JPS6387008A - サンプルされたデータのトーン制御装置 - Google Patents
サンプルされたデータのトーン制御装置Info
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- JPS6387008A JPS6387008A JP62238586A JP23858687A JPS6387008A JP S6387008 A JPS6387008 A JP S6387008A JP 62238586 A JP62238586 A JP 62238586A JP 23858687 A JP23858687 A JP 23858687A JP S6387008 A JPS6387008 A JP S6387008A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/005—Tone control or bandwidth control in amplifiers of digital signals
-
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
この発明は、サンプルされたデータのオーディオ信号と
共に使用するための高音部制御回路に関するものである
。
共に使用するための高音部制御回路に関するものである
。
〈発明の背景〉
デジタル的にサンプルされたデータの高音部制御回路に
ついては雑誌”ワイヤレス ワールド(無線1川界)”
の1982年9月号、第77頁〜第79頁の平田比の論
文で説明されている。この高音部制御回路は、縦続接続
された可変有限インパルス応答フィルタ、マルチプライ
ヤ、可変無限インパルス応答フィルタ、および第2のマ
ルチプライヤを具えている。2個のフィルタは別のマル
チプライヤ素子を含み、従って、高音部制御回路中のフ
ィルタとマルチプライヤとの縦続接続は合計4個のマル
チプライヤを含んでいる。
ついては雑誌”ワイヤレス ワールド(無線1川界)”
の1982年9月号、第77頁〜第79頁の平田比の論
文で説明されている。この高音部制御回路は、縦続接続
された可変有限インパルス応答フィルタ、マルチプライ
ヤ、可変無限インパルス応答フィルタ、および第2のマ
ルチプライヤを具えている。2個のフィルタは別のマル
チプライヤ素子を含み、従って、高音部制御回路中のフ
ィルタとマルチプライヤとの縦続接続は合計4個のマル
チプライヤを含んでいる。
デジタル・マルチプライヤは比較的複雑て、高価な回路
素子になる可律性かある。アナログ・マルチプライヤは
温度および電源に対して敏感になる傾向があり、安定性
を確保するために相当な補償回路を必要とする。従って
、デジタル的にサンプルされたデータ高音部制御回路、
アナロク的にサンプルされたデータ高音部制御回路のい
ずれに対しても必要なマルチプライヤの数を減らすこと
が望ましい。
素子になる可律性かある。アナログ・マルチプライヤは
温度および電源に対して敏感になる傾向があり、安定性
を確保するために相当な補償回路を必要とする。従って
、デジタル的にサンプルされたデータ高音部制御回路、
アナロク的にサンプルされたデータ高音部制御回路のい
ずれに対しても必要なマルチプライヤの数を減らすこと
が望ましい。
〈発明の機要〉
この発明は、マルチプライヤ回路を含み、高音部をブー
ストまたはカットするサンプルされたデータのトーン制
御回路に関するものである。トーン制御回路は、入力端
子と第1の信号加算回路とマルチプライヤ回路と第2の
信号加算回路と装置の出力端子との縦続接続を含んでい
る。入力信号は第2の加算回路の出力からの信号と減算
的に合成され且つ濾波される。濾波された差信号は第1
および第2の加算回路の各入力端子に供給される。
ストまたはカットするサンプルされたデータのトーン制
御回路に関するものである。トーン制御回路は、入力端
子と第1の信号加算回路とマルチプライヤ回路と第2の
信号加算回路と装置の出力端子との縦続接続を含んでい
る。入力信号は第2の加算回路の出力からの信号と減算
的に合成され且つ濾波される。濾波された差信号は第1
および第2の加算回路の各入力端子に供給される。
〈実施例の説明〉
以下、図を参照しつつこの発明の詳細な説明する。
この発明は、デジタル信号とデジタル・ハードウェアに
ついて説明されているか、例えば、遅延素子用の電荷転
送遅延線と周知の加算回路およびマルチプライヤとを使
用することによりアナログ的にサンプルされたデータ装
置にも適用することが出来る0図面中で、回路素子相互
間を接続する太い矢印は多数ビット並列ta続を示し、
細い矢印は単一の導線を表わす。第1図に示す回路はよ
り普遍化されたトーン制御の実施例を示し、第2図に示
す回路はシリアルビット・デジタル装置の実施例を示す
ものである。双方の実施例は共に次式によって表わされ
る伝達関数H(Z)を実行する。
ついて説明されているか、例えば、遅延素子用の電荷転
送遅延線と周知の加算回路およびマルチプライヤとを使
用することによりアナログ的にサンプルされたデータ装
