KR100950642B1 - 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한수신기 및 수신 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한수신기 및 수신 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기 및 수신 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기는, 송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 수신 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스의 지연 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정기와, 상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 역방향으로 원형 회전(rotation)시키는 회전기와, 상기 원형 회전된 신호를 이용하여 상기 멀티패스의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정기를 포함한다.
채널 추정, 시간 지연 추정, 원형 회전.

Description

직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기 및 수신 방법{RECEIVER AND RECEIVE METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : 이하, OFDMA) 시스템에 관한 것으로, 특히 OFDMA 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기 및 수신 방법에 관한 것이다.
일반적으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하, OFDM) 방식은 직렬로 입력되는 데이터 열을 N개의 병렬 데이터열로 변환하고, 변환된 N개의 병렬 데이터열을 각각 분리된 부반송파(Subcarriers)들에 실어 전송함으로써 데이터율을 높이는 전송 방식이다. 방송용이 아닌 셀룰러 이동통신, 무선 LAN, 무선휴대인터넷 등에 OFDM 전송방식을 사용하는 경우 단일 반송파 전송방식과 동일하게 다수의 사용자를 위한 다중억세스(Multiple Access) 방식이 필요하다. 이에 따라 OFDM의 다중억세스 방식으로 OFDMA 방식을 사용한다.
OFDMA 방식은 각 사용자가 전체 부채널 및 OFDM 심벌들 중에서 일부의 부 채널과 일부의 OFDM 심벌들을 이용하는 방식으로서, 각 사용자에게 요구하는 전송속 도에 따라 부반송파의 개수와 OFDM 심벌 개수를 다르게 할당함으로써 자원분배를 효율적으로 할 수 있다.
이하에서는 특별한 언급이 없는 한 OFDM 방식과 OFDMA 방식을 OFDM 방식으로 통칭하기로 한다.
상기한 OFDM 방식의 시스템에서는 고속 데이터 전송이 요구된다. 이와 같이 고속 데이터 전송을 위해서는 고차의 변조 방식(예를 들어, 16-QAM(16-ary Quadrature Amplitude Modulation) 및 64-QAM(64-ary QAM))이 필요하다. 고차의 변조 방식을 사용하는 전송 방법은 채널의 상태에 따라 성능에 영향을 준다. 즉, 고차의 변조 방식은, 채널 상태가 양호한 경우에는 매우 높은 전송률을 가지나, 채널 상태가 불량한 경우에는 많은 재전송이 요구되기 때문에 저차 변조 방식(예를 들어, BPSK(Binary Phase Shift Keying) 및 QPSK(Quadrature PSK))을 사용하는 경우보다 성능의 저하를 가져온다. 따라서 채널의 상태를 정확히 추정하여 그에 맞는 변조 방식을 사용하는 것이 중요하다.
OFDM 시스템에서 채널의 상태를 추정하는 방법에 대해 설명하면, 송신기에서는 수신기와 미리 약속되어 있는 기지 부호 혹은 파일럿 신호를 송신하며, 수신기에서는 상기 기지 부호 혹은 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정을 수행한다.
OFDM 시스템의 수신기에서 채널 추정기는 채널의 주파수 선택성(frequency selectivity)에 따라 성능이 크게 달라진다. 여기에서 주파수 선택성은 멀티패스 채널의 시간 지연(Delay Spread) 특성에 따라 결정된다. 즉, 채널의 시간 지연이 커지게 되면 주파수 선택성이 커지게 되며, 주파수 선택성이 커지게 되면 파일럿 구조를 사용하는 OFDM 시스템에서는 채널 추정 성능이 저하되게 된다.
도 1은 종래 OFDM 시스템에서 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
송신기로부터 수신기로 수신된 신호가 아날로그 신호이므로, 아날로그 디지털 변환기(Analog to Digital Converter : 이하, ADC)(101)는 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 자동 주파수 제어(Automatic Frequency Control : 이하, AFC)기(103)는 상기 디지털 신호의 주파수 제어를 통해 주파수 오프셋을 제거하며, 심볼 타이밍 복구(Symbol Timing Recovery : STR)기(105)는 상기 주파수 오프셋이 제거된 수신 신호에 대해서 최적의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform : 이하, FFT) 윈도우(window)를 설정한다. FFT기(107)는 상기 윈도우 내의 수신 신호에 대해 FFT를 수행하여 시간 축(domain)의 수신 신호를 주파수 축의 수신 신호로 변경하고, 채널 추정기(109)는 상기 주파수 축의 수신 신호에서 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행한다. 그리고 등화기(Equalizer)(111)는 상기 채널 추정기(109)에 의해 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 상기 주파수 축의 수신 신호에 대해 채널 등화를 수행한다. 순방향 에러 정정(Forward Error Correction : 이하, FEC)기(113)는 상기 채널 등화된 신호를 입력으로 받아 채널 복호를 수행함으로써 정보 비트들을 추출한다.
