次元領域ＭＢＡにおいて平均相関値の電力加算を行うようにする。図１５は平均相関値の電力加算を行う構成図であり、図１４と同一部分には同一符号を付している。二次元電力加算部９２は、各演算部９１ａ〜９１ｒで演算された二次元領域ＢＡ内の二次元電圧平均の電力を計算して加算する。このようにすれば、接続すべきセルのＣＳＳＣに対するメトリックと他セルのＣＳＳＣに対するメトリックとの差はより大きくなりＣＳＳＣ同定性能の向上が可能となる。すなわち、各ＣＳＳＣ候補毎に上記の二次元電力加算値を演算し、該電力加算値が最大となるＣＳＳＣ候補を接続すべきセルのＣＳＳＣであると判定する。
なお、接続すべきセルのＣＳＳＣとパイロット（ＣＰＩＣＨ）の各複素共役を二次元相関演算部９０_１〜９０_Ｍに入力して得られる相関値は二次元拡散領域におけるチャネル応答推定値となるから、これらチャネル応答推定値を用いてチャネル補償することができる。
（Ｊ）セルサーチ手順
図１６は本発明のセルサーチの手順を示す。まず、第１段階では従来のガードインターバル相関によるキャリア周波数同期を行い、粗くキャリア周波数同期を行う（Ｓ１０１）。ただし、システム的にキャリア周波数オフセットがそれほど大きくならない場合には，この第１段階は必ずしも必要ではない。…Ｓ１０１
第２段階ではガードインターバル相関により相関のピークを検出し、ＦＦＴウィンドウタイミング同期を取る。このとき、基地局間が非同期の場合には、得られた相関ピークの前後をマスクして相関電力値が最大となるタイミングを検出し，複数のタイミング候補を保持する。基地局間でタイミング同期が取れているシステムの場合には、ＦＦＴウィンドウタイミングは１つ検出すればよい。…Ｓ１０２
第３段階では、第２段階で得られたＦＦＴウィンドウタイミング候補それぞれにおいて、受信信号をＦＦＴによりサブキャリア信号に変換し、ＳＣＨが割り当てられられているサブキャリア信号を差動復号し、相関演算を行う。そして、全ＦＦＴタイミング候補を対象にして相関電力が最大となるＳＣＨフレームタイミングを検出する。…Ｓ１０３
第４段階では得られたＳＣＨフレームタイミングに基づいて、複数シンボル間隔差動復号を行って高精度に位相誤差を検出し、キャリア周波数同期を取る（Ｓ１０４）。第４段階と平行して、第５段階では拡散信号部の残留キャリア周波数オフセットを補正しながらＣＳＳＣの同定を行う（Ｓ１０５）。
（Ｋ）ＦＦＴウィンドウタイミングとＳＣＨフレームタイミング検出構成
・第１実施例
図１７はＦＦＴウィンドウタイミング検出とＳＣＨフレームタイミング検出に関する実施例である。局部発振器（ＶＣＯ）６１と混合器６２で受信信号周波数を中間周波数に変換する。ガードインターバル相関演算部６３は、受信信号に対してガードインターバル相関を行い、同相加算器６４は更に同相加算を行って平均化し、ピーク検出部６５は２以上のピーク検出を行ってＦＦＴウィンドウタイミングを複数個検出する。以上のＦＦＴウィンドウタイミング候補の検出制御は従来例と同じである。
ついで、図４で説明した制御によりフレームタイミング、周波数オフセット（位相誤差）を決定する。すなわち、各候補のＦＦＴウィンドウタイミングにおいて受信信号をＦＦＴ演算部７１によりサブキャリア信号に変換し、差動復号部７２_１〜７２_ＮＳＣＨはＳＣＨが割り当てられているサブキャリア信号に対して差動復号を行い、加算部７３は差動復号結果を合成してＳＣＨ合成信号を出力する。相関器７４_１，７４_２は各ＦＦＴウインドウタイミング候補について、ＳＣＨ合成信号と差動符号化前のＳＣＨ信号系列との相関演算を行い、最大値検出部７６は、▲１▼相関電力値が最大となるＳＣＨフレームタイミングφの検出を行うとともに、▲２▼そのＳＣＨフレームタイミングが検出されたときのＦＦＴウィンドウタイミングを検出し、▲３▼更にＳＣＨフレームタイミングが検出された相関値から位相誤差（キャリア周波数オフセット）Δθを検出する。また、最大値検出部７６は、高精度キャリア周波数同期制御に使用する複数シンボル間隔差動復号のシンボル間隔数Ｍも決定する。
・第２実施例