置にも適用することが出来る0図面中で、回路素子相互
間を接続する太い矢印は多数ビット並列ta続を示し、
細い矢印は単一の導線を表わす。第1図に示す回路はよ
り普遍化されたトーン制御の実施例を示し、第2図に示
す回路はシリアルビット・デジタル装置の実施例を示す
ものである。双方の実施例は共に次式によって表わされ
る伝達関数H(Z)を実行する。
ここで、Zは通常のZ変換変数であり、Aは制御変数、
Kはスケーラ定数である。A=1のときの伝達関数の極
およびゼロは一致し、応答はフラットになる。A=1に
だいする極およびゼロの3dB点fp、fO,はサンプ
ル周波数f1とスケーラにとによって決定され、次式に
よって近似される。
Kはスケーラ定数である。A=1のときの伝達関数の極
およびゼロは一致し、応答はフラットになる。A=1に
だいする極およびゼロの3dB点fp、fO,はサンプ
ル周波数f1とスケーラにとによって決定され、次式に
よって近似される。
fp、fo、〜にf Il/lc ; K< 1 、
・・・(2)Aの値か1以外のときは fp 〜f、(1+A)K/2π ・・・(3)f
o = f −(1+ A) K/ 2 πA
”(4)Aの値か大きくなると極周波数は高くなり、
ゼロ周波数は減少する。Aの値が小さくなったときは極
周波数は低くなり、ゼロ周波数は高くなる。かくして、
制御変数Aを調整して極とゼロの位置を変えることによ
ってトーン制御を行うことが出来る。これによって第4
図に示すような、応答曲線群の各曲線か制御変数Aによ
って決定される所望の応答曲線を生成することかできる
。高音部ブーストおよびカットは、それぞれ1以上、1
以下のAについて得られる。
・・・(2)Aの値か1以外のときは fp 〜f、(1+A)K/2π ・・・(3)f
o = f −(1+ A) K/ 2 πA
”(4)Aの値か大きくなると極周波数は高くなり、
ゼロ周波数は減少する。Aの値が小さくなったときは極
周波数は低くなり、ゼロ周波数は高くなる。かくして、
制御変数Aを調整して極とゼロの位置を変えることによ
ってトーン制御を行うことが出来る。これによって第4
図に示すような、応答曲線群の各曲線か制御変数Aによ
って決定される所望の応答曲線を生成することかできる
。高音部ブーストおよびカットは、それぞれ1以上、1
以下のAについて得られる。
高い周波数では、周波数応答H(f)は次式に収束する
。
。
H(f)−(1+A)/(1+ 1/A ) ; K/
T <T < l/T・・・(5) ここで、Tはサンプル率の周期である。
T <T < l/T・・・(5) ここで、Tはサンプル率の周期である。
第1図を参照すると、周波数f、(例えば44にhz)
で発生するオーディオサンプルはバスlOに供給され、
該バス10より加1’I!!20の一方の入力ボートお
よび減算器32の被減算入力ボートに供給される。
で発生するオーディオサンプルはバスlOに供給され、
該バス10より加1’I!!20の一方の入力ボートお
よび減算器32の被減算入力ボートに供給される。
加算器20によって発生された和出力はマルチプライヤ
22の信号入力ボートに供給される。バス23上の利得
制御信号はマルチプライヤ22の利得制御人力ボートに
供給される。上記和のA倍積は加算器24の一方の入力
ボートに供給され、該加算器24はバス25上に当該ト
ーン制御装置用の出力信号を発生する。
22の信号入力ボートに供給される。バス23上の利得
制御信号はマルチプライヤ22の利得制御人力ボートに
供給される。上記和のA倍積は加算器24の一方の入力
ボートに供給され、該加算器24はバス25上に当該ト
ーン制御装置用の出力信号を発生する。
加算器24からの出力信号は減算器32の減数入力に供
給され、該減算器32はそのときの入力信号と出力信号
との間の差に相当するサンプルを発生する。差サンプル
は、加算器30と1サンプル期間遅延素子28との直列
接続を含む帰納フィルタに供給され、その出力は加算器
30の第2の入力に供給される。フィルタは、次式によ
って与えられる伝達関数F (Z)に従って上記差を積
分する。
給され、該減算器32はそのときの入力信号と出力信号
との間の差に相当するサンプルを発生する。差サンプル
は、加算器30と1サンプル期間遅延素子28との直列
接続を含む帰納フィルタに供給され、その出力は加算器
30の第2の入力に供給される。フィルタは、次式によ
って与えられる伝達関数F (Z)に従って上記差を積
分する。
F(:2)=□ ・・・(6)!!延素子28
の出力は、濾波された上記差を一定の係数にで重み付け
またはスケーリングする重み付は回路26に供給される
。重み付は回路26は通常のシフト−加算マルチプライ
ヤである。あるいは、係数Kが2−1(Nは整数)を持
つように選択されている場合は、重み付は回路26は濾
波された差のビットをより下位ビット位置にシフトさせ
るハード・ワイヤード・ビット−シフタでよい0重み付
は回路26からの重みの付けられたサンプルは加算器2
0および加算器24の各第2の入力ボートに供給される
帰納信号を構成する。
