JP2007129577A

JP2007129577A - 多元接続方式

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Publication number: JP2007129577A
Application number: JP2005321309A
Authority: JP
Inventors: Toshinori Suzuki; 利則鈴木; Hiroyasu Ishikawa; 博康石川; Toshiaki Yamamoto; 俊明山本
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 2005-11-04
Filing date: 2005-11-04
Publication date: 2007-05-24
Anticipated expiration: 2025-11-04
Also published as: JP4637721B2

Abstract

【課題】符号間干渉による伝送特性の劣化を低減可能な多元接続方式を提供する。
【解決手段】送信機１は、拡散・多重化部１２において時間方向及び周波数方向の二次元拡散多重を行う。ここで、時間方向の拡散多重に用いる符号と周波数方向の拡散多重に用いる符号とは異なる種類の符号を用い、時間方向の拡散多重に用いる符号の各符号成分の大きさのばらつき具合が、周波数方向の拡散多重に用いる符号の各符号成分の大きさのばらつき具合より小さい。受信機２は、直接復調器２６において逆拡散を行わずに拡散状態のままで復調を行うため、符号間干渉の影響により受信特性が劣化することはない。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチキャリア伝送を用いた多元接続方式に関する。

従来、マルチキャリアを用いた多元接続方式として、ＭＣ−ＴＤＭＡ(Multi Carrier-Time Division Multiple Access)方式やＯＦＤＭＡ(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式、ＭＣ−ＣＤＭＡ(Multi Carrier-Code Division Multiple Access)方式、ＭＣ−ＤＳ／ＣＤＭＡ(Multi Carrier Direct-Sequence Code-Division Multiple-Access)方式、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ(Variable Spreading Factor - Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)方式等が知られている。

ＭＣ−ＴＤＭＡ方式は、時間軸方向に分割して各ユーザに割り当てる方式であり、周波数ダイバシチ効果が得られるが、時間ダイバシチ効果は得られない。ＯＦＤＭＡ(ＬＭ：Localized Mode)では、周波数方向に分割して各ユーザに割り当てる方式であり、時間ダイバシチ効果が得られるが、周波数ダイバシチ効果は得られない。

ＯＦＤＭＡ(ＤＭ：Distributed Mode)では、ＯＦＤＭＡ（ＬＭ）において同じユーザの信号を周波数の離れた位置に配置する方式であり、ＯＦＤＭＡ（ＤＭ）ｗ／ＦＨ(Frequency Hopping)方式は、ＯＦＤＭＡ（ＤＭ）方式におけるサブキャリアへの割り当てを時間毎に変化させるものであり、ＯＦＤＭＡ（ＬＭ）方式と異なり周波数ダイバシチ効果も得られる。

ＭＣ−ＣＤＭＡ方式は、一つのシンボルを一つのサブキャリアで伝送するのではなく、複数のサブキャリアに拡散して伝送する方式であり、拡散方向は周波数方向のみに行う。ＭＣ−ＤＳ／ＣＤＭＡ方式は、拡散方向を時間方向にのみ行うものである。

ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式は周波数方向・時間方向の二次元で拡散多重する方式であり、時間ダイバシチ効果と周波数ダイバシチ効果を同時に得ることができる。なお、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式においては、時間方向の拡散多重に用いる符号と周波数方向の拡散多重に用いる符号は共にＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号を用いる。
D. Garg and F. Adachi, 「Diversity-coding-orthogonality trade-off for coded MC-CDMA with high level modulation」,IEICE Trans. Commun.,vol.E88-B, No. 1, pp. 76-83, Jan. 2005.

