JPS6145882B2 - - Google Patents
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- JPS6145882B2 JPS6145882B2 JP54111071A JP11107179A JPS6145882B2 JP S6145882 B2 JPS6145882 B2 JP S6145882B2 JP 54111071 A JP54111071 A JP 54111071A JP 11107179 A JP11107179 A JP 11107179A JP S6145882 B2 JPS6145882 B2 JP S6145882B2
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- Japan
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- resistor
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- collector
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は発振動作が安定しており、ローレベ
ルスレツシユホールドを有する次段のドライブ用
回路を安定に駆動し得るレベルシフト回路を備
え、集積回路化に好適な電圧制御発振器に関す
る。
ルスレツシユホールドを有する次段のドライブ用
回路を安定に駆動し得るレベルシフト回路を備
え、集積回路化に好適な電圧制御発振器に関す
る。
第１図はこの発明に供する電圧制御発振回路を
示すもので、１は発振回路２はレベルシフト回
路、３は増幅回路、４はレベルシフト回路であ
る。発振回路において、この回路は、定電流源
I1，I2，I3，I4、トランジスタQ1〜Q7ダイオード
D1，D2、抵抗R1，R2，R3、容量C1，C2、コイル
L1によつて構成されるLC型電圧制御発振器であ
る。この発振器の基本的構成は第２図に示すよう
にあらわされる。A1，A2は差動増幅トランジス
タによつて構成されるトランスコンダクタンスア
ンプであり、それぞれトランスコンダクタンス
gm1，gm2は、トランジスタQ1，Q2のベースに加
えられる制御電圧υcによつて差動的に変化す
る。
示すもので、１は発振回路２はレベルシフト回
路、３は増幅回路、４はレベルシフト回路であ
る。発振回路において、この回路は、定電流源
I1，I2，I3，I4、トランジスタQ1〜Q7ダイオード
D1，D2、抵抗R1，R2，R3、容量C1，C2、コイル
L1によつて構成されるLC型電圧制御発振器であ
る。この発振器の基本的構成は第２図に示すよう
にあらわされる。A1，A2は差動増幅トランジス
タによつて構成されるトランスコンダクタンスア
ンプであり、それぞれトランスコンダクタンス
gm1，gm2は、トランジスタQ1，Q2のベースに加
えられる制御電圧υcによつて差動的に変化す
る。
次に抵抗R3、容量C3は移相回路を形成してお
り、ω0C2＝１／R3（C2，R3はそれぞれ容量C2、
抵抗R3の値をあらわすものとする）に選定され
ている。（ω０；中心角周波数） この結果、V1はV0よりπ／４進み位相とな
る。また、V2はV0よりπ／４遅れ位相となる。
（第２図参照）共振回路（コイルL1、容量C1、抵
抗R3、容量C3からなる）の電圧及び電流V0，I0
の位相は、第３図のようにあらわすことができ
る。I0はV0よりπ／４進み位相の電流I0と、π／
４遅れ位相の電流I2との和であり、I1，I2の大き
さは、アンプA1，A2のトランスコンダクタンス
gm1，gm2によつて変化する。
り、ω0C2＝１／R3（C2，R3はそれぞれ容量C2、
抵抗R3の値をあらわすものとする）に選定され
ている。（ω０；中心角周波数） この結果、V1はV0よりπ／４進み位相とな
る。また、V2はV0よりπ／４遅れ位相となる。
（第２図参照）共振回路（コイルL1、容量C1、抵
抗R3、容量C3からなる）の電圧及び電流V0，I0
の位相は、第３図のようにあらわすことができ
る。I0はV0よりπ／４進み位相の電流I0と、π／
４遅れ位相の電流I2との和であり、I1，I2の大き
