JP2773502B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源装置
に関し、特に、自動復帰型の過電流保護回路を有するパ
ルス幅制御方式のスイッチング電源装置の過電流保護回
路の動作時における負荷保護に有用である。

【０００２】

【従来の技術】従来のパルス幅制御方式のスイッチング
電源装置の一例を図４に示す。また、図４に示す従来の
パルス幅制御方式のスイッチング電源装置の各部信号波
形を図５に示す。図４に示すように、従来のパルス幅制
御方式のスイッチング電源装置は、入力電源１を１次側
端子に接続するトランス２、トランス２の他の１次側端
子に接続されるスイッチングトランジスタ３、トランス
２の２次側端子にアナードが接続される整流ダイオード
４、整流ダイオード４のカソードに接続される平滑コン
デンサ５、平滑コンデンサ５の両端子に接続されこの従
来のパルス幅制御方式のスイッチング電源装置の負荷８
の接続端子である出力電圧端子（＋）６及び出力電圧端
子（−）７、出力電圧端子（＋）６に接続される制御用
抵抗１７、制御用抵抗１７に入力部が接続されその制御
用抵抗１７によって入力電流が制御されるフォトカプラ
９、スイッチングトランジスタ３のゲートに出力端子が
接続されるＡＮＤ回路１０、ＡＮＤ回路１０の入力端子
に出力端子が接続されるパルス幅制御用比較回路１１、
スイッチングトランジスタ３に流れる電流を検出して負
荷８の過電流を検出しその過電流信号をＡＮＤ回路１０
に出力する過電流保護回路１３、パルス幅制御用比較回
路１１に基本波信号を出力する基本波発振回路１２、こ
のスイッチング電源装置の各制御回路の電源となる制御
回路の電源１６、制御回路の電源１６のＯＮ／ＯＦＦ動
作を行なう回路動作スイッチ１５により構成されてい
る。

【０００３】基本波発振回路１２は、第１の比較器２１
と、第２の比較器２２と、第１の比較器２１の反転入力
端子端子に接続される第１の基準圧電源２３と、第２の
比較器２２の非反転入力端子端子に接続される第２の基
準圧電源２４と、第１の比較器２１の出力信号をセット
信号として第２の比較器２２の出力信号をリセット信号
とする第１のフリップフロップ２５と、周波数設定用コ
ンデンサ２９と、周波数設定用コンデンサ２９へ充電電
流を供給する第１の定電流源２６と、周波数設定用コン
デンサ２９の放電電流をとりこむ第２の定電流源２７
と、第１のフリップフロップ２５の非反転出力がハイレ
ベルのとき閉回路になりローレベルのとき開回路となり
第１の定電流源２６，第２の定電流源２７を駆動する第
１のスイッチ回路３０とを有している。この基本波発振
回路１２では、基本波信号が周波数設定用コンデンサ２
９の一端より発生する。過電流保護回路１３は、基本波
発振回路１２で発生した基本波信号を反転入力端子に入
力し第３の基準電源３２を非反転入力端子に入力する第
３の比較器３１と、スイッチングトランジスタ３のソー
ス電流を電圧に変換する電流検出用抵抗３６と、電流検
出用抵抗３６に生じる検出電圧を非反転入力端子に入力
し第４の基準電源３５を反転入力端子に入力する第４の
比較器３４と、第４の比較器３４の出力信号をセット信
号として第３の比較器３１の出力信号をリセット信号と
する第２のフリップフロップ３３とを有している。

