JPH1118419A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低電源電圧のバッテリからでも電源電圧の昇
圧を行うことが出来るＤＣ／ＤＣコンバータを提供する
ことを目的とする。 【解決手段】 所定周波数の第１パルス信号に基づいて
バッテリ電源電圧をチョッピングして第１昇圧パルス電
圧を得て、この第１昇圧パルス電圧を整流及び平滑して
得られた電圧値を有する所定周波数の第２パルス信号を
発生する。この第２パルス信号に基づいて再び上記バッ
テリ電源電圧をチョッピングして第２昇圧パルス電圧を
得て、かかる第２昇圧パルス電圧を整流及び平滑して得
られた電圧値を有する所定周波数の昇圧駆動パルス信号
を生成する。この昇圧駆動パルス信号に基づいて再び上
記バッテリ電源電圧をチョッピングして得られた第３昇
圧パルス電圧を整流及び平滑したものを昇圧電源電圧と
して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータに関する。

【０００２】

【従来の技術】バッテリ等からの直流電源電圧を所望の
直流電圧値に昇圧する装置としてＤＣ／ＤＣコンバータ
が知られている。図１は、従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコン
バータの回路構成を示す図である。図１において、コイ
ル１１の一端には直流電源としてのバッテリ２が接続さ
れ、その他端にはトランジスタ１３が接続されている。
発振回路１４は、バッテリ２から給電を受けて所定周波
数のパルス信号を発生し、これをパワートランジスタ１
３のゲート端に供給する。パワートランジスタ１３は、
かかるパルス信号に応じてオン／オフ動作を繰り返す。
ここで、パワートランジスタ１３がオン状態からオフ状
態へと推移する際にコイル１１とパワートランジスタ１
３との接続点Ｐ上にバッテリ２の電源電圧よりも高い電
圧が発生する。この電圧は次第に低下して行く。ここ
で、再びパワートランジスタ１３がオン状態へと移行す
ると上記接続点Ｐ上の電圧は接地電圧と等しくなる。こ
の接続点Ｐ上に発生した上記の如き変動電圧はダイオー
ド１５及びコンデンサ１６によって整流・平滑されるこ
とによりバッテリ２の電源電圧よりも高い直流電源電圧
となって出力端１７から出力される。

【０００３】しかしながら、上記パワートランジスタ１
３のスイッチング動作時のゲートしきい値電圧は一般的
に高いので、バッテリ２の電源電圧が低いとパワートラ
ンジスタ１３を適切にスイッチング動作させることが出
来ない。つまり、かかるＤＣ／ＤＣコンバータでは、低
電圧のバッテリからではその電源電圧を昇圧することが
出来ないという問題があった。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の目的
は、低電源電圧のバッテリからでも電源電圧の昇圧を行
うことが出来るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを
目的としている。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明によるＤＣ／ＤＣ
コンバータは、バッテリからのバッテリ電源電圧を昇圧
して直流の昇圧電源電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータで
あって、所定周波数の第１パルス信号を発生する第１パ
ルス発生回路と、前記バッテリ電源電圧を電源として前
記第１パルス信号に応じたオン及びオフ動作を行って第
１昇圧パルス電圧を発生させる第１チョッパ回路と、前
記第１昇圧パルス電圧を整流及び平滑して得られた第１
電圧を電源として所定周波数の第２パルス信号を発生す
る第２パルス発生回路と、前記バッテリ電源電圧を電源
として前記第２パルス信号に応じたオン及びオフ動作を
行って第２昇圧パルス電圧を発生させる第２チョッパ回
路と、前記第２昇圧パルス電圧を整流及び平滑して得ら
れた第２電圧を電源として所定周波数の昇圧駆動パルス
信号を発生する昇圧駆動パルス発生回路と、前記バッテ
リ電源電圧を電源として前記昇圧駆動パルス信号に応じ
たオン及びオフ動作を行って第３昇圧パルス電圧を発生
させる第３チョッパ回路と、前記第３昇圧パルス電圧を
整流及び平滑したものを前記昇圧電源電圧として得る整
流平滑回路と、からなる。

【０００６】

【発明の実施の形態】図２は、本発明によるＤＣ／ＤＣ
コンバータの構成を示す図である。図２において、バッ
テリ接続端１には、直流電源としての例えばリチウムイ
オン電池、ニッケル水素電池、ニッケルカドミウム電
池、又はマンガン電池等の如きバッテリ２が接続され
る。かかるバッテリ２からの電源電圧ＶＢは、起動電源
生成回路３及び昇圧電源出力回路４各々に供給される。

【０００７】コンパレータＣＰ１は、かかる起動電源生
成回路３によって生成された起動電源電圧ＶＧが所定レ
ベルＶｔよりも大であるか否かを比較し、大である場合
には論理レベル"Ｈ"の起動信号ＫＤを発生する一方、小
である場合には論理レベル"Ｌ"の起動信号ＫＤを発生す
る。コンパレータＣＰ１は、この起動信号ＫＤをゲート
Ｇ１〜Ｇ３の各々に供給する。

【０００８】コンパレータＣＰ２は、昇圧電源出力回路
４によって生成された昇圧電源電圧ＶＣが上記所定レベ
ルＶｔよりも大であるか否かを比較し、大である場合に
は論理レベル"Ｈ"のリセット信号ＲＳを発生する一方、
小である場合には論理レベル"Ｌ"のリセット信号ＲＳを
発生する。コンパレータＣＰ２は、かかるリセット信号
ＲＳをゲートＧ１、Ｇ２、チャージポンプ回路１０、及
びセレクタＳ１の選択制御端Ｓの各々に供給する。尚、
かかる昇圧電源電圧ＶＣは、本発明によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータによって得られる最終的な出力である。

【０００９】パルス信号発生回路２０は、外部から供給
されたコンバータ起動信号に応じて所定周期毎に論理レ
ベル"Ｈ"及び論理レベル"Ｌ"なる状態を繰り返すパルス
信号ＰＳを発生し、これをゲートＧ１、Ｇ２、及びセレ
クタＳ１における入力端Ａに供給する。起動電源生成回
路３における上記ゲートＧ１は、上記起動信号ＫＤ及び
リセット信号ＲＳが共に論理レベル"Ｌ"である場合に上
記パルス信号ＰＳを第１パルス信号ＧＡとしてｎ型のＭ
ＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタＱ１
のゲート端Ｇに供給し、それ以外の場合には論理レベ
ル"Ｌ"固定状態の第１パルス信号ＧＡをかかるゲート端
Ｇに供給する。尚、ゲートＧ１は、バッテリ２の電源電
圧ＶＢを電源として動作するものである。つまり、かか
るゲートＧ１から出力された上記第１パルス信号ＧＡの
論理レベル"Ｈ"に対応した信号レベルは電源電圧ＶＢと
等しいレベルである。

【００１０】ゲートＧ２は、上記起動信号ＫＤが論理レ
ベル"Ｈ"であり、かつ上記リセット信号ＲＳが論理レベ
ル"Ｌ"である場合に上記パルス信号ＰＳを第２パルス信
号ＧＢとしてｎ型のＭＯＳトランジスタＱ２のゲート端
Ｇに供給し、それ以外の場合には論理レベル"Ｌ"固定状
態の第２パルス信号ＧＢをゲート端Ｇに供給する。尚、
ゲートＧ２は、この起動電源生成回路３によって生成さ
れた起動電源電圧ＶＧを電源として動作するものであ
る。つまり、このゲートＧ２から出力された上記第２パ
ルス信号ＧＢの論理レベル"Ｈ"に対応した信号レベルは
上記起動電源電圧ＶＧと等しいレベルとなる。

【００１１】ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２各々のソ
ース端Ｓには接地電位が印加されており、そのドレイン
端Ｄは共に接続点ＰにてコイルＬ１の一端及びダイオー
ドＤ１のアノード端に接続されている。かかるコイルＬ
１の他端にはバッテリ２からの電源電圧ＶＢが印加され
ている。従って、ＭＯＳトランジスタＱ１は、ゲートＧ
１から上記第１パルス信号ＧＡが供給されると、この第
１パルス信号ＧＡの論理レベルに応じたオン及びオフ動
作を行って電源電圧ＶＢ及び接地電位を交互に接続点Ｐ
上に導出する。又、ＭＯＳトランジスタＱ２は、ゲート
Ｇ２から上記第２パルス信号ＧＢが供給されると、この
第２パルス信号ＧＢの論理レベルに応じたオン及びオフ
動作を行って電源電圧ＶＢ及び接地電位を交互に接続点
Ｐ上に導出するのである。

【００１２】ここで、上記ＭＯＳトランジスタＱ１及び
コイルＬ１は、バッテリ２の電源電圧ＶＢを電源とした
第１のチョッパ回路を形成しており、上述の如き第１パ
ルス信号ＧＡの論理レベルに応じたオン及びオフ動作に
よって電源電圧ＶＢよりも高いピーク値を有する第１昇
圧パルス電圧を上記接続点Ｐ上に発生するのである。
又、上記ＭＯＳトランジスタＱ２及びコイルＬ１は、バ
ッテリ２の電源電圧ＶＢを電源とした第２のチョッパ回
路を形成しており、上記第２パルス信号ＧＢの論理レベ
ルに応じたオン及びオフ動作を行うことにより、電源電
圧ＶＢよりも高いピーク値を有する第２昇圧パルス電圧
を上記接続点Ｐ上に発生するのである。

【００１３】この接続点Ｐ上に発生した昇圧パルス電圧
はダイオードＤ１及びコンデンサＣ１によって整流及び
平滑化されて、コンンバータ起動用の起動電源電圧ＶＧ
として接続点Ｒから導出される。かかる起動電源電圧Ｖ
Ｇは、後述する各回路素子の電源電圧となる。尚、ＭＯ
ＳトランジスタＱ１としては、電源電圧ＶＢがある程度
低い電圧であっても前述した如きスイッチング動作が可
能となるように、ゲートしきい値電圧の低いものを用い
る。この際、一般には、ゲートしきい値電圧の低いトラ
ンジスタはリーク電流が大きく、ゲートしきい値電圧の
高いトランジスタはリーク電流が小さいので、大きなサ
イズのトランジスタを用いる場合には、ゲートしきい値
電圧の高いものを用いる方が好ましいとされる。尚、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ２のゲートしきい値電圧は、ＭＯＳ
トランジスタＱ１のゲートしきい値電圧よりも大であ
る。

【００１４】チャージポンプ回路１０は、論理レベル"
Ｈ"のリセット信号ＲＳが供給されている間、上記昇圧
電源電圧ＶＣに基づくチャージポンピング動作を行い、
この際得られたチャージポンプ電圧Ｖ_CHを上記接続点Ｒ
に印加する。出力電圧制御パルス発生回路５における鋸
歯状波発生回路３０は、所定周波数の鋸歯状波信号ＳＡ
Ｗを生成し、これをコンパレータＣＰ３に供給する。抵
抗Ｒ１〜Ｒ５、コンデンサＣ３及び演算増幅器ＯＰ１か
らなる誤差電圧生成回路４０は、このＤＣ／ＤＣコンバ
ータの最終的出力としての上記昇圧電源電圧ＶＣと基準
電圧Ｖｓとのレベル差を求め、これを誤差電圧Ｖｅとし
てコンパレータＣＰ３に供給する。コンパレータＣＰ３
は、かかる誤差電圧Ｖｅ及び所定の固定レベルＤＴＣの
内の大なる方と、上記鋸歯状波信号ＳＡＷとの大小比較
を行う。この際、コンパレータＣＰ３は、鋸歯状波信号
ＳＡＷの方が大なる期間中には論理レベル"Ｈ"、一方小
なる期間中には論理レベル"Ｌ"の状態となる出力電圧制
御パルス信号ＰＸをセレクタＳ１の入力端Ｂに供給す
る。

【００１５】すなわち、出力電圧制御パルス発生回路５
は、昇圧電源電圧ＶＣの電圧値を監視し、かかる電圧値
が常に所定の基準レベルとなるようにそのパルス幅を調
整した出力電圧制御パルス信号ＰＸを生成するのであ
る。図３は、かかる出力電圧制御パルス発生回路５の動
作波形の一例を示す図である。

【００１６】図３に示されるように、昇圧電源電圧ＶＣ
と基準電圧Ｖｓとのレベル差である誤差電圧Ｖｅに応じ
て出力電圧制御パルス信号ＰＸのパルス幅が変化するの
である。尚、図３に示される区間ｔでは、固定レベルＤ
ＴＣが誤差電圧Ｖｅよりも大であるので、この固定レベ
ルＤＴＣと鋸歯状波信号ＳＡＷとの大小比較結果に応じ
た出力電圧制御パルス信号ＰＸが生成される。すなわ
ち、固定レベルＤＴＣは、誤差電圧Ｖｅが比較的長い区
間ｔに亘って低いレベルであるが故にパルスが生成され
ないような場合においても何らかのパルスを強制的に発
生させるべく設けられたものなのである。

【００１７】セレクタＳ１は、その選択制御端Ｓに供給
されたリセット信号ＲＳの論理レベルが"Ｌ"である場合
には、入力端Ａから供給された上記パルス信号ＰＳを択
一的に選択してこれをゲート３に供給する。又、セレク
タＳ１は、かかるリセット信号ＲＳの論理レベルが"Ｈ"
である場合には、入力端Ｂから供給された上記出力電圧
制御パルス信号ＰＸを択一的に選択してこれをゲート３
に供給する。

【００１８】ゲートＧ３は、上記起動信号ＫＤが論理レ
ベル"Ｈ"である場合に上記セレクタＳ１から供給された
信号を選択パルス信号ＰＫとして低電圧電源用保護回路
５０に供給する。又、ゲートＧ３は、かかる起動信号Ｋ
Ｄが論理レベル"Ｌ"である場合には論理レベル"Ｌ"の信
号を上記選択パルス信号ＰＫとして低電圧電源用保護回
路５０にする。

【００１９】低電圧電源用保護回路５０におけるインバ
ータＩＶ１は、かかる選択パルス信号ＰＫの論理レベル
を反転した信号をｎ型のＭＯＳトランジスタＱ４のゲー
ト端Ｇに供給する。ＭＯＳトランジスタＱ４のソース端
Ｓには接地電位が印加されており、ドレイン端Ｄには抵
抗Ｒ６を介して上記起動電源生成回路３によって生成さ
れた起動電源電圧ＶＧが印加されている。更に、かかる
ＭＯＳトランジスタＱ４と抵抗Ｒ６の接続点Ｗには、そ
の一端に接地電位が印加されているコンデンサＣ４が接
続されている。ＭＯＳトランジスタＱ４は、かかるイン
バータＩＶ１によって反転された上記選択パルス信号Ｐ
Ｋの論理レベルに応じたオン及びオフ動作を行って、上
記起動電源電圧ＶＧ及び接地電位のいずれか一方をその
ドレイン端Ｄから出力する。抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ
４からなる平均回路は、このドレイン端Ｄから出力され
た電圧の平均電圧を接続点Ｗ上に導出する。インバータ
ＩＶ２は、この接続点Ｗ上に導出された平均電圧に対応
した論理レベルを反転した信号をコンバート動作制御信
号ＣＳとしてゲートＧ５に供給する。

【００２０】ゲートＧ５は、かかるコンバート動作制御
信号ＣＳの論理レベルが"Ｈ"、すなわちコンバート動作
を指示する論理レベルである場合には、上記選択パルス
信号ＰＫを昇圧駆動パルス信号ＰＧとして昇圧電源出力
回路４におけるｎ型のパワーＭＯＳトランジスタＱ３の
ゲート端Ｇに供給する。又、ゲートＧ５は、かかるコン
バート動作制御信号ＣＳの論理レベルが"Ｌ"、すなわち
コンバート動作の停止を指示する論理レベルである場合
には、論理レベル"Ｌ"の昇圧駆動パルス信号ＰＧをパワ
ーＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端Ｇに供給する。
尚、これらインバータＩＶ２及びゲートＧ５各々は上記
起動電源電圧ＶＧをその駆動電源としている。よって、
ゲートＧ５から出力される上記昇圧駆動パルス信号ＰＧ
の論理レベルが"Ｈ"である期間中、パワーＭＯＳトラン
ジスタＱ３のゲート端Ｇには、起動電源電圧ＶＧと等し
いレベルの信号が供給されることになる。

【００２１】ここで、上記選択パルス信号ＰＫが論理レ
ベル"Ｌ"及び論理レベル"Ｈ"の状態を交互に繰り返すよ
うなパルス信号である場合には、ＭＯＳトランジスタＱ
４のドレイン端Ｄには起動電源電圧ＶＧ及び接地電位が
交互に導出される。よって、かかるドレイン端Ｄに導出
された電圧は抵抗Ｒ及びコンデンサＣ４なる平均回路に
よって平均化され、その平均電圧レベルが接続点Ｗ上に
発生する。この際、かかる接続点Ｗ上に発生する平均電
圧レベルは起動電源電圧ＶＧよりも低い値となるので、
これは論理レベル"Ｌ"に対応したものである。よって、
インバータＩＶ２は、コンバート動作を指示する論理レ
ベル"Ｈ"のコンバート動作制御信号ＣＳをゲート５に供
給する。

【００２２】一方、上記選択パルス信号ＰＫが、論理レ
ベル"Ｈ"固定の状態となった場合には、ＭＯＳトランジ
スタＱ４のドレイン端Ｄには起動電源電圧ＶＧが継続的
に導出される。この際、かかる接続点Ｗ上に発生する平
均電圧レベルは起動電源電圧ＶＧと等しくなるので、こ
れは論理レベル"Ｈ"に対応したものである。よって、イ
ンバータＩＶ２は、コンバート動作の停止を指示する論
理レベル"Ｌ"のコンバート動作制御信号ＣＳをゲート５
に供給するのである。

【００２３】すなわち、低電圧電源用保護回路５０は、
上記選択パルス信号ＰＫが論理レベル"Ｌ"及び論理レベ
ル"Ｈ"の状態を交互に繰り返すようなパルス信号である
場合にはコンバート動作を指示する論理レベル"Ｈ"のコ
ンバート動作制御信号ＣＳをゲート５に供給する一方、
選択パルス信号ＰＫが所定期間に亘り論理レベル"Ｈ"の
状態で固定となった場合には、コンバート動作を停止さ
せるべく、論理レベル"Ｌ"のコンバート動作制御信号Ｃ
Ｓをゲート５に供給するのである。

【００２４】かかる低電圧電源用保護回路５０の動作に
よれば、バッテリ２の端子電圧ＶＢが起動電流等の影響
で低下したが故に（又はバッテリ２として極めて低い電
源電圧ＶＢを有するものを用いたが故に）、選択パルス
信号ＰＫの論理レベルが"Ｈ"固定となってしまっても、
パワーＭＯＳトランジスタＱ３がオン状態固定とはなら
ず、このパワーＭＯＳトランジスタＱ３に大電流が流れ
てしまうのを防止できるのである。

【００２５】昇圧電源出力回路４における上記パワーＭ
ＯＳトランジスタＱ３のソース端Ｓには接地電位が印加
されており、そのドレイン端Ｄには接続点ｆにてダイオ
ードＤ２のアノード端及びコイルＬ２の一端が夫々接続
されている。かかるコイルＬ２の他端には、バッテリ２
からの電源電圧ＶＢが印加されている。更に、ダイオー
ドＤ２のカソード端には、その一端に接地電位が印加さ
れているコンデンサＣ２が接続されている。

【００２６】従って、上記パワーＭＯＳトランジスタＱ
３は、ゲートＧ５から上記昇圧駆動パルス信号ＰＧが供
給されると、この昇圧駆動パルス信号ＰＧの論理レベル
に応じたオン及びオフ動作を行って、電源電圧ＶＢ及び
接地電位を接続点ｆ上に導出する。この際、かかるパワ
ーＭＯＳトランジスタＱ３及びコイルＬ２は、バッテリ
２の電源電圧ＶＢを電源として動作する第３のチョッパ
回路を形成している。この第３のチョッパ回路は、上述
の如き昇圧駆動パルス信号ＰＧの論理レベルに応じたオ
ン及びオフ動作によって、電源電圧ＶＢよりも高いピー
ク値を有する第３昇圧パルス電圧を上記接続点ｆ上に発
生するのである。

【００２７】この接続点ｆ上に発生したパルス電圧はダ
イオードＤ２及びコンデンサＣ２によって整流及び平滑
化されて、上述した如き昇圧電源電圧ＶＣとして出力さ
れる。次に、かかる図２に示されるが如き本発明による
ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について図４の動作波形図
を参照しつつ説明する。

【００２８】先ず、図２に示されるＤＣ／ＤＣコンバー
タに、コンバータ起動信号が供給されるとパルス信号発
生回路２０は、図４に示されるが如きパルス信号ＰＳを
発生する。尚、コンバータ起動開始時点においては、起
動電源電圧ＶＧ及び昇圧電源電圧ＶＣ共に低レベル状態
にあるので、コンパレータＣＰ１及びＣＰ２各々は論理
レベル"Ｌ"の起動信号ＫＤ及びリセット信号ＲＳを図４
に示されるが如く出力する。

【００２９】かかるコンバータ起動に応じて、ゲートＧ
１及びＧ２の内でゲートＧ１が上記パルス信号ＰＳに対
応した第１パルス信号ＧＡを出力する。この際、ＭＯＳ
トランジスタＱ１は、かかる第１パルス信号ＧＡの論理
レベルに応じたオン及びオフ動作を繰り返し実行する。
かかるスイッチング動作に応じて接続点Ｐ上には第１昇
圧パルス電圧が発生する。かかる第１昇圧パルス電圧
は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１によって整流及
び平滑化されて直流の電圧値ＶＧ１となり、この電圧値
ＶＧ１を有する起動電源電圧ＶＧが出力される。

【００３０】この間、セレクタＳ１は、論理レベル"Ｌ"
のリセット信号ＲＳにより、パルス信号ＰＳ及び出力電
圧制御パルス信号ＰＸの内のパルス信号ＰＳを選択し、
これをゲートＧ３に供給する。しかしながら、起動信号
ＫＤの論理レベルが"Ｌ"であるので、この際ゲートＧ３
は、論理レベル"Ｌ"の選択パルス信号ＰＫをゲートＧ５
に供給することになる。従って、この間、パワーＭＯＳ
トランジスタＱ３をスイッチング動作させることは出来
ないので昇圧電源電圧ＶＣのレベルは低レベルのままで
ある。一方、起動電源電圧ＶＧのレベルは、上記ＭＯＳ
トランジスタＱ１のスイッチング動作に応じて徐々に上
昇してくる。

【００３１】ここで、かかる起動電源電圧ＶＧが所定レ
ベルＶｔを上回ると、コンパレータＣＰ１は、論理レベ
ル"Ｈ"の起動信号ＫＤを出力する。かかる起動信号ＫＤ
の論理レベルが"Ｈ"となることにより、上記の如くセレ
クタＳ１の入力端Ａに供給されたパルス信号ＰＳは、選
択パルス信号ＰＫとしてゲートＧ５に供給される。又、
起動信号ＫＤの論理レベルが"Ｌ"から"Ｈ"へと推移する
ことにより、ゲートＧ１はパルス信号ＰＳに対応した第
１パルス信号ＧＡの出力を停止し、これに代わりゲート
Ｇ２がパルス信号ＰＳに対応した第２パルス信号ＧＢの
出力を行う。この際、ＭＯＳトランジスタＱ２は、かか
る第２パルス信号ＧＢの論理レベルに応じたオン及びオ
フ動作を繰り返し実行する。かかるスイッチング動作に
応じて接続点Ｐ上には第２昇圧パルス電圧が発生する。
この第２昇圧パルス電圧は、ダイオードＤ１及びコンデ
ンサＣ１によって整流及び平滑化されて直流の電圧値Ｖ
Ｇ２となり、この電圧値ＶＧ２を有する起動電源電圧Ｖ
Ｇが出力される。

【００３２】尚、ＭＯＳトランジスタＱ２のゲートしき
い値電圧は、上記ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートしき
い値電圧よりも高いので、かかる電圧値ＶＧ２は上記電
圧Ｖ１よりも大となる。更に、かかる電圧値ＶＧ２はパ
ワーＭＯＳトランジスタＱ３のゲートしきい値電圧より
も大である。この際、上記電圧値ＶＧ２を有する起動電
源電圧ＶＧがゲートＧ５に給電されることになるので、
パワーＭＯＳトランジスタＱ３はこのゲートＧ５から出
力された昇圧駆動パルス信号ＰＧの論理レベルに応じた
スイッチング動作を開始する。かかるパワーＭＯＳトラ
ンジスタＱ３のスイッチング動作に応じて昇圧電源電圧
ＶＣの電圧値は、図４に示されるが如く上昇してくる。

【００３３】ここで、かかる昇圧電源電圧ＶＣの電圧値
が所定レベルＶｔよりも大になると、コンパレータＣＰ
２は、図４に示されるが如く論理レベル"Ｈ"のリセット
信号ＲＳを出力する。リセット信号ＲＳの論理レベル
が"Ｌ"から"Ｈ"へと推移することにより、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータは、その起動動作を終了し定常動作へと移行す
る。この際、ゲートＧ２はパルス信号ＰＳに対応した第
２パルス信号ＧＢの出力を停止し、これに代わりチャー
ジポンプ回路１０がチャージポンプ動作を開始する。か
かるチャージポンプ動作により、起動電源電圧ＶＧの値
は上記電圧値ＶＧ２からチャージポンプ電圧Ｖ_CHへと推
移するのである。尚、かかるチャージポンプ電圧Ｖ
_CHは、パワーＭＯＳトランジスタＱ３のゲートしきい値
電圧よりも大であり、かつ上記電圧値ＶＧ２よりも小で
ある。つまり、上記起動動作の終了後は、チャージポン
プ動作によって起動電源電圧ＶＧを生成するようにする
ことにより、定常動作時における電流消費量を低減させ
るのである。

【００３４】更に、上述の如くリセット信号ＲＳの論理
レベルが"Ｈ"になると、セレクタＳ１及びゲートＧ３
は、パルス信号ＰＳ及び出力電圧制御パルス信号ＰＸの
内で出力電圧制御パルス信号ＰＸを択一的に選択し、こ
れを選択パルス信号ＰＫとしてゲート５に供給する。ゲ
ートＧ５は、この選択パルス信号ＰＫに対応した論理レ
ベルを有する昇圧駆動パルス信号ＰＧをパワーＭＯＳト
ランジスタＱ３に供給する。この際、ゲートＧ５には上
記チャージポンプ電圧Ｖ_CHを有する起動電源電圧ＶＧが
給電される。よって、パワーＭＯＳトランジスタＱ３
は、このゲートＧ５から出力された昇圧駆動パルス信号
ＰＧの論理レベル、すなわち、出力電圧制御パルス信号
ＰＸの論理レベルに応じたスイッチング動作に移行する
のである。かかる動作により、昇圧電源電圧ＶＣの電圧
値が常に上記基準電圧Ｖｓと等しくなるように制御され
た昇圧動作が為されるようになる。

【００３５】以上の如き構成からなるＤＣ／ＤＣコンバ
ータによれば、例え、バッテリの電源電圧が低いもので
あっても、この低い電源電圧を昇圧することが可能とな
るのである。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図で
ある。

【図２】本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示
す図である。

【図３】出力電圧制御パルス発生回路５の動作波形の一
例を示す図である。

【図４】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおける内部動
作波形を示す図である。

【主要部分の符号の説明】

２ バッテリ ３ 起動電源生成回路 ４ 昇圧電源出力回路 ５ 出力電圧制御パルス発生回路 １０ チャージポンプ回路 ２０ パルス信号発生回路 ５０ 低電圧電源用保護回路 L1、L2 コイル Q1、Q2 ＭＯＳトランジスタ Q3 パワーＭＯＳトランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 日比野 和則 東京都港区南麻布３丁目20番１号日本モト ローラ株式会社内

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 バッテリからのバッテリ電源電圧を昇圧
   して直流の昇圧電源電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータで
   あって、 所定周波数の第１パルス信号を発生する第１パルス発生
   回路と、 前記バッテリ電源電圧を電源として前記第１パルス信号
   に応じたオン及びオフ動作を行って第１昇圧パルス電圧
   を発生させる第１チョッパ回路と、 前記第１昇圧パルス電圧を整流及び平滑して得られた第
   １電圧を電源として所定周波数の第２パルス信号を発生
   する第２パルス発生回路と、 前記バッテリ電源電圧を電源として前記第２パルス信号
   に応じたオン及びオフ動作を行って第２昇圧パルス電圧
   を発生させる第２チョッパ回路と、 前記第２昇圧パルス電圧を整流及び平滑して得られた第
   ２電圧を電源として所定周波数の昇圧駆動パルス信号を
   発生する昇圧駆動パルス発生回路と、 前記バッテリ電源電圧を電源として前記昇圧駆動パルス
   信号に応じたオン及びオフ動作を行って第３昇圧パルス
   電圧を発生させる第３チョッパ回路と、 前記第３昇圧パルス電圧を整流及び平滑したものを前記
   昇圧電源電圧として得る整流平滑回路と、からなること
   を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 前記第１チョッパ回路は、前記バッテリ
   電源電圧がその一端に印加された第１コイルと、前記第
   １パルス信号に応じたオン及びオフ動作を行って前記バ
   ッテリ電源電圧及び接地電位を交互に前記第１コイルの
   他端に導出する第１トランジスタとからなり、 前記第２チョッパ回路は、前記第１コイルと、前記第２
   パルス信号に応じたオン及びオフ動作を行って前記バッ
   テリ電源電圧及び接地電位を交互に前記第１コイルの他
   端に導出する第２トランジスタとからなり、 前記第３チョッパ回路は、前記バッテリ電源電圧がその
   一端に印加された第２コイルと、前記昇圧駆動パルス信
   号に応じたオン及びオフ動作を行って前記バッテリ電源
   電圧及び接地電位を交互に前記第２コイルの他端に導出
   するパワートランジスタとからなることを特徴とする請
   求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 前記第１トランジスタのゲートしきい値
   電圧は前記第２トランジスタのゲートしきい値電圧より
   も小であることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣ
   コンバータ。
4. 【請求項４】 前記昇圧駆動パルス発生回路は、所定期
   間以上に亘り前記昇圧駆動パルス信号の論理レベルが前
   記パワートランジスタをオン状態にすべき第１論理レベ
   ルにて固定状態となった場合には前記昇圧駆動パルス信
   号の論理レベルを強制的に前記第１論理レベルとは異な
   る第２論理レベルにする電源保護回路を備えていること
   を特徴とする請求項１及び２記載のＤＣ／ＤＣコンバー
   タ。
5. 【請求項５】 前記昇圧電源電圧をチャージポンピング
   してチャージポンプ電圧を発生するチャージポンプ回路
   を備え、 前記昇圧駆動パルス発生回路は、前記第２電圧が所定レ
   ベルよりも小である場合には前記第２電圧と同一レベル
   を有する所定周波数の信号を前記昇圧駆動パルス信号と
   して発生する一方、前記第２電圧が所定レベルよりも大
   となった場合には前記チャージポンプ電圧と同一レベル
   を有する所定周波数の信号を前記昇圧駆動パルス信号と
   して発生することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／Ｄ
   Ｃコンバータ。
6. 【請求項６】 前記昇圧電源電圧と所望の基準電圧との
   差分に対応したパルス幅を有する所定周波数の出力電圧
   制御パルス信号を発生する出力電圧制御パルス発生回路
   を備え、 前記昇圧駆動パルス発生回路は、前記第２電圧が所定レ
   ベルよりも小である場合には前記第２電圧と同一レベル
   を有する所定周波数の信号を前記昇圧駆動パルス信号と
   して発生する一方、前記第２電圧が前記所定レベルより
   も大となった場合には前記出力電圧制御パルス信号の信
   号レベルを前記チャージポンプ電圧と同一レベルにした
   信号を前記昇圧駆動パルス信号として発生することを特
   徴とする請求項１及び５記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。