しかし、周波数方向の拡散多重を行う多元接続方式は、符号間干渉の影響が大きくなるために伝送特性が劣化するという問題があり（非特許文献１参照）、一般には用いられないとされていた。
本発明は上記事情を考慮してなされたもので、符号間干渉による伝送特性の劣化を低減可能な多元接続方式を提供することにある。

本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、請求項1に記載の発明は、ユーザに宛てた信号を異なる2種類の符号で拡散し、任意のユーザ宛の符号拡散信号を、複数のサブキャリアを用いて周波数方向に多重化し、異なるユーザ宛の信号を時間方向に多重化して伝送することを特徴とする多元接続方式である。

請求項２に記載の発明は、請求項１の多元接続方式であって、周波数方向の拡散多重に用いる符号は、各符号成分の大きさが異なることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２の多元接続方式であって、周波数方向の拡散多重に回転直交符号を用いることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項２又は請求項３の多元接続方式であって、周波数方向の拡散多重に用いる符号は実数型であることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項１の多元接続方式であって、時間方向の拡散多重に用いる符号は、各符号成分の大きさのばらつき具合（分散）が、周波数方向の拡散多重に用いる符号の各成分の大きさのばらつき具合（分散）より、小さいことを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項１又は請求項５の多元接続方式であって、時間方向の拡散多重に用いる符号は、各符号成分の大きさが等しいことを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１又は請求項６の多元接続方式であって、時間方向に拡散多重する符号はＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号であることを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、請求項１又は請求項５の多元接続方式であって、時間方向に拡散多重する符号は回転直交符号であって、拡散多重しないときと同じ信号点配置となる回転角を度とし、Ｗｌａｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号で拡散多重化した信号と等価な信号点配置となる回転角を４５度とし、回転角が０度以上４５度以下で定義されるとき、周波数方向で用いる回転直交符号の回転角より、時間方向の回転角が大きいことを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、請求項１の多元接続方式であって、時間軸の拡散符号長が、周波数軸の拡散符号長より長いことを特徴とする。

本発明によれば、時間方向の拡散多重に用いる符号と周波数方向の拡散多重に用いる符号に異なる種類の符号を用い、周波数方向の拡散多重に用いる符号を各符号成分の大きさが異なるようにすることで、符号間干渉の影響と周波数ダイバシチ効果とを調整して伝送特性を最大にすることができる。

このため、符号間干渉による伝送特性の劣化を低減し、時間ダイバシチ効果と周波数ダイバシチ効果の双方を得ることができる二次元拡散多重の多元接続方式を実現することができる。

以下、図面を参照して本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る多元接続システムの構成を示すブロック図である。図１において、送信機１内の変調器（ＭＯＤ）１１は送信データを変調して変調シンボルを出力するものである。拡散・多重化部１２は、変調シンボルを符号で拡散し、その拡散された変調シンボルを多重化するものである（詳細は後述）。

シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１３は、拡散・多重化部１２から出力されるシンボルをそれぞれシリアル信号としてパラレル信号に変換するものである。そのパラレル信号数は、データ伝送に使用するサブキャリア数と拡散率の比である。例えば、サブキャリア数が５１２、拡散率が２であれば、５１２／２＝２５６となり、パラレル数は２５６となる。

逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１４は、パラレル化されたシンボルを逆フーリエ変換処理し、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換するものである。ここで、同一時刻のシンボルについては、できるだけ周波数領域上の距離をとるようにする。これにより、より高い周波数ダイバシチ効果を得ることができる。

パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１５は、ＩＦＦＴ１４出力後の時間領域の信号をシリアル信号に変換するものである。ガードインターバル挿入部（＋ＧＩ）１６は、そのシリアル信号にガードインターバルを付加するものである。

ガードインターバルは、サブキャリア間の直交性を受信側でも保持させるための信号である。そのガードインターバル付加後の信号は、パイロット信号（図示せず）とともに無線送信される。パイロット信号は、受信側で伝送路を推定するための信号である。

受信機２内のガードインターバル除去部（−ＧＩ）２１は、無線受信した信号からガードインターバルを除去するものである。シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２２は、ガードインターバル除去後の信号をパラレル信号に変換する。

高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２３は、そのパラレル化された信号をフーリエ変換処理し、時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号に変換する。ここでのサブキャリア信号には、伝送路（チャネル）で受けた振幅と位相の変化が含まれている。