の出力は、濾波された上記差を一定の係数にで重み付け
またはスケーリングする重み付は回路26に供給される
。重み付は回路26は通常のシフト−加算マルチプライ
ヤである。あるいは、係数Kが2−1(Nは整数)を持
つように選択されている場合は、重み付は回路26は濾
波された差のビットをより下位ビット位置にシフトさせ
るハード・ワイヤード・ビット−シフタでよい0重み付
は回路26からの重みの付けられたサンプルは加算器2
0および加算器24の各第2の入力ボートに供給される
帰納信号を構成する。
第1図のシステムは以下のように式(1)の伝達関数を
生成するように示すことができる。入力サンプル3よび
出力サンプルを夫々x、Yと表わすと、減算器32の出
力は(x−y)となり、遅延素子28の出力は(X−Y
)/(Z−1)となる、この値は係数Kによって重み付
けされ、加算器20に結合されて、和X+K(X−Y)
/(Z−1)が生成される。加算器20ノ出力はマルチ
プライヤ22でA倍され、加算器24に供給されて次式
で表わされる出力Yが発生される。
生成するように示すことができる。入力サンプル3よび
出力サンプルを夫々x、Yと表わすと、減算器32の出
力は(x−y)となり、遅延素子28の出力は(X−Y
)/(Z−1)となる、この値は係数Kによって重み付
けされ、加算器20に結合されて、和X+K(X−Y)
/(Z−1)が生成される。加算器20ノ出力はマルチ
プライヤ22でA倍され、加算器24に供給されて次式
で表わされる出力Yが発生される。
Y−(X◆K(X−Y)/(Z−1))A十K(X−Y
)/(Z−1)−−−−(7)あるいは Y−AX−(1+A)K(X−Y)/(Z−1)
”(8)同類項を集めてY/Xについて解くと、
これは式(1)に等しい。
)/(Z−1)−−−−(7)あるいは Y−AX−(1+A)K(X−Y)/(Z−1)
”(8)同類項を集めてY/Xについて解くと、
これは式(1)に等しい。
滑らかに増加/減少する信号ブーストあるいはカットを
生じさせるために、制御値Aあるいは制御値Aに相当す
る制御信号は、アップ/ダウン・カウンタおよびルック
アップ・テーブル(ROM)を使用して発生される。第
1図では、サンプル率クロック周波数Fsは分周器44
て分周されて例えば3ヘルツの周波数に逓降される。こ
の信号は、それぞれスイッチ42.40が閉成されるこ
とに応答して選択的に付勢されるアンドゲート36.3
8に結合されている。アントゲート36.38は付勢さ
れるとクロラフ信号をダウン−クロック入力りあるいは
アップ−クロック人力Uの何れかに供給して、アップ/
ダウン・カウンタを、その出力か増加または減少するよ
うに条件ずける。カウンタ34の出力は、各アドレス入
力値に対して予め定められた値を与えるようにプログラ
ムされたROM35のアドレス入力ボートに結合されて
いる。これらの値は。
生じさせるために、制御値Aあるいは制御値Aに相当す
る制御信号は、アップ/ダウン・カウンタおよびルック
アップ・テーブル(ROM)を使用して発生される。第
1図では、サンプル率クロック周波数Fsは分周器44
て分周されて例えば3ヘルツの周波数に逓降される。こ
の信号は、それぞれスイッチ42.40が閉成されるこ
とに応答して選択的に付勢されるアンドゲート36.3
8に結合されている。アントゲート36.38は付勢さ
れるとクロラフ信号をダウン−クロック入力りあるいは
アップ−クロック人力Uの何れかに供給して、アップ/
ダウン・カウンタを、その出力か増加または減少するよ
うに条件ずける。カウンタ34の出力は、各アドレス入
力値に対して予め定められた値を与えるようにプログラ
ムされたROM35のアドレス入力ボートに結合されて
いる。これらの値は。
制御値Aに直線的ステップあるいは対数的ステップを与
えるように選択されていてもよい。
えるように選択されていてもよい。
システムの回路素子の固有の処理遅延により。
またサンプル率に基いて、システム中に補償用遅延素子
を含ませる必要があることもある0回路設計の当業者に
とっては、何処にこのような遅延を必要とするか、また
その遅延素子を含ませることが可使であることを容易に
理解することが出来る。
を含ませる必要があることもある0回路設計の当業者に
とっては、何処にこのような遅延を必要とするか、また
その遅延素子を含ませることが可使であることを容易に
理解することが出来る。
第2図の直列ビットの実施例は、時間的に最初に発生す
る連続するサンプルの最下位ビットLSBと最後に発生
する符号ビットとをもった2の補数の2進サンプルを処
理するように配列されている。この例におけるサンプル
は20ビツトの幅であると仮定されている。このシステ
ムは符号拡張シフトレジスタ5XSRを含み、該5XS
RはXNDと表示された制御信号に応答して、XND信
号の変化の直前に発生するレジスタによるビット出力を
複製する出力段を含んている。第3図に示す信号XND
は各サンプルの符号ビットを、その発生からサンプル期
間の終了まで捕獲し、複製するようにタイミングかとら
れている。符号拡張関数は、通常の直列ビット・シフト