さは、アンプA1，A2のトランスコンダクタンス
gm1，gm2によつて変化する。
第３図ａに示すようにgm1＝gm2のときは、I1
とI2とは大きさが等しく、その結果、その和の電
流I0はV0と同一位相となり、共振回路は抵抗性と
なる周波数で発振条件を満たす。次に第３図ｂに
示すようにgm1＜gm2のときは誘導性によつて、
また第３図ｃに示すようにgm1＞gm2のときは容
量性によつて発振条件を満たし発振周波数が変化
する。
とI2とは大きさが等しく、その結果、その和の電
流I0はV0と同一位相となり、共振回路は抵抗性と
なる周波数で発振条件を満たす。次に第３図ｂに
示すようにgm1＜gm2のときは誘導性によつて、
また第３図ｃに示すようにgm1＞gm2のときは容
量性によつて発振条件を満たし発振周波数が変化
する。
上記のように発振する第１図の発振器にては、
発振振幅は、２（ＶBE−ＶCE(sat)）を越えてはな
らない。（ＶBEはトランジスタの順方向電圧降
下、ＶCE(sat)はトランジスタのコレクタ・エミツ
タ飽和電圧） 集積回路内の直結回路構成において、上記発振
器の出力で、ドライブ用のトランジスタQ14を駆
動するためには、発振出力の直流レベルが電源電
圧のE1であり、発振振幅が小さいため直流レベ
ルシフトなしで次段をドライブすると動作が不安
定となるため、抵抗R4〜R7、ダイオードD3、ト
ランジスタQ8，Q9、等によつて構成される直流
レベルシフト回路によつて適当なレベルになされ
る。
発振振幅は、２（ＶBE−ＶCE(sat)）を越えてはな
らない。（ＶBEはトランジスタの順方向電圧降
下、ＶCE(sat)はトランジスタのコレクタ・エミツ
タ飽和電圧） 集積回路内の直結回路構成において、上記発振
器の出力で、ドライブ用のトランジスタQ14を駆
動するためには、発振出力の直流レベルが電源電
圧のE1であり、発振振幅が小さいため直流レベ
ルシフトなしで次段をドライブすると動作が不安
定となるため、抵抗R4〜R7、ダイオードD3、ト
ランジスタQ8，Q9、等によつて構成される直流
レベルシフト回路によつて適当なレベルになされ
る。
レベルシフト量はＲ５／Ｒ４＋Ｒ５・Ｒ６／Ｒ７（E1
−ＶF） そして、抵抗R8〜R11、トランジスタQ10〜Q12、
ダイオードD4によつて構成される増幅器によつ
て交流振幅が増幅され、次にトランジスタQ13、
抵抗R12，R13によつて構成される直流レベルシフ
ト回路によつてレベルシフトされ、ドライブ用の
信号となされる。したがつて、上記の発振器の出
力段によると、差動増幅器を構成するトランジス
タQ16，Q11のベース電圧のオフセツト並びにト
ランジスタQ13、抵抗R12，R13によつて構成され
るレベルシフト回路の直流レベルシフト量によつ
て、出力されるパルスのパルス幅が変化する。
−ＶF） そして、抵抗R8〜R11、トランジスタQ10〜Q12、
ダイオードD4によつて構成される増幅器によつ
て交流振幅が増幅され、次にトランジスタQ13、
抵抗R12，R13によつて構成される直流レベルシフ
ト回路によつてレベルシフトされ、ドライブ用の
信号となされる。したがつて、上記の発振器の出
力段によると、差動増幅器を構成するトランジス
タQ16，Q11のベース電圧のオフセツト並びにト
ランジスタQ13、抵抗R12，R13によつて構成され
るレベルシフト回路の直流レベルシフト量によつ
て、出力されるパルスのパルス幅が変化する。
トランジスタQ10のベースの直流レベルV11は、
V11＝（１−Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５・Ｒ６／Ｒ７（E1−ＶF
）……(1) となる。一方トランジスタQ11のベース電圧V12
は、 V12＝（１−Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５・Ｒ１０／Ｒ１１（E1
−ＶF）……(2) となる。したがつてその差電圧は、 V1−V2＝ （Ｒ１０／Ｒ１１−Ｒ６／Ｒ７）・Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５
（E1−ＶF）〔Ｖ〕……(3) となり、抵抗R4〜R11のばらつきにより出力パル
