JP2001190063A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JP2001190063A JP37532399A JP37532399A JP2001190063A JP 2001190063 A JP2001190063 A JP 2001190063A JP 37532399 A JP37532399 A JP 37532399A JP 37532399 A JP37532399 A JP 37532399A JP 2001190063 A JP2001190063 A JP 2001190063A
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capacitor
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Abstract

(57)【要約】 【課題】電源オン時におけるスイッチング素子の保護を
図る。 【解決手段】可変発振回路１４を有するスイッチング信
号生成手段１２と、スイッチング信号が供給されるスイ
ッチング素子２２，２４と、スイッチング素子の接続点
に一次コイル２６ａを介して接続された共振用コンデン
サ２８と、トランスの二次側の整流回路３２と、整流回
路に得られる出力電圧Ｖｂを基準電圧Ｖｒｅｆと比較す
る比較手段３６と、比較出力に基づいて可変発振回路の
発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制
御手段３７と、可変発振回路の初期駆動時の発振周波数
を制御する周波数コントロール手段８０とで構成され
る。電源オン時における周波数制御信号は、時間に対し
てノンリニア特性となされる。その結果、電源オン直後
の発振周波数の変化が緩やかになり一次コイル側を流れ
る電流の急激な変化がなくなる。したがってスイッチン
グ素子には過電流が流れなくなってスイッチング素子の
ダメージを従来よりも大幅に軽減でき、これらスイッチ
ング素子を確実に保護できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源装置に関する。詳しくは、電源起動時、負荷側に接続
されたトランスの一次側に流れる整流電流をノンリニア
特性とすることで、トランスの一次側に設けられたスイ
ッチング用トランジスタに流れる過大電流からこのトラ
ンジスタなどを保護できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置として電流共振方
式によるものが知られている。この電流共振方式のスイ
ッチング電源装置の中でも、ＳＥＰＰ（Single Ended P
ush Pull）構成のものの従来例を図５に示す。
【０００３】図５に示すスイッチング電源装置１ではス
イッチング信号生成手段１２として可変発振回路１４が
設けられ、その発振信号がドライブ回路１６に供給され
て、例えば互いに逆相関係の一対のスイッチング信号が
生成される。スイッチング生成手段１２をＩＣ回路で構
成する場合には、発振周波数を決める発振素子（コンデ
ンサ１８および抵抗器２０）はこのＩＣ回路に設けられ
た外部端子１２ａ、１２ｂに何れも外付けされる。
【０００４】一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４はＭＯＳ型の電
界効果トランジスタなどを使用することができる。これ
ら一対のスイッチング素子２２，２４の接続中点ｐと接
地間には、絶縁トランス２６の一次コイル２６ａを介し
て共振用のコンデンサ２８が接続される。
【０００５】絶縁トランス２６の一対の二次コイル２６
ｂ、２６ｃを流れる二次電流はそれぞれダイオード３０
ａ、３０ｂによって両波整流され、両波整流された電流
は平滑用コンデンサ３２に充電される。したがって平滑
用コンデンサ３２の両端３４に得られる電圧が出力電圧
として負荷（図示はしない）に供給される。
【０００６】出力電圧は電圧比較手段としてのアンプ３
６に供給され、基準電圧Ｖｒｅｆと電圧比較される。そ
の比較出力はトランス２６の一次側と二次側とを絶縁す
るために設けられたインダクタンス制御手段３７を構成
するホトカプラー３８に供給される。ホトカプラー３８
はホトダイオード４０と可変インダクタンス素子として
機能するホトトランジスタ４２とで構成され、比較出力
に応じた電流がこのホトトランジスタ４２を流れる。
【０００７】ホトトランジスタ４２は固定の抵抗器４４
を介して外部端子１２ｂに接続される。したがってホト
トランジスタ４２がオン状態のときは発振素子である抵
抗器２０に対してこの抵抗器４４と、ホトトランジスタ
４２による直列インピーダンスが並列接続されたことに
なる。
【０００８】この構成において、トランス２６の一次コ
イル２６ａとコンデンサ２８とによる一次側の共振回路
の、共振周波数ｆと共振インピーダンスＺとの関係は図
６曲線Ｌｏのようにアッパーサイド動作になることが知
られている。
【０００９】この共振回路で一対のスイッチング素子２
２，２４に供給されるスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバー
のスイッチング周波数が高いときは共振インピーダンス
Ｚが大きくなり、スイッチング周波数が低くなるにした
がって共振インピーダンスＺが低下する。共振インピー
ダンスＺがこのような変化を伴うと、一次コイル２６ａ
に流れる共振電流ｉ１も変化することから、この共振電
流ｉ１を制御することでトランス２６の二次側に誘起さ
れる出力電圧Ｖｂをコントロールできる。
【００１０】したがって例えば、出力端子３４に得られ
る出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときに
は、ホトトランジスタ４２もその比較出力に応じたイン
ピーダンスとなるから、外部端子１２ｂの合成抵抗は抵
抗器２０単体の場合よりも小さくなり、これによって発
振周波数ｆｓｗが高くなる。
【００１１】発振周波数ｆｓｗが高くなると一次コイル
２６ａとコンデンサ２８で決まる共振インピーダンスＺ
が大きくなるから、この一次コイル２６ａを流れる電流
が制限され、その値が小さくなる。この電流減少に伴っ
て二次コイル２６ｂ、２６ｃ側に誘起される電流も少な
くなり、その結果コンデンサ３２への充電電圧が下が
る。つまり出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆ方向に制御
される。
【００１２】またこれとは逆に、出力電圧Ｖｂが基準電
圧Ｖｒｅｆより低下したときには、ホトトランジスタ４
２のインピーダンスが大きくなり、外部端子１２ｂでの
合成抵抗値が大きくなって、可変発振回路１４はその発
振周波数ｆｓｗが低くなるように制御される。その結果
としてスイッチング素子２２，２４に対するスイッチン
グ周波数が下がり、これに伴ってトランス２６の一次側
共振インピーダンスＺが低下して共振電流が増える。共
振電流が増えると二次側の電流も増えるから、これによ
ってコンデンサ３２にへの充電電圧Ｖｂが上昇し、基準
電圧Ｖｒｅｆに近付くような閉ループ制御が行われる。
【００１３】ところで、このスイッチング電源装置１０
においては、電源をオンにした起動時からコンデンサ３
２が定常状態の電圧まで上昇するまでの期間は、大きな
値の共振電流が流れるので、このときの電流でスイッチ
ング素子２２，２４が大きなダメージを被ることがあ
る。
【００１４】このようなダメージを少なくするため、従
来から起動時の共振電流を制限するものとして、周波数
コントロール手段６０として機能するソフトスタート回
路５０が設けられているものがある。このソフトスター
ト回路５０はスイッチング信号生成手段１２内に設けら
れ、このソフトスタート回路５０に配された外部端子１
２ｃに外付け用の充電用コンデンサ５２が接続され、こ
のコンデンサ５２への充電を電源オンに同期して開始す
るようにする。そして、このときの充電電圧Ｖａの変化
によって発振素子である外部端子１２ａに接続された発
振コンデンサ１８の充電電流を変化させる。
【００１５】発振コンデンサ１８への充電電流が時間と
共に変化すると、その変化に相応して発振周波数ｆｓｗ
も変化する。このことを図７以下を参照して説明する。
【００１６】図７Ａは電源オン時からの充電電圧Ｖａの
変化を示すもので、その充電特性は直線Ｌａに示すよう
にリニアである。このとき可変発振回路１４はこれに接
続されたソフトスタート回路５０に関連するコンデンサ
５２の充電電圧Ｖａによってその発振周波数ｆｓｗが変
わる。発振周波数ｆｓｗもほぼリニアに変化し、図７Ｂ
直線Ｌｂに示すように、充電電圧Ｖａがゼロボルトのと
き高い周波数で発振し、充電電圧Ｖｂが高くなるにつれ
発振周波数ｆｓｗが低下する特性を示す。
【００１７】一方、一次共振インピーダンスＺは図６に
も示すように共振周波数ｆｏから周波数が高くなるにつ
れ、共振インピーダンスＺが大きくなるような特性曲線
Ｌｏであるから、インピーダンスＺと時間の関係を図示
すると、図７Ｃのようになる。つまり、最初は共振イン
ピーダンスＺが高く、その後急激に低下し、充電電圧Ｖ
ａがフル充電に近づくにつれ、再びインピーダンスの変
化が緩やかになるようなノンリニア特性となる。
【００１８】その結果、この一次共振回路系を流れる一
次電流ｉ１は、図７Ｄ曲線Ｌｃに示すように電源オン時
から所定の時間まではあまり流れないが、ある程度の時
間が経つと急激に電流が増加するようなノンリニア特性
となる。これに伴って、出力端子３４側に接続されたコ
ンデンサ３２の出力電圧（充電電圧）Ｖｂは図７Ｅの曲
線Ｌｄに示すように、最初は緩やかに充電されるが、そ
の後急激な充電が行われるような充電モードとなる。ソ
フトスタートモードが終了する時点ｔｂの直前は緩やか
な充電となり、時点ｔｂ以降では閉ループによる電圧制
御モードに遷移し、図７Ｅ曲線Ｌｅに示すように基準電
圧Ｖｒｅｆに落ち着く電圧制御が行われる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】このように、一次側イ
ンピーダンスＺの変化による影響を受けてソフトスター
トモードが終了する直前までは急激な電流ｉ１が一次側
共振系に流れる。この急激な電流ｉ１によって一対のス
イッチング素子２２，２４には大きなストレスがかかる
ため、これらスイッチング素子２２，２４などがダメー
ジを受けることがある。
【００２０】また、電源オン時における負荷に加わる電
圧変化は、ソフトスタート回路の充電特性によって変化
するが、負荷にマッチした電圧変化状態を自由に設定で
きれば、負荷に最も適した電圧印加状態を実現できる。
従来では上述したようにソフトスタート回路の充電特性
は単なるリニア特性であるため柔軟に対処できない欠点
があった。
【００２１】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特にソフトスタート回路５０
に接続されたコンデンサ５２の電源オン時における充電
特性を緩やかにすることによって、少なくともスイッチ
ング素子２２，２４へのダメージを軽減できるようにし
たスイッチング電源装置を提案するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に記載したこの発明に係るスイッチング電
源装置では、可変発振回路を有するスイッチング信号生
成手段と、 このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング
素子と、 これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一
次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、 上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、 この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する
比較手段と、 この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子の
インピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、 上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロ
ールする周波数コントロール手段とで構成され、 上記周波数コントロール手段の周波数制御信号は、時間
に対してノンリニア特性となされたことを特徴とする。
【００２３】この発明では、ソフトスタート回路の充電
特性をノンリニア特性とし、電源オン時には急激にソフ
トスタート回路に接続されたコンデンサへの充電を行
い、その後徐々に充電する。こうすることによって、元
々ノンリニアに変化する一次側共振インピーダンスＺが
ほぼリニアに変化するようになる。この共振インピーダ
ンスＺによって一次側電流ｉ１が決まるので、この一次
側電流ｉ１の過電流化が阻止される。したがってスイッ
チング素子には過電流が流れなくなりこれらスイッチン
グ素子へのダメージを軽減できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。この発明ではスイッチング信号生成手段に設けら
れたソフトスタート回路の充電特性をリニア特性からノ
ンリニア特性に変えることで、絶縁トランスの一次側共
振インピーダンスの特性の変化を緩やかにして、絶縁ト
ランスの一次側に接続されたスイッチング素子へのダメ
ージを少なくするものである。
【００２５】図１に示すスイッチング電源装置１０は従
来のソフトスタート回路を使用したときの一実施形態を
示すもので、ソフトスタート回路５０の従来構成から説
明する。
【００２６】このソフトスタート回路５０は図２に示す
ように、コンデンサ５２を定電流で充電する第１のカレ
ントミラー回路７２の電流路７４に接続される。第１の
カレントミラー回路７２は一対のトランジスタ７５，７
６で構成された定電流部７７と、トランジスタ７５のベ
ースに接続された第３のトランジスタ７８および逆流防
止用のダイオード（トランジスタ構成）７９とで構成さ
れる。定電流部７７を流れる電流と同じ電流がダイオー
ド７９を介してコンデンサ５２に流れて、コンデンサ５
２を定電流で充電する。これでコンデンサ５２への充電
電圧Ｖａはリニアな充電特性となる。
【００２７】電流路７４にはダーリントン接続された一
対のトランジスタ８０，８１を介して第２のカレントミ
ラー回路８２が接続され、第２の定電流部８５を流れる
定電流値を決定する。第２のカレントミラー回路８２も
第１の定電流部７２と同様な構成であって、一対のトラ
ンジスタ８３，８４で構成された定電流部８５と、トラ
ンジスタ８３のベースに接続された第３のトランジスタ
８６および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構
成）８７とで構成される。定電流部８５を流れる電流と
同じ電流がダイオード８７を介してコンデンサ１８に流
れるから、充電電圧Ｖａの充電特性に応じてコンデンサ
１８の充電特性がコントロールされる。その結果、可変
発振回路１４の発振周波数ｆｓｗが所望のごとく制御さ
れて、ソフトスタートモードが実現する。
【００２８】この発明では、可変発振回路１４に対する
周波数コントロール手段が設けられる。実施形態ではソ
フトスタート回路５０に設けられた充電用コンデンサ５
２の充電特性をコントロールすることによって発振周波
数を制御するコントロール信号を得るようにした場合で
ある。
【００２９】発振周波数コントロール回路はソフトスタ
ート回路５０と、このソフトスタート回路５０に接続さ
れた充電用のコンデンサ５２と、図１の実施形態では充
電用コンデンサ５２に接続された充電電圧コントロール
回路９０とで構成される。コンデンサ５２に対する充電
電圧特性はノンリニア特性である。
【００３０】この充電電圧コントロール回路９０は、図
１に示すように直列接続された一対の抵抗器９１，９２
を有し、その接続中点ｄが外部端子１２ｃに接続され
る。つまり抵抗器９２がコンデンサ５２に並列接続され
る。この接続中点ｄと電源Ｖｃｃとの間にはさらに抵抗
器９３を介してスイッチングトランジスタ９４が接続さ
れる。トランジスタ９４には一対の抵抗器９５，９６に
よる分圧電圧がそのベース電圧として印加される。
【００３１】このように構成された充電電圧コントロー
ル回路９０にあって、電源オン時からコンデンサ５２が
充電されるので、ソフトスタートモードが開始する。電
源オン時はトランジスタ９４がオン状態となるので、こ
のときは電流路７４からの充電電流と、抵抗器９１，９
２および９３の値によって決まる充電電流とによってコ
ンデンサ５２が充電される（図３直線Ｐａ１）。そし
て、ある程度充電されると、それに伴ってトランジスタ
９４ののエミッタ電圧が上昇するので、これによってト
ランジスタ９４がカットオフする。したがってそれ以降
は電流路７４からの充電電流と、抵抗器９１および９２
の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ５２
が充電される（図３直線Ｐａ２）。
【００３２】その結果、図３のようにトランジスタ９４
がカットオフする時点ｔａでの変曲点ｙを境にしてその
前後でコンデンサ５２に対する充電特性Ｐａが相違す
る。つまり、トランジスタ９４がカットオフするまでは
直線Ｐａ１のようになり、カットオフしたあとではこの
直線Ｐａ１よりも緩やかな直線Ｐａ２に変わる。したが
ってトランジスタ９４がカットオフする時点ｔａまでは
比較的急峻な充電である（ただし電流量は少ない）のに
対して、トランジスタ９４がカットオフした後は緩やか
な充電となる。つまり１つの変曲点を持つノンリニア特
性な充電特性となる。
【００３３】このようにノンリニア特性となったときの
一次側電流ｉ１や出力電圧Ｖｂなどの関係を図７を参照
して説明する。図７Ａの曲線Ｐａはコンデンサ５２に対
する充電特性である。可変発振回路１４はこれに接続さ
れたソフトスタート回路５０に関連するコンデンサ５２
の充電電圧Ｖａによってその発振周波数ｆｓｗが変わ
る。発振周波数ｆｓｗもほぼノンリニアに変化し、図７
Ｂ直線Ｐｂに示すように、充電電圧Ｖａがゼロボルトの
とき高い周波数で発振し、充電電圧Ｖａが高くなるにつ
れ発振周波数ｆｓｗが低下する特性を示すが、変曲点ｙ
の前後で周波数変化率が相違する。変曲点ｙの前より後
の方が周波数変化率が小さいので、ソフトスタートモー
ドが終了するタイミングになると発振周波数ｆｓｗは緩
やかに変化する。
【００３４】この発振周波数ｆｓｗの変化に相応して、
絶縁トランス２６の一次共振インピーダンスＺは図７Ｃ
のように変化する。ここで、この共振インピーダンスＺ
は元々図６曲線Ｌｏとして示すように発振周波数（スイ
ッチング信号）ｆｓｗが高いところではインピーダンス
変化率が小さく、発振周波数ｆｓｗが比較的低いところ
ではインピーダンス変化率が大きくなるようなノンリニ
ア特性である。しかし、発振周波数の変化が図７Ｂのよ
うなノンリニア特性となされている関係で、逆にそのイ
ンピーダンスＺは曲線Ｐｏのようにほぼリニアな変化と
なる。
【００３５】その結果として、一次側電流ｉ１も図７曲
線Ｐｃに示すようにほぼリニアに変化するようになる。
つまり流れる電流の変化率は相違するも変曲点ｙの前後
でも共にほぼリニアな電流特性となり、電流が急激に一
次コイル２６ａ側を流れるような事態を回避できる。こ
の電流特性によってコンデンサ３２に対する充電電圧Ｖ
ｂは図７Ｅ曲線Ｐｄのように変曲点ｙの前後でもリニア
に充電されることが判る。
【００３６】このようにコンデンサ５２に対する充電特
性をノンリニア特性とし、可変発振回路１４の周波数変
化が一部急峻にならないように制御することによって、
絶縁トランス２６の一次コイル２６ａ側を流れる電流を
リニアに制限できる。これによって一対のスイッチング
素子２２，２４を流れる電流が緩やかとなり、スイッチ
ング素子２２，２４へのダメージを大幅に軽減できる。
【００３７】また上述した出力電圧Ｖｂはコンデンサ５
２の充電特性によって変えることができるので、変曲点
ｙの位置や変曲点ｙの前後での充電特性の傾きなどを考
慮して設計すれば、電源オン時における出力端子３４に
接続される負荷に最も適した電圧変化状態を実現でき
る。その結果、負荷に適した出力電圧の立ち上がり特性
を実現でき、より安定した回路動作が得られることにな
る。
【００３８】図１に示す実施形態は、従来から存在する
ソフトスタート回路５０を流用してその充電特性をノン
リニア特性となるように構成したが、図４のようにソフ
トスタート回路１００を構成することもできる。この場
合にはコンデンサ５２に対する充電電圧コントロール手
段を外付け回路として構成するのではなく、スイッチン
グ信号生成手段１２の中に直接組み込んだＩＣ回路とし
て構成される。したがってこの場合には図１の充電電圧
コントロール回路９０は不要である。
【００３９】図４に示すソフトスタート回路５０にあっ
て、コンデンサ５２には直流電源１０４に対する電流路
１０１が接続され、この電流路１０１にはスイッチング
トランジスタ１０２が抵抗器１０３および逆流防止用の
ダイオード（トランジスタ構成）１０５を介して直列接
続されると共に、抵抗器１０３とダイオード１０５との
接続中点ｓには第１のカレントミラー回路１０６からの
定電流が供給される。
【００４０】第１のカレントミラー回路１０６は定電流
源としてのＭＯＳトランジスタ１０７と、そのゲートに
接続されたＭＯＳトランジスタ１０８とで構成され、Ｍ
ＯＳトランジスタ１０７には定電流の値を決定するトラ
ンジスタ１０９が抵抗器１１０を介して接続される。ト
ランジスタ１０９には複数の抵抗器Ｒａ〜Ｒｄよりなる
分圧回路１１１の接続中点ｒ３に得られる最小分圧電圧
がそのベースに供給される。電流路１０１に接続された
スイッチングトランジスタ１０２には分圧回路１１１よ
り接続中点ｒ２に得られる中間の分圧電圧が印加され
る。
【００４１】電流路１０１を流れる電流によってダーリ
ントン接続された一対のトランジスタ１２０，１２１に
よって増幅される。増幅された電流は第２のカレントミ
ラー回路１２２の定電流源１２５を流れる電流として使
用される。そのため、この電流路はスイッチングトラン
ジスタ１２３および抵抗器１２４を介して第２のカレン
トミラー回路１２２を構成する定電流部１２５に接続さ
れる。トランジスタ１２３には分圧回路１１１の接続中
点ｒ１に得られる最大分圧電圧がそのベースに供給され
る。
【００４２】第２のカレントミラー回路１２２の他方の
トランジスタ１２６を流れる電流が上述した発振周波数
を決めるコンデンサ１８を充電する構成となされてい
る。
【００４３】さて、この回路構成で、電流路１０１に接
続されたスイッチングトランジスタ１０２から第１のカ
レントミラー回路１０６までの回路構成が、充電電圧コ
ントロール手段として機能することになる。したがっ
て、電源オン時にはトランジスタ１０８を流れる定電流
と、トランジスタ１０２を介して流れる電流との合成さ
れた電流でコンデンサ５２が充電される。充電によって
コンデンサ５２の端子電圧Ｖａが上昇し、接続中点ｓの
電位が上昇すると、やがてはトランジスタ１０２のベー
ス電位より高くなるのでこのトランジスタ１０２がカッ
トオフする。そうするとコンデンサ５２は第１のカレン
トミラー回路１０６からの定電流のみによって充電され
る。
【００４４】そのため、トランジスタ１０２がカットオ
フするまでの充電電圧の電圧変化率とカットオフしたあ
との電圧変化率とが相違することになる。つまり、トラ
ンジスタ１０２がカットオフする前よりもカットオフ後
の電圧変化率が小さくなり、図３と同様な充電特性とな
る。
【００４５】この充電特性と同じ充電電流の変化が第２
のカレントミラー回路１２２にも伝達されるから、発振
周波数を決定するコンデンサ１８に対する充電特性も図
３のような変曲点ｙを持ったノンリニア特性となる。し
たがって図７の場合と同じようなノンリニア特性を実現
できる。
【００４６】ソフトスタート回路５０に対するノンリニ
ア特性の付与は、上述以外でも実現できる。また、上述
した実施形態ではノンリニア特性として電圧変化率を単
一の変曲点で表現したが、純粋な曲線でノンリニア特性
を実現することもできるし、複数の変曲点を持ったノン
リニア特性とすることもできる。
【００４７】この実施形態ではＳＥＰＰ構成のスイッチ
ング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチ
ング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源
装置などにもこの発明を適用できる。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明ではスイッ
チング信号を生成する手段に含まれる可変発振回路の発
振周波数の変化をノンリニア特性となるようにしたもの
である。
【００４９】これによれば、電源オン時における発振周
波数の変化に対して、負荷側に設けられた充電コンデン
サの充電が開始してから完了する直前までの発振周波数
の変化を緩やかにすることができ、これに伴って絶縁ト
ランスの一次側を流れる電流の急激な変化を抑えること
ができる。
【００５０】したがって絶縁トランスの一次側に接続さ
れたスイッチング素子には過電流が流れなくなるので、
これらスイッチング素子のダメージを従来よりも大幅に
軽減でき、これらスイッチング素子を確実に保護でき
る。
【００５１】また、負荷に印加される出力電圧、特に電
源オン時における電圧変化はソフトスタート回路の充電
特性に依存するものであるから、この充電特性をその負
荷に適した充電特性とすることによって、より安定した
回路動作を実現できる特徴を有する。
【００５２】したがってこの発明に係るスイッチング電
源装置は、ＳＥＰＰ構成のスイッチングコンバータなど
に適用して極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るスイッチング電源装置の一実施
形態を示す要部の接続図である。
【図２】ソフトスタート回路の従来例を示す接続図であ
る。
【図３】充電電圧コントロール回路の充電特性を示す特
性図である。
【図４】ソフトスタート回路の一実施形態を示す要部の
接続図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の接続図である。
【図６】一次側共振インピーダンス特性を示す発振周波
数とインピーダンスとの特性図である。
【図７】動作説明に供する波形図である。
【符号の説明】
１０・・・電源装置、１２・・・スイッチング信号生成
手段、１４・・・可変発振回路、１６・・・ドライブ回
路、１８、２０・・・発振素子、２６・・・絶縁トラン
ス、２８・・・共振用コンデンサ、３２・・・平滑用コ
ンデンサ、３６・・・電圧比較器、３７・・・インピー
ダンス制御手段、５０・・・ソフトスタート回路、５２
・・・充電用コンデンサ、９０・・・・充電電圧コント
ロール回路

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 可変発振回路を有するスイッチング信号
    生成手段と、 このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング
    素子と、 これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一
    次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、 上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、 この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する
    比較手段と、 この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子の
    インピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、 上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロ
    ールする周波数コントロール手段とで構成され、 上記周波数コントロール手段の周波数制御信号は、時間
    に対してノンリニア特性となされたことを特徴とするス
    イッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 上記周波数コントロール手段は、起動時
    のソフトスタート回路と、充電用コンデンサと、この充
    電用コンデンサの両端に接続された充電電圧コントロー
    ル手段とで構成され、 上記充電特性をノンリニアとすることによって、上記ソ
    フトスタート回路より出力される周波数コントロール信
    号をノンリニア特性としたことを特徴とする請求項１記
    載のスイッチング電源装置。
  3. 【請求項３】 上記充電電圧コントロール手段は、上記
    可変発振回路の起動開始時間に対し、少なくとも１つの
    変曲点を有する充電特性となされ、 上記変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点
    経過後の充電特性の方が、その傾きが緩慢となるように
    なされたことを特徴とする請求項３記載のスイッチング
    電源装置。
  4. 【請求項４】 上記充電電圧コントロール手段は、直列
    接続された第１と第２の抵抗器と、 この第２の抵抗器に対しこれと並列にスイッチングトラ
    ンジスタを介して接続された第３の抵抗器とで構成さ
    れ、 上記第１と第２の抵抗器接続中点に上記充電用コンデン
    サが接続されたことを特徴とする請求項２記載のスイッ
    チング電源装置。
  5. 【請求項５】 上記充電電圧コントロール手段は、起動
    時のソフトスタート回路と、このソフトスタート回路に
    接続された上記充電用コンデンサとで構成され、 上記充電用コンデンサには定電流源が設けられると共
    に、上記充電用コンデンサへの充電路中には第１の基準
    電圧によって動作するスイッチングトランジスタが接続
    され、 このスイッチングトランジスタのオンオフで、上記充電
    用コンデンサに対する充電特性がノンリニア特性となる
    ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装
    置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011083129A (ja) * 2009-10-07 2011-04-21 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
WO2014074923A1 (en) * 2012-11-09 2014-05-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Soft-start for resonant converters
CN110912408A (zh) * 2018-09-17 2020-03-24 英飞凌科技奥地利有限公司 用于控制开关型电源的装置、方法和系统

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10221128A1 (de) * 2002-05-13 2003-12-04 Conti Temic Microelectronic Schaltungsanordnung zur Spannungserhöhung
CN100431249C (zh) * 2003-08-28 2008-11-05 立锜科技股份有限公司 Δ-σ直流对直流转换器及转换方法
CN100337390C (zh) * 2003-08-29 2007-09-12 立锜科技股份有限公司 具有负载暂态响应快速反应的直流对直流转换器及电压转换方法
US8411476B2 (en) * 2003-11-06 2013-04-02 Bang & Olufsen A/S Charge mode control
EP1530282A1 (en) * 2003-11-06 2005-05-11 Bang & Olufsen A/S Charge mode control of a serial resonance converter
JP3664173B2 (ja) * 2003-11-17 2005-06-22 サンケン電気株式会社 直流変換装置
CN100413190C (zh) 2005-03-11 2008-08-20 昂宝电子（上海）有限公司 用于自适应开关频率控制的系统和方法
CN100431245C (zh) * 2005-03-24 2008-11-05 通嘉科技股份有限公司 双斜率适应性频率控制器
CN101167236B (zh) * 2005-07-15 2010-08-25 半导体元件工业有限责任公司 电源控制器及其方法
KR100692557B1 (ko) 2005-09-27 2007-03-13 삼성전자주식회사 에너지 절감형 스위칭 전원장치 및 그의 에너지 절감방법
JP5404991B2 (ja) * 2006-02-07 2014-02-05 スパンション エルエルシー Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
KR100790690B1 (ko) * 2006-06-08 2008-01-02 삼성전기주식회사 공진형 전원 컨버터용 소프트 스타트 회로
KR101248910B1 (ko) * 2006-08-04 2013-03-28 삼성전자주식회사 스위칭 모드 전원공급장치, 이를 구비한 화상형성장치 및이의 구동 방법
US7583120B2 (en) * 2006-11-21 2009-09-01 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power supply controller and method therefor
JP4924659B2 (ja) * 2009-05-27 2012-04-25 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5807467B2 (ja) * 2011-09-15 2015-11-10 サンケン電気株式会社 駆動回路及びスイッチング電源装置
CN103424133B (zh) * 2012-05-10 2018-07-17 飞利浦知识产权企业有限公司 用于测量无线传感器中的可变阻抗元件的系统和方法
CN102801296B (zh) * 2012-08-27 2014-09-10 无锡安邦电气有限公司 开关电源输出消尖峰电路
US9627929B2 (en) 2012-11-02 2017-04-18 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Wireless power transfer system for wirelessly transferring electric power in noncontact manner by utilizing resonant magnetic field coupling
US9245476B2 (en) * 2013-04-24 2016-01-26 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. Start control circuit, display panel driving circuit and display device
CN105340154B (zh) 2013-07-12 2018-06-19 株式会社 Ihi 电力传输系统
CN104767386A (zh) * 2013-11-22 2015-07-08 蒋武兵 开关电源的双环匹配自适应变频控制技术
US10277140B2 (en) * 2017-08-31 2019-04-30 Google Llc High-bandwith resonant power converters
CN112701884B (zh) * 2021-01-27 2022-02-22 茂睿芯（深圳）科技有限公司 开关电源的原边控制电路及开关电源

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3573595A (en) * 1969-05-28 1971-04-06 Venus Scient Inc Constant current feedback regulator with adjustable impedance for maintaining constant current
EP0417315B1 (en) * 1989-03-27 1996-12-04 Toshiba Lighting & Technology Corporation Device for lighting a discharge lamp
DE69221644T2 (de) * 1991-01-08 1998-02-12 Canon Kk Elektrische Stromversorgung
EP0609875B1 (de) * 1993-02-05 1996-04-24 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Begrenzen der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Steuerschaltung eines Resonanzwandler-Schaltnetzteils und Steuerschaltung für ein Resonanzwandler-Schaltnetzteil
US5917712A (en) * 1995-05-10 1999-06-29 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Self oscillating power supply
TW301081B (ja) * 1995-08-02 1997-03-21 Hitachi Ltd
JP3531385B2 (ja) * 1996-10-28 2004-05-31 ソニー株式会社 電源装置
US5949633A (en) * 1997-10-31 1999-09-07 Rockwell International Corporation Fluorescent lamp drive system with transformer over-voltage protection circuit
US6055162A (en) * 1998-03-12 2000-04-25 Northrop Grumman Corporation Self-oscillating DC-DC converter apparatus and method especially adaptable for VHF operation
JP2001103734A (ja) * 1999-09-28 2001-04-13 Sony Corp スイッチングコンバータ

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011083129A (ja) * 2009-10-07 2011-04-21 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
WO2014074923A1 (en) * 2012-11-09 2014-05-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Soft-start for resonant converters
US9929638B2 (en) 2012-11-09 2018-03-27 Murata Manufacturing Co., Ltd. Soft-start for resonant converters
CN110912408A (zh) * 2018-09-17 2020-03-24 英飞凌科技奥地利有限公司 用于控制开关型电源的装置、方法和系统
CN110912408B (zh) * 2018-09-17 2024-04-09 英飞凌科技奥地利有限公司 用于控制开关型电源的装置、方法和系统

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