JPS6217885B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6217885B2 JPS6217885B2 JP54137126A JP13712679A JPS6217885B2 JP S6217885 B2 JPS6217885 B2 JP S6217885B2 JP 54137126 A JP54137126 A JP 54137126A JP 13712679 A JP13712679 A JP 13712679A JP S6217885 B2 JPS6217885 B2 JP S6217885B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- differential amplifier
- parallel resonant
- resonant circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 17
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、LC並列共振回路を使用したモノリ
シツクICに於ける発振装置に関するものであ
る。
シツクICに於ける発振装置に関するものであ
る。
従来、前記のような発振装置として第１図に示
すようなものが実用化されている。これを説明す
ると、１は共振用コイル、２は共振用コンデン
サ、８，９は電圧シフト用ツエナーダイオード、
３，４は差動増幅器を構成するトランジスタ、
５，６はエミツタ抵抗、７は差動増幅器のエミツ
タ電流吸込み用定電流源、１０，１１はツエナー
ダイオード８，９のバイアス用定電流源である。
すようなものが実用化されている。これを説明す
ると、１は共振用コイル、２は共振用コンデン
サ、８，９は電圧シフト用ツエナーダイオード、
３，４は差動増幅器を構成するトランジスタ、
５，６はエミツタ抵抗、７は差動増幅器のエミツ
タ電流吸込み用定電流源、１０，１１はツエナー
ダイオード８，９のバイアス用定電流源である。
以上のような従来の発振装置は、差動増幅器の
出力電流を直接共振回路に流すように構成されて
いるため、トランジスタ３によつて共振回路へ電
流が給電されていない期間においても、給電時と
同じ大きさの電流が差動増幅器の他方のトランジ
スタ４に流れるため電流の利用効率が50％と悪く
消費電力が大きくなる。
出力電流を直接共振回路に流すように構成されて
いるため、トランジスタ３によつて共振回路へ電
流が給電されていない期間においても、給電時と
同じ大きさの電流が差動増幅器の他方のトランジ
スタ４に流れるため電流の利用効率が50％と悪く
消費電力が大きくなる。
また、並列共振回路のＱがあまり高くない場合
には、必要とする差動増幅器のエミツタ吸込み電
流が大きくなるため、モノリシツクICで構成す
る場合に、その構成素子の大半（差動トランジス
タ、エミツタ抵抗、エミツタ電流吸込み用トラン
ジスタ）を大きく作らなくてはならず、ICのチ
ツプ面積が増大するといつた問題があつた。
には、必要とする差動増幅器のエミツタ吸込み電
流が大きくなるため、モノリシツクICで構成す
る場合に、その構成素子の大半（差動トランジス
タ、エミツタ抵抗、エミツタ電流吸込み用トラン
ジスタ）を大きく作らなくてはならず、ICのチ
ツプ面積が増大するといつた問題があつた。
本発明は、差動増幅器の出力電流を増幅してか
らLC並列共振回路に給電するように構成するこ
とにより、前記従来例の問題を解決し得る発振装
置を提供するものである。以下、本発明を図示の
実施例に基づいて説明する。第２図は本発明の一
実施例の回路構成図で、前記第１図の従来例と同
様の作用をなす素子については同じ符号を付して
いる。また、第３図ａ，ｂは第２図に於ける定常
発振状態での端子２２の電圧および電流の波形を
示している。第２図に於いて、１は共振用コイ
ル、２は共振用コンデンサであり、これは上記共
振用コイル１と共に並列共振回路を構成する。
３，４は差動増幅器を構成するトランジスタ、
５，６はトランジスタ３，４のエミツタ抵抗、７
は前記差動増幅器のエミツタ電流吸込み用定電流
源、８，９は電圧シフト用ツエナーダイオード、
１２，１３はツエナーダイオード８，９のバイア
ス電流を供給するようにした定電流源で、これら
はツエナーダイオード８，９と共に前記差動増幅
器のバイアス手段を構成する。１４はツエナーダ
イオード８の保護抵抗、１５は保護抵抗１４の電