【０００４】上述の従来のパルス幅制御方式のスイッチ
ング電源装置の動作について、図４及び図５を参照して
説明する。回路動作スイッチ１５を閉じることにより、
フォトカプラ９，ＡＮＤ回路１０，パルス幅制御用比較
器１１，基本波発振回路１２，過電流保護回路１３に制
御回路の電源１６の電圧が印加されると、フォトカプラ
９は出力電圧端子６と出力電圧端子７との間の電位差を
検知してその電位差に比例した電圧をパルス幅制御用比
較器１１の反転入力端子に出力し、パルス幅制御用比較
器１１の非反転入力端子には基本波発振回路１２の基本
波信号が入力される。ここで基本波発振回路１２の動作
について説明する。第１の比較器２１の非反転入力端子
と第２の比較器２２の反転入力端子とを共に周波数設定
用コンデンサ２９に接続し、第１の比較器２１の反転入
力端子に接続された第１の基準電源２３の基準電圧ＶH
を第２の比較器２２の非反転入力端子に接続された第２
の基準電源２４の基準電圧ＶLより高電位に設定する。
第１のフリップフロップ２５の非反転出力端子の出力電
圧がロー状態で第１のスイッチ回路３０が開回路の状態
であるとすると、第２の定電流源２７は開回路状態とな
るため、第１の定電流源２６からの定電流Ｉ1が周波数
設定用コンデンサ２９へ充電電流として流れ込み、周波
数設定用コンデンサ２９の電位は上昇して第１の基準電
源２３の基準電圧ＶHまで達すると、第１の比較器２１
の出力電圧はハイ状態となるため第１のフリップフロッ
プ２５へセット信号が入力され、第１のフリップフロッ
プ２５の非反転出力端子はハイ状態となり、従って第１
のスイッチ回路３０は閉回路の状態となる。第２の定電
流源２７の定電流をＩ2とし、Ｉ2＞Ｉ1となるようにＩ2
を設定すると、Ｉ2−Ｉ1の値の電流が放電電流として周
波数設定用コンデンサ２９から放電され、その放電に伴
い周波数設定用コンデンサ２９の電位は下降し続け第２
の基準電源２４の基準電圧ＶLまで達すると、第２の比
較器２２の出力電圧はハイ状態となり、第１のフリップ
フロップ２５へリセット信号が入力されて第１のフリッ
プフロップ２５の非反転出力端子はロー状態となり第１
のスイッチ回路３０は開回路の状態となり、以後、前記
の動作を繰り返す。従って、周波数設定用コンデンサ２
９即ち基本波発振回路１２の出力には、振幅がＶH−Ｖ
L，充電時定数が（ＶH−ＶL）Ｃt／Ｉ1，放電時定数が
（ＶH−ＶL）Ｃt／（Ｉ2−Ｉ1）の３角波の基本波信号
が発生する。なお、前記Ｃtは、周波数設定用コンデン
サ２９の容量値である。

【０００５】パルス幅制御用比較器１１では、基本波発
振回路１２の基本波信号とフォトカプラ９の出力信号と
を比較し、基本波信号の電圧がフォトカプラ９の出力信
号の電圧より小さければロー信号を出力し、又、基本波
信号の電圧がフォトカプラ９の出力信号の電圧より大き
ければハイ信号を出力する。これらパルス幅制御用比較
器１１の出力信号は、ＡＮＤ回路１０の一方の入力端子
に出力される。

【０００６】過電流保護回路１３は、スイッチングトラ
ンジスタ３のソース電流を電流検出用抵抗３６により電
圧として検出し、その検出電圧を第４の比較器３４の非
反転入力端子へ入力する。その検出電圧が第４の基準電
源３５の基準電圧より小さければ第４の比較器３４の出
力電圧はロー状態となるため、第２のフリップフロップ
３３のセット信号入力端子もロー状態となるので第２の
フリップフロップ３３の反転出力端子はハイ状態とな
り、ＡＮＤ回路１０の他方の入力端子にはハイ信号が入
力される。一方、スイッチングトランジスタ３のソース
電流が増大して電流検出用抵抗３６の検出電圧が第４の
基準電圧３５の基準電圧より大きくなれば、第４の比較
器３４の出力電圧はハイ状態となるため、第２のフリッ
プフロップ３３にはセット信号が入力されるので、第２
のフリップフロップ３３の反転出力端子はロー状態とな
り、ＡＮＤ回路１０の他方の入力端子にはロー信号が入
力される。ここで、第２のフリップフロップ３３のリセ
ット信号は、以下のように得られる。基本波発振回路１
２の基本波信号を第３の比較器３１の反転入力端子に入
力し、その非反転入力端子には第３の基準電圧３２を接
続する。第３の基準電圧３２の基準電圧ＶL' を第２の
基準電圧２４の基準電圧ＶLよりわずかに高い電位に設
定すると、基本波信号の最低レベル状態の付近の時に確
実に第３の比較器３１の出力電圧はハイ状態となり、第
２のフリップフロップ３３へリセット信号を入力する。
即ち、第２のフリップフロップ３３のリセット信号は、
基本波発振回路１２の基本波信号の１周期に必ず１回発
生する。