レジスタと直列に接続されたトランスペアレント・ラッ
チ(例えば5N14LS373 )を用いて構成するこ
とか出来る。
る連続するサンプルの最下位ビットLSBと最後に発生
する符号ビットとをもった2の補数の2進サンプルを処
理するように配列されている。この例におけるサンプル
は20ビツトの幅であると仮定されている。このシステ
ムは符号拡張シフトレジスタ5XSRを含み、該5XS
RはXNDと表示された制御信号に応答して、XND信
号の変化の直前に発生するレジスタによるビット出力を
複製する出力段を含んている。第3図に示す信号XND
は各サンプルの符号ビットを、その発生からサンプル期
間の終了まで捕獲し、複製するようにタイミングかとら
れている。符号拡張関数は、通常の直列ビット・シフト
レジスタと直列に接続されたトランスペアレント・ラッ
チ(例えば5N14LS373 )を用いて構成するこ
とか出来る。
第2図は、説明の都合上、アメリカ合衆国 テキサス州
ダラスにあるテキサス インストルメンツ インコー
ホレーテッド(Texas InstrumentsI
nc、)より市販されている74LS384直列/並列
マルチプライヤによって構成することの出来るマルチプ
ライヤ58を含んでいる。これは(Mx8)ビット・マ
ルチプライヤて1Mは直列マルチプライヤ・ビット数で
あり、数8は8個の並列被乗数ビットである。出力は(
M+8)ビットの幅を生成する。
ダラスにあるテキサス インストルメンツ インコー
ホレーテッド(Texas InstrumentsI
nc、)より市販されている74LS384直列/並列
マルチプライヤによって構成することの出来るマルチプ
ライヤ58を含んでいる。これは(Mx8)ビット・マ
ルチプライヤて1Mは直列マルチプライヤ・ビット数で
あり、数8は8個の並列被乗数ビットである。出力は(
M+8)ビットの幅を生成する。
第2図に示す代表的な回路では、並列入力ボートに供給
される8ビツトの制御変数は、制御変数が1/16乃至
15の範囲をもつように4番目のビット位置と5番目の
ビット位置との間の2進点をもつものと仮定されている
。これは約±24 dBのブ−ストおよびカットの範囲
を与える。2進点は被乗数の4番目のビットと5番目の
ビットとの間に配とされているので、マルチプライヤに
よって与えられる積は実効的に25の係数て増大させら
れる(マルチプライヤ中に1ビツト処理遅延を仮定する
)、この係数を補償するために、5ビツトの期間の実効
遅延かマルチプライヤによるものと考える。
される8ビツトの制御変数は、制御変数が1/16乃至
15の範囲をもつように4番目のビット位置と5番目の
ビット位置との間の2進点をもつものと仮定されている
。これは約±24 dBのブ−ストおよびカットの範囲
を与える。2進点は被乗数の4番目のビットと5番目の
ビットとの間に配とされているので、マルチプライヤに
よって与えられる積は実効的に25の係数て増大させら
れる(マルチプライヤ中に1ビツト処理遅延を仮定する
)、この係数を補償するために、5ビツトの期間の実効
遅延かマルチプライヤによるものと考える。
さらに、この回路は加算器と減算器とを含み、これらは
それぞれlサンプル・ビット期間の固有の処理遅延をも
つものと仮定する。
それぞれlサンプル・ビット期間の固有の処理遅延をも
つものと仮定する。
最後に第2図の実施例は係数にで差サンプルに重みを付
ける明確な重み付は素子を含んでいない、しかしながら
、直列ビット・サンプルは、サンプル・ビットをさらに
上位の位置あるいはさらに下位の位置へ実効的にシフト
する整数のビット遅延数によって直列ビット・サンプル
を遅らせたり、進めたりすることによって2Nの係数で
重み付けすることが出来る。第2図のシステムではこの
ようなやり方で係数Kによる重み付けが行われる。
ける明確な重み付は素子を含んでいない、しかしながら
、直列ビット・サンプルは、サンプル・ビットをさらに
上位の位置あるいはさらに下位の位置へ実効的にシフト
する整数のビット遅延数によって直列ビット・サンプル
を遅らせたり、進めたりすることによって2Nの係数で
重み付けすることが出来る。第2図のシステムではこの
ようなやり方で係数Kによる重み付けが行われる。
第2図および第3図を参照すると、処理されるサンプル
は第3図に示すF8と示された信号によって特定された
サンプル率で、およびシステムのクロックΦ5によって
特定されたサンプル・ビット率で端子50に供給される
。20ビツト・サンプルはΦ8のクロック率をもった2
0個のパルス・バーストを含む(:LOCK 20に応
答して5XSR52に供給(ローディング)される、サ
ンプル周期の開始時には、5XSR52に記憶された最
新のサンプルはレジスタからクロックで読出されて、加
算器74および4ビツト期間たけサンプルを遅延させる
補償用遅延レジスタ54に供給される。遅延レジスタ5
4の出力は加′Br556の一方の入力端子に供給され
る。
は第3図に示すF8と示された信号によって特定された
サンプル率で、およびシステムのクロックΦ5によって
