JPH0458610A

JPH0458610A - 電子楽器の音色調整回路

Info

Publication number: JPH0458610A
Application number: JP2170589A
Authority: JP
Inventors: Iwao Azuma; 岩男東; Kazufumi Takeuchi; 千史竹内
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1990-06-28
Filing date: 1990-06-28
Publication date: 1992-02-25
Anticipated expiration: 2011-01-29
Also published as: JPH088464B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

「産業上の利用分野」この発明は電子楽器における音色Ｒ１１等に用いて好適
なデジタルフィルタに関する。「従来の技術」集積回路技術の進歩に伴い、アナログフィルタに代わっ
てデジタルフィルタが、電子楽器における音色調整等に
用いられるようになった０例えば、第８図に示すような
抵抗素子１１（抵抗値Ｒ）およびコンデンサ１２（容量
値Ｃ）からなる１次ローパスフィルタは、第９図に示す
構成のデジタルフィルタに置き換えが可能である。第９図において、フィルタ演算を胤すべきデジタル信号
は減算器１の一方の入力端に入力される。この減算４監の出力信号は乗算ｒｓ２に入力され、所定
の乗算係数αが乗算される。そして、乗算器２の出力は
、加算器３ａおよび！サンプリング周期遅延回路３ｂか
らなる積分器によって積分され、遅延回路３ｂの出力が
減算器１の他方の入力端に入力される。このような構成によれば、入出力間の伝達関数Ｈ（ｚ）
として、 α ”””　［−（ｌ　−ａ　）ｚ−”　　””””　）が
得られ、乗算ｉ！！２に与える乗算係数αを１／（ＣＲ
）に選ぶことにより、第８図に示すアナログローパスフ
ィルタと等価なデジタルローバスフィル夕が実現される
。理想的な′特性のアナログ素子によって構成されている
とは限らない。例えばコンデンサの場合は誘電体重、抵
抗素子の場合は抵抗値の非線形性、また、オペアンプを
用いたアナログフィルタの場合にはオペアンプの増幅歪
という具合に、各アナログ素子は歪要因を有している。このように内部に歪要因を有するアナログフィルタによ
って楽音信号に対するフィルタ処理を行った場合、複雑
な高調波成分を含んだ楽音信号が得られ、却って豊かな
音質が得られる。しかし、デジタルフィルタの場合、所
期の伝達関数通りの理想的な周波数特性が得られるが、
これを音色調整用フィルタとして用いた場合、アナログ
フィルタの場合に得られるような歪に起因した豊かな音
質が得られないという問題があった。この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、
アナログフィルタが有する歪が考慮され、音色調整用フ
ィルタとして使用した場合に豊かな音質が得られるデジ
タルフィルタを提供することを目的とする。「課題を解決するための手段」この発明は、各種演算子に対応した信号処理を行うデジ
タル信号処理手段を、所望のフィルタ演算式あるいはこ
のフィルタ演算式と等価な演算式に対応して相互接続す
ると共に、前記各デジタル信号処理手段における少なく
とも１つに対し、人力、信号あるいは出力信号に所望の
非線形変換を施す非線形変換手段を接続したことを特徴
としている。「作用」上記構成によれば、非線形変換手段を介すことにより、
信号に高調波成分が付与される。従って、入力信号に対
して所期のフィルタ演算式を作用させたものの他、高調
波成分を含んだ出力信号が得られる。「実施例」以下、図面を参照し、この発明の詳細な説明する。

【第１実施例】第１図はこの発明の第１実施例によるデジタルフィルタ
の構成を示すブロック図である。加算器３ａと１サンプ
リング周期遅延回路３ｂとの間に非線形関数のテーブル
を記憶したＲＯＭ（リードオンリメモリ）３ｙが介挿さ
れている。そして、加算器３ａの出力Ｘがアドレスとし
て与えられることにより、それに対応した値ｙがＲＯＭ
３ｙから読み出されて遅延回路３ｂに与えられる。非線
形関数のテーブルの内容としては、例えば第２図に示す
ように、−１≦Ｘ≦０の範囲の入力値×に対してｙ＝−
１なる値ｙが、範囲が０≦Ｘ≦ｌの場合にはｙ＝ｘ重な
る値ｙが各々記憶されている。他の構成要素については
、前述した第９図のものと全く同じであるので、対応す
る各部に同一の符号を付し、説明を省略する。このような構成によれば、加算器３ａの出力Ｘは、ＲＯ
Ｍ　３　ｙによって第２図に示す非線形変換が施された
後、遅延回路３ｂを介して加算器３ａに帰還されて累積
される。この結果、例えば第８図におけるコンデンサ１
２が誘電体重を有しており、蓄積した電荷量に対して必
ずしも比例して電圧値が上昇しない場合の動作と類似し
た動作が第１図のデジタルフィルタにおいて得られる。また、非線形要素としてのＲ’ＯＭ　３　ｙが介挿され
たため、１次ローパスフィルタとしての伝送量周波数特
性に乱れが生じる。従って、入力信号を上記式（１）に
対応した伝送量周波数特性によって帯域制限した信号お
よび多くの高調波成分からなる出力信号が加算ｍ　３　
ａから出力される。