【０００７】従って、上述したように、定常動作時にお
いては、フォトカプラ９の出力電圧と基本波発振回路１
２の基本波信号とをパルス幅制御用比較器１１で比較
し、基本波信号の電圧がフォトカプラ９の出力電圧より
大きければＡＮＤ回路１０の他方の入力端子は常にハイ
状態となるためスイッチングトランジスタ３のドレイ
ン，ソース間は導通状態となり、また、基本波信号の電
圧がフォトカプラ９の出力電圧より小さければＡＮＤ回
路１０の他方の入力端子は常にロー状態となるためスイ
ッチングトランジスタ３のドレイン，ソース間は遮断状
態となる。以上により、出力電圧端子６，７間の出力電
圧に応じてスイッチングトランジスタ３の導通時間を制
御し、出力電圧端子６，７間に安定した出力電圧を発生
させている。スイッチングトランジスタ３のソース電流
が過大となる異常動作状態においては、上述したよう
に、第２のフリップフロップ３３の反転出力端子がロー
状態となり、ロー信号をＡＮＤ回路１０の他方の入力端
子に入力するため、スイッチングトランジスタ３のドレ
イン，ソース間を遮断状態としてスイッチングトランジ
スタ３を過電流による破壊から保護する。第２のフリッ
プフロップ３３のリセット端子には、上述したように、
１周期毎にリセット信号が入力されるため、過電流保護
回路１３は、基本波発振回路１２の基本波信号の１周期
毎にリセットがかかり１周期毎に過電流保護回路１３が
働く自動復帰機能を有する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来のパルス幅制
御方式のスイッチング電源装置では、過電流保護回路１
３によってスイッチングトランジスタ３のソース電流の
異常を基本波発振回路１２の基本波信号の１周期毎に検
出しているため、スイッチングトランジスタ３のソース
電流の過大により過電流保護回路１３が動作しスイッチ
ングトランジスタ３は遮断状態になるが、その過大であ
るソース電流が減少して定常状態に復帰すると、スイッ
チングトランジスタ３は再び導通して定常動作によるス
イッチングトランジスタ３の遮断を繰り返す。即ち、自
動復帰型の特性を有する。

【０００９】ところが、過電流保護回路１３が動作して
スイッチングトランジスタ３が遮断する場合において、
過電流保護回路１３，ＡＮＤ回路１０，スイッチングト
ランジスタ３等には遅延時間が必ず存在する。基本波発
振回路１２の基本波信号の周期が上記遅延時間と比較し
て十分に長ければ、出力電圧端子６，７間の出力電圧と
負荷８の出力電流との関係は垂下特性又は”フ”の字特
性となるので、トランス２の２次側に蓄積されたエネル
ギーは完全に放出されるため出力電圧端子６，７間の出
力電圧が低下した際に負荷８の負荷電流が増大すること
はないが、基本波発振回路１２の基本波信号の周期が上
記遅延時間と比較して短く、上記遅延時間が無視できな
い程の値となった場合は、トランス２の２次側に蓄積さ
れたエネルギーは完全に放出されず蓄積された状態とな
っているため、出力電圧端子６，７間の出力電圧が低下
しても蓄積されたエネルギーの影響で負荷８の負荷電流
が増大してしまう。即ち、出力電圧対負荷電流の関係
が”Ｌ”字形となってしまい、負荷電流の増大により負
荷を破壊してしまうことがある。

【００１０】特に、近年におけるスイッチング電源装置
の小型化，高効率化を図るために基本波発振回路１２の
基本波信号の周期が短くなる傾向があり、上記の過電流
保護回路１３，ＡＮＤ回路１０，スイッチングトランジ
スタ３等の遅延時間による出力電圧端子６，７間の出力
電圧低下時の負荷８の負荷電流の増大は、スイッチング
電源装置の負荷８を破壊してしまうという問題点があ
る。

【００１１】更に、過電流保護回路１３，ＡＮＤ回路１
０，スイッチングトランジスタ３等の遅延時間が必ず一
定時間存在する、即ち、スイッチングトランジスタ３が
遮断できない時間が一定時間存在するということは、基
本波発振回路１２の基本波信号の周期が短くなった場
合、スイッチングトランジスタ３の熱設計及び安全動作
領域の余裕がなくなるという問題点もある。

【００１２】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、自動復帰型の過電流保護回路を有するパル
ス幅制御方式のスイッチング電源装置において、過電流
保護回路の動作時における負荷保護が可能でありスイッ
チングトランジスタの熱設計及び安全動作領域の余裕を
十分とることができるスイッチング電源装置を提供する
ことを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明に係るスイッチン
グ電源装置は、過電流を検出すると動作して基本波発振
回路の基本波信号で動作を停止する自動復帰型の過電流
保護回路を有するパルス幅制御方式のスイッチング電源
装置において、前記過電流保護回路が過電流を検出する
と、前記基本波発振回路の基本波信号の放電の時定数を
変化させる時定数変換用スイッチ回路を有することを特
徴とする。