종래 도 1의 수신기의 STR기(105)에서 FFT 윈도우 설정 시, 채널의 전조성분(precursor)으로 인하여 심볼 간 간섭(Inter-Symbol Interference : 이하, ISI)이 발생할 수 있다.
도 2는 종래 도 1의 STR기에서 FFT 윈도우 설정 시, ISI가 발생하는 예를 나 타낸 도면이다.
수신기에서 수신 신호는 채널의 시간 지연들(201)로 인하여, 아래 <수학식 1>과 같이 여러 송신 신호들(202)의 합으로 표현된다.
Figure 112007056008976-pat00001
상기 <수학식 1>에서 h(n)은 채널 임펄스 응답을 나타내고, x(n)은 한 OFDM 심볼에 해당하는 송신 신호를 나타내고, y(n)은 한 OFDM 심볼에 해당하는 수신 신호이고, n은 이산 시간 인덱스이다. 그리고 상기 <수학식 1>에서 L은 멀티패스의 개수이며, l은 멀티패스의 인덱스이고, hl은 멀티패스 별 채널 임펄스 응답이며,
Figure 112008069995369-pat00002
은 멀티패스 별 시간 지연이다.
OFDM 시스템에서 ISI를 방지하기 위해서, OFDM 심볼에 GI(Guard Interval)(203)를 삽입한다. 이때 GI(203)은 일반적으로 시간 축 상에서 채널의 최대 시간 지연보다 긴 길이를 가진다.
도 2에서 멀티패스 채널이 2개의 멀티패스로 이루어졌음을 가정하여, 채널 전조성분에 의한 ISI 발생의 예를 설명하기로 한다.
도 2에서 STR기(105)는 멀티패스들 중에서 가장 큰 파워(Power)를 가지는 패 스를 기준으로 수신 신호 중 GI를 제외한 부분을 N번째 OFDM 심볼의 FFT 윈도우(204)로 설정하였다. 하지만 채널에 전조성분이 존재하게 되면 N번째 OFDM 심볼의 FFT 윈도우(204)를 설정한 시간영역의 신호에, 채널 전조성분에 의하여 유입된 N+1번째 OFDM 심볼의 일부(205)가 포함되어 ISI가 발생하게 된다. 이러한 문제를 방지하기 위해서, STR기(105)는 멀티패스 중에서 시간상에서 가장 먼저 발생한 멀티패스를 기준으로 하고, 추정되지 않은 추가적인 채널 전조성분을 가정하여 N번째 OFDM 심볼을 위한 FFT 윈도우를 참조번호 206과 같이 시간적으로 더 앞당긴다.
N개의 샘플(Sample)을 가지는 FFT 윈도우 내의 수신 신호는 아래 <수학식 2>와 같이 정의된다.
Figure 112007056008976-pat00003
ISI를 방지하기 위해 FFT 윈도우를 m 샘플만큼 시간적으로 앞당기게 되면, GI로 인하여 x(n)은 m 샘플 만큼의 원형 회전(Circular Rotation)이 이루어 지게 된다. m 샘플 만큼 원형 회전된 OFDM 심볼을 FFT하게 되면 아래 <수학식 3>과 같다.
Figure 112007056008976-pat00004
상기 <수학식 3>에서
Figure 112007056008976-pat00005
은 N을 계수(Modulus)로 하는 원형 회전을 적용한 x(n)을 의미한다. 즉,
Figure 112007056008976-pat00006
은 아래 <수학식 4>와 같이 나타내어진다.
Figure 112007056008976-pat00007
상기 <수학식 3>과 같이, FFT 윈도우를 m 샘플 만큼 시간 축으로 이동하게 되면, 아래 도 3 및 도 4와 같이 이동하기 이전의 주파수 응답에 추가적인 위상 회전(phase rotation)이 발생하게 된다.
도 3 및 도 4는 m 샘플에 따라 채널 임펄스 응답과 주파수 응답을 나타낸 도면이다.