スのパルス幅が変化する。また抵抗12，R13のば
らつきによつてもパルス幅が変化する。さらにま
た、トランジスタQ14のスレツシユホールドレベ
ルはダイオードの順方向電圧ＶFで与えられる
が、トランジスタQ14の直流レベルをＶFにする
ことができない。したがつて温度変化によつても
パルス幅が変化する。
）……(1) となる。一方トランジスタQ11のベース電圧V12
は、 V12＝（１−Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５・Ｒ１０／Ｒ１１（E1
−ＶF）……(2) となる。したがつてその差電圧は、 V1−V2＝ （Ｒ１０／Ｒ１１−Ｒ６／Ｒ７）・Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５
（E1−ＶF）〔Ｖ〕……(3) となり、抵抗R4〜R11のばらつきにより出力パル
スのパルス幅が変化する。また抵抗12，R13のば
らつきによつてもパルス幅が変化する。さらにま
た、トランジスタQ14のスレツシユホールドレベ
ルはダイオードの順方向電圧ＶFで与えられる
が、トランジスタQ14の直流レベルをＶFにする
ことができない。したがつて温度変化によつても
パルス幅が変化する。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、発振動作が安定であつて、バイアス電源及
び温度変化に対してローレベルスレツシユホール
ドを有する次段ドライブ回路を安定に駆動し得る
レベルシフト回路を発振部に備え、大幅な素子数
削減を得るとともに集積回路化に適した電圧制御
発振器を提供することを目的とする。
ので、発振動作が安定であつて、バイアス電源及
び温度変化に対してローレベルスレツシユホール
ドを有する次段ドライブ回路を安定に駆動し得る
レベルシフト回路を発振部に備え、大幅な素子数
削減を得るとともに集積回路化に適した電圧制御
発振器を提供することを目的とする。
以下この発明の一実施例を図面を参照して説明
する。
する。
第４図においてE1はバイアス電源であり、ト
ランジスタQ21のコレクタはバイアス電源E1に接
続され、ベースは抵抗R21を介してバイアス電源
E1に接続される。このトランジスタQ21のエミツ
タは、抵抗R22、ダイオードD21を直列に介して基
準電位端に接続されるとともに、トランジスタ
Q22のベースに接続される。
ランジスタQ21のコレクタはバイアス電源E1に接
続され、ベースは抵抗R21を介してバイアス電源
E1に接続される。このトランジスタQ21のエミツ
タは、抵抗R22、ダイオードD21を直列に介して基
準電位端に接続されるとともに、トランジスタ
Q22のベースに接続される。
トランジスタQ22、トランジスタQ23の共通エ
ミツタは、トランジスタQ26のコレクタに接続さ
れ、トランジスタQ23のコレクタはバイアス電源
E1に接続される。トランジスタQ24、Q25の共通
エミツタは、トランジスタQ27のコレクタに接続
される。そして、トランジスタQ26，Q27のベー
スには、制御電圧υcが印加される。トランジス
タQ26，Q27のエミツタはそれぞれ抵抗R23，R24を
介して定電流源I10に接続される。
ミツタは、トランジスタQ26のコレクタに接続さ
れ、トランジスタQ23のコレクタはバイアス電源
E1に接続される。トランジスタQ24、Q25の共通
エミツタは、トランジスタQ27のコレクタに接続
される。そして、トランジスタQ26，Q27のベー
スには、制御電圧υcが印加される。トランジス
タQ26，Q27のエミツタはそれぞれ抵抗R23，R24を
介して定電流源I10に接続される。
前記トランジスタQ25のコレクタは、バイアス
電源E1に接続され、トランジスタQ22，Q24の共
通コレクタは、容量C21、コイルL21を並列に介し
てバイアス電源E1に接続される。さらにまた、
トランジスタQ22，Q24の共通コレクタは、抵抗
R25を介してトランジスタQ28のベースに接続され
るとともに、抵抗R26を介してトランジスタQ29の
ベースに接続される。トランジスタQ28のベース
は容量C22を介してバイアス電源E1に接続され、
コレクタはバイアス電源E1に接続される。トラ
