JPS635922B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS635922B2 JPS635922B2 JP54059913A JP5991379A JPS635922B2 JP S635922 B2 JPS635922 B2 JP S635922B2 JP 54059913 A JP54059913 A JP 54059913A JP 5991379 A JP5991379 A JP 5991379A JP S635922 B2 JPS635922 B2 JP S635922B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- emitter
- potential
- current
- transistors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 28
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 22
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 4
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、一対のトランジスタのエミツタ間を
コンデンサで結合した発振回路（マルチバイブレ
ータ）に関する。
コンデンサで結合した発振回路（マルチバイブレ
ータ）に関する。
一対のトランジスタの少なくとも一方のトラン
ジスタのコレクタを他方のトランジスタのベース
に接続し、また夫々のエミツタ間をコンデンサを
介して結合したエミツタ結合型マルチバイブレー
タが知られている。このマルチバイブレータを
IC化する場合、バイポーラIC内に形成し得るエ
ミツタ結合コンデンサの容量は高々数100pF程で
ある。従つて数＋ＫHzという比較的低い発振周波
数を得る場合に、コンデンサの充放電電流が数
μA程度となり、トランジスタのエミツタ接合抵
抗re＝26／IE（Ω）（IE：エミツタ電流）が数KΩと
なつて発振動作に影響を及ぼすようになる。即
ち、発振周波数が温度特性を持つたり、或は発振
不能になるような不都合が生ずる。
ジスタのコレクタを他方のトランジスタのベース
に接続し、また夫々のエミツタ間をコンデンサを
介して結合したエミツタ結合型マルチバイブレー
タが知られている。このマルチバイブレータを
IC化する場合、バイポーラIC内に形成し得るエ
ミツタ結合コンデンサの容量は高々数100pF程で
ある。従つて数＋ＫHzという比較的低い発振周波
数を得る場合に、コンデンサの充放電電流が数
μA程度となり、トランジスタのエミツタ接合抵
抗re＝26／IE（Ω）（IE：エミツタ電流）が数KΩと
なつて発振動作に影響を及ぼすようになる。即
ち、発振周波数が温度特性を持つたり、或は発振
不能になるような不都合が生ずる。
本発明は上述の問題点にかんがみてなされたも
のであつて、コンデンサの充放電電流を十分に流
した状態で発振が行われるようにすることを目的
とする。
のであつて、コンデンサの充放電電流を十分に流
した状態で発振が行われるようにすることを目的
とする。
以下本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。第１図は本発明の一実施例を示すエミツタ結
合型マルチバイブレータの回路図、第２図は第１
図の波形図である。
る。第１図は本発明の一実施例を示すエミツタ結
合型マルチバイブレータの回路図、第２図は第１
図の波形図である。
第１図において、トランジスタＱ１とＱ２がマ
ルチバイブレータを構成している。即ち、トラン
ジスタＱ１のコレクタが、トランジスタＱ５及び
ダイオードＤ１から成るバツフアーを介して、ト
ランジスタＱ２のベースに接続され、またトラン
ジスタＱ２のコレクタが、トランジスタＱ６及び
ダイオードＤ２から成るバツフアーを介してトラ
ンジスタＱ１のベースに接続されている。またト