【００１４】

【作用】本発明に係るスイッチング電源装置において
は、時定数変換用スイッチ回路１４を設けることによ
り、スイッチングトランジスタ３のソース電流が増大し
て過電流保護回路１３が動作する異常動作状態におい
て、基本波発振回路１２の基本波信号の放電の時定数を
定常動作状態と比較して著しく長く設定することができ
るので、過電流保護回路１３，ＡＮＤ回路１０，スイッ
チングトランジスタ３等に一定の遅延時間が存在し、そ
の遅延時間が基本波発振回路１２の基本波信号の周期に
対して無視できない値であっても、異常動作状態での基
本波発振回路１２の基本波信号の周期が上記遅延時間に
較べて十分長くなるので、トランス２の２次側の蓄積さ
れたエネルギーは、完全に放出が可能となる。従って、
出力電圧端子６と出力電圧端子７との間の出力電圧が低
下した際に、負荷８の負荷電流が増大することはなく、
負荷電流と出力電圧の関係は垂下特性か又は”フ”の字
特性となり、スイッチング電源装置の負荷８が破壊され
るのを防ぐことができる。

【００１５】また、上記遅延時間が存在しても、異常動
作状態では基本波発振回路１２の基本信号の周期が十分
長くなり、基本信号の周期に対する遅延時間のデューテ
ィー比が十分小さく設定できるので、スイッチングトラ
ンジスタ３の熱設計及び安全動作領域に対する余裕が十
分とれる。

【００１６】

【実施例】次に、本発明の実施例について添付の図面を
参照して説明する。

【００１７】図１は、本発明の実施例に係るスイッチン
グ電源装置を示すブロック図である。図２は、図１に示
す本発明の実施例に係るスイッチング電源装置の各部に
おける信号波形図である。なお、図中、図４に示す従来
のスイッチング電源装置と共通する部分に関しては同一
符号を付してその詳細な説明は省略する。

【００１８】図１に示すように、本発明の実施例に係る
パルス幅制御方式のスイッチング電源装置は、入力電源
１を１次側端子に接続するトランス２、トランス２の他
の１次側端子に接続されるスイッチングトランジスタ
３、トランス２の２次側端子にアナードが接続される整
流ダイオード４、整流ダイオード４のカソードに接続さ
れる平滑コンデンサ５、平滑コンデンサ５の両端子に接
続されこの従来のパルス幅制御方式のスイッチング電源
装置の負荷８の接続端子である出力電圧端子（＋）６及
び出力電圧端子（−）７、出力電圧端子（＋）６に接続
される制御用抵抗１７、制御用抵抗１７に入力部が接続
されその制御用抵抗１７によって入力電流が制御される
フォトカプラ９、スイッチングトランジスタ３のゲート
に出力端子が接続されるＡＮＤ回路１０、ＡＮＤ回路１
０の入力端子に出力端子が接続されるパルス幅制御用比
較回路１１、スイッチングトランジスタ３に流れる電流
を検出して負荷８の過電流を検出しその過電流信号をＡ
ＮＤ回路１０に出力する過電流保護回路１３、パルス幅
制御用比較回路１１に基本波信号を出力する基本波発振
回路１２、このスイッチング電源装置の各制御回路の電
源となる制御回路の電源１６、制御回路の電源１６のＯ
Ｎ／ＯＦＦ動作を行なう回路動作スイッチ１５、時定数
変換用スイッチ回路１４により構成されている。