特定されたサンプル・ビット率で端子50に供給される
。20ビツト・サンプルはΦ8のクロック率をもった2
0個のパルス・バーストを含む(:LOCK 20に応
答して5XSR52に供給(ローディング)される、サ
ンプル周期の開始時には、5XSR52に記憶された最
新のサンプルはレジスタからクロックで読出されて、加
算器74および4ビツト期間たけサンプルを遅延させる
補償用遅延レジスタ54に供給される。遅延レジスタ5
4の出力は加′Br556の一方の入力端子に供給され
る。
第1図の遅延素子28に対応する5XSR68の出力は
加算器56の第2の入力端子に供給される。遅延レジス
タ54が挿入されたことにより、 5XSR68からの
サンプルは5XSR52からのサンプルよりも4ビツト
期間だけ先行して加算器55に到達する。これは5XS
R68からのサンプルを5XSR52からのサンプルに
関して2−4すなわちl/16だけスケーリングする効
果かあり、5XSR68からのサンプルを係数にで重み
付けすることに相当する。
加算器56の第2の入力端子に供給される。遅延レジス
タ54が挿入されたことにより、 5XSR68からの
サンプルは5XSR52からのサンプルよりも4ビツト
期間だけ先行して加算器55に到達する。これは5XS
R68からのサンプルを5XSR52からのサンプルに
関して2−4すなわちl/16だけスケーリングする効
果かあり、5XSR68からのサンプルを係数にで重み
付けすることに相当する。
加′B器56からのサンプルの和は制御変数Aでこれら
のサンプルを逓倍する直列/並列マルチプライヤ58の
直列入力端子に供給される。マルチプライヤ58によっ
て生成された積は加算器60に供給され、該加算器60
の出力は上記の積を7サンプル・ビット期間たけ遅延さ
せる補償用遅延レジスタ62に供給される。
のサンプルを逓倍する直列/並列マルチプライヤ58の
直列入力端子に供給される。マルチプライヤ58によっ
て生成された積は加算器60に供給され、該加算器60
の出力は上記の積を7サンプル・ビット期間たけ遅延さ
せる補償用遅延レジスタ62に供給される。
遅延レジスタ62の出力は減算器70の減数入力端子に
供給される。減算器70の被減数入力端子は17サンプ
ル・ビットの期間の遅延を与える補償用遅延レジスタ7
2を介して加算器74の出力に結合されている。5XS
R52から減算器70の各入力端子に至る両方の信号路
(素子74.72、および素子54.56.58.60
.62)中の遅延を等化するためにレジスタ72か含ま
れており、それによって減算器70に供給される減数お
よび被減数の双方の2進点が揃えられる。
供給される。減算器70の被減数入力端子は17サンプ
ル・ビットの期間の遅延を与える補償用遅延レジスタ7
2を介して加算器74の出力に結合されている。5XS
R52から減算器70の各入力端子に至る両方の信号路
(素子74.72、および素子54.56.58.60
.62)中の遅延を等化するためにレジスタ72か含ま
れており、それによって減算器70に供給される減数お
よび被減数の双方の2進点が揃えられる。
減算器70の出力は5XSR68の入力に供給され、該
5XSR68はMl器70によって与えられる差に1サ
ンプル期間の遅延を与える。 5XSR68の出力は加
算器74の第2の入力に供給される。 5XSR52お
よび遅延レジスタ62かうの出力サンプルをそれぞれX
、Yで表わすと、第2図の加算器74および減算器70
はたとえ第1図の対応する加算器30および減算器32
と多少配列が変えられていても、5XSR68の出力は
第1図の遅延素子28の出力と等価な(X−Y)/(Z
−1)であると示すことが出来る。
5XSR68はMl器70によって与えられる差に1サ
ンプル期間の遅延を与える。 5XSR68の出力は加
算器74の第2の入力に供給される。 5XSR52お
よび遅延レジスタ62かうの出力サンプルをそれぞれX
、Yで表わすと、第2図の加算器74および減算器70
はたとえ第1図の対応する加算器30および減算器32
と多少配列が変えられていても、5XSR68の出力は
第1図の遅延素子28の出力と等価な(X−Y)/(Z
−1)であると示すことが出来る。
5XSRB8の出力は、6サンプル・ビットの期間の遅
延を与える補償用遅延レジスタ66を通って加算器60
の第2の入力端子に供給される。
延を与える補償用遅延レジスタ66を通って加算器60
の第2の入力端子に供給される。
レジスタ66によって与えられる遅延は、加算器56の
入力端子と加算器60の入力端子との間の実効遅延(素
子56と58の実効遅延)に等しくされており、5XS
R68から加算器56および60に供給されるサンプル
は同じ係数でスケーリングされる。加算器56は1サン
プル・ビット期間の遅延を与え、マルチプライヤ58は
5サンプル・ビット期間の実効遅延を与え、合計でレジ
スタ66に付与された遅延に等しい6サンプル・ビット
期間の遅延を与える。4サンプル・ビット期間Σよび6
サンプル・ビット期間の遅延を与えるレジスタ54およ