ＣＨ推定・位相補正部２４は、パイロット信号の受信特性等に基づいて伝送路の状態を測定する。そして、サブキャリア毎に、伝送路で受けた位相変化量を補正する。この結果、ＣＨ推定・位相補正部２４から出力されるサブキャリア信号は、送信時のサブキャリア信号に伝送路の振幅値（実数）が乗じられた信号に対してさらに背景雑音が加わった信号となる。

パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２５は、ＣＨ推定・位相補正部２４から出力されるサブキャリア信号をシリアル信号に変換し、拡散されたシンボルの組合せとして出力する。直接復調器（Ｄ−ＤＥＭ）２６は、パラレル／シリアル変換部２５から出力される拡散されたシンボルの組合せから、直接、復調を行う。つまり、逆拡散を行わずに、受信データを求める。

続いて、拡散・多重化部１２で行う拡散・多重化の処理について説明する。
ユーザＡ宛てのｉ番目の変調シンボルをＡ（ｉ）、時刻ｔで中心周波数ｆのサブキャリアに割り当てられるシンボルをＳ（ｆ，ｔ）とおく。

このとき、従来技術で述べたＭＣ−ＴＤＭＡ方式では、原則として、下記の規則で変調シンボルを配置する（Ｎｃはサブキャリアの数である）。
Ａ（１）→Ｓ（ｆ＝１，ｔ＝１）、
Ａ（２）→Ｓ（ｆ＝２，ｔ＝１）、
Ａ（３）→Ｓ（ｆ＝３，ｔ＝１）、
…、
Ａ（Ｎｃ）→Ｓ（ｆ＝Ｎｃ，ｔ＝１）

また、ＯＦＤＭＡ（ＬＭ）方式では、
Ａ（１）→Ｓ（ｆ＝１，ｔ＝１）、
Ａ（２）→Ｓ（ｆ＝２，ｔ＝１）、
Ａ（３）→Ｓ（ｆ＝１，ｔ＝２）、
Ａ（４）→Ｓ（ｆ＝２，ｔ＝２）、
…、
となる。

ＯＦＤＭＡ（ＤＭ）方式では、
Ａ（１）→Ｓ（ｆ＝１，ｔ＝１）、
Ａ（２）→Ｓ（ｆ＝Ｎｃ／２，ｔ＝１）、
Ａ（３）→Ｓ（ｆ＝１，ｔ＝２）、
Ａ（４）→Ｓ（ｆ＝Ｎｃ／２，ｔ＝２）、
…、
となる。ＯＦＤＭＡ（ＤＭ）ｗ／ＦＨ方式では、ホッピングパターンによって定まるサブキャリア番号（ｆ）が時刻ｔによってとぶ（ホッピングする）点のみがＯＦＤＭＡ（ＤＭ）と異なる。

ｉ番目のユーザＸ（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）宛の変調シンボルをＸ（ｉ）と表し、符号分割多重を用いた多元接続方式を以下に説明する。
ＭＣ−ＤＳ／ＣＤＭＡ方式は、時間方向の一次元拡散多重であり、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号を用いて式（１）、（２）のように表される。

ＭＣ−ＣＤＭＡ方式は、周波数方向の一次元拡散多重であり、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号を用いて式（３）のように表される。

二次元拡散ＯＦＣＤＭ方式では、時間方向と周波数方向との二次元の拡散多重を行う。なお、符号はどちらの方向においてもＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号を用いる。二次元拡散ＯＦＣＤＭ方式では、まず、ｆ＝１、２、３、４として、時間方向に拡散多重することにより式（４）が得られる。

次に、ｔ＝１、２、３、４として、周波数方向に拡散多重することにより式（５）となる。

これに対して、本実施形態では、時間方向の拡散多重に用いる符号と周波数方向の拡散多重に用いる符号とを別の符号を用いることを特徴とする。具体的には、時間方向、周波数方向共に式（６）に示す次数４の実数型回転直交符号Ｒ４を用いる。式（６）における回転角θは、拡散多重しないときと同じ信号点配置を０度とし、Ｗｌａｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号で拡散多重化した信号と等価な信号点配置となる回転角を４５度と定義する。

