WO2004021616A1

WO2004021616A1 - 送受信装置及び送受信方法

Info

Publication number: WO2004021616A1
Application number: PCT/JP2002/008636
Authority: WO
Inventors: Masaaki Fujii
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2002-08-28
Filing date: 2002-08-28
Publication date: 2004-03-11
Also published as: EP1542384A1; US20050163238A1; JPWO2004021616A1; JP3940414B2; EP1542384A4; US7386058B2

Description

明細書

送受信装置及び送受信方法

技術分野

本発明は送受信装置及び送受信放送に係わり、特に、送信信号系列を多数のサブキヤリァを用いて送信する送受信装置及び送受信放送に関する。

背景技術

次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキヤリァ変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フエージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重 OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方式 ¾r用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、 OFDMシンポル毎にガードィンターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。また、近年ではマルチキヤリァ CDMA方式（MC-CDMA) の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。 MC-CDMA では、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキヤリァに分割して送信する。

さらに， OFDM と CDMA を組み合わせた，直交周波数 · 符号分割多元接続 ( OFDM/CDMA) 方式の検討も行われている。これは， MC- CDMAによりサブキャリアに分割された信号を IFFT処理を施して直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。

• マルチキャリア CDMA方式の原理

マルチキヤリ了 CDMA方式の原理は、図 22に示すように、周期 Tsの 1シンポルの送信データ Dより N個のコピーデータを作成し、チヤネライゼーションコードである拡散コード（直交コード）を構成する各コード C i〜 C _Nを個別に前記各コピーデータに乗算器 1 丄〜 1 _Nで乗算し、各乗算結果 D ' C^ D ' CNを図 23(a) に示す周波数〜の N個のサブキャリアでマルチキヤリァ伝送する。以上は 1 シンポルの送信データをマルチキヤリァ伝送する場合である力実際には後述するように、送信データを Mシンボルの並列データに変換し、 M個の各シンポルに図 22 に示す処理を施し、 M X N個の全乗算結果を周波数 f i f wMの MX N個のサブキャリアを用いてマルチキヤリァ伝送する。サブキヤリァの総数 MNは、 (拡散率 N) X (パラレル系列数 M) である。又、図 23(b)に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数 · 符号分割多元接続方式（OFDM/CDMA) が実現できる。

• MC-CDMAの送信側（基地局）の構成

図 24は MC-CDMAの送信側（基地局）の構成図である。第 1ユーザ（第 1チヤネル）用のデータ変調部 10は、第 1ユーザの送信データを変調し，同相成分と直交成分よりなる複素ベースパンド信号（シンボル）に変換する。ユーザデータは図 25 に示すように 1 レーム当たり 32 XMシンボルを有している。シリアルパラレル変換部 11 は入力データを図 25 に示すように M シンポルの並列データに変換し、分岐部 12は M個の各シンボルをそれぞれ N分岐して第 1の拡散部 13に入力する。第 1の拡散部 13は M個の乗算部 lAi Mを備えており、各乗算部 lSi Mはそれぞれ第 1ユーザの直交コード C i , C ₂ , .. C _Nを個別に分岐シンポルに乗算して出力する。直交コードはユーザ及びパイロット毎に異なるウオルシュコードである。この結果、 N XM個のサブキャリア i i〜 f _MNでマルチキヤリァ伝送するためのサブキヤリァ.信号 S i〜 S _MNが第 1拡散部 13 よりコード多重部 14に入力する。すなわち、第 1拡散部 13は第 1ユーザの直交コード Cい C _{2 )} ... C _Nを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散してコード多重部 14に入力する。尚、 MN個のサブキャリア信号 S丄〜 S _MNは OFDMシンボルを構成する。

コード多重部 14には、同様に作成された第 2〜第 nユーザに応じたサブキヤリァ信号 S S M 、パイ口ッ卜に応じたサブキヤリァ信号 P ΡΜΝが入力する。基地局より送信する信号のフレーム構成は図 26に示すようになっているから、サブキャリア毎に第 1〜第 nユーザのサブキヤリァ信号及びパイロットのサブキヤリァ信号を加算して出力する。すなわち、フレームコード多重部 14はサブキヤリァ毎に加算部 ADi〜 AD_MNを備え、第 j サブキヤリァに応じた加算部 ADjは、図 27 に示すように第 1〜第 nユーザの第 j サブキヤリァ信号 Sj及びパイロッ卜の第 j サブキャリア信号を加算して出力する。なお、図 26のフレーム構成図において、周波数方向（横方向）に MN個のサブキャリア f i〜 f MNが配列され、コード方向（縦方向）に第 1〜第 nユーザ（個別チャネル DPCH)とパイロッ卜（共通パイロットチャネル CPICH)のウオルシュコードが配列され、時間方向（奥行き方向）に l〜Ns (例えば 32)の OFDMシンボル時刻が配列され、更に、同期チャネル（SCH ： Synchronization channel) のデータが離散的な複数（NSCH個）のサブキヤリアに多重されている。

第 2 の拡散部 15 の乗算部 ΜΡ ΜΡΜ Νは、コード多重部 14から入力する各サブキャリアに応じたコード多重信号 S ' i〜S ' _mNにセル識別用スクランブルコード CSSC (Cell specific scrambling codeiG 〜G_{M N}を乗算して出力する。同期チャネル（SCH： Synchronization channel) データ多重部 16は、同期チヤネルデ一タ D i DwscH を離散的な複数（NSCH個）のサブキャリアに多重して IFFT 17 に入力する。図 28は SCHデータ発生部の構成図である。 SCHデータパターン発生器 1 はシンボル周期で SCHデータパターンを順次発生し、乗算部 2は SCH データパターンに共通スクランブルコードを乗算し、分岐部 3 は 1 つの入力シンボルを分岐して NSCH個の SCHデータ D L D SCHを SCHデータ多重部 16に入力する。

IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)部 17は、並列入力するサブキヤリァ信号に IFFT (逆フーリェ変換）処理を施して時間軸上の OFDM信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターパル揷入部 1 8は、 OFDM 信号にガードインターパルを揷入し、直交変調部 19 はガードインターバルが揷入された OFDM信号に直交変調を施し、無線送信部 20は無線周波数にアツプコンパージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。

図 29はガードィンターパル揷入説明図である。ガ一ドィンターパル揷入とは、 M X N個のサブキャリアサンプル ( = 1有効 OFDM シンボル) に応じた IFFT出力信号を 1 単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガ ― ドィンターパル GI を揷入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。

， MC-CDMAの受信側の構成

図 30は MC-CDMAの移動局の受信側構成図である。無線受信部 21は受信したマルチキヤリァ信号に周波数変換処理を施し、直交復調部 22は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期'ガードインターパル除去部 23は、受信信号のタィミング同期を取った後、該受信信号よりガードィンターパル GIを除去して FFT (Fast Fourier Transform)部 24に入力する。 FFT部 24は FFT ウィンドウタイミングで FFT演算処理を行って時間領域の信号を N X M個のサブキヤリァ信号（サブキヤリァサンプル） S P SPMNに変換し、チャネル推定部 25aは各サブキヤリ了に多重されているパイロットを用いてサブキヤリァ毎にチャネル推定を行い、チャネル捕償部 25bはサブキヤリァ毎のチャネル推定値 C CI〜C CMNを FFT出力に乗算してフェージングの補償を行う。

チャネル推定部 25aは FFT部 24力ら出力するパイロッ卜シンボルのサブキヤリァ成分にセル識別用スクランプルコード CSS Cを乗算し、サブキヤリァ毎に乗算結果を加算してその平均値により各サブキャリアのチャネル推定値 CCi〜 C CMNを演算する。すなわち、チャネル推定部 25aは、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響 exp(j φ )を推定し、チャネル補償部 25bは送信シンポルのサブキヤリァ信号成分に exp(— j </) )を乗算してフェージングを補償する。

第 1 の逆拡散部 26 はフェージング補償された Μ Χ Ν個の各サブキヤリァ信号成分にセル識別用スクランブルコード G I〜 G MNを乗算して出力する。すなわち、フェージング補償された信号はセル識別用スクランブルコードにより逆拡散され、これによりコード多重された信号の中から移動局が所属する基地局が送信する信号が抽出される。第 2 の逆拡散部 27 は M個の乗算部 ST i STMを備えており、乗算部 27 はユーザ（移動局）に割り当てられた直交コード（ウオルシュコード） C！ , C ₂ , . . . C _Nを個別に N個のサブキャリア信号に乗算して出力し、他の乗算部 27 ₂ 〜27_Mも同様の演算処理を行う。この結果、移動局が所属する基地局から送信された信号はユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中からユーザ宛の信号が抽出される。合成部 2 8 i 〜2 8 _Mはそれぞれ乗算部〜27_Mから出力する N個の乗算結果を加算して M個のシンポルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部 29は該並列データを直列データに変換し、データ復調部 30は送信データを復調する。 • セル識別用スクランブルコードの配列

図 31(a)はセル識別用スクランブルコー G 〜 G _{M N} (MN=512)の配列説明図であり、10FDM シンボル毎にサブキヤリア方向に 8 コードづっずらしている。コードをずらす理由は以下の通りである。コードをずらさないと、 2 つの局のセル識別用スクランブルコード CSSC の第 m サブキャリアのコードが同じになると、 2 つのセルの第 mサブキャリアのチャネル推定値を区別できなくなり、一方のチヤネル推定値を他方のチャネル推定値と誤認するためである。このため、図 31(a)に示すように 1 OFDM シンボル毎にサブキャリア方向にセル識別用スクランブルコードをずらしているのである。

• セルサーチと AFCの必要性

以上のように、 OFDM-CDMA方式ではスクランブルコードを用いてセルを分離することができるため、全セルで同一周波数を使用し、周波数利用効率を向上させることができる。しかし、受信時にセル（基地局）のスクランブルコード CSSCを識別しなければならなレ、（セルサーチ）。

