KR100713169B1

KR100713169B1 - 스위칭 전원장치

Info

Publication number: KR100713169B1
Application number: KR1020000077875A
Authority: KR
Inventors: 나가하라키요카즈
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 1999-12-28
Filing date: 2000-12-18
Publication date: 2007-05-02
Also published as: KR20010067409A; MY122393A; EP1120891A3; US20010017779A1; JP4314709B2; US6449172B2; EP1120891A2; TW493318B; CN1200504C; CN1309458A; MXPA01000023A; JP2001190063A

Abstract

전원 온시에 있어서의 스위칭소자의 보호를 도모한다.

가변발진회로(14)를 가지는 스위칭신호 생성수단(12)과, 스위칭신호가 공급되는 스위칭소자(22, 24)와, 스위칭소자의 접속점에 1차코일(26a)을 거쳐서 접속된 공진용 콘덴서(28)와, 트랜스의 2차측의 정류회로(32)와, 정류회로에 얻어지는 출력전압(Vb)을 기준전압(Vref)과 비교하는 비교수단(36)과, 비교출력에 의거하여 가변발진회로의 발진소자의 임피던스를 제어하는 임피던스 제어수단(37)과, 가변발진회로의 초기구동시의 발진주파수를 제어하는 주파수 제어수단(80)으로 구성된다. 전원 온시에 있어서의 주파수 제어신호는, 시간에 대하여 비선형(논리니어)특성이 이루어진다. 그 결과, 전원 온직후의 발진주파수의 변화가 완만하게 되고, 1차코일 측을 흐르는 전류의 급격한 변화가 없어진다. 따라서, 스위칭소자에는 과전류가 흐르지 않게 되어 스위칭소자의 손상을 종래보다도 대폭으로 경감할 수 있고, 이들 스위칭소자를 확실히 보호할 수 있다.

Description

스위칭 전원장치{Switching power supply}

도 1은 본 발명에 관계되는 스위칭 전원장치의 일 실시형태를 나타내는 요부의 접속도이다.

도 2는 소프트 스타트회로의 종래예를 나타내는 접속도이다.

도 3은 충전전압 제어회로의 충전특성을 나타내는 특성도이다.

도 4는 소프트 스타트회로의 일 실시형태를 나타내는 요부의 접속도이다.

도 5는 종래의 스위칭 전원장치의 접속도이다.

도 6은 1차측 공진임피던스특성을 나타내는 발진주파수와 임피던스와의 특성도이다.

도 7은 동작설명에 제공하는 파형도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10. 전원장치 12. 스위칭신호 생성수단

14. 가변발진회로 16. 드라이브회로

18,20. 발진소자 26. 절연트랜스

28. 공진용 콘덴서 32. 평활용 콘덴서

36. 전압비교기 37. 임피던스 제어수단

50. 소프트 스타트회로 52. 충전용 콘덴서

90. 충전전압 제어회로

본 발명은, 스위칭 전원장치에 관한 것이다. 상세하게는, 전원기동시, 부하측에 접속된 트랜스의 1차측에 흐르는 정류전류를 비선형특성으로 하는 것으로, 트랜스의 1차측에 설치된 스위칭용 트랜지스터에 흐르는 과대전류에서 이 트랜지스터 등을 보호할 수 있도록 한 것이다.

스위칭 전원장치로서 전원공진방식에 의한 것이 알려져 있다. 이 전류공진방식의 스위칭 전원장치 중에서도, SEPP(Single Ended Push Pull)구성의 것의 종류예를 도 5에 나타낸다.

도 5에 나타내는 스위칭 전원장치(10)에서는, 스위칭신호 생성수단(12)으로서 가변발진회로(14)가 설치되고, 그 발진신호가 드라이브회로(16)에 공급되어서, 예를 들면 서로 역상관계의 한쌍의 스위칭신호가 생성된다. 스위칭 생성수단(12)을 IC회로에서 구성할 경우에는, 발진주파수를 결정하는 발진소자(콘덴서(18) 및 저항기(20))는, 이 IC회로에 설치된 외부단자(12a, 12b)에 어느 것도 외부에 부착된다.

한쌍의 스위칭신호(Sp, Sp바(Sp bar))는, SEPP구성의 한쌍의 스위칭소자(22, 24)에 공급된다. 스위칭소자(22, 24)는, MOS형의 전계효과 트랜지스터 등을 사용할 수 있다. 이들 한쌍의 스위칭소자(22, 24)의 접속중점(p)과 접지간에는, 절연트랜스(26)의 1차코일(26a)을 거쳐서 공진용의 콘덴서(28)가 접속된다.

절연트랜스(26)의 한쌍의 2차코일(26b, 26c)을 흐르는 2차전류는, 각각 다이오드(30a, 30b)에 의해 양파 전류되고, 양파 정류된 전류는 평활용 콘덴서(32)에 충전된다. 따라서, 평활용 콘덴서(32)의 양단(34)에 얻어지는 전압이 출력전압으로서 부하(도시 생략)에 공급된다.

출력전압은 전압비교수단으로서의 앰프(36)에 공급되고, 기준전압(Vref)과 전압비교된다. 그 비교출력은, 트랜스(26)의 1차측과 2차측과를 절연하기 위해 설치된 인덕턴스 제어수단(37)을 구성하는 포토커플러(38)에 공급된다. 포토커플러(38)는 포토다이오드(40)와 가변인덕턴스소자로서 기능하는 포토트랜지스터(42)로 구성되고, 비교출력에 따른 전류가 이 포토트랜지스터(42)를 흐른다.

포토트랜지스터(42)는, 고정의 저항기(44)를 거쳐서 외부단자(12b)에 접속된다. 따라서, 포토트랜지스터(42)가 온상태일 때는 발진소자인 저항기(20)에 대하여 이 저항기(44)와, 포토트랜지스터(42)에 의한 직렬 임피던스가 병렬 접속된 것으로 된다.

이 구성에 있어서, 트랜스(26)의 1차코일(26a)과 콘덴서(28)에 의한 1차측의 공진회로의, 공진주파수(f)와 공진임피던스(Z)와의 관계는, 도 6의 곡선(Lo)과 같이 어퍼사이드 동작이 되는 것이 알려져 있다.

이 공진회로에서 한쌍의 스위칭소자(22, 24)에 공급되는 스위칭신호(Sp, Sp 바(Sp bar))의 스위칭 주파수가 높을 때는, 공진임피던스(Z)가 크게 되고, 스위칭 주파수가 낮게됨에 따라 공진임피던스(Z)가 저하한다. 공진임피던스(Z)가 이와 같은 변화를 수반하면, 1차코일(26a)에 흐르는 공진전류(i1)도 변화하는 것에서, 이 공진전류(i1)를 제어하는 것으로, 트랜스(26)의 2차측에 유기되는 출력전압(Vb)을 제어할 수 있다.

따라서 예를 들면, 출력단자(34)에 얻어지는 출력전압(Vb)이 기준전압(Vref)보다도 높을 때에는, 포토트랜지스터(42)도 그 비교출력에 따른 임피던스로 되기 때문에, 외부단자(12b)의 합성저항은 저항기(20) 단일체의 경우보다도 작게 되고, 이것에 의해 발진주파수(fsw)가 높아진다.

발진주파수(fsw)가 높아지면, 1차코일(26a)과 콘덴서(28)로 결정되는 공진임피던스(Z)가 크게 되기 때문에, 이 1차코일(26a)을 흐르는 전류가 제한되고, 그 값이 작게 된다. 이 전류감소에 수반하여 2차코일(26b, 26c)측에 유기되는 전류도 적게 되고, 그 결과 콘덴서(32)에의 충전전압이 내려간다. 결국 출력전압(Vb)이 기준전압(Vref)방향으로 제어된다.

또 이것과는 반대로, 출력전압(Vb)이 기준전압(Vref)보다 저하하였을 때에는, 포토트랜지스터(42)의 임피던스가 크게 되고, 외부단자(12b)에서의 합성저항값이 크게 되어, 가변발진회로(14)는 그 발진주파수(fsw)가 낮게 되도록 제어된다. 그 결과로서 스위칭소자(22, 24)에 대한 스위칭 주파수가 내려가고, 이것에 수반한 트랜스(26)의 1차측 공진임피던스(Z)가 저하하여 공진전류가 증가한다. 공진전류가 증가하면 2차측의 전류도 증가하기 때문에, 이것에 의해 콘덴서(32)에의 충전전압(Vb)이 상승하고, 기준전압(Vref)에 접근되도록 폐루프제어가 행해진다.

그런데, 이 스위칭 전원장치(10)에 있어서는, 전원을 온으로 기동시부터 콘덴서(32)가 정상상태의 전압까지 상승하기까지의 기간은, 큰 값의 공진전류가 흐르므로, 이때의 전류로 스위칭소자(22, 24)가 큰 손상을 입는 일이 있다.

이와 같은 손상을 적게 하기 위해, 종래부터 기동시의 공진전류를 제한하는 것으로서, 주파수 제어수단(60)으로서 기능하는 소프트 스타트회로(50)가 설치되어 있는 것이 있다. 이 소프트 스타트회로(50)는 스위칭신호 생성수단(12)내에 설치되고, 이 소프트 스타트회로(50)에 배치된 외부단자(12c)에 외부 부착용의 충전용 콘덴서(52)가 접속되고, 이 콘덴서(52)에의 충전을 전원 온에 동기하여 개시하도록 한다. 그리고, 이때의 충전전압(Va)의 변화에 의해 발진소자인 외부단자(12a)에 접속된 발진콘덴서(18)의 충전전류를 변화시킨다.

발진콘덴서(18)에의 충전전류가 시간과 함께 변화하면, 그 변화에 상응하여 발진주파수(fsw)도 변화한다. 이 것을 도 7 이하를 참조하여 설명한다.

도 7a는, 전원 온시로부터의 충전전압(Va)의 변화를 나타내는 것으로, 그 충전특성은 직선(La)에 나타내는 바와 같이 선형(리니어)이다. 이때 가변발진회로(14)는 이것에 접속된 소프트 스타트회로(50)에 관련하는 콘덴서(52)의 충전전압(Va)에 의해 그 발진주파수(fsw)가 변한다. 발진주파수(fsw)도 거의 선형으로 변화하고, 도 7b 직선(Lb)에 나타내는 바와 같이, 충전전압(Va)이 제로볼트일 때 높은 주파수로 발진하고, 충전전압(Vb)이 높아짐에 따라 발진주파수(fsw)가 저하하는 특성을 나타낸다.

한편, 1차공진 임피던스(Z)는 도 6에도 나타내는 바와 같이 공진주파수(fo)에서 주파수가 높아짐에 따라, 공진임피던스(Z)가 크게 되는 것같은 특성곡선(Lo)이기 때문에, 공진임피던스(Z)와 시간의 관계를 도시하면, 도 7c과 같이 된다. 결국, 최초는 공진임피던스(Z)가 높고, 그후 급격하게 저하하고, 충전전압(Va)이 풀충전에 가깝게 됨에 따라, 재차 임피던스의 변화가 완만하게 되는 비선형특성이 된다.

그 결과, 이 1차공진회로계를 흐르는 1차전류(i1)는, 도 7d의 곡선(Lc)에 나타내는 바와 같이 전원 온시부터 소정의 시간까지는 그다지 흐르지 않으나, 어느 정도의 시간이 경과하면 급격하게 전류가 증가하는 비선형특성이 된다. 이것에 수반하여, 출력단자(34)측에 접속된 콘덴서(32)의 출력전압(충전전압)(Vb)은 도 7e의 곡선(Ld)에 나타내는 바와 같이, 최초는 완만하게 충전되지만, 그후 급격한 충전이 행해지는 충전모드가 된다. 소프트 스타트모드가 종료하는 시점(tb)의 직전은 완만한 충전이 되고, 시점(tb) 이후에는 폐루프에 의한 전압제어모드로 천이하고, 도 7e의 곡선(Le)에 나타내는 바와 같이 기준전압(Vref)으로 정착하는 전압제어가 행해진다.

이와 같이 1차측 임피던스(Z)의 변화에 의한 영향을 받아서 소프트 스타트모드가 종료하기 직전까지는 급격한 전류(i1)가 1차측 공진계에 흐른다. 이 급격한 전류(i1)에 의해 한쌍의 스위칭소자(22, 24)에는 큰 스트레스가 걸리기 때문에, 이들 스위칭소자(22, 24) 등이 손상을 받는 적이 있다.

또, 전원 온시에 있어서의 부하에 가하는 전압변화는, 소프트 스타트회로의 충전특성에 의해 변화하지만, 부하에 매치한 전원변화상태를 자유로이 설정할 수 있으면, 부하에 가장 적절한 전압인가 상태를 실현할 수 있다. 종래에는 상술한 바와 같이 소프트 스타트회로의 충전특성은 단순한 선형특성이기 때문에 유연하게 대처할 수 없는 결점이 있었다.

그래서, 본 발명은 이와 같은 종래의 과제를 해결한 것이며, 특히 소프트 스타트회로(50)에 접속된 콘덴서(52)의 전원 온시에 있어서의 충전특성을 완만히 함으로써, 적어도 스위칭소자(22, 24)에의 손상을 경감할 수 있도록 한 스위칭 전원장치를 제안하는 것이다.

상술의 과제를 해결하기 위해, 청구항 1에 기재한 본 발명에 관계되는 스위칭 전원장치에서는, 가변발진회로를 가지는 스위칭신호 생성수단과,

이 스위칭신호가 공급되는 한쌍의 스위칭소자와,

이들 한쌍의 스위칭소자의 접속점에 트랜스의 1차코일을 거쳐서 접속된 공진용 콘덴서와,

상기 트랜스의 2차측에 설치된 정류회로와,

이 정류회로에 얻어지는 출력전압을 기준전압과 비교하는 비교수단과,

이 비교출력에 의거하여, 상기 가변발진회로의 발진소자의 임피던스를 제어하는 임피던스 제어수단과,

상기 가변발진회로의 초기구동 시의 발진주파수를 제어하는 주파수 제어수단으로 구성되고,

상기 주파수 제어수단의 주파수 제어신호는, 시간에 대하여 비선형특성으로 된 것을 특징으로 한다.

본 발명에서는, 소프트 스타트회로의 충전특성을 비선형특성으로 하고, 전원 온시에는 급격하게 소프트 스타트회로에 접속된 콘덴서에의 충전을 행하고, 그후 서서히 충전한다. 이렇게 함으로써, 원래 비선형으로 변화하는 1차측 공진임피던스(Z)가 거의 선형으로 변화하게 된다.

이 공진임피던스(Z)에 의해 1차측전류(i1)가 결정되므로, 이 1차측전류(i1)의 과전류화가 저지된다. 따라서, 스위칭소자에는 과전류가 흐르지 않게 되어 이들 스위칭소자에의 손상을 경감할 수 있다.

(실시예)

계속하여, 본 발명에 관계되는 스위칭 전원장치의 일 실시형태를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

본 발명에서는, 스위칭신호 생성수단에 설치된 소프트 스타트회로의 충전특성을 선형특성에서 비선형특성으로 바꾸는 것으로, 절연트랜스의 1차측 공진임피던스의 특성의 변화를 완만하게 하여, 절연트랜스의 1차측에 접속된 스위칭소자에의 손상을 적게 하는 것이다.

도 1에 나타내는 스위칭 전원장치(10)는, 종래의 소프트 스타트회로를 사용하였을 때의 일 실시형태를 나타내는 것으로, 소프트 스타트회로(50)의 종래구성에서 설명한다.

이 소프트 스타트회로(50)는 도 2에 나타내는 바와 같이, 콘덴서(52)를 정전류로 충전하는 제 1전류 미러회로(72)의 전류로(74)에 접속된다. 제 1전류 미러회로(72)는 한쌍의 트랜지스터(75, 76)로 구성된 정전류부(77)와, 트랜지스터(75)의 베이스에 접속된 제 3트랜지스터(78) 및 류전방지용의 다이오드(트랜지스터구성)(79)로 구성된다. 정전류부(77)를 흐르는 전류와 같은 전류가 다이오드(79)를 거쳐서 콘덴서(52)에 흘러, 콘덴서(52)를 정전류로 충전한다. 이것으로 콘덴서(52)에의 충전전압(Va)은 선형인 충전특성이 된다.

전류로(74)에는, 다링톤 접속된 한쌍의 트랜지스터(80, 81)를 거쳐서 제 2전류 미러회로(82)가 접속되고, 제 2정전류부(85)를 흐르는 정전류값을 결정한다. 제 2전류 미러회로(82)도 제 1정전류부(72)와 동일한 구성이며, 한쌍의 트랜지스터(83, 84)로 구성된 정전류부(85)와, 트랜지스터(83)의 베이스에 접속된 제 3트랜지스터(86) 및 역류방지용의 다이오드(트랜지스터 구성)(87)로 구성된다. 정전류부(85)를 흐르는 전류와 동일전류가 다이오드(87)를 거쳐서 콘덴서(18)에 흐르기 때문에, 충전전압(Va)의 충전특성에 따라서 콘덴서(18)의 충전특성이 제어된다. 그 결과, 가변발진회로(14)의 발진주파수(fsw)가 소망과 같이 제어되어서, 소프트 스타트모드가 실현한다.

본 발명에서는, 가변발진회로(14)에 대한 주파수 제어수단이 설치된다. 실시형태에서는 소프트 스타트회로(50)에 설치된 충전용 콘덴서(52)의 충전특성을 제어함으로써, 발진주파수를 제어하는 제어신호를 얻도록 한 경우이다.

발진주파수 제어회로는 소프트 스타트회로(50)와, 이 소프트 스타트회로(50)에 접속된 충전용의 콘덴서(52)와, 도 1의 실시형태에서는 충전용 콘덴서(52)에 접속된 충전전압 제어회로(90)로 구성된다. 콘덴서(52)에 대한 충전전압특성은 비선형특성이다.

이 충전전압 제어회로(90)는, 도 1에 나타내는 바와 같이 직렬 접속된 한쌍의 저항기(91, 92)를 가지며, 그 접속중점(d)이 외부단자(12c)에 접속된다. 즉, 저항기(92)가 콘덴서(52)에 병렬 접속된다. 이 접속중점(d)과 전원(Vcc)과의 사이에는 또한 저항기(93)를 거쳐서 스위칭 트랜지스터(94)가 접속된다. 트랜지스터(94)에는 한쌍의 저항기(95, 96)에 의한 분압전압이 그 베이스전압으로서 인가된다.

이와 같이 구성된 충전전압 제어회로(90)에 있어서, 전원 온시부터 콘덴서(52)가 충전되므로, 소프트 스타트모드가 개시한다. 전원 온시는 트랜지스터(94)가 온상태가 되므로, 이때는 전류로(路)(74)로부터의 충전전류와, 저항기(91, 92 및 93)의 값에 의해 결정되는 충전전류에 의해 콘덴서(52)가 충전된다(도 3 직선(Pa1)). 그리고, 어느 정도 충전되면, 그것에 수반하여 트랜지스터(94)의 에미터전압이 상승하므로, 이것에 의해 트랜지스터(94)가 컷오프한다. 따라서 그 이후는 전류로(74)로부터의 충전전류와, 저항기(91 및 92)의 값에 의해 결정되는 충전전류에 의해 콘덴서(52)가 충전된다(도 3 직선(Pa2)).

그 결과, 도 3과 같이 트랜지스터(94)가 컷오프하는 시점(ta)에서의 변곡점(y)을 경계로 하여, 그 전후에서 콘덴서(52)에 대한 충전특성(Pa)이 상위한다. 즉, 트랜지스터(94)가 컷오프하기까지는 직선(Pa1)과 같이 되고, 컷오프한 뒤에는 이 직선(Pa1)보다도 완만한 직선(Pa2)으로 변한다. 따라서, 트랜지스터(94)가 컷오프하는 시점(ta)까지는 비교적 급준한 충전인(단, 전류량은 적다)데 대하여, 트랜지스터(94)가 컷오프한 후는 완만한 충전이 된다. 즉, 하나의 변곡점을 갖는 비선형특성인 충전특성이 된다.

이와 같이 비선형특성이 되었을 때의 1차측전류(i1)나 출력전압(Vb) 등의 관계를 도 7을 참조하여 설명한다.

도 7a의 곡선(Pa)은 콘덴서(52)에 대한 충전특성이다. 가변발진회로(14)는, 이것에 접속된 소프트 스타트회로(50)에 관련하는 콘덴서(52)의 충전전압(Va)에 의해 그 발진주파수(fsw)가 변한다. 발진주파수(fsw)도 거의 비선형으로 변화하고, 도 7b의 직선(Pb)에 나타내는 바와 같이, 충전전압(Va)이 제로볼트일 때 높은 주파수에서 발진하고, 충전전압(Va)이 높아짐에 따라 발진주파수(fsw)가 저하하는 특성을 나타내는바, 변곡점(y)의 전후에서 주파수변화율이 상위한다. 변곡점(y)의 전보다 후의 편이 주파수변화율이 작으므로, 소프트 스타트모드가 종료하는 타이밍이 되면 발진주파수(fsw)는 완만히 변화한다.

이 발진주파수(fsw)의 변화에 상응하여, 절연트랜스(26)의 1차공진 임피던스(Z)는 도 7c과 같이 변화한다. 여기서, 이 공진임피던스(Z)는 원래 도 6의 곡선(Lo)으로서 나타내는 바와 같이 발진주파수(스위칭신호)(fsw)가 높으면 부분에서는 임피던스변화율이 작고, 발진주파수(fsw)가 비교적 낮으면 부분에서는 임피던스 변화율이 크게 되는 것같은 비선형특성이다. 그러나, 발진주파수의 변화가 도 7b와 같은 비선형특성이 되어 있는 관계에서, 반대로 그 임피던스(Z)는 곡선(Po)과 같이 거의 선형인 변화가 된다.

그 결과로서, 1차측전류(i1)도 도 7의 곡선(Pc)에 나타내는 바와 같이 거의 선형으로 변화하게 된다. 즉, 흐르는 전류의 변화율은 상위하지만 변곡점(y)의 직후라도 함께 거의 선형인 전류특성이 되고, 전류가 급준하게 1차코일(26a)측을 흐르는 것같은 사태를 회피할 수 있다. 이 전류특성에 의해 콘덴서(32)에 대한 충전전압(Vb)은, 도 7e의 곡선(pd)과 같이 변곡점(y)의 전후라도 선형에 충전되는 것을 알 수 있다.

이와 같이, 콘덴서(52)에 대한 충전특성을 비선형특성으로 하고, 가변발진회로(14)의 주파수변화가 일부 급준하게 되지 않도록 제어함으로써, 절연트랜스(26)의 1차코일(26a)측을 흐르는 전류를 선형으로 제한할 수 있다. 이것에 의해 한쌍의 스위칭소자(22, 24)를 흐르는 전류가 완만하게 되고, 스위칭소자(22, 24)에의 손상을 대폭으로 경감할 수 있다.

또, 상술한 출력전압(Vb)은 콘덴서(52)의 충전특성에 의해 바꿀 수 있으므로, 변곡점(y)의 위치나 변곡점(y)의 전후에서의 충전특성의 경사 등을 고려하여 설계하면, 전원 온시에 있어서의 출력단자(34)에 접속되는 부하에 가장 적절한 전압변화상태를 실현할 수 있다. 그 결과, 부하에 적절한 출력전압의 상승특성을 실현할 수 있고, 보다 안정한 회로동작이 얻어지게 된다.

도 1에 나타내는 실시형태는, 종래부터 존재하는 소프트 스타트회로(50)를 유용하고, 그 충전특성을 비선형특성이 되도록 구성하였으나, 도 4와 같이 소프트 스타트회로(100)를 구성할 수도 있다. 이 경우에는, 콘덴서(52)에 대한 충전전압 제어수단을 외부부착 회로로서 구성하는 것은 아니고, 스위칭신호 생성수단(12) 중에 직접 짜넣은 IC회로로서 구성된다. 따라서 이 경우에는, 도 1의 충전전압 제어회로(90)는 불필요하다.

도 4에 나타내는 소프트 스타트회로(50)에 있어서, 콘덴서(52)에는 직류전원(104)에 대한 전류로(101)가 접속되고, 이 전류로(101)에는 스위칭 트랜지스터(102)가 저항기(103) 및 역류방지용의 다이오드(트랜지스터 구성)(105)를 거쳐서 직렬 접속되는 동시에, 저항기(103)와 다이오드(105)와의 접속중점(s)에는 제 1전류 미러회로(106)로부터의 정전류가 공급된다.

제 1전류 미러회로(106)는, 정전류원으로서의 MOS 트랜지스터(107)와, 그 게이트에 접속된 MOS 트랜지스터(108)로 구성되고, MOS 트랜지스터(107)에는 정전류의 값을 결정하는 트랜지스터(109)가 저항기(110)를 거쳐서 접속된다. 트랜지스터(109)에는, 복수의 저항기(Ra∼Rd)로 이루는 분압회로(111)의 접속중점(r3)에 얻어지는 최소 분압전압이 그 베이스에 공급된다. 전류로(101)에 접속된 스위칭 트랜지스터(102)에는, 분압회로(111)에서 접속중점(r2)에 얻어지는 중간의 분압전압이 인가된다.

전류로(101)를 흐르는 전류에 의해 다링톤 접속된 한쌍의 트랜지스터(120, 121)에 의해 증폭된다. 증폭된 전류는 제 2전류 미러회로(122)의 정전류원(125)을 흐르는 전류로서 사용된다. 그 때문에, 이 전류로는 스위칭 트랜지스터(123) 및 저항기(124)를 거쳐서 제 2전류 미러회로(122)를 구성하는 정전류부(125)에 접속된다. 트랜지스터(123)에는 분압회로(111)의 접속중점(r1)에 얻어지는 최대 분압전압이 그 베이스에 공급된다.

제 2전류 미러회로(122)의 다른 편의 트랜지스터(126)를 흐르는 전류가, 상술한 발진주파수를 결정하는 콘덴서(18)를 충전하는 구성으로 되어 있다.

또, 이 회로구성으로, 전류로(101)에 접속된 스위칭 트랜지스터(102)에서 제 1전류 미러회로(106)까지의 회로구성이, 충전전압 제어수단으로서 기능하게 된다. 따라서, 전원 온시에는 트랜지스터(108)를 흐르는 정전류와, 트랜지스터(102)를 거쳐서 흐르는 전류와 합성된 전류로 콘덴서(52)가 충전된다. 충전에 의해 콘덴서(52)의 단자전압(Va)이 상승하고, 접속중점(s)의 전위가 상승하면, 얼마 안 있어 트랜지스터(102)의 베이스전위보다 높게 되므로, 이 트랜지스터(102)가 컷오프한다. 그렇게 하면, 콘덴서(52)는 제 1전류 미러회로(106)로부터의 정전류만에 의해 충전된다.

그 때문에, 트랜지스터(102)가 컷오프하기까지의 충전전압의 전압변화율과 컷오프한 뒤의 전압변화율이 상위하게 된다. 즉, 트랜지스터(102)가 컷오프 하기 전보다도 컷오프 후의 전압변화율이 작게되고, 도 3과 동일한 충전특성이 된다.

이 충전특성과 같은 충전전류의 변화가 제 2전류 미러회로(122)에도 전달되기 때문에, 발진주파수를 결정하는 콘덴서(18)에 대한 충전특성도 도 3과 같은 변곡점(y)을 갖는 비선형특성이 된다. 따라서, 도 7의 경우와 동일하게 비선형특성을 실현할 수 있다.

소프트 스타트회로(50)에 대한 비선형특성의 부여는, 상술한 이외라도 실현할 수 있다. 또, 상술한 실시형태에서는, 비선형특성으로서 전압변화율을 단일의 변곡점으로 표현하였지만, 순수한 곡선으로 비선형특성을 실현할 수도 있고, 복수의 변곡점을 가진 비선형특성으로 할 수도 있다.

이 실시형태에서는, SEPP구성의 스위칭 전원장치에 적용하였으나, 푸시풀형의 스위칭 전원장치나 하프브리지 구성의 스위칭 전원장치 등에도 본 발명을 적용할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에서는 스위칭신호를 생성하는 수단에 포함되는 가변발진회로의 발진주파수의 변화를 비선형특성이 되도록 한 것이다.

이것에 의하면, 전원 온시에 있어서의 발진주파수의 변화에 대하여, 부하측에 설치된 충전콘덴서의 충전이 개시하고서 완료하기 직전까지의 발진주파수의 변화를 완만하게 할 수 있고, 이것에 수반하여 절연트랜스의 1차측을 흐르는 전류의 급준한 변화를 억제할 수 있다.

따라서, 절연트랜스의 1차측에 접속된 스위칭소자에는 과전류가 흐르지 않게 되므로, 이들 스위칭소자의 손상을 종래보다도 대폭으로 경감할 수 있고, 이들 스위칭소자를 확실히 보호할 수 있다.

또, 부하에 인가되는 출력전압, 특히 전원 온시에 있어서의 전압변화는 소프트 스타트회로의 충전특성에 의존하는 것이기 때문에, 이 충전특성을 그 부하에 적절한 충전특성으로 함으로써, 보다 안정한 회로동작을 실현할 수 있는 특성을 갖는다.

따라서, 본 발명에 관계되는 스위칭 전원장치는, SEPP구성의 스위칭 컨버터 등에 적용하여 극히 적절하다.

Claims

스위칭 전원장치에 있어서,

스위칭 신호를 생성하는 가변주파수 발진 회로를 가지는 스위칭 신호 생성수단과,

상기 스위칭 신호 생성수단으로부터 상기 스위칭 신호를 수신하는 한 쌍의 스위칭 소자와,

상기 한 쌍의 스위칭소자의 접속점에 트랜스의 1차코일을 거쳐서 접속된 공진용 콘덴서와,

상기 트랜스의 2차코일에 설치되어 출력 전압을 생산하는 정류회로와,

상기 정류회로로부터의 상기 출력전압과 기준전압을 비교하는 비교수단과,

상기 비교수단으로부터의 비교출력에 근거하여 상기 가변주파수 발진 회로의 발진 소자의 임피던스를 제어하는 임피던스 제어수단과,

상기 가변주파수 발진 회로가 초기 구동할 때, 상기 스위칭 신호의 발진 주파수를 제어하는 주파수 제어수단을 포함하고,

상기 주파수 제어수단의 주파수 제어신호는 시간에 대하여 비선형 특성을 가진 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 1항에 있어서,

상기 주파수 제어수단은 기동 개시의 소프트 스타트회로와, 충전용 콘덴서와, 상기 충전용 콘덴서의 양단에 접속된 충전전압 제어수단을 포함하고,

상기 소프트 스타트회로로부터 출력된 주파수 제어신호의 충전 특성이 상기 비선형 특성을 가지도록 하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2항에 있어서,

상기 충전전압 제어수단은 상기 가변주파수 발진 회로의 기동 개시시간에 관련된 적어도 하나의 변곡점을 갖는 상기 충전특성을 가지고,

상기 변곡점 경과 후의 충전 특성이 상기 변곡점의 경과 전의 충전특성보다 경사가 완만한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2항에 있어서,

상기 충전전압 제어 수단은 전원 및 접지에 직렬 접속된 제 1 및 2저항기와, 스위칭 트랜지스터를 거쳐서 상기 제 1저항기에 병렬로 접속된 제 3저항기를 포함하고,

상기 충전용 콘덴서는 상기 제 1 및 2저항기의 중점 사이에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 4항에 있어서,

상기 충전용 콘덴서에 접속된 상기 소프트 스타트회로는 상기 충전용 콘덴서를 충전하도록 정전류원을 포함하고,

상기 스위칭 트랜지스터의 온오프로 상기 충전용 콘덴서의 충전 특성이 비선형이 되도록 하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.