【００１９】基本波発振回路１２は、第１の比較器２１
と、第２の比較器２２と、第１の比較器２１の反転入力
端子端子に接続される第１の基準圧電源２３と、第２の
比較器２２の非反転入力端子端子に接続される第２の基
準圧電源２４と、第１の比較器２１の出力信号をセット
信号として第２の比較器２２の出力信号をリセット信号
とする第１のフリップフロップ２５と、周波数設定用コ
ンデンサ２９と、周波数設定用コンデンサ２９へ充電電
流を供給する第１の定電流源２６と、周波数設定用コン
デンサ２９の放電電流をとりこむ第２の定電流源２７
と、第２の定電流源２７に対して並列に設けられる第３
の定電流源２８と、第１のフリップフロップ２５の非反
転出力がハイレベルのとき閉回路になりローレベルのと
き開回路となり第１の定電流源２６，第２の定電流源２
７，第３の定電流源２８を駆動する第１のスイッチ回路
３０とを有している。この基本波発振回路１２では、基
本波信号が周波数設定用コンデンサ２９の一端より発生
する。過電流保護回路１３は、基本波発振回路１２で発
生した基本波信号を反転入力端子に入力し第３の基準電
源３２を非反転入力端子にする第３の比較器３１と、ス
イッチングトランジスタ３のソース電流を電圧に変換す
る電流検出用抵抗３６と、電流検出用抵抗３６に生じる
検出電圧を非反転入力端子に入力し第４の基準電源３５
を反転入力端子に入力する第４の比較器３４と、第４の
比較器３４の出力信号セット信号として第３の比較器３
１の出力信号をリセット信号とする第２のフリップフロ
ップ３３とを有している。時定数変換用スイッチ回路１
４は、第２のスイッチ回路３７、第３のスイッチ回路３
８を有している。尚、第１のスイッチ回路３０，第２の
スイッチ回路３７，第３のスイッチ回路３８は、制御信
号がハイ状態の場合に閉回路となり、制御信号がロー状
態の場合に開回路となる。

【００２０】定常動作時においては、図４に示す従来の
スイッチング電源装置で説明したように、第２のフリッ
プフロップ３３の反転出力端子はハイ状態となり、第２
のフリップフロップ３３の非反転出力端子はロー状態と
なるので、第２のスイッチ回路３７は閉回路となり，第
３のスイッチ回路３８は開回路となる。従って、第３の
定電流源２８は開回路状態となるため、基本波発振回路
１２の基本波信号は、振幅がＶH−ＶL，充電時定数が
（ＶH−ＶL）Ｃt／Ｉ1，放電時定数が（ＶH−ＶL）Ｃt
／（Ｉ2−Ｉ1）の３角波となる。

【００２１】スイッチングトランジスタ３のソース電流
が増大して電流検出用抵抗３６の検出電圧が第４の基準
電源３５の基準電圧より大きくなる異常動作状態の場合
は、第４の比較器３４の出力電圧はハイ状態となるた
め、第２のフリップフロップ３３にはセット信号が入力
される。従って、第２のフリップフロップ３３の反転出
力端子はロー状態となり、非反転出力端子はハイ状態と
なるため、ＡＮＤ回路１０の一方の入力端子にはロー信
号が入力され、ＡＮＤ回路１０の出力はロー状態とな
り、スイッチングトランジスタ３は遮断されソース電流
が過大となるのを防いでいる。

【００２２】この状態のとき、過電流保護回路１３にお
ける第２のフリップフロップ３３の反転出力端子はロー
状態で非反転出力端子はハイ状態となるため、時定数変
換用スイッチ回路１４の第２のスイッチ回路３７は開回
路、第３のスイッチ回路３８は閉回路となる。従って、
第１のフリップフロップ２５の非反転出力はロー状態と
なり、スイッチ回路３０は開回路となるため、基本波発
振回路１２の周波数設定用コンデンサ２９の充電電流
は、第１の定電流源２６の定電流Ｉ1となる。過電流保
護回路１３が動作する前、即ち定常動作状態では、第２
のフリップフロップ３３の反転出力がハイ状態で非反転
出力がロー状態となるため、時定数変換用スイッチ回路
１４の第２のスイッチ回路３７は閉回路、第３のスイッ
チ回路３８は開回路となる。従って、周波数設定用コン
デンサ２９の放電電流は、図４に示す従来のスイッチン
グ電源装置と同様にＩ2−Ｉ1となる。

【００２３】ところが、過電流保護回路１３が動作する
異常動作状態では、前述したように時定数変換用スイッ
チ回路１４の第２のスイッチ回路３７は開回路、第３の
スイッチ回路３８は閉回路となり、第３の定電流源２８
の定電流をＩ3とすると、第２の定電流源２７は開回路
の状態であるので、周波数設定用コンデンサ２９の充電
電流は、Ｉ3−Ｉ1となる。ここで、第３の定電流源２８
の定電流Ｉ3を第２の定電流源２７の定電流Ｉ2より十分
小さく、かつ、第１の定電流源２６の定電流Ｉ1より極
く僅かに大きくなるように設定すると、異常動作時の周
波数設定用コンデンサ２９の放電電流は定常動作時と較
べて極めて小さく設定できるため、異常動作状態におい
て、周波数設定用コンデンサ２９の放電時定数は、定常
動作状態と比較して十分に長く設定することができる。
即ち、スイッチングトランジスタ３のソース電流が増大
して過電流保護回路１３が動作すると、基本波発振回路
１２の基本波信号の放電時の周期は、定常状態と比較し
て極端に長くすることが可能となる。