ンジスタQ28のエミツタは、抵抗R27、ダイオード
D22を介して基準電位端に接続されるとともに、
直接トランジスタQ23，Q24のベースに接続され
る。前記トランジスタQ29のコレクタは、バイア
ス電源E1に接続され、エミツタは、トランジス
タQ25のベースに接続される。またトランジスタ
Q29のエミツタは、抵抗R28を介したのち、トラン
ジスタQ30のコレクタに接続されるとともにトラ
ンジスタQ31のベースに接続される。トランジス
タQ30のベースは、抵抗R22ダイオードD21の接続
点に接続され、エミツタは基準電位端に接続さ
れ、エミツタは基準電位端に接続される。
電源E1に接続され、トランジスタQ22，Q24の共
通コレクタは、容量C21、コイルL21を並列に介し
てバイアス電源E1に接続される。さらにまた、
トランジスタQ22，Q24の共通コレクタは、抵抗
R25を介してトランジスタQ28のベースに接続され
るとともに、抵抗R26を介してトランジスタQ29の
ベースに接続される。トランジスタQ28のベース
は容量C22を介してバイアス電源E1に接続され、
コレクタはバイアス電源E1に接続される。トラ
ンジスタQ28のエミツタは、抵抗R27、ダイオード
D22を介して基準電位端に接続されるとともに、
直接トランジスタQ23，Q24のベースに接続され
る。前記トランジスタQ29のコレクタは、バイア
ス電源E1に接続され、エミツタは、トランジス
タQ25のベースに接続される。またトランジスタ
Q29のエミツタは、抵抗R28を介したのち、トラン
ジスタQ30のコレクタに接続されるとともにトラ
ンジスタQ31のベースに接続される。トランジス
タQ30のベースは、抵抗R22ダイオードD21の接続
点に接続され、エミツタは基準電位端に接続さ
れ、エミツタは基準電位端に接続される。
この発明の電圧制御発振器は上記の如く構成さ
れ、動作原理は、先の第１図乃至第３図の説明の
場合と同様である。次にこの発振器の特徴とする
動作を説明する。
れ、動作原理は、先の第１図乃至第３図の説明の
場合と同様である。次にこの発振器の特徴とする
動作を説明する。
抵抗R11，R26、差動増幅器を構成するトランジ
スタQ22〜Q25のベース電圧のオフセツトを除去
するためのものである。トランジスタQ29は、ト
ランジスタQ25に発振出力を帰還す〓〓きをする
とともに、抵抗R28、トランジスタQ30とともにト
ランジスタQ31を駆動する直流レベルシフト機能
を有したパルス駆動回路の一部を構成している。
同様にトランジスタQ21、抵抗R21，R22、ダイオ
ードD21は、トランジスタQ22のベース電圧を供給
することにより発振器の一部を構成するととも
に、トランジスタQ30とカレントミラー回路を構
成することによりパルス駆動回路の一部を兼ねて
いる。
スタQ22〜Q25のベース電圧のオフセツトを除去
するためのものである。トランジスタQ29は、ト
ランジスタQ25に発振出力を帰還す〓〓きをする
とともに、抵抗R28、トランジスタQ30とともにト
ランジスタQ31を駆動する直流レベルシフト機能
を有したパルス駆動回路の一部を構成している。
同様にトランジスタQ21、抵抗R21，R22、ダイオ
ードD21は、トランジスタQ22のベース電圧を供給
することにより発振器の一部を構成するととも
に、トランジスタQ30とカレントミラー回路を構
成することによりパルス駆動回路の一部を兼ねて
いる。
すなわち、上記の発振器において、トランジス
タQ29に印加されている発振出力の直流レベルは
E1であるので、トランジスタQ22のベース電圧、
トランジスタQ23，Q24，Q25のベースの直流レベ
ルは、E1−ＶFとなる。
タQ29に印加されている発振出力の直流レベルは
E1であるので、トランジスタQ22のベース電圧、
トランジスタQ23，Q24，Q25のベースの直流レベ
ルは、E1−ＶFとなる。
したがつて、抵抗R28に流れる電流Ｉは、
Ｉ＝Ｒ１−２ＶＦ／Ｒ２２〔Ａ〕 ……(4)
ＶF；ダイオードの順方向電圧
となる。トランジスタQ30のコレクタの直流レベ
ルＶは、 Ｖ＝E1−ＶF（E1−2VF）Ｒ２８／Ｒ２２ ＝（１−Ｒ２８／Ｒ２２）E1−（１−２Ｒ２８／Ｒ
２２）ＶF〔Ｖ〕… …(5) となる。ここで R22＝R23 ……(6) を満足するように選定すると Ｖ＝ＶF ……(7) となり、一方トランジスタQ31のスレツシユホー
ルドレベルもＶFとすることができ、ダイドの順
方向電圧で安定バイアス化される。
ルＶは、 Ｖ＝E1−ＶF（E1−2VF）Ｒ２８／Ｒ２２ ＝（１−Ｒ２８／Ｒ２２）E1−（１−２Ｒ２８／Ｒ
２２）ＶF〔Ｖ〕… …(5) となる。ここで R22＝R23 ……(6) を満足するように選定すると Ｖ＝ＶF ……(7) となり、一方トランジスタQ31のスレツシユホー
ルドレベルもＶFとすることができ、ダイドの順
方向電圧で安定バイアス化される。
したがつてトランジスタQ31の出力パルスのデ
ユーテイは電圧変動、温度変化に関係なくいつも
50％となる。又は、発振振幅が小さい場合にも次
段ドライブ回路を安定に駆動することができる。
このように直流レベルシフト機能を発振回路内に
備えることによつて、また、出力の直流レベルを
決める条件を備えることによつて、素子数が大幅
に削減でき、素子によるばらつきの影響を受けに
くくなり、同時に電源変動及び温度変化による影
響をも受けにくくなる。なお次段ドライブ回路に
おいては、トランジスタQ31のコレクタに設けら
れる負荷において出力がとりだされる。
ユーテイは電圧変動、温度変化に関係なくいつも
50％となる。又は、発振振幅が小さい場合にも次
段ドライブ回路を安定に駆動することができる。
このように直流レベルシフト機能を発振回路内に
備えることによつて、また、出力の直流レベルを
決める条件を備えることによつて、素子数が大幅
に削減でき、素子によるばらつきの影響を受けに
くくなり、同時に電源変動及び温度変化による影
響をも受けにくくなる。なお次段ドライブ回路に
おいては、トランジスタQ31のコレクタに設けら
れる負荷において出力がとりだされる。
以上説明したようにこの発明によれば、発振動
作が安定で特別の回路を付加することなく、バイ
アス電源及び温度変化に対してローレベルスレツ
シユホールドを有する次段ドライブ回路を安定に
駆動し得るレベルシフト回路部を内部に一体に備
え集積回路に適した電圧制御発振器を提供でき
る。
作が安定で特別の回路を付加することなく、バイ
アス電源及び温度変化に対してローレベルスレツ
シユホールドを有する次段ドライブ回路を安定に
駆動し得るレベルシフト回路部を内部に一体に備
え集積回路に適した電圧制御発振器を提供でき
る。
第１図はこの発明に供する電圧制御発振器の回
路図、第２図は第１図の発振器の動作を説明する
ように示した等価的な構成図、第３図ａ〜ｃは同
じく第１図の発振器の動作を説明するのにした信
号のベクトル図、第４図はこの発明の一実施例に
よる電圧制御発振器の回路図である。 Q21〜Q31……トランジスタ、R21〜R28……抵
抗、C21，C22……容量、L21……コイル、D21，
D22……ダイオード、I10……定電流源。
路図、第２図は第１図の発振器の動作を説明する
ように示した等価的な構成図、第３図ａ〜ｃは同
じく第１図の発振器の動作を説明するのにした信
号のベクトル図、第４図はこの発明の一実施例に
よる電圧制御発振器の回路図である。 Q21〜Q31……トランジスタ、R21〜R28……抵
抗、C21，C22……容量、L21……コイル、D21，
D22……ダイオード、I10……定電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源にコレクタが接続され、ベースは第
１の抵抗を介して前記直流電源に接続され、エミ
ツタは第２の抵抗及び第１のダイオードを直列に
介して基準電位端に接続された第１のトランジス
タと、 この第１のトランジスタのエミツタにベースが
接続された第２のトランジスタ及びこの第２のト
ランジスタのエミツタにエミツタが接続されコレ
クタは前記直流電源に接続された第３のトランジ
スタと、 この第３のトランジスタのベースにベースが接
続された第４のトランジスタ及びこの第４のトラ
ンジスタのエミツタにエミツタが接続されコレク
タは前記直流電源に接続された第５のトランジス
タと、 前記第２、第３のトランジスタの共通エミツタ
及び前記第４、第５のトランジスタの共通エミツ
タにそれぞれコレクタが接続され、各々のベース