【第２実施例】第３図はこの発明の第２実施例によるデジタルフィルタ
の構成を示すブロック図である。このデジタルフィルタ
は、非線形関数を記憶したＲＯＭ３ｙを加算器３ａと遅
延回路３ｂとの間ではなく、遅延回路３ｂと減算器１と
の間に介挿した点が第棗図の構成と異なる。このような
構成によれば、例えば第８図における抵抗１１が非線形
であり、入力電圧とコンデンサ１１の充電電圧の電圧差
と、コンデンサ１１に流れ込む電流の関係が非線形であ
る場合の動作と類似した動作が得られる。そして、上記
第１実施例と同様、フィルタ出力として高調波成分を多
く含んだ出力信号が得られる。以上の説明では、アナログフィルタを構成する各要素が
歪の原因となる非線形特性を有する場合に対応し、その
非線形特性をシミュレートするための非線形変換手段（
上記第！、第２実施例の場合はＲＯＭ　３　ｙ）を設け
た例を挙げた。しかし、ある程度構造の複雑なアナログ
フィルタの場合、歪の原因の所在は明確ではないことが
多い。しかしながら、要は結果としてアナログフィルタ
のように歪を含んだフィルタリングを行うことの可能な
デジタルフィルタが得られれば良いのであるから、必ず
しも目的とするアナログフィルタにおける歪の原因の所
在を明らかにする必要はない。この場合、適当な伝送！周波数特性が得られるデジタル
フィルタを用意し、このデジタルフィルタにおける適当
な各所に非線形変換のためのＲＯＭを介挿し、インパル
スレスポンスあるいは伝送量周波数特性を測定するとい
う試行錯誤を行うことにより、歪を有するアナログフィ
ルタと等価なデジタルフィルタを実現することができる
。

【第３実施例】第４図はこの発明の第３実施例によるデジタルフィルタ
の構成を示すブロック図である。このデジタルフィルタ
は、公知の２次デジタルローパスフィルタに対し、非線
形関数を記憶したＲＯＭ３ｙを介挿したものである。な
お、この図において、２１．２３．２６，２７．３０は
各々乗算器であり、乗算器２３における

【、乗算器２６
におけるーｌ／Ｑ、乗算器３０における−１は各々乗算
係数である。また、２２，２４．２８は加算器、２５．
２９はｌサンプリング周期遅延回路である。この構成に
よれば、遅延回路２９の出力信号がＲＯＭ３ｙを介すこ
とによって非線形変換されて乗算器３０に入力されるの
で、ＲＯＭ　３　ｙかない場合に得られる２次ローパス
フィルタとしての伝送量周波数特性に対して乱れが付与
される。この結果、高調波成分を多く含んだ出力信号が
加算器２８から出力される。【第４実施例】第５図にこの発明をＦ　Ｉ　Ｒ（有限インパルス応答型
）フィルタに応用した場合の構成例を示す。この図において、ＤＬ、＝ＤＬｎは各々入力信号を順次
遅延させる１サンプリング周期遅延回路、Ｍ。〜Ｍｎは
入力信号および遅延回路Ｄ　Ｌ　、〜ＤＬｎの各遅延出
力に対し、所望のフィルタ特性に対応して決定された乗
算係数３０〜ａｎを各々乗算する乗算器、ＳＵＭは乗算
器Ｍ０〜Ｍｎの各乗算結果を加算して出力する加算器で
ある。そして、非線形変換手段としてのＲＯＭ４０が遅
延回路Ｄ　Ｌ　ｔとＤＬ３との間に介挿されている。こ
こで、ＲＯＭ４Ｏには、複数の非線形関数のテーブルが
記憶されており、制御情報Ｃ０ＮＴが与えられることに
より、対応した非線形関数のテーブルが選択されるよう
になっている。本実施例においても、上述した第１〜第３実施例と同様
、本来のＦＩＲフィルタとしてのフィルタ特性に対して
乱れが付与され、高調波成分を多く含んだ出力信号が得
られる。また、制御情報Ｃ０ＮＴを切り換えることによ
り、ＲＯＭ４０における非線形関数のテーブルが切り換
えられ、フィルタ特性の切換が行われる。なお、ＲＯＭ４０は、遅延回路ＤＬ、−ＤＬｎからなる
多段遅延回路の各段間の複数の箇所に介挿してもよく、
乗算器Ｍ０〜Ｍｎの入力側または出力側に介挿してしよ
い。