圧降下分を補正して前記差動増幅器に与える直流
バイアス電位をバランスさせるための抵抗、１
６，１７，１８は電流反転増幅器を構成するトラ
ンジスタで、出力側のトランジスタ１７はPNPト
ランジスタであるため、その素子面積に対して流
せる電流が小さい。したがつて、電流反転増幅器
で増幅した比較的大きな電流を流せるようにする
ために、トランジスタ１８と共にPNP―NPNの
ダーリントンに接続にしている。１９はトランジ
スタ１８のベスバイアス抵抗、２０，２１は前記
電流反転増幅器の電流増幅率を決めるためのトラ
ンジスタ１６，１７のエミツタ抵抗、２２はIC
の発振用出力端子である。
らLC並列共振回路に給電するように構成するこ
とにより、前記従来例の問題を解決し得る発振装
置を提供するものである。以下、本発明を図示の
実施例に基づいて説明する。第２図は本発明の一
実施例の回路構成図で、前記第１図の従来例と同
様の作用をなす素子については同じ符号を付して
いる。また、第３図ａ，ｂは第２図に於ける定常
発振状態での端子２２の電圧および電流の波形を
示している。第２図に於いて、１は共振用コイ
ル、２は共振用コンデンサであり、これは上記共
振用コイル１と共に並列共振回路を構成する。
３，４は差動増幅器を構成するトランジスタ、
５，６はトランジスタ３，４のエミツタ抵抗、７
は前記差動増幅器のエミツタ電流吸込み用定電流
源、８，９は電圧シフト用ツエナーダイオード、
１２，１３はツエナーダイオード８，９のバイア
ス電流を供給するようにした定電流源で、これら
はツエナーダイオード８，９と共に前記差動増幅
器のバイアス手段を構成する。１４はツエナーダ
イオード８の保護抵抗、１５は保護抵抗１４の電
圧降下分を補正して前記差動増幅器に与える直流
バイアス電位をバランスさせるための抵抗、１
６，１７，１８は電流反転増幅器を構成するトラ
ンジスタで、出力側のトランジスタ１７はPNPト
ランジスタであるため、その素子面積に対して流
せる電流が小さい。したがつて、電流反転増幅器
で増幅した比較的大きな電流を流せるようにする
ために、トランジスタ１８と共にPNP―NPNの
ダーリントンに接続にしている。１９はトランジ
スタ１８のベスバイアス抵抗、２０，２１は前記
電流反転増幅器の電流増幅率を決めるためのトラ
ンジスタ１６，１７のエミツタ抵抗、２２はIC
の発振用出力端子である。
次に、この第２図の実施例の動作を説明する。
なお、前記並列共振回路１，２のインピーダンス
をZr、その共振抵抗をRr、差動増幅器のエミツ
タ抵抗５，６の値をRe、定電流源７の電流値を
Io、電流反転増幅器のエミツタ抵抗２０，２１の
値をそれぞれR20，R21、電流反転増幅器の電流増
幅率をＡとする。
なお、前記並列共振回路１，２のインピーダンス
をZr、その共振抵抗をRr、差動増幅器のエミツ
タ抵抗５，６の値をRe、定電流源７の電流値を
Io、電流反転増幅器のエミツタ抵抗２０，２１の
値をそれぞれR20，R21、電流反転増幅器の電流増
幅率をＡとする。
まず発振していない状態から考えると、端子２
２の電圧は電源のグランド電位に一致しているの
で差動増幅器は平衡状態となり、端子２０には、
（Io／２）×Ａの電流が流れている。ここで電流反
転増幅器の電流増幅率Ａは、ほぼR20／R21とな
る。
２の電圧は電源のグランド電位に一致しているの
で差動増幅器は平衡状態となり、端子２０には、
（Io／２）×Ａの電流が流れている。ここで電流反
転増幅器の電流増幅率Ａは、ほぼR20／R21とな
る。
次に、何らかの原因でグランド電位に対する端
子２２の電圧がΔＶだけ増加した場合、トランジ
スタ３のベース電圧もΔＶ増加するため、そのコ
レクタ電流がΔＶ／2Reだけ増加する。
子２２の電圧がΔＶだけ増加した場合、トランジ
スタ３のベース電圧もΔＶ増加するため、そのコ
レクタ電流がΔＶ／2Reだけ増加する。
このため並列共振回路に流れる電流の変化分Δ
Ｉは（ΔＶ／2Re）×Ａとなり増加する。したが
つて端子２２の電圧はさらにΔＩ×Zrだけ増加す
る。上記のような正帰還ループによつて発振を開
始するが、発振が成長するためには並列共振回路
１，２の共振周波数に於ける前記正帰還ループの
ゲイン（Rr×Ａ／2Re）が１以上でなければなら
ない。すなわち2Re／ＡがRrよりも小さい時、発
振振幅は増加し、遂には一定振幅となる。この時
の並列共振回路に流れる電流は第３図ｂに示すよ
うに波高値がIo×Ａとなり、平均電流はその半分
となる。また、発振回路全体の電流は、ツエナー
ダイオードのバイアス電流を除くと、（Ｉｏ×Ａ）／２