回転直交符号は、式（６）の回転角θ_１、θ_２、θ_３を０〜π／４の間で変化させることによりダイバシチ効果と符号間干渉とを調整することが可能であるため、回転角の値を適切に選択することにより、伝送特性を最適にすることができる。特に、サブチャネル間の伝送品質にばらつきがある場合には、その調整効果が顕著となる。

時間方向の拡散多重で用いる回転直交符号の回転角を（θ_Ｔ１，θ_Ｔ２，θ_Ｔ３）、周波数方向の拡散多重で用いる回転直交符号の回転角を（θ_Ｆ１，θ_Ｆ２，θ_Ｆ３）とおくと、本実施形態の拡散多重は式（８）、（９）のように表される。

ここで、ｍａｘ（θ_Ｔ１，θ_Ｔ２，θ_Ｔ３）はｍａｘ（θ_Ｆ１，θ_Ｆ２，θ_Ｆ３）よりも大きくなるように設定することで、伝送特性の優れた多次元接続方式を実現することができる。

なお、拡散多重化に用いる二種類の符号は回転直交符号に限られることはなく、時間方向の拡散多重に用いる符号の各成分のばらつき具合（分散）が、周波数方向の拡散多重に用いる符号の各成分のばらつき具合（分散）より小さくなるように選択することで、本実施形態と同様に伝送特性の優れた多次元接続方式を実現することができる。

また、周波数方向の拡散多重には回転直交符号を用い、時間方向の拡散多重には従来と同じくＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号を用いるか、あるいはθ_Ｔ１＝θ_Ｔ２＝θ_Ｔ３＝４５度に設定して符号成分の大きさを揃え、（８）式の演算を簡略化させてもよい。

回転直交符号には式（６）・（７）に示した実数型の他に複素数型も知られているが、逆拡散を行わずに復調する場合には受信機の複雑度を少なくすることが可能な実数型が望ましい。

その理由は、複素数型で拡散多重化した場合、変調シンボルのin-phase信号（Ｉチャネル）とquadrature-phase信号（Ｑチャネル）が混在する拡散多重信号となるため、逆換算をせずに復調する際、同時に考慮すべきビット数が増大するからである。

例えば、ＱＰＳＫ変調を４多重する場合、複素型符号を用いると、同時に考慮すべきビット数は8であるが、実数型符号を用いるとＩチャネルとＱチャネルを分けて考慮することができるため、考慮すべきビット数は４となる。ただし後者は、復調をIチャネルとQチャネルの2回に分けて復調する必要がある。よって前者の考慮すべき信号数が２＾８=２５6となるのに対して、後者は２＾４*２=３２で済むことになる。

続いて、受信機２における復調処理に関して説明する。
図２は、本実施形態に係る参照信号点を示す複素空間座標図であり、図２（１）は実数空間、図２（２）は虚数空間を示している。なお、図2に示した信号点配置はＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号と等価な信号点配置（式（７）のＲ_２でθを４５度としたもの）である。

以下、ｃｉ［ｎ］（ｉ＝１，２）は拡散・多重化部１２から出力される拡散信号であり、ｃｉ''［ｎ］（ｉ＝１，２）はパラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２５から出力される拡散信号である。また、ｂ［２ｎ−１］・ｂ［２ｎ］は変調器１１から出力される変調シンボルである。

図２には、ｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の組合せが取りうる値（参照信号点）が、Ｉチャネルに対応する実数部（図２（１））とＱチャネルに対応する虚数部（図２（２））とに分けて示されている。図２中の表記として、Ｒｅ（ｚ）は複素数ｚの実数部（Ｉチャネル成分）を表し、Ｉｍ（ｚ）は複素数ｚの虚数部（Ｑチャネル成分）を表す。

ここで、本実施形態では、拡散率は２であるので、ｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の組合せは、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せである。そして、そのｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の組合せが取りうる値（参照信号点）は、式（１０）で示される。

