JPS602873B2 - スイツチング安定化電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデュアルィンダクタンス方式のスイッチング安
定化電源回路に関し、特に効率を低下することなく、し
かも大きな負荷変動に対してもスイッチング素子をスム
ーズに切換えて安定な直流電圧を供給できるスイッチン
グ安定化電源回路に関する。

従来デュアルィンダクタンス方式、すなわち軽負荷時に
第１のスイッチング素子に印放されるパルス中が狭くな
り「もはや第１のスイッチング素子では制御不可能にな
った時第２のスイッチング素子に制御させて制御範囲を
広げる方式のスイッチング安定化電源回路において「効
率を低下することなく、しかも大きな負荷変動に対して
も安定な直流電圧を供給できるようにしたスイッチング
安定化電源回路として第竃図に示す如きものが提案され
ている。

即ち第１図において、川ま商用交流電圧が供給される電
源プラグを示し、この電源プラグ１からの商用交流電圧
が電源スイッチ２を通じて整流回路３に供給されて直流
電圧に整流平滑され、この直流電圧がトランス４の１次
コイル４ａ及び逆流防止用のダイオード５を介して第１
のスイッチング素子を構成するｎｐｎ形トランジスタ６
に供給されると共にこの１次コイル４ａの中間タップに
得られる直流電圧が第２のスイッチング素子を構成する
ｎｐｎ形トランジスタ７に供給される。

この場合１次コイル４ａの一端と中間タップとの間のィ
ンダクタンス値をＬとし、中間タップと１次コイル４ａ
の他端との間のィンダクタンス値をＬ２とする。又トラ
ンス４の２次コイル４ｂには交流電圧が取り出され、こ
れが整流回路８に供給されて直流電圧に整流平滑され、
この直流電圧が出力端子９に取り出される。

この出力端子９の電圧が電圧検出回路１０によりその電
圧値が検出され、この険出出力がフオトカプラ等の絶縁
分離用のカプラＩＥを通してスイッチング信号を発生す
るパルス中変調器１２にその変調入力として供給される
と共に「クロックパルス発振器軍３よりのクロツクパル
スがこのパルス中変調器３２音こそのキャリアとして供
給され、このパルス中変調器量蜜の出力側に得られるス
イッチング信号のパルス中は出力端子９に得られる直流
電圧が所望の一定値に安定する様に変化する如くなされ
ている。又この第翼図においてはトランス母の２次コイ
ル亀ｂと大地との間に電流検出用の小さい抵抗値の抵抗
器再４が接続され〜 これに得られる降下電圧が電流検
出回路軍５に供給され「抵抗器官薄の降下電圧「即ち出
力端子ｇからの出力電流が所定値量ＴＭ以下のときはそ
の出力側はローレベル“０”となり「出力電流が所定値
亙ＴＨ以上のときはその出力側は／・ィレベル“１”と
なる検出出力が取り出され、この検出出力がフオトカプ
ラ等の絶縁分離用のカプラ事Ｓを通じて制御回路例えば
ロフリツプフロップ回路１字のＤ入力端子に供給される
と共にクロツクパルス発振器；３よりのクロックパルス
がトリガ入力端子Ｔに供給される。そしてこの８フリッ
プフロツプ回路軍？のＱ出力端子の出力がゲート信号と
してアンド回路軍８の一方の入力端子に供給されると共
にパルス中変調器軍露よりのスイッチング信号がこのア
ンド回路官費の他方の入力端子に供給され、このアンド
回路１８の出力側に縛られるスイッチング信号がトラン
ジスタ６のべ−スに供給され〜又Ｄフリップフロツプ回
路軍７のＱ出力端子の出力がゲート信号としてアンド回
路Ｅ鞍の一方の入力端子に供給されると共にパルス的変
調器亀２よりのスイッチング信号がこのアンド回路竃９
の他方の入力端子に供給されもこのアンド回路亀ｇの出
力側に得られるスイッチング信号がトランジスタ了のベ
ースに供給される。この様な構成によれば、出力端子９
の負荷が軽い場合には出力端子ｇの出力電流は減少する
がｔこれが電流検出回路富蚤のスレッショールドレベル
ＩＴＨ以下のときはその検出出力が“０”になるのでこ
れにより口フリツプフ。ツプ回路亀７のＱ出力端子の出
力はクロックパルス発振器亀３からのクロツクパルスに
同期して“０”になるのでトランジスタ７はオフになる
。しかしこのときフリップフ。

ップ回路１７のＱ出力端子の出力が“１”になるのでパ
ルス中変調器亀２よりのスイッチング信号がアンド回路
１８を通じてトランジスタ５のベースに供給される。従
ってこのトランジスタ６により入力直流電圧のスイッチ
ングが行われ、出力端子９に出力直流蟹圧Ｖｏが取り出
される。この場合、整流回路３からの入力直流電圧Ｖｉ
‘よトランス鴇の１次コイル全体則ちィンダクタンス値
１，とＬ２との直列回路に供給されるので、スイッチン
グ信号のデューブ／「ーレシオをＤ「 このスイッチン
グ信号の周期をＴへ負荷の大きさをＲＬとしたとき出力
直流電圧Ｖ〇はＹ。

＝Ｖ凧繋争；となり〜 また最大出力電力Ｐｏは Ｐ。

＝群兼帯言−一−−−−−−一一一一‐１０…・｛ｌｉ
となる。

従ってこのィンダクタンス値Ｌ，及びＬ２の値を予め選
定しておくことにより負荷が軽い場合でも負荷変動に対
し十分に安定な直流電圧Ｖｏを得ることができる。又出
力端子９の負荷が重い場合には出力端子９の出力電流が
大きくなり、これが直流検出回賂富５のスレッショール
ドレベル軍…以上となるとトその検出出力が“１”にな
るのでもこれに依り町フリップフ。ップ回路軍？のＱ出
力端子の出力はクロックパルス発振器奪３からのクロツ
クパルスに同期して“０”になり「この為アンド回路１
８の出力が“０”になるのでトランジスタ針まオフとな
る。しかしこのときＤフリツプフロツプ回路１７のＱ出
力端子の出力が“１”になるので、パルス中変調器１２
からのスイッチング信号がアンド回路翼９を通じてトラ
ンジスタ７のベースに供給され、このときトランジスタ
？が動作をするのでトランス４の１次コイル４ａの一端
より中間タップまでを使用することになり「このィンダ
クタンス値はＬ，である。即ちこのときの最大出力電力
ＰｏはＰ。

＝ＶｒｏＥＰ。ＴＰ……｛２，公， となる。

この場合負荷が軽い場合に比べィンダクタンス値が小さ
くなるので式ｍ”■より明らかなように出力端子９から
取り出すことができる最大出力電力Ｐｏは大きくなる。
即ち大きな出力を取り出しても出力端子９の直流電圧は
安定化され、負荷が重い場合でも負荷変動に対して十分
安定な直流電圧を得ることができる。しかもその場合ィ
ンダクタンス値をＬ，十Ｌ２，Ｌ，と切り換えて負荷変
動に対処しているので効率の低下がない。又この場合ト
ランジスタ６又は７がパルス中変調器１２の出力側に得
られるスイッチング信号に依りスイッチングされるので
出力端子９に所望の一定の直流電圧が取り出される。然
しながら期る第１図においては、負荷変動を検出するの
にトランス４の２次側の電流を検出する様にしているの
で、このトランス４の１次側と２次側とを絶縁する為の
フオトカップラ等のカップラ１６を必要とすると共に電
流検出用の抵抗器１４「直流検出回路１５等を必要とし
、それだけ構成が複雑となると共にそれだけ高価となる
欠点があった。

また、第１図に於いては、例えばトランジスタ６から７
に切換わるとき、トランジスタ６に印加されるスイッチ
ング信号のパルス中が５０％であったとするとそのパル
ス中でトランジスタ７が動作してしまうので、出力電圧
としてはオーバシュート気味になり、回路としてはパル
ス中を急激に小さくしようとしてトランジスタ６に切換
わる。

ところが今度は出力電圧が下りすぎパルス中が広がって
再度トランジスタ了１こ切換わるというように一種の発
振現象を呈し、スイッチング素子の切換えがスムーズに
行なわれないという欠点があった。本発明は斯る点に鑑
みトランス４の２次側に電流検出用の回路を設けること
なく大きな負荷変動に対してもスイッチング素子をスム
ーズに切換えて効率良く安定な直流電圧を供給できるス
イッチング安定化電源回路を提供せんとするものである
。

以下第２図ないし第５図を参照しながら本発明スイッチ
ング安定化電源回路の一実施例につき説明しよう。

第２図に於いて第１図に対応する部分には同一符号を付
し、その詳細説明は省略する。

第２図に於いて２０ａ及び２０ｂは夫々第１及び第２の
基準パルス入力端子を示す。

この第１の基準パルス入力端子２８ａに供給される第１
の基準パルスは第３図Ｂに示す如くそのパルス中ａをト
ランジスタ７の使用時に於いてパルス中変調器１２Ａの
出力側のスイッチング信号のパルス中が隆負樹となり、
このパルス中が最小となる値よりやや広く選定したもの
である。又第２の基準パルス入力端子２０ｂ‘こ供給さ
れる第２の基準パルスは第３図Ｃに示す如くそのパルス
中ｂを第１の基準パルスのデューティレシオをＤａとし
、この第２の基準パルスのデューティレシオをＤｂとし
たときＤｂ≧花宅三ＸＤａ となる如く選定したものである。

この場合この第１及び第２の基準パルスはクロックパル
ス発振器１３の第３図Ａに示すようなクロックパルスに
同期する如くなす。この第１の基準パルス入力端子２０
ａに供給される第１の基準パルスをナンド回路２１の一
方の入力端子に供給すると共にフリッブフロップ回路１
７のＱ出力端子に得られる“０”又は“１”の信号をこ
のナンド回路２１の他方の入力端子に供Ｖ給し、第２の
基準パルス入力端子２０ｂに供給される第２の基準パル
スをナンド回路２２の一方の入力端子に供給すると共に
フリップフロップ回路１７のＱ出力端子に得られる信号
をィンバータ回路２３を通してナンド回路２２の他方の
入力端子に供給し、之等ナンド回路２１及び２２の夫々
の出力信号をナンド回路２４の一方及び他方の入力端子
に夫々供給する如くする。この場合、ナンド回路２１，
２２及び２４とィンバータ回路２３とは基準パルス選択
回路を構成しナンド回路２４の出力側にはフリッブフロ
ツプ回路１７のＱ出力端子の出力信号が“１”のとき第
１の基準パルスが得られ、このＱ出力端子の出力信号が
“０”のとき第２の基準パルスが得られ、このナンド回
路２４の出力側に得られる第１の基準パルス又は第２の
基準パルスの基準パルスを比較回路２５の一方の入力端
子に供Ｖ給し、パルス中変調器１２Ａの出力信号である
スイッチング信号を排他的論理和回路２６の一方の入力
端子に供給すると共にフリップフロップ回路１７のＱ出
力端子に得られる“０”又は“１”の信号をこの排他的
論理和回路２６の他方の入力端子に供給し、この排他的
論理和回路２６の出力信号をこの比較回路２５の他方の
入力端子に供聯合する。この比較回路２５は基準パルス
の立下りのときに排他的論理和回路２６の出力信号がハ
イレベル信号“１”のときその出力側が“１”となる如
くなす。この比較回路２５の出力信号をフリップフロッ
プ回路１７のＤ端子に供給する如くする。またパルス中
変調器１２Ａは後述される如くスイッチング信号を形成
するための鋸歯状波信号の懐きをフリップフロップ回路
’７の出力信号に応答してトランジスタ６，７の切換え
と同時に切換えられるように構成されている。その他は
第１図と同機に構成する。本発明は上述の如く構成され
ているので、今パルス中変調器１２Ａの出力信号である
スイッチング信号のパルス中が第３図Ｄに示す如く第１
の基準パルスのパルス中ａより広く第２の基準パルスの
パルス中ｂより狭く、フリップフロツプ回路母７のＱ出
力端子が“１”のときはスイッチング信号はアンド回路
ｉｇを通してトランジスタ７のベースに供給され、この
トランジスタ了を出力様子９の直流出力電圧に応じてス
イッチングし、この直流出力電圧を一定とする。

このときはナンド回路２４の出力側には第１の基準パル
スが得られる。この場合「出力端子９の負荷が軽くなり
〜パルス中変調器１２Ａのスイッチング信号のパルス中
が第３図Ｅ‘こ示す如く第１の基準パルスのパルス中ａ
より狭くなったときは、排他的論理和回路２６の出力信
号は第３図日こ示す如くこの第１の基準パルスの立下り
時に“１”となるのでフリップフロップ回路１７をクロ
ックパルスに同期し反転し「このＱ出力端子を“０”，
Ｑ出力様子を“１”とし、ナンド回路２４の出力側に得
られる基準パルスを第２の基準パルスとし「パルス中変
調器も２Ａよりのスイッチング信号をアンド回賂竃８を
通してトランジスタ６のベースに供給し「このトランジ
スタ６をスイッチングする。この場合出力端子９に得ら
れる直流出力電圧のレベルに応じてパルス中変調器亀２
Ａの出力側のスイッチング信号のパルス中を変調してい
るので、この世力端子９に得られる直流出力電圧を一定
にすることができる。又この場合に於いて出力端子９の
負荷が重くなったときはそれだけ出力直流電圧が下がる
ので、パルス中変調器１２Ａの出力信号のパルス中が大
となる。このときこのスイッチング信号のパルス中が第
３図Ｇに示す如く第２の基準パルスのパルス中ｂより大
となったときは第２の基準パルスの立下り時に排他的論
理和回路２６の出力信号が“１”となる（この場合Ｑ出
力端子は“０”なのでこのスイッチング信号がそのま）
排他的論理和回路２６の出力側に得られている）ので比
較回路２５の出力側が“１”となり〜クロックパルスに
同期してこのフリップフロップ回路１７は反転する。従
って上述の如きパルス中のスイッチング信号がアンド回
路１３を通してトランジスタ７のベースに供Ｖ給される
ことになるが、そうするとトランジスタ７が飽和して直
流出力電圧がオーバシュート気味となり発振現象等を呈
するので〜本発明ではパルス中変調器１２Ａにおいて「
トランジスタ６からトランジスタ７への切換え時にフリ
ップフロップ回路ｉ７の例えばＱ出力端子の出力に応答
してスイッチング信号を形成するための鋸歯状波信号の
懐きを変えて第３図Ｇの如く大きなパルス中を有するス
イッチング信号のパルス中をトランジスタ７が所定の動
作範囲例えば第１の基準パルスと第２の基準パルスの間
のパルス中で作動するような値に変化させる。このよう
に補正されたスイッチング信号をアンド回路１９を通し
てトランジスタ７のベースに供給することにより、トラ
ンジスタ７は飽和することなく正常に作動開始し、もっ
てトランジスタ６と７の切換えがスムーズに行なわれる
。第亀図は第２図に示したパルス中変調器１２Ａの回路
構成を詳細に示すものであって、第４図においてパルス
中変調器は一方の入力端がカプラー貴（第２図）を適し
て検出出力を受ける端子２７に接続され、他方の入力端
が基準電位源２８に接続された誤差増幅器２９と、この
誤差増幅器２９の出力と鋸歯状波信号を比較して所定の
スイッチング信号をアンド回路１籍，１９及び排他的論
理和回路２６（第２図）に接続された端子３０１こ供給
するための比較器３１と、クロックパルス発振器１３（
第２図）に接続された端子３２に得られるクロックパル
スをリングカウンタ等より構成された所定周期毎にトリ
ガ信号を発生するためのトリガ信号形成回路３３と「
このトリガ信号形成回路３３からのトリガ信号に同期し
た上記鎖歯状波信号を発生するための鏡歯状波信号発生
回路３４とを備え、誤差増幅器２９、比較器３１および
トリガ信号形成回路３３としては慣用のものが使用され
る。

一方鎖歯状波信号発生回路３４としてはトリガ信号形成
回路３３からのトリガ信号に応答してトランジスタ３５
をオン「オフして電源端子３６から電流が供給されるコ
ンデンサ３７を充放電させる点については慣用の方法と
同様であるが、本発明では更に電源端子３６およびコン
デンサ３７の一端間に相互に切換え可能な鏡歯状波用の
電流源３８，３９とフリップフロップ回路１７の出力端
子、列えばＱ出力端子に接続された端子４０からの信号
に応答して上記電流源３８，３９を切換えるためのスイ
ッチ４１とを設けたものを使用する。次にこの第４図に
示したパルス中変調器１２Ａの動作を第５図の信号波形
を参照し乍ら説明する。

端子２７から供給される出力端子９（第２図）の検出出
力は、誤差増幅器２９で基準電位源２８／からの基準値
と比較され、その差信号が第５図Ｂに示すような基準レ
ベルＬとして比較器３１の一方の入力端に供給される。

いま、フリップフロップ回路１７の例えばＱ出力端子が
レベル“１”にありＱ出力端子からの端子４０を通して
供給される信号に応答して切換わるスイッチ４１が例え
ば電流源３８側に切換わっているものとする。するとコ
ンデンサ３１は電流源３８により充電され、第５図Ａに
示すようなトｌｉガ信号形成回路３３からのトリガ信号
に応答してオンするトランジスタ３５により放電され、
このようにトリガ信号に応答して上述の充放電動作を繰
返すことにより鋸歯状波信号発生回路３４からは第５図
Ｂに実線で示すような鋸歯状波信号が比較器３１の他方
の入力端に供給される。従って比較器３１はこの鏡歯状
波信号と上記基準レベルＬとにより第５図Ｃに示すよう
な例えば５０％のパルス中を有するスイッチング信号を
形成し、斯るスイッチング信号が第１図のアンド回路１
８を通してトランジスタ６のベースへ供給される。とこ
ろで例えばトランジスタ６から７へ切換わる際に上述の
如き５０％のパルス中のスイッチング信号がトランジス
タ７へ供給されると、トランジスタ７は上記パルス中の
スイッチング信号で動作してしまうので、出力直流電圧
としてはオーバシュート気味になる。