＋ Ioとなる。なお、保護抵抗１４は、発振出力電圧
すなわち端子２２の電圧がグランド電位よりツエ
ナー電圧以上低くなつた時の、IC基板よりツエ
ナーダイオード８に流れる電流を制限して保護す
るように働く。
Ｉは（ΔＶ／2Re）×Ａとなり増加する。したが
つて端子２２の電圧はさらにΔＩ×Zrだけ増加す
る。上記のような正帰還ループによつて発振を開
始するが、発振が成長するためには並列共振回路
１，２の共振周波数に於ける前記正帰還ループの
ゲイン（Rr×Ａ／2Re）が１以上でなければなら
ない。すなわち2Re／ＡがRrよりも小さい時、発
振振幅は増加し、遂には一定振幅となる。この時
の並列共振回路に流れる電流は第３図ｂに示すよ
うに波高値がIo×Ａとなり、平均電流はその半分
となる。また、発振回路全体の電流は、ツエナー
ダイオードのバイアス電流を除くと、（Ｉｏ×Ａ）／２
＋ Ioとなる。なお、保護抵抗１４は、発振出力電圧
すなわち端子２２の電圧がグランド電位よりツエ
ナー電圧以上低くなつた時の、IC基板よりツエ
ナーダイオード８に流れる電流を制限して保護す
るように働く。
第４図は本発明の他の実施例を示す回路構成図
で、これは上述の第２図の実施例がグランド電位
を中心に発振するのに対して、電源電圧を中心に
発振するものであり、差動増幅器を構成するトラ
ンジスタをNPNからPNPに、また電流反転増幅
器を構成するトランジスタをPNP型からNPN型
に換えたものである。第４図に於いて、１，２と
８，９は第２図の実施例と同様のLC並列共振回
路と電圧シフト用ツエナーダイオード、２３，２
４はツエナーダイオード８，９のバイアス用定電
流源、２５，２６は差動増幅器を構成するPNP型
のトランジスタ、２７，２８はトランジスタ２
５，２６のエミツタ抵抗、２９は前記差動増幅器
のエミツタ電流を供給する定電流源、３０，３１
は電流反転増幅器を構成するNPN型のトランジ
スタ、３２，３３は前記電流反転増幅器の電流増
幅率を決めるトランジスタ３０，３１のエミツタ
抵抗、３４はICの発振用出力端子である。
で、これは上述の第２図の実施例がグランド電位
を中心に発振するのに対して、電源電圧を中心に
発振するものであり、差動増幅器を構成するトラ
ンジスタをNPNからPNPに、また電流反転増幅
器を構成するトランジスタをPNP型からNPN型
に換えたものである。第４図に於いて、１，２と
８，９は第２図の実施例と同様のLC並列共振回
路と電圧シフト用ツエナーダイオード、２３，２
４はツエナーダイオード８，９のバイアス用定電
流源、２５，２６は差動増幅器を構成するPNP型
のトランジスタ、２７，２８はトランジスタ２
５，２６のエミツタ抵抗、２９は前記差動増幅器
のエミツタ電流を供給する定電流源、３０，３１
は電流反転増幅器を構成するNPN型のトランジ
スタ、３２，３３は前記電流反転増幅器の電流増
幅率を決めるトランジスタ３０，３１のエミツタ
抵抗、３４はICの発振用出力端子である。
以上のように構成した発振装置に於いても、第
２図の実施例と比べて電流の流れる方向は変わる
が、差動増幅器の出力電流を増幅してから共振回
路に給電するようにしているため、その基本的動
作は第２図の実施例と同様となる。なお、この場
合は電流反転増幅器を構成する出力側のトランジ
スタ３１がNPN型のトランジスタであるので第
２図の実施例のようにダーリントン構成にする必
要がなく、また、端子３４の電圧はグランド電位
以下にならないので電圧シフト用ツエナーダイオ
ードに対する保護抵抗も必要でない。
２図の実施例と比べて電流の流れる方向は変わる
が、差動増幅器の出力電流を増幅してから共振回
路に給電するようにしているため、その基本的動
作は第２図の実施例と同様となる。なお、この場
合は電流反転増幅器を構成する出力側のトランジ
スタ３１がNPN型のトランジスタであるので第
２図の実施例のようにダーリントン構成にする必
要がなく、また、端子３４の電圧はグランド電位
以下にならないので電圧シフト用ツエナーダイオ
ードに対する保護抵抗も必要でない。
以上の説明から明らかなように、本発明は差動
増幅器の電流をいつたん増幅してから並列共振回
路に流すように構成したため、回路全体の平均電
流を電流反転増幅器の電流増幅率を大きくするこ
とにより、前述の従来例の回路電流の半分に近ず
けることができるので、消費電力を少なくするこ
とができる。また、LC並列共振回路のＱがあま
り高くない場合においても大きな電流が流れる素
子は電流反転増幅器の出力側NPNトランジスタ