一般に、各基地局でのユーザ数は異なるため、各基地局での送信電力は異なる。セルサーチは基地局と移動局間の電波の減衰量（パスロス）が最も小さくなる、言い換えると、 1 ユーザあたりの受信電力が最も大きくなる基地局を検出する技術であるが、各基地局での送信電力が異なるため、単に各基地局からの総受信電力を検出しても受信電力が最大となる基地局がパスロス最小の基地局とは限らない。そのため移動局においてパスロスが最小の基地局を検出するのに効果的なフレーム構成とその基地局を検出するセルサーチ方式が必要となる。

また、 OFDM方式あるいは OFDM-CDMA方式において、送信信号を複数のサブキヤリァに分割して送信する。複数のサブキヤリァに分割することより各サブキヤリァ信号のシンボル長を長くすることができるため、遅延波の影響を受けにくくすることができる。しかし、シンボル長が長くなるとキャリア周波数オフセットが存在する場合にはその影響をより受けやすくなるという欠点があり、 AFC 技術あるいはキヤリァ周波数オフセット補償技術またはその両方が必要となる。加えて、移動局から信号を送信する場合にはその送信信号のキヤリア周波数には高い精度が求められる。通常、この送信キャリア周波数は移動局での受信時の AFCによつて制御された電圧制御発振器（Voltage-controlled oscillator: VCO)力ら分周して作られるため受信時の AFCには高い精度が必要となる。

-従来の AFC技術

OFDM方式を採用した通信において、受信側（移動局）の基準クロック信号の周波数は送信側（基地局）の基準ク口ック信号の周波数と一致していなければならない。しかし、両者間には周波数偏差 Δ f が存在するのが普通である。この周波数偏差厶 f は隣接キャリアに対して干渉となり、直交性を損なう要因になる。このため、受信装置の電源投入後'、直ちに AFC制御を行って周波数偏差（周波数オフセット）を小さくして干渉を抑圧する必要がある。

図 32 は局部発振器の発振周波数を送信側の周波数と一致させる AFC (Automatic Frequency Control)部を備えた従来の受信装置の要部構成図である。無線受信部 21 の高周波増幅器は受信した無線信号を増幅し、周波数変換/ 直交復調部 22は局部発振器 31から入力するクロック信号を用いて受信信号に周波数変換処理及ぴ直交復調処理を施す。 AD 変換器 32 は直交復調信号（I , Q複素信号）を AD変換し、 OFDMシンボル取り出し部（タイミング同期/ガードィンタ一パル除去部） 23はガードィンターパル GIを^去した 10FDMシンボルを取り出し、 FFT部 24 に入力する。 FFT部 24は FFT ウィンドウタイミングで FFT演算処理を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。 AFC部 33は AD変換器から入力する複素信号である受信データを用いて周波数偏差 Δ f に応じた位相誤差 Δ Θ を検出し、該位相誤差 Δ Θ に応じた AFC制御信号を局部発振器 31 に入力して発振周波数を送信側の発振周波数に一致させるように制御する。すなわち、 AFC部 33は OFDMシンポルに付加されたガードインターパルにおける時間プロファイルとガードインターパルにコピーされた OFDM シンポル部分の時間プロファイルとの相関値を演算し、該相関値（複素数）の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差 Δ f として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御して送信側の発振周波数に一致させる。

図 33は AFC咅 15 33の構成図、図 34は AFC部の動作説明図である。

ガードィンターパル GIは、図 34(a)に示すようにサンプル数 Nc個の OFDM有効シンボルの先頭部にサンプル数 N G個の末尾部分をコピーして作成しているから、 10FDM有効シンボル前（N cサンプル前）の受信信号と現受信信号との相関を演算することにより図 34(b)に示すようにガードィンタ一パル GI部分で相関値が最大となる。この最大相関値は周波数偏差に依存した位相を有する値となるから、該最大相関値を検出することにより位相すなわち周波数偏差を検出することができる。

図 33において、遅延器 33aは、受信信号を 1 OFDM有効シンボル（サンプル数 Nc=512) 分遅延し、乗算部 33bは 1 OFDM有効シンボル前の受信信号 P ₂の複素共役 P ₂ *と現受信信号 P iとを乗算し、乗算結果を出力する。シフトレジスタ 33c はガードィンターパルの N _Gサンプル（=100 サンプル）分の長さを有し、最新の N_G ( = 100) 個の乗算結果を記憶し、加算部 33dは N_G個の乗算結果を加算して N_Eサンプル幅の相関値を出力する。相関値記憶部 33e は加算器 33dから出力する 1 サンプルづっずれた（NG+NC 個）（=612 個）の相関値を記憶し、加算器 33f は S/N比を向上するためにフレーム内の 32 シンポル及び複数フレームにわたつて相関値を積算し、相関値記憶部 33eに記憶する。

ガードインターバル期間において 1 OFDM 有効シンボル前の受信信号と現受信信号は理想的には同じであるから、シフトレジスタ 33c に記憶されるガードィンタ一パル期間の乗算結果の数が多くなるに従って図 34(b)に示すように相関値が漸増し、ガードインターパル期間における N_G個の全ての乗算結果がシフトレジスタ 33cに記憶されたとき相関値は最大となり、以後、シフトレジスタに 33cに記憶されるガードィンターバル期間の乗算結果の数が減少してゆき相関値は漸減する。

又、周波数オフセット Δ ί = 0のとき雑音が無いとすると、図 35(a)に示すようにと P ₂は同じべクトノレになり、乗算部 33bの出力 P i · P ₂ *の嘘部は 0 となる。しかし、周波数偏差 Δ f = aのとき雑音が無いとすると、図 35(b)に示すように P iと P ₂は同じべクトルとならず P iと P ₂間に周波数偏差 Δ Πこ応じた位相回転 0 が発生する。この結果、乗算部 33b の出力 · Ρ ₂ *は Δ f = 0の場合に比ベて 0 回転し、 P i · P ₂ *の嘘部は 0でない値をもつ。

以上より、加算器 33d から出力する相関値はガードィンターパル期間における Ne個の全ての乗算結果がシフトレジスタ 33cに記憶されたとき最大となり、その 8

最大値は周波数オフセット Δ f に応じた位相差 Θ を有する複素数となる。

ピーク検出部 33g は相関値記憶部 33e に記憶されている（NG+NC)個の相関値のうち、相関電力最大のピーク相関値 Cmaxを検出し、位相検出部 331ιは該相関値（複素数）の実数部 Re [Cmax]と虚数部 Im[Cniax]とを用いて次式

Θ =tan~ ¹ { Im [Cmax] Re [Cmax] } (1)

により位相 0 を算出する。この位相 0 は周波数偏差 Δ f によって生じるものであるから該位相 Θ に基づいて局部発振器 31(図 32)の制御信号を帰還する。なお、可変ダンピング係数 α (0く 0! <1)を位相 Θ に乗算器 33 i で乗算することにより瞬時応答に追従しないように制御し、また、積分部 33j で積分、平滑化して局部発振器 31 に帰還し、該局部発振器 33 から出力するクロック信号の周波数を制御する。この方式の特徴としては FFT 前にキヤリァ周波数同期を行うことができることである。

ところで、パイロッ卜の多重方式には、図 26で説明した符号多重符号化方式の他に送信データの中にパイロットを時分割多重する時分割多重方式がある。この時分割多重方式を採用する場合には、 FFT 後の受信パイロット信号の位相回転量からキャリア周波数誤差を検出して局部発振器の発振周波数を制御するように AFC 制御することができる。図 36 は時分割多重方式のフレーム構成図であり、1 フレームの送信データの前方にパイロット Pが時間多重されている。尚、パイロット Pはフレーム内で分散することもできる。 1 フレーム当たりパイロッ卜がたとえば 4 X M シンボル、送信データが 28 X M シンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部 12(図 24)は並列データとして最初の 4回までパイ口ットの Mシンポルを出力し、以後、並列データとして 2 8回送信データの Mシンボルを出力する。この結果、 1 フレーム期間においてパイロットを全てのサブキヤリァに時間多重して 4 回伝送でき、受信側で該パイロットを用いては AFC 制御やサブキヤリァ毎のチャネル推定/チャネル補償が可能となる。

図 37は時分割多重方式における AFC制御の構成例を示しており、すべてのサブキャリアに渡って同一シンボルの 2つのパイロット信号を揷入しておくものである。受信側では、 FFT演算部 24 における FFT演算後、サブキャリア毎に、 2 つのパイロット信号のうち一方と他方の複素共役を、乗算する。すなわち、サブキャリア毎に、遅延部 DLYは最初のパイロッ卜信号を 10FDMシンボル分遅延し、 CNJ は該遅延されたパイ口ット信号の複素共役を演算し、乗算部 MPL は連続するパイ口ット信号のうち第 1パイ口ット信号の複素共役と第 2パイ口ッ卜信号とを乗算して出力する。第 1、第 2のパイロット信号間に周波数偏差 A fに応じた位相差 0が存在すると、図 35(b)で説明したのと同じ理由で乗算結果に虚数部が含まれ、該乗算結果は Δ f = 0の場合に比べて 0 回転する。それぞれのサブキヤリアでのパイロットシンボルが異なっていても各サプキャリアで同一シンボルを送信しているため演算結果は理想的には同じ信号となる。このため、平均値演算部 MEN は全サブキヤリァの乗算結果の実数部、虚数部毎の平均値を演算し、位相検出部 PDT は実数部 Re [Cmax]と虚数部 Im [Cmax]とを用いて（1)式により位相 0 を箅出する。この位相 Θ は周波数偏差 Δ ί によつて生じるものであるから該位相 Θ に基づいて局部発振器 31(図 32)の発振周波数を制御する。