도 3은 m=0일 경우, 즉 첫 번째 멀티패스를 기준으로 FFT 윈도우를 설정한 경우의 채널 임펄스 응답과 주파수 응답을 나타낸 것이다. 도 4는 m=4일 경우, 즉 첫 번째 멀티패스보다 4 샘플 앞쪽에 FFT 윈도우를 설정한 경우의 채널 임펄스 응답과 주파수 응답을 나타낸 것이다. 도 3과 도 4에서 m=0인 경우의 주파수 응답과 m=4인 경우의 주파수 응답을 비교하면, m=4인 경우의 주파수 응답이 m=0인 경우의 주파수 응답보다 변화율이 높으므로 주파수 선택도가 크다.
일반적인 OFDM 시스템에서 수신기는 복잡도 문제로 인하여 파일럿 신호를 이용한 선형 보간(linear interpolation) 등을 이용한 방법으로 채널추정을 수행한다. 따라서 채널의 주파수 선택도는 채널추정 성능에 직접적인 영향을 주게 된다. 즉, 도 3과 도 4의 예에서처럼, ISI를 방지하기 위해서는 채널의 전조성분을 고려하여 FFT 윈도우를 충분히 앞쪽으로 이동하여 설정하는 것이 유리하지만, 이 경우 ISI가 발생하지 않은 상황에서는 채널추정 성능이 저하되는 문제가 발생하게 된다.
이에 따라 종래 OFDM 시스템의 수신기에서 FFT 윈도우 설정으로 인한 채널추정 성능이 저하되는 문제를 해결하고, 시간 지연이 큰 채널에서 채널추정 성능을 향상시키는 수신기 및 수신방법이 요구된다.
본 발명은 채널의 시간 지연 특성을 이용하여 채널 추정의 성능을 향상시키는 수신기 및 수신 방법을 제공한다.
본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기는, 송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스의 지연 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정기와, 상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 원형 회전(rotation)시키는 회전기와, 상기 원형 회전된 신호의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정기를 포함한다.
또한 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신 방법은, 송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스의 지연 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정과정과, 상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 원형 회전(rotation)시키는 회전 과정과, 상기 원형 회전된 수신된 신호의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정 과정을 포함한다.
본 발명은 OFDM 시스템의 수신기에서 FFT 윈도우 설정으로 인해 채널추정 성능이 저하되는 문제를 해결하고, 시간 지연이 큰 채널에서도 채널추정 성능을 향상시킨다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
OFDM 시스템의 수신기에서 파일럿 선형 보간 등의 방식을 사용하는 일반적인 채널 추정기는 채널의 주파수 선택도가 높을수록 성능이 저하되는 특징이 있다. 또한 채널의 주파수 선택도는 채널의 시간 지연과 비례하는 관계가 있다. 따라서 시간 지연이 큰 채널은 주파수 선택도가 커지게 되어서 시간 지연이 작은 채널보다 채널추정 성능이 나빠지게 된다. 채널의 평균 시간 지연은 아래 <수학식 5>와 같이 정의된다.
Figure 112007056008976-pat00008
즉, 평균 시간 지연은 채널의 각 멀티패스 시간 지연을 채널 전력에 대한 평균으로 나눔으로써 계산된다. 여기서 각 멀티패스 시간 지연은 알려진 바와 같이 멀티패스 수신을 위한 탐색기(Searcher)에 의해 구해진 것이다.
도 4의 주파수 선택도가 도 3의 주파수 선택도보다 커진 이유는 채널의 전력 분포가 FFT 윈도우 내에서 지나치게 한쪽으로 기울어져 있기 때문이다. 따라서 본 발명의 실시 예에 따라 수신 신호를 채널의 평균 시간 지연 만큼 역방향으로 원형 회전을 수행하면, 채널의 주파수 선택도를 최소화 할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따라 상기 수신 신호를 채널의 평균 시간 지연만큼 역방향으로 원형 회전하는 방법에는, 수신 신호를 FFT 이후에 주파수 축에서 위상 회전(Phase Rotation)하는 방법(제1 실시 예) 및 수신 신호를 FFT 이전에 시간 축에서 샘플 회전(Sample Rotation)하는 방법(제2 실시 예) 및 최대의 멀티패스 파워를 가지는 패스의 지연 값은 상관(correlation) 등의 방법으로 추정이 가능하므로, 수신 신호를 FFT 이전에 상기 최대 패스의 지연 값을 기준으로 역방향 원형 회전하는 방법(제3 실시 예)이 있다.