び66をもった第2図のシステムは、1/16に等しい
重み付は係数Kを与える第1図のシステムと等価なシリ
アル−ビットシステムである。
入力端子と加算器60の入力端子との間の実効遅延(素
子56と58の実効遅延)に等しくされており、5XS
R68から加算器56および60に供給されるサンプル
は同じ係数でスケーリングされる。加算器56は1サン
プル・ビット期間の遅延を与え、マルチプライヤ58は
5サンプル・ビット期間の実効遅延を与え、合計でレジ
スタ66に付与された遅延に等しい6サンプル・ビット
期間の遅延を与える。4サンプル・ビット期間Σよび6
サンプル・ビット期間の遅延を与えるレジスタ54およ
び66をもった第2図のシステムは、1/16に等しい
重み付は係数Kを与える第1図のシステムと等価なシリ
アル−ビットシステムである。
出力サンプルをタイミングに関して適正に整列させ、あ
るいは長さを揃えるために、遅延レジスタ62からのサ
ンプルは21段を含む5XSR64に供給される。 5
XSR64はクロックΦ8の39個のパルスのバースト
をもったクロック″CLOCK 39” (第3図)
によってクロックされる。サンプル期間の終了時に、5
XSR52からの処理されたサンプルは5xSR64の
20個のLSB位置に供給(ローディング)されること
になっている、 5XSR52におけるMSBの処理遅
延を計数すると、5XSR52における20ビツトの遅
延、レジスタ54における4ビツトの遅延、加算器56
における1ビツトの遅延、マルチプライヤ58における
5ビツトの遅延、加算器50における1ビツトの遅延、
レジスタ62における7ビツトの遅延、および5XSR
64における1ビツトの遅延の合計39ビツトの遅延量
になる。従って、5XSR64は合計39ビット期間ク
ロックされなければならない、しかしながら、加算器6
0からの処理されたサンプルは実際には29ビツトの幅
であるので、5xSR64が符号拡張レジスタであるこ
とによって、LS8は本質的に5XSR64の最後から
捨てられる。
るいは長さを揃えるために、遅延レジスタ62からのサ
ンプルは21段を含む5XSR64に供給される。 5
XSR64はクロックΦ8の39個のパルスのバースト
をもったクロック″CLOCK 39” (第3図)
によってクロックされる。サンプル期間の終了時に、5
XSR52からの処理されたサンプルは5xSR64の
20個のLSB位置に供給(ローディング)されること
になっている、 5XSR52におけるMSBの処理遅
延を計数すると、5XSR52における20ビツトの遅
延、レジスタ54における4ビツトの遅延、加算器56
における1ビツトの遅延、マルチプライヤ58における
5ビツトの遅延、加算器50における1ビツトの遅延、
レジスタ62における7ビツトの遅延、および5XSR
64における1ビツトの遅延の合計39ビツトの遅延量
になる。従って、5XSR64は合計39ビット期間ク
ロックされなければならない、しかしながら、加算器6
0からの処理されたサンプルは実際には29ビツトの幅
であるので、5xSR64が符号拡張レジスタであるこ
とによって、LS8は本質的に5XSR64の最後から
捨てられる。
5XSR39は5XSR64が39個のパルスチクロッ
クされる理由と同じ理由により39個のパルス(CLO
CKコ9)のバーストでクロックされる。CLOCK
20とCLOCK 39とのタイミング関係は第3図に
示されている。
クされる理由と同じ理由により39個のパルス(CLO
CKコ9)のバーストでクロックされる。CLOCK
20とCLOCK 39とのタイミング関係は第3図に
示されている。
第1図および第2図はこの発明を実施したトーン制御回
路のブロック図、第3図は第2図に示す実施例を説明す
るのに有効な波形のタイミング図、第4図は第1図Σよ
び第2図の回路の伝達関数のグラフを示す図である。 10・・・・入力端子、25・・・・出力端子、23.
34.35.36.38.40.42.44・・・・制
御変数Aを供給する手段、26.28.30.32・・
・・期間サンプルを生成する手段、20.22.24・
・・・出力サンプルを生成する手段。
路のブロック図、第3図は第2図に示す実施例を説明す
るのに有効な波形のタイミング図、第4図は第1図Σよ
び第2図の回路の伝達関数のグラフを示す図である。 10・・・・入力端子、25・・・・出力端子、23.
34.35.36.38.40.42.44・・・・制
御変数Aを供給する手段、26.28.30.32・・
・・期間サンプルを生成する手段、20.22.24・
・・・出力サンプルを生成する手段。
Claims (1)
- (1)入力サンプルを供給する装置の入力端子と、出力
サンプルが得られる出力端子と、 制御変数Aを供給する手段と、 上記装置の入力端子と上記出力端子とに結合されていて
、上記入力サンプルと出力サンプルとを減算的に合成し
、合成されたサンプルを積分して帰還サンプルを生成す
る手段と、 上記装置の入力端子、上記帰還サンプルを生成する手段
、および上記制御変数Aを供給する手段に結合されてい