そこで、トランジスタ６からトランジスタ７に功換わる
時点でフリップフロツプ回路１７のＱ出力端子のレベル
が変るので、このレベルの変化に応じてスイッチ４１も
一方の軍流源例えば電流源３８よりも小さな煩きの鋸歯
状波信号を出力すべく設けられた他方の電流源例えば電
流源３９に功換わり、もって鍵歯状波信号発生回路３４
からは第５図Ｂに破線で示すような鍵歯状波信号が比較
器３１に供給される。この結果比較器３１からは第５図
Ｄに示すようなパルス中の縮小されたスイッチング信号
が発生される。従ってトランジスタ７はこのスイッチン
グ信号で動作開始するので出力直流電圧はオーバシュー
トすることなく、またパルス中を急激に小さくして再度
トランジスタ６に切換わる等の発振現象が除去されるこ
とになる。以上の説明から明らかなように、本発明に係
るスイッチング安定化電源回路によれば、出力様子９の
負荷が軽いときはトランジスタ６をスイッチングしてト
ランス４の１次コイル４ａ全体（Ｌ，十Ｌ）を使用し、
この世力端子９の負荷が重いときは１次コイル４ａの一
端より中間タップまで（Ｌ）を使用しているので負荷の
変動に対して十分安定した直流電圧を得ることができる
と共に、トランス４の２次側に電流検出用の回路を設け
る必要がないので構成が簡単となる。

更にスイッチング素子の切換えと同様に、スイッチング
信号を形成する鏡歯状波信号の傾きを変えてスイッチン
グ信号のパルス中を変化させるようにしたので、スイッ
チング信号のパルス中が大さいま）変化することがなく
、もって出力直流電圧がオーバシュートしたり発振現象
等が防止され、スイッチング素子の切換えがスムーズに
行なわれる。なお、上述の実施例ではスイッチング素子
が２個の場合について説明したが、これに限定されるこ
となく２個以上の場合も同様の効果が得られることは言
うまでもない。

また鋸歯状波信号発生回路３４のスイッチ４１はフリツ
プフロツブ回路１７のＱ出力端子の出力に応答して切換
えるようにしたがＱ出力端子の出力に応答して切換える
ようにしてもよい。更に錨歯状波信号の傾きを変える手
段として相異なる電流源を切換えるようにしたがＬ こ
れに限定されることなく例えば容量の異なるコンデンサ
３７を複数個設けて切換えるようにしてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイッチング安定化電源回路の一例を示
す構成図、第２図は本発明スイッチング安定化電源回路
の一実施例を示す構成図、第３図は第２図の動作を説明
するための信号波形図、第４図は第２図のパルス中変調
器１２Ａの一例を示す構成図、第５図は第４図の動作を
説明するための信号波形図である。 ３および靴まそれぞれ整流回路「 ４はトランス、６お
よび７はトランジスタ、ｇは出力端子、軍蛇ま電圧検出
回路、竃２Ａはパルス中変調器、亀７はフリップフロッ
プ回路「 ２８ａおよび２０ｂはそれぞれ基準パルス入
力様子、２５は比較回路である。 第１図 第２図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流入力電源に夫々所定のインダクタンス値を有す
   るコイルを介して接続された第１及び第２のスイツチン
   グ素子と、該第１及び第２のスイツチング素子の出力側
   に設けられた整流回路と、該整流回路の直流出力電圧に
   応じたパルス巾のスイツチング信号を発生するパルス巾
   変調器と、第１及び第２の基準パルスと、該第１及び第
   ２の基準パルスの内の１つの基準パルスを選択する基準
   パルス選択回路と、該基準パルス選択回路により選択さ
   れた基準パルス及び上記パルス巾変調器よりのスイツチ
   ング信号を比較する比較回路と、該比較回路の出力信号
   に依り上記第１及び第２のスイツチング素子のいずれの
   制御電極に上記スイツチング信号を供給するかを切換え
   る切換回路とを備えたスイツチング安定化電源回路にお
   いて、上記スイツチング素子の切換えと同時にスイツチ
   ング信号形成用の鋸歯状波の傾きを変えてスイツチング
   信号のパルス巾を変化するようにしたことを特徴とする
   スイツチング安定化電源回路。