ランジスタＱ１，Ｑ２の夫々のエミツタがコンデ
ンサＣを介して結合されている。トランジスタＱ
３，Ｑ４，Ｑ９及び抵抗Ｒ１，Ｒ２はこのマルチ
バイブレータの給電部を構成し、またトランジス
タＱ１０，Ｑ１１及び電源５，電流源１でもつて
マルチバイブレータの定電流源が構成されてい
る。更に、本実施例においては、トランジスタＱ
７，Ｑ８及び電流源３でもつて発振トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２のエミツタ電流のバイパス回路を構成
し、また抵抗Ｒ３，Ｒ４及び電流源２，４でもつ
て、トランジスタＱ７，Ｑ８を交互にオン・オフ
させるためのバイアス回路を構成している。
ルチバイブレータを構成している。即ち、トラン
ジスタＱ１のコレクタが、トランジスタＱ５及び
ダイオードＤ１から成るバツフアーを介して、ト
ランジスタＱ２のベースに接続され、またトラン
ジスタＱ２のコレクタが、トランジスタＱ６及び
ダイオードＤ２から成るバツフアーを介してトラ
ンジスタＱ１のベースに接続されている。またト
ランジスタＱ１，Ｑ２の夫々のエミツタがコンデ
ンサＣを介して結合されている。トランジスタＱ
３，Ｑ４，Ｑ９及び抵抗Ｒ１，Ｒ２はこのマルチ
バイブレータの給電部を構成し、またトランジス
タＱ１０，Ｑ１１及び電源５，電流源１でもつて
マルチバイブレータの定電流源が構成されてい
る。更に、本実施例においては、トランジスタＱ
７，Ｑ８及び電流源３でもつて発振トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２のエミツタ電流のバイパス回路を構成
し、また抵抗Ｒ３，Ｒ４及び電流源２，４でもつ
て、トランジスタＱ７，Ｑ８を交互にオン・オフ
させるためのバイアス回路を構成している。
次に上記構成の発振回路の動作を第１図及び第
２図を参照して説明する。
２図を参照して説明する。
まず第２図の時点t0においてトランジスタＱ１
がオンであるとするとトランジスタＱ１１はオン
であるから、電流Ｉが第１図において点線で示す
矢印方向に流れる。従つてＱ２のエミツタ電位
（Ｂ点の電位）、すなわちコンデンサＣの端子電圧
は第２図Ｂに示すように−Ｉ／Ｃ（Ｖ／sec）の傾斜 で徐々に低下する。この状態では後述するように
トランジスタＱ２のベース電圧よりエミツタ電圧
の方が高いのでトランジスタＱ２はカツトオフと
なつている。
がオンであるとするとトランジスタＱ１１はオン
であるから、電流Ｉが第１図において点線で示す
矢印方向に流れる。従つてＱ２のエミツタ電位
（Ｂ点の電位）、すなわちコンデンサＣの端子電圧
は第２図Ｂに示すように−Ｉ／Ｃ（Ｖ／sec）の傾斜 で徐々に低下する。この状態では後述するように
トランジスタＱ２のベース電圧よりエミツタ電圧
の方が高いのでトランジスタＱ２はカツトオフと
なつている。
上記状態における給電部の各部の電圧について
考えると、まずトランジスタＱ３のベースには電
圧Ｅが印加されており、トランジスタＱ３はオン
している。従つてVcc電源からトランジスタＱ３
のエミツタ・コレクタを通つてトランジスタＱ１
にコレクタ電流が供給さる。またトランジスタＱ
９のベースには電圧Ｅ＋Ｖが印加されているか
ら、トランジスタＱ７はオンでVcc電源からトラ
ンジスタＱ９のコレクターエミツタ及び抵抗Ｒ１
を通つてトランジスタＱ１に電流が流れる。
考えると、まずトランジスタＱ３のベースには電
圧Ｅが印加されており、トランジスタＱ３はオン
している。従つてVcc電源からトランジスタＱ３
のエミツタ・コレクタを通つてトランジスタＱ１
にコレクタ電流が供給さる。またトランジスタＱ
９のベースには電圧Ｅ＋Ｖが印加されているか
ら、トランジスタＱ７はオンでVcc電源からトラ
ンジスタＱ９のコレクターエミツタ及び抵抗Ｒ１
を通つてトランジスタＱ１に電流が流れる。
従つてオン状態にある発振トランジスタＱ１の
コレクタ電位は第２図Ｃに示すようにＥ―VBEと
なる。また抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位はＥ
