JP2731577B2 - スイッチング電源用漸進的始動回路 - Google Patents
スイッチング電源用漸進的始動回路Info
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/901—Starting circuits
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば通常テレビジョンセットで用いられ
る種類のスイッチング電源に関する。
る種類のスイッチング電源に関する。
従来の技術とその問題点 第１図は、スイッチング電源の主たる特性の幾つかを
示すための図である。スイッチング電源は大略１次巻線
T1がパワースイッチ、通常はパワートランジスタ１に直
列に接続されるトランスＴからなる。従ってトランジス
タ１がオンにスイッチングされている時は、１次巻線T1
を通って電源端子２と大地との間を電流が流れる。動作
時トランジスタ１は集積回路３から繰り返しベース制御
パルスを供給され、トランジスタ１の各導通状態中はト
ランスの１次巻線T1から２次巻線T2へエネルギ伝達が起
こる。２次巻線T3は、ベース制御集積回路３に電源を確
保するためダイオード５を介して集積回路３に接続され
る。従って集積回路３は、スイッチング電源の動作中に
１度だけ給電される。システムがオンとされる際には、
集積回路３は２次巻線T3によっては給電されていない。
従って、通常はスイッチング電源の始動の前に回路の初
期電流供給を行なうために、電源端子２に接続される抵
抗９を介して充電されるキャパシタ７からなる副次的回
路が設けられる。
示すための図である。スイッチング電源は大略１次巻線
T1がパワースイッチ、通常はパワートランジスタ１に直
列に接続されるトランスＴからなる。従ってトランジス
タ１がオンにスイッチングされている時は、１次巻線T1
を通って電源端子２と大地との間を電流が流れる。動作
時トランジスタ１は集積回路３から繰り返しベース制御
パルスを供給され、トランジスタ１の各導通状態中はト
ランスの１次巻線T1から２次巻線T2へエネルギ伝達が起
こる。２次巻線T3は、ベース制御集積回路３に電源を確
保するためダイオード５を介して集積回路３に接続され
る。従って集積回路３は、スイッチング電源の動作中に
１度だけ給電される。システムがオンとされる際には、
集積回路３は２次巻線T3によっては給電されていない。
従って、通常はスイッチング電源の始動の前に回路の初
期電流供給を行なうために、電源端子２に接続される抵
抗９を介して充電されるキャパシタ７からなる副次的回
路が設けられる。
通常は２次巻線側の電圧を安定化するためパワートラ
ンジスタ１へ制御パルス列を供給する他の集積回路を介
して、２次巻線T2の少なくとも１つでの信号から発生さ
れたサーボ制御信号が端子10から集積回路３に供給され
る。以下の例ではパルス幅変調（PWM）制御について説
明する。
ンジスタ１へ制御パルス列を供給する他の集積回路を介
して、２次巻線T2の少なくとも１つでの信号から発生さ
れたサーボ制御信号が端子10から集積回路３に供給され
る。以下の例ではパルス幅変調（PWM）制御について説
明する。
第2A図は、PWMを行なう集積回路３の一部を示す図で
ある。第2A図中比較器Ｃは、２つのトランジスタ11及び
12からなり、トランジスタ11及び12のエミッタは、相互
接続されて電流源13から電流を供給され、トランジスタ
12のコレクタは直接接地され、トランジスタ11のコレク
タは抵抗14を介して接地される。この比較器は、トラン
ジスタ11のベースに前記の端子子10に対応する第１の比
較入力と、トランジスタ12のベースにのこぎり波信号が
供給される第２の比較入力15と、トランジスタ11のコレ
クタに出力16を有する。
ある。第2A図中比較器Ｃは、２つのトランジスタ11及び
12からなり、トランジスタ11及び12のエミッタは、相互
接続されて電流源13から電流を供給され、トランジスタ
12のコレクタは直接接地され、トランジスタ11のコレク
タは抵抗14を介して接地される。この比較器は、トラン
ジスタ11のベースに前記の端子子10に対応する第１の比
較入力と、トランジスタ12のベースにのこぎり波信号が
供給される第２の比較入力15と、トランジスタ11のコレ
クタに出力16を有する。
第2B図は、端子15に入来するのこぎり波信号及び端子
10におけるサーボ制御電圧を概略的に示す図である。第
2C図は、パワートランジスタ１のベースを（増幅回路を
介して）制御するため端子16に出力される出力パルスを
示す。図示された回路においては、サーボ制御電圧10が
のこぎり波15の下側閾値に最も近い時のパルス16の幅が
最大になる。勿論これは任意に選択したもので、その逆
とすることもできるが、以下の説明ではこちら側の方式
を選択する。
10におけるサーボ制御電圧を概略的に示す図である。第
2C図は、パワートランジスタ１のベースを（増幅回路を
介して）制御するため端子16に出力される出力パルスを
示す。図示された回路においては、サーボ制御電圧10が
のこぎり波15の下側閾値に最も近い時のパルス16の幅が
最大になる。勿論これは任意に選択したもので、その逆
とすることもできるが、以下の説明ではこちら側の方式
を選択する。
スイッチング電源の始動時には２次巻線は給電されて
おらず、サーボ制御信号10は最大のエネルギを必要とす
るローレベルに設定される。従ってトランジスタ１の導
通期間はすぐに最大となるため、回路の誘導性素子及び
トランスが飽和する危険性に関連する様々な欠点が生じ
る。
おらず、サーボ制御信号10は最大のエネルギを必要とす
るローレベルに設定される。従ってトランジスタ１の導
通期間はすぐに最大となるため、回路の誘導性素子及び
トランスが飽和する危険性に関連する様々な欠点が生じ
る。
これらの欠点を除去するため従来第3A図に図示する如
きスイッチング電源用の漸進的始動回路が提案されてい
る。第3A図は第2A図の比較器Ｃを含む。しかしサーボ制
御信号10は、トランジスタ11のベースに直接接続される
代わりに、アナログOR回路20を介してトランジスタ11の
ベースに接続される。アナログOR回路20は、入力された
２つの信号のうち大きい方を通すという働きをなす。ア
ナログOR回路20の第２の端子19は、キャパシタ21と抵抗
22の接続点に接続される。キャパシタ21の他方の端子は
高電圧源に接続され、抵抗22の他方の端子は接地され
る。第3A図は、電圧源23及び回路始動時にオンにされる
スイッチ24をも略示する。
きスイッチング電源用の漸進的始動回路が提案されてい
る。第3A図は第2A図の比較器Ｃを含む。しかしサーボ制
御信号10は、トランジスタ11のベースに直接接続される
代わりに、アナログOR回路20を介してトランジスタ11の
ベースに接続される。アナログOR回路20は、入力された
２つの信号のうち大きい方を通すという働きをなす。ア
ナログOR回路20の第２の端子19は、キャパシタ21と抵抗
22の接続点に接続される。キャパシタ21の他方の端子は
高電圧源に接続され、抵抗22の他方の端子は接地され
る。第3A図は、電圧源23及び回路始動時にオンにされる
スイッチ24をも略示する。
第3B図は、端子10,15及び19への入力信号の形状を示
し、第3C図は出力端子16での制御パルスの形状を示す。
スイッチ24のスイッチオン時刻t0においては端子19は高
電圧であるが、この電圧はキャパシタ21が充電されてい
く間低下する。のこぎり波15は所定時間後に現われ始
め、時刻t1において端子19の信号はのこぎり波15の最高
レベルに達する。すると最初のパルスが出力される。つ
まり、スイッチング電源が動作し始まる。次いで端子19
の電圧が減少する間、端子10のサーボ制御電圧が動作す
るようになる時間t2まで漸進的に幅が増大するパルスが
出力端子16に供給される。
し、第3C図は出力端子16での制御パルスの形状を示す。
スイッチ24のスイッチオン時刻t0においては端子19は高
電圧であるが、この電圧はキャパシタ21が充電されてい
く間低下する。のこぎり波15は所定時間後に現われ始
め、時刻t1において端子19の信号はのこぎり波15の最高
レベルに達する。すると最初のパルスが出力される。つ
まり、スイッチング電源が動作し始まる。次いで端子19
の電圧が減少する間、端子10のサーボ制御電圧が動作す
るようになる時間t2まで漸進的に幅が増大するパルスが
出力端子16に供給される。
第3B図及び第3C図は説明のためのものであって、縮尺
は統一されていない。実際従来テレビジョンのスイッチ
ング電源では、のこぎり波の周期はテレビジョンのライ
ン走査周期、つまり例えば64マイクロ秒に対応する。時
刻t0とt1との間の初期休止時間の長さは、約100マイク
ロ秒であり、時刻t1とt2との間の漸進的始動の長さも約
100マイクロ秒である。つまり信号19の減少は、のこぎ
り波周期の2000乃至3000倍程度にわたって起こる。
は統一されていない。実際従来テレビジョンのスイッチ
ング電源では、のこぎり波の周期はテレビジョンのライ
ン走査周期、つまり例えば64マイクロ秒に対応する。時
刻t0とt1との間の初期休止時間の長さは、約100マイク
ロ秒であり、時刻t1とt2との間の漸進的始動の長さも約
100マイクロ秒である。つまり信号19の減少は、のこぎ
り波周期の2000乃至3000倍程度にわたって起こる。
前述の種々の装置は市販されており、例えばエスジェ
エス−トムソン マイクロエレクトロニクエスエーから
番号TEA5170,UAA4001,UAA4006で市販されているテレビ
ジョンセット用のスイッチング電源回路で使用されてい
る。
エス−トムソン マイクロエレクトロニクエスエーから
番号TEA5170,UAA4001,UAA4006で市販されているテレビ
ジョンセット用のスイッチング電源回路で使用されてい
る。
この回路は時刻t1とt2との間の漸進時始動については
満足のいくものである。しかし、時刻t0とt1との間、つ
まり給電時点と最終の制御パルスの発生との間の休止時
間が長い欠点がある。
満足のいくものである。しかし、時刻t0とt1との間、つ
まり給電時点と最終の制御パルスの発生との間の休止時
間が長い欠点がある。
この欠点を軽減するため従来第４図に示される種類の
回路でキャパシタ21の初期充電をのこぎり波の高い閾値
に接近せしめることが提案されている。この回路は、第
3A図に示した構成要素のほかに高電源端子と低電源端子
との間に直列に接続され、接続点がダイオード33を介し
てキャパシタ21と抵抗22との接続点に接続される２つの
抵抗31及び32からなる。従って端子19の電圧は、電源電
圧の高電圧値Vccから始まる代わりに、VDをダイオード3
3の順方向電圧降下としてVcc［R1/（R1＋R2）］＋VDか
ら始まる。その結果時刻t0とt1との間の期間は短くな
る。かかる装置は、例えばエスジェエス−トムソン マ
イクロエレクトロニク エスエーから番号TEA2164及びT
EA2029で市販されている回路で使用される。構成要素3
1,32及び33はTEA2029用の集積回路では外付けされてお
り、TEA2164用の場合は内蔵されている。この装置で
は、時刻t0とt1との間の休止時間は短縮されるが、シス
テムの精度は、抵抗R1及びR2の精度に依存し、またのこ
ぎり波の振幅の精度だけでなくダイオード33によるドリ
フトに依存するので充分満足の行くものではなかった。
このために安全域が設けられねばならず、休止時間が残
った。それは前記の方法での休止時間より短いのは勿論
であるとはいえ回路毎に大きくばらつくという欠点があ
る。
回路でキャパシタ21の初期充電をのこぎり波の高い閾値
に接近せしめることが提案されている。この回路は、第
3A図に示した構成要素のほかに高電源端子と低電源端子
との間に直列に接続され、接続点がダイオード33を介し
てキャパシタ21と抵抗22との接続点に接続される２つの
抵抗31及び32からなる。従って端子19の電圧は、電源電
圧の高電圧値Vccから始まる代わりに、VDをダイオード3
3の順方向電圧降下としてVcc［R1/（R1＋R2）］＋VDか
ら始まる。その結果時刻t0とt1との間の期間は短くな
る。かかる装置は、例えばエスジェエス−トムソン マ
イクロエレクトロニク エスエーから番号TEA2164及びT
EA2029で市販されている回路で使用される。構成要素3
1,32及び33はTEA2029用の集積回路では外付けされてお
り、TEA2164用の場合は内蔵されている。この装置で
は、時刻t0とt1との間の休止時間は短縮されるが、シス
テムの精度は、抵抗R1及びR2の精度に依存し、またのこ
ぎり波の振幅の精度だけでなくダイオード33によるドリ
フトに依存するので充分満足の行くものではなかった。
このために安全域が設けられねばならず、休止時間が残
った。それは前記の方法での休止時間より短いのは勿論
であるとはいえ回路毎に大きくばらつくという欠点があ
る。
休止時間が比較的長いことによる欠点の１つは、テレ
ビジョンの視聴者が画像信号受信まである時間待たねば
ならないということである。他の欠点としては、第１図
から分るように休止時間が比較的長い場合、スイッチン
グ電源が安全な状態とならない限り集積回路の初期電源
を確保するキャパシタ７は非常に大きい値を有さねばな
らず、キャパシタ７に直列接続される抵抗９は、オンに
切換えられる際キャパシタ７が急速に充電されるよう過
大な値とはしえないということである。休止時間が短縮
されるならキャパシタ７の値を低減して抵抗９の値を増
大することができ、それによって安定状態期間中の消費
が減少する。
ビジョンの視聴者が画像信号受信まである時間待たねば
ならないということである。他の欠点としては、第１図
から分るように休止時間が比較的長い場合、スイッチン
グ電源が安全な状態とならない限り集積回路の初期電源
を確保するキャパシタ７は非常に大きい値を有さねばな
らず、キャパシタ７に直列接続される抵抗９は、オンに
切換えられる際キャパシタ７が急速に充電されるよう過
大な値とはしえないということである。休止時間が短縮
されるならキャパシタ７の値を低減して抵抗９の値を増
大することができ、それによって安定状態期間中の消費
が減少する。
従って本発明の目的は、良好な漸進的始動を確保しつ
つ休止時間の長さを短縮するにある。
つ休止時間の長さを短縮するにある。
本発明の別の目的は、構成要素の大部分が集積回路と
して実現しうるかかる回路を提供するにある。
して実現しうるかかる回路を提供するにある。
問題点を解決するための手段 本発明の前記の目的は、漸進的始動回路に、第１のレ
ベルと第２のレベルとの間を振動するのこぎり波電圧と
サーボ制御電圧とを比較することによって得られる幅が
変調されたパルスにより制御されるスイッチング電源を
設け、サーボ制御電圧は、初めのこぎり波の発振間隔外
の値に設定され、次に第１の段階では第１のレベルまで
変化し（休止時間）、第２の段階では漸進的に幅が増大
する制御パルスが得られるよう第１のレベルから第２の
レベルまで変化するようにすることで達成される。本回
路は、第１の段階中はサーボ制御電圧の変化を第１の傾
斜で行なわしめ、次に第２の段階中はサーボ制御電圧の
変化を第１の傾斜より小である第２の傾斜で行なわしめ
る手段と、最初の制御パルスの検出後に傾斜を切り換え
る手段とからなる。
ベルと第２のレベルとの間を振動するのこぎり波電圧と
サーボ制御電圧とを比較することによって得られる幅が
変調されたパルスにより制御されるスイッチング電源を
設け、サーボ制御電圧は、初めのこぎり波の発振間隔外
の値に設定され、次に第１の段階では第１のレベルまで
変化し（休止時間）、第２の段階では漸進的に幅が増大
する制御パルスが得られるよう第１のレベルから第２の
レベルまで変化するようにすることで達成される。本回
路は、第１の段階中はサーボ制御電圧の変化を第１の傾
斜で行なわしめ、次に第２の段階中はサーボ制御電圧の
変化を第１の傾斜より小である第２の傾斜で行なわしめ
る手段と、最初の制御パルスの検出後に傾斜を切り換え
る手段とからなる。
本発明の一態様においては、可変電圧を供給する手段
は、少なくとも第１の所定値と第２の所定値との間を切
り換えられる定常電流をキャパシタに供給する手段から
なる。
は、少なくとも第１の所定値と第２の所定値との間を切
り換えられる定常電流をキャパシタに供給する手段から
なる。
実施例 第５図は、第2A図及び第3A図の比較器Ｃと、参照番号
11乃至16が付された構成要素と、入力10及び19を有する
アナログORゲート20とからなる。
11乃至16が付された構成要素と、入力10及び19を有する
アナログORゲート20とからなる。
本発明による回路が従来技術の回路と異なるのは、信
号が、漸進的始動のために端子19へ供給される方法にお
いてである。本発明によればこの信号は、休止時間に対
応する第１の段階では２つの電流源41及び42が同時に働
くことで比較的急速に充電される一方（前記の時刻t1と
t2との間の）始動期間自体では２つの電流源の一方（4
2）のみにより充電されるキャパシタ40の充電により決
まる。この一方の電流源の値は、両方の電流源の値の和
より相当に小さく、例えば10乃至30分の１である。従っ
て休止時間は漸進的始動の長さより短い。
号が、漸進的始動のために端子19へ供給される方法にお
いてである。本発明によればこの信号は、休止時間に対
応する第１の段階では２つの電流源41及び42が同時に働
くことで比較的急速に充電される一方（前記の時刻t1と
t2との間の）始動期間自体では２つの電流源の一方（4
2）のみにより充電されるキャパシタ40の充電により決
まる。この一方の電流源の値は、両方の電流源の値の和
より相当に小さく、例えば10乃至30分の１である。従っ
て休止時間は漸進的始動の長さより短い。
より詳細には、第５図の回路は、高電圧源Vccと大地
との間に、前記の比較器Ｃと、キャパシタ40の充電回路
45と、反転回路50と、電源を切り換え前記の電流源を切
り換える動作が始まる時点を検出する回路60とを有す
る。
との間に、前記の比較器Ｃと、キャパシタ40の充電回路
45と、反転回路50と、電源を切り換え前記の電流源を切
り換える動作が始まる時点を検出する回路60とを有す
る。
図示の好ましい実施例では、回路45のキャパシタ40の
一方の端子は接地され、他方の端子は電流源42を介し
て、また電流源41とダイオード43の直列接続を介して電
源に接続される。電流源41の強さは、電流源42の強さよ
り相当に大きい。キャパシタ40の第２の端子は位相反転
器50に接続される。位相反転器50の出力はアナログORゲ
ート20の入力端子19に接続される。
一方の端子は接地され、他方の端子は電流源42を介し
て、また電流源41とダイオード43の直列接続を介して電
源に接続される。電流源41の強さは、電流源42の強さよ
り相当に大きい。キャパシタ40の第２の端子は位相反転
器50に接続される。位相反転器50の出力はアナログORゲ
ート20の入力端子19に接続される。
例えば位相反転器はカレントミラーをなす２つのトラ
ンジスタ51及び52からなる。つまりトランジスタ51及び
52のエミッタは高電圧Vccに接続され、ベースは相互に
接続される。トランジスタ51のベースはトランジスタ51
のコレクタに接続され、トランジスタ51及び53のコレク
タはそれぞれの負荷を介して接地される。トランジスタ
52のコレクタには抵抗52が接続され、トランジスタ51の
コレクタには、トランジスタ55と直接接続する抵抗54が
接続される。トランジスタ55のベースには、キャパシタ
40の両端の電圧差が供給される。
ンジスタ51及び52からなる。つまりトランジスタ51及び
52のエミッタは高電圧Vccに接続され、ベースは相互に
接続される。トランジスタ51のベースはトランジスタ51
のコレクタに接続され、トランジスタ51及び53のコレク
タはそれぞれの負荷を介して接地される。トランジスタ
52のコレクタには抵抗52が接続され、トランジスタ51の
コレクタには、トランジスタ55と直接接続する抵抗54が
接続される。トランジスタ55のベースには、キャパシタ
40の両端の電圧差が供給される。
回路60はRSフリップフロップ61からなり、このRSフリ
ップフロップのＲ入力は、スイッチング電源が供給され
る際信号が供給される端子62に接続され、Ｓ入力は比較
器Ｃの出力16が接続され、Ｑ出力はトランジスタ63のベ
ースに接続される。このトランジスタ63は、電流源41と
ダイオード43の接続点と、大地との間に接続される。
ップフロップのＲ入力は、スイッチング電源が供給され
る際信号が供給される端子62に接続され、Ｓ入力は比較
器Ｃの出力16が接続され、Ｑ出力はトランジスタ63のベ
ースに接続される。このトランジスタ63は、電流源41と
ダイオード43の接続点と、大地との間に接続される。
従って時刻t0とt1との間のスイッチング電源が供給さ
れる時には、トランジスタ63はオフ状態にあり、電流源
41及び42の両方から急速充電が行なわれるよう電流が流
れるため、端子19には反転されて急速に減少する信号19
−１が出力される。前述の如く時刻t1に短い持続時間の
第１のパルスが比較器の出力16に発生する。するとフリ
ップフロップ61が切り換ってトランジスタ63は導通状態
となる。そのため電流源41は大地に短絡されて、電流源
42のみからの電流がキャパシタに流れるのでキャパシタ
の充電は遅くなり、前述の如き時点t1とt2との間の漸進
的始動が行なわれる。
れる時には、トランジスタ63はオフ状態にあり、電流源
41及び42の両方から急速充電が行なわれるよう電流が流
れるため、端子19には反転されて急速に減少する信号19
−１が出力される。前述の如く時刻t1に短い持続時間の
第１のパルスが比較器の出力16に発生する。するとフリ
ップフロップ61が切り換ってトランジスタ63は導通状態
となる。そのため電流源41は大地に短絡されて、電流源
42のみからの電流がキャパシタに流れるのでキャパシタ
の充電は遅くなり、前述の如き時点t1とt2との間の漸進
的始動が行なわれる。
この回路には、休止時間が相当に短縮され、種々の構
成要素の変動にかかわらず回路は動作し休止時間が略同
一であるから自己適応的であるという利点がある。
成要素の変動にかかわらず回路は動作し休止時間が略同
一であるから自己適応的であるという利点がある。
勿論本発明の回路は、ブロック45,50及び60と比較器
Ｃの実施態様を種々変更及び変形できる。
Ｃの実施態様を種々変更及び変形できる。
例えば、キャパシタ40を接地する代わりに、キャパシ
タ40の接続が初め高電圧にされてから徐々に低下する電
圧を出力するようにするなら反転器50は不要である。
タ40の接続が初め高電圧にされてから徐々に低下する電
圧を出力するようにするなら反転器50は不要である。
また、漸進的始動信号19又は制御信号10を処理するア
ナログORゲートは単純にするために説明されたものであ
る。これらの信号の夫々が比較器Ｃの如き比較器に印加
され、次いでそれらの２つの比較器からのロジック信号
がANDゲートに印加されて持続時間が最も短い矩形パル
スがスイッチング電源のパワートランジスタのベースを
制御するのに用いられるようにすることもできる。
ナログORゲートは単純にするために説明されたものであ
る。これらの信号の夫々が比較器Ｃの如き比較器に印加
され、次いでそれらの２つの比較器からのロジック信号
がANDゲートに印加されて持続時間が最も短い矩形パル
スがスイッチング電源のパワートランジスタのベースを
制御するのに用いられるようにすることもできる。
また他の回路で検出切換回路60を置き換えることもで
きる。
きる。
以上を要約するに、本願の開示によれば、第１のレベ
ルと第２のレベルとの間を振動するのこぎり波電圧（1
5）とサーボ制御電圧（19）とを比較することによって
得られる幅が変調されたパルスにより制御されるスイッ
チング電源において、サーボ制御電圧は、始めのこぎり
波の発振間隔外の値に設定され、次に第１の段階では第
１のレベルまで変化し（休止時間）、第２の段階では漸
進的に幅が増大する制御パルスが得られるよう第１のレ
ベルから第２のレベルまで変化する。ある回路（45,5
0）が、第１の段階中はサーボ制御電圧の変化を第１の
傾斜で行なわしめ、次に第２の段階中は前記サーボ制御
電圧の変化を第１の傾斜より小である第２の傾斜で行な
わしめる。別の回路（60）が、最初の制御パルスの検出
後に傾斜を切り換える。
ルと第２のレベルとの間を振動するのこぎり波電圧（1
5）とサーボ制御電圧（19）とを比較することによって
得られる幅が変調されたパルスにより制御されるスイッ
チング電源において、サーボ制御電圧は、始めのこぎり
波の発振間隔外の値に設定され、次に第１の段階では第
１のレベルまで変化し（休止時間）、第２の段階では漸
進的に幅が増大する制御パルスが得られるよう第１のレ
ベルから第２のレベルまで変化する。ある回路（45,5
0）が、第１の段階中はサーボ制御電圧の変化を第１の
傾斜で行なわしめ、次に第２の段階中は前記サーボ制御
電圧の変化を第１の傾斜より小である第２の傾斜で行な
わしめる。別の回路（60）が、最初の制御パルスの検出
後に傾斜を切り換える。
第１図乃至第４図は従来技術を示す図、第５図は本発明
による漸進的始動回路の一実施例を示す図、第6A図及び
第6B図は第５図の回路の動作を説明するためのタイミン
グチャートである。図面中同一の参照番号は、同一又は
類似の構成要素を示す。 １……パワートランジスタ、２……電源端子、３……集
積回路、5,33,43……ダイオード、7,21,40……キャパシ
タ、9,14,22,31,32……抵抗、10,15,16,19,62……端
子、11,12,51,52,55,63……トランジスタ、13,41,42…
…電流源、20……アナログOR回路、23……電圧源、24…
…スイッチ、45……充電回路、50……反転回路、53,54
……抵抗、60……回路、61……RSフリップフロップ。
による漸進的始動回路の一実施例を示す図、第6A図及び
第6B図は第５図の回路の動作を説明するためのタイミン
グチャートである。図面中同一の参照番号は、同一又は
類似の構成要素を示す。 １……パワートランジスタ、２……電源端子、３……集
積回路、5,33,43……ダイオード、7,21,40……キャパシ
タ、9,14,22,31,32……抵抗、10,15,16,19,62……端
子、11,12,51,52,55,63……トランジスタ、13,41,42…
…電流源、20……アナログOR回路、23……電圧源、24…
…スイッチ、45……充電回路、50……反転回路、53,54
……抵抗、60……回路、61……RSフリップフロップ。
Claims (4)
- 【請求項１】第１のレベルと第２のレベルとの間を振動
するのこぎり波電圧（15）とサーボ制御電圧（19）とを
比較することによって得られる幅が変調されたパルスに
より制御されるスイッチング電源用の漸進的始動装置で
あって、サーボ制御電圧は、始めのこぎり波の発振間隔
外の値に設定され、次に第１の段階では第１のレベルま
で変化し（休止時間）、第２の段階では漸進的に幅が増
大する制御パルスが得られるよう第１のレベルから第２
のレベルまで変化するようにされてなり、第１の段階中
はサーボ制御電圧の変化を第１の傾斜で行なわしめ、次
に第２の段階中はサーボ制御電圧の変化を第１の傾斜よ
り小である第２の傾斜で行なわしめる手段（45,50）
と、最初の制御パルスの検出後に傾斜を切り換える検出
切換手段（60）とからなるスイッチング電源用漸進的始
動装置。 - 【請求項２】該可変電圧を供給する手段は、少なくとも
第１の所定値と第２の所定値との間を切り換えられる定
常電流をキャパシタ（40）に供給する手段（41,42）か
らなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
源用漸進的始動装置。 - 【請求項３】該定常電流をキャパシタ（40）に供給する
手段は、大きい値を有する第１の電流源（41）と、小さ
い値を有する第２の電流源（42）とからなり、それぞれ
の電流源は高電圧源（Vcc）に接続される第１の端子
と、キャパシタ（40）に接続される第２の端子とを有
し、第１の電流源はダイオード（43）を介してキャパシ
タ（40）に接続され、第１の電流源とダイオードとの接
続点は、最初の制御パルスが検出された際に検出切換手
段（60）を介して接地されることを特徴とする請求項２
記載のスイッチング電源用漸進的始動装置。 - 【請求項４】第１の電流源は第２の電流源の10乃至30倍
の値を有することを特徴とする請求項３記載のスイッチ
ング電源用漸進的始動装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8803079 | 1988-03-04 | ||
| FR8803079A FR2628269B1 (fr) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | Dispositif de demarrage progressif d'une alimentation a decoupage |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01268454A JPH01268454A (ja) | 1989-10-26 |
| JP2731577B2 true JP2731577B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=9364120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1051819A Expired - Lifetime JP2731577B2 (ja) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | スイッチング電源用漸進的始動回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5084811A (ja) |
| EP (1) | EP0331592B1 (ja) |
| JP (1) | JP2731577B2 (ja) |
| KR (1) | KR890015492A (ja) |
| DE (1) | DE68903968T2 (ja) |
| FR (1) | FR2628269B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006068012A1 (ja) * | 2004-12-21 | 2006-06-29 | Rohm Co., Ltd | スイッチングレギュレータ |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8900508A (nl) * | 1989-03-02 | 1990-10-01 | Philips Nv | Geschakelde voedingsspanningsschakeling met aanloopschakeling. |
| JP3175227B2 (ja) * | 1991-09-13 | 2001-06-11 | モトローラ株式会社 | Ｄｃ／ｄｃ電圧変換装置 |
| US5917313A (en) * | 1997-12-19 | 1999-06-29 | Stmicroelectronics, Inc. | DC-to-DC converter with soft-start error amplifier and associated method |
| EP1049230B1 (en) * | 1999-04-29 | 2005-12-14 | STMicroelectronics S.r.l. | DC-DC converter usable as a battery charger, and method for charging a battery |
| US6154375A (en) * | 1999-10-08 | 2000-11-28 | Philips Electronics North America Corporation | Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control |
| EP1178592B1 (en) * | 2000-07-18 | 2004-09-29 | STMicroelectronics S.r.l. | Start up circuit for commutation power supplies |
| US20050130909A1 (en) * | 2002-11-18 | 2005-06-16 | Luigi Colombo | Dalbavancin compositions for treatment of bacterial infections |
| TWI624139B (zh) * | 2017-04-21 | 2018-05-11 | 立錡科技股份有限公司 | 電源轉換裝置、慢啟動電路與電源控制晶片 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3959714A (en) * | 1973-09-24 | 1976-05-25 | Sperry Rand Corporation | Transient turn-on protection circuit for power supplies |
| US3879647A (en) * | 1974-06-07 | 1975-04-22 | Bell Telephone Labor Inc | DC to DC converter with regulation having accelerated soft start into active control region of regulation and fast response overcurrent limiting features |
| JPS607907B2 (ja) * | 1977-07-25 | 1985-02-27 | ソニー株式会社 | スイツチングレギユレータ |
| JPS5820546B2 (ja) * | 1978-07-12 | 1983-04-23 | 日本ビクター株式会社 | スイツチドモ−ド電源回路の保護回路 |
| JPS5838071B2 (ja) * | 1978-08-25 | 1983-08-20 | 東光株式会社 | スイツチングレギユレ−タ |
| US4405975A (en) * | 1981-10-29 | 1983-09-20 | Gte Products Corporation | Power supply start-up circuit |
| FR2517500A1 (fr) * | 1981-11-27 | 1983-06-03 | Thomson Csf | Circuit de commande de balayage de recepteur de television, a demarrage progressif |
-
1988
- 1988-03-04 FR FR8803079A patent/FR2628269B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-02-28 DE DE8989420076T patent/DE68903968T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-02-28 EP EP89420076A patent/EP0331592B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 JP JP1051819A patent/JP2731577B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 US US07/318,589 patent/US5084811A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 KR KR1019890002666A patent/KR890015492A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006068012A1 (ja) * | 2004-12-21 | 2006-06-29 | Rohm Co., Ltd | スイッチングレギュレータ |
| CN100561838C (zh) * | 2004-12-21 | 2009-11-18 | 罗姆股份有限公司 | 开关调节器 |
| US7675279B2 (en) | 2004-12-21 | 2010-03-09 | Rohm Co., Ltd. | Switching regulator soft start circuitry using a D/A converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68903968T2 (de) | 1993-05-06 |
| FR2628269A1 (fr) | 1989-09-08 |
| US5084811A (en) | 1992-01-28 |
| KR890015492A (ko) | 1989-10-30 |
| EP0331592B1 (fr) | 1992-12-23 |
| JPH01268454A (ja) | 1989-10-26 |
| FR2628269B1 (fr) | 1990-07-27 |
| DE68903968D1 (de) | 1993-02-04 |
| EP0331592A1 (fr) | 1989-09-06 |
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