제1 실시 예 : 수신 신호를 FFT 적용 이후에 위상 회전하는 방법.
본 발명의 제1 실시 예에서는 수신 신호를 FFT 이후에 위상 회전하여 FFT 윈도우의 타임 인덱스(Time Index) 0을 기준으로 수신 신호의 채널 전력이 좌우 대칭으로 분포될 수 있도록 하여, 채널의 주파수 선택도를 최소화한다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 5에서 ADC기(501)와, AFC기(503)와, STR기(505)와, 채널 추정기(513)와, 등화기(515)와, FEC기(517)는, 도 1의 ADC기(101)와, AFC기(103)와, STR기(105)와, 채널 추정기(109)와, 등화기(111)와, FEC기(113)와 동일하게 동작하므로, 상세한 설명을 생략하기로 한다.
먼저, 본 발명의 제1 실시 예에서는 수신 신호를 FFT 이후에 위상 회전(Phase Rotation)하므로, FFT기(507)는 상기 <수학식 1>과 같이 한 FFT 윈도우 내의 수신 신호에 대해 아래 <수학식 6>과 같이 FFT를 수행한다.
Figure 112007056008976-pat00009
시간 지연 추정기(509)는 상기 <수학식 5>과 같이 설정된 FFT 윈도우를 기준으로 STR(505)로부터 전달받은
Figure 112007056008976-pat00010
과 hl을 이용하여 FFT기(507)로부터 출력된 주파수 축의 수신 신호에 대해 평균 시간 지연을 추정한다.
위상 회전기(511)는 아래 <수학식 7>을 이용하여 상기 FFT기(507)로부터 출 력된 주파수 축의 수신 신호에 대해 상기 추정된 평균 시간 지연 만큼 역방향 위상 회전을 수행한다.
Figure 112007056008976-pat00011
상기 위상 회전된 수신 신호는 채널 추정 및 등화에 이용되기 위하여 채널 추정기(513)와 등화기(515)로 제공되며, 채널 추정기(513)는 상기 위상 회전된 수신 신호에서 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행한다. 등화기(515)는 상기 채널 추정기(513)에 의해 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 상기 위상 회전된 수신 신호에 대해 채널 등화를 수행한 후 FEC기(517)로 제공한다.
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 수신방법을 나타낸 흐름도이다.
601 단계에서 ADC기(501)와, AFC기(503)와, STR기(505)는 수신 신호를 디지털 신호로 변환하고, 주파수 보정을 수행하고, 타이밍 보정을 수행하고 FFT 윈도우를 설정하여 한 OFDM 심볼에 해당하는 FFT 윈도우 내의 수신 신호를 출력한다.
603 단계에서 FFT기(507)는 상기 수신 신호에 대해 상기 <수학식 6>을 이용하여 FFT를 적용한다.
605 단계에서 시간 지연 추정기(509)는 상기 <수학식 5>와 같이 STR(505)로부터 전달받은
Figure 112007056008976-pat00012
과 hl을 상기 FFT를 적용하기 이전의 수신 신호에 대해 평균 시간 지연을 추정한다.
607 단계에서 위상 회전기(511)는 상기 <수학식 7>을 이용하여 상기 FFT가적용된 주파수 축의 수신 신호에 대해 상기 추정된 평균 시간 지연 만큼 역방향 위상 회전을 수행한다.
609 단계에서 채널 추정기(513)와, 등화기(515)는 상기 역방향 위상 회전된 수신 신호에서 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행하며, 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 상기 역방향 위상 회전된 수신 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
611 단계에서 FEC기(517)는 상기 채널 등화된 신호를 입력으로 받아 채널 복호를 수행한다.
제2 실시 예 : 수신 신호를 FFT 이전에 샘플 회전하는 방법.
본 발명의 제2 실시 예에서는 수신 신호를 FFT 이전에 샘플 회전하여 FFT 윈도우의 타임 인덱스 0을 기준으로 수신 신호의 채널 전력이 좌우 대칭으로 분포될 수 있도록 하여, 채널의 주파수 선택도를 최소화한다.
도 7은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 7에서 ADC기(701)와, AFC기(703)와, STR기(705)와, 채널 추정기(715)와, 등화기(715)와, FEC기(719)는, 도 1의 ADC기(101)와, AFC기(103)와, STR기(105)와, 채널 추정기(109)와, 등화기(111)와, FEC기(113)와 동일하게 동작하므로, 상세한 설명을 생략하기로 한다.
