JP4407003B2 - 圧電発振器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は圧電発振回路に関し、特に経年時特性に優れ、且つ、安価な圧電発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
経年時変化に対し優れた周波数安定度（以下、経年変化特性と称する）を有する水晶発振器は、水晶振動子を低い励振レベルにて動作させてその駆動ストレスを抑える為、図４に示すようなＡＧＣ回路を備えた構成とすることが従来、一般的であった。
即ち、図４は従来のＡＧＣ回路を備えた水晶発振器の回路図を示すものである。
【０００３】
同図に示す水晶発振器１００は破線にて囲まれた発振回路１０１出力を容量１０２を介し次段のバッファ回路１０３に供給すると共に、バッファ回路１０３の出力を破線にて囲まれたＡＧＣ回路１０４に供給するよう接続し、更に、ＡＧＣ回路１０４の出力を先の発振回路１０１の入力に接続するよう構成したものである。
そして、上記発振回路１０１は、一般的なコルピッツ型発振回路であり、容量１０５を介して一端が接地された水晶振動子１０６の他の一端とトランジスタ１０７のベースとを接続すると共に、ベースと接地との間に容量１０８と容量１０９とから成る直列回路及び抵抗１１０を接続し、更に、この直列回路の接続中点とトランジスタ１０７のエミッタとを接続すると共に、エミッタを抵抗１１１を介して接地する。
【０００４】
更に、トランジスタ１０７のベースを抵抗１１２を介してＡＧＣ回路１０４の出力に接続すると共に、トランジスタ１０７のコレクタを抵抗１１３を介して電源Ｖｃｃに接続するよう構成したものである。
ＡＧＣ回路１０４は、抵抗１１４と容量１１５との直列回路を介してダイオード１１６のカソード端及びダイオード１１７のアノード端とバッファ回路１０３の出力とを接続すると共に、それぞれのダイオードの他端を容量１１８、容量１１９を介して個別に接地し、更に、このダイオードの他端同士を抵抗１２０を介して接続すると共に、ダイオード１１６のアノード端を発振回路１０１に含まれる抵抗１１２を介してトランジスタ１０７のベースに接続し、電源Ｖｃｃと接地との間に抵抗１２１と抵抗１２２とから成る直列回路を接続すると共に、この直列回路の接続中点とダイオード１１７のカソードとを接続するよう構成したものである。
【０００５】
尚、上記バッファ回路１０３は、抵抗１２３と容量１２４との直列回路を介して発振器の出力端ＯＵＴに接続されている。
上記のような構成の水晶発振器１００の動作について以下に説明する。
尚、発振回路１０１については、一般的なコルピッツ型であり、その動作ついては周知であるで説明を省略する。
先ず、発振回路１０１より出力された励振信号がバッファ１０３を介しＡＧＣ回路１０４に供給されるとプラス半サイクルの信号がダイオード１１７を介し、マイナス半サイクルの信号がダイオード１１６を介してそれぞれ接地に流れる為、抵抗１２０の端子間にはダイオード１１６との接続端が低電圧となるような電圧の発生に伴い電流Ａが生じる。
【０００６】
更に、上記電流Ａの他に抵抗１２０には、抵抗１２１と抵抗１２２との接続中点に発生する電圧を基に決定された電流Ｂも供給され、その結果、トランジスタ１０７のベース電流には電流Ｂから電流Ａを差し引いた総合電流（電流Ｂ−電流Ａ）が供給されると共に、この総合電流に基づいて決定されたベース電流により水晶振動子１０６が所要一定レベルの励振信号する。
上記のような動作状態から、水晶振動子１０６の励振信号のレベルが増加した場合、ＡＧＣ回路１０４に供給される励振信号のレベルの増加と共に抵抗１２０の両端の電圧が上昇することにより電流Ａの値が増加し、これに伴い総合電流（電流Ｂ−電流Ａ）が減少すると共にトランジスタ１０７のベース電流が減少する。
【０００７】
そして、ベース電流の減少によりトランジスタ１０７のゲインが減少し、これに伴う発振回路１０１の出力レベル（トランジスタ１０７のコレクタ出力レベル）の低下に追従するようトランジスタ１０７エミッタ電圧（交流成分）レベルが低下するので、容量１０９の端子間に発生する信号レベルが低下に誘導されて水晶振動子１０６の励振信号のレベルが低下する。