'従来のセルサーチ技術

図 26 に示すフレーム構成に対するセルサーチは、図 38に示すように 3段階の手順からなり、第 1 段階で FFT ウィンドウタイミングを検出し（ステップ S l)、第 2段階で SCH フレームタイミングを検出し（ステップ S2)、そして第 3段瞎で GSSC (セル識別用スクランブルコード）を同定する（ステップ S 3)。

第 1 段階では、図 33 の AFC 部と同様の構成でガードインターパル相関（図 39 参照）を演算して設定値 TH 1以上の相関のピーク値を 2つ検出し、それぞれを FFT ウィンドウタイミング候補 1 ， 2 とする。 ·

第 2段階では FFT ウィンドウタイミングの各候補に対して、 SCHを利用して 32 通りのフレーム位相から最適なフレームタイミングを検出する。具体的には、第 1段階で検出した 2個の各 FFT ウィンドウタイミング候補に対し、以下の処理を行う。すなわち、まず、 FFT ウィンドウタイミング候補の 1番目のタイミングで、受信波に対し FFTを行い、 FFT後の信号をメモリに蓄積する。図 40の SCH フレームフォーマツ卜で示すように、 S CHデータは離散的な複数個のサブキヤリァにおいて、ユーザデータやパイロットデータに多重されている。従って、 FFT 後、各 SCHが割り当てられているサブキャリアに関して、前記メモリに蓄積されている FFT後の信号と既知の S CH信号系列の位相を順次シフ卜させた系列の信号との時間相関を 1 フレーム分（ = 32 OFDM シンボル）計算する。そして、 8 個のサブキヤリァでの相関値の平均値を電力平均により求め、必要に応じて複数フレーム分の平均電力を演算する。相関値の計算は、既知の SCH 信号系列の位相を 0， 1, 2, ··· , 310FDM シンボルずらしたパターンそれぞれに関して行い、 32 個の位相のフレ一ムタイミング候補に対する相関電力値をメモリに蓄積する。しかる後、 32 個の位相の相関電力値の中で最も大きいフレームタイミングを選び、 1 つの FFT ウィンドウタイミング候補に対するフレ一ムタイミング候補とする。上記を各 FFT ウィンドウタイミング候補に対して同様のフレームタイミング候補の決定処理を行う。

第 3段階では、第 2段階までに検出された候補に対して、 CSSC番号の検出と FFT ウィンドウタイミング、フレームタイミングの決定を行う。すなわち、既知である多数の CSSC候補と CPICHの各複素共役を各受信サブキヤリァに乗積して時間方向に積分することによりサブキヤリァ毎に相関値を求め、数サブキヤリァからなるサブキヤリアブロックで相関値を平均し、更に全サブキャリアに渡つて相関平均値を電力加算することにより esse 候補に対するメトリックを求め、メトリックが最大となる esse候補を接続すべき基地局の esse とする。

• 発明が解決しようとする課題

図 32〜図 35において説明したガードィンターパル相関によりキヤリァ周波数オフセッ卜に起因する位相誤差を抽出する AFC制御では、 Ncサンプル長（1 OFD シンボル）だけ離れている信号に対して相関をとるためキヤリァ周波数オフセットが小さくなつてくると位相誤差が雑音に埋もれてしまい位相誤差を精度よく検出することができなくなつてくる。特に、 AFC 制御では安定動作のため時定数が長く設定されており、このため残留キャリア周波数オフセッ卜があると、 10FDM シンボル区間においてキヤリァ位相回転が小さくても、数十 OFDMシンポルからなる 1 フレームの最初のシンポルと最後のシンポルではキャリア位相が大きく回転しているという問題がある。

また、ガードインターパル相関と AFC 制御で得られるキャリア周波数の精度以上の精度が、移動局側における送信信号のキヤリァ周波数に要求される場合、キヤリァ周波数同期が不十分であるといった問題が生じる。また、図 37 に示したような、予め既知信号を送信信号の中に挿入し、 FFT後の受信既知信号の位相回転量からキヤリァ周波数誤差を検出する AFC方式は、チャネルモデルがマルチパスフエージングと雑音に限定されている。このため、 OFDM- CDMA 方式のように他セルから同一チャネル干渉も受ける環境では、既知信号も同一チャネル干渉の影響を受けるのでキャリア周波数オフセットによる位相誤差の検出精度が劣化するという問題がある。また、図 37 に示した方法では、 1 OFDM シンボル間の位相誤差を推定しているため、より精度の高い位相誤差推定が困難であり、また、パイロットシンボル間の間隔を広げたとしても位相誤差検出精度がそのパイロットシンボル間隔で固定されてしまい柔軟性に乏しいといった欠点を有している。

又、従来のセルサーチにおいて、通常、まず AFC により局部発振器（Voltage Controlled Oscillator ： VCO) をキャリア周波数に引き込ませたのちセルサーチのアルゴリズムを起動するが、セルサーチにおいては種々のタイミング検出を行うために電圧加算の演算が用いられる。特に、従来のセルサーチでは、既知の SCH 信号系列の位相を順次シフトさせた系列の信号と受信 SCH信号との相関演算を 1 フレーム長に渡って行う。このため、 AFCによるキャリア周波数同期が不十分であると残留周波数誤差により受信信号が回転してしまい、前記相関演算における電圧加算の効果が減少して十分なフレームタイミング検出特性が得られないと予想される。

また、図 26 の符号多重のフレーム構成では、 DPCH ( Dedicated Physical Channel ) と CPICH ( Common Pilot Channel ) が多重された信号に更に SCH(Synchronous Channel)を多重している。しかし、 SGHは、 DPCH と CPICH に直交していないため、 SCH フレームタイミングを相関演算により検出する際、 DPCH と CPICH からの干渉を受ける。この影響を軽減するために、相間値を更に数フレ一ムに渡って電力加算する必要があり SCH フレームタイミング検出に時間がかかる。また、複数のサブキャリアに多重されている SCH を合成する際に各 SCH でのチャネル応答の位相が異なるため電圧加算をすることができず電力加算により合成する必要があり合成効果が電圧加算ほど十分に得られないという問題がある。図 41は SCHフレームタイミング検出処理における、電圧加算領域と電力加算領域の説明図である。相関値の位相差が小さい領域、すなわち、時間軸方向に n OFDMシンボル区間（例えば n=4)及ぴサブキヤリァ方向に mサブキヤリア区間（例えば m = 8 )により特定される m X n個の領域における相関値は電圧加算して平均値を求めることができる電圧加算領域である。しかし、電圧加算領域内の相関値と電圧加算領域外の相関値は位相差が大きくなるため電圧加算して平均化できず電力加算して平均値を求める。すなわち、電圧加算領域外の領域は電力加算領域となる。

更に、従来例では CSSCの同定処理と並行して、 CSSC候補の複素共役と CPICH とを各受信サブキャリア信号に乗積して時間方向に積分する。そして、 CSSC が正しい場合には、得られた積分値を各サブキヤリァでのチャネル推定値としている。しかし、ユーザ数が多いと DPCHからの干渉が多くなりチャネル推定値の誤差が大きくなるという問題がある。又、チャネル推定の精度を上げるには、時間方向の積分シンボル数を多くする必要があるという問題がある。これは、図 41 に示すように拡散領域 SPA とチャネル応答推定領域 CEAがー致していないために起こるものである。また、残留周波数オフセットにより受信サブキヤリァ信号が回転している場合にはチャネル推定精度が劣化するので CSSC同定確率が劣化することが予想される。

以上より、本発明の目的は、ガードインターパル相関によるキャリア周波数同期が不十分で残留キヤリァ周波数誤差が無視できない場合においても、正確に SCH フレームタイミングを検出することができるようにすることである、本発明の別の目的は、他セルからの干渉がある場合でも高精度なキャリア周波数同期を実現し、かつ、残留キャリア周波数オフセットを補償できるようにすることである。

本発明の別の目的は、 DPCH からの干渉を受けずにチャネル推定及び CSSC 同定を正確に行うことが出来るようにすることである。

発明の開示

送信信号系列を多数のサブキヤリァで送信する場合、同期チャネル専用の複数のサブキャリアを設け、該複数の専用サブキャリアで同期チャネルの信号系列を送信し、それ以外のサブキヤリアで共通パイロットゃ個別信号を送信する。このようにすれば、同期チャネル SCHは個別物理チャネル DPCHや共通パイロットチャネル CPICHからの干渉を受けず、正確に SCHのフレームタイミングを検出することができる。

また、同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施し、該差動符号化された信号系列を前記専用のサブキャリアで送信する。このようにすれば、周波数オフセットに起因する位相誤差が大きい場合でもフレームタイミングを検出できる。しかも、 M シンボル間の差動復号処理を行うことにより位相誤差を M倍に増幅でき、このため、位相誤差が小さくても極性判定をより正しく行うことができ、位相誤差の極性に基いて周波数オフセッ卜が零となるように制御することができる。また、. DPCH と CPICHの信号系列を周波数と時間の二次元領域に拡散し、この二次元領域の拡散信号にパイロットとセル識別用スクランブルコード CSSCの各複素共役を乗算して加算することにより相関演算し、該相関値により該二次元領域のチャネル応答を推定する。このようにすれば、拡散領域とチャンネル推定領域を同じにできるため、 DPCH からの干渉がなく、チャネル推定精度を向上でき、正確なチヤネル補償が可能になる。また、複数のの前記二次元領域の相関電圧を加箅して平均化し、複数の平均相関電圧を電力加算することにより、接続すべきセルの CSSCに対する電力値と他のセルの CSS Cに対する電力値との差を大きくできるため、より正確に CSSC同定を行うことが出来る。