図１８はＦＦＴウィンドウタイミング検出とＳＣＨフレームタイミング検出に関する第２の実施例である。図１７と同様の制御により、ＦＦＴウインドウ候補を決定する。ついで、図５で説明した制御によりフレームタイミング、周波数オフセット（位相誤差）Δθを決定する。すなわち、各候補のＦＦＴウィンドウタイミングにおいて、ＦＦＴ演算部７１は受信信号をサブキャリア信号に変換する。ＣＭＡ合成部７７はＳＣＨが割り当てられているサブキャリア信号に対して重み付けを行って合成し、その重み付け係数をＣＭＡアルゴリズムを用いて更新する。重み付け係数が収束するとＣＭＡ合成部７７は受信電力が最大となる基地局からのＳＣＨの合成信号のみを出力する。差動復号部７８_１，７８_２は各ＦＦＴタイミング候補のＣＭＡ合成信号に対して差動復号を行い、相関器７４_１，７４_２は差動復号結果と差動符号化前のＳＣＨ信号系列との相関演算を行う。最大値検出部７６は、▲１▼相関電力値が最大となるＳＣＨフレームタイミングφの検出を行うとともに、▲２▼そのＳＣＨフレームタイミングが検出されたときのＦＦＴウィンドウタイミングを検出し、▲３▼更にＳＣＨフレームタイミングが検出された相関値から位相誤差（キャリア周波数オフセット）Δθを検出する。また、最大値検出部７６は、高精度キャリア周波数同期制御に使用する複数シンボル間隔差動復号のシンボル間隔数Ｍも決定する。
（Ｌ）ＡＦＣ制御
・第１実施例
図１９はＡＦＣ制御の第１の実施例構成図である。第１段階では、ＡＦＣ部６６は従来例と同様に（図３３〜図３５参照）、ガードインターバル相関によるピーク検出を行い、ピークタイミングでの相関値の位相誤差を検出し、その位相誤差を小さくするようにスイッチ６７を介してＶＣＯ構成の局部発振器６１の発振周波数を制御する。
ついで、図１７の制御でＳＣＨフレームタイミング、ＦＦＴウインドウタイミング、差動復号のシンボル間隔Ｍを決定する。しかる後、ＦＦＴ演算部７１は該ＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算し、複数シンボル間隔差動復号部７２_１〜７２_ＮＳＣＨはＳＣＨが割り当てられているサブキャリア信号に対して複数シンボル間隔差動復号演算、すなわち（１６）式の演算を行う。加算部７３は各差動復号結果を合成してＳＣＨ合成信号を出力する。
一方、位相シフト部８２はＳＣＨ信号系列ｂ（ｋ）の位相を既に求まっているフレームタイミングφ分シフトしてｂ（ｋ＋φ）を出力する。Ｍシンボル間位相回転量計算部８３は、位相シフト部８２から入力するＭシンボル分のＳＣＨ信号系列ｂ（ｋ＋φ），ｂ（ｋ＋φ−１），．．．ｂ（ｋ＋φ−（Ｍ−１））を乗算し、乗算結果を出力する。Ｍ＝２であれば、Ｍシンボル間位相回転量計算部８３は、ｂ（ｋ＋φ）・ｂ（ｋ＋φ−１）を出力する。相関器８４は（１７）式の演算を行って相関値Ｒｍ（φ）を出力し、位相誤差検出部８５は（１８）式によりＭ倍された位相誤差（位相シフト量）Ｍ・Δθを算出してランダムウォークフィルタ６８に入力する。
ランダムウォークフィルタ６８は、位相誤差の極性が正であればカウントアップし、負であればカウントダウンし、カウント値が設定値以上になればカウントを初期値にリセットすると共に、スイッチ６７を介して局部発振周波数を所定幅減少し、設定値以下になれば局部発振周波数を所定幅上昇する。このＡＦＣ制御によれば、高精度で安定なキャリア周波数同期を取ることができる。
・第２実施例
図２０はＡＦＣ制御の第２の実施例構成図で、ＳＣＨが割り当てられているサブキャリア信号の合成をＣＭＡアルゴリズムに従って行った場合の構成を示している。後段のキャリア周波数同期制御は図１９と同様な動作となる。
第１段階では、ＡＦＣ部６６は従来例と同様に（図３３〜図３５参照）、ガードインターバル相関によるピーク検出を行い、ピークタイミングでの相関値の位相誤差を検出し、その位相誤差を小さくするようにスイッチ６７を介してＶＣＯ構成の局部発振器６１の発振周波数を制御する。
ついで、図１８の制御でＳＣＨフレームタイミング、ＦＦＴウインドウタイミング、差動復号のシンボル間隔Ｍを決定する。しかる後、ＦＦＴ演算部７１はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算し、ＣＭＡ合成部７７はＣＭＡ ＳＣＨ合成信号を出力する。複数シンボル間隔差動復号部８１は、ＣＭＡ合成部７７から出力するＳＣＨ合成信号に対して（１６）式の複数シンボル間隔差動復号演算を行う。。