【００２４】図３は、本発明の他の実施例に係るスイッ
チング電源装置を示すブロック図である。図３に示すよ
うに、第３の定電流源２８を周波数設定用コンデンサ２
９と制御回路の電源１６に接続しており、前述したよう
に、スイッチングトランジスタ３のソース電流が増大し
て過電流保護回路１３が動作すると、第２のフリップフ
ロップ３３の非反転出力がハイ状態となるため、時定数
変換用スイッチ回路１４は閉回路となる。従って、第１
のスイッチ回路３０は開回路となり、周波数設定用コン
デンサ２９の充電電流は、第１の定電流源Ｉ1となる。
過電流保護回路１３が動作する前、即ち、定常動作状態
では時定数変換用スイッチ回路１４は開回路となってい
るため、周波数設定用コンデンサ２９の放電電流は、前
述のようにＩ2−Ｉ1となるが、過電流保護回路１３が動
作する異常動作状態では、時定数変換用スイッチ回路１
４及び第１のスイッチ回路３０は閉回路であるため、第
１の定電流源２６，第２の定電流源２７，第３の定電流
源２８の各定電流をＩ1，Ｉ2，Ｉ3とすると、周波数設
定用コンデンサ２９の放電電流は、Ｉ2−Ｉ1−Ｉ3とな
る。ここで、第１の定電流源２６，第３の定電流源２８
の各定電流の和Ｉ1＋Ｉ3を第２の定電流源２７の定電流
Ｉ2より極く僅か小さくなるように第３の定電流源２８
の定電流Ｉ3を設定すると、図１に示す本発明の実施例
に係るスイッチング電源装置と同様に、異常動作時の周
波数設定用コンデンサ２９の放電電流を定常動作時に較
べて極めて小さくできるため、異常動作状態において、
周波数設定用コンデンサ２９の放電時定数は、定常動作
時と比較して十分に長く設定することができる。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように本発明に係るスイッ
チング電源装置によれば、時定数変換用スイッチ回路を
設けることにより、過電流保護回路が動作する異常動作
状態において、基本波発振回路の基本波信号の放電の時
定数を定常動作状態と比較して著しく長く設定すること
ができるので、過電流保護回路，ＡＮＤ回路，スイッチ
ングトランジスタ等に一定の遅延時間が存在し、その遅
延時間が基本波発振回路の基本波信号の周期に対して無
視できない値であっても、トランスの２次側に蓄積され
たエネルギーは、完全に放出が可能となる。従って、本
発明に係るスイッチング電源装置の負荷への出力電圧が
低下した際に、負荷電流が増大することはなく、負荷電
流と出力電圧の関係は垂下特性か又は”フ”の字特性と
なり、負荷が破壊されるのを防ぐことができる。

【００２６】又、上記遅延時間が存在しても、異常動作
状態では基本波発振回路の基本信号の周期が十分長くな
り、基本信号の周期に対する遅延時間のデューティー比
が十分小さく設定できるので、スイッチングトランジス
タの熱設計及び安全動作領域に対する余裕が十分とれ
て、本発明に係るスイッチング電源装置の設計の自由度
が増加する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係るスイッチング電源装置を
示すブロック図である。

【図２】図１に示す本発明の実施例に係るスイッチング
電源装置の各部における信号波形図である。

【図３】本発明の他の実施例に係るスイッチング電源装
置を示すブロック図である。

【図４】従来のスイッチング電源装置の一例を示すブロ
ック図である。

【図５】図４に示す従来のスイッチング電源装置の各部
における信号波形図である。

【符号の説明】

１ ；入力電源 ２ ；トランス ３ ；スイッチングトランジスタ １２ ；基本波発振回路 １３ ；過電流保護回路 １４ ；時定数変換用スイッチ回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 過電流を検出すると動作して基本波発振
   回路の基本波信号で動作を停止する自動復帰型の過電流
   保護回路を有するパルス幅制御方式のスイッチング電源
   装置において、前記過電流保護回路が過電流を検出する
   と、前記基本波発振回路の基本波信号の放電の時定数を
   変化させる時定数変換用スイッチ回路を有することを特
   徴とするスイッチング電源装置。