図面の簡単な説明

図 1 は本発明の基地局より送信する信号のフレーム構成説明図ある。

図 2は同期チャネル SCHの専用サブキャリアと、 DPCHや CPICH用のサブキャリアとの関係説明図である。，

図 3 は本発明の差動符号化した SCH信号系列発生器の構成図である。

図 4は本発明の受信装置における SCH の合成及ぴフレームタイミング検出構成図である。

図 5は本発明における CMAアルゴリズムによる SCH合成およびフレームタイミングの検出構成図である。

図 6 は本発明の高精度位相誤差推定部の構成図である。

図 7は差動復号のシンボル間隔 Mを可変する高精度位相誤差推定部の構成図である。

図 8は位相シフト量を用いて残差キャリア周波数オフセットを補正する本発明の構成図である。

図 9は個別物理チャネルと共通パイ口ットチャネルのそれぞれを時間と周波数の二次元領城に拡散コ一ドを用いて拡散した場合の説明図である。

図 1 0は本発明における二次元拡散部を備えた基地局装置における送信側の第 1の要部構成図である。

図.1 1 は本発明における二次元拡散部を備えた基地局装置における送信側の第 2の要部構成図である。

図 1 2は N個のシリアルデータを m個づつの n組の並列データ（N=m X n ) に変換して二次元拡散を実現する場合の説明図である。

図 1 3 は CSSC候補に対するチャネル応答推定部の構成図である。

図 1 4は相関値を電圧加算して平均する構成図である。

図 1 5は平均相関値の電力加算を行う構成図である。

図 1 6は本発明のセルサーチの手順説明図である。

図 1 7は FFT ウィンドウタイミング検出と SCH フレームタイミング検出に関する本発明の実施例である。

図 1 8 は FFT ウィンドウタイミング検出と SCH フレームタイミング検出に関する本発明の第 2の実施例である。

図 1 9 は AFC制御の第 1の実施例構成図である。

図 2 0は AFC制御の第 2の実施例構成図である。

図 2 1 は CSSC同定部の実施例構成図である。

図 2 2はマルチキャリア CDMA方式の原理説明図である。

図 2 3はマルチキャリア伝送におけるサブキャリア配置説明図である。

図 2 4は MC-CDMAの送信側（基地局）の構成図である。

図 2 5はュ一ザデータ説明図である。

図 2 6は基地局より送信する信号の従来のフレーム構成である。

図 2 7はフレームコード多重部における加算部の説明図である。

図 2 8 は SCHデータ発生部の構成図である。図 2 9はガードィンターパル挿入説明図である。

図 3 0は MC' CDMAの移動局の受信側構成図である。

図 3 1 はセル識別用スクランブルコードの配列説明図である。

図 3 2は局部発振器の発振周波数を送信側の周波数と一致させる AFC 部を備えた受信装置の要部構成図である。

図 3 3は AFC部の構成図である。

図 3 4は AFC部の動作説明図である。

図 3 5は位相誤差説明図である。

図 3 6は時分割多重方式のフレーム構成図である。

図 3 7は時分割多重方式における AFC制御の構成例である。

図 3 8はセルサーチ説明図である。

図 3 9はガードィンターパル相関のピーク値説明図である。

図 4 0は SCH フレームフォーマツトである。

図 4 1 は SCH フレームタイミング検出処理における、電圧加算領域と電力加算領域の説明図である。

発明を実施するための最良の形態

( A ) 本発明のフレーム構成 .

図 1は本発明の基地局より送信する信号のフレーム構成説明図であり、周波数方向（横方向）にサブキャリアが配列され、コード方向（縦方向）に第 1〜第 n 個別物理チャネル（Dedicated Physical Channel： DPCH)と共通ノイロットチヤネル（Common Pilot Channel： CPICH)のウオルシュコードが配列され、時間方向 (奥行き方向）に l〜Ns (例えば Ns= 32)の OFDM シンボルが配列されている。また、同期チャネル SCHには SCH専用の複数のサブキヤリ了 F1〜FNSCHが割り当てられており、同期チャネル SCHの長さはフレーム長（= 32 OFDMシンボル）である。すなわち、サブキャリア F 1〜FNSCHは SCH専用であり、 DPCHや CPICH の拡散信号には他のサブキャリアが割り当てられる。

図 2は同期チャネル S CH の専用サブキヤリァ F1〜： FNSGHと、DPCHや CPICH 用のサブキヤリアとの関係説明図である。 S CH信号系列発生器 51 は 1 フレーム Ns シンボルの SCH信号系列を発生し、コピー部 52は 1 シンポルの SCH信号より NSCH個のコピーシンポル DI〜DNSCHを発生し、各コピーシンボル DI〜DNSCH をサブキャリア F I〜F NSGHの信号として IFFT部 5 3に入力する。また、図示しない拡散部でチヤネライゼーシヨンコードで周波数方向に拡散され、しかる後、局識別用スクランブルコードでマスキングされた個別物理チャネル DPCH や共通パイ口ットチャネル CPICHの多重信号 di〜dMNは、上記の専用サブキヤリア F1 〜FNSCH以外のサブキヤリァ fi〜fMNの信号として IFFT部 5 3に入力する。 IFFT 部 53 は、並列入力するサブキヤリァ信号に IFFT (逆フーリェ変換）処理を施して時間軸上の OFDMシンボル信号に変換する。ガードィンターパル揷入部 54は、 OFDMシンボル信号にガードィンタ一パルを挿入し、図示しない送信部はガードィンターバルが挿入された OFDM シンボル信号に直交変調を施し、無線周波数にアップコンパージョンすると共に高周波增幅してアンテナより送信する。

以上のように、同期チャネル SCHを専用のサブキヤリアに割り当てているため、 SCHは DPCH と CPICHからの干渉を受けない。このため後述する SCHフレ一ムタイミング検出特性を向上することができる。又、従来例と同程度の SCHフレームタイミング検出特性を得る際には、少ないフレーム数で検出を行うことが出来、フレームタイミング検出時間を短縮できる。

(B) SCH信号系列の差動符号化およびフレームタイミング検出

SCH信号系列に差動符号化処理を施すことにより、ガードィンターパル相関によるキヤリァ周波数同期が不十分で残留キヤリァ周波数誤差が無視できない場合においても、正確に SCH フレームタイミングを検出することができるようになる。

図 3は本発明の差動符号化した SCH信号系列発生器の構成図である。 SCH信号系列発生器 51aは自己相関特性に優れた系列を発生し、遅延器 51bは入力信号を 1 シンボル期間遅延し、乗算器 51cは、 SCH信号と 1シンボル前の出力信号との乗算を行うことにより SCH信号系列に差動符号化を施す。

例えば、 SCH信号系列が BPSK変調信号であるとし、その信号系列を 0(/c)e{l, -1}, κ=1, 2, Ns (Nsはサブキャリア当たりのフレームシンボル数）とすると、差動符号化された信号系列は、

C(K) = b )c(K-l) (2) で表される。キヤリァ周波数オフセッ卜が存在する場合には in番目のサブキヤリァ信号は、 .

r _m {κ ) = h _m c κ + φ ) exp(j2K A ICTSBK) (3)

となる。ここで、 2mは： m番目のサブキヤリァにおけるチャネル応答、 Δ/cはキヤリア周波数オフセット、？¾B はシンポルブロック時間である。この受信信号系列に対して差動復号を行うと、

d κ = r_m (κ: )τ*(κ ― 1)

(}2πΑ fcTse) (4)

となる。

受信信号系列の位相が未知であるため、差動符号化前の信号系列も (/c)の位相を順次シフトさせた系列 b +ψ、ヒの相関演算を行うと相関器出力は、

^Rm (Ψ)

で表される。相関器で与えるの位相 ^が受信信号系列の位相と一致していないと κ + φ). κ + ψ、は 1あるいは一 1 となり Nsシンボルに渡って加算しても Ns 倍とはならない。一方、 b(K)の位相 ^が受信信号系列の位相、と一致したときも (κ +めは常に 1となり、Ns シンボルすべてに渡って加算されるため |_R_m( )r は最大となる。従って、 2m( )の電力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出することができる。

また、キャリア周波数オフセットによりサブキャリア信号 r _m(k)は回転しているが差動復号を行うことにより差動復号毎に同じ位相シフト量に変換される, 従って、相関器で加算しても電力の損失がないためフレームタイミングを正確に検出可能となる。

更に、 2セル（2基地局）からの電波を強く受けている場合には、

rm ( =

+ ψ)} βχρ(]2π A fcTsBK) (6) となり、同様に差動復号を行うと、

差替え用紙（規則 26) も, ( ⁼ ( - 1)

= { I (7)

+

ep (j 2π A f CTSB). となる。受信信号系列の位相あるいはが未知であるため、差動符号化前の信号系列の位相を順次シフトさせた系列 /sr+ )との相関演算を行うと相関器出力は、

+

+ Φ)°(^Κ + φ~ϊ) + K>»Km^C(^K + )⁰{^Κ + ~ΐ)}^ΘΧΡ (ゾ' ^{2Π Δ} .ろ ( + _ψ)

(8) で表される。の位相 ^が受信信号系列の位相と一致したとき exp ( 2πΑ fcTse) + ξ (9a)

となり、 (/c)の位相が受信信号系列の位相 pと一致したとき ξ _z (9b)

となる。ここで、！とは相関で抑圧しきれない信号成分である。従って、相関器出力の電力が最大となる位相を SCH フレームタイミングするとチャネル応答 'の大きい方、すなわちパスロスが最小の基地局からの送信信号のフレ一ムタイミングを検出することが可能となる。

更に複数のサブキヤリアに SCH が割り当てられている場合には、差動復号器出力を合成すると相関器出力は、

■n / ヽ ^V SCH ·' , 、

^ ) = ∑ R _m (ψ ) do)

m =1

となるため、短区間フェージングの影響でパスロスが最小でないセルからのフレームタイミングを検出してしまう確率を減少させることが可能となる。

図 4は、本発明の受信装置における SCHの合成及ぴフレームタイミング検出構成図である。差動復号部 72I〜72NSCHは、 FI 演算部 71 より出力する多数のサブキャリアのうち SCH が割り当てられているサブキャリア F FNSGHの信号を差