とエミツタ抵抗の２つだけとなるので前述の従来
例に比べICとしてのチツプ面積を小さくできる
といつた優れた効果が得られるものである。
増幅器の電流をいつたん増幅してから並列共振回
路に流すように構成したため、回路全体の平均電
流を電流反転増幅器の電流増幅率を大きくするこ
とにより、前述の従来例の回路電流の半分に近ず
けることができるので、消費電力を少なくするこ
とができる。また、LC並列共振回路のＱがあま
り高くない場合においても大きな電流が流れる素
子は電流反転増幅器の出力側NPNトランジスタ
とエミツタ抵抗の２つだけとなるので前述の従来
例に比べICとしてのチツプ面積を小さくできる
といつた優れた効果が得られるものである。
第１図は従来の発振装置の回路構成図、第２図
は本発明の一実施例の回路構成図、第３図ａ，ｂ
は第２図に於ける発振電圧および電流の波形図、
第４図は本発明の他の実施例の回路構成図であ
る。 １……共振用コイル、２……共振用コンデン
サ、３，４，２５，２６……差動増幅器を構成す
るトランジスタ、５，６，２７，２８……差動増
幅器のエミツタ抵抗、７，２９……差動増幅器の
エミツタ電流給電用定電流源、８，９……電圧シ
フト用ツエナーダイオード、１２，１３，２３，
２４……定電流源、１６，１７，１８，３０，３
１……電流反転増幅器を構成するトランジスタ、
２０，２１，３２，３３……電流反転増幅器の増
幅率を決めるエミツタ抵抗、２２，３４……発振
用出力端子。
は本発明の一実施例の回路構成図、第３図ａ，ｂ
は第２図に於ける発振電圧および電流の波形図、
第４図は本発明の他の実施例の回路構成図であ
る。 １……共振用コイル、２……共振用コンデン
サ、３，４，２５，２６……差動増幅器を構成す
るトランジスタ、５，６，２７，２８……差動増
幅器のエミツタ抵抗、７，２９……差動増幅器の
エミツタ電流給電用定電流源、８，９……電圧シ
フト用ツエナーダイオード、１２，１３，２３，
２４……定電流源、１６，１７，１８，３０，３
１……電流反転増幅器を構成するトランジスタ、
２０，２１，３２，３３……電流反転増幅器の増
幅率を決めるエミツタ抵抗、２２，３４……発振
用出力端子。
Claims (1)
- １ 差動増幅器を構成する第１および第２のトラ
ンジスタと、前記第１のトランジスタのベースに
一定電位を与えるための第１のバイアス手段と、
一端が電源の一方の端子に接続されたLC並列共
振回路と、前記LC並列共振回路の他方の端子と
前記第２のトランジスタのベース間に接続され前
記第２のトランジスタのベースに所定の直流バイ
アス電位を与えるための第２のバイアス手段と、
前記第１および第２のトランジスタのエミツタに
接続された電流源と、前記差動増幅器の出力端で
ある前記第２のトランジスタのコレクタに入力端
が接続され、かつ出力端が前記LC並列共振回路
と前記第２のバイアス手段の接続点に接続された
電流反転増幅器を具備してなる発振装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13712679A JPS5661806A (en) | 1979-10-24 | 1979-10-24 | Oscillating device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13712679A JPS5661806A (en) | 1979-10-24 | 1979-10-24 | Oscillating device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5661806A JPS5661806A (en) | 1981-05-27 |
| JPS6217885B2 true JPS6217885B2 (ja) | 1987-04-20 |
Family
ID=15191420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13712679A Granted JPS5661806A (en) | 1979-10-24 | 1979-10-24 | Oscillating device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5661806A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4513257A (en) * | 1981-12-03 | 1985-04-23 | Omron Tateisi Electronics Co. | Proximity switch with oppositely polarized coils |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS516451A (ja) * | 1974-07-04 | 1976-01-20 | Sony Corp | Kahenshuhasuhatsushinki |