間には制御電圧が印加されるもので、それぞれの
エミツタは各々第３、第４の抵抗を介したのち共
通に定電流源に接続された第６、第７のトランジ
スタと、 前記第２、第４のトランジスタの共通コレクタ
に一端が接続され他端は前記直流電源に接続され
た第１の容量及びコイルの並列回路と、 同じく前記第２、第４のトランジスタの共通コ
レクタに一端が接続された第５、第６の抵抗と、 前記第５の抵抗の他端に一端が接続され他端は
前記直流電源に接続された第２の容量と、 同じく前記第５の抵抗の他端にベースが接続さ
れたコレクタは前記直流電源に接続され、エミツ
タは前記第３、第４のトランジスタの共通ベース
に接続されるとともに、第７の抵抗及び第２のダ
イオードを直列に介して基準電位端に接続された
第８のトランジスタと、 前記第６の抵抗の他端ベースが接続されコレク
タは前記直流電源に接続され、エミツタは前記、
第５のトランジスタのベースに接続されるととも
に、第８の抵抗の一端に接続された第９のトラン
ジスタと、 前記第８の抵抗の他端にコレクタが接続され、
ベースは前記第２の抵抗と第１のダイオードとの
接続点に接続され、エミツタは基準電位端に接続
された第10のトランジスタと、この第10のトラン
ジスタのコレクタにベースが接続され、エミツタ
は基準電位端に接続された第11のトランジスタと
を具備し、前記第２の抵抗部の値と第８の抵抗部
の値を等しく設定したことを許徴とする電圧制御
発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11107179A JPS5635504A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Voltage control oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11107179A JPS5635504A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Voltage control oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5635504A JPS5635504A (en) | 1981-04-08 |
| JPS6145882B2 true JPS6145882B2 (ja) | 1986-10-11 |
Family
ID=14551636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11107179A Granted JPS5635504A (en) | 1979-08-31 | 1979-08-31 | Voltage control oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5635504A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5814603A (ja) * | 1981-07-20 | 1983-01-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧制御型発振器 |
| US4519086A (en) * | 1982-06-16 | 1985-05-21 | Western Digital Corporation | MOS Phase lock loop synchronization circuit |
| GB2147753A (en) * | 1983-10-07 | 1985-05-15 | Philips Electronic Associated | Voltage controlled oscillator |
-
1979
- 1979-08-31 JP JP11107179A patent/JPS5635504A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5635504A (en) | 1981-04-08 |
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