差替え用紙（規則 2β) 動復号し、加算部 73は各差動復号信号を加算する。ついで、相関器 74は、加算器 73から出力する S CH合成信号系列と既知の S CH信号系列との相関演算を、後者の位相を位相シフト部 75で順次シフ卜させながら行い、最大値検出部 76は相関器出力が最大となる位相を、フレームタイミングとして検出する。尚、相関演算部 74は（8), (10)式の相関演算を行う'もこである。又、各差動復号部 TSi TSNscH は 1 シンポル遅延部 SDL、複素共役発生部 CNJ、乗算部 MPLで構成されている。' ( C) CMAによるフレームタイミングの検出

本発明では S CHを複数の専用サブキャリアに割り当てており、また、 SCHは全セル共通である。このため、基地局間でのタイミングが非同期であると、タイミングとャネル応答が異なった複数の S CH 信号が重畳して受信 'される。これは、 1つの信号系列を送信して直接波と遅延波が複数のアンテナで受信されるモデルと同じである。他のパスを抑圧しながら最大電力を持つパスを抽出するアルゴリズムとして CMA(Constant Modulus Algorithm)が知られている。そこで本発明では複数の SCH 用サブキヤリァでの受信信号に複素数の重みづけを行って合成し、合成信号電力と希望電力の誤差が最小となるように重み係数を更新する。図 5は本発明における Constant Modulus Algorithm (CMA)による SCH合成およびフレームタイミングの検出構成図である。 C M Aアルゴリズムでは、最も信号電力が大きいものを選ぶァダプティブアレイのアルゴリズムであり、図 5 では複数の基地局から送られてくる SCHのうち最も信号電力が大きい SCHを受信し、他の S CH信号を打ち消すように重み付けを適応制御により行うものである。

CMA合成部 77の乗算部 77 a 丄〜 77a_NscHは、 FFT演算部 71 より出力する多数のサブキヤリァ信号のうち S CH が割り当てられているサブキヤリァ Fi FwscH の信号に重み係数 wi(k)〜WNscH(k)を乗算し、合成部 77bほ各乗算器出力信号を合成し、 CMA処理部 77cは、 CMAァルゴリ'ズムに従って合成出力電力と希望出力電力との誤差が小さくなるように重み係数 Wl (k)〜WNSCH(k)を更新する。

すなわち、 SCHが割り当てられている in番目のサブキヤリァの信号を時刻において m ( ^とすると合成部 77b の出力信号はァ（） = ∑ w _m x _m ( κ ) (11)

=

瘥替え用紙（規則 26) で表され、誤差信号は. e(jc) = 一 II (12)

で与えられる。ここで、とはアルゴリズムの収束特性を与えるパラメータである。係数べクトル

W2 , ... , _SCH]^Tは、

W = W + j e* (_K)X(K) ( 13)

で更新される。ここではステップサイズ、 *は複素共役であり、 JT(r)は S CHが割り当てられているサブキヤリァの受信信号べクトルである。重み係数が収束すると合成出力にはパスロスが最小の S CH 信号系列のみが出力され、他の基地局からの信号は抑圧される。従って、この合成出力を差動復号すると不要な信号成分が生成されないため後段の相関演算により S CH フレームタイミング検出をより正確に行うことが可能となる。

重み係数収束後、差動復号部 78は CMA合成出力信号を差動復号し、相関器 74 は、差動復号部 78から出力する C M A合成信号系列と既知の S CH信号系列との相関演算を、後者の位相を位相シフ卜と部 75 で順次シフトざせながら行い、最大値検出部 76 は相関器出力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出する。なお、差動復号部 7 8は 1 シンボル遅延部 SDL、複素共役発生部 CNJ、乗算部 MPLで構成されている。

( D ) 高精度位相誤差推定制御

図 4、図 5では、差動復号を行った後に相関演算を行っているため、検出されたフレームタイミングにおける相関値の位相シフト量はキャリア周波数オフセットの 1 シンボルブロック間での回転量となる。位相シフト量、例えば、（9a)式における R_m ( = | . / I exp (j 27 A fcTsB) + んの位相シフト量 ^ ₌ ^^ は次式

により検出できる。ところで、キヤ'リァ周波数オフセットが小さいと、雑音や抑圧しきれていない信号成分により ΔΘあるいは ΔΘの極性の検出精度が劣化する。雑音などにより ΔΘの極性判定の精度が最も劣化しにくいのは、極性判定の境界値で

え用紙（規則 2β》ある 0から最も離れた ΔΘが： br/2のときである。そこで、後段の高精度 AFCにおける差動復号のシンボル間隔数 Mを = -^τ (15) ' として決定ずる。このようにすれば、 ΔΘが Μ倍されて： br/²になるため、 ΔΘカ小さくてもその極性をより正しく検出で.き、キヤリァ周波数制御を高精度に行うことが可能にな.る。

以上から、図 4、図 5 の差動復号部において、複数シンボル間隔 Mの差動復号を行ってから相関演算を行う。例えば上記の Mが M=2であれば、差動復号結果 d jc は + ώ - 2)mp (]2πΑ f CTSBM)

. ■ ■■ ( βヽ + φ -l)c(sr + -2)6χρ []2πΑ ICTSBM)

= \ h_m |²5(s: +φ)δ(κ +φ -1)βχρ (j 2πΑ fcTssM)

となる。フレームタイミン φは既に検出されているので、そのタイミングで相関演算を行うと、

となり、位相シフト量が M倍に拡大される。従って、位相シフト量検出の分解能が雑音などにより十分でない場合には、本発明によりに位相シフトの極性判定を大幅に改善することが可能となる。

図 6 は本発明の高精度位相誤差推定部の構成図であり、前段で差動復号のシンポル間隔 Mを決定し、後段で高精度 AFC 方式に用いられる高精虔位相誤差 Δ 0 の推定を行う。すなわち、前段において、相関器 74、位相シフト部 75、最大値検出部 76 は、図 4、図 5 で説明したように、 SCH信号系列の位相をシフトしながら相関. 器出力が最大となる位相 φをフレームタイミングとして検出する。位相検出部 79 は前記フレームタイミングにおける相関値の位相シフト量 = 2?^/ ^を（14)式により演算し、シンポル間隔数計算部 80 は（15)式によりシンボル間隔数 Μを決定

萆替え用紙（規則 26) し、複数シンポル間隔差動復号部 81に入力する。

複数シンボル間隔差動復号部 81は、 CMA合成部 77(図 5参照）から出力する C M A合成信号を Mシンボル遅延するシンボル遅延部 SDL、遅延部 SDLの出力信号の複秦共役を演算する複素共役部 CNJ、受信 SCH信号と Mシンボル前の SCH 信号の複素共役との乗算を行う乗算部を傭え、（16)式の演算を行う。位相シフ卜部 82は SCH信号系列 b(k)の位相を既に求まつているフレームタイミング φ分シフ卜して Mk+ φ )を出力する。 Mシンボル間位相回転量計算部 83は、位相シフト部 82 から入力する M シンボル分の SCH信号系列 bOi+φ ), bOi+ψ — 1)， ... b(k+ φ —(M— 1))を乗算し、乗算結果を出力する。 M== 2であれば、 M シンボル.間位相' 回転量計算部 83は、 bOc+φ) · bik+ φ一 1)を出力する。相関器 84は（17)式の演算を行って相関値 Ι ηι(φ )を出力し、位相誤差検出部 85は次式

ΜΑΘ = ^ ^ ⁾⁾ (18)

Re(R_∞(め）

により M倍された位相誤差（位相シフト量） M · Δ 0 を算出し、図示しない AFC 制御部に入力する。 AFC 制御部は後述するように位相誤差の極性に基いて局部発振器の発振周波数を制御し、オフセット周波数が零となるように、すなわち、送信側及ぴ受信側の発振周波数が等しくなるように制御する。

ところで、上記制御おいて、差動復号部のシンボル間隔数 Mをセルサーチ期間中固定しておく必要はない。 AFCが引き込むにつれてキヤリァ周波数オフセットは小さくなつていき、位相シフト量 Δ Θ も小さくなる。位相シフト量はフレーム毎に得られるので、 R_∞ ( =| I² exp (]2πΑ f CTSBM)の位相 M · Δ Θ を（18)式より求め、位相シフト量 Δ 0 を次式

Δ tan— ι ¹"^ ( )丄 (19)

Re(R_ra( ） M

により算出し、次式

π

(20)

2\ΑΘ により次フレームの位相シフト量推定に最適なパラメータ Μを決定する。図 7はかかる高精度位相誤差推定部の構成図であり、図 6 と同一部分には同一符号を付

替え用紙（規則 2β) している。シンボル間隔計算部 86 は（19)、（20)式の演算を行って次フレームの差動復号演算におけるシンボル間隔数 Mを計算し、複数シンボル間隔差動復号部 81 に設定する。これにより、複数シンボル間隔差動復号部 81 は設定されたシンボル間隔で差動復号を行う。

( E ) 残留周波数誤差補正

本発明ではキヤリァ周波数オフセットによる位相シフト量 Μ · Δ Sを推定することができるので、推定された位相シフト量を l/Λί倍して 1 シンボルブロックあたりの位相回転量 Δ Θ を計算し、各受信サブキヤリァ信号をこの位相回転量で逆回転させて残留周波数誤差を補正することが可能となる。

AFC において、キャリア周波数オフセットを補正しているが AFC制御の時定数は非常に長く、局部発振器（VCO) のキャリア周波数更新量は微量である。そのため、 AFC とサブキヤリァ信号の残留周波数誤差補正とはお互いに妨害しあうことはない。そこで、位相シフト量を用いて AFC と残留キヤリァ周波数誤差補正の両方を行うことができる。

図 8は位相シフト量を用いて残差キヤリァ周波数オフセットを補正する本発明の構成図である。図 6 あるいは図 7に示した高精度位相誤差推定部 87 は（19)式により位相誤差 Δ Θ を計算し、位相回転制 ¾部 88は exp (— Δ 0 )を計算し、位相回転部 89 の各乗算器は FFT 演算部 71 から出力する各サブキャリア信号に exp (- Δ Θ；)を乗算して一 Λ Θだけ逆回転させて残留周波数誤差を補正する。

( G) 二次元拡散

従来は送信データを周波数方向に、すなわち 1 次元領域に拡散している。しかし、周波数あるいは時間の 1次元領域での拡散ではチャネルの周波数選択性あるいは時変性により直交性が崩れやすい。そこで、本発明では図 9 に示すように、個別物理チャネル DPCHと共通パイロッ卜チャネル CPICHのそれぞれの拡散領域ができるだけチャネル変動の影響を受けないように、時間と周波数の二次元領域（周波数方向に m、時間方向に nの m X nの領域）において拡散コードを用いて拡散して多重化し、さらに CSS C Cell Specific Scramble Code)でマスクしている。二次元領域に拡散すると、同じ拡散利得において 1次元拡散に比べて周波数領域におけるサブキヤリァ数を減少することができるので直交性をより保つことができる。

図 10、図 11 は本発明における二次元拡散部を備えた基地局装置の送信側の構成図である。図 10では、 CPI CH と DP CH とを拡散コードを用いて時間と周波数の二次元領域において拡散して多重化を行い、更に基地局毎の CSSCで乗積（マスキング）する構成になっている。又、図 11 では、各サブキャリア信号である二次元拡散信号と同期チャネル S CHの信号に IFFT (逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上の OFDMシンボル信号に変換し、ガードインターパルを付加して出力する構成になっている。

図 10において、第 1ユーザの二次元拡散部 50ιにおけるシリアル 'パラレル変換部 55は、該第 1ユーザの送信信号を M個の並列データに変換する。拡散部 56 の M個の乗算部 56I〜56Mは各並列データに第 1ユーザのチヤネライゼーションコード（ウオルシュコード） CI〜CNを乗算して拡散し、シリアル ' パラレル変換部 57I〜57Mは、対応する乗算器 56I〜56Mから入力する N個のシリアルデータを m個づつの n組の並列データ（ N=m X n ) に変換して順次出力する。これにより、第 1ユーザデータは図 12に示すよう M個の二次元領域（周波数方向に m、時間方向に nの m X nの領域）〜 AMに拡散される。同様に他ュ一ザ用の二次元拡散部 50₂〜50_κ、パイ口ット用の二次元拡散部 50 _Ρも各ユーザデータ及びパイロットを二次元領域に拡散する。：

加算器 58ιιは、各二次元拡散部

のシリアルパラレル変換部 57ι から出力する第 1〜第 mデータの.うち第 1 データを加算し、加算器 58ι ₂は同様に、二次元拡散部 5»^〜50_K、50 _Pのシリアルノヽ。ラレル変換部 57ιから出力する第 1〜第 mデータのうち第 2データを加算し、同様に加算器 58i_mは、二次元拡散部 50 〜50_K、50 _Pのシリアルパラレル変換部 57ιから出力する第 1〜第 mデータのうち第 mデータを加算する。

マスキング部 59 の各乗算器 59ii〜59_Mmは各加算器 58u〜 58_Mmの出力信号にセル識別用スクランブルコード CSSC ( Gl~ GMm) の各コードを乗算して出力する。乗算器 59u〜59 _{i m}は、まず最初の組の m個のサブキャリア信号を出力し、次に、第 2 組の m個のサブキャリア信号を出力し、以後同様に n組のサブキャリア信号を出力し、トータル m X n 個の二次元拡散信号 TDSiを出力する。同様に図示しない乗算器 59_{2 l}〜59₂ mは、まず最初の組の m個のサブキャリア信号を出力し、次に、第 2 組の m個のサブキャリア信号を出力し、以後同様に n組のサブキヤリァ信号を出力し、トータル mXn 個の二次元拡散信号 TDS2を出力する。以下同様に図示しない乗算器 59_Mi〜59_Mmは、まず最初の組の m個のサブキャリア信号を出力し、次に、第 2 組の m個のサブキャリア信号を出力し、以後同様に n耝のサブキャリア信号を出力し、トータル mXn個の二次元拡散信号 TDSMを出力する。これら各二次元拡散信号 TDSI〜TDSMは I F F T演算部 53(図 11)に入力する。図 11 において、差動符号化 SCH信号系列発生器 51は差動符号化した 1 フレーム Nsシンポルの SCH信号系列を発生し、コピ一部 52は 1 シンボルの SCH信号より NSCH個のコピーシンボル DI〜DNSCH を発生し、各コピーシンボル Di〜 DNSCHを SCH専用のサブキヤリア F i〜 F NSCHの信号として IFFT部 5 3に入力する。また、マスキング部 59(図 10)より発生した各二次元拡散信号 TDSI〜TDSM は上記専用サブキャリア F1〜FNSCH以外のサブキャリア fll〜fMm の信号として

IFFT部 5 3に入力する。

IFFT咅 P 53 は、並列入力するサブキャリア信号に IFFT (逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上の OFDM シンボル信号に変換する。ガードィンターバル揷入部 54は、 OFDM シンボル信号にガードインターパルを挿入し、図示しない送信部はガードインターバルが挿入された OFDMシンボル信号に直交変調を施し、無線周波数にアップコンパージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。

(I) チャネル推定及ぴ CSSCの同定

図 9に示すように二次元拡散されている場合には、受信側は FFT演算により得られたサブキヤリァ信号にパイロット（CPICH) と CSSC候補の各複素共役を乗算して積和演算を行い、すなわち相関演算を行って二次元拡散領域におけるチヤネル応答を推定することができる。個の場合、拡散領域とチャネル推定領域が一致しているので DPCHからの干渉をなくすことができ、チャネル推定精度の向上が可能となる。なお、各二次元拡散領域において 1つのチャネル推定値 n) ( κはシンボルインデックス、サブキャリアインデックス）が得られる。

図 13 は CSSC 候補に対するチャネル応答推定部の構成図であり、 71 は FFT 演算部、 89は図 8で説明した位相回転部（残留キヤリァ周波数オフセット補正部）、 90I〜90Mは二次元相関演算部である。周波数と時間の二次元領域（m X nの二次元領域）にそれぞれ拡散されている CPICH と DPCH の多重データに、パイロット ( CPICH) と CSSC候補の各複素共役を乗算して積和演算を行うと、二次元拡散領域におけるチヤネル応答推定値が求まる。そこで、二次元相関演算部 90I〜90M は上記積和演算を行って二次元拡散領域における CSSC候補のチャネル応答推定値 h(i，l)〜！ i(i,M)を演算する。

次に、接続すべきセル（基地局）の CSSC に対して各拡散領域において得られた相関値と他のセルの CSSC に対して得られた相関値との差を大きくするために、相関値を電圧加算して平均化する。本発明では、図 9に示す拡散領域を更に拡大した二次元領域 BA において平均化を行う。図 14 は相関値を電圧加算して平均する構成図であり、図 13 と同一部分には同一符号を付している。演算部 91a〜91 r は拡大した二次元領域 BA 内の相関値の電圧平均を演算して出力する。かかる構成によれば、接続すべきセルの CSSCに対して各拡散領域において得られた平均相関値は、他の CSSCの平均相関値に対して大きくなるので CSSC同定性能の向上が可能となる。

また、本発明では、二次元領域 B Aより更に拡大した二次元領域 MBAにおいて平均相関値の電力加算を行うようにする。図 1 5は平均相関値の電力加算を行う構成図であり、図 14 と同一部分には同一符号を付している。二次元電力加算部 92は、各演算部 91a〜91 r で演算された二次元領域 BA内の二次元電圧平均の電力を計算して加算する。このようにすれば、接続すべきセルの CSSCに対するメトリックと他セルの CSSCに対するメトリックとの差はより大きくなり CSSC同定性能の向上が可能となる。すなわち、各 CSSC 候補毎に上記の二次元電力加算値を演算し、該電力加算値が最大となる CSSC候補を接続すべきセルの CSSCであると判定する。

なお、接続すべきセルの CSSC とパイロット（CPICH) の各複素共役を二次元相関演算部 90I〜90M に入力して得られる相関値は二次元拡散領域におけるチヤネル応答推定値となるから、これらチャネル応答推定値を用いてチャネル補償することができる。 (J)セルサーチ手順

図 16 は本発明のセルサーチの手順を示す。まず、第 1段階では従来のガードィンターバル相関によるキャリア周波数同期を行い、粗くキヤリァ周波数同期を行う（S 101)。ただし、システム的にキャリア周波数オフセットがそれほど大きくならない場合には，この第 1段階は必ずしも必要ではない。一s ioi

第 2段階ではガードィンターパル相関により相関のピークを検出し、 FFT ウインドウタイミング同期を取る。このとき、基地局間が非同期の場合には、得られた相関ピークの前後をマスクして相関電力値が最大となるタイミングを検出し，複数のタイミング候補を保持する。基地局間でタイミング同期が取れているシステムの場合には、 FFT ウィンドウタイミングは 1つ検出すればよレ、。 - S 102 第 3段階では、第 2段階で得られた FFT ウィンドウタイミング候補それぞれにおいて、受信信号を FFT によりサブキヤリァ信号に変換し、 SCH が割り当てられられているサブキャリア信号を差動復号し、相関演算を行う。そして、全 FFT タイミング候補を対象にして相関電力が最大となる SCH フレームタイミングを検出する。… S103

第 4段階では得られた SCH フレームタイミングに基づいて、複数シンボル間隔差動復号を行って高精度に位相誤差を検出し、キヤリア周波数同期を取る (S104)。第 4段階と平行して、第 5段階では拡散信号部の残留キャリア周波数ォフセットを補正しながら CSSCの同定を行う（S 105)。