て、上記入力サンプルと帰還サンプルとをA:1+Aの
比で合成して上記出力サンプルを生成する手段と、から
なるサンプルされたデータのトーン制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/911,156 US4783756A (en) | 1986-09-24 | 1986-09-24 | Sampled data tone control system |
US911156 | 1986-09-24 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6387008A true JPS6387008A (ja) | 1988-04-18 |
JPH0612863B2 JPH0612863B2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=25429821
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62238586A Expired - Fee Related JPH0612863B2 (ja) | 1986-09-24 | 1987-09-22 | サンプルされたデータのトーン制御装置 |
Country Status (14)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4783756A (ja) |
EP (1) | EP0261848B1 (ja) |
JP (1) | JPH0612863B2 (ja) |
KR (1) | KR950008680B1 (ja) |
AT (1) | ATE105658T1 (ja) |
AU (1) | AU601489B2 (ja) |
CA (1) | CA1277919C (ja) |
DE (1) | DE3789794T2 (ja) |
DK (1) | DK496087A (ja) |
ES (1) | ES2051743T3 (ja) |
FI (1) | FI91466C (ja) |
NZ (1) | NZ221891A (ja) |
PT (1) | PT85768B (ja) |
ZA (1) | ZA877198B (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002292641A (ja) * | 2001-03-29 | 2002-10-09 | Dainippon Printing Co Ltd | 離型紙及びそれを用いて製造された合成皮革 |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2293507B (en) * | 1994-09-20 | 1999-01-13 | Sony Uk Ltd | Digital signal processing |
EP0935342A3 (en) * | 1998-01-15 | 2001-05-16 | Texas Instruments Incorporated | Improvements in or relating to filters |
US6661900B1 (en) * | 1998-09-30 | 2003-12-09 | Texas Instruments Incorporated | Digital graphic equalizer control system and method |
US10168293B2 (en) * | 2017-02-24 | 2019-01-01 | InventionXT LLC | Fluids leakage sensor |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3889108A (en) * | 1974-07-25 | 1975-06-10 | Us Navy | Adaptive low pass filter |
US4242650A (en) * | 1978-11-13 | 1980-12-30 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Active variable equalizer |
JPS58156209A (ja) * | 1982-03-11 | 1983-09-17 | Sony Corp | ト−ンコントロ−ル回路 |
NL8201344A (nl) * | 1982-03-31 | 1983-10-17 | Philips Nv | Digitale toonregelinrichting. |
US4615038A (en) * | 1984-06-06 | 1986-09-30 | At&T Information Systems Inc. | Equalization of modulated data signals utilizing tentative and final decisions and replication of non-linear channel distortion |