ここで、Ｔ２は２倍拡散かつ２多重に対応する拡散多重変換行列であり、式（１１）で表される。

具体的には、実数部（Ｉチャネル成分）については、Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“００”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１＋１”であり、Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“０１”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１−１”であり、Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１０”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１＋１”であり、Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１１”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１−１”である。

また、虚数部（Ｑチャネル成分）については、Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“００”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１＋１”であり、Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“０１”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１−１”であり、Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１０”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１＋１”であり、Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１１”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１−１”である。

本実施形態に係る直接復調処理においては、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアの拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、該サブキャリアの拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する。

具体的には、上記図２の参照信号点を示す複素空間座標系に受信信号点を配置する。そして、その受信信号点の位置に最も近い参照信号点を受信データとして出力する。例えば、図３には受信信号点の一例が示されている（実数部のみ）。図３の例では、ｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の各実数部（Ｉチャネル成分）の組合せの値（受信信号点３０１）が示されている。その値３０１は、４つの参照信号点“００”、“０１”、“１０”、“１１”のうち、“０１”に最も近い位置にある。これにより、受信データ（実数部）は、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］）＝＋１、Ｒｅ（ｂ［２ｎ］）＝−１、とする。

上述した実施形態によれば、ＭＣ−ＣＤＭ方式の復調処理において、逆拡散を行わずに拡散状態のままで復調を行うことができる。従って、従来において逆拡散時に発生していた干渉成分の混入はなくなり、本実施形態の復調時には、符号間干渉の影響を被ることがない。これにより、復調精度を高めることができ、受信特性が向上する。

本実施形態は、誤り訂正符号を用いるシステムにも適用可能であり、この場合、変調シンボルが特定の値をとりうる事前確率によって確率結合による復号を行うことができるので、復調精度の向上が期待できる。なお、誤り訂正符号とは、例えば、ターボ符号や低密度パリティ検査符号（Low-Density Parity-Check Codes；ＬＤＰＣ符号）である。

図４は、誤り訂正符号を用いるシステムに適用する際のブロック図である。図４に示す送信機１ａにおいては、符号化器（ＥＮＣ）１７が設けられており、その他の構成は図１の送信機１と同様である。送信機１ａにおいて、符号化器１７は、送信データに対して誤り訂正符号を付加する。その符号化データは、符号化器１７から変調器１１に入力される。それ以降の処理は図１の送信機１と同様である。

図４に示す受信機２ａにおいては、復号器（ＤＥＣ）２７が設けられている。直接復調器２６ａについては、上記図１の直接復調器２６とは復号器２７に対応する処理の変更がある。その他の構成は図１の受信機２と同様である。

復号器２７は、直接復調器２６ａが復調した信号に基づき、誤り訂正処理を行って受信データを出力する。直接復調器２６ａは、その誤り訂正処理に使用される軟判定入力信号（ビット毎の尤度）を出力する。その直接復調器２６ａの動作を上記図３の例を用いて説明する。

図３に示される受信信号点３０１は、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］）とＲｅ（ｂ［２ｎ］）の２ビットに対応する受信信号点である。ここで、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］に着目すると、その尤度ｐは式（１２）、（１３）で表される。

但し、ｘ＝Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］）、ｙ＝Ｒｅ（ｂ［２ｎ］）、ｄ_ｘｙ ^２は受信信号点と参照信号点（ｘｙ）の間の自乗距離、σ^２はサブキャリア当たりの雑音電力を表す。また、ｐ_ａ（ｙ＝０）は、ｙが０となる確率であって事前に判明している事前確率である。
その事前確率は、変調シンボルが特定の値を取りうる確率を表す。

直接復調器２６ａは、上記式（１２）により尤度ｐを算出する。なお、ｙに関する事前情報がない場合は、ｐ_ａ（ｙ＝０）＝ｐ_ａ（ｙ＝１）＝１／２としてｘの尤度ｐを算出する。また、Max-log近似を用いて尤度ｐに係る演算を行ってもよい。特に、復号器２７がMax-log-MAP復号に基づく復号処理を行う場合には、σに依存しないので、雑音電力を求める必要がなくなり、演算処理が簡略化できる。