一方、位相シフト部８２はＳＣＨ信号系列ｂ（ｋ）の位相を既に求まっているフレームタイミングφ分シフトしてｂ（ｋ＋φ）を出力する。Ｍシンボル間位相回転量計算部８３は、位相シフト部８２から入力するＭシンボル分のＳＣＨ信号系列ｂ（ｋ＋φ），ｂ（ｋ＋φ−１），．．．ｂ（ｋ＋φ−（Ｍ−１））を乗算し、乗算結果を出力する。相関器８４は（１７）式の演算を行って相関値Ｒｍ（φ）を出力し、位相誤差検出部８５は（１８）式によりＭ倍された位相誤差（位相シフト量）Ｍ・Δθを算出してランダムウォークフィルタ６８に入力する。ランダムウォークフィルタ６８は、図１９で説明したと同様の発振周波数制御を行ってオフセット周波数を零にする。これにより、高精度で安定なキャリア周波数同期を取ることができる。
（Ｍ）ＣＳＳＣ同定部の構成
図２１はＣＳＳＣ同定部の実施例構成図であり、図１５と同一部分には同一符号を付している。二次元相関演算部９０_１〜９０_Ｍは、周波数と時間の二次元領域（ｍ×ｎの二次元領域）にそれぞれ拡散されているＣＰＩＣＨとＤＰＣＨの多重データに、パイロット（ＣＰＩＣＨ）とＣＳＳＣ候補の各複素共役を乗算して加算する積和演算を行い、積和演算結果（相関値）を各二次元拡散領域におけるＣＳＳＣ候補のチャネル応答推定値ｈ（ｉ，１）〜ｈ（ｉ，Ｍ）として出力する。演算部９１ａ〜９１ｒは拡大した二次元領域内の相関値の電圧平均を演算し、二次元電力加算部９２は、各演算部９１ａ〜９１ｒで演算された二次元電圧平均の電力を計算して加算する。最大値検出部９３は各ＣＳＳＣ候補の二次元電力加算値を比較し、該電力加算値が最大となるＣＳＳＣ候補を接続すべきセルのＣＳＳＣであると判定する。以後、検出されたＣＳＳＣを用いて受信データを復調する。
以上では、本発明をＯＦＤＭ−ＣＤＭＡに適用した場合について説明したが、本発明は、マルチキャリア変調方式、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式、あるいは、マルチキャリア符号分割多元接続（Ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ Ｃｏｄｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式等にも適用できるものである。
（Ｎ）発明の効果
以上本発明によれば、同期チャネルＳＣＨに専用のサブキャリアを割り当てたから、同期チャネルＳＣＨは個別物理チャネルＤＰＣＨや共通パイロットチャネルＣＰＩＣＨからの干渉を受けず、正確にＳＣＨのフレームタイミングを検出することができる。また、専用サブキャリアのＳＣＨ信号を合成することにより、あるいはＣＭＡアルゴリズムにより合成することにより ＳＣＨ合成信号を検出して既知のＳＣＨ信号との相関演算を行うことにより、より正確にＳＣＨのフレームタイミングを検出することができる。従って、ガードインターバル相関によるキャリア周波数同期が不十分で残留キャリア周波数誤差が無視できない場合であっても、正確にＳＣＨフレームタイミングを検出することができる。
また、ＳＣＨ信号系列に差動符号化処理を施して送信するようにしたから、周波数オフセットに起因する位相誤差が大きくてもフレームタイミングを検出できる。しかも、Ｍシンボル間の差動復号処理を行うことにより位相誤差をＭ倍に増幅でき、このため、位相誤差が小さくても極性判定を正しく行うことができ、位相誤差の極性に基いて周波数オフセットが零となるように、発振周波数を高精度制御することができる。又、ＡＦＣ制御によるΔθの減少に応じてＭを変更することにより、発振周波数を高精度制御することができる。
又、本発明によれば、Ｍシンボル間の差動復号処理を行うことにより周波数オフセットに基く位相誤差ΔθをＭ倍に増幅して正確に検出できるため、残留キャリア周波数オフセットが存在する場合であっても、各サブキャリア信号を位相誤差逆方向にΔθ分回転して該残留キャリア周波数オフセットを補償することができる。
又、本発明によれば、ＤＰＣＨとＣＰＩＣＨの信号系列を周波数と時間の二次元領域に拡散し、この二次元領域の拡散信号にパイロットとセル識別用スクランブルコードＣＳＳＣの各複素共役を乗算して加算することにより相関演算し、該相関値により該二次元領域のチャネル応答を推定するため、拡散領域とチャンネル推定領域を同じにできる。このため、ＤＰＣＨからの干渉がなく、チャネル推定精度を向上でき、正確なチャネル補償が可能になる。
又、本発明によれば、複数のの前記二次元領域の相関電圧を加算して平均化し、複数の平均相関電圧を電力加算することにより、接続すべきセルのＣＳＳＣに対する電力値と他のセルのＣＳＳＣに対する電力値との差を大きくでき、正確にＣＳＳＣ同定を行うことが出来る。また、セル検出精度を改善することができるため、端末装置の性能向上に寄与することが大きい。また、本発明のキャリア周波数同期はセルサーチ終了後のデータ復調期間も引き続き動作を継続するため端末装置の性能向上に寄与するものである。

Claims (19)

1. 送信信号系列を多数のサブキャリアで送信する送信方法において、
   同期チャネル専用の複数のサブキャリアを設け、
   該複数の専用サブキャリアで同期チャネルの信号系列を送信する、
   ことを特徴とする送信方法。
2. 前記同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施し、
   該差動符号化された信号系列を前記専用のサブキャリアで送信する、
   ことを特徴とする請求項１記載の送信方法。
3. 送信信号系列を周波数方向の多数のサブキャリアに拡散して送信する送信方法において、
   前記送信信号系列を構成する共通パイロットチャネルと個別チャネルの送信信号系列を、それぞれチャネライゼーションコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散し、
   該拡散信号を基地局識別用のスクランブルコードでマスキングし、
   マスキングされた送信信号系列を送信する、
   ことを特徴とする送信方法。
4. 送信信号系列を多数のサブキャリアで送信する送信装置において、
   個別物理チャネルの信号系列を含む送信信号系列を多数のサブキャリアで送信し、かつ、同期チャネルの信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信するように制御する手段、
   各サブキャリア信号系列を合成して送信する送信部、
   を備えたことを特徴とする送信装置。
5. 前記同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施す差動符号化部、
   を備え、前記送信手段は、差動符号化部の出力信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信する、
   ことを特徴とする請求項４記載の送信装置。
6. 送信信号系列を周波数方向の多数のサブキャリアに拡散して送信する送信装置において、
   前記送信信号系列を構成する共通パイロットチャネルと個別チャネルの送信信号系列を、それぞれチャネライゼーションコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散する拡散部、
   拡散信号を基地局毎のスクランブルコードでマスキングするマスキング部、
   該マスキングされた送信信号系列を送信する送信部、
   を備えたことを特徴とする送信装置。
7. 同期チャネルの信号系列に差動符号化処理が施され、該差動符号化された信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信された信号を受信する受信装置のフレームタイミング検出方法において、
   受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキャリア信号を重み付けして合成し、該合成信号を用いて誤差信号を発生し、該誤差信号が零となるように前記重み係数を更新するアルゴリズムを実行し、
   前記合成信号に差動復号処理を施し、
   該差動復号処理により得られた信号系列と、差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相を順次シフトさせて得られた信号系列との相関を計算し、
   相関電力が最大となるタイミングをフレームタイミングとする、
   ことを特徴とするフレームタイミング検出方法。
8. 同期チャネルの信号系列に差動符号化処理が施され、該差動符号化された信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信された信号を受信する受信装置のフレームタイミング検出方法において、
   受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキャリア信号のそれぞれに差動復号処理を施して合成し、
   該合成信号系列と、差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相を順次シフトさせて得られた信号系列との相関を計算し、
   相関電力が最大となるタイミングをフレームタイミングとして検出する、
   ことを特徴とするフレームタイミング検出方法。
9. 検出されたフレームタイミングにおける前記相関より位相誤差を求め、該位相誤差に基づいて受信装置の局部発振器の発振周波数を補正する、
   ことを特徴とする請求項７または８記載のフレームタイミング検出方法。
10. 検出されたフレームタイミングにおける前記相関より位相誤差を算出し、π／２と該位相誤差との比Ｍを求め、
    差動復号処理における差動復号のシンボル間隔をＭとして差動復号処理を実行し、
    該差動復号後の信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相をＭシンボル間位相回転して得られた信号系列との相関を計算し、
    該相関の位相誤差（第２の位相誤差）を算出し、該第２の位相誤差に基づいて受信装置の局部発振器の発振周波数を補正する、
    ことを特徴とする請求項７または８記載のフレームタイミング検出方法。
11. 前記位相誤差が小さくなるにつれて前記差動復号のシンボル間隔Ｍを増加させる、
    ことを特徴とする請求項１０記載のフレームタイミング検出方法。
12. 前記第２の位相誤差から１シンボルブロックあたりの周波数誤差を計算し、残差周波数誤差を補正するように各サブキャリア信号の位相を回転する、
    ことを特徴とする請求項１０記載のフレームタイミング検出方法。
13. 差動符号化された同期チャネルの信号系列が同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信され、個別物理チャネル等の送信信号系列が前記専用サブキャリア以外のサブキャリアで送信される場合における受信装置において、
    受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキャリアの信号を重み付けして合成し、該合成信号を用いて誤差信号を発生し、該誤差信号が零となるように前記重み係数を更新するアルゴリズムを実行し、合成信号を同期チャネルの信号系列として出力する同期チャネル信号抽出部、
    前記合成信号に差動復号処理を施す差動復号処理部、
    該差動復号処理により得られた信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の相関を、後者の位相を順次シフトさせて計算する相関計算部、
    相関電力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出するフレームタイミング検出部、
    を備えたことを特徴とする受信装置。
14. 差動符号化された同期チャネルの信号系列が同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信され、個別物理チャネル等の送信信号系列が前記専用サブキャリア以外のサブキャリアで送信される場合における受信装置において、
    受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキャリアにおける信号のそれぞれに差動復号処理を施す差動復号処理部、
    各差動復号処理部の出力信号を合成する合成部、
    合成部から出力する合成信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の相関を、後者の位相を順次シフトさせて計算する相関計算部、
    相関電力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出するフレームタイミング検出部、
    を有することを特徴とする受信装置。
15. 検出されたフレームタイミングにおける前記相関の位相誤差Δθを算出する位相誤差算出部、
    π／２と該位相誤差｜Δθ｜との比Ｍを算出する求手段、
    差動復号処理における差動復号のシンボル間隔をＭとして差動復号処理を前記差動復号処理部に実行させる手段、
    該差動復号後の信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相をＭシンボル間位相回転して得られた信号系列との相関を計算する相関演算部、
    該相関の位相誤差（第２の位相誤差）を算出し、該位相誤差に基づいて受信装置の局部発振器の発振周波数を補正するオフセット周波数補正部、
    を備えたことを特徴とする請求項１３または１４記載の受信装置。
16. 前記第２の位相誤差から１シンボルブロックあたりの周波数誤差を計算する周波数誤差計算部、
    該周波数誤差に基いて残差キャリア周波数オフセットを補正するように各サブキャリア信号の位相を回転する位相回転部、
    を備えたことを特徴とする請求項１５記載の受信装置。
17. 送信側で共通パイロットチャネルと個別チャネルの送信信号系列をそれぞれチャネライゼーションコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散して多重し、該多重信号を基地局のスクランブルコードでマスキングし、該マスキングされた信号を受信する受信装置のセルサーチ方法において、
    受信信号より抽出された各サブキャリア信号に対して、共通パイロットとスクランブルコード候補のそれぞれの複素共役を乗算し、
    前記二次元拡散領域における乗算結果を加算してチャネル応答を求め、
    拡大した二次元領域に属する複数の前記二次元拡散領域のチャネル応答を電圧加算して平均化し、該平均化したチャネル応答の電力を計算し、
    各拡大二次元領域のチャネル応答を電力加算し、
    電力加算値が最大となるスクランブルコード候補を基地局のスクランブルコードであると判定する、
    ことを特徴とするセルサーチ方法。
18. 各サブキャリア信号に対して、共通パイロットと基地局スクランブルコードのそれぞれの複素共役を乗算し、前記二次元拡散領域における乗算結果を加算してチャネル応答を推定し、該チャネル応答推定値を用いてチャネル補償する、
    ことを特徴とする請求項１７記載のセルサーチ方法。
19. 送信側で共通パイロットチャネルと個別チャネルの送信信号系列をそれぞれチャネライゼーションコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散して多重し、該多重信号を基地局のスクランブルコードでマスキングし、該マスキングされた信号を受信する受信装置において、
    受信信号より抽出された各サブキャリア信号に共通パイロットとスクランブルコード候補のそれぞれの複素共役を乗算し、前記二次元拡散領域における乗算結果を加算してチャネル応答を算出するチャネル応答算出部、
    拡大した二次元領域に属する複数の前記二次元拡散領域のチャネル応答を電圧加算して平均化する二次元電圧加算部、
    前記二次元拡散領域の平均化したチャネル応答の電力を計算し、各拡大二次元領域のチャネル応答を電力加算する二次元電力加算部、
    電力加算値が最大となるスクランブルコード候補を基地局のスクランブルコードであると判定するセル判定部、
    を備えたことを特徴とする受信装置。

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