水晶振動子１０６の励振信号レベルが増加した場合は、上述の動作と逆の動作であるので説明を省略する。
そして、以上の動作を繰り返し行うことにより、水晶振動子１０６の励振信号のレベルは上記所要の値に収束されるのである。
【０００８】
【本発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような水晶発振回路１００の場合、ＡＧＣ回路の構成が複雑であることから回路設定条件が複雑となることが避けられず、その結果、効率的な生産性が得られないので水晶発振器の低価格化が達成されないという問題が生じていた。
【０００９】
本発明は圧電発振回路の上記諸問題を解決することによって経年変化特性に優れる水晶発振器を低価格で提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する為に本発明に係わる請求項１記載の発明は、圧電振動子と、負荷容量と、リミッタ回路とを備え、前記リミッタ回路に前記圧電振動子の励振信号を供給し、該励振信号の変化に基づき前記リミッタ回路が前記負荷容量の端子間インピーダンスを制御することにより前記励振信号のレベルを制御する圧電発振器であって、前記圧電振動子と接地との間に前記負荷容量を挿入接続すると共に、該負荷容量が直列接続した２つの分割容量を含み、前記リミッタ回路が、２つのダイオードを電源から接地方向へ順方向に直列接続した直列回路とこれに並列接続する容量とを備えたものであり、前記２つの分割容量の接続中点と前記２つのダイオードの接続中点とを容量を介して接続するよう構成したことを特徴とする。
【００１４】
【本発明の実施の形態】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は本発明に基づく水晶発振器の一実施例の回路図を示すものである。
同図に示す水晶発振器１は、点線にて囲まれた発振回路２の発振ループ回路の出力端を容量３を介し一点鎖線にて囲まれたリミッター回路４に接続するよう構成したものである。
発振回路２としては、一般的なコルピッツ型発振回路を用い、容量５を介して一端が接地された水晶振動子６の他の一端をトランジスタ７のベースに接続すると共に、ベースとエミッタ間に負荷容量の一部となる容量８を、エミッタとアース間には容量９と抵抗１４との並列回路を挿入接続し、更に、コレクタと電源Ｖｃｃとの間に抵抗１２を接続したものであり、ベースには抵抗１０、１１を介して適宜バイアスが施されている。
【００１５】
更に、リミッタ回路４としては、電源Ｖｃｃとダイオード１５のアノード端とを抵抗１６を介して接続すると共に、アノード端を容量１７を介し接地し、更に、ダイオード１５のカソード端とアース間にダイオード１８を順方向接続すると共に、トランジスタ７のエミッタとダイオード１５のカソード端とを前記容量３を介して接続するよう構成したものを用いる。
そしてこの構成の水晶発振器１の特徴は、ダイオードが所要の電圧に設定され、該部に発振回路２の出力が印加されたとき、該発振出力信号の振幅値が既定値以上ではダイオードのインピーダンスが急激に減少するというダイオードの特性を利用してトランジスタの増幅度を抑圧し、以って励振信号のレベルが所要の値を保つよう制御した点にある。
【００１６】
このことについて一部動作の説明及び回路素子値設定の説明を交えながら具体的に説明する。
図２は端子間の順方向電圧ＶＤと順方向電流ＩＤとの関係を示すものであり、同図から明らかなようにダイオードは、一般に順方向電圧ＶＤが０.７Ｖ未満では順方向電流が流れず端子間インピーダンスが高い状態であり、また０.７Ｖに達すると端子間インピーダンスが低下し順方向電流が流れるので、端子間電圧ＶＤが０.７Ｖ以上に上昇しないという特性を有している。
【００１７】
そこで、図１のような構成の水晶発振器１の場合、例えば抵抗１６を４０ｋΩ、電源電圧Ｖｃｃを５Ｖとして、電源Ｖｃｃから抵抗１６及びダイオード１５、１８を介して接地に流れる直流電流αが０.１ｍＡとなるよう設定する。
このときダイオード１５とダイオード１８との接続中点Ａと接地間には０.４Ｖの直流電圧が発生し、ダイオード１５のアノードと接地間には０.８Ｖの直流電圧が発生する。