( K) FFT ウィンドウタイミングと SCH フレームタイミング検出構成 • 第 1実施例 · 図 17 は FFT ウィンドウタイミング検出と SCH フレームタイミング検出に関する実施例である。局部発振器（VCO) 61 と混合器 62で受信信号周波数を中間周波数に変換する。ガードインターバル相関演算部 63 は、受信信号に対してガードインターパル相関を行い、同相加算器 64 は更に同相加算を行って平均化し、ピーク検出部 65は 2以上のピーク検出を行って FFT ウィンドウタイミングを複数個検出する。以上の FFT ウィンドウタイミング候補の検出制御は従来例と同じである。

ついで、図 4 で説明した制御によりフレームタイミング、周波数オフセット（位相誤差）を決定する。すなわち、各候補の FFT ウィンドウタイミングにおいて受信信号を FFT演算部 71によりサブキヤリァ信号に変換し、差動復号部 TS TSNSCH は S CHが割り当てられているサブキャリア信号に対して差動復号を行い、加算部 73 は差動復号結果を合成して S CH 合成信号を出力する。相関器 74 74₂は各 FFT ウィンドウタイミング候補について、 S CH合成信号と差動符号化前の S CH 信号系列との相関演算を行い、最大値検出部 76 は、 ①相関電力値が最大となる S CH フレームタイミング Φ の検出を行うとともに、 ②その S CH フレームタイミングが検出されたときの FFT ウィンドウタイミングを検出し、 ③更に S CHフレームタイミングが検出された相関値から位相誤差（キヤリァ周波数オフセット） Δ Θ を検出する。また、最大値検出部 76 は、高精度キヤリァ周波数同期制御に使用する複数シンボル間隔差動復号のシンボル間隔数 Mも決定する。

• 第 2実施例

図 18 は FFT ウィンドウタイミング検出と S CH フレームタイミング検出に関する第 2の実施例である。図 17 と同様の制御により、 FFT ウィンドウ候補を決定する。ついで、図 5で説明した制御によりフレームタイミング、周波数オフセット (位相誤差） Δ Θ を決定する。すなわち、各候補の FFT ウィンドウタイミングにおいて、 FFT 演算部 7 1は受信信号をサブキャリア信号に変換する。 CMA 合成部 77は S CHが割り当てられているサブキヤリァ信号に対して重み付けを行って合成し、その重み付け係数を CMA アルゴリズムを用いて更新する。重み付け係数が収束すると CMA合成部 77は受信電力が最大となる基地局からの S CHの合成信号のみを出力する。差動復号部 78ι， 78₂は各 FFT タイミング候補の CMA合成信号に対して差動復号を行い、相関器 74 74₂は差動復号結果と差動符号化前の S CH信号系列との相関演算を行う。最大値検出部 76は、 ①相関電力値が最大となる S CHフレームタイミング φの検出を行うとともに、 ②その S CH フレームタイミングが検出されたときの FFTウィンドウタイミングを検出し、③更に S CH フレームタイミングが検出された相関値から位相誤差（キヤリァ周波数オフセット）を検出する。また、最大値検出部 76 は、高精度キャリア周波数同期制御に使用する複数シンポル間隔差動復号のシンボル間隔数 Mも決定する。

( L) AF C制御 • 第 1実施例

図 19は AFC制御の第 1 の実施例構成図である。第 1段階では、 AFC部 6 6は従来例と同様に（図 33〜図 35 参照）、ガードィンターパル相関によるピーク検出を行い、ピークタイミングでの相関値の位相誤差を検出し、その位相誤差を小さくするようにスィッチ 67 を介して VCO構成の局部発振器 61の発振周波数を制御する。

ついで、図 17の制御で SGH フレームタイミング、 FFT ウィンドウタイミング、差動復号のシンポル間隔 M を決定する。しかる後、 FFT演算部 71 は該 FFT ウインドウタイミングで FFT 演算し、複数シンポル間隔差動復号部 72I〜72NSCHは SCH が割り当てられているサブキヤリァ信号に対して複数シンボル間隔差動復号演算、すなわち（16)式の演算を行う。加算部 73 は各差動復号結果を合成して SCH合成信号を出力する。

一方、位相シフト部 82 は SCH信号系列 b(k)の位相を既に求まっているフレームタイミング φ分シフトして b(k+ φ )を出力する。 M シンボル間位相回転量計算部 83 は、位相シフト部 82から入力する M シンボル分の SCH信号系列 1)(1ί+ φ ) , b(k+ φ · 1) , - . . Mk+ φ -(Μ- 1))を乗算し、乗算結果を出力する。 Μ = 2であれば、 Μ シンボル間位相回転量計算部 83 は、 b(k+ </) ) . bOi+ φ - 1)を出力する。相関器 84 は（17)式の演算を行って相関値 Rm( ei» )を出力し、位相誤差検出部 85 は（18)式により M倍された位相誤差（位相シフ卜量） Μ · Δ 0 を算出してランダムウォークブイ /レタ 68に入力する。

ランダムウォークフィルタ 68 は、位相誤差の極性が正であればカウン卜アツプし、負であれば力ゥントダウンし、カウント値が設定値以上になれば力ゥントを初期値にリセットすると共に、スィッチ 67を介して局部発振周波数を所定幅減少し、設定値以下になれば局部発振周波数を所定幅上昇する。この AFC制御によれば、高精度で安定なキャリア周波数同期を取ることができる。

. · 第 2実施例

図 20は AFC制御の第 2の実施例構成図で、 SCHが割り当てられているサブキャリァ信号の合成を CMAアルゴリズムに従って行った場合の構成を示している。後段のキャリア周波数同期制御は図 19 と同様な動作となる。第 1段階では、 AFC部 6 6は従来例と同様に（図 33〜図 35参照）、ガードィンタ一バル相関によるピーク検出を行い、ピークタイミングでの相関値の位相誤差を検出し、その位相誤差を小さくするようにスィッチ 67を介して VCO構成の局部発振器 61の発振周波数を制御する。

ついで、図 18の制御で SCH フレームタイミング、 FFT ウィンドウタイミング、差動復号のシンボル間隔 M を決定する。しかる後、 FFT演算部 71 は FFT ウィンドウタイミングで FFT演算し、 CMA合成部 77は CMA SCH合成信号を出力する。複数シンボル間隔差動復号部 81は、 CMA合成部 77から出力する SCH合成信号に対して（16)式の複数シンボル間隔差動復号演算を行う。。

一方、位相シフト部 82は SCH信号系列 b(k)の位相を既に求まっているフレームタイミング Φ分シフトして )を出力する。 M シンボル間位相回転量計算部 83 は、位相シフ卜部 82から入力する Mシンボル分の SCH信号系列 (1ί+ φ )， bi + - 1) , - . . bOi+ φ -(M- 1))を乗算し、乗算結果を出力する。相関器 84は（17)式の演算を行って相関値

)を出力し、位相誤差検出部 85は（18)式により M倍された位相誤差（位相シフト量） Μ · を算出してランダムウォークフィルタ 68 に入力する。ランダムウォークフィルタ 68 は、図 19 で説明したと同様の発振周波数制御を行ってオフセット周波数を零にする。これにより、高精度で安定なキャリア周波数同期を取ることができる。

( M) CSSC同定部の構成

図 21 は CSSC 同定部の実施例構成図であり、図 15 と同一部分には同一符号を付している。二次元相関演算部 90I〜90Mは、周波数と時間の二次元領域（m X nの二次元領域）にそれぞれ拡散されている CPICH と DPCH の多重データに、パイロット（CPICH)と CSSC候補の各複素共役を乗算して加算する積和演算を行い、積和演算結果（相関値）を各二次元拡散領域における CSSC候補のチャネル応答推定値 h(i, l)〜！ i(i,M)として出力する。演算部 91a〜91 r は拡大した二次元領域内の相関値の電圧平均を演算し、二次元電力加算部 92 は、各演算部 91a〜91 rで演算された二次元電圧平均の電力を計算して加算する。最大値検出部 93は各 CSSC 候補の二次元電力加算値を比較し、該電力加算値が最大となる CSSC 候補を接続すべきセルの CSSCであると判定する。以後、検出された CSSCを用いて受信データを復調する。

以上では、本発明を OFDM- CDMAに適用した場合について説明したが、本発明は、マルチキャリア変調方式、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing: OFDM)方式、あるレ、は、マルチキヤリァ符号分割多元接続（Multi-carrier Code -Division Multiple Access: MC- CDMA)方式等にも適用できるものである。

( N) 発明の効果

以上本発明によれば、同期チャネル SCH に専用のサブキヤリァを割り当てたから、同期チャネル S CH は個別物理チャネル DPCH や共通パイロットチャネル CPICHからの干渉を受けず、正確に SCHのフレームタイミングを検出することができる。また、専用サブキャリアの S CH 信号を合成することにより、あるいは CMA アルゴリズムにより合成することにより SCH 合成信号を検出して既知の SCH信号との相関演算を行うことにより、より正確に S CHのフレームタイミングを検出することができる。従って、ガードィンターパル相関によるキャリア周波数同期が不十分で残留キヤリァ周波数誤差が無視できない場合であっても、正確に S CH フレームタイミングを検出することができる。

また、 S CH 信号系列に差動符号化処理を施して送信するようにしたから、周波数オフセットに起因する位相誤差が大きくてもフレームタイミングを検出できる：しかも、 Mシンボル間の差動復号処理を行うことにより位相誤差を M倍に増幅でき、このため、位相誤差が小さくても極性判定を正しく行うことができ、位相誤差の極性に基いて周波数オフセッ卜が零となるように、発振周波数を高精度制御することができる。又、 AFC 制御による Δ 0 の減少に応じて Mを変更することにより、発振周波数を高精度制御することができる。

又、本発明によれば、 Mシンボル間の差動復号処理を行うことにより周波数オフセットに基く位相誤差 Δ Θ を M倍に増幅して正確に検出できるため、残留キヤリァ周波数オフセットが存在する場合であっても、各サブキヤリァ信号を位相誤差逆方向に Δ 8分回転して該残留キヤリァ周波数オフセットを補償することができる。