| JPS51147156A (en) * | 1975-06-12 | 1976-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | Differential amplifier |
| JPS54102949A (en) * | 1978-01-31 | 1979-08-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Differential detector circuit |
-
1979
- 1979-10-24 JP JP13712679A patent/JPS5661806A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS516451A (ja) * | 1974-07-04 | 1976-01-20 | Sony Corp | Kahenshuhasuhatsushinki |
| JPS51147156A (en) * | 1975-06-12 | 1976-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | Differential amplifier |
| JPS54102949A (en) * | 1978-01-31 | 1979-08-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Differential detector circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5661806A (en) | 1981-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4059808A (en) | Differential amplifier | |
| JPH07104372B2 (ja) | 電圧比較回路 | |
| JPS6218807A (ja) | カレントミラ−回路 | |
| JP2533201B2 (ja) | Ａｍ検波回路 | |
| US4017749A (en) | Transistor circuit including source voltage ripple removal | |
| JPS6217885B2 (ja) | ||
| JPH0321927B2 (ja) | ||
| JPS63184408A (ja) | トランジスタバイアス回路 | |
| JP2765257B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP3221058B2 (ja) | 整流回路 | |
| JPH0413692Y2 (ja) | ||
| JP3138187B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JP2548419B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP2789926B2 (ja) | 全波整流回路 | |
| JPS5816272Y2 (ja) | シユミツト回路 | |
| JPH0346574Y2 (ja) | ||
| JPS6325769Y2 (ja) | ||
| JPH0685536A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPS6256685B2 (ja) | ||
| JP2914145B2 (ja) | パルス出力回路 | |
| JPH0243387B2 (ja) | ||
| JPS6158073B2 (ja) | ||
| JPH06260925A (ja) | レベルシフト回路 | |
| JPS63304706A (ja) | リミタ増幅回路 | |
| JPS6141161B2 (ja) |