本発明では、時間方向と周波数方向の両方向に拡散多重を行うため、周波数ダイバシチ効果と時間ダイバシチ効果の双方を得ることができる。また、回転直交符号等の符号を用いて、周波数成分への拡散多重は各サブキャリアに等しく配分しないようにすることで、符号間干渉を低減することができる。

なお、通常の伝送パラメータでは、時間方向の伝搬路変動は周波数方向の変動（周波数選択性）に比べて小さいので、時間方向の拡散符号長を長く取ることが特性の向上につながる。また、時間方向の拡散は逆拡散を行っても特性劣化が少ないので、拡散符号長を長く取ることが望ましい。

また、受信機において逆拡散を行わずに拡散状態のままで復調を行うことにより、符号間干渉の影響を被ることのない多元接続方式を実現することができる。

以上、本発明の実施形態を詳述してきたが、具体的な構成は上記実施形態に限られることはなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更を行うことも可能である。

本発明は、複数のサブチャネルを用いて信号を多重伝送するマルチキャリア伝送を用いた多元接続方式に用いて好適である。

本発明の一実施形態に係る多元接続システムの構成を示すブロック図である。同実施形態に係る参照信号点を示す複素空間座標図である。同実施形態に係る直接復調処理を説明するための説明図である。誤り訂正符号を用いるシステムに適用する際のブロック図である。

符号の説明

１…送信機、２…受信機、１１…変調器（ＭＯＤ）、１２…拡散・多重化部、１３…シリアル／パラレル変換部、１４…逆高速フーリエ変換部、１５…パラレル／シリアル変換部、１６…ガードインターバル挿入部、２１…ガードインターバル除去部、２２…シリアル／パラレル変換部、２３…高速フーリエ変換部、２４…ＣＨ推定・位相補正部、２５…パラレル／シリアル変換部、２６…直接復調器

Claims

ユーザに宛てた信号を異なる2種類の符号で拡散し、任意のユーザ宛の符号拡散信号を、複数のサブキャリアを用いて周波数方向に多重化し、異なるユーザ宛の信号を時間方向に多重化して伝送することを特徴とする多元接続方式。
請求項１の多元接続方式であって、周波数方向の拡散多重に用いる符号は、各符号成分の大きさが異なることを特徴とする多元接続方式。
請求項１又は請求項２の多元接続方式であって、周波数方向の拡散多重に回転直交符号を用いることを特徴とする多元接続方式。
請求項２又は請求項３の多元接続方式であって、周波数方向の拡散多重に用いる符号は実数型であることを特徴とする多元接続方式。
請求項１の多元接続方式であって、時間方向の拡散多重に用いる符号は、各符号成分の大きさのばらつき具合（分散）が、周波数方向の拡散多重に用いる符号の各成分の大きさのばらつき具合（分散）より、小さいことを特徴とする多元接続方式。
請求項１又は請求項５の多元接続方式であって、時間方向の拡散多重に用いる符号は、各符号成分の大きさが等しいことを特徴とする多元接続方式。
請求項１又は請求項６の多元接続方式であって、時間方向に拡散多重する符号はＷａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号であることを特徴とする多元接続方式。
請求項１又は請求項５の多元接続方式であって、時間方向に拡散多重する符号は回転直交符号であって、拡散多重しないときと同じ信号点配置となる回転角を０度とし、Ｗｌａｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号で拡散多重化した信号と等価な信号点配置となる回転角を４５度とし、回転角が０度以上４５度以下で定義されるとき、周波数方向で用いる回転直交符号の回転角より、時間方向の回転角が大きいことを特徴とする多元接続方式。
請求項１の多元接続方式であって、時間軸の拡散符号長が、周波数軸の拡散符号長より長いことを特徴とする多元接続方式。