又、本発明によれば、 DPCH と CPICH の信号系列を周波数と時間の二次元領域に拡散し、この二次元領城の拡散信号にパイロットとセル識別用スクランブルコ一ド esse の各複素共役を乗算して加算することにより相関演算し、該相関値により該二次元領域のチャネル応答を推定するため、拡散領域とチヤンネル推定領域を同じにできる。このため、 DPCHからの干渉がなく、チャネル推定精度を向上でき、正確なチャネル補償が可能になる。

又、本発明によれば、複数のの前記二次元領域の相関電圧を加算して平均化し、複数の平均相関電圧を電力加算することにより、接続すべきセルの CSSC に対する電力値と他のセルの CSSC に対する電力値との差を大きくでき、正確に CSSC 同定を行うことが出来る。また、セル検出精度を改善することができるため、端末装置の性能向上に寄与することが大きい。また、本発明のキャリア周波数同期はセルサーチ終了後のデータ復調期間も引き続き動作を継続するため端末装置の性能向上に寄与するものである。

Claims

請求の範囲

1 . 送信信号系列を多数のサブキヤリァで送信する送信方法において、同期チャネル専用の複数のサブキャリアを設け、

該複数の専用サブキヤリァで同期チャネルの信号系列を送信する、

ことを特徴とする送信方法。

2 . 前記同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施し、

該差動符号化された信号系列を前記専用のサブキヤリァで送信する、ことを特徴とする請求項 1記載の送信方法。

3 . 送信信号系列を周波数方向の多数のサブキヤリァに拡散して送信する送信方法において、

前記送信信号系列を構成する共通パイ口ットチャネルと個別チャネルの送信信号系列を、それぞれチヤネライゼーシヨンコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散し、

該拡散信号を基地局識別用のスクランブルコードでマスキングし、

マスキングされた送信信号系列を送信する、

ことを特徴とする送信方法。

4 . 送信信号系列を多数のサブキヤリァで送信する送信装置において、個別物理チヤネルの信号系列を含む送信信号系列を多数のサブキャリアで送信し、かつ、同期チャネルの信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信するように制御する手段、

各サブキヤリァ信号系列を合成して送信する送信部、

を備えたことを特徴とする送信装置。

5 . 前記同期チャネルの信号系列に差動符号化処理を施す差動符号化部、を備え、前記送信手段は、差動符号化部の出力信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキヤリァで送信する、

ことを特徴とする請求項 4記載の送信装置。

6 . 送信信号系列を周波数方向の多数のサブキヤリァに拡散して送信する送信装置において、

前記送信信号系列を構成する共通パイ口ッ卜チャネルと個別チャネルの送信信号系列を、それぞれチヤネライゼーシヨンコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散する拡散部、

拡散信号を基地局毎のスクランブルコードでマスキングするマスキング部、該マスキングされた送信信号系列を送信する送信部、

を備えたことを特徴とする送信装置。

7 .同期チャネルの信号系列に差動符号化処理が施され、該差動符号化された信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキヤリァで送信された信号を受信する受信装置のフレームタイミング検出方法において、

受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキヤリァ信号を重み付けして合成し、該合成信号を用いて誤差信号を発生し、該誤差信号が零となるように前記重み係数を更新するァルゴリズムを実行し、

前記合成信号に差動復号処理を施し、

該差動復号処理により得られた信号系列と、差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相を順次シフ卜させて得られた信号系列との相関を計算し、

相関電力が最大となるタイミングをフレームタイミングとする、

ことを特徴とするフレームタイミング検出方法。

8 . 同期チャネルの信号系列に差動符号化処理が施され、該差動符号化された信号系列を同期チャネル専用の複数のサブキャリアで送信された信号を受信する受信装置のフレームタミング検出方法において、

受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキャリア信号のそれぞれに差動復号処理を施して合成し、

該合成信号系列と、差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相を順次シフトさせて得られた信号系列との相関を計算し、

相関電力が最大となるタイミングをフレームタイミングとして検出する、ことを特徴とするフレームタイミング検出方法。

9 . 検出されたフレームタイミングにおける前記相関より位相誤差を求め、該位相誤差に基づいて受信装置の局部発振器の発振周波数を補正する、

ことを特徴とする請求項 7または 8記載のフレームタイミング検出方法。

1 0 . 検出されたフレームタイミングにおける前記相関より位相誤差を算出し、 π /2 と該位相誤差との比 Μを求め、

差動復号処理における差動復号のシンボル間隔を Μ として差動復号処理を実行し、

該差動復号後の信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相を Μ シンボル間位相回転して得られた信号系列との相関を計算し、

該相関の位相誤差（第 2の位相誤差）を算出し、該第 2 の位相誤差に基づいて受信装置の局部発振器の発振周波数を補正する、

1 1 .前記位相誤差が小さくなるにつれて前記差動復号のシンボル間隔 Μを増加させる、

ことを特徴とする請求項 10記載のフレームタイミング検出方法。

1 2 . 前記第 2 の位相誤差から 1 シンボルプロックあたりの周波数誤差を計算し、残差周波数誤差を補正するように各サブキヤリァ信号の位相を回転する、ことを特徴とする請求項 1 0記載のフレームタイミング検出方法。

1 3 . 差動符号化された同期チャネルの信号系列が同期チャネル専用の複数のサブキヤリァで送信され、個別物理チャネル等の送信信号系列が前記専用サブキャリア以外のサブキヤリァで送信される場合における受信装置において、受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキヤリァの信号を重み付けして合成し、該合成信号を用いて誤差信号を発生し、該誤差信号が零となるように前記重み係数を更新するアルゴリズムを実行し、合成信号を同期チャネルの信号系列として出力する同期チャネル信号抽出部、

前記合成信号に差動復号処理を施す差動復号処理部、

該差動復号処理により得られた信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の相関を、後者の位相を順次シフトさせて計算する相関計算部、

相関電力が最大となる位相をフレームタイミングとして検出するフレームタイミング検出部、

を備えたことを特徴とする受信装置。

1 4 . 差動符号化された同期チャネルの信号系列が同期チャネル専用の複数のサブキヤリァで送信され、個別物理チャネル等の送信信号系列が前記専用サブキャリァ以外のサブキヤリァで送信される場合における受信装置において、受信信号から抽出した前記同期チャネル専用の複数のサブキャリアにおける信号のそれぞれに差動復号処理を施す差動復号処理部、

各差動復号処理部の出力信号を合成する合成部、

合成部から出力する合成信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の相関を、後者の位相を順次シフ卜させて計算する相関計算部、

を有することを特徴とする受信装置。

1 5 . 検出されたフレームタイミングにおける前記相関の位相誤差 Δ 0 を算出する位相誤差算出部、

π / 2 と該位相誤差 | Δ θ Iとの比 Μを算出する求手段、

差動復号処理における差動復号のシンボル間隔を Μ として差動復号処理を前記差動復号処理部に実行させる手段、 .

該差動復号後の信号系列と差動符号化前の同期チャネル信号系列の位相を Μ シンボル間位相回転して得られた信号系列との相関を計算する相関演算部、該相関の位相誤差（第 2 の位相誤差）を算出し、該位相誤差に基づいて受信装置の局部発振器の発振周波数を補正するオフセット周波数補正部、

を備えたことを特徴とする請求項 1 3または 1 4記載の受信装置。

1 6 . 前記第 2 の位相誤差から 1 シンボルプロックあたりの周波数誤差を計算する周波数誤差計算部、

該周波数誤差に基いて残差キャリア周波数オフセットを補正するように各サブキヤリァ信号の位相を回転する位相回転部、

を備えたことを特徴とする請求項 1 5記載の受信装置。

1 7 . 送信側で共通パイロットチャネルと個別チャネルの送信信号系列をそれぞれチヤネライゼーションコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散して多重し、該多重信号を基地局のスクランブルコードでマスキングし、該マスキングされた信号を受信する受信装置のセルサーチ方法において、

受信信号より抽出された各サブキャリア信号に対して、共通パイロットとスクランプルコード候補のそれぞれの複素共役を乗算し、

前記二次元拡散領域における乗算結果を加算してチャネル応答を求め、拡大した二次元領域に属する複数の前記二次元拡散領城のチャネル応答を電圧加算して平均化し、該平均化したチャネル応答の電力を計算し、

各拡大二次元領域のチャネル応答を電力加算し、

電力加算値が最大となるスクランブルコード候補を基地局のスクランブルコードであると判定する、

ことを特徴とするセルサーチ方法。

1 8 . 各サブキヤリァ信号に対して、共通パイロットと基地局スクランブルコ一ドのそれぞれの複素共役を乗算し、前記二次元拡散領域における乗算結果を加算してチャネル応答を推定し、該チャネル応答推定値を用いてチャネル補償する、ことを特徴とする請求項 17記載のセルサーチ方法。

1 9 . 送信側で共通パイロットチャネルと個別チャネルの送信信号系列をそれぞれチヤネライゼーシヨンコードを用いて時間と周波数の二次元領域に拡散して多重し、該多重信号を'基地局のスクランブルコードでマスキングし、該マスキングされた信号を受信する受信装置において、

受信信号より抽出された各サブキャリア信号に共通パイロットとスクランプルコード候補のそれぞれの複素共役を乗算し、前記二次元拡散領域における乗算結果を加算してチャネル応答を算出するチャネル応答算出部、

拡大した二次元領域に属する複数の前記二次元拡散領域のチャネル応答を電圧加算して平均化する二次元電圧加算部、

前記二次元拡散領域の平均化したチャネル応答の電力を計算し、各拡大二次元領域のチャネル応答を電力加算する二次元電力加算部、

電力加算値が最大となるスクランブルコード候補を基地局のスクランブルコードであると判定するセル判定部、

を備えたことを特徴とする受信装置。