-
1986
- 1986-09-24 US US06/911,156 patent/US4783756A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-09-11 EP EP87308058A patent/EP0261848B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-11 DE DE3789794T patent/DE3789794T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-09-11 AT AT8787308058T patent/ATE105658T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-09-11 ES ES87308058T patent/ES2051743T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-17 FI FI874066A patent/FI91466C/fi not_active IP Right Cessation
- 1987-09-18 CA CA000547289A patent/CA1277919C/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-09-18 AU AU78647/87A patent/AU601489B2/en not_active Ceased
- 1987-09-22 JP JP62238586A patent/JPH0612863B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1987-09-22 PT PT85768A patent/PT85768B/pt not_active IP Right Cessation
- 1987-09-22 DK DK496087A patent/DK496087A/da not_active Application Discontinuation
- 1987-09-22 NZ NZ221891A patent/NZ221891A/xx unknown
- 1987-09-23 KR KR1019870010518A patent/KR950008680B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1987-09-24 ZA ZA877198A patent/ZA877198B/xx unknown
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002292641A (ja) * | 2001-03-29 | 2002-10-09 | Dainippon Printing Co Ltd | 離型紙及びそれを用いて製造された合成皮革 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0261848A2 (en) | 1988-03-30 |
EP0261848A3 (en) | 1990-09-26 |
KR950008680B1 (ko) | 1995-08-04 |
DK496087A (da) | 1988-03-25 |
AU7864787A (en) | 1988-03-31 |
JPH0612863B2 (ja) | 1994-02-16 |
FI91466B (fi) | 1994-03-15 |
FI91466C (fi) | 1994-06-27 |
EP0261848B1 (en) | 1994-05-11 |
KR880004463A (ko) | 1988-06-07 |
PT85768B (pt) | 1993-12-31 |
DK496087D0 (da) | 1987-09-22 |
FI874066A (fi) | 1988-03-25 |
PT85768A (pt) | 1988-10-14 |
DE3789794D1 (de) | 1994-06-16 |
FI874066A0 (fi) | 1987-09-17 |
ATE105658T1 (de) | 1994-05-15 |
US4783756A (en) | 1988-11-08 |
AU601489B2 (en) | 1990-09-13 |
ZA877198B (en) | 1988-06-29 |
CA1277919C (en) | 1990-12-18 |
NZ221891A (en) | 1989-04-26 |
DE3789794T2 (de) | 1994-12-08 |
ES2051743T3 (es) | 1994-07-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |