JPH01268454A - スイッチング電源用漸進的始動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば通常テレビジョンセットで用いられる
種類のスイッチング電源に関する。

従来の技術とその問題点 第１図は、スイッチング電源の主たる特性の幾つかを示
すための図である。スイッチング電源は大略１次巻線Ｔ
１がパワースイッチ、通常はパワートランジスタ１に直
列に接続されるトランスＴからなる。従ってトランジス
タ１がオンにスイッチングされている時は、１次巻線Ｔ
Ｉを通って電源端子２と大地との間を電流が流れる。動
作時トランジスタ１は集積回路３から繰り返しベース制
御パルスを供給され、トランジスタ１の各導通状態中は
トランスの１次巻線Ｔ１から２次巻線下２へエネルギ伝
達が起こる。２次巻線Ｔ３は、ベース制御集積回路３に
電源を確保するためダイオード５を介して集積回路３に
接続される。従って集積回路３は、スイッチング電源の
動作中に１度だけ給電される。システムがオンとされる
際には、集積回路３は２次巻線Ｔ３によっては給電され
ていない。従って、通常はスイッチング電源の始動の前
に回路の初期電流供給を行なうために、電源端子２に接
続される抵抗９を介して充電されるキャパシタ７からな
る副次的回路が設けられる。

通常は２次巻線側の電圧を安定化するためパワートラン
ジスタ１へ制御パルス列を供給する他の集積回路を介し
て、２次巻線Ｔ２の少なくとも１つでの信号から発生さ
れたサーボ制御信号が端子１０から集積回路３に供給さ
れる。以下の例ではパルス幅変調（ＰＷＭ）制御につい
て説明する。

第２Ａ図は、ＰＷＭを行なう集積回路３の一部を示す図
である。第２八図中比較器Ｃは、２つのトランジスタ１
１及び１２からなり、トランジスタ１１及び１２のエミ
ッタは、相互接続されて電流源１３から電流を供給され
、トランジスタ１２のコレクタは直接接地され、トラン
ジスタ１１のコレクタは抵抗１４を介して接地される。

この比較器は、トランジスタ１１のベースに前記の端子
子１０に対応する第１の比較入力と、トランジスタ１２
のベースにのこぎり波信号が供給される第２の比較入力
１５と、トランジスタ１１のコレクタに出力１６を有す
る。

第２Ｂ図は、端子１５に入来するのこぎり波信号及び端
子１０におけるサーボ制御電圧を概略的に示す図である
。第２Ｃ図は、パワートランジスタ１のベースを（増幅
回路を介して）制御するため端子１６に出力される出力
パルスを示す。図示された回路においては、サーボ制御
電圧１０がのこぎり波１５の下側閾値に最も近い時のパ
ルス１６の幅が最大になる。勿論これは任意に選択した
もので、その逆とすることもできるが、以下の説明では
こちら側の方式を選択する。

スイッチング電源の始動時には２次巻線は給電されてお
らず、サーボ制御信号１０は最大のエネルギを必要とす
るローレベルに設定される。従ってトランジスタ１の導
通期間はすぐに最大となるため、回路の誘導性素子及び
トランスが飽和する危険性に関連する様々な欠点が生じ
る。

これらの欠点を除去するため従来第３Ａ図に図示する如
きスイッチング電源用の漸進的始動回路が提案されてい
る。第３Ａ図は第２Ａ図の比較器Ｃを含む。しかしサー
ボ制御信＠１０は、トランジスタ１１のベースに直接接
続される代わりに、アナログＯＲ回路２０を介してトラ
ンジスタ１１のベースに接続される。アナログＯＲ回路
２０は、入力された２つの信号のうち大きい方を通すと
いう働きをなす。アナログＯＲ回路２０の第２の端子１
９は、キャパシタ２１と抵抗２２の接続点に接続される
。キャパシタ２１の他方の端子は高電圧源に接続され、
抵抗２２の他方の端子は接地される。第３Ａ図は、電圧
源２３及び回路始動時にオンにされるスイッチ２４をも
略示する。

第３Ｂ図は、端７−１０．１５及び１９への入力信号の
形状を示し、第３Ｃ図は出力端子１６での制御パルスの
形状を示す。スイッチ２４のスイッチオン時刻ｔｏにお
いては端子１９は高電圧であるが、この電圧はキャパシ
タ２１が充電されていく間低下する。のこぎり波１５は
所定時間後に現われ始め、時刻１＋において端子１９の
信号ｔよのこぎり波１５の最高レベルに達する。すると
最初のパルスが出力される。つまり、スイッチング電源
が動作し始まる。次いで端子１つの電圧が減少する間、
端子１０のサーボ制御電圧が動作するようになる時間ｔ
２まで漸進的に幅が増大するパルスが出力端子１６に供
給される。

第３Ｂ図及び第３Ｃ図は説明のためのものであって、縮
尺は統一されていない。実際従来テレビジョンのスイッ
チング電源では、のこぎり波の周期はテレビジョンのラ
イン走査周期、つまり例えば６４マイクロ秒に対応する
。時刻１．とｔｌとの間の初期休止時間の長さは、約１
００マイクロ秒であり、時刻ｔ１とｔｌとの間の漸進的
始動の長さも約１００マイクロ秒である。つまり信号１
９の減少は、のこぎり波周期の２０００乃至３０００倍
程度にわたって起こる。

前述の種々の装置は市販されており、例えばエスジエエ
スートムソン　マイクロエレクト［１ニクエスエーから
番号ＴＥ△５１７０．　ＵＡＡ４００１．　ＵＡＡ　４
００６で市販されているテレビジョンセット用のスイッ
チング電源回路で使用されている。

この回路は時刻ｔ１とｔｌとの間の瀬進時始動について
は満足のいくものである。しかし、時刻ｔｏと１．との
間、つまり給電時点と最終の制御パルスの発生との間の
休止時間が長い欠点がある。

この欠点を軽減するため従来第４図に示される種類の回
路でキャパシタ２１の初期充電をのこぎり波の高い閾値
に接近せしめることが提案されている。この回路は、第
３Ａ図に示した構成要素のほかに高電源端子と低電源端
子との間に直列に接続され、接続点がダイオード３３を
介して一１１７バシタ２１と抵抗２２との接続点に接続
される２つの抵抗３１及び３２からなる。従って端子１
９の電圧は、電源電圧の高電圧値ｖＣＣから始まる代わ
りに、ＶＤをダイオード３３の順方向電圧降下とｔ、ｒ
Ｖｃｃ［Ｒ１／　（Ｒ１＋Ｒ２）］十ＶＤから始まる。

その結果時刻ｔｏとｔｌとの間の期間は短くなる。かか
る装置は、例えばエスジェエスートムソン　マイクロエ
レクトロニク　ニスニーから番号Ｔ　Ｅ　Ａ　２１６４
及びＴ　Ｅ　Ａ　２０２９で市販されている回路で使用
される。構成要素３１．３２及び３３はＴ　Ｅ　Ａ　２
０２９用の集積回路では外付けされており、Ｔ　Ｅ　Ａ
　２１６４用の場合は内蔵されている。この装置では、
時刻ｔｏと１１との間の休止時間は短縮されるが、シス
テムの精度は、抵抗Ｒ１及びＲ２の精度に依存し、また
のこぎり波の撮幅の精度だけでなくダイオード３３によ
るドリフトに依存するので充分満足の行くものではなか
った。このために安全域が設けられねばならず、休止時
間が残った。それは前記の方法での休止時間より短いの
は勿論であるとはいえ回路毎に大きくばらつくという欠
点がある。

休止時間が比較的長いことによる欠点の１つは、テレビ
ジョンの視聴名が画像信号受信まである時間待たねばな
らないということである。他の欠点としては、第１図か
ら分るように休止時間カー比較的長い場合、スイッチン
グ電源が安定な状態とならない限り集積回路の初期電源
を確保するキヤ１＜シタ７は非常に大きい値を有さねば
ならず、４；ヤバシタ７に直列接続される抵抗９は、オ
ンに切換えられる際キャパシタ７が急速に充電されるよ
う過大な値とはしえないということである。休止時間が
短縮されるならキャパシタ７の値を低減して抵抗９の値
を増大することができ、それによって安定状ａＷＡ間中
の消費が減少する。

従って本発明の目的は、良好な漸進的始動を確保しつつ
休止時間の長さを短縮するにある。

本発明の別の目的は、構成要素の大部分が集積回路とし
て実現しうるかかる回路を提供するにある。

問題点を解決するための手段 本発明の前記の目的は、漸進的始動回路に、第１のレベ
ルと第２のレベルとの間を撮動するのこぎり波電圧とサ
ーボ制御電圧とを比較することによって得られる幅が変
調されたパルスにより制御されるスイッチング電源を設
け、サーボ制御電圧は、初めのこぎり波の発成間隔外の
値に設定され、次に第１の段階では第１のレベルまで変
化しく休正時間）、第２の段階では漸進的に幅が増大す
る制御パルスが得られるよう第１のレベルから第２のレ
ベルまで変化するようにすることで達成される。本回路
は、第１の段階中はザーボ制御電圧の変化を第１の傾斜
で行なわしめ、次に第２の段階中はサーボ制御ｌｌ電圧
の変化を第１の傾斜より小である第２の傾斜で行なわし
める手段と、最初の制御パルスの検出後に傾斜を切り換
える手段とからなる。

本発明の一態様においては、可変電圧を供給する手段は
、少なくとも第１の所定値と第２の所定値との間を切り
換えられる定常電流をキャパシタに供給する手段からな
る。

実施例 第５図は、第２Ａ図及び第３Ａ図の比較器Ｃと、参照番
号１１乃至１６が付された構成要素と、入力１０及び１
９を有するアナログＯＲゲート２０とからなる。

本発明による回路が従来技術の回路と異なるのは、信号
が、漸進的始動のために端子１９へ供給される方法にお
いてである。本発明によればこの信号は、休止時間に対
応する第１の段階では２つの電流源４１及び４２が同時
に働くことで比較的急速に充電される・一方（前記の時
刻ｔ１とｔｌとの間の）始動期間自体では２つの電流源
の一方〈４２）のみにより充電されるキャパシタ４０の
充電により決まる。この一方の電流源の値は、両方の電
流源の値の和より相当に小さく、例えば１０乃至３０分
の１である。従って休止時間は漸進的始動の長さより短
い。

より詳細には、第５図の回路は、高電圧源ＶＣＣと大地
との間に、前記の比較器Ｃと、キャパシタ４０の充電回
路４５と、反転回路５０と、電源を切り換え前記の電流
源を切り換える動作が始まる時点を検出する回路６０と
を有する。

図示の好ましい実施例では、回路４５のキャパシタ４０
の一方の端子は接地され、他方の端子は電流源４２を介
して、また電流源４１とダイオード４３の直列接続を介
して電源に接続される。電流源４１の強さは、電流源４
２の強さより相当に大きい。キャパシタ４０の第２の端
子は位相反転器５０に接続される。位相反転器５０の出
力はアナログＯＲゲート２０の入力端子１９に接続され
る。

例えば位相反転器はカレントミラーをなす２つのトラン
ジスタ５１及び５２からなる。つまりトランジスタ５１
及び５２のエミッタは高電圧Ｖｃｃに接続され、ベース
は相互に接続される。トランジスタ５１のベースはトラ
ンジスタ５１のコレクタに接続され、トランジスタ５１
及び５３のコレクタはそれぞれの負荷を介して接地され
る。トランジスタ５２のコレクタには抵抗５２が接続さ
れ、トランジスタ５１のコレクタには、トランジスタ５
５と直接接続する抵抗５４が接続される。トランジスタ
５５のベースには、キャパシタ４０の両端の電圧差が供
給される。

回路６０はＲＳフリップ７０ツブ６１からなり、このＲ
ＳフリップフロップのＲ入力は、スイッチング電源が供
給される際信号が供給される端子６２に接続され、Ｓ入
力は比較器Ｃの出力１６が接続され、Ｑ出力はトランジ
スタ６３のベースに接続される。このトランジスタ６３
は、電流源４１とダイオード４３の接続点と、大地との
間に接続される。

従って時刻ｔｏとｔｌとの間のスイッチング電源が供給
される時には、トランジスタ６３はオフ状態にあり、電
流源４１及び４２の両方から急速充電が行なわれるよう
電流が流れるため、端子１９には反転されて急速に減少
する信号１９−１が出力される。前述の如く時刻ｔ１に
短い持続時間の第１のパルスが比較器の出力１６に発生
する。

するとフリップフロップ６１が切り換ってトランジスタ
６３は導通状態となる。そのため電流源４１は大地に短
絡されて、電流源４２のみからの電流がキャパシタに流
れるのでキャパシタの充電は遅くなり、前述の如き時点
ｔ１とｔｌとの間の漸進的始動が行なわれる。

この回路には、休止時間が相当に短縮され、種々の構成
要素の変動にかかわらず回路は動作し休止時間が路間−
であるから自己適応的であるという利点がある。

勿論本発明の回路は、ブロック４５．５０及び６０と比
較器Ｃの実施態様を種々変更及び変形できる。

例えば、キャパシタ４０を接地する代わりに、キャパシ
タ４０の接続が初め高電圧にされてから徐々に低下する
電圧を出力するようにするなら反転器５０は不要である
。

また、漸進的始動信号１９又は制御信号１０を（ｌ！Ｉ
Ｉ里するアナログＯＲグー１〜は単純にするために説明
されたものである。これらの信号の夫々が比較器Ｃの如
き比較器に印加され、次いでそれらの２つの比較器から
のロジック信号がＡＮＤゲートに印加されて持続時間が
最も短い矩形パルスがスイッチング電源のパワートラン
ジスタのベースを制御するのに用いられるようにするこ
ともできる。

また他の回路で検出切換回路６０を置き換えることもで
きる。

以上を要約するに、本願の開示によれば、第１のレベル
と第２のレベルとの間を撮動するのこぎり波電圧（１５
）とサーボ制御電圧（１９）とを比較することによって
ＶＩられる幅が変調されたパルスにより制御されるスイ
ッチング電源において、サーボ制御電圧は、始めのこぎ
り波の発娠間隔外の値に設定され、次に第１の段階では
第１のレベルまで変化しく休止時間〉、第２の段階では
漸進的に幅が増大する制御パルスが得られるよう第１の
レベルから第２のレベルまで変化する。ある回路（４５
，５０）が、第１の段階中はサーボ制御電圧の変化を第
１の傾斜で行なわしめ、次に第２の段階中はＩ）す記ザ
ーボ制御１１電圧の変化を第１の傾斜より小である第２
の傾斜で行なわしめる。別の回路（６０）が、最初の制
御パルスの検出侵に傾斜を切り換える。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は従来技術を示す図、第５図は本発明
による漸進的始動信号の一実施例を示す図、第６Ａ図及
び第６Ｂ図は第５図の回路の動作を説明するためのタイ
ミングチャートである。図面中周−の参照番号は、同−
又は類似の構成要素を示す。 １・・・パワートランジスタ、２・・・電源端子、３・
・・集積回路、５，３３．４３・・・ダイオード、７゜
２１．４０・・・キャパシタ、９．１４．２２．３１゜
３２・・・抵抗、１０．１５，１６，１９．６２・・・
端子、１１，１２，５１．５２．５５．６３・・−トラ
ンジスタ、１３，４１．４２・・・電流源、２０・・・
アナログＯＲ回路、２３・・・電圧源、２４・・・スイ
ッチ、４５・・・充゛市回路、５０・・・反転回路、５
３．５４・・・抵抗、６０・・・回路、６１・・・ＲＳ
フリップノロツブ。 特許出願人　エスジエエスートムソン マイクロエレクトロニク エスエ− Ｆｉｇｕｒｅ　　１ Ｆｉｇｕｒｅ　　３Ａ Ｆｉｇｕｒｅ　　３Ｃ Ｆｉｇｕｒｅ　　４ Ｆｉｇｕｒｅ　　５ Ｆｉｇｕｒｅ　　６Ａ ”　　Ｆｉｇｕｒｅ　　６Ｂ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１のレベルと第２のレベルとの間を振動するの
   こぎり波電圧（１５）とサーボ制御電圧（１９）とを比
   較することによって得られる幅が変調されたパルスによ
   り制御されるスイッチング電源用の漸進的始動装置であ
   って、サーボ制御電圧は、始めのこぎり波の発振間隔外
   の値に設定され、次に第１の段階では第１のレベルまで
   変化し（休止時間）、第２の段階では漸進的に幅が増大
   する制御パルスが得られるよう第１のレベルから第２の
   レベルまで変化するようにされてなり、第１の段階中は
   サーボ制御電圧の変化を第１の傾斜で行なわしめ、次に
   第２の段階中はサーボ制御電圧の変化を第１の傾斜より
   小である第２の傾斜で行なわしめる手段（４５、５０）
   と、最初の制御パルスの検出後に傾斜を切り換える検出
   切換手段（６０）とからなるスイッチング電源用漸進的
   始動装置。
2. （２）該可変電圧を供給する手段は、少なくとも第１の
   所定値と第２の所定値との間を切り換えられる定常電流
   をキャパシタ（４０）に供給する手段（４１、４２）か
   らなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
   源用漸進的始動装置。
3. （３）該定常電流をキャパシタ（４０）に供給する手段
   は、大きい値を有する第１の電流源（４１）と、小さい
   値を有する第２の電流源（４２）とからなり、それぞれ
   の電流源は高電圧源（Ｖｃｃ）に接続される第１の端子
   と、キャパシタ（４０）に接続される第２の端子とを有
   し、第１の電流源はダイオード（４３）を介してキャパ
   シタ（４０）に接続され、第１の電流源とダイオードと
   の接続点は、最初の制御パルスが検出された際に検出切
   換手段（６０）を介して接地されることを特徴とする請
   求項２記載のスイッチング電源用漸進的始動装置。
4. （４）第１の電流源は第２の電流源の１０乃至３０倍の
   値を有することを特徴とする請求項３記載のスイッチン
   グ電源用漸進的始動装置。