上記のような場合、何れのダイオードとも端子間電圧ＶＤが図２に示す０.７Ｖ以下の範囲内であるので端子間が高インピーダンス状態であり、更に、これに伴いリミッタ回路４内に於ける接続中点Ａと接地間が高インピーダンスであるから、容量９の端子間のインピーダンスは、ダイオードに基づくインピーダンスの影響を受けずにほぼ容量９の値により決定される。
【００１８】
上記のようにリミッタ回路４を設定した後、発振回路２の発振条件に従い例えばＶｓ＝０.４ＶP-P（半サイクル±０.２Ｖ）の励振信号を容量３を介して接続中点Ａに供給すると、励振信号が０.４Ｖの直流電圧に畳重するので、接続中点Ａの電圧は、励振信号の振幅の変動に伴って、０.２Ｖ〜０.６Ｖの範囲で変動する。
図２に示すようにダイオード１５及び１８の端子間電圧ＶＤが０.２Ｖ〜０.６Ｖの範囲内ではそれぞれのダイオードの端子間に順方向電流が流れないことから、接続中点Ａと接地との間が高インピーダンス状態のまま保たれ、これにより容量９の端子間インピーダンスがダイオードによる影響を受けることなく容量９の値により決定されるので、水晶発振器１は発振回路２の発振条件に基づいて発振した上記Ｖｓ＝０.４ＶP-Pの振幅の励振信号を出力する。
【００１９】
次に、上記のような状態から励振信号のレベルが０.８ＶP-P（半サイクル±０.４Ｖ）に上昇した場合を考える。
容量３を介して接続中点Ａに上記励振信号のプラス半サイクルの０.４Ｖ電圧が供給されると、接続中点Ａには電源電圧Ｖｃｃによるバイアス電圧にプラス半サイクルの電圧が畳重した０.４Ｖから０.８Ｖの間で変化する電圧が発生する。そして、ダイオード１５のアノード端には上述した通り電源電圧Ｖｃｃによって０.８Ｖの直流電圧が発生していることから、ダイオード１５の端子間電圧ＶＤが０.４Ｖ〜０Ｖの範囲で変化するので、ダイオード１５の端子間インピーダンスは高インピーダンスに保たれる。
【００２０】
一方、ダイオード１８は、接続中点Ａの電圧の変化と共に、端子間電圧ＶＤが０Ｖ〜０.８Ｖの範囲で変化しようとするが、図２を用いて説明したようにＶＤ＞０.７Ｖを超えた範囲で端子間インピーダンスが低下し、順方向電流が発生するので、端子間電圧ＶＤは０Ｖ〜０.７Ｖの範囲内で変化することとなる。
更に、容量３を介して接続中点Ａに上記励振信号のマイナス半サイクルの−０.４Ｖ電圧が供給された場合は、接続中点Ａには電源電圧Ｖｃｃによる０.４Ｖの電圧にマイナス半サイクルの０〜−０.４Ｖの電圧が畳重するので０Ｖ〜０.４Ｖの範囲で変化する電圧が発生する。
そしてダイオード１８の端子間電圧ＶＤが接続中点Ａと接地間の電圧に等しく、且つ、ＶＤ＝０.７Ｖ以下であるのでダイオード１８の端子間インピーダンスは高い状態となる。
【００２１】
一方、ダイオード１５の端子間は、端子間電圧ＶＤが０Ｖ〜０.８Ｖの範囲で変化しようとするが、図２を用いて説明したようにＶＤが０.７Ｖを超えた範囲で端子間インピーダンスが低下し順方向電流が発生するので、端子間電圧ＶＤは０Ｖ〜０.７Ｖの範囲で変化することとなる。
従って、励振信号の全サイクルに亙ってダイオードの端子間電圧(接続中点Ａと接地間電圧)がＶＤ＜０.７Ｖの範囲内に抑えられることから、接続中点Ａ・接地間と並列接続されている容量９の端子間電圧は０.７Ｖ以上に増加せず、これにより励振信号はそのレベル増加分が現れないのでＶｓ＝０.４ＶP-P以下のレベルの範囲内で発生し、更に、例えば励振信号の駆動時最低レベルがＶｓ＝０.４ＶP-Pであれば一定の低レベルの値に保たれる。
【００２２】
即ち、コルピッツ型発振回路の発振ループ利得は、容量８、９の両端子電圧に依存するので、容量９の両端子電圧が制限されることは発振ループ利得が制限されることになる。
そして上記のような動作により、発振ループ利得が一定に保たれると水晶振動子６は、所要の低いレベルを保ち励振することができる。
従って、本発明に係る水晶発振器１は、水晶振動子２の駆動ストレスを最小限に抑え、経年時特性が優れたものとなる。
【００２３】
尚、上記の説明では、励振信号のレベルがＶｓ＝０.４ＶP-Pに保たれるように設定した場合を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、上記リミッタ回路４の初期設定である電源電圧Ｖｃｃによる接続中点Ａのバイアスをより高く設定すれば励振信号のレベルを０.４ＶP-Pより低くに保つよう制御することも可能であり、また、励振信号のレベルを０.４ＶP-Pより高く設定する場合には、発振回路２よりリミッタ回路４へ供給される励振信号のレベルを予め高く設定し、更に、設定した励振信号のレベルに見合うよう電源電圧Ｖｃｃによる接続中点Ａのバイアスを低く設定すれば良い。
【００２４】
更に、容量９の一端とリミッタ回路４とを接続した構成を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、図３に示すような回路構成であっても構わない。
以下、図３に示す本発明に基づく水晶発振器の他の実施例について説明する。同図に示す水晶発振器１の特徴とする所は、リミッタ回路４と発振用トランジスタ７のベースとを容量３を介し接続するよう構成した点である。
そしてこのような構成であっても、上述したリミッタ回路４の制御により水晶振動子６の励振信号のレベルを所要の値に保つことができる。
【００２５】
即ち、リミッタ回路４内の接続中点Ａには電源電圧Ｖｃｃに基づく直流電圧ＶＡに容量３を介して発振ループから供給された励振信号の電圧ＶＢ（半サイクルのピーク値）が畳重したＶＡ＋ＶＢの電圧が発生する。
この際、ＶＡとＶＢとの合成電圧が０.７Ｖ未満となるよう抵抗１６の値を適宜決定する。
このような状態から図１の水晶発振器の場合と同様、励振信号のレベルがΔＶ増加すると、ダイオード１５、１８のインピーダンスの低下と共に水晶振動子６の一端と接地間に於けるインピーダンスが低下し、その結果、負荷容量が大きくなるので励振信号のレベルが抑圧される。
【００２６】
従って、水晶発振器１の最低励振信号のレベルをＶＢとし、ＶＡとＶＢとの合成電圧が０.７Ｖとなるよう回路を構成すれば水晶発振器１は常に最低励振レベルで発振動作するので起動トレスが抑えられ優れた経年時特性が得られる。
更に、以上の説明では水晶発振器を例にあげて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、水晶振動子以外のあらゆる圧電振動素子を用いた圧電発振器に適用することができる。
【発明の効果】
以上説明したように本発明に基づく水晶発振器は、圧電振動子と、負荷容量と、リミッタ回路とを備えた圧電発振器であって、リミッタ回路に圧電振動子の励振信号を供給し、励振信号の変化に基づき前記リミッター回路が前記負荷容量の端子間インピーダンスを制御するよう構成したものであるので、単純な回路構成であっても圧電振動子の励振信号レベルを所要の低い値に保もつことが可能であり経年時特性に優れた水晶発振器を安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく水晶発振器の一実施例の回路図を示すものである。
【図２】ダイオードの端子間電圧と順方向電流との関係を示すものである。
【図３】本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路図を示すものである。
【図４】従来の水晶発振器の回路図を示すものである。
【符号の説明】
１、１００水晶発振器、２、１０１発振回路、３、５、１３、１７、１９、１０２、１０５、１０８、１０９、１１５、１１８、１１９容量、４リミッタ回路、６、１０６水晶振動子、７、１０７トランジスタ、８、９負荷容量、１０、１１、１２、１４、１６、１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１２０、１２１、１２２抵抗、１５、１８、１１６、１１７ダイオード、１０３バッファ回路、１０４ＡＧＣ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は圧電発振回路に関し、特に経年時特性に優れ、且つ、安価な圧電発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
経年時変化に対し優れた周波数安定度（以下、経年変化特性と称する）を有する水晶発振器は、水晶振動子を低い励振レベルにて動作させてその駆動ストレスを抑える為、図４に示すようなＡＧＣ回路を備えた構成とすることが従来、一般的であった。
即ち、図４は従来のＡＧＣ回路を備えた水晶発振器の回路図を示すものである。
【０００３】
同図に示す水晶発振器１００は破線にて囲まれた発振回路１０１出力を容量１０２を介し次段のバッファ回路１０３に供給すると共に、バッファ回路１０３の出力を破線にて囲まれたＡＧＣ回路１０４に供給するよう接続し、更に、ＡＧＣ回路１０４の出力を先の発振回路１０１の入力に接続するよう構成したものである。
そして、上記発振回路１０１は、一般的なコルピッツ型発振回路であり、容量１０５を介して一端が接地された水晶振動子１０６の他の一端とトランジスタ１０７のベースとを接続すると共に、ベースと接地との間に容量１０８と容量１０９とから成る直列回路及び抵抗１１０を接続し、更に、この直列回路の接続中点とトランジスタ１０７のエミッタとを接続すると共に、エミッタを抵抗１１１を介して接地する。
【０００４】
更に、トランジスタ１０７のベースを抵抗１１２を介してＡＧＣ回路１０４の出力に接続すると共に、トランジスタ１０７のコレクタを抵抗１１３を介して電源Ｖｃｃに接続するよう構成したものである。
ＡＧＣ回路１０４は、抵抗１１４と容量１１５との直列回路を介してダイオード１１６のカソード端及びダイオード１１７のアノード端とバッファ回路１０３の出力とを接続すると共に、それぞれのダイオードの他端を容量１１８、容量１１９を介して個別に接地し、更に、このダイオードの他端同士を抵抗１２０を介して接続すると共に、ダイオード１１６のアノード端を発振回路１０１に含まれる抵抗１１２を介してトランジスタ１０７のベースに接続し、電源Ｖｃｃと接地との間に抵抗１２１と抵抗１２２とから成る直列回路を接続すると共に、この直列回路の接続中点とダイオード１１７のカソードとを接続するよう構成したものである。
【０００５】
尚、上記バッファ回路１０３は、抵抗１２３と容量１２４との直列回路を介して発振器の出力端ＯＵＴに接続されている。
上記のような構成の水晶発振器１００の動作について以下に説明する。
尚、発振回路１０１については、一般的なコルピッツ型であり、その動作ついては周知であるで説明を省略する。
先ず、発振回路１０１より出力された励振信号がバッファ１０３を介しＡＧＣ回路１０４に供給されるとプラス半サイクルの信号がダイオード１１７を介し、マイナス半サイクルの信号がダイオード１１６を介してそれぞれ接地に流れる為、抵抗１２０の端子間にはダイオード１１６との接続端が低電圧となるような電圧の発生に伴い電流Ａが生じる。
【０００６】
更に、上記電流Ａの他に抵抗１２０には、抵抗１２１と抵抗１２２との接続中点に発生する電圧を基に決定された電流Ｂも供給され、その結果、トランジスタ１０７のベース電流には電流Ｂから電流Ａを差し引いた総合電流（電流Ｂ−電流Ａ）が供給されると共に、この総合電流に基づいて決定されたベース電流により水晶振動子１０６が所要一定レベルの励振信号する。
上記のような動作状態から、水晶振動子１０６の励振信号のレベルが増加した場合、ＡＧＣ回路１０４に供給される励振信号のレベルの増加と共に抵抗１２０の両端の電圧が上昇することにより電流Ａの値が増加し、これに伴い総合電流（電流Ｂ−電流Ａ）が減少すると共にトランジスタ１０７のベース電流が減少する。
【０００７】
そして、ベース電流の減少によりトランジスタ１０７のゲインが減少し、これに伴う発振回路１０１の出力レベル（トランジスタ１０７のコレクタ出力レベル）の低下に追従するようトランジスタ１０７エミッタ電圧（交流成分）レベルが低下するので、容量１０９の端子間に発生する信号レベルが低下に誘導されて水晶振動子１０６の励振信号のレベルが低下する。
水晶振動子１０６の励振信号レベルが増加した場合は、上述の動作と逆の動作であるので説明を省略する。
そして、以上の動作を繰り返し行うことにより、水晶振動子１０６の励振信号のレベルは上記所要の値に収束されるのである。
【０００８】
【本発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような水晶発振回路１００の場合、ＡＧＣ回路の構成が複雑であることから回路設定条件が複雑となることが避けられず、その結果、効率的な生産性が得られないので水晶発振器の低価格化が達成されないという問題が生じていた。
【０００９】
本発明は圧電発振回路の上記諸問題を解決することによって経年変化特性に優れる水晶発振器を低価格で提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する為に本発明に係わる請求項１記載の発明は、圧電振動子と、負荷容量と、リミッタ回路とを備え、前記リミッタ回路に前記圧電振動子の励振信号を供給し、該励振信号の変化に基づき前記リミッタ回路が前記負荷容量の端子間インピーダンスを制御することにより前記励振信号のレベルを制御する圧電発振器であって、前記圧電振動子と接地との間に前記負荷容量を挿入接続すると共に、該負荷容量が直列接続した２つの分割容量を含み、前記リミッタ回路が、２つのダイオードを電源から接地方向へ順方向に直列接続した直列回路とこれに並列接続する容量とを備えたものであり、前記２つの分割容量の接続中点と前記２つのダイオードの接続中点とを容量を介して接続するよう構成したことを特徴とする。
【００１４】
【本発明の実施の形態】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は本発明に基づく水晶発振器の一実施例の回路図を示すものである。
同図に示す水晶発振器１は、点線にて囲まれた発振回路２の発振ループ回路の出力端を容量３を介し一点鎖線にて囲まれたリミッター回路４に接続するよう構成したものである。
発振回路２としては、一般的なコルピッツ型発振回路を用い、容量５を介して一端が接地された水晶振動子６の他の一端をトランジスタ７のベースに接続すると共に、ベースとエミッタ間に負荷容量の一部となる容量８を、エミッタとアース間には容量９と抵抗１４との並列回路を挿入接続し、更に、コレクタと電源Ｖｃｃとの間に抵抗１２を接続したものであり、ベースには抵抗１０、１１を介して適宜バイアスが施されている。
【００１５】
更に、リミッタ回路４としては、電源Ｖｃｃとダイオード１５のアノード端とを抵抗１６を介して接続すると共に、アノード端を容量１７を介し接地し、更に、ダイオード１５のカソード端とアース間にダイオード１８を順方向接続すると共に、トランジスタ７のエミッタとダイオード１５のカソード端とを前記容量３を介して接続するよう構成したものを用いる。
そしてこの構成の水晶発振器１の特徴は、ダイオードが所要の電圧に設定され、該部に発振回路２の出力が印加されたとき、該発振出力信号の振幅値が既定値以上ではダイオードのインピーダンスが急激に減少するというダイオードの特性を利用してトランジスタの増幅度を抑圧し、以って励振信号のレベルが所要の値を保つよう制御した点にある。
【００１６】
このことについて一部動作の説明及び回路素子値設定の説明を交えながら具体的に説明する。
図２は端子間の順方向電圧ＶＤと順方向電流ＩＤとの関係を示すものであり、同図から明らかなようにダイオードは、一般に順方向電圧ＶＤが０.７Ｖ未満では順方向電流が流れず端子間インピーダンスが高い状態であり、また０.７Ｖに達すると端子間インピーダンスが低下し順方向電流が流れるので、端子間電圧ＶＤが０.７Ｖ以上に上昇しないという特性を有している。
【００１７】
そこで、図１のような構成の水晶発振器１の場合、例えば抵抗１６を４０ｋΩ、電源電圧Ｖｃｃを５Ｖとして、電源Ｖｃｃから抵抗１６及びダイオード１５、１８を介して接地に流れる直流電流αが０.１ｍＡとなるよう設定する。
このときダイオード１５とダイオード１８との接続中点Ａと接地間には０.４Ｖの直流電圧が発生し、ダイオード１５のアノードと接地間には０.８Ｖの直流電圧が発生する。
上記のような場合、何れのダイオードとも端子間電圧ＶＤが図２に示す０.７Ｖ以下の範囲内であるので端子間が高インピーダンス状態であり、更に、これに伴いリミッタ回路４内に於ける接続中点Ａと接地間が高インピーダンスであるから、容量９の端子間のインピーダンスは、ダイオードに基づくインピーダンスの影響を受けずにほぼ容量９の値により決定される。
【００１８】
上記のようにリミッタ回路４を設定した後、発振回路２の発振条件に従い例えばＶｓ＝０.４ＶP-P（半サイクル±０.２Ｖ）の励振信号を容量３を介して接続中点Ａに供給すると、励振信号が０.４Ｖの直流電圧に畳重するので、接続中点Ａの電圧は、励振信号の振幅の変動に伴って、０.２Ｖ〜０.６Ｖの範囲で変動する。
図２に示すようにダイオード１５及び１８の端子間電圧ＶＤが０.２Ｖ〜０.６Ｖの範囲内ではそれぞれのダイオードの端子間に順方向電流が流れないことから、接続中点Ａと接地との間が高インピーダンス状態のまま保たれ、これにより容量９の端子間インピーダンスがダイオードによる影響を受けることなく容量９の値により決定されるので、水晶発振器１は発振回路２の発振条件に基づいて発振した上記Ｖｓ＝０.４ＶP-Pの振幅の励振信号を出力する。
【００１９】
次に、上記のような状態から励振信号のレベルが０.８ＶP-P（半サイクル±０.４Ｖ）に上昇した場合を考える。
容量３を介して接続中点Ａに上記励振信号のプラス半サイクルの０.４Ｖ電圧が供給されると、接続中点Ａには電源電圧Ｖｃｃによるバイアス電圧にプラス半サイクルの電圧が畳重した０.４Ｖから０.８Ｖの間で変化する電圧が発生する。そして、ダイオード１５のアノード端には上述した通り電源電圧Ｖｃｃによって０.８Ｖの直流電圧が発生していることから、ダイオード１５の端子間電圧ＶＤが０.４Ｖ〜０Ｖの範囲で変化するので、ダイオード１５の端子間インピーダンスは高インピーダンスに保たれる。
【００２０】
一方、ダイオード１８は、接続中点Ａの電圧の変化と共に、端子間電圧ＶＤが０Ｖ〜０.８Ｖの範囲で変化しようとするが、図２を用いて説明したようにＶＤ＞０.７Ｖを超えた範囲で端子間インピーダンスが低下し、順方向電流が発生するので、端子間電圧ＶＤは０Ｖ〜０.７Ｖの範囲内で変化することとなる。
更に、容量３を介して接続中点Ａに上記励振信号のマイナス半サイクルの−０.４Ｖ電圧が供給された場合は、接続中点Ａには電源電圧Ｖｃｃによる０.４Ｖの電圧にマイナス半サイクルの０〜−０.４Ｖの電圧が畳重するので０Ｖ〜０.４Ｖの範囲で変化する電圧が発生する。
そしてダイオード１８の端子間電圧ＶＤが接続中点Ａと接地間の電圧に等しく、且つ、ＶＤ＝０.７Ｖ以下であるのでダイオード１８の端子間インピーダンスは高い状態となる。
【００２１】
一方、ダイオード１５の端子間は、端子間電圧ＶＤが０Ｖ〜０.８Ｖの範囲で変化しようとするが、図２を用いて説明したようにＶＤが０.７Ｖを超えた範囲で端子間インピーダンスが低下し順方向電流が発生するので、端子間電圧ＶＤは０Ｖ〜０.７Ｖの範囲で変化することとなる。
従って、励振信号の全サイクルに亙ってダイオードの端子間電圧(接続中点Ａと接地間電圧)がＶＤ＜０.７Ｖの範囲内に抑えられることから、接続中点Ａ・接地間と並列接続されている容量９の端子間電圧は０.７Ｖ以上に増加せず、これにより励振信号はそのレベル増加分が現れないのでＶｓ＝０.４ＶP-P以下のレベルの範囲内で発生し、更に、例えば励振信号の駆動時最低レベルがＶｓ＝０.４ＶP-Pであれば一定の低レベルの値に保たれる。
【００２２】
即ち、コルピッツ型発振回路の発振ループ利得は、容量８、９の両端子電圧に依存するので、容量９の両端子電圧が制限されることは発振ループ利得が制限されることになる。
そして上記のような動作により、発振ループ利得が一定に保たれると水晶振動子６は、所要の低いレベルを保ち励振することができる。
従って、本発明に係る水晶発振器１は、水晶振動子２の駆動ストレスを最小限に抑え、経年時特性が優れたものとなる。
【００２３】
尚、上記の説明では、励振信号のレベルがＶｓ＝０.４ＶP-Pに保たれるように設定した場合を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、上記リミッタ回路４の初期設定である電源電圧Ｖｃｃによる接続中点Ａのバイアスをより高く設定すれば励振信号のレベルを０.４ＶP-Pより低くに保つよう制御することも可能であり、また、励振信号のレベルを０.４ＶP-Pより高く設定する場合には、発振回路２よりリミッタ回路４へ供給される励振信号のレベルを予め高く設定し、更に、設定した励振信号のレベルに見合うよう電源電圧Ｖｃｃによる接続中点Ａのバイアスを低く設定すれば良い。
【００２４】
更に、容量９の一端とリミッタ回路４とを接続した構成を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、図３に示すような回路構成であっても構わない。
以下、図３に示す本発明に基づく水晶発振器の他の実施例について説明する。同図に示す水晶発振器１の特徴とする所は、リミッタ回路４と発振用トランジスタ７のベースとを容量３を介し接続するよう構成した点である。
そしてこのような構成であっても、上述したリミッタ回路４の制御により水晶振動子６の励振信号のレベルを所要の値に保つことができる。
【００２５】
即ち、リミッタ回路４内の接続中点Ａには電源電圧Ｖｃｃに基づく直流電圧ＶＡに容量３を介して発振ループから供給された励振信号の電圧ＶＢ（半サイクルのピーク値）が畳重したＶＡ＋ＶＢの電圧が発生する。
この際、ＶＡとＶＢとの合成電圧が０.７Ｖ未満となるよう抵抗１６の値を適宜決定する。
このような状態から図１の水晶発振器の場合と同様、励振信号のレベルがΔＶ増加すると、ダイオード１５、１８のインピーダンスの低下と共に水晶振動子６の一端と接地間に於けるインピーダンスが低下し、その結果、負荷容量が大きくなるので励振信号のレベルが抑圧される。
【００２６】
従って、水晶発振器１の最低励振信号のレベルをＶＢとし、ＶＡとＶＢとの合成電圧が０.７Ｖとなるよう回路を構成すれば水晶発振器１は常に最低励振レベルで発振動作するので起動トレスが抑えられ優れた経年時特性が得られる。
更に、以上の説明では水晶発振器を例にあげて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、水晶振動子以外のあらゆる圧電振動素子を用いた圧電発振器に適用することができる。
【発明の効果】
以上説明したように本発明に基づく水晶発振器は、圧電振動子と、負荷容量と、リミッタ回路とを備えた圧電発振器であって、リミッタ回路に圧電振動子の励振信号を供給し、励振信号の変化に基づき前記リミッター回路が前記負荷容量の端子間インピーダンスを制御するよう構成したものであるので、単純な回路構成であっても圧電振動子の励振信号レベルを所要の低い値に保もつことが可能であり経年時特性に優れた水晶発振器を安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく水晶発振器の一実施例の回路図を示すものである。
【図２】ダイオードの端子間電圧と順方向電流との関係を示すものである。
【図３】本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路図を示すものである。
【図４】従来の水晶発振器の回路図を示すものである。
【符号の説明】
１、１００水晶発振器、２、１０１発振回路、３、５、１３、１７、１９、１０２、１０５、１０８、１０９、１１５、１１８、１１９容量、４リミッタ回路、６、１０６水晶振動子、７、１０７トランジスタ、８、９負荷容量、１０、１１、１２、１４、１６、１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１２０、１２１、１２２抵抗、１５、１８、１１６、１１７ダイオード、１０３バッファ回路、１０４ＡＧＣ回路
Claims (1)
- 圧電振動子と、負荷容量と、リミッタ回路とを備え、前記リミッタ回路に前記圧電振動子の励振信号を供給し、該励振信号の変化に基づき前記リミッタ回路が前記負荷容量の端子間インピーダンスを制御することにより前記励振信号のレベルを制御する圧電発振器であって、
前記圧電振動子と接地との間に前記負荷容量を挿入接続すると共に、該負荷容量が直列接続した２つの分割容量を含み、前記リミッタ回路が、２つのダイオードを電源から接地方向へ順方向に直列接続した直列回路とこれに並列接続する容量とを備えたものであり、前記２つの分割容量の接続中点と前記２つのダイオードの接続中点とを容量を介して接続するよう構成したことを特徴とする圧電発振器。
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