【第５実施例】非線形変換手段としてリミタを用いることにより、特殊
な音色加工を行うことができる。第６図にリミタの構成
例を示す。この図において、Ｄ。〜Ｄｏｓは１６ビツトの入力デジタル信号の各ビットを
表しており、Ｄ＋ｓがＭＳＢ（最上位ビット）であり、
ＤｏがＬ　Ｓ　Ｂ　（最下位ビット）である。また、Ｉ
）ｉｓは符号ビットであり、！６ビツトＤ　ａ−Ｄ　ｉ
ｓによって２の補数影式で−１０２４〜＋１０２３の範
囲の数値が表現される。上位２ビツトＤｌｓおよびＤ１４は、そのまま出力デジ
タル信号のＭ　Ｓ　Ｂ　（Ｑ　ｌｓ）および第１４ビッ
ト（Ｑ　、、）として出力される。下位１４ビットＤ、
〜Ｄｏｓは、ＯＲゲートＯＲ＋、　〜ＯＲ，，の各々の
一方の入力端に入力される。ＡＮＤゲートＡＮａは正論
理入力端に第１５ビツトＤ＋ｓが入力され、負論理入力
端に第１４ビツトＤ１４が入力され、そのＡＮＤ演算の
結果Ｉ）ｌｓ・ら、４がＯＲゲートＯＲａ〜０Ｒ１３の
他方の入力端に入力される。ＯＲゲートＯＲ０〜ＯＲ１
，の各出力は、ＡＮＤゲートＡＮ６〜Ａ　Ｎ　＋　ｓの
各々の正論理入力端に入力される。ＡＮＤゲートＡＮｂ
は正論理入力端に第１４ビツトＤ１４が入力され、負論
理入力端に第１５ビットＤ、＠が入力され、そのＡＮＤ
演算の結果ｆｉ　ＩＩ・Ｄ　１４がＡＮＤゲー）　Ａ　
Ｎ　ｏ〜Ａ　Ｎ　ｒ　ｓの各々の負論理入力端に入力さ
れる。そして、ＡＮＤゲートＡ　Ｎ　ｏ〜Ａ　Ｎ　ｌｓ
から第０〜第１３ビット出力Ｑ、〜Ｑ　１ｍが得られる
。このような構成によれば、第７図に示すリミタ特性が実
現される。そして、このようなリミタを第１図、第３図
あるいは第４図におけるＲＯＭ３ｙ、または第５図にお
けるＲＯＭ４０の代わりに用いると、その介挿位置を通
過する信号の振幅制限がなされ、特殊な音色加工か行わ
れる。［発明の効果」以上説明したように、この発明によれば、各種演算子に
対応した信号処理を行うデジタル信号処理手段を、所望
のフィルタ演算式あるいはこのフィルタ演算式と等価な
演算式に対応して相互接続すると共に、前記各デジタル
信号処理手段における少なくとも１つに対し、入力信号
あるいは出力信号に所望の非線形変換を施す非線形変換
手段を接続したので、アナログフィルタのような歪を有
する音色加工手段を実現することができるという効果が
得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例によるデジタルフィルタ
の構成を示すブロック図、第２図は同実施例において使
用する非線形関数を例示する図、第３図はこの発明の第
２実施例によるデジタルフィルタの構成を示すブロック
図、第４図はこの発明の第３実施例によるデジタルフィ
ルタの構成を示すブロック図、第５図はこの発明の第４
実施例によるデジタルフィルタの構成を示すブロック図
、第６図はこの発明の第５実施例に用いるリミタの構成
例を示す回路図、第７図は同６図のリミタの入出力特性
を示す図、第８図は１次のアナログローパスフィルタを
示す回路図、第９図は第８図の構成に対応した１次のデ
ジタルローパスフィルタの構成を示すブロック図である
。第１図４ｉ例３ｙ・・・・・・ＲＯＭ（非線形変換手段）、ｌ・・・
・・・減算器、２・・・・・・乗算器、３ａ・・・・・
・加算器、３ｂ・・・・・・ｌサンプリング周期遅延回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

各種演算子に対応した信号処理を行うデジタル信号処理
手段を、所望のフィルタ演算式あるいはこのフィルタ演
算式と等価な演算式に対応して相互接続すると共に、前
記各デジタル信号処理手段における少なくとも１つに対
し、入力信号あるいは出力信号に所望の非線形変換を施
す非線形変換手段を接続したことを特徴とするデジタル
フィルタ。