시간 지연 추정기(707)는 상기 <수학식 5>에 따라 STR(705)로부터 전달받은
Figure 112007056008976-pat00013
과 hl을 이용하여 한 FFT 윈도우 내의 수신 신호에 대해 평균 시간 지연을 추정한다.
본 발명의 제2 실시 예에 따라 시간 축에서 샘플 회전을 적용하기 위해서는 역방향 원형 회전 값이 정수이어야 하지만, 상기 <수학식 5>에서 계산된 평균 시간 지연은 일반적으로 정수가 아닌 실수이다. 이에 따라 양자화(Quantization)기(709)는 시간 축의 샘플 회전을 적용하기 위해 아래 <수학식 8>을 이용하여 상기 평균 시간 지연(
Figure 112008069995369-pat00014
)을 정수로 양자화(Quantization)한다.
Figure 112007056008976-pat00015
샘플 회전기(711)는 도 8의 예와 같이 FFT기(713)로 입력되기 이전의 수신 신호에 대해 상기 양자화된 평균 시간 지연만큼 시간 축에서의 샘플 회전을 수행한다. 도 8은 도 7의 샘플 회전기(711)의 동작을 예를 들어 나타낸 도면이다. 도 8에서 샘플 회전기(711)는 타임 인덱스 0부터 시작하는 FFT 윈도우(801)를 기준으로 평균 시간 지연이 2 샘플인 경우, 수신 신호에 대해 2 샘플 회전을 수행한다.(803) 하나의 FFT 윈도우에 포함되는 샘플 수는 1024개이므로, 샘플 회전 이후의 수신 신 호는 샘플 회전 이전의 3번째 샘플(샘플 2)로부터 시작하여 2번째 샘플(샘플 1)까지의 1024개의 샘플들로 이루어진다.
그리고 FFT기(713)는 상기 샘플 회전된 수신 신호에 FFT를 적용한다. 즉, 샘플 회전기(711)와 FFT기(713)는 아래 <수학식 9>을 이용하여 상기 수신 신호를 샘플 회전 한 후, FFT를 적용한다.
Figure 112007056008976-pat00016
상기 FFT기(713)로부터 출력된 주파수 축의 수신 신호는 채널 추정 및 등화에 이용되기 위하여 채널 추정기(715)와 등화기(717)로 제공되며, 채널 추정기(715)는 상기 주파수 축의 수신 신호에서 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행한다. 등화기(717)는 상기 채널 추정기(715)에 의해 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 상기 위상 회전된 수신 신호에 대해 채널 등화를 수행한 후 FEC기(719)로 제공한다.
도 9는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 수신 방법을 나타낸 흐름도이다.
901 단계에서 ADC기(701)와 AFC기(703)과, STR기(705)는 수신 신호를 디지털 신호로 변환하고, 주파수 및 타이밍 보정을 수행한 후, FFT 윈도우를 설정하여 한 OFDM 심볼에 해당하는 FFT 윈도우 내의 수신 신호를 출력한다.
903 단계에서 시간 지연 추정기(707)는 상기 <수학식 5>를 이용하여 상기 FFT를 적용하기 이전의 수신 신호에 대해 평균 시간 지연을 추정한다.
905 단계에서 양자화기(709)는 시간 축의 샘플 회전을 적용하기 위해 상기 <수학식 8>을 이용하여 상기 평균 시간 지연을 정수로 양자화한다.
907 단계에서 샘플 회전기는 상기 수신 신호에 대해 상기 양자화된 평균 시간 지연 만큼의 역방향 샘플 회전을 수행한다.
909 단계에서 FFT기(713)는 상기 샘플 회전된 수신 신호에 FFT를 적용한다.
911 단계에서 채널 추정기(513)와, 등화기(515)는 상기 FFT기(713)로부터 출력된 주파수 축의 수신 신호로부터 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행하며, 상기 주파수 축의 수신 신호에 대해 상기 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 채널 등화를 수행한다.
913 단계에서 FEC기(517)는 상기 채널 등화된 신호를 입력으로 받아 채널 복호를 수행한다.
상기 본 발명의 제2 실시 예에 따라 양자화된 채널의 평균 시간 지연 만큼 역방향 샘플 회전을 적용한 채널의 임펄스 응답과 주파수 응답은 도 10과 같이 나타난다. 도 10을 참고하면, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 주파수 선택도는 도 3 및 도 4의 주파수 선택도보다 매우 낮아졌음을 볼 수 있다. 따라서 본 발명의 제2 실시 예는 수신기에서 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
제3 실시 예 : 수신 신호를 FFT 이전에 최대 패스의 지연값을 기준으로 역방향 샘플 회전하는 방법.
상기 <수학식 5>에서 평균 시간 지연의 계산을 위해서는 각 멀티패스의 파워 와 지연 값을 추정해야 하는데, 경우에 따라서는 각 멀티패스의 파워와 지연 값의 추정이 매우 어려울 때가 있다. 하지만 최대 파워를 가지는 멀티패스의 지연 값은 상관(correlation) 등의 방법으로 비교적 쉽게 추정이 가능하므로, 본 발명의 제3 실시 예에 따라 최대 파워를 가지는 멀티패스의 지연 값을 기준으로 역방향 샘플 회전을 적용한다.
도 11은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 11에서 ADC기(1101)와, AFC기(1103)와, STR기(1105)와, 채널 추정기(1113)와, 등화기(1115)와, FEC기(1117)는, 도 1의 ADC기(101)와, AFC기(103)와, STR기(105)와, 채널 추정기(109)와, 등화기(111)와, FEC기(113)와 동일하게 동작하므로, 상세한 설명을 생략하기로 한다.
최대값 추정(Max Search)기(1107)는 아래 <수학식 10>과 같이 설정된 FFT 윈도우를 기준으로 STR(1105)로부터 전달받은
Figure 112007056008976-pat00017
과 hl을이용하여 한 FFT 윈도우 내의 수신 신호에 대해 최대 파워를 가지는 멀티패스의 지연 값을 추정한다.
Figure 112007056008976-pat00018
그리고 샘플 회전기(1109)는 상기 추정된 지연 값을 이용하여 상기 수신 신호에 대해 샘플 회전을 수행한다. 그리고 FFT기(1111)는 상기 샘플 회전된 수신 신호에 FFT를 적용한다. 즉, 샘플 회전기(1109)와 FFT기(1111)는 아래 <수학식 11>을 이용하여 상기 수신 신호를 샘플 회전한 후, FFT를 적용한다.
Figure 112007056008976-pat00019
상기 FFT기(1111)로부터 출력된 주파수 축의 수신 신호는 채널 추정 및 등화에 이용되기 위하여 채널 추정기(1113)와 등화기(1115)로 제공되며, 채널 추정기(1113)는 상기 주파수 축의 수신 신호에서 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행한다. 등화기(1115)는 상기 채널 추정기(1113)에 의해 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 상기 위상 회전된 수신 신호에 대해 채널 등화를 수행한 후 FEC기(1117)로 제공한다.
도 12은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 수신방법을 나타낸 도면이다.
1201 단계에서 ADC기(1101)와 AFC기(1103)과, STR기(1105)는 수신 신호를 디지털 신호로 변환하고, 주파수 및 타이밍 보정을 수행한 후, FFT 윈도우를 설정하여 한 OFDM 심볼에 해당하는 FFT 윈도우 내의 수신 신호를 출력한다.
1203 단계에서 최대값 추정기(1107)는 상기 <수학식 10>와 같이 설정된 FFT 윈도우를 기준으로 STR(1105)로부터 전달받은
Figure 112007056008976-pat00020
과 hl을이용하여 상기 수신 신호로부터 최대 파워를 가지는 멀티패스의 지연 값을 추정한다.
1205 단계에서 샘플 회전기(1109)는 상기 추정된 지연 값만큼 상기 수신 신 호에 대해 샘플 회전을 수행한다.
1207 단계에서 FFT기(1111)는 상기 샘플 회전된 수신 신호에 FFT를 적용한다.
1209 단계에서 채널 추정기(1113)와, 등화기(1115)는 상기 FFT가 적용된 주파수 축의 수신 신호로부터 상기 파일럿 신호를 추출하여 채널 추정을 수행하며, 추정된 채널 임펄스 응답을 이용하여 상기 주파수 축의 수신 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
1211 단계에서 FEC기(1117)는 채널 등화된 신호를 입력으로 받아 채널 복호를 수행한다.