＋Ｖ−VBEである。尚、このときトランジスタＱ
４のエミツタ電位はＥ＋Ｖ−VBEで、Ｖ＞VBEに
選んであるのでベース電位Ｅより高いためトラン
ジスタＱ４はカツトオフしている。
コレクタ電位は第２図Ｃに示すようにＥ―VBEと
なる。また抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位はＥ
＋Ｖ−VBEである。尚、このときトランジスタＱ
４のエミツタ電位はＥ＋Ｖ−VBEで、Ｖ＞VBEに
選んであるのでベース電位Ｅより高いためトラン
ジスタＱ４はカツトオフしている。
またこのときトランジスタＱ２のコレクタ電位
はトランジスタＱ４のエミツタ電位に等しいため
第２図Ｄに示すようにＥ＋Ｖ−VBEとなる。次に
トランジスタＱ１のベース電位はトランジスタＱ
２のコレクタ電位より2VBE低いため第２図Ｅに
示すようにＥ＋Ｖ−3VBEとなる。更にトランジ
スタＱ１のエミツタ電位（Ａ点の電位）はベース
電位よりVBE下がつてＥ＋Ｖ−4VBEとなる。従つ
てトランジスタＱ１がオン状態である期間では第
２図Ａに示すようにトランジスタＱ１のエミツタ
電位は一定値Ｅ＋Ｖ−4VBEを維持している。
はトランジスタＱ４のエミツタ電位に等しいため
第２図Ｄに示すようにＥ＋Ｖ−VBEとなる。次に
トランジスタＱ１のベース電位はトランジスタＱ
２のコレクタ電位より2VBE低いため第２図Ｅに
示すようにＥ＋Ｖ−3VBEとなる。更にトランジ
スタＱ１のエミツタ電位（Ａ点の電位）はベース
電位よりVBE下がつてＥ＋Ｖ−4VBEとなる。従つ
てトランジスタＱ１がオン状態である期間では第
２図Ａに示すようにトランジスタＱ１のエミツタ
電位は一定値Ｅ＋Ｖ−4VBEを維持している。
尚ここで抵抗Ｒ２に流れる電流は、トランジス
タＱ２がオフのためトランジスタＱ６のベース電
流のみで値が小さいため抵抗Ｒ２での電圧降下は
無視できる。
タＱ２がオフのためトランジスタＱ６のベース電
流のみで値が小さいため抵抗Ｒ２での電圧降下は
無視できる。
またこのときトランジスタＱ２のベース電位は
第２図Ｆに示すようにＥ−3VBEであるのに対し
て、エミツタ電位は第２図Ｂに示すようにベース
電位より高いからトランジスタＱ２はカツトオフ
となつている 次に時点t0でのトランジスタＱ７，Ｑ８の状態
について述べる。トランジスタＱ７，Ｑ８のベー
スバイアス回路には各々電流Ｊが流れている。従
つてトランジスタＱ７のベース電位はトランジス
タＱ１のベース電位Ｅ＋Ｖ−3VBEからJR3だけ降
下し、第２図Ｇに示すようにＥ＋Ｖ−3VBE―JR3
となる。一方、トランジスタＱ８のベース電位は
トランジスタＱ２のベース電位Ｅ―3VBEからJR4
だけ降下し、第２図Ｈに示すようにＥ―3VBE―
JR4となる。従つてR3＝R4とすればトランジス
タＱ７のベース電位の方がトランジスタＱ８のベ
ース電位より大きいため、トランジスタＱ７がオ
ンしトランジスタＱ８がオフする。従つて、トラ
ンジスタＱ７がトランジスタＱ１のエミツタ電流
を引つ張りトランジスタＱ１のエミツタ電流が増
えトランジスタＱ１のエミツタ接合抵抗を小さく
する。この時、トランジスタＱ７には電流源３に
よつて電流Ｋが流されているのでトランジスタＱ
１のエミツタ電流はＫ＋2Iとなる。
第２図Ｆに示すようにＥ−3VBEであるのに対し
て、エミツタ電位は第２図Ｂに示すようにベース
電位より高いからトランジスタＱ２はカツトオフ
となつている 次に時点t0でのトランジスタＱ７，Ｑ８の状態
について述べる。トランジスタＱ７，Ｑ８のベー
スバイアス回路には各々電流Ｊが流れている。従
つてトランジスタＱ７のベース電位はトランジス
タＱ１のベース電位Ｅ＋Ｖ−3VBEからJR3だけ降
下し、第２図Ｇに示すようにＥ＋Ｖ−3VBE―JR3
となる。一方、トランジスタＱ８のベース電位は
トランジスタＱ２のベース電位Ｅ―3VBEからJR4
だけ降下し、第２図Ｈに示すようにＥ―3VBE―
JR4となる。従つてR3＝R4とすればトランジス
タＱ７のベース電位の方がトランジスタＱ８のベ
ース電位より大きいため、トランジスタＱ７がオ
ンしトランジスタＱ８がオフする。従つて、トラ
ンジスタＱ７がトランジスタＱ１のエミツタ電流
を引つ張りトランジスタＱ１のエミツタ電流が増
えトランジスタＱ１のエミツタ接合抵抗を小さく
する。この時、トランジスタＱ７には電流源３に
よつて電流Ｋが流されているのでトランジスタＱ
１のエミツタ電流はＫ＋2Iとなる。
次に第２図の時点t1においてトランジスタＱ２
のエミツタ電位がＥ−4VBEまで下がると、ベー
ス電圧Ｅ―3VBEよりもVBEだけ下がつた状態にな
る。このためトランジスタＱ２にベース電流が流
れ始めるのでトランジスタＱ２のコレクタ電位が
下がる。（第２図Ｄ）。このコレクタ電流の低下に
よつてトランジスタＱ１のベース電流が減少し、
従つてトランジスタＱ１のコレクタ電流が減少す
る。この結果トランジスタＱ１のコレクタ電位が
上昇するから（第２図Ｃ）、トランジスタＱ２の
ベース電流は増加する。このようにしてマルチバ
イブレータの正帰還ループが動作するので、瞬時
にてトランジスタＱ１とＱ２のオン・オフ状態が
反転し、トランジスタＱ１がオフとなり、トラン
ジスタＱ２がオンとなる。
のエミツタ電位がＥ−4VBEまで下がると、ベー
ス電圧Ｅ―3VBEよりもVBEだけ下がつた状態にな
る。このためトランジスタＱ２にベース電流が流
れ始めるのでトランジスタＱ２のコレクタ電位が
下がる。（第２図Ｄ）。このコレクタ電流の低下に
よつてトランジスタＱ１のベース電流が減少し、
従つてトランジスタＱ１のコレクタ電流が減少す
る。この結果トランジスタＱ１のコレクタ電位が
上昇するから（第２図Ｃ）、トランジスタＱ２の
ベース電流は増加する。このようにしてマルチバ
イブレータの正帰還ループが動作するので、瞬時
にてトランジスタＱ１とＱ２のオン・オフ状態が
反転し、トランジスタＱ１がオフとなり、トラン
ジスタＱ２がオンとなる。
なおマルチバイブレータが反転する直前のコン
デンサＣの充電電圧は、 （Ｅ＋Ｖ−4VBE）−（Ｅ−4VB）＝Ｖ となつている。すなわちマルチバイブレータの反
転のタイミングを決定するコンデンサの充電電圧
はトランジスタのベース―エミツタ電圧とは無関
係になつている。
デンサＣの充電電圧は、 （Ｅ＋Ｖ−4VBE）−（Ｅ−4VB）＝Ｖ となつている。すなわちマルチバイブレータの反
転のタイミングを決定するコンデンサの充電電圧
はトランジスタのベース―エミツタ電圧とは無関
係になつている。
このようにしてマルチバイブレータが反転する
と第１図の発振回路の各電位はすべて反転する。
すなわちトランジスタＱ４がオンしてトランジス
タＱ２のコレクタ電位は第２図ＤのようにＥ―
VBEとなり、またトランジスタＱ３がカツトオフ
となつて、トランジスタＱ１のコレクタ電位は第
２図ＣのようにＥ＋Ｖ−VBEとなる。またトラン
ジスタＱ２のエミツタ電位はトランジスタＱ１の
コレクタ電位Ｅ＋Ｖ−VBEから3VBE降下した電位
になるので第２図Ｂに示すごとくＥ−4VBEから
Ｅ＋Ｖ−4VBEにＶだけ上昇する。
と第１図の発振回路の各電位はすべて反転する。
すなわちトランジスタＱ４がオンしてトランジス
タＱ２のコレクタ電位は第２図ＤのようにＥ―
VBEとなり、またトランジスタＱ３がカツトオフ
となつて、トランジスタＱ１のコレクタ電位は第
２図ＣのようにＥ＋Ｖ−VBEとなる。またトラン
ジスタＱ２のエミツタ電位はトランジスタＱ１の
コレクタ電位Ｅ＋Ｖ−VBEから3VBE降下した電位
になるので第２図Ｂに示すごとくＥ−4VBEから
Ｅ＋Ｖ−4VBEにＶだけ上昇する。
トランジスタＱ１のエミツタ電位はトランジス
タＱ２のエミツタ電位の上昇に応じて第２図Ａの
ようにＥ＋Ｖ−4VBEからＶだけ上昇してＥ＋2V
−4VBEとなる。
タＱ２のエミツタ電位の上昇に応じて第２図Ａの
ようにＥ＋Ｖ−4VBEからＶだけ上昇してＥ＋2V
−4VBEとなる。
このときトランジスタＱ１のベース電位はトラ
ンジスタＱ２のコレクタ電位より2VBE降下する
から第２図ＥのようにＥ―3VBEとなつている。
従つて反転時にはトランジスタＱ１のベース電位
よりもエミツタ電位の方が高くなりトランジスタ
Ｑ１はオフ状態を保持する。
ンジスタＱ２のコレクタ電位より2VBE降下する
から第２図ＥのようにＥ―3VBEとなつている。
従つて反転時にはトランジスタＱ１のベース電位
よりもエミツタ電位の方が高くなりトランジスタ
Ｑ１はオフ状態を保持する。
このようにして反転後は第１図の一点鎖線で示
すように電流ＩがコンデンサＣ、トランジスタＱ
１０を通つて電流源１に流れる。このためコンデ
ンサＣに蓄えられた電荷は徐々に定電流で放電
し、第２図Ａに示すように、時点t1（反転）以後、
トランジスタＱ１のエミツタ電位は徐々に低下す
る。
すように電流ＩがコンデンサＣ、トランジスタＱ
１０を通つて電流源１に流れる。このためコンデ
ンサＣに蓄えられた電荷は徐々に定電流で放電
し、第２図Ａに示すように、時点t1（反転）以後、
トランジスタＱ１のエミツタ電位は徐々に低下す
る。
この時トランジスタＱ７のベース電位はトラン
ジスタＱ１のベース電位Ｅ―3VBEからJR3だけ降
下した値であるから、第２図Ｇに示すようにＥ―
3VBE―JR3となる。又トランジスタＱ８のベース
電位はトランジスタＱ２のベース電位Ｅ＋Ｖ−
3VBEからJR4だけ降下した値であるから第２図Ｈ
に示すようにＥ＋Ｖ−3VBE―JR4となる。従つて
R3＝R4とすればトランジスタＱ８のベース電位
の方がトランジスタＱ７のベース電位より大きい
ため、トランジスタＱ８がオンでトランジスタＱ
７がオンとなる。従つてトランジスタＱ８がトラ
ンジスタＱ２のエミツタ電流を引つ張りトランジ
スタＱ８のエミツタ電流が大きくなり、トランジ
スタＱ２のエミツタ接合抵抗を小さくする。この
時、トランジスタＱ８には電流源３によつて電流
Ｋが流されているのでトランジスタＱ２のエミツ
タ電流はＫ＋2Iとなる。
ジスタＱ１のベース電位Ｅ―3VBEからJR3だけ降
下した値であるから、第２図Ｇに示すようにＥ―
3VBE―JR3となる。又トランジスタＱ８のベース
電位はトランジスタＱ２のベース電位Ｅ＋Ｖ−
3VBEからJR4だけ降下した値であるから第２図Ｈ
に示すようにＥ＋Ｖ−3VBE―JR4となる。従つて
R3＝R4とすればトランジスタＱ８のベース電位
の方がトランジスタＱ７のベース電位より大きい
ため、トランジスタＱ８がオンでトランジスタＱ
７がオンとなる。従つてトランジスタＱ８がトラ
ンジスタＱ２のエミツタ電流を引つ張りトランジ
スタＱ８のエミツタ電流が大きくなり、トランジ
スタＱ２のエミツタ接合抵抗を小さくする。この
時、トランジスタＱ８には電流源３によつて電流
Ｋが流されているのでトランジスタＱ２のエミツ
タ電流はＫ＋2Iとなる。
そしてトランジスタＱ１のエミツタ電位が第２
図Ａに示すように時点t2でＥ―4VBEまで降下して
時点t1と同様にしてマルチバイブレータが反転し
て前述の動作を繰り返す。
図Ａに示すように時点t2でＥ―4VBEまで降下して
時点t1と同様にしてマルチバイブレータが反転し
て前述の動作を繰り返す。
このマルチバイブレータの発振周波数は、第
２図のコンデンサの放電期間Ｔ／２＝t2−t1から計 算することができる。即ち、 Ｃ×2V＝Ｉ×Ｔ／２ であるから、 ＝１／Ｔ＝Ｉ／4CV となる。但し、ＣはコンデンサＣの容量値であ
る。即ち、このマルチバイブレータの発振周波数
の計算式にはトランジスタの特性に基くパラメー
タが含まれていないので、発振周波数は、周囲温
度が変動しても安定である。またトランジスタＱ
７，Ｑ８によるバイパス電流Ｋは発振周波数に無
関係である。
２図のコンデンサの放電期間Ｔ／２＝t2−t1から計 算することができる。即ち、 Ｃ×2V＝Ｉ×Ｔ／２ であるから、 ＝１／Ｔ＝Ｉ／4CV となる。但し、ＣはコンデンサＣの容量値であ
る。即ち、このマルチバイブレータの発振周波数
の計算式にはトランジスタの特性に基くパラメー
タが含まれていないので、発振周波数は、周囲温
度が変動しても安定である。またトランジスタＱ
７，Ｑ８によるバイパス電流Ｋは発振周波数に無
関係である。
ここでＶ＝1.2V、Ｃ＝100pF、発振周波数を
32KHzとすると、Ｉ＝15μAとなる。即ち、トラ
ンジスタＱ７，Ｑ８から成るバイパス回路がない
場合には、トランジスタＱ１またはＱ２のエミツ
タ電流は、ほぼ30μAとなるので、そのエミツタ
接合抵抗がほぼ870Ωなつて、発振動作に大きく
影響を与える。一方、本実施例のようにトランジ
スタＱ７，Ｑ８から成るバイパス回路を設けて電
流Ｋ＋2Iを流すようにした場合、発振周波数（即
ち、コンデンサＣの充放電電流Ｉ）を増加させる
ことなく、電流Ｋを大きくしてＱ１，Ｑ２に十分
なエミツタ電流を流すことができる。この結果、
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミツタ接合抵抗reが
数Ω程度に十分に小さくなつて、発振動作に与え
る影響を極めて少なくすることができる。従つて
エミツタ結合コンデンサをIC内（バイポーラIC）
に設けると共に、発振周波数を低く設定しても、
良好な発振を行わせることができる。
32KHzとすると、Ｉ＝15μAとなる。即ち、トラ
ンジスタＱ７，Ｑ８から成るバイパス回路がない
場合には、トランジスタＱ１またはＱ２のエミツ
タ電流は、ほぼ30μAとなるので、そのエミツタ
接合抵抗がほぼ870Ωなつて、発振動作に大きく
影響を与える。一方、本実施例のようにトランジ
スタＱ７，Ｑ８から成るバイパス回路を設けて電
流Ｋ＋2Iを流すようにした場合、発振周波数（即
ち、コンデンサＣの充放電電流Ｉ）を増加させる
ことなく、電流Ｋを大きくしてＱ１，Ｑ２に十分
なエミツタ電流を流すことができる。この結果、
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミツタ接合抵抗reが
数Ω程度に十分に小さくなつて、発振動作に与え
る影響を極めて少なくすることができる。従つて
エミツタ結合コンデンサをIC内（バイポーラIC）
に設けると共に、発振周波数を低く設定しても、
良好な発振を行わせることができる。
本発明は上述の如く、一対の発振用トランジス
タのエミツタ間をコンデンサを介して結合した発
振器において、上記コンデンサの両端を一対のス
イツチングトランジスタのコレクターエミツタ通
路を介して電流源に接続し、発振用トランジスタ
のオンした側と同じ側のスイツチングトランジス
タが同時にオンとなるようにこれらのスイツチン
グトランジスタのベースを制御し、これによつて
スイツチングトランジスタのコレクターエミツタ
通路を通じて一対の発振トランジスタにバイアス
電流を交互に流すようにしたから、上記コンデン
サをバイポーラIC等の内部に形成して比較的容
量値の小さいコンデンサを使用すると共に、比較
的低周波で発振させるためにその充放電電流を小
さく設定した場合でも、上記一対の発振用トラン
ジスタに十分なバイアス電流を流すことができ
る。従つて一対の発振用トランジスタの夫々の接
合抵抗を十分に小くした状態で良好な発振を行わ
せることができる。
タのエミツタ間をコンデンサを介して結合した発
振器において、上記コンデンサの両端を一対のス
イツチングトランジスタのコレクターエミツタ通
路を介して電流源に接続し、発振用トランジスタ
のオンした側と同じ側のスイツチングトランジス
タが同時にオンとなるようにこれらのスイツチン
グトランジスタのベースを制御し、これによつて
スイツチングトランジスタのコレクターエミツタ
通路を通じて一対の発振トランジスタにバイアス
電流を交互に流すようにしたから、上記コンデン
サをバイポーラIC等の内部に形成して比較的容
量値の小さいコンデンサを使用すると共に、比較
的低周波で発振させるためにその充放電電流を小
さく設定した場合でも、上記一対の発振用トラン
ジスタに十分なバイアス電流を流すことができ
る。従つて一対の発振用トランジスタの夫々の接
合抵抗を十分に小くした状態で良好な発振を行わ
せることができる。
第１図は本発明の一実施例を示すエミツタ結合
型のマルチバイブレータの回路図、第２図は第１
図の各部の波形図である。 なお図面に用いられている符号において、１，
３……電流源、Ｑ１，Ｑ２……トランジスタ、Ｑ
７，Ｑ８……トランジスタ、Ｃ……コンデンサ、
である。
型のマルチバイブレータの回路図、第２図は第１
図の各部の波形図である。 なお図面に用いられている符号において、１，
３……電流源、Ｑ１，Ｑ２……トランジスタ、Ｑ
７，Ｑ８……トランジスタ、Ｃ……コンデンサ、
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１，第２のトランジスタ間で夫々のコレク
タとベースとを互いに接続すると共に、エミツタ
どうしをコンデンサを介して接続し、上記第１，
第２のトランジスタの各エミツタを定電流源に接
続して、上記コンデンサを定電流で充放電する構
成の発振回路において、 上記第１，第２のトランジスタの各エミツタを
夫々第３，第４のスイツチングトランジスタのコ
レクターエミツタ通路を介して電流源に接続する
とともに、上記第３，第４のスイツチングトラン
ジスタのベースを各々上記第１，第２のトランジ
スタのベースに接続し、 上記第１のトランジスタがオンしたときに上記
第３のスイツチングトランジスタをオンさせ、上
記第２のトランジスタがオンしたときに上記第４
のスイツチングトランジスタをオンさせ、上記第
３，第４のスイツチングトランジスタのコレクタ
ーエミツタ通路を通じて上記第１，第２のトラン
ジスタに交互にバイアス電流を流すようにした発
振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5991379A JPS55151814A (en) | 1979-05-16 | 1979-05-16 | Oscillating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5991379A JPS55151814A (en) | 1979-05-16 | 1979-05-16 | Oscillating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55151814A JPS55151814A (en) | 1980-11-26 |
| JPS635922B2 true JPS635922B2 (ja) | 1988-02-05 |
Family
ID=13126834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5991379A Granted JPS55151814A (en) | 1979-05-16 | 1979-05-16 | Oscillating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55151814A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102023125119A1 (de) | 2022-09-20 | 2024-03-21 | Sumitomo Heavy Industries, Ltd. | Spritzgiessmaschine |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0659022B2 (ja) * | 1985-05-04 | 1994-08-03 | 株式会社日立製作所 | Ｃｒ積ばらつき自己補正装置 |
| US4874966A (en) * | 1987-01-31 | 1989-10-17 | U.S. Philips Corporation | Multivibrator circuit having compensated delay time |
| KR910006983Y1 (ko) * | 1989-04-27 | 1991-09-17 | 안문휘 | 자동차용 백미러 |
| JP3470818B2 (ja) * | 1992-04-30 | 2003-11-25 | アジレント・テクノロジーズ・インク | プログラム可能な充電電流と極性を有する単位利得正帰還積分器 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4985946A (ja) * | 1972-12-22 | 1974-08-17 | ||
| JPS5334449A (en) * | 1976-09-11 | 1978-03-31 | Sony Corp | Oscillating circuit |
-
1979
- 1979-05-16 JP JP5991379A patent/JPS55151814A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4985946A (ja) * | 1972-12-22 | 1974-08-17 | ||
| JPS5334449A (en) * | 1976-09-11 | 1978-03-31 | Sony Corp | Oscillating circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102023125119A1 (de) | 2022-09-20 | 2024-03-21 | Sumitomo Heavy Industries, Ltd. | Spritzgiessmaschine |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55151814A (en) | 1980-11-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0119294B2 (ja) | ||
| JPH08288804A (ja) | 比較器回路 | |
| JPS635922B2 (ja) | ||
| US4147996A (en) | Current-controlled oscillator | |
| JP2956781B2 (ja) | エミッタ結合マルチバイブレータ回路 | |
| US5841306A (en) | Pulse generator for generating output pulse of a predetermined width | |
| JPH06204808A (ja) | 発振器 | |
| JPH07249965A (ja) | クロック発振回路及びクロック発振回路に用いるゲート回路 | |
| JPH0519321B2 (ja) | ||
| JPH11205095A (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| JP2788731B2 (ja) | 電圧制御発振器のクランプ回路 | |
| JPH03283811A (ja) | レベル変換回路 | |
| US4763086A (en) | Automatic gain control for tank type voltage controlled oscillator | |
| JPH0736519B2 (ja) | 電流スイツチ回路 | |
| JPH0514448B2 (ja) | ||
| JPH0244174B2 (ja) | ||
| JP2623739B2 (ja) | 鋸歯状発振回路 | |
| JPS5929397Y2 (ja) | 単安定回路 | |
| JPS5913053B2 (ja) | 定電圧回路 | |
| JPH0542489Y2 (ja) | ||
| JP2560074B2 (ja) | レーザダイオード駆動回路 | |
| JPH0245378B2 (ja) | ||
| JPH0233407Y2 (ja) | ||
| JPS5912821Y2 (ja) | 発振器 | |
| JP3509633B2 (ja) | 非安定マルチバイブレータ |