본 발명의 제3 실시 예에 따라 최대 파워를 가지는 멀티패스의 지연 값을 기준으로 역방향 샘플 회전을 적용한 경우 채널의 임펄스 응답과 주파수 응답은 도 13과 같이 나타난다. 도 13을 참고하면, 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 응답이 종래 주파수 응답보다 변화율이 낮으므로, 본 발명의 제3 실시 예에 따른 주파수 선택도는 종래의 주파수 선택도보다 낮아졌음을 볼 수 있다. 따라서 본 발명의 제3 실시 예는 수신기에서 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
상기 설명한 제1 내지 제3 실시 예에 따른 수신기에서의 채널 추정 성능과 종래 수신기에서의 채널 추정 성능을 비교하면 도 14와 같다.
도 14는 종래 채널 추정 성능과, 본 발명의 제1 내지 제3 실시 예를 적용한 채널 추정 성능을 비교한 도면이다. 도 14에서 종래 수신기와 본 발명의 제1 내지 제3 실시 예에 따른 수신기에서의 채널 추정 성능은 아래 <수학식 12>와 같이 계산 되는 평균 제곱 오차(Mean Squared Error : MSE)를 이용하여 비교하였다.
Figure 112007056008976-pat00021
여기에서
Figure 112007056008976-pat00022
는 각각의 종래 및 본 발명의 제1 내지 제3 실시 예에 따른 채널 추정 결과이고, H(k)는 이상적인 채널의 주파수 응답이다.
도 14의 비교에서는 OFDM 심볼에는 1024개의 반송파 중에서 128개의 반송파에 파일롯 샘플들이 균등한 간격으로 삽입되어 있고, 채널 추정으로는 상기 128개의 파일롯 샘플을 이용한 단순 선형 보간(linear interpolation) 방법을 사용하였으며, 사용된 채널 환경은 ITU-R 보행(Pedestrian)-B 채널로 가정하였다.
도 14의 비교에서와 같이, 본 발명의 제1 및 제2 실시 예("Method 1,2")는 동일한 채널 추정 성능을 보여 주며 가장 우수하다. 그리고 본 발명의 제3 실시 예("Method 3")는 본 발명의 제1 및 제2 실시 예에 비하여 우수하지 못하나 종래 채널 추정 방식("Conventional")보다는 우수하다. 복잡도를 살펴보면 본 발명의 제1 실시 예는 FFT 이후에 복소수 곱셈이 필요 하지만, 제2 및 제3 실시 예는 FFT 이전에 샘플 회전기(711, 1109)를 사용하면 되므로 매우 간단하다.
따라서 성능 및 복잡도를 고려했을 때, 시간 지연 추정의 구현이 용이하다면 본 발명의 제2 실시 예를 선택하여 수신기를 구현하는 방안이 효율적이며, 시간 지연 추정의 구현이 어렵다면 본 발명의 제3 실시 예를 선택하여 수신기를 구현하는 방안이 효율적이다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 종래 OFDM 시스템에서 수신기의 구성을 나타낸 블록도
도 2는 종래 도 1의 STR기에서 FFT 윈도우 설정 시, 심볼 간 간섭이 발생하는 예를 나타낸 도면
도 3 및 도 4는 m 샘플에 따라 채널 임펄스 응답과 주파수 응답을 나타낸 도면
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 수신기를 나타낸 블록도
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 수신방법을 나타낸 흐름도
도 7은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 수신기를 나타낸 블록도
도 8은 도 7의 샘플 회전기의 동작을 예를 들어 나타낸 도면
도 9는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 수신 방법을 나타낸 흐름도
도 10은 본 발명의 제2 실시 예에 따라 양자화된 채널의 평균 시간 지연만큼 역방향 원형 회전을 적용한 채널의 임펄스 응답과 주파수 응답을 나타낸 도면
도 11은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 수신기를 나타낸 블록도
도 12은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 수신방법을 나타낸 도면
도 13은 본 발명의 제3 실시 예에 따라 최대 파워를 가지는 멀티패스의 지연 값을 기준으로 역방향 샘플 회전을 적용한 채널의 임펄스 응답과 주파수 응답을 나타낸 도면
도 14는 종래 채널 추정 성능과, 본 발명의 제1 내지 제3 실시 예를 적용한 채널 추정 성능을 비교한 도면

Claims (16)

  1. 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기에 있어서,
    송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스의 지연 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정기와,
    상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 원형 회전(rotation)시키는 회전기와,
    상기 원형 회전된 신호의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정기를 포함하되,
    상기 회전기는,
    상기 수신된 신호가 FFT 이후의 주파수 영역의 신호인 경우, 상기 추정된 지연만큼 상기 수신된 신호의 위상을 주파수축에서 역방향으로 원형 회전하는 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 지연 추정기는,
    아래 <수학식 13>을 이용하여 상기 채널의 평균 시간 지연을 추정하며,
    <수학식 13>
    Figure 112008069995369-pat00041
    상기 <수학식 13>에서 hl은 멀티패스 별 채널 임펄스 응답이고,
    Figure 112008069995369-pat00023
    은 멀티패스 별 시간 지연이고, L은 멀티패스의 개수이며, l은 멀티패스의 인덱스인 수신기.
  3. 삭제
  4. 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신기에 있어서,
    송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스의 지연 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정기와,
    상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 원형 회전(rotation)시키는 회전기와,
    상기 원형 회전된 신호의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정기를 포함하되,
    상기 회전기는,
    상기 수신된 신호가 FFT 이전의 시간 영역의 신호인 경우, 상기 추정된 지연을 양자화 한 후, 상기 양자화된 지연 만큼 상기 수신된 신호의 샘플들을 시간축에서 역방향으로 원형 회전하는 수신기.
  5. 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신 방법에 있어서,
    송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스의 지연 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정과정과,
    상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 원형 회전(rotation)시키는 회전 과정과,
    상기 원형 회전된 수신된 신호의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정 과정을 포함하되,
    상기 회전 과정은,
    상기 수신된 신호가 FFT 이후의 주파수 영역의 신호인 경우, 상기 추정된 지연만큼 상기 수신된 신호의 위상을 주파수축에서 역방향으로 원형 회전하는 수신 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 지연 추정과정은,
    아래 <수학식 14>을 이용하여 상기 채널의 평균 시간 지연을 추정하며,
    <수학식 14>
    Figure 112008069995369-pat00042
    상기 <수학식 14>에서 hl은 멀티패스 별 채널 임펄스 응답이고,
    Figure 112008069995369-pat00025
    은 멀티패스 별 시간 지연 이고, L은 멀티패스의 개수이며, l은 멀티패스의 인덱스인 수신 방법.
  7. 삭제
  8. 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 채널 추정을 위한 수신 방법에 있어서,
    송신기로부터 멀티패스를 거쳐 수신된 신호에서, 상기 멀티패스의 평균 시간 지연 및 상기 멀티패스 중 최대의 파워를 가지는 멀티패스의 지연 중 적어도 하나의 지연을 추정하는 지연 추정과정과,
    상기 추정된 지연을 이용하여 상기 수신된 신호를 원형 회전(rotation)시키는 회전 과정과,
    상기 원형 회전된 수신된 신호의 채널 임펄스 응답을 추정하는 채널 추정 과정을 포함하되,
    상기 회전 과정은,
    상기 수신된 신호가 FFT 이전의 시간 영역의 신호인 경우, 상기 추정된 지연을 양자화 한 후, 상기 양자화된 지연만큼 상기 수신된 신호의 샘플들을 시간축에서 역방향으로 원형 회전하는 수신 방법.
  9. 제4항에 있어서, 상기 추정된 지연은
    정수로서 양자화되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  10. 제1항 또는 제4항에 있어서, 상기 추정된 채널 임펄스 응답은
    파일럿 신호를 추출하여 추정되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  11. 삭제
  12. 제8항에 있어서, 상기 추정된 지연은
    정수로서 양자화되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  13. 제5항 또는 제8항에 있어서, 상기 추정된 채널 임펄스 응답은
    파일럿 신호를 추출하여 추정되는 것을 특징으로하는 수신 방법.
  14. 삭제
  15. 제4항에 있어서, 상기 지연 추정기는,
    아래 <수학식 15>을 이용하여 상기 채널의 평균 시간 지연을 추정하며,
    <수학식 15>
    Figure 112010010220550-pat00043
    상기 <수학식 15>에서 hl은 멀티패스 별 채널 임펄스 응답이고,
    Figure 112010010220550-pat00044
    은 멀티패스 별 시간 지연이고, L은 멀티패스의 개수이며, l은 멀티패스의 인덱스인 수신기.
  16. 제8항에 있어서, 상기 지연 추정과정은,
    아래 <수학식 16>을 이용하여 상기 채널의 평균 시간 지연을 추정하며,
    <수학식 16>
    Figure 112010010220550-pat00045
    상기 <수학식 16>에서 hl은 멀티패스 별 채널 임펄스 응답이고,
    Figure 112010010220550-pat00046
    은 멀티패스 별 시간 지연이고, L은 멀티패스의 개수이며, l은 멀티패스의 